JP2004336848A

JP2004336848A - Control method for ac-ac direct converter

Info

Publication number: JP2004336848A
Application number: JP2003126288A
Authority: JP
Inventors: Junichi Ito; 淳一伊東; Ikuya Sato; 以久也佐藤
Original assignee: Fuji Electric Holdings Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2003-05-01
Filing date: 2003-05-01
Publication date: 2004-11-25
Anticipated expiration: 2023-05-01
Also published as: JP4120807B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To enable consecutive operations and achieve the protection of an element, the downsizing of a heat radiating fin, and the price cutting of a device as a whole by avoiding the concentration of heat to a semiconductor switching element, when an input frequency and an output frequency accord with each other, in an AC-AC converter such as a matrix converter. <P>SOLUTION: This method is for controlling an AC-AC direct converter such as a matrix converter or the like which drives an induction motor by directly converting a multi-phase AC voltage into a multi-phase AC voltage which has an optional magnitude and a frequency. The slip frequency is changed by adjusting the secondary magnetic flux command of an induction motor with respect to the same torque, when the frequency of the input voltage and the frequency of the output frequency of the matrix converter come close to each other, thereby changing the frequency of the output voltage of the matrix converter. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体スイッチング素子を用いて多相の交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する交流電圧に直接変換して出力する交流−交流直接変換器において、変換器の入出力周波数の一致によって半導体スイッチング素子に熱集中が発生するのを回避するようにした制御方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図５は、ダイオード整流器及びインバータを用いたコンバータ−インバータ方式の交流電動機駆動システムを示す概略構成図である。図において、Ｒ，Ｓ，Ｔは交流入力端子、Ｕ，Ｖ，Ｗは交流出力端子、３０は三相ダイオードブリッジからなる整流器、４０は平滑コンデンサ、５０はＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子を三相ブリッジ接続してなる電圧形インバータ、６０は誘導電動機等の交流電動機である。
【０００３】
上記構成において、交流電動機６０を低速で運転するためにインバータ５０から低周波数の電圧を出力した場合、インバータ５０のスイッチング素子に大きな電流が流れる時間が長くなり、スイッチング素子に熱集中が発生する。特に、出力周波数が０Ｈｚ（直流）の場合には大きな熱集中が発生し、熱集中が発生した相はスイッチング素子を破壊する恐れがある。
このため、後述の特許文献１に係るエレベータの制御装置には、スイッチング素子を熱破壊から保護するようにした技術が開示されている。
【０００４】
上記エレベータの制御装置は、インバータによりエレベータ駆動用の電動機を制御するために、電動機の周波数指令及びトルク指令を演算する第１の速度制御演算部と、スイッチング素子の温度が異常になるか否かを判定するための関数を記憶する温度異常判定関数記憶部と、第１の速度制御演算部で演算された値に対して、上記関数を参照してスイッチング素子の温度が正常か異常かを判定する温度異常判定部と、温度が異常と判定されたとき保護シーケンス運転に対応する電動機の周波数指令及びトルク指令を演算する第２の速度制御演算部と、温度が正常の判定結果に対して第１の速度制御演算部の出力に従い、また、温度が異常の判定結果に対して第２の速度制御演算部の出力に従ってインバータ部を制御する電流制御系演算部とを備えている。
【０００５】
一方、図６は、交流−交流直接変換器の一種であるマトリクスコンバータの主回路を示しており、７１はＵ相ユニット、７２はＶ相ユニット、７３はＷ相ユニットである。各相ユニット７１〜７３は何れも同一構成であり、ＩＧＢＴ等の２個の半導体スイッチング素子を逆並列接続して双方向スイッチを構成し、各３個の双方向スイッチを交流入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔと各出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗとの間に接続して構成されている。なお、Ｓ_ＵＲ〜Ｓ_ＴＷは半導体スイッチング素子である。周知のようにマトリクスコンバータでは、直流中間回路の電解コンデンサやリアクトルが不要であると共に、各相ユニット７１〜７３ごとに３個の双方向スイッチが電流を分担するため平均電流責務が１／３となり、装置の小型・軽量化が可能であり、双方向スイッチを高周波でスイッチングするＰＷＭ制御により、入力電圧の一部を負荷に印加しながら入力電流波形や出力電圧波形、周波数を制御している。
【０００６】
上記マトリクスコンバータにおいては、出力電圧の周波数が低い場合（直流を含む）でも、電源が交流であるため、前述の如く各相ユニット７１〜７３内の３個の双方向スイッチに交互に電流が流れて各スイッチング素子の電流責務が軽減される。よって、特許文献１に記載されているような複雑な演算部を設けなくても、熱集中によるスイッチング素子の破壊を防止することが可能である。
【０００７】
【特許文献１】
特開２００２−３０２３５９号公報（請求項１、請求項２、図２、図４等）
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、マトリクスコンバータの場合には、入力電圧の周波数（以下、入力周波数ともいう）と出力電圧の周波数（同じく出力周波数ともいう）が完全に一致した場合に熱集中が発生する。例えば、図６においてＲ相電圧及びＵ相電圧の周波数及び位相が一致した場合、Ｒ相に接続されたスイッチ群についてはスイッチング素子Ｓ_ＲＵ，Ｓ_ＵＲにしか電流が流れない。このとき、Ｓ相とＶ相、Ｔ相とＷ相も一致しているので、同様にＳ相に接続されたスイッチ群についてはスイッチング素子Ｓ_ＳＶ，Ｓ_ＶＳにしか電流が流れず、Ｔ相のスイッチ群についてはスイッチング素子Ｓ_ＴＷ，Ｓ_ＷＴにしか電流が流れない。
【０００９】
このように、各相ユニット７１〜７３において一つの双方向スイッチのみに電流が流れて熱集中が発生すると、その温度が急激に上昇するため、スイッチング素子を破壊する恐れがあり、また、冷却用の放熱フィンの表面積を大きくしなくてはならない。
これらを防止するため、インバータの場合と同様に前記特許文献１等に開示されている複雑な演算部を設けてスイッチング素子を保護するとすれば、高性能な演算装置を必要としてコストの上昇を招く。また、特許文献１に記載された従来技術では装置の運転を継続することができず、故障シーケンスに従って停止しなくてはならない不都合もある。
【００１０】
そこで本発明は、交流−交流直接変換器において入出力周波数が一致する場合のスイッチング素子への熱集中を回避し、素子の保護や放熱フィンの小型化、装置全体の低価格化を図ると共に、継続的な運転を可能にした制御方法を提供しようとするものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する多相交流電圧に直接変換して誘導電動機を駆動する交流−交流直接変換器において、
交流−交流直接変換器の入力電圧の周波数と出力電圧の周波数とが近付いたときに、同一のトルクに対する前記誘導電動機のすべり周波数を変化させて交流−交流直接変換器の出力電圧の周波数を変化させるものである。
【００１２】
請求項２に記載した発明は、請求項１に記載した交流−交流直接変換器の制御方法において、
交流−交流直接変換器の入力電圧の周波数と出力電圧の周波数とが近付いたときに、前記誘導電動機の二次磁束指令を変化させて同一のトルクに対する前記誘導電動機のすべり周波数を変化させるものである。
【００１３】
請求項３に記載した発明は、交流−交流直接変換器の負荷が、同期電動機のようにすべり角周波数の調整による出力周波数の制御が不可能な交流電動機である場合、交流−交流直接変換器の入力電圧の周波数と出力電圧の周波数とが近付いたときに、前記交流電動機に対する速度指令を変化させて交流−交流直接変換器の出力電圧の周波数を変化させるものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。なお、この実施形態は、図６に示した交流−交流直接変換器としてのマトリクスコンバータにより誘導電動機を駆動する場合のものである。
【００１５】
まず、図１は請求項１，２に対応する第１実施形態を示すブロック図である。図１において、１は電動機の回転速度を検出する速度検出手段、２は電動機の二相の電流（例えばＵ相電流ｉ_ｕ及びＷ相電流ｉ_ｗ）を検出する電流検出手段である。
３はベクトル制御手段であり、その内部において、電動機の速度指令及び速度検出値からトルク電流指令を演算し、速度検出値を用いて磁束電流指令を演算する。そして、電流検出手段２からの電流検出値をトルク電流及び磁束電流に座標変換し、これらと各電流指令との偏差と、別途演算したすべり角周波数及び速度検出値に基づく位相角とを用いて、電動機一次電圧指令のトルク成分及び磁束成分を求めた後、これらの電圧指令を前記位相角を用いて三相各相の出力電圧指令に座標変換して出力する。このベクトル制御手段３の構成及び動作は、従来から知られているものである。
【００１６】
一方、電源電圧検出手段４により検出された各相電源電圧は、マトリクスコンバータの入力電流指令と共に入力電流制御手段５に入力されている。この入力電流制御手段４は、電源電圧に応じてマトリクスコンバータの各相入力電流が入力電流指令に一致するように制御するものである。
【００１７】
ここで、マトリクスコンバータは、三相交流電源に接続された電流形ＰＷＭ整流器に相当する仮想整流器と、誘導電動機を駆動するＰＷＭインバータに相当する仮想インバータとを組み合わせたものと考えることができ、これらの仮想整流器及び仮想インバータに対するＰＷＭパルスを合成してマトリクスコンバータを制御する方法が公知になっている（例えば、伊藤里絵・高橋勲，「マトリクスコンバータにおける入出力無効電力の非干渉制御法」，電気学会半導体電力変換研究会ＳＰＣ−０１−１２１，ＩＥＡ−０１−６４等参照）。
【００１８】
従って、図６のＰＷＭパルス発生手段６は、仮想インバータの出力電圧指令をベクトル制御手段３から入力すると共に、仮想整流器の入力電流指令を入力電流制御手段５から入力し、これらの指令とキャリアとを比較して得たＰＷＭパルスを合成して、マトリクスコンバータの各スイッチング素子のＰＷＭパルス（ゲートパルス）を発生する。
なお、図１では誘導電動機の制御方式としてベクトル制御を用いた場合を示してあるが、制御方式はベクトル制御に限定されず他の方式でもよい。
【００１９】
以下、本発明の主要な原理について説明する。
誘導電動機の発生トルクＴは、電動機の磁束位置を基準とした直交二軸の回転座標（磁束軸に平行な成分のサフィックスをＭ、直交する成分のサフィックスをＴとする）上で表すと、二次磁束をφ_２Ｍ、一次電流をｉ_１Ｔとすれば、数式１により表される。
【００２０】
【数１】

【００２１】
一方、誘導電動機のすべり角周波数ω_ｓは、二次抵抗をＲ_２とすれば、数式２により表される。
【００２２】
【数２】

【００２３】
数式１，数式２から、トルクＴと、二次磁束φ_２Ｍ、すべり角周波数ω_ｓの関係を求めると、数式３となる。
【００２４】
【数３】

【００２５】
また、マトリクスコンバータの出力角周波数すなわち誘導電動機の一次角周波数ω_１は、二次角周波数をω_２とすれば、数式４によって表される。なお、ω＝２πｆの関係から、角周波数は周波数と同義なものとする。
【００２６】
【数４】

【００２７】
すなわち、数式３に示すように、誘導電動機は二次磁束φ_２Ｍを制御することで同一のトルクＴに対するすべり角周波数ω_ｓを変化させることができ、それに伴い、数式４により、同一の二次角周波数ω_２に対して一次角周波数ω_１、つまりマトリクスコンバータの出力周波数ω_１を変化させることができる。
【００２８】
図２は、図１における磁束指令発生手段７の動作を示すものであり、入力である出力周波数指令ω_１ ^＊と出力である二次磁束指令φ_２Ｍ ^＊との関係を示している。磁束指令発生手段７では、出力周波数指令ω_１ ^＊がマトリクスコンバータの入力周波数（電源の周波数）に近付いた場合、二次磁束指令φ_２Ｍ ^＊を減少させて誘導電動機の磁束を減少させる。
【００２９】
その結果、数式３におけるトルクＴを同一とすればすべり角周波数ω_ｓが増加するので、誘導電動機の回転数（二次角周波数ω_２）を所望の値に保ったままでマトリクスコンバータの出力周波数ω_１を増加させることができ、入力周波数と出力周波数とが一致するのを回避することができる。なお、図２では出力周波数が入力周波数に近付くと二次磁束指令を減少させているが、二次磁束指令を増加させてもよい。
また、一定時間を経過するごとに二次磁束指令を変化させて出力周波数を変化させ、入力電圧と出力電圧との位相関係を変化させた後に二次磁束指令を定常レベルに戻す操作を行ってもよい。
【００３０】
この実施形態によれば、図６に示したマトリクスコンバータの各相ユニット７１〜７３において、入出力周波数の一致により一つの双方向スイッチのみに電流が流れて熱集中が発生するのを回避することができ、熱によるスイッチング素子の破壊を防止することができる。また、スイッチング素子冷却用の放熱フィンの表面積が少なくて済むから、装置の小型化も可能になる。
【００３１】
次に、図３は請求項３に相当する本発明の第２実施形態を示すブロック図である。例えば、交流電動機として同期電動機を用いた場合、同期電動機にはすべり周波数がないので、第１実施形態のようにすべり角周波数ω_ｓを制御して出力周波数ω_１を変化させることができない。
【００３２】
そこで、第２実施形態では、第１実施形態における磁束指令発生手段７の代わりに、図３に示す如く速度指令変調手段８を設けることとした。
図４は、マトリクスコンバータの出力周波数が入力周波数付近であるときの速度指令変調手段８の動作を示している。
すなわち、図３の速度指令変調手段８は、マトリクスコンバータの出力周波数（言い換えれば同期電動機の速度指令ω^＊）が入力周波数付近であるときに、図４に示すように速度指令を変調することによりゆっくり変化させて速度指令ω_Ｍ ^＊として出力する。なお、速度指令ω_Ｍ ^＊の平均値はもとの速度指令ω^＊に一致させるため、速度制御の点で支障を生じることはない。
【００３３】
この実施形態によれば、速度指令ω_Ｍ ^＊を変化させることでマトリクスコンバータの出力周波数が入力周波数に一致するのを回避することができる。
なお、図４では速度指令ω_Ｍ ^＊をゆっくり変化させたが、出力周波数が入力周波数近傍になる領域を避けて速度指令ω_Ｍ ^＊をジャンプさせてもよい。
【００３４】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、マトリクスコンバータ等の交流−交流変換器において、誘導電動機を駆動する場合にそのすべり角周波数を変化させたり、あるいは、同期電動機を駆動する場合に速度指令を変化させることによって入力周波数と出力周波数とが一致するのを回避するようにしたので、双方向スイッチの熱集中を抑制し、スイッチング素子の破壊を防止することができる。また、熱集中が軽減されるため、冷却用の放熱フィンの小型化にも寄与する。
更に、従来技術として説明した特許文献１のように装置の運転を一時的に中断する必要もなく、交流−交流直接変換器の継続的な運転が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示すブロック図である。
【図２】図１における磁束指令発生手段の動作説明図である。
【図３】本発明の第２実施形態を示すブロック図である。
【図４】図３における速度指令変調手段の動作説明図である。
【図５】マトリクスコンバータの主回路構成図である。
【図６】コンバータ−インバータ方式の交流電動機駆動システムを示す概略構成図である。
【符号の説明】
１：速度検出手段
２：電流検出手段
３：ベクトル制御手段
４：電源電圧検出手段
５：入力電流制御手段
６：ＰＷＭパルス発生手段
７：磁束指令発生手段
８：速度指令変調手段
６０：交流電動機
７１：Ｕ相ユニット
７２：Ｖ相ユニット
７３：Ｗ相ユニット
Ｓ_ＵＲ〜Ｓ_ＴＷ：半導体スイッチング素子[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention provides an AC-AC direct converter that directly converts a multi-phase AC voltage into an AC voltage having an arbitrary magnitude and frequency using a semiconductor switching element and outputs the AC voltage. The present invention relates to a control method for preventing heat concentration in a semiconductor switching element.
[0002]
[Prior art]
FIG. 5 is a schematic configuration diagram showing a converter-inverter type AC motor drive system using a diode rectifier and an inverter. In the figure, R, S, T are AC input terminals, U, V, W are AC output terminals, 30 is a rectifier comprising a three-phase diode bridge, 40 is a smoothing capacitor, 50 is a three-phase bridge of a semiconductor switching element such as IGBT. The connected voltage source inverter 60 is an AC motor such as an induction motor.
[0003]
In the above configuration, when a low-frequency voltage is output from the inverter 50 in order to operate the AC motor 60 at a low speed, the time during which a large current flows through the switching element of the inverter 50 increases, and heat concentration occurs in the switching element. In particular, when the output frequency is 0 Hz (DC), large heat concentration occurs, and the phase in which the heat concentration occurs may destroy the switching element.
For this reason, a technique for protecting a switching element from thermal destruction is disclosed in an elevator control device according to Patent Document 1 described below.
[0004]
The elevator control device includes: a first speed control calculation unit that calculates a frequency command and a torque command of the motor in order to control the motor for driving the elevator with the inverter; and whether the temperature of the switching element becomes abnormal. A temperature abnormality determination function storage unit that stores a function for determining whether the temperature of the switching element is normal or abnormal with reference to the function calculated by the first speed control calculation unit A temperature abnormality determining unit that performs a frequency command and a torque command of the motor corresponding to the protection sequence operation when the temperature is determined to be abnormal; A current control system operation unit that controls the inverter unit in accordance with the output of the first speed control operation unit and in response to the result of the determination that the temperature is abnormal; Eteiru.
[0005]
On the other hand, FIG. 6 shows a main circuit of a matrix converter which is a kind of AC-AC direct converter, where 71 is a U-phase unit, 72 is a V-phase unit, and 73 is a W-phase unit. Each of the phase units 71 to 73 has the same configuration. Two semiconductor switching elements such as IGBTs are connected in anti-parallel to form a bidirectional switch. Each of the three bidirectional switches is connected to AC input terminals R and S. , T and each output terminal U, V, W. _{Incidentally,} S UR _{to S TW} is a semiconductor switching element. As is well known, in a matrix converter, an electrolytic capacitor and a reactor of a DC intermediate circuit are not necessary, and three bidirectional switches share current for each phase unit 71 to 73, so that the average current duty is reduced to 1/3. In addition, the size and weight of the device can be reduced, and the input current waveform, output voltage waveform, and frequency are controlled while applying a part of the input voltage to the load by PWM control that switches the bidirectional switch at a high frequency.
[0006]
In the above matrix converter, even when the frequency of the output voltage is low (including direct current), since the power supply is alternating current, current flows alternately through the three bidirectional switches in each of the phase units 71 to 73 as described above. Thus, the duty of each switching element is reduced. Therefore, it is possible to prevent destruction of the switching element due to heat concentration without providing a complicated calculation unit as described in Patent Document 1.
[0007]
[Patent Document 1]
Japanese Patent Application Laid-Open No. 2002-302359 (Claim 1, Claim 2, FIG. 2, FIG. 4, etc.)
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the case of a matrix converter, heat concentration occurs when the frequency of the input voltage (hereinafter also referred to as input frequency) and the frequency of the output voltage (also referred to as output frequency) completely match. For example, when the frequencies and phases of the R-phase voltage and the U-phase voltage match in FIG. 6, the current flows only through the switching elements S _RU and S _UR for the switch group connected to the R-phase. At this time, since the S-phase and the V-phase and the T-phase and the W-phase also match, similarly for the switches connected to the S-phase, current flows only through the switching elements S _SV and S _VS , As for the switch group, current flows only through the switching elements _STW and _SWT .
[0009]
In this way, when current flows through only one bidirectional switch in each of the phase units 71 to 73 and heat concentration occurs, the temperature thereof rises rapidly, and there is a possibility that the switching element may be destroyed. The surface area of the radiation fin must be increased.
In order to prevent these problems, if a complicated operation unit disclosed in Patent Document 1 or the like is provided to protect the switching element as in the case of the inverter, a high-performance operation device is required and the cost is increased. . Further, in the conventional technique described in Patent Document 1, the operation of the apparatus cannot be continued, and there is a disadvantage that the apparatus must be stopped according to a failure sequence.
[0010]
Therefore, the present invention avoids heat concentration on the switching element when the input / output frequency is matched in the AC-AC direct converter, protects the element, reduces the size of the radiation fins, and reduces the cost of the entire device. An object is to provide a control method that enables continuous operation.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problem, the invention according to claim 1 is an AC-AC direct converter that directly converts a polyphase AC voltage to a polyphase AC voltage having an arbitrary magnitude and frequency to drive an induction motor,
When the frequency of the input voltage of the AC-AC direct converter and the frequency of the output voltage approach, the slip frequency of the induction motor for the same torque is changed to change the frequency of the output voltage of the AC-AC direct converter. It is to let.
[0012]
According to a second aspect of the present invention, in the method for controlling an AC-AC direct converter according to the first aspect,
When the frequency of the input voltage and the frequency of the output voltage of the AC / AC direct converter approach, the secondary magnetic flux command of the induction motor is changed to change the slip frequency of the induction motor for the same torque. is there.
[0013]
The invention according to claim 3 provides a method for controlling an AC-AC direct converter when a load of the AC-AC direct converter is an AC motor whose output frequency cannot be controlled by adjusting a slip angular frequency, such as a synchronous motor. When the frequency of the input voltage approaches the frequency of the output voltage, the speed command for the AC motor is changed to change the frequency of the output voltage of the AC-AC direct converter.
[0014]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In this embodiment, an induction motor is driven by a matrix converter as an AC-AC direct converter shown in FIG.
[0015]
First, FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment corresponding to the first and second aspects. In FIG. 1, reference numeral 1 denotes speed detection means for detecting the rotation speed of the motor, and 2 denotes current detection means for detecting two-phase currents (for example, U-phase current i _u and W-phase current i _w ) of the motor.
Reference numeral 3 denotes a vector control unit, which calculates a torque current command from a speed command and a speed detection value of the electric motor, and calculates a magnetic flux current command using the speed detection value. Then, the current detection value from the current detection means 2 is coordinate-transformed into a torque current and a magnetic flux current, and a deviation between these and each current command, and a phase angle based on a slip angle frequency and a speed detection value calculated separately are used. After obtaining the torque component and the magnetic flux component of the motor primary voltage command, these voltage commands are coordinate-converted into three-phase output voltage commands using the phase angle and output. The configuration and operation of the vector control means 3 are conventionally known.
[0016]
On the other hand, the power supply voltage of each phase detected by the power supply voltage detection means 4 is input to the input current control means 5 together with the input current command of the matrix converter. The input current control means 4 controls each phase input current of the matrix converter according to the power supply voltage so as to match the input current command.
[0017]
Here, the matrix converter can be considered as a combination of a virtual rectifier corresponding to a current source PWM rectifier connected to a three-phase AC power supply and a virtual inverter corresponding to a PWM inverter driving an induction motor. A method of synthesizing a PWM pulse for a virtual rectifier and a virtual inverter to control a matrix converter is known (for example, Rie Ito and Isao Takahashi, "Method of Non-Interference Control of Input / Output Reactive Power in Matrix Converter", (See SPC-01-121, IEA-01-64, etc.).
[0018]
Therefore, the PWM pulse generating means 6 of FIG. 6 receives the output voltage command of the virtual inverter from the vector control means 3 and the input current command of the virtual rectifier from the input current control means 5, and outputs these commands and the carrier and Are combined to generate a PWM pulse (gate pulse) for each switching element of the matrix converter.
Although FIG. 1 shows a case where vector control is used as the control method of the induction motor, the control method is not limited to vector control, and another method may be used.
[0019]
Hereinafter, the main principle of the present invention will be described.
The torque T generated by the induction motor is represented by two orthogonal axes of rotation based on the magnetic flux position of the motor (M is a suffix of a component parallel to the magnetic flux axis and T is a suffix of the orthogonal component). Assuming that the secondary magnetic flux is φ _2M and the primary current is i _1T , it is expressed by Equation 1.
[0020]
(Equation 1)

[0021]
On the other hand, the slip angular frequency omega _s of the induction motor, if the secondary resistance R _2, represented by formula 2.
[0022]
(Equation 2)

[0023]
When the relationship between the torque T, the secondary magnetic flux φ _2M , and the slip angular frequency ω _s is determined from

Expressions

1 and 2, Expression 3 is obtained.
[0024]
[Equation 3]

[0025]
The primary angular frequency omega ₁ of the matrix converter of the output angular frequency, that the induction motor, if the secondary angular frequency and omega _2, represented by formula 4. Note that, from the relationship of ω = 2πf, the angular frequency is synonymous with the frequency.
[0026]
(Equation 4)

[0027]
That is, as shown in Expression 3, the induction motor can change the slip angular frequency ω _s with respect to the same torque T by controlling the secondary magnetic flux φ _2M. The primary angular frequency ω ₁ , that is, the output frequency ω ₁ of the matrix converter can be changed with respect to the angular frequency ω ₂ .
[0028]
FIG. 2 shows the operation of the magnetic flux command generation means 7 in FIG. 1, and shows the relationship between the output frequency command ω ₁ ^* as an input and the secondary magnetic flux command φ _2M ^* as an output. When the output frequency command ω ₁ ^* approaches the input frequency (frequency of the power supply) of the matrix converter, the magnetic flux command generating means 7 reduces the secondary magnetic flux command φ _2M ^* to reduce the magnetic flux of the induction motor.
[0029]
As a result, the slip angular frequency omega _s is increased if the torque T in equation 3 equal, the output frequency of the matrix converter rotation speed of the induction motor (secondary angular frequency omega ₂₎ while maintaining a desired value omega ₁ can be increased, and it is possible to avoid that the input frequency matches the output frequency. In FIG. 2, the secondary magnetic flux command is decreased when the output frequency approaches the input frequency, but the secondary magnetic flux command may be increased.
Also, every time a fixed time elapses, the secondary magnetic flux command is changed to change the output frequency, and after changing the phase relationship between the input voltage and the output voltage, the secondary magnetic flux command is returned to a steady level. Is also good.
[0030]
According to this embodiment, in each of the phase units 71 to 73 of the matrix converter shown in FIG. 6, it is possible to prevent a current from flowing into only one bidirectional switch due to the matching of the input / output frequency, thereby preventing heat concentration. Therefore, it is possible to prevent the switching element from being broken by heat. In addition, since the surface area of the radiation fin for cooling the switching element can be reduced, the size of the device can be reduced.
[0031]
Next, FIG. 3 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention. For example, when a synchronous motor as an AC motor, since there is no slip frequency in the synchronous motor, it is impossible to change the output frequency omega ₁ by controlling the slip angular frequency omega _s as the first embodiment.
[0032]
Therefore, in the second embodiment, a speed command modulating means 8 is provided as shown in FIG. 3 instead of the magnetic flux command generating means 7 in the first embodiment.
FIG. 4 shows the operation of the speed command modulating means 8 when the output frequency of the matrix converter is near the input frequency.
That is, the speed command modulation means 8 in FIG. 3 modulates the speed command as shown in FIG. 4 when the output frequency of the matrix converter (in other words, the speed command ω ^* of the synchronous motor) is near the input frequency. It is changed slowly and output as the speed command ω _M ^* . The average value of the speed command omega _M ^* is to match the original speed command omega ^*, does not occur any trouble in terms of the speed control.
[0033]
According to this embodiment, it is possible to prevent the output frequency of the matrix converter matches the input frequency by changing the speed command omega _M ^*.
Although varied slowly FIG speed command omega _M ^* At, it may be jump speed command omega _M ^* to avoid the area where the output frequency becomes close to the input frequency.
[0034]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, in an AC-AC converter such as a matrix converter, the slip angular frequency is changed when driving an induction motor, or the speed command is changed when driving a synchronous motor. By doing so, the input frequency and the output frequency do not coincide with each other, so that the heat concentration of the bidirectional switch can be suppressed and the switching element can be prevented from being broken. In addition, since heat concentration is reduced, it contributes to downsizing of cooling radiating fins.
Furthermore, the continuous operation of the AC-AC direct converter is possible without the need to temporarily suspend the operation of the device as in Patent Document 1 described as the prior art.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an explanatory diagram of an operation of a magnetic flux command generation means in FIG. 1;
FIG. 3 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is an explanatory diagram of an operation of a speed command modulation unit in FIG. 3;
FIG. 5 is a main circuit configuration diagram of a matrix converter.
FIG. 6 is a schematic configuration diagram showing a converter-inverter type AC motor drive system.
[Explanation of symbols]
1: speed detection means 2: current detection means 3: vector control means 4: power supply voltage detection means 5: input current control means 6: PWM pulse generation means 7: magnetic flux command generation means 8: speed command modulation means 60: AC motor 71 : U-phase unit 72: V-phase unit 73: W-phase unit S _{UR to} S _TW : Semiconductor switching element

Claims

In an AC-AC direct converter that directly converts a polyphase AC voltage to a polyphase AC voltage having an arbitrary magnitude and frequency to drive an induction motor,
When the frequency of the input voltage of the AC-AC direct converter and the frequency of the output voltage approach, the slip frequency of the induction motor for the same torque is changed to change the frequency of the output voltage of the AC-AC direct converter. A method for controlling an AC-AC direct converter.

The method for controlling an AC-AC direct converter according to claim 1,
When the frequency of the input voltage and the frequency of the output voltage of the AC-AC direct converter approach, changing the secondary magnetic flux command of the induction motor to change the slip frequency of the induction motor for the same torque. A method for controlling an AC-AC direct converter.

In an AC-AC direct converter that directly converts a polyphase AC voltage to a polyphase AC voltage having an arbitrary magnitude and frequency to drive an AC motor,
When the frequency of the input voltage and the frequency of the output voltage of the AC / AC direct converter approach, the speed command for the AC motor is changed to change the frequency of the output voltage of the AC / AC direct converter. Control method of the AC-AC direct converter.