JP2004309280A - 静電容量検出型振動ジャイロ、および静電容量変化検出方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】供給電源電圧の変動に対する検出信号の電源依存精度を向上させた静電容量検出型振動ジャイロを提供する。
【解決手段】印加された角速度に応じて変化するセンサ素子２の静電容量を検出する静電容量検出回路３を備え、この検出回路３は演算増幅器Ａ１，Ａ２の反転入力端子にセンサ素子２の検出電極１１ａ，１１ｂを接続し、また、非反転入力端子に供給電源電圧Ｖｃｃを抵抗分割した電圧をバイアス電圧Ｖｂとして印加し、このバイアス電圧Ｖｂを演算増幅器Ａ１，Ａ２のイマジナリショートによって検出電極１１ａ，１１ｂに加えることでバイアス電圧Ｖｂが供給電源電圧Ｖｃｃに依存するように構成している。
【選択図】 図１
【解決手段】印加された角速度に応じて変化するセンサ素子２の静電容量を検出する静電容量検出回路３を備え、この検出回路３は演算増幅器Ａ１，Ａ２の反転入力端子にセンサ素子２の検出電極１１ａ，１１ｂを接続し、また、非反転入力端子に供給電源電圧Ｖｃｃを抵抗分割した電圧をバイアス電圧Ｖｂとして印加し、このバイアス電圧Ｖｂを演算増幅器Ａ１，Ａ２のイマジナリショートによって検出電極１１ａ，１１ｂに加えることでバイアス電圧Ｖｂが供給電源電圧Ｖｃｃに依存するように構成している。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、静電容量検出型振動ジャイロ、および静電容量変化検出方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、振動ジャイロをたとえば角速度検出用のセンサとして利用してカメラの手振れ検出や車両姿勢検出などの処理を行う場合、通常、センサから出力されるアナログ検出信号をＡ／Ｄ変換器でデジタル信号に変換した後、上記所定の補正処理が行われる。
【０００３】
その際、電圧比較型のＡ／Ｄ変換器などでは、その変換基準電圧が電源電圧に依存する場合があるので、センサの検出精度を高める上では、センサの検出感度を上記電源電圧に依存させることが要求されることがある。
【０００４】
このため、従来は、センサ素子となる振動子の駆動信号の振幅を供給電源電圧に依存して変化させ、これによって振動子から出力される検出信号の出力レベルを供給電源電圧に応じて変化させることで、結果的にセンサの検出感度が供給電源電圧に依存するようにして、センサ検出精度を高めるようにした技術が提案されている（たとえば、特許文献１参照）。
【０００５】
【特許文献１】
特開平１１−４４５４０号公報（第１−３頁、図１）
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、上記の特許文献１に記載されているような従来技術においては、振動子に供給電源電圧に依存する駆動信号を加えてから、振動子で所要の検出信号が出力されるまでの間に電気→機械、機械→電気の各変換過程が幾度も介在するため、変換誤差が累積し、電源依存精度が不十分である。
【０００７】
本発明は、上記の問題点を解決するためになされたもので、静電容量検出型の振動ジャイロにおいて、供給電源電圧の変動に対する電源依存精度を向上させた静電容量検出型振動ジャイロ、および静電容量変化検出方法を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記の目的を達成するために、請求項１記載に係る発明では、角速度が加わることで検出電極と基準電極との間の静電容量が変化するセンサ素子と、このセンサ素子の静電容量の変化を検出する静電容量検出回路とを含む静電容量検出型振動ジャイロにおいて、静電容量検出回路の検出バイアス電圧を供給電源電圧に依存するように構成している。
【０００９】
請求項２記載に係る発明では、請求項１記載の発明の構成において、前記センサ素子の検出電極に印加するバイアス電圧を供給電源電圧に依存するように構成している。
【００１０】
請求項３記載に係る発明では、請求項２記載の発明の構成において、前記静電容量検出回路は演算増幅器を備え、この演算増幅器の反転入力端子にセンサ素子の検出電極を接続し、また、出力端子と反転入力端子との間を帰還抵抗を介して接続するとともに、非反転入力端子に供給電源電圧を抵抗分割した電圧をバイアス電圧として印加しており、このバイアス電圧を前記演算増幅器のイマジナリショートによって前記検出電極に加えていることを特徴としている。
【００１１】
請求項４記載に係る発明では、請求項２記載の発明の構成において、前記供給電源電圧を抵抗分割した電圧をバイアス電圧として静電容量変化検出用抵抗素子を介して前記検出電極に印加していることを特徴としている。
【００１２】
請求項５記載に係る発明では、静電容量検出型振動ジャイロにおける静電容量変化検出方法において、角速度が加わることで検出電極と基準電極との間の静電容量が変化するセンサ素子における当該静電容量の変化を静電容量検出回路で検出する際に、前記静電容量検出回路の検出バイアス電圧を供給電源電圧に依存するようにして、前記センサ素子の検出感度が供給電源電圧依存性をもつようにしたことを特徴としている。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の実施の形態に係る静電容量検出型振動ジャイロの構成を示す回路図である。
【００１４】
この実施の形態の静電容量検出型振動ジャイロ１は、角速度が加わることで検出電極と基準電極との間の静電容量が変化するセンサ素子２、このセンサ素子２の静電容量の変化を検出する静電容量検出回路３、およびセンサ素子２を駆動する駆動回路４を備える。
【００１５】
上記のセンサ素子２は、Ｓｉ基板上に振動子８が基板面内の互いに直交するＸ軸方向とＹ軸方向に変位可能に支持されるとともに、振動子８をＸ軸方向に駆動するための駆動電極９、振動子８のＸ軸方向の振動状態をモニタするためのモニタ電極１０、および基板の面に直交するＺ軸の周りに角速度が加わった場合のコリオリ力によるＹ軸方向の変位に伴って生じる容量変化を検出する一対の検出電極１１ａ，１１ｂがそれぞれ形成されて構成されている。この場合、振動子８は接地されており、その検出電極１１ａ，１１ｂと対向している部分が基準電極となる。なお、センサ素子２の構造自体はたとえば特開２００１−１５３６５９号公報に開示されているように周知のものである。
【００１６】
駆動回路４は、一種の自励発振回路であって、Ｃ／Ｖ変換回路２２、自動利得制御回路（ＡＧＣ）２３、位相調整回路２４、整流回路２５、コンパレータ２６を備えている。Ｃ／Ｖ変換回路２２は演算増幅器Ａ３を有し、この演算増幅器Ａ３の反転入力端子にセンサ素子２のモニタ電極１０が接続され、また、出力端子と反転入力端子との間が帰還抵抗Ｒｆ３を介して接続されるとともに、非反転入力端子にはバイアス電圧Ｖ１が印加されている。このバイアス電圧Ｖ１は供給電源電圧Ｖｃｃを安定化したＤＣ／ＤＣコンバータなどの安定化電源２７から供給されている。また、コンパレータ２６の基準電圧Ｖ２についても同様に供給電源電圧Ｖｃｃを安定化した安定化電源２８から供給されている。
【００１７】
上記構成において、モニタ用Ｃ／Ｖ変換回路２２から出力されるモニタ信号は、自動利得制御回路２３に与えられるとともに、整流回路２５で平滑化されてコンパレータ２６で基準電圧値Ｖ２と比較される。そして、コンパレータ２６の出力が自動利得制御回路２３に対してゲイン制御信号として与えられることにより、センサ素子２のＸ軸方向の変位量が常に一定になるようにモニタ信号の振幅が制御される。こうして、振幅制御されたモニタ信号は位相調整回路２４で位相調整された後、センサ素子２に対する交流の駆動信号として供給される。そして、センサ素子２の駆動電極９に駆動信号が加えられると、センサ素子２はＸ軸方向に振動する。
【００１８】
静電容量検出回路３は、一対のＣ／Ｖ変換回路１５ａ，１５ｂ、差動増幅器１６、同期検波回路１７、ローパスフィルタ１８、および増幅回路１９を備えて構成されている。各々のＣ／Ｖ変換回路１５ａ，１５ｂは演算増幅器Ａ１，Ａ２を有し、各演算増幅器Ａ１，Ａ２の反転入力端子にセンサ素子２の各検出電極１１ａ，１１ｂが個別に接続され、また、出力端子と反転入力端子との間が帰還抵抗Ｒｆ１，Ｒｆ２を介して接続されるとともに、各非反転入力端子には共通のバイアス電圧Ｖｂが印加されている。
【００１９】
すなわち、この実施の形態では、静電容量検出回路３の演算増幅器Ａ１，Ａ２の非反転入力端子に対して供給電源電圧Ｖｃｃを２つの抵抗Ｒ１，Ｒ２で分割した電圧が緩衝増幅器２１を介してバイアス電圧Ｖｂとして印加されている。したがって、このバイアス電圧Ｖｂと等しい直流電圧が演算増幅器Ａ１，Ａ２のイマジナリショート動作によって演算増幅器Ａ１，Ａ２の反転入力端子に現れ、それがセンサ素子２の各検出電極１１ａ，１１ｂにそれぞれ加わるようになっている。
【００２０】
これにより、センサ素子２の各検出電極１１ａ，１１ｂに印加するバイアス電圧Ｖｂが供給電源電圧Ｖｃｃに依存するように構成されている。そし、センサ素子２の各検出電極１１ａ，１１ｂにはバイアス電圧Ｖｂと等しい直流電圧が加えられることにより、検出電極１１ａ，１１ｂには電荷が蓄積される。
【００２１】
センサ素子２がＸ軸方向に振動している状態で基板の面に直交するＺ軸を中心とした角速度が加わると、センサ素子２の振動方向（Ｘ軸方向）と直交するＹ軸方向にコリオリ力が発生する。そして、このコリオリ力によってセンサ素子２はＹ軸方向に振動する。すると、各々の検出電極１１ａ，１１ｂの静電容量が相反的に変化する。
【００２２】
すなわち、各々のＣ／Ｖ変換回路１５ａ，１５ｂを構成する演算増幅器Ａ１，Ａ２のイマジナリショートによって、非反転端子に印加されるバイアス電圧Ｖｂと等しい直流電圧がセンサ素子２の各検出電極１１ａ，１１ｂに加えられているので、検出電極１１ａ，１１ｂには電荷Ｑが蓄積されている。この状態でコリオリ力によってセンサ素子２がＹ軸方向に振動すると、これに起因して検出電極１１ａ，１１ｂの静電容量が変化する。つまり、一方の検出電極１１ａの静電容量が増加すると、他方の検出電極１１ｂの静電容量が減少し、逆に、一方の検出電極１１ａの静電容量が減少すると、他方の検出電極１１ｂの静電容量が増加する。そして、各検出電極１１ａ，１１ｂの静電容量変化がＣ／Ｖ変換回路１５ａ，１５ｂで電圧信号に変換される。
【００２３】
ここで、各々のＣ／Ｖ変換回路１５ａ，１５ｂから出力される電圧信号について、コリオリ力に起因した容量変化ΔＣに伴う電圧変動値ΔＶｏは次式で与えられる。
ΔＶｏ＝ω・ΔＣ・Ｖｂ・Ｚｆ （１）
ここに、ωはセンサ素子２の励振時の角周波数、ΔＣはコリオリ力による容量変化、Ｖｂはバイアス電圧、Ｚｆは演算増幅器Ａ１，Ａ２の帰還インピーダンス（ここでは帰還抵抗Ｒｆ１，Ｒｆ２の抵抗値）である。
【００２４】
上記（１）式から分かるように、各Ｃ／Ｖ変換回路１５ａ，１５ｂからは、コリオリ力に起因した静電容量の変化分ΔＣが電圧変動値ΔＶｏに変換されて取り出される。しかも、その際、センサ素子２の検出電極１１ａ，１１ｂに共通に印加されるバイアス電圧Ｖｂは、供給電源電圧Ｖｃｃに依存しているので、各Ｃ／Ｖ変換回路１１ａ，１１ｂの検出出力の変化量ΔＶｏを供給電源電圧Ｖｃｃに依存させることができる。換言すれば、コリオリ力の検出感度を供給電源電圧Ｖｃｃに依存させることができる。
【００２５】
この場合、従来のようなセンサ素子２への駆動信号に電源依存性をもたせるのに比べて電気・機械変換が途中で介在しないため、供給電源電圧Ｖｃｃの変化が直接検出信号の変化量ΔＶｏとなり、電源依存精度が向上する。
【００２６】
そして、各Ｃ／Ｖ変換回路１５ａ，１５ｂによって電圧信号に変換された出力は、差動増幅器１６で両出力の差が取り出される。したがって、差動増幅器１６の出力は２ΔＶｏとなる。次いで、差動増幅器１６の出力は同期検波回路１７で駆動信号の励振周波数に同期して検波され、ローパスフィルタ１８、増幅回路１９を経由して角速度に対応した値をもつ直流電圧として出力される。
【００２７】
なお、上記の実施の形態では、静電容量検出回路３の各Ｃ／Ｖ変換回路１５ａ，１５ｂを構成する各演算増幅器Ａ１，Ａ２において、非反転増幅器の特性としてのイマジナリショートを利用してバイアス電圧Ｖｂをセンサ素子２の検出電極１１ａ，１１ｂに印加するようにしたが、これに限らず図２に示すような構成とすることもできる。
【００２８】
すなわち、図１におけるセンサ素子２の各検出電極１１ａ，１１ｂに接続されるＣ／Ｖ変換回路１５ａ，１５ｂを、緩衝増幅器Ａ５，Ａ６で構成する一方、供給電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ１，Ｒ２で分割した電圧をバイアス電圧Ｖｂとして静電容量変化検出用抵抗素子Ｒ３を介して検出電極１１ａ，１１ｂに印加している。
【００２９】
ここで、各々のＣ／Ｖ変換回路１５ａ，１５ｂから出力される電圧信号について、コリオリ力に起因した容量変化ΔＣに伴う電圧変動値ΔＶｏは次式で与えられる。
ΔＶｏ＝（ΔＣ／Ｃ＋ΔＣ）・Ｖｂ （２）
ただし、Ｒ３＞＞１／（ω／Ｃ）
ここに、Ｃは検出電極１１ａ，１１ｂの静電容量、ΔＣはコリオリ力による容量変化、Ｖｂはバイアス電圧、Ｒ３は静電容量変化検出用抵抗素子Ｒ３の抵抗値である。
【００３０】
上記（２）式から分かるように、この場合にも各Ｃ／Ｖ変換回路１５ａ，１５ｂからは、コリオリ力に起因した静電容量の変化分ΔＣが電圧変動値ΔＶに変換されて取り出される。しかも、その際、センサ素子２の検出電極１１ａ，１１ｂに印加するバイアス電圧Ｖｂは、供給電源電圧Ｖｃｃに依存しているので、各Ｃ／Ｖ変換回路１５ａ，１５ｂの検出出力ΔＶを供給電源電圧Ｖｃｃに依存させることができる。つまり、コリオリ力の検出感度を供給電源電圧Ｖｃｃに依存させることができる。
【００３１】
なお、本発明の静電容量検出型ジャイロおよび静電容量変化検出方法は、上記の実施の形態に示したようなＳｉ基板上に構成されたセンサ素子を有するものに限定されるものではなく、他の構成の静電容量検出型のセンサ素子を有するものに対して適用しても構わないものである。
【００３２】
【発明の効果】
本発明によれば、静電容量検出回路の検出バイアス電圧が供給電源電圧に依存するように構成しているので、結果的にセンサ素子の検出感度が供給電源電圧依存性をもつようにすることができる。特に、センサ素子の検出電極に印加するバイアス電圧が供給電源電圧に依存するようしておけば、センサ素子の駆動信号振幅を供給電源電圧に依存させる場合と比較すると、電気・機械変換が途中で介在しないため、電源依存精度を向上させることができる。
【００３３】
この場合、演算増幅器のイマジナリショートを利用してバイアス電圧をセンサ素子の検出電極に加えるようにすれば、センサ素子の初期容量やインピーダンスなどの影響を受けず、センサ素子の感度ばらつきを抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係る静電容量検出型振動ジャイロの構成を示す回路図である。
【図２】静電容量検出型振動ジャイロを構成する静電容量検出回路の変形例を示す回路図である。
【符号の説明】
１ 静電容量検出型振動ジャイロ
２ センサ素子
３ 静電容量検出回路
４ 駆動回路
１１ａ，１１ｂ 検出電極
１５ａ，１５ｂ Ｃ／Ｖ変換回路
Ａ１，Ａ２ 演算増幅器
Ｒｆ１，Ｒｆ２ 帰還抵抗
Ｖｃｃ 供給電源電圧
Ｖｂ バイアス電圧
Ｒ３ 電流制限抵抗
【発明の属する技術分野】
本発明は、静電容量検出型振動ジャイロ、および静電容量変化検出方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、振動ジャイロをたとえば角速度検出用のセンサとして利用してカメラの手振れ検出や車両姿勢検出などの処理を行う場合、通常、センサから出力されるアナログ検出信号をＡ／Ｄ変換器でデジタル信号に変換した後、上記所定の補正処理が行われる。
【０００３】
その際、電圧比較型のＡ／Ｄ変換器などでは、その変換基準電圧が電源電圧に依存する場合があるので、センサの検出精度を高める上では、センサの検出感度を上記電源電圧に依存させることが要求されることがある。
【０００４】
このため、従来は、センサ素子となる振動子の駆動信号の振幅を供給電源電圧に依存して変化させ、これによって振動子から出力される検出信号の出力レベルを供給電源電圧に応じて変化させることで、結果的にセンサの検出感度が供給電源電圧に依存するようにして、センサ検出精度を高めるようにした技術が提案されている（たとえば、特許文献１参照）。
【０００５】
【特許文献１】
特開平１１−４４５４０号公報（第１−３頁、図１）
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、上記の特許文献１に記載されているような従来技術においては、振動子に供給電源電圧に依存する駆動信号を加えてから、振動子で所要の検出信号が出力されるまでの間に電気→機械、機械→電気の各変換過程が幾度も介在するため、変換誤差が累積し、電源依存精度が不十分である。
【０００７】
本発明は、上記の問題点を解決するためになされたもので、静電容量検出型の振動ジャイロにおいて、供給電源電圧の変動に対する電源依存精度を向上させた静電容量検出型振動ジャイロ、および静電容量変化検出方法を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記の目的を達成するために、請求項１記載に係る発明では、角速度が加わることで検出電極と基準電極との間の静電容量が変化するセンサ素子と、このセンサ素子の静電容量の変化を検出する静電容量検出回路とを含む静電容量検出型振動ジャイロにおいて、静電容量検出回路の検出バイアス電圧を供給電源電圧に依存するように構成している。
【０００９】
請求項２記載に係る発明では、請求項１記載の発明の構成において、前記センサ素子の検出電極に印加するバイアス電圧を供給電源電圧に依存するように構成している。
【００１０】
請求項３記載に係る発明では、請求項２記載の発明の構成において、前記静電容量検出回路は演算増幅器を備え、この演算増幅器の反転入力端子にセンサ素子の検出電極を接続し、また、出力端子と反転入力端子との間を帰還抵抗を介して接続するとともに、非反転入力端子に供給電源電圧を抵抗分割した電圧をバイアス電圧として印加しており、このバイアス電圧を前記演算増幅器のイマジナリショートによって前記検出電極に加えていることを特徴としている。
【００１１】
請求項４記載に係る発明では、請求項２記載の発明の構成において、前記供給電源電圧を抵抗分割した電圧をバイアス電圧として静電容量変化検出用抵抗素子を介して前記検出電極に印加していることを特徴としている。
【００１２】
請求項５記載に係る発明では、静電容量検出型振動ジャイロにおける静電容量変化検出方法において、角速度が加わることで検出電極と基準電極との間の静電容量が変化するセンサ素子における当該静電容量の変化を静電容量検出回路で検出する際に、前記静電容量検出回路の検出バイアス電圧を供給電源電圧に依存するようにして、前記センサ素子の検出感度が供給電源電圧依存性をもつようにしたことを特徴としている。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の実施の形態に係る静電容量検出型振動ジャイロの構成を示す回路図である。
【００１４】
この実施の形態の静電容量検出型振動ジャイロ１は、角速度が加わることで検出電極と基準電極との間の静電容量が変化するセンサ素子２、このセンサ素子２の静電容量の変化を検出する静電容量検出回路３、およびセンサ素子２を駆動する駆動回路４を備える。
【００１５】
上記のセンサ素子２は、Ｓｉ基板上に振動子８が基板面内の互いに直交するＸ軸方向とＹ軸方向に変位可能に支持されるとともに、振動子８をＸ軸方向に駆動するための駆動電極９、振動子８のＸ軸方向の振動状態をモニタするためのモニタ電極１０、および基板の面に直交するＺ軸の周りに角速度が加わった場合のコリオリ力によるＹ軸方向の変位に伴って生じる容量変化を検出する一対の検出電極１１ａ，１１ｂがそれぞれ形成されて構成されている。この場合、振動子８は接地されており、その検出電極１１ａ，１１ｂと対向している部分が基準電極となる。なお、センサ素子２の構造自体はたとえば特開２００１−１５３６５９号公報に開示されているように周知のものである。
【００１６】
駆動回路４は、一種の自励発振回路であって、Ｃ／Ｖ変換回路２２、自動利得制御回路（ＡＧＣ）２３、位相調整回路２４、整流回路２５、コンパレータ２６を備えている。Ｃ／Ｖ変換回路２２は演算増幅器Ａ３を有し、この演算増幅器Ａ３の反転入力端子にセンサ素子２のモニタ電極１０が接続され、また、出力端子と反転入力端子との間が帰還抵抗Ｒｆ３を介して接続されるとともに、非反転入力端子にはバイアス電圧Ｖ１が印加されている。このバイアス電圧Ｖ１は供給電源電圧Ｖｃｃを安定化したＤＣ／ＤＣコンバータなどの安定化電源２７から供給されている。また、コンパレータ２６の基準電圧Ｖ２についても同様に供給電源電圧Ｖｃｃを安定化した安定化電源２８から供給されている。
【００１７】
上記構成において、モニタ用Ｃ／Ｖ変換回路２２から出力されるモニタ信号は、自動利得制御回路２３に与えられるとともに、整流回路２５で平滑化されてコンパレータ２６で基準電圧値Ｖ２と比較される。そして、コンパレータ２６の出力が自動利得制御回路２３に対してゲイン制御信号として与えられることにより、センサ素子２のＸ軸方向の変位量が常に一定になるようにモニタ信号の振幅が制御される。こうして、振幅制御されたモニタ信号は位相調整回路２４で位相調整された後、センサ素子２に対する交流の駆動信号として供給される。そして、センサ素子２の駆動電極９に駆動信号が加えられると、センサ素子２はＸ軸方向に振動する。
【００１８】
静電容量検出回路３は、一対のＣ／Ｖ変換回路１５ａ，１５ｂ、差動増幅器１６、同期検波回路１７、ローパスフィルタ１８、および増幅回路１９を備えて構成されている。各々のＣ／Ｖ変換回路１５ａ，１５ｂは演算増幅器Ａ１，Ａ２を有し、各演算増幅器Ａ１，Ａ２の反転入力端子にセンサ素子２の各検出電極１１ａ，１１ｂが個別に接続され、また、出力端子と反転入力端子との間が帰還抵抗Ｒｆ１，Ｒｆ２を介して接続されるとともに、各非反転入力端子には共通のバイアス電圧Ｖｂが印加されている。
【００１９】
すなわち、この実施の形態では、静電容量検出回路３の演算増幅器Ａ１，Ａ２の非反転入力端子に対して供給電源電圧Ｖｃｃを２つの抵抗Ｒ１，Ｒ２で分割した電圧が緩衝増幅器２１を介してバイアス電圧Ｖｂとして印加されている。したがって、このバイアス電圧Ｖｂと等しい直流電圧が演算増幅器Ａ１，Ａ２のイマジナリショート動作によって演算増幅器Ａ１，Ａ２の反転入力端子に現れ、それがセンサ素子２の各検出電極１１ａ，１１ｂにそれぞれ加わるようになっている。
【００２０】
これにより、センサ素子２の各検出電極１１ａ，１１ｂに印加するバイアス電圧Ｖｂが供給電源電圧Ｖｃｃに依存するように構成されている。そし、センサ素子２の各検出電極１１ａ，１１ｂにはバイアス電圧Ｖｂと等しい直流電圧が加えられることにより、検出電極１１ａ，１１ｂには電荷が蓄積される。
【００２１】
センサ素子２がＸ軸方向に振動している状態で基板の面に直交するＺ軸を中心とした角速度が加わると、センサ素子２の振動方向（Ｘ軸方向）と直交するＹ軸方向にコリオリ力が発生する。そして、このコリオリ力によってセンサ素子２はＹ軸方向に振動する。すると、各々の検出電極１１ａ，１１ｂの静電容量が相反的に変化する。
【００２２】
すなわち、各々のＣ／Ｖ変換回路１５ａ，１５ｂを構成する演算増幅器Ａ１，Ａ２のイマジナリショートによって、非反転端子に印加されるバイアス電圧Ｖｂと等しい直流電圧がセンサ素子２の各検出電極１１ａ，１１ｂに加えられているので、検出電極１１ａ，１１ｂには電荷Ｑが蓄積されている。この状態でコリオリ力によってセンサ素子２がＹ軸方向に振動すると、これに起因して検出電極１１ａ，１１ｂの静電容量が変化する。つまり、一方の検出電極１１ａの静電容量が増加すると、他方の検出電極１１ｂの静電容量が減少し、逆に、一方の検出電極１１ａの静電容量が減少すると、他方の検出電極１１ｂの静電容量が増加する。そして、各検出電極１１ａ，１１ｂの静電容量変化がＣ／Ｖ変換回路１５ａ，１５ｂで電圧信号に変換される。
【００２３】
ここで、各々のＣ／Ｖ変換回路１５ａ，１５ｂから出力される電圧信号について、コリオリ力に起因した容量変化ΔＣに伴う電圧変動値ΔＶｏは次式で与えられる。
ΔＶｏ＝ω・ΔＣ・Ｖｂ・Ｚｆ （１）
ここに、ωはセンサ素子２の励振時の角周波数、ΔＣはコリオリ力による容量変化、Ｖｂはバイアス電圧、Ｚｆは演算増幅器Ａ１，Ａ２の帰還インピーダンス（ここでは帰還抵抗Ｒｆ１，Ｒｆ２の抵抗値）である。
【００２４】
上記（１）式から分かるように、各Ｃ／Ｖ変換回路１５ａ，１５ｂからは、コリオリ力に起因した静電容量の変化分ΔＣが電圧変動値ΔＶｏに変換されて取り出される。しかも、その際、センサ素子２の検出電極１１ａ，１１ｂに共通に印加されるバイアス電圧Ｖｂは、供給電源電圧Ｖｃｃに依存しているので、各Ｃ／Ｖ変換回路１１ａ，１１ｂの検出出力の変化量ΔＶｏを供給電源電圧Ｖｃｃに依存させることができる。換言すれば、コリオリ力の検出感度を供給電源電圧Ｖｃｃに依存させることができる。
【００２５】
この場合、従来のようなセンサ素子２への駆動信号に電源依存性をもたせるのに比べて電気・機械変換が途中で介在しないため、供給電源電圧Ｖｃｃの変化が直接検出信号の変化量ΔＶｏとなり、電源依存精度が向上する。
【００２６】
そして、各Ｃ／Ｖ変換回路１５ａ，１５ｂによって電圧信号に変換された出力は、差動増幅器１６で両出力の差が取り出される。したがって、差動増幅器１６の出力は２ΔＶｏとなる。次いで、差動増幅器１６の出力は同期検波回路１７で駆動信号の励振周波数に同期して検波され、ローパスフィルタ１８、増幅回路１９を経由して角速度に対応した値をもつ直流電圧として出力される。
【００２７】
なお、上記の実施の形態では、静電容量検出回路３の各Ｃ／Ｖ変換回路１５ａ，１５ｂを構成する各演算増幅器Ａ１，Ａ２において、非反転増幅器の特性としてのイマジナリショートを利用してバイアス電圧Ｖｂをセンサ素子２の検出電極１１ａ，１１ｂに印加するようにしたが、これに限らず図２に示すような構成とすることもできる。
【００２８】
すなわち、図１におけるセンサ素子２の各検出電極１１ａ，１１ｂに接続されるＣ／Ｖ変換回路１５ａ，１５ｂを、緩衝増幅器Ａ５，Ａ６で構成する一方、供給電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ１，Ｒ２で分割した電圧をバイアス電圧Ｖｂとして静電容量変化検出用抵抗素子Ｒ３を介して検出電極１１ａ，１１ｂに印加している。
【００２９】
ここで、各々のＣ／Ｖ変換回路１５ａ，１５ｂから出力される電圧信号について、コリオリ力に起因した容量変化ΔＣに伴う電圧変動値ΔＶｏは次式で与えられる。
ΔＶｏ＝（ΔＣ／Ｃ＋ΔＣ）・Ｖｂ （２）
ただし、Ｒ３＞＞１／（ω／Ｃ）
ここに、Ｃは検出電極１１ａ，１１ｂの静電容量、ΔＣはコリオリ力による容量変化、Ｖｂはバイアス電圧、Ｒ３は静電容量変化検出用抵抗素子Ｒ３の抵抗値である。
【００３０】
上記（２）式から分かるように、この場合にも各Ｃ／Ｖ変換回路１５ａ，１５ｂからは、コリオリ力に起因した静電容量の変化分ΔＣが電圧変動値ΔＶに変換されて取り出される。しかも、その際、センサ素子２の検出電極１１ａ，１１ｂに印加するバイアス電圧Ｖｂは、供給電源電圧Ｖｃｃに依存しているので、各Ｃ／Ｖ変換回路１５ａ，１５ｂの検出出力ΔＶを供給電源電圧Ｖｃｃに依存させることができる。つまり、コリオリ力の検出感度を供給電源電圧Ｖｃｃに依存させることができる。
【００３１】
なお、本発明の静電容量検出型ジャイロおよび静電容量変化検出方法は、上記の実施の形態に示したようなＳｉ基板上に構成されたセンサ素子を有するものに限定されるものではなく、他の構成の静電容量検出型のセンサ素子を有するものに対して適用しても構わないものである。
【００３２】
【発明の効果】
本発明によれば、静電容量検出回路の検出バイアス電圧が供給電源電圧に依存するように構成しているので、結果的にセンサ素子の検出感度が供給電源電圧依存性をもつようにすることができる。特に、センサ素子の検出電極に印加するバイアス電圧が供給電源電圧に依存するようしておけば、センサ素子の駆動信号振幅を供給電源電圧に依存させる場合と比較すると、電気・機械変換が途中で介在しないため、電源依存精度を向上させることができる。
【００３３】
この場合、演算増幅器のイマジナリショートを利用してバイアス電圧をセンサ素子の検出電極に加えるようにすれば、センサ素子の初期容量やインピーダンスなどの影響を受けず、センサ素子の感度ばらつきを抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係る静電容量検出型振動ジャイロの構成を示す回路図である。
【図２】静電容量検出型振動ジャイロを構成する静電容量検出回路の変形例を示す回路図である。
【符号の説明】
１ 静電容量検出型振動ジャイロ
２ センサ素子
３ 静電容量検出回路
４ 駆動回路
１１ａ，１１ｂ 検出電極
１５ａ，１５ｂ Ｃ／Ｖ変換回路
Ａ１，Ａ２ 演算増幅器
Ｒｆ１，Ｒｆ２ 帰還抵抗
Ｖｃｃ 供給電源電圧
Ｖｂ バイアス電圧
Ｒ３ 電流制限抵抗
Claims (5)
- 角速度が加わることで検出電極と基準電極との間の静電容量が変化するセンサ素子と、このセンサ素子の静電容量の変化を検出する静電容量検出回路とを含む静電容量検出型振動ジャイロにおいて、
前記静電容量検出回路の検出バイアス電圧を供給電源電圧に依存するように構成していることを特徴とする静電容量検出型振動ジャイロ。 - 前記センサ素子の検出電極に印加するバイアス電圧を供給電源電圧に依存するように構成していることを特徴とする請求項１記載の静電容量検出型振動ジャイロ。
- 前記静電容量検出回路は演算増幅器を備え、この演算増幅器の反転入力端子にセンサ素子の検出電極を接続し、また、出力端子と反転入力端子との間を帰還抵抗を介して接続するとともに、非反転入力端子に供給電源電圧を抵抗分割した電圧をバイアス電圧として印加しており、このバイアス電圧を前記演算増幅器のイマジナリショートによって前記検出電極に加えていることを特徴とする請求項２記載の静電容量検出型振動ジャイロ。
- 前記供給電源電圧を抵抗分割した電圧をバイアス電圧として静電容量変化検出用抵抗素子を介して前記検出電極に印加していることを特徴とする請求項２記載の静電容量検出型振動ジャイロ。
- 角速度が加わることで検出電極と基準電極との間の静電容量が変化するセンサ素子における当該静電容量の変化を静電容量検出回路で検出する際に、前記静電容量検出回路の検出バイアス電圧を供給電源電圧に依存するようにして、前記センサ素子の検出感度が供給電源電圧依存性をもつようにしたことを特徴とする静電容量検出型振動ジャイロにおける静電容量変化検出方法。
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