JP2004364497A - 回転電気機械の平均電磁トルクを調整する方法及びシステム、及びこの方法を実行するための記憶媒体及びデータ構造 - Google Patents

Abstract

【課題】 広い動的調整範囲を有する平均電磁トルクを調整する方法を提供する。
【解決手段】 瞬時トルク設定点の関数としてスイッチをスイッチングする制御を行う（９４）ため正確な応答制御プロセスを用い、それにより瞬時トルク設定点に次の調整時点になると直ぐに到達する。次いで、電気機械の瞬時電磁トルクの平均が平均トルク設定点に収束するように、各調整時点で、平均トルク設定点から、印加されるべき瞬時トルク設定点を計算し（９２）、インバータにより発生される多相電圧及び／又は多相電流の高調波の値を決定する（１１０）。瞬時トルク設定点がまた、上記の計算ステップの間に高調波の値の関数として確立される（１２２，１２４）ことにより２つの連続した調整時点間の瞬時電磁トルク設定点の平均と平均トルク設定点との差を制限するのに適している瞬時トルク設定点を生成する。
【選択図】 図３

Description

本発明は、ステータ及び／又はロータ巻線を装備した多相回転電気機械の平均電磁トルクを調整する方法及びシステム及びこの方法に関する。本発明はまた、この方法を実行する記憶媒体及びデータ構造に関する。

より正確には、本発明は、機械を調整する方法であって、ステータ及び／又はロータ巻線がインバータにより発生された多相電圧及び多相電流を供給され、上記インバータがスイッチングが制御可能であるスイッチにより形成される、上記方法において、
−瞬時トルク設定点の関数として上記スイッチをスイッチングする制御ステップであって、これを行うため正確な応答制御プロセスを用い、それにより瞬時トルク設定点に次の調整時点になると直ぐに到達する、上記制御ステップと、
−上記機械の瞬時電磁トルクの平均が平均トルク設定点に収束するように、各調整時点で、上記平均トルク設定点から、印加されるべき瞬時トルク設定点を計算するステップとを含む、上記方法に関する。

記載の残りの部分において、用語「モータ」は多相回転電気機械を意味するため用いられ、そして用語「トルク」は、この種の機械の電磁トルクを意味するよう用いられる。

上記方法は、瞬時トルク設定点を各調整時点で変更することができるので、非常に広い動的調整範囲を有し、そして瞬時トルク設定点に次の調整時点になると直ぐに到達する。
従って、そのような制御方法は特に、トルク設定点が急に変わる応用に有用である。例えば、これらの方法は、圧延機の駆動モータを制御するため用いられる。

しかしながら、瞬時トルク設定点が単純な等化により、例えば、平均トルク設定点を瞬時トルク設定点に適合させることにより得られるとき、平均トルク設定点の値と２つの連続した調整時点間の瞬時トルクの平均との差が存在する。従って、平均トルク設定点は、決して完全には到達されないか、又はそれは、多数の調整時点にわたる瞬時トルクの平均を形成することにより到達され、それによりこの発明は、もはや広い動的調整範囲を持たない。

従って、本発明の課題は、広い動的調整範囲を有する平均電磁トルクを調整するための方法を提供することにより上記の欠点を克服することにある。

従って、本発明は、前述のような平均電磁トルクを調整する方法であって、インバータにより発生される多相電圧及び／又は多相電流の高調波の値を決定するステップを備え、上記瞬時トルク設定点がまた、上記の計算ステップの間に上記高調波のこの値の関数として確立され、それにより２つの連続した調整時点間の瞬時電磁トルクの平均と上記平均トルク設定点との差を制限するのに適している瞬時トルク設定点を生成することを特徴とする方法に関する。

平均トルク設定点と２つの連続した調整時点間の瞬時トルクの平均との差は、インバータが直流電圧から完全に正弦波の電圧又は電流を発生することができないことに起因していることが分かった。実際は、発生される電圧及び電流が、基本周波数の正弦波成分と、２次以上の高次の高調波に対応する、より高い周波数の正弦波成分とに分解される。基本周波数の正弦波成分を本明細書では単純に基本波と呼ぶのに対し、より高い周波数の正弦波成分を高調波と呼ぶ。

基本波は、基本周期にわたり一定トルクΓ_ｍを生成する。高調波は、より高い周波数を有する振動２次トルクを発生する。モータの瞬時トルクΓ_ｓは、上記一定トルクΓ_ｍと瞬時トルクとの重畳の結果である。振動トルクと一定トルクΓ_ｍとは互いに独立である。従って、瞬時トルク設定点を平均トルク設定点の関数としてのみ計算する既知の方法は、振動トルクを考慮してない。従って、例えば、たとえ各調整時点での瞬時トルクが厳密に平均トルク設定点と同一であるとしても、２つの連続した調整時点間瞬時トルクΓ_ｓの平均は、この平均トルク設定点と等しくない。それは、瞬時トルクがこれらの２つの調整時点間で振動トルクのせいで変わるからである。従って、振動トルクは、平均トルク設定点と瞬時トルクの平均との差の原因である。この差は、振動トルクの振幅が大きいとき対応して増大する。振動トルクが電圧及び／又は電流高調波により生成されるので、従って、この差の値は、その高調波の値の関数である。

上記の方法は、平均トルク設定点ばかりでなく電流及び／又は電圧高調波の値を考慮して、瞬時トルク設定点を計算することにより既知の方法の欠点を直す。
本発明による方法の他の特徴に従って、次のことが特徴付けられる。即ち、
−正確な応答制御プロセスは、スイッチをパルス幅変調により制御するための設定点を確立し、そして当該制御ステップはまた、正確な応答制御プロセスにより確立された上記制御設定点の関数として形成されたパルス幅変調プロセスを採用して、スイッチを各調整時点間にスイッチングする制御動作を含む。

−パルス幅変調プロセスは、インバータにより発生された電圧の基本波の周波数と同期したパルス幅変調プロセスであり、そして調整時点同士は、Ｔ′／２ｐに等しい時間間隔だけ離間しており、ここでｐは電気機械の相数であり、Ｔ′はインバータにより発生された電圧の基本波の周期である。

−正確な応答制御プロセスは、インバータにより発生された電圧の基本波の調整時点における位相がｋπ／ｐ（但し、ｋは整数）に等しいように適合される。
−上記高調波の値は、上記の決定ステップの間に、前の調整時点に正確な応答制御プロセスにより確立された制御設定点の値から確立される。

−パルス幅変調プロセスは、複数の異なるパルス幅変調を時間にわたり連続的に用いる。上記高調波の値が少なくとも１つの計算パラメータから確立される。上記又は各パラメータの様々な値は、予め計算され、そして用いられることになる異なるパルス幅変調のそれぞれのため事前に記録される。上記の決定ステップの間に用いられることになる上記又は各パラメータの値は、前の調整時点に正確な応答制御プロセスにより確立された制御設定点の値の関数として選択される。

−計算パラメータは、次の関係式により定義される。

ここで、
−Ｖ_ｎは、次数ｎの電圧高調波の振幅であり、
−ｎは、上記電圧高調波の次数に対応する整数である。

−制御設定点は、ステータ巻線に対して固定されている直交参照フレームα，βにおいて、そのモジュラス（ｍｏｄｕｌｕｓ）及び角度により定義される電圧ベクトルであり、そして電流高調波の値は、次の関係式から確立される。

ここで、
−Ｌは、回転電気機械のステータ・インダクタンスであり、
−ωは、回転電気機械のロータの角速度であり、
−β_０は、前の調整時点に正確な応答制御プロセスにより確立された（９６において）電圧ベクトルの角度であり、
−ΔＩ_ｑは、ロータ磁束と関連した回転参照フレームｄ，ｑにおける軸ｑに沿った電流高調波の値であり、そのロータ磁束は軸ｄと整列されており、
−ρ_０は、ステータ巻線と関連した固定参照フレームα，βに対する回転参照フレームｄ，ｑの角度である。

−計算パラメータは、次の関係式により定義される。

ここで、Ｖ_ｎは、次数ｎの電圧高調波の振幅である。
−インバータは、振幅制限された少なくとも１つの直流供給電圧から供給され、そして瞬時トルク設定点はまた、上記の計算ステップの間に、調整時点で使用可能な直流電圧の瞬時値の関数として確立され、それにより瞬時トルク設定点は、使用可能な直流電圧に対応する。

−瞬時トルク設定点は、次の関係式を利用して瞬時電流設定点の形式で確立される。

ここで、
−Ｖ＾_Ｍ（本明細書においては、「Ｘ＾」は記号Ｘの上に＾を付した記号を表す。）は、インバータに供給するため使用可能な最大直流電圧の瞬時値であり、
−Ｉ＾_Ｍは、インバータ８により発生されることができる最大電流の瞬時値であり、
−Ｉ＾_ｑ及びＩ＾_ｄは、参照フレームｄ，ｑの軸ｑ及びｄにそれぞれ沿った瞬時電流ベクトルの設定点の成分であり、
−ｚは、次の関係式

により定義され、ここで、Ｒは回転電気機械のステータ抵抗であり、Ｌは回転電気機械のステータ・インダクタンスであり、ωは回転電気機械のロータの角速度であり、
−Ｉ＾_ｄｃ及びＩ＾_ｑｃは、次の関係式により定義される。

ここで、
−ΔＩ_ｄ及びΔＩ_ｑは、インバータにより発生された高調波電流ベクトルの、参照フレームｄ，ｑの軸ｄ及びｑのそれぞれに沿った成分であり、そしてΔＪ_ｑ及びΔＪ_ｄは、インバータにより発生された高調波電圧ベクトルに比例し且つ参照フレームｄ，ｑの軸ｄ及びｑのそれぞれに沿った成分であり、そして成分ΔＩ_ｄ，ΔＩ_ｑ及びΔＪ_ｄは、次の関係式により定義される。

本発明はまた、命令が電子コンピュータにより実行されるとき本発明に従った調整方法を実行するための上記命令を含むことを特徴とする情報記憶媒体に関する。
本発明はまた、データ構造が複数の角度及び少なくとも１つの調整パラメータの値を、正確な応答制御プロセスにより確立された制御設定点の各特定の値と関連付け、そして上記制御設定点の所与の値と関連した１組の角度がインバータにより発生された電圧の基本波の周波数と同期した特定のパルス幅変調を定義し、そして上記少なくとも１つの調整パラメータの値はそれが制御設定点の同じ値と関連した角度により定義されたパルス幅変調を利用して制御されるときインバータにより発生される電流及び／又は電圧高調波の値の関数であることを特徴とするデータ構造に関する。

本発明はまた、スイッチングが制御可能であるスイッチにより形成されたインバータにより発生される多相電圧及び多相電流を供給されるステータ及び／又はロータ巻線を装備した多相回転電気機械の平均電磁トルクを調整するシステムであって、
−瞬時トルク設定点の関数としての上記スイッチのスイッチングのための制御ユニットであって、上記スイッチングを行うため正確な応答制御プロセスを用いることが可能であり、それにより前記瞬時トルク設定点に次の調整時点になると直ぐに到達する、前記制御ユニットと、
−上記電気機械の瞬時電磁トルク設定点の平均が平均トルク設定点に収束するように、上記平均トルク設定点から、印加されるべき瞬時トルク設定点を計算するユニットとを含む上記システムにおいて、
上記インバータにより発生される電圧及び／又は電流の高調波の値を決定するためのユニットを備え、
前記計算ユニットがまた、瞬時トルク設定点を上記高調波のこの値の関数として計算し、それにより、２つの連続した調整時点間の瞬時電磁トルクの平均と上記平均トルク設定点との差を制限するに適した瞬時トルク設定点を生成する
ことを特徴とするシステムに関する。

本発明は、例示としてのみ与えられ、且つ図面を参照して与えられる以下の説明を読むことにより一層明瞭に理解されるであろう。

図１は、ステータ及びロータを装備したモータ４の平均電磁トルクを調整するためのシステム２を表す。
以下の説明では、このモータ４がロータの表面に取り付けられた永久磁石を有する平滑な磁極３相同期モータ（ｓｍｏｏｔｈ ｐｏｌｅ ｔｈｒｅｅ−ｐｈａｓｅ ｓｙｎｃｈｒｏｕｎｓ ｍｏｔｏｒ）である特定のケースについて言及する。ステータは、ステータ巻線を装備している。

特に、この説明の以下で与えられる数学的関係式は、この種のモータの状態の式から確立された数学的関係式である。
システム２は、平均トルク設定点Γ_ｃｍをその入力で受け取り、そして従来の３相インバータ８のための制御信号をその出力で供給することができる。このインバータ８は、直流電圧源１０により供給される。

このインバータ８は従来どおり「脚部」として知られる３つの分岐を備え、各脚部は、中心点により直列に接続された２つのスイッチにより形成されている。各脚部の中心点は、このモータ４の各相に電圧及び電流を供給するようにモータ４のステータ巻線に接続されている。

システム２は、インバータ８を瞬時トルク設定点の関数として制御するユニット２０と、この瞬時トルク設定点を設定点Γ_ｃｍの関数として計算するユニット２２とを含む。
制御ユニット２０は、正確な応答制御モジュール２４と、インバータ８のスイッチのスイッチングをパルス幅変調により制御するモジュール２６とを含む。

応答制御モジュール２４は、瞬時トルク設定点を瞬時電流ベクトル（Ｉ＾_ｄ，Ｉ＾_ｑ）の形式でその入力で受け取り、そして電圧ベクトルＶ^→（本明細書において、「Ｘ^→」は記号Ｘの上に→を付した記号を表す。）をその出力で供給する。

瞬時電流ベクトル（Ｉ＾_ｄ，Ｉ＾_ｑ）は、モータ４のロータの磁束と関連した回転する直交参照フレームｄ，ｑにおいて定義され、その軸ｄは、モータ４のロータ磁束と整列されており、その軸ｑは、軸ｄから、右回りの三角法方向（ｒｉｇｈｔ−ｈａｎｄｅｄ ｔｒｉｇｏｎｏｍｅｔｒｉｃ ｓｅｎｓｅ）におけるπ／２回転により導出される。電圧ベクトルＶ^→は、モータ４のステータと関連した固定の直交参照フレームα，βにおいて、そのモジュラス

及び軸αに対する角度β_０により定義される。参照フレームｄ，ｑ及びα，βはこの技術分野においては通常のものであり、１つの参照フレームにおいて表された座標から他の参照フレームにおいて表された座標への変換は、基準軸を回転することにより実行される。

より正確には、応答制御モジュール２４は、２つの調整時点の間の電圧ベクトルＶ^→の角度β_０及びそのモジュラスの平均をその出力で供給する。
角度β_０は、制御モジュール２６の入力に直接送られるのに対し、モジュラス

は、パルス幅変調のタイプを選択するモジュール２８に送られる。
応答制御モジュール２４は、設定点（Ｉ＾_ｄ，Ｉ＾_ｑ）に対応する瞬時トルク設定点に次の調整時点に到達するように、電圧ベクトルＶ^→の値を計算することができる。このため、応答制御モジュール２４は、「速示制御（ｄｅａｄｂｅａｔ ｃｏｎｔｒｏｌ）」としても知られている正確な応答制御プロセスを用いる。例えば、本明細書で用いられるプロセスは、特許出願ＥＰ−Ａ−１２３３５０６に記載されている。従って、次のことは単に思い出させるものとして言及するだけである。即ち、電圧ベクトルＶ^→の値を入力設定点（Ｉ＾_ｄ，Ｉ＾_ｑ）の関数として計算するため用いられる関係は、次のとおりである。

ここで、

であり、そして

は、電流に関する前の測定及び調整時点におけるステータ電流の元の状態から開始する、調整間隔Ｔ後における短絡状態でのモータのステータの瞬時電流の自然な進展である。
Ｔは電流調整時点と次の電流調整時点との間の時間間隔であり、Ｒはモータのステータ抵抗であり、Ｌはモータのステータ・インダクタンスであり、τはステータ時定数（τ＝Ｌ／Ｒ）である。

制御モジュール２６は、インバータ８のスイッチのスイッチングを、応答制御モジュール２４により計算された角度β_０の値の関数として且つモジュール２８により選択された角度α_ｉの値の関数として制御することができる。このため、制御モジュール２６は、インバータ８により発生された電圧の基本波の周波数と同期した従来のパルス幅変調プロセスを用いる。この制御モジュール２６により発生された制御信号の一例が、図２に表されている。

図２は、インバータ８の１つの脚部の上側スイッチを時間の関数として制御するための信号の進展を表す。ここで、例えば、当該信号の値０は、スイッチが開けられるべきであることを指示し、そして値１は、スイッチが閉じられるべきであることを指示する。図２は、調整時点を、インバータ８により発生された電圧基本波の位相の関数として表す。間隔［０，２π］は、４つの等しい副間隔Π_１，Π_２，Π_３及びΠ_４に分割される。副間隔Π_１において、スイッチのスイッチング時点は、角度α_ｉにより定義される。ここで、７つの角度α_ｉが、副間隔Π_１の間のスイッチのスイッチングを定義するため必要とされ、従ってここで表されたパルス幅変調は、「７角度型（ｓｅｖｅｎ−ａｎｇｌｅｄ）」と呼ばれる。副間隔Π_２からΠ_４におけるスイッチング時点は、副間隔Π_１に関して定義されたスイッチング時間から従来の変換により導出される。他のスイッチの制御信号は、図２における制御信号から、２π／ｐ（ここで、ｐはモータ４の相数である。）だけ図２の制御信号をシフトすることにより導出される。

偶数次の高調波、及びその次数が３の倍数である高調波を排除するように、このケースにおける制御信号は、２つの対称軸を横座標π／２及び３π／２に、且つ対称点Ｐを横座標Πに有する。

こうして、変調のタイプは、一度角度α_ｉの値が知られると定義される。角度α_ｉの値は、インバータにより発生された電圧の基本波のモジュラスを固定する。
モジュール２８は、複数の電圧モジュラス

に対応する角度α_ｉの値を選択することができる。このため、モジュール２８は、次の形式の表ＴＰを含むメモリ３２と関連付けられる。

電圧モジュラス

の各正規化された値

に対して、この表は、基本波のモジュラスがモジュラス

に等しい電圧をインバータ８が発生するのを可能にする角度α_ｉｋの値を与える。モジュラス

の正規化された値から応答制御モジュール２４により生成された値に変換する関係式は、次のとおりである。

ここで、
−Ｖ＾_Ｍは、直流電圧源１０の両端子間の電圧の瞬時値である。
モジュラス

の各正規化された値に対して、この表はまた、２つのパラメータε（０）及びδ（０）の値を与える。これらのパラメータの値が計算される方法、及びそれらを用いる利点は、以下の記載を読めば明らかになるであろう。従って、モジュール２８は、モジュラス

の値に対応するパラメータε（０）及びδ（０）の値を選択し、そしてそれらをその出力で供給することができる。
正規化された値

が表ＴＰに事前に記録された２つの値の間にある場合、選択モジュール２８は、パラメータε（０）及びδ（０）の対応する値及び直線補間により角度α_ｉの対応する値を計算することができる。

制御ユニット２０はまた、調整時点を決定するモジュール３０を含む。このモジュール３０は、２つの連続した調整時点間の時間間隔ＴがＴ／２ｐに等しいように当該時間間隔Ｔを決定することができる。ここで、Ｔは、インバータ８により発生された電圧の基本波の周期であり、そしてｐは、モータ４の相数である。その理由は、時間間隔Ｔの値のこの選定がインバータ８により発生された電圧高調波の或る一定の次数のものを排除することが分かったことである。更に、以下で説明する関係式の幾らかを単純化するため、これらの調整時点は、ここで、電圧ベクトルＶ^→の位相がπ／ｐの整数倍である時点に対応するよう決定される。このため、例えば、モジュール３０は、次の関係式を連続的繰り返しにより解き、それにより時間間隔Ｔの値を決定することができる。

ここで、
−角度φ_Ｄ及びφ_０は、次の関係式により定義される。

−Ｉ_ｄ ^Ｄ（Ｔ），Ｉ_ｑ ^Ｄ（Ｔ），Ｉ_ｄ ^Ｄ（０）及びＩ_ｑ ^Ｄ（０）は、次の関係式により定義される。

ここで、
−Φ_ａは、磁石のロータ磁束であり、
−Ｌは、モータのステータ・インダクタンスであり、
−ｘは、関係式ｘ＝Ｌ・ωにより定義され、ここで、ωはロータの角速度であり、
−ｚは、次の関係式Ｚ^２＝Ｒ^２＋Ｌ^２・ω^２により定義され、
−Ｉ＾_ｄ（０）及びＩ＾_ｑ（０）は、現在の調整時点に測定される瞬時電流ベクトルの参照フレームｄ，ｑにおける成分であり、
−Ｉ＾_ｄ及びＩ＾_ｑは、応答制御モジュール２４の入力で受け取られた電流設定点である。

関係式（２）は、制約によれば電圧ベクトルの位相がｋπ／ｐに等しくなければならないその制約を表すため余分な式により補足された式（１）の系を解くことにより得られる。ここで、ｋは［１，…，６］の間にある整数であり、ｐはモータ４の相数である。３相の場合、この余分な式は、例えば次のとおりである。

ここで、Ｖ_α及びＶ_βは、参照フレームα，βにおける電圧ベクトルの成分である。
時間間隔Ｔを決定する仕方の更に詳細については、発明の名称が「多相回転電気機械」の瞬時電磁トルクを調整する方法」で本出願人により本出願と同日にフランス国に出願されたフランス特許出願に見いだし得る。

計算ユニット２２は、平均トルク設定点Γ_ｃｍを、瞬時電流ベクトル設定点（Ｉ＾_ｄ，Ｉ＾_ｑ）の形式で表された瞬時トルク設定点に変換する。このため、計算ユニット２２は、基本電流設定点Ｉ^〜 _ｑ（本明細書において、「Ｘ^〜」は記号Ｘの上に^〜を付した記号を表す。）を計算するモジュール４０と、この基本電流設定点を補正するモジュール４２と、インバータ８の動作制限を考慮しながら瞬時電流ベクトル設定点（Ｉ＾_ｄ，Ｉ＾_ｑ）を確立するモジュール４４とを含む。

モジュール４０は、次の関係式

を利用して、基本電流設定点Ｉ^〜 _ｑを設定点Γ_ｃｍから確立する。
ここで、
−Ｎ_ｐは、モータの磁極対の数であり、
−Φ_ａは、磁石のロータ磁束である。

これらの２つのパラメータＮ_ｐ及びΦ_ａは、モータ４の特性に依存する既知のパラメータである。
モジュール４２は、次の関係式を利用して、インバータ８により発生される電流の高調波の値の関数として設定点Ｉ^〜 _ｑを補正することができる。

ここで、
Ｉ＾_ｑは、参照フレームｄ，ｑの軸ｑに沿った瞬時電流ベクトル設定点（Ｉ＾_ｄ，Ｉ＾_ｑ）の成分であり、
ΔＩ_ｑは、参照フレームｄ，ｑの軸ｑに沿った高調波電流ベクトルの成分である。

高調波電流ベクトルは、基本波を考慮すること無しに、インバータ８により発生される電流の高調波にのみ対応する高調波電流ベクトルである。
モジュール４４は、応答制御モジュール２４のため意図された瞬時電流ベクトル設定点（Ｉ＾_ｄ，Ｉ＾_ｑ）を確立し、それは、インバータ８の電圧及び電流制限に適合する。このため、モジュール４４は、次の系の不等式を解くことができる。

ここで、
−Ｖ＾_Ｍは、直流電圧源１０の両端子間の使用可能な最大直流電圧の瞬時値であり、
−Ｉ＾_Ｍは、インバータ８により発生されることができる最大電流の瞬時値であり、
−Ｉ＾_ｄは、参照フレームｄ，ｑの軸ｄに沿った瞬時電流ベクトルの成分であり、
−Ｚは、つぎの関係式

により定義され、ここで、Ｒはステータ抵抗であり、Ｌはステータ・インダクタンスであり、そしてωは角速度である。
Ｉ＾_ｄｃ及びＩ＾_ｑｃは、次の関係式により定義される。

ここで、
−ΔＩ_ｄは、参照フレームｄ，ｑの軸ｄに沿った高調波電流ベクトルの成分であり、
−ΔＪ_ｑ及びΔＪ_ｄは、高調波電圧ベクトルに比例し且つ参照フレームｄ，ｑの軸ｄ及びｑのそれぞれに沿った成分である。

ここで、瞬時最大電圧Ｖ＾_Ｍ及び角速度ωが測定される。瞬時最大電流Ｉ＾_Ｍは、一定であり、そしてインバータ８の電気特性から分かる。成分ΔＩ_ｄ，ΔＪ_ｑ及びΔＪ_ｄの値の計算は、以下で定義される。

システム２はまた、参照フレームｄ，ｑの軸ｄ及びｑに沿った高調波電圧及び電流ベクトルを決定するユニット５０を含む。このため、ユニット５０は、高調波電流ベクトルを決定する第１のモジュール５２、及び高調波電圧ベクトルを決定する第２のモジュール５４を含む。より正確には、第１のモジュール５２は、成分ΔＩ_ｑ及びΔＩ_ｄの値をモジュール４２及び４４に供給し、そして第２のモジュール５４は、成分ΔＪ_ｑ及びΔＪ_ｄの値をモジュール４４に供給する。

このため、第１のモジュール５２は、次の関係式を利用して、成分ΔＩ_ｑ及びΔＩ_ｄの値を確立する。

ここで、
−ρ_０は、ステータに対して固定された参照フレームα，βに対する参照フレームｄ，ｑの角度であり、
−β_０は、ベクトルＶ^→の角度である。

第２のモジュール５４は、次の関係式を利用して、成分ΔＪ_ｑ及びΔＪ_ｄを確立する。

モジュール５２及び５４はまた、角度β_０の値及びパラメータε（０）及びδ（０）の値を得るように、応答制御モジュール２４の出力及びモジュール２８の出力に接続される。

ΔＪ_ｑ及びΔＪ_ｄは、電圧高調波の値と次の関係式により関連付けられる。

ここで、
−ΔＶ_ｑ及びΔＶ_ｄは、参照フレームｄ，ｑの軸ｑ及びｄのそれぞれに沿った高調波電圧ベクトルの成分である。

しかしながら、成分ΔＪ_ｑ及びΔＪ_ｄのみをここでは用いる。
最後に、システム２は、モータ４のロータの角度位置ρ_０のためのセンサ５６と、モータ４のロータの角速度ωのためのセンサ５８と、直流電圧源１０によりインバータ８に供給される瞬時直流電圧Ｖ＾_Ｍのためのセンサ６０と、ステータ巻線の瞬時電流のためのセンサ６２とを含む。

センサ６２は複数の基本電流センサにより形成され、その基本電流センサのそれぞれは、瞬時電流ベクトルを測定するように、モータ４の１つの相のステータ巻線の電流を測定するのに適している。このセンサ６２はまた、測定された瞬時電流ベクトルを、多相システムのための一般化されたコンコルディア変換（Ｃｏｎｃｏｒｄｉａ ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を用いて変換し、それにより瞬時電流ベクトルの２つの成分Ｉ＾_ｄ（０）及びＩ＾_ｑ（０）を直接その出力で供給することができる。

これらのセンサは、これらの値の測定を要求する様々なモジュールに接続される。特に、センサ５６は、角度ρ_０の値をモジュール５２及び５４に供給する。センサ５６から６２とシステム２の様々なモジュールとの間の接続は、説明を単純化するためその全てが表されているわけではない。

システム２は、典型的には、従来のプログラム可能な電子コンピュータを利用して生成される。このため、システム２は、命令がシステム２により実行されるとき図３の方法を実行するための当該命令を含むメモリ６１と関連付けられている。

システム２が動作する方法が、ここで図３の方法を参照して説明される。
図３の方法は、２つの主要段階、即ち、システム２のモジュールにより用いられる様々な一定パラメータを初期化する段階８０と、モータ４のトルクを調整する段階８２とに分けられている。

段階８０の間に、パラメータＮ_ｐ，Φ_ａ，Ｉ＾_Ｍ，Ｒ，Ｌ及びＺの値が、モータ４及びインバータ８の電気的及び機械的特性から決定される。一度決定されると、例えば、これらのパラメータは、メモリ６１に格納される。

段階８０の間に、パラメータε（０）及びδ（０）の値は、モジュラス

のそれぞれの値に関して次の関係式を利用して決定される。

ここで、
−Ｖ_ｎは、次数ｎの高調波の振幅であり、
−ｎは、その高調波の次数に対応する整数である。

高調波の振幅は、変調のタイプの関数として、即ち、角度α_ｉの値及び直流電圧の瞬時値の関数として変わる。
上記関係式は、調整時点がインバータ８により発生された電圧の基本波の位相がｋπ／ｐ（但し、ｋは整数）に等しい時点に正確に一致するよう選択されるケースに対して確率される。これは、関係式（１４）及び（１５）がより単純に表され、従ってこれらの正確な調整時点でより単純に計算されることが観測されたからである。特に、パラメータε（０）及びδ（０）の値は、これらの時点が生じる時と無関係である。

ここで、例えば、これらのパラメータε（０）及びδ（０）の値は、モータ４の数値モデル及びインバータ８の数値モデルをシミュレートすることにより計算される。より正確には、動作８４は、メモリ３２に格納された角度α_ｉ１により定義されたパルス幅変調を利用して、モータ４の電源をシミュレートする。次いで、当該モデルにより発生された３相電圧が解析され、そして例えば、２より高い次数を有する第１の２０００ボルト電圧高調波の振幅の値が測定される。これらの２０００の値及び上記関係式（１４）及び（１５）を利用して、パラメータε（０）及びδ（０）の値が、角度α_ｉ１により定義されたパルス幅変調に関して計算される。動作８４の終わりに、このように計算されたパラメータε（０）及びδ（０）の正規化された値は、メモリ３２の表ＴＰにおいて、角度α_ｉ１に対応する行に記録される。ε（０）及びδ（０）の正規化された値は、それらを値Ｖ＾_Ｍで除算したとき得られる。

次いで、動作８４は、メモリ３２の表ＴＰにおいて定義された各タイプの変調に対して繰り返される。こうして、段階８０の終わりに、各タイプの変調に対して定義されたパラメータε（０）及びδ（０）の値は、メモリ３２に記録される。

一度システム２を実行するために必要とされる全てのパラメータの値が記録されてしまうと、調整段階８２を始めることができる。
調整段階８２の間に、システム２は、設定点Γ_ｃｍの値を動作９０中に受け取る。この設定点Γ_ｃｍは、例えば、オペレータにより、又はフィードバック制御装置（図示せず）により供給される。この設定点Γ_ｃｍの値は、一般的に、ある周波数で新しい瞬時電流設定点（Ｉ＾_ｄ，Ｉ＾_ｑ）が応答制御モジュール２４に供給される当該ある周波数に関してゆっくり変わる。

各調整時点において、計算ユニット２２は、新しい瞬時電流設定点（Ｉ＾_ｄ，Ｉ＾_ｑ）をステップ９２の間に計算する。この新しい設定点（Ｉ＾_ｄ，Ｉ＾_ｑ）は、制御ユニット２０の入力に印加される。

現在の調整時点から次の調整時点まで、制御ユニット２０は、インバータ８をこの瞬時電流設定点の関数としてステップ９４の間に制御する。瞬時電流設定点は、２つの調整時点間で一定のままである。

より正確には、現在の調整時点における動作９６の間に、応答制御モジュール２４は、角度β_０及びモジュラス

の値を確立し、それは、次の調整時点になると直ぐに瞬時電流設定点（Ｉ＾_ｄ，Ｉ＾_ｑ）に対応する瞬時トルクを得るのを可能にする。
応答制御モジュール２４により確立された電圧ベクトルＶ^→の角度β_０は制御モジュール２６に直接送られるのに対し、この同じ電圧ベクトルのモジュラス

は、選択モジュール２８に送られる。
動作９８の間に、選択モジュール２８は、角度α_ｉの値、及びモジュラス

の値に対応するパラメータε（０）及びδ（０）の値を選択する。パラメータε（０）及びδ（０）の記録された値は、この時点で測定された値Ｖ＾_Ｍを乗算される。
角度α_ｉの選択された値は、制御モジュール２６に送信されるのに対し、パラメータε（０）及びδ（０）の非正規化された値は、それぞれモジュール５２及び５４に送信される。

角度β_０、及び角度α_ｉの値を利用して、動作１００の間に、制御モジュール２６は、同期パルス幅変調プロセスを用いることによりインバータ８のスイッチのスイッチングを制御する。

制御モジュール２６の制御下で、インバータ８は、モジュラス

及び角度β_０に対応する電圧及び電流を発生する。このモジュラス

及び角度β_０を構成することにより、モータの瞬時トルクは、正確に次の調整時点に入力設定点（Ｉ＾_ｄ，Ｉ＾_ｑ）に対応する瞬時トルク設定点に到達する。これは、図４におけるグラフ上に表されるものである。最初の６つの調整時点Ｔ_１からＴ_６が、このグラフ上表されている。水平細線は、設定点（Ｉ＾_ｄ，Ｉ＾_ｑ）に対応する瞬時トルク設定点を表す。太線は、瞬時トルクΓ_ｓの進展を時間の関数として表す。動作９６によって、瞬時トルクは、瞬時トルク設定点に各調整時点で等しいことが注目され得る。２つの調整時点間における、破線の水平線により表された瞬時トルクの平均は、例えば、このグラフ上で、設定点（Ｉ＾_ｄ，Ｉ＾_ｑ）に対応する瞬時トルク設定点値より低いことも注目され得る。これは、既知の方法におけるように、応答制御モジュール２４の入力設定点が平均トルク設定点Γ_ｃｍからのみ確立される場合、２つの調整時点間の瞬時設定点の平均と平均トルク設定点との差がこの差から平均トルク設定点の関数のみでない理由を説明する。

この問題を解決するため、図２の方法は、電流及び電圧高調波の値を決定するステップ１１０、及びここで説明されるであろう特別の計算動作を含むステップ９２を含む。
ステップ１１０の間に、モジュール５２は、成分ΔＩ_ｑ及びΔＩ_ｄの値を各調整時点に、動作１１２の間に、
−応答制御モジュール２４により供給される角度β_０の値、
−選択モジュール２８により供給されるパラメータε（０）の値、
−センサ５６により測定された角度β_０の値、及び
−センサ５８により測定された角速度ωの値
から決定する。

次いで、この動作１１２の間に決定された値は、計算ユニット２２のモジュール４２及び４４に送信される。
動作１２２と同時に、モジュール５４は、動作１１４の間に成分ΔＪ_ｑ及びΔＪ_ｄの値を決定する。ΔＪ_ｑ及びΔＪ_ｄの値は、モジュール４４に送信される。

平均トルク設定点Γ_ｃｍから、平均トルク設定点Γ_ｃｍに数個の調整時点内に到達するのを可能にする瞬時トルク設定点を得るのを可能にするため、ステップ９２は、次の動作、
−モジュール４０により設定点Ｉ^〜 _ｑを計算する動作１２０、及び
−この設定点Ｉ^〜 _ｑを補正して、２つの調整時点間の瞬時トルクの平均を設定点Γ_ｃｍに収束させるのを可能にする瞬時電流設定点の成分Ｉ＾_ｑを得る動作１２２
を含む。

インバータ８の瞬時電圧Ｖ＾_Ｍ及び瞬時電流Ｉ＾_Ｍの制限を考慮するように、動作１２４の間に、モジュール４４は、これらの制限に適合するのを可能にする成分Ｉ＾_ｄの値を確立する。

例えば、設定点Γ_ｃｍが増大する場合、基本波電流設定点Ｉ^〜 _ｑ及び瞬時電流設定点（Ｉ＾_ｄ，Ｉ＾_ｑ）が増大するであろうし、そして動作１２２、１２４及び９６の後で、これは、モジュラス

における増大につながる。例えば、モジュラス

におけるこの増大は、選択モジュール２８に、角度α_ｉに対する新しい値に対応する新しいタイプのパルス幅変調を選択させる。新しいタイプのパルス幅変調の選択はまた、パラメータε（０）及びδ（０）のための異なる値の発生につながる。これらのパラメータε（０）及びδ（０）の新しい値から、モジュール５２及び５４は、次に動作１２０を実行するとき、成分ΔＩ_ｑ，ΔＩ_ｄ，ΔＪ_ｑ及びΔＪ_ｄの新しい値を決定し、瞬時電流設定点（Ｉ＾_ｄ，Ｉ＾_ｑ）を例えばそれを増大することにより補正するのを可能にし、それにより２つの調整時点間の瞬時トルクの平均は、設定点Γ_ｃｍに等しい。

こうして、図３の方法は、正確な応答制御プロセスを用いることによりモータの平均トルクを調整するのを可能にする。従って、それは広い動的範囲を有する。更に、正確な応答制御プロセスは、このケースにおいては、同期パルス幅変調プロセスと組み合わされ、それにより或る一定の特有の高調波次数のものが排除される。

１つの変形として、計算能力が十分である場合、動作１２２，１２４，９６及び９８は、動作１００が実行される前に、各調整時点において何倍も繰り返される。動作１２２，１２４，９６及び９８の複数回の繰り返しは、電流設定点（Ｉ＾_ｄ，Ｉ＾_ｑ）に対してより正確な値を得るのを可能にする。従って、繰り返しの回数が十分大きい場合、設定点（Ｉ＾_ｄ，Ｉ＾_ｑ）は、まさに１つの調整時点後に、平均トルク設定点Γ_ｃｍ（それ自体迅速な変動状態にある。）の新しい値に到達するのを可能にする程十分に正確である。

システム２は、本明細書において、正確な応答制御操作が特許出願ＥＰ−Ａ−１２３３５０６の教示に従って実行される特定なケースを参照して説明された。しかしながら、１つの変形として、別の正確な応答制御方法、例えば、いわゆる滑りモードに基づく方法を用い得る。

図１は、本発明に従った調整システムの概略的図である。 図２は、図１の調整システムにより発生された制御信号の時間の関数としての進展を表すグラフである。 図３は、本発明に従った調整方法のフロー・チャートである。 図４は、図３での調整方法の場合における、瞬時トルクの変動を時間の関数として表すグラフである。

符号の説明

２ システム
４ モータ
８ ３相インバータ
１０ 直流電圧源
２０ 制御ユニット
２２ 計算ユニット
２４ 応答制御モジュール
２６，２８，３０ モジュール
３２ メモリ
４０，４２，４４ モジュール
５０ ユニット
５２，５４ モジュール
５６，５８，６０，６２ センサ
６１ メモリ

Claims (14)

1. スイッチングが制御可能であるスイッチにより形成されたインバータにより発生された多相電圧及び多相電流が供給されるステータ巻線及び／又はロータ巻線を装備した多相回転電気機械の平均電磁トルクを調整する方法であって、
   −瞬時トルク設定点の関数として前記スイッチをスイッチングする制御ステップ（９４）であって、これを行うため正確な応答制御プロセスを用い、それにより瞬時トルク設定点に次の調整時点になると直ぐに到達する、前記制御ステップ（９４）と、
   −前記電気機械の瞬時電磁トルクの平均が平均トルク設定点に収束するように、各調整時点で、前記平均トルク設定点から、印加されるべき瞬時トルク設定点を計算するステップ（９２）とを含む前記方法において、
   前記インバータにより発生される多相電圧及び／又は多相電流の高調波の値を決定するステップ（１１０）を備え、
   前記瞬時トルク設定点がまた、前記の計算ステップの間に前記高調波の値の関数として確立され（１２２，１２４）、それにより２つの連続した調整時点間の瞬時電磁トルク設定点の平均と前記平均トルク設定点との差を制限するのに適している瞬時トルク設定点を生成する
   ことを特徴とする方法。
2. 前記正確な応答制御プロセスが、前記スイッチをパルス幅変調により制御するための設定点を確立し（９６）、
   前記制御ステップ（９４）がまた、各調整時点の間で前記スイッチをスイッチングし、且つ前記正確な応答制御プロセスにより確立された前記制御設定点の関数として構成されたパルス幅変調プロセスを採用する制御動作（１００）を含む
   ことを特徴とする請求項１記載の方法。
3. 前記パルス幅変調プロセスが、前記インバータにより発生された電圧の基本波の周波数と同期したパルス幅変調プロセスであり、
   前記調整時点がＴ′／２ｐに等しい時間間隔だけ離間しており、ここで、ｐは前記電気機械の相数であり、Ｔ′は前記インバータにより発生された電圧の基本波の周期である
   ことを特徴とする請求項１又は２記載の方法。
4. 前記正確な応答制御プロセスは、前記インバータにより調整時点に発生された電圧の基本波の位相がｋπ／ｐ（ここで、ｋは整数である。）に等しいよう適合されていることを特徴とする請求項３記載の方法。
5. 前記高調波の値が、前記決定するステップ（１１０）の間に、前の調整時点に前記正確な応答制御プロセスにより確立された制御設定点の値から確立されることを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載の方法。
6. −前記パルス幅変調プロセスが、複数の異なるパルス幅変調を時間に対して連続的に用い、
   −前記高調波の値が、少なくとも１つの計算パラメータ（ε（０），δ（０））から確立され、且つ前記パラメータの様々な値が、予め計算され、且つ用いられることができる各異なるパルス幅変調に関して事前記録され（８０）、
   −前記決定するステップ（１１０）中に用いられることになる前記パラメータのそれぞれの値が、前記正確な応答制御プロセス（９６）により、前の調整時点に確立された制御設定点の値の関数として選択される（９８）
   ことを特徴とする請求項２から５のいずれか一項に記載の方法。
7. 計算パラメータが、次の関係式により定義され、
   

   

   ここで、
   −Ｖ_ｎがｎ次の電圧高調波の振幅であり、
   −ｎが前記高調波の次数に対応する整数である
   ことを特徴とする請求項６記載の方法。
8. 前記制御設定点が、ステータ巻線に対して固定されている直交参照フレームα，βにおいて、そのモジュラス
   

   

   及び角度（β_０）により定義された電圧ベクトルであり、
   電流高調波の値が、次の関係式
   

   

   から確立され、
   ここで、
   −Ｌは前記回転電気機械のステータ・インダクタンスであり、
   −ωは前記回転電気機械のロータの角速度であり、
   −β_０が、前記正確な応答制御プロセスにより、前の調整時点に確立された（９６）電圧ベクトルの角度であり、
   −ΔＩ_ｑが、ロータ磁束と関連した回転参照フレームｄ，ｑにおける軸ｑに沿った電流高調波の値であり、且つ前記ロータ磁束が軸ｄと整列されており、
   −ρ_０が、前記ステータ巻線と関連した固定の参照フレームα，βに対する前記参照フレームｄ，ｑの角度である
   ことを特徴とする請求項７記載の方法。
9. 計算パラメータが、次の関係式により定義され、
   

   

   ここで、Ｖ_ｎが次数ｎの電圧高調波の振幅である
   ことを特徴とする請求項６から８のいずれか一項に記載の方法。
10. 前記インバータが、振幅制限された少なくとも１つの直流供給電圧から供給され、
    前記瞬時トルク設定点がまた、前記の計算ステップ（９２）の間に、調整時点に使用可能な直流電圧の瞬時値（Ｖ＾_Ｍ）の関数として確立され、それにより前記瞬時トルク設定点が使用可能な直流電圧に対応する
    ことを特徴とする請求項１から９のいずれか一項に記載の方法。
11. 瞬時トルク設定点が、次の関係式を利用した瞬時電流設定点（Ｉ＾_ｄ，Ｉ＾_ｑ）の形式で確立され、
    

    

    ここで、
    −Ｖ＾_Ｍが、前記インバータ（８）に供給するため使用可能な最大直流電圧の瞬時値であり、
    −Ｉ＾_Ｍが、前記インバータ（８）により発生されることができる最大電流の瞬時値であり、
    −Ｉ＾_ｑ及びＩ＾_ｄがそれぞれ、前記参照フレームｄ，ｑの軸ｑ及びｄに沿った瞬時電流ベクトルの設定点の成分であり、
    −ｚが次の関係式により定義され、
    

    

    ここで、Ｒが前記電気機械のステータ抵抗であり、Ｌが前記電気機械のステータ・インダクタンスであり、ωが前記電気機械のロータの角速度であり、
    −Ｉ＾_ｄｃ及びＩ＾_ｑｃが、次の関係式により定義され、
    

    

    ここで、ΔＩ_ｄ及びΔＩ_ｑがそれぞれ、前記参照フレームｄ，ｑの軸ｄ及びｑに沿った、前記インバータ（８）により発生された高調波電流ベクトルの成分であり、
    ΔＪ_ｑ及びΔＪ_ｄがそれぞれ、前記参照フレームｄ，ｑの軸ｑ及びｄに沿った、前記インバータにより発生された高調波電圧ベクトルに比例した成分であり、
    ΔＩ_ｄ，ΔＪ_ｑ及びΔＪ_ｄは、次の関係式
    

    

    により定義される
    ことを特徴とする請求項８から１０のいずれか一項に記載の方法。
12. 命令が電子的コンピュータにより実行されるとき請求項１から１１のいずれか一項に記載の調整方法を実行するための前記命令を備えることを特徴とする情報格納媒体（６０）。
13. データ構造が請求項１から１１のいずれか一項に記載の方法で用いられるとき多相回転電気機械（４）の平均電磁トルクを調整するのを可能にすることができる、記憶装置（３２）に格納された前記データ構造であって、
    このデータ構造が、複数の角度（α_ｉ）及び少なくとも１つの調整パラメータ（ε（０），δ（０））の値を、前記正確な応答制御プロセスにより確立された制御設定点
    

    

    の各特定値と関連付け、
    前記制御設定点の所与の値と関連付けられた角度（α_ｉ）の組が、前記インバータ（８）により発生された電圧の基本波の周波数と同期した特定のパルス幅変調を定義し、
    前記少なくとも１つの調整パラメータ（ε（０），δ（０））の値は、前記インバータが前記制御設定点
    

    

    の同じ値と関連した角度（α_ｉ）により定義されたパルス幅変調を利用して制御されるとき、前記インバータにより発生される電流及び／又は電圧高調波の値の関数である、データ構造。
14. スイッチングが制御可能であるスイッチにより形成されたインバータ（８）により発生される多相電圧及び多相電流が供給されるステータ及び／又はロータ巻線を装備した多相回転電気機械の平均電磁トルクを調整するシステムであって、
    −瞬時トルク設定点の関数として前記スイッチをスイッチングするための制御ユニット（２０）であって、前記スイッチングを行うため正確な応答制御プロセスを用いることが可能であり、それにより前記瞬時トルク設定点に次の調整時点になると直ぐに到達する前記制御ユニット（２０）と、
    −前記電気機械（４）の瞬時電磁トルクの平均が平均トルク設定点に収束するように、前記平均トルク設定点から、印加されるべき瞬時トルク設定点を計算するユニット（２２）とを含む、前記システムにおいて、
    前記インバータ（８）により発生される電圧及び／又は電流の高調波の値を決定するためのユニット（５０）を備え、
    前記計算ユニットがまた、瞬時トルク設定点を前記高調波のこの値の関数として計算し、それにより、２つの連続した調整時点間の瞬時電磁トルクの平均と前記平均トルク設定点との差を制限するに適した瞬時トルク設定点を生成する
    ことを特徴とするシステム。

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