JP2004288869A

JP2004288869A - Light emitting element driving apparatus

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Publication number: JP2004288869A
Application number: JP2003078827A
Authority: JP
Inventors: Hideki Moriya; 秀樹守屋
Original assignee: Fuji Xerox Co Ltd
Current assignee: Fujifilm Business Innovation Corp
Priority date: 2003-03-20
Filing date: 2003-03-20
Publication date: 2004-10-14
Anticipated expiration: 2023-03-20
Also published as: JP4572503B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To solve a problem in controlling of amount of light beam of a surface light emitting laser that a longer time is required for matching between the detected voltage and the reference voltage because a parasitic capacitance of a light receiver is large and a beam current is small, and that a control period becomes longer for each change in the reference voltage when it is attempted to control individual laser beam with individual amounts of light. <P>SOLUTION: When amount of light is controlled individually for each of the light emitting elements 11-1, 11-2, a compensating current I2 of a compensation current supply circuit 15 superimposed on the reference current I1 is generated based on the relevant reference current I1 of a reference current supply circuit 13, and thereby it is no longer required to adjust the reference value individually for the light emitting elements 11-1, 11-2. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、発光素子の駆動装置に関し、特にレーザゼログラフィーにその光源として用いられる多数のレーザ光ビームを出射可能なレーザ素子（マルチビームレーザ）の駆動に用いて好適な発光素子駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
レーザ素子を光源とするレーザゼログラフィーの分野では、より高解像度化、より高速化の要求が強くなってきている。入力画像データに応じてレーザ素子の駆動をオン／オフ制御する速度（以下、変調速度と記す）には限度がある。レーザ光のビーム数を１本とした場合には、主走査方向の解像度のみならず、副走査方向の解像度をも上げようとすると、変調速度が犠牲にならざるを得ない。したがって、変調速度を上げずに副走査方向の解像度を上げるためには、レーザ光のビーム数を増すしかない。レーザ光のビーム数を例えば４本にした場合は、変調速度が１本の場合と同じと仮定すると、主走査・副走査方向の解像度を２倍に向上できる。
【０００３】
レーザゼログラフィーにその光源として用いられる半導体レーザは、レーザ光が活性層と平行な方向に取り出される構造の端面発光型レーザ素子（以下、端面発光レーザと記す）と、レーザ光が活性層に垂直な方向に取り出される構造の面発光型レーザ素子（以下、面発光レーザと記す）とに大別される。従来、レーザゼログラフィーでは、レーザ光源として一般的に端面発光レーザが用いられていた。
【０００４】
しかしながら、レーザ光のビーム数を増やすという観点からすると、端面発光レーザは技術的に難しいとされており、構造上、端面発光レーザよりも面発光レーザの方がレーザ光のビーム数を増やすのに有利である。このような理由から、近年、レーザゼログラフィーの分野において、より高解像度化、より高速化の要求に応えるために、レーザ光源として、多数のレーザ光ビームを出射可能な面発光レーザを用いた装置の開発が進められている。
【０００５】
従来、多数のレーザ光ビームを出射可能なレーザ素子（マルチビームレーザ）の光量制御では、レーザ光ビーム毎に目標光量に対応した基準電圧を独立に設定可能とし、各レーザ光ビームの光量を１つの光量検出回路で時分割にて個々に検出し、それぞれの検出結果に応じて各レーザ光ビームの光量制御を行うようにしていた（例えば、特許文献１参照）。
【０００６】
また、マルチビームレーザを光源として用いたレーザゼログラフィーでは、走査ライン間の濃度変化や光路による濃度差が発生する場合があるため、レーザ光ビーム個々に光量を補正できることが必要になる。そのため、従来は、基準光量を設定する電流源から補正電流を減算することによってレーザ光ビームの光量を補正可能とし、レーザ光ビームの光量を個別に補正する際に、レーザ光ビーム毎に補正電流を切り替えるようにしていた（例えば、特許文献２参照）。
【０００７】
【特許文献１】
特公平７−１２７０９号公報
【特許文献２】
特開平１０−１２９０３４号公報
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
上述した特許文献１に係る従来技術は、各レーザ光ビームの受光器への入射光量に違いが有るときに有効であるものの、受光器への入射光量に違いが無いときには、基準電圧がレーザ光ビーム毎に独立していることがビーム光量のばらつきの原因になるとともに、濃度調整で全ビーム光量を同時に変化させることができないという制御性の問題がある。しかも、数十ビームの調整をマニュアルで行うことは現実的ではない。また、時分割での光量制御では、隣接するビームで基準電圧が異なると収束に時間がかかるという制御時間の問題もある。
【０００９】
特許文献２に係る従来技術では、光量を補正する場合には、基準光量を設定する電流源から補正電流を減算する構成を採っているため、当該電流源で基準光量が均一光量になるように設定すれば制御性の問題は無い。しかし、レーザ素子が例えば面発光レーザの場合には制御時間の問題は残る。面発光レーザの場合における制御時間の問題は次の理由による。
【００１０】
面発光レーザの場合、光量制御を行うに当たっては、レーザ光ビームを活性層に垂直な方向に出射するという面発光レーザ固有の構造上の制約から、ハーフミラーを含む光学系によって出射光の一部を分離し、この分離した光をモニター光として受光器に入射させることによって面発光レーザの光量を検出する構成が採られる。
【００１１】
このように、面発光レーザ、光学系および受光器の各素子がアセンブリされた構成となっていると素子相互の位置精度が悪く、そのような状況下でモニター光を確実に受光できるようにするには受光器の受光面積を大きく設定する必要があるため、受光器の寄生容量が非常に大きくなる。しかも、面発光レーザと受光器との間にハーフミラーを含む光学系が介在するなどの理由によって受光器の出力電流（光電流）自体が非常に小さく、端面発光レーザの受光電流が１００μＡ程度であるのに対して数μＡ程度の微弱電流である。
【００１２】
ここで、特許文献２に係る従来技術をベースに、面発光レーザの光量制御を行う場合について、図７を用いて説明する。図７では、説明を簡略化するために、面発光レーザの発光部が２つ（発光素子１，２）の場合の光量制御回路の構成を示している。
【００１３】
図７において、２つの発光素子１０１−１，１０１−２の各々から発せられるレーザ光ビームは受光器１０２で受光される。受光器１０２は、受光したレーザ光ビームの光量に応じた光電流を出力する。この光電流は、受光器負荷抵抗１０３で電圧に変換され、光量検出電圧として差動アンプ１０４の反転（−）入力端子に与えられる。
【００１４】
一方、電流源１０５から供給される基準電流は抵抗１０６で電圧に変換され、目標光量に対応した基準電圧として差動アンプ１０４の非反転（＋）入力端子に与えられる。また、光量を補正する際には、スイッチ１０７がオン（閉）することによって電流源１０８から供給される補正電流が基準電流に重畳され、抵抗１０６で電圧に変換され、差動アンプ１０４の非反転入力端子に与えられる。
【００１５】
差動アンプ１０４は、反転入力と非反転入力との差分を検出し、その差分を光量制御電圧として出力する。この光量制御電圧は、サンプルホールド回路１０９でサンプルホールドされ、発光素子１０１−１，１０１−２の各々に対応する駆動回路１１０−１，１１０−２に供給される。
【００１６】
上記構成の光量制御回路において、補正電流も基準電流もその大きさは任意に設定できるので、差動アンプ１０４の非反転入端子の寄生容量は無視でき、当該非反転入端子に与えられる基準電圧は、発光素子１０１−１と発光素子１０１−２とで高速に切り替わる。しかし、発光素子１０１−１，１０１−２が特に面発光レーザの場合には、先述したように、受光器１０２の寄生容量Ｃｏが大きく、しかも光電流が小さいことから、図８の波形図から明らかなように、受光器１０２の出力波形になまりが発生するため、検出電圧が基準電圧に一致するのに長時間を要する。また、個々のレーザ光ビームについて別々の光量で制御しようとすると、基準電圧が変化するたびに制御時間が長くなる。
【００１７】
本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、光量制御の制御性、制御時間を損なうことなく、個々のビーム光量を基準光量に対して比例して補正可能な発光素子駆動装置を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発光素子駆動装置は、複数の発光素子から個別に発せられる光を受光する受光手段と、前記複数の発光素子の個別の目標光量に対応して、前記基準電流を基に補正電流を生成し、各発光素子を光量制御するときに、生成した補正電流を前記基準電流に重畳して供給する補正電流供給手段と、前記受光手段から出力される光電流と前記補正電流供給手段から出力される電流との差分を検出する差分検出手段と、前記差分検出手段の検出出力に基づいて前記複数の発光素子を順次駆動する駆動手段とを備える構成となっている。
【００１９】
上記構成の発光素子駆動装置において、補正電流供給手段では基準電流を基に補正電流を生成するようにすることで、光量調整を行うために基準電流の電流値を変えると、この基準電流に応じて補正電流の電流値も変化する。したがって、複数の発光素子について個別に基準値を調整しなくても光量調整を行うことができる。また、複数の発光素子の全てを対象として均一光量に制御するときも、補正電流を基準電流に重畳しないようにするだけなので、基準電流の電流値のばらつきで光量の均一性が悪化するようなこともない。さらに、複数の発光素子を個別に対象として時分割制御で別々に光量制御する場合において、発光素子個別に補正値を設定しても、差分検出手段の基準側の入力電位が変動しないため、収束性を損なうこともない。
【００２０】
請求項２記載の発光素子駆動装置は、請求項１記載の発光素子駆動装置において、前記補正電流供給手段はデジタル制御の複数の電流源を有し、これら複数の電流源の各電流値を組み合わせることによって前記補正電流の電流値を決める構成となっている。かかる構成の発光素子駆動装置において、補正電流供給手段がデジタル制御の複数の電流源によって構成されていることで、これら複数の電流源の各電流値をデジタル制御値によって自由に組み合わせることができる。これにより、補正電流を電流値を任意に設定したり、簡単に変更したりすることができる。
【００２１】
請求項３記載の発光素子駆動装置は、請求項１記載の発光素子駆動装置において、前記複数の電流源は、各々の電流値が２^ｎの重み付けで設定された構成となっている。かかる構成の発光素子駆動装置において、複数の電流源の各電流値を２^ｎの重み付けで設定することで、それらの組み合わせによって補正光量の増減分を均等に設定することができる。これにより、効率良く光量補正を行うことができる。
【００２２】
請求項４記載の発光素子駆動装置は、請求項２または請求項３記載の発光素子駆動装置において、前記補正電流供給手段は、前記複数の電流源を制御するデジタル制御値を前記複数の発光素子毎に格納する記憶手段を有し、前記複数の発光素子を個別に光量制御するとき、前記記憶手段から対応するデジタル制御値を読み出して前記複数の電流源の各電流値の組み合わせを決める構成となっている。かかる構成の発光素子駆動装置において、デジタル制御値をあらかじめ記憶手段に格納しておくことで、特に多チャンネルのマルチビームについて時分割にて各チャンネル毎に光量制御を行うときに、その都度各チャンネルに対応するデジタル制御値を取り込まなくても、各チャンネルを選択するクロックを記憶手段に与えるだけで該当するデジタル制御値を読み出せる。これにより、光量補正を各チャンネル毎に自動的に行うことができる。
【００２３】
請求項５記載の発光素子駆動装置は、請求項１記載の発光素子駆動装置において、前記補正電流供給手段は、吸い込み電流源、吐き出し電流源あるいはそれらの組み合わせで構成されている。かかる構成の発光素子駆動装置において、補正電流供給手段を吸い込み電流源で構成することで、基準電流に対して補正電流を差し引く形で重畳することができる。これにより、目標光量に対して発光光量を下げる（弱める）方向に光量補正できる。逆に、補正電流供給手段を吐き出し電流源で構成することで、基準電流に対して補正電流を足し込む形で重畳することができる。これにより、目標光量に対して発光光量を上げる（強める）方向に光量補正できる。
【００２４】
請求項６記載の発光素子駆動装置は、請求項１記載の発光素子駆動装置において、前記補正電流供給手段は、光量制御の切り替えと同時に前記補正電流の供給を開始する構成となっている。かかる構成の発光素子駆動装置において、光量制御の切り替えのタイミングで補正電流の供給を開始することで、そのタイミングがずれたときのようなオーバーシュートなどを引き起こすことなく、光量制御から光量補正へ移行できる。
【００２５】
請求項７記載の発光素子駆動装置は、請求項１記載の発光素子駆動装置において、前記基準電流供給手段は、前記基準電流を出力する第１の電流源と、前記第１の電流源の前記基準電流を出力する第１の端子と固定電位が与えられる第２の端子とを持つ第１のスイッチ手段とを有する構成となっている。かかる構成の発光素子駆動装置において、第１のスイッチ手段は、オフ時に第２の端子側の状態にあり、オン時に第１の端子側に切り替わって前記第１の電流源の基準電流を出力する。この第１のスイッチ手段において、第２の端子に第１の端子に切り替わった際の第１の端子電位に近い固定電位が与えられるようにしておくことで、オフ状態では可動端子も当該固定電位になっているため、オンした瞬間に第１の端子側の電位が急激に変動することはない。したがって、この電位変動に起因するノイズの発生を防止できる。
【００２６】
請求項８記載の発光素子駆動装置は、請求項７記載の発光素子駆動装置において、前記基準電流供給手段は、前記基準電流と電流値が等しい電流を出力する第２の電流源と、前記第２の電流源の電流に応じた電圧を前記第１のスイッチ手段の第２の端子に与える手段とを有する構成となっている。かかる構成の発光素子駆動装置において、第２の電流源の電流に応じた電圧を第１のスイッチ手段の第２の端子に与えることで、当該第２の端子電位を第２の電流源の電流に対応した電位に固定できる。したがって、特別な電圧源を設けなくても、第２の端子に固定電位を与えられることができる。
【００２７】
請求項９記載の発光素子駆動装置は、請求項１記載の発光素子駆動装置において、前記補正電流供給手段は、前記補正電流を出力する第３の電流源と、前記第３の電流源の前記補正電流を出力する第１の端子と固定電位が与えられる第２の端子とを持つ第２のスイッチ手段とを有する構成となっている。かかる構成の発光素子駆動装置において、第２のスイッチ手段は、オフ時に第２の端子側の状態にあり、オン時に第１の端子側に切り替わって前記第３の電流源の補正電流を出力する。この第２のスイッチ手段において、第２の端子に第１の端子に切り替わった際の第１の端子の電位に近い固定電位を与えるようにしておくことで、オフ状態では可動端子も当該固定電位になっているため、オンした瞬間に第１の端子側の電位が急激に変動することはない。したがって、この電位変動に起因するノイズの発生を防止できる。
【００２８】
請求項１０記載の発光素子駆動装置は、請求項９記載の発光素子駆動装置において、前記補正電流供給手段は、前記補正電流と電流値が等しい電流を出力する第４の電流源と、前記第４の電流源の電流に応じた電圧を前記第２のスイッチ手段の第２の端子に与える手段とを有する構成となっている。かかる構成の発光素子駆動装置において、第４の電流源の電流に応じた電圧を第２のスイッチ手段の第２の端子に与えることで、当該第２の端子電位を第４の電流源の電流に対応した電位に固定できる。したがって、特別な電圧源を設けなくても、第２の端子に固定電位を与えられることができる。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。以下に説明する各実施形態では、例えば半導体レーザ、特に内部抵抗が大きいＧａＮ系青色レーザやシングルモード面発光レーザを駆動対象の発光素子として用いるものとする。
【００３０】
［第１実施形態］
図１は、本発明の第１実施形態に係る発光素子駆動装置の構成を示す回路図である。本実施形態に係る発光素子駆動装置においては、例えば２つの発光素子１１−１，１１−２を駆動する構成を採っている。ただし、２つの発光素子１１−１，１１−２の駆動に限られるもののではなく、単一あるいは３個以上の発光素子を駆動する構成であっても良いことは勿論である。
【００３１】
図１から明らかなように、本実施形態に係る発光素子駆動装置は、２つの発光素子１１−１，１１−２を駆動制御するために、受光器１２、基準電流供給回路１３、補正信号生成回路１４、補正電流供給回路１５、差分検出回路１６および２つの駆動回路１７−１，１７−２を少なくとも有する構成となっている。ここでは、発光素子１１−１，１１−２の発光光量を目標光量になるように自動的に制御する光量制御回路の回路系の構成について示している。
【００３２】
受光器１２は例えばフォトダイオードからなり、発光素子１１−１／１１−２から発せられる光ビームを受光し、その光量に応じた光電流Ｉｐｄを出力する。ここで、発光素子１１−１，１１−２が面発光レーザである場合、先述したように、これら発光素子１１−１，１１−２から発せられる光を確実に受光できるようにするには受光器１２の受光面積を大きく設定する必要があるため、受光器１２の寄生容量（主に、フォトダイオードの空乏層容量）Ｃｏが非常に大きくなってしまう。
【００３３】
基準電流供給回路１３は、発光素子１１−１，１１−２の目標光量（規定光量）に対応した電流値の基準電流Ｉ１を生成し、発光素子１１−１，１１−２の全てを対象とする光量制御のときに基準電流Ｉ１を光量制御系へ供給する。ここでは、基準電流Ｉ１を光電流Ｉｐｄから差し引いて残りの電流Ｉｐｄ−Ｉ１を光量制御系へ供給する構成を採っている。基準電流供給回路１３では、外部からの基準電流制御によって基準電流Ｉ１の電流値を任意に設定可能となっている。
【００３４】
補正信号生成回路１４は、基準電流Ｉ１を基にその電流値に応じた補正信号を生成する。補正電流供給回路１５は、補正信号生成回路１４で生成された補正信号に応じた補正電流Ｉ２を、発光素子１１−１，１１−２を個別に対象とする光量制御のときにスイッチ１８がオン（閉）状態となることにより、当該スイッチ１８を介して補正電流Ｉ１に重畳して光量制御系へ供給する。ここでは、基準電流Ｉ１＋補正電流Ｉ２を光電流Ｉｐｄから差し引いて残りの電流Ｉｐｄ−（Ｉ１＋Ｉ２）を光量制御系へ供給する構成を採っている。補正電流Ｉ２について、ここでは光電流Ｉｐｄから差し引く方向になっているが、光電流Ｉｐｄに加算する方向にすることもできる。
【００３５】
差分検出回路１６は、差動アンプ１６１およびサンプルホールド回路１６２を有する構成となっている。差動アンプ１６１は、所定の基準値を非反転（＋）入力とし、発光素子１１−１，１１−２を同一光量に制御するときは、光電流Ｉｐｄから基準電流Ｉ１を差し引いた電流Ｉｐｄ−Ｉ１を反転（−）入力とし、また発光素子１１−１，１１−２の光量を補正したい制御ときは、ＳＷ１６２、ＳＷ１９−１，１９−２に同期してスイッチ１８を制御し光電流Ｉｐｄから補正電流Ｉ２が重畳された基準電流Ｉ１を差し引いた電流Ｉｐｄ−（Ｉ１＋Ｉ２）を反転入力とする。
【００３６】
ここで、発光素子１１−１，１１−２が目標光量で発光しているときは、当該目標光量に対応して設定されている基準電流Ｉ１と等しい電流値の光電流Ｉｐｄが受光器１２から出力される。したがって、差動アンプ１６１の反転入力端子に流れ込む電流Ｉｐｄ−Ｉ１は誤差を無視すれば０となる。一方、差動アンプ１６１の非反転入力端子に与えられる基準値は、目標光量時の電流Ｉｐｄ−Ｉ１に設定され、ここではＩｐｄ−Ｉ１＝０であるから、０レベル、即ちＧＮＤレベルにとなる。
【００３７】
差動アンプ１６１は、非反転入力（基準値）に対する反転入力、即ち発光素子１１−１，１１−２を同一光量となるよう光量制御するときには電流Ｉｐｄ−Ｉ１、発光素子１１−１，１１−２の光量を個別に補正するときには電流Ｉｐｄ−（Ｉ１＋Ｉ２）の差分を検出し、その差分に応じた誤差電圧を光量制御電圧として出力する。
【００３８】
サンプルホールド回路１６２は、発光素子１１−１と発光素子１１−２の駆動を切り替えるスイッチＳＷと、このスイッチＳＷの２つの端子ａ，ｂの各々とグランドの間にそれぞれ接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２とから構成されている。このサンプルホールド回路１６２において、発光素子１１−１の駆動時にスイッチＳＷが端子ａ側に切り替わることで、差動アンプ１６１で検出された誤差電圧がコンデンサＣ１にホールドされ、発光素子１１−２の駆動時にスイッチＳＷが端子ｂ側に切り替わることで、差動アンプ１６１で検出された誤差電圧がコンデンサＣ２にホールドされる。
【００３９】
駆動回路１７−１，１７−２は、コンデンサＣ１，Ｃ２のホールド電圧に応じて発光素子１１−１，１１−２をそれぞれ駆動する。駆動回路１７−１，１７−２の各々と発光素子１１−１，１１−２の各々の間には、発光素子１１−１，１１−２を駆動するタイミングでオン（閉）状態になるスイッチ１９−１，１９−２が設けられている。
【００４０】
図２は、基準電流供給回路１３、補正信号生成回路１４および補正電流供給回路１５の具体的な回路構成の一例を示す回路図である。
【００４１】
図２において、基準電流供給回路１３は、可変直流電源２１の正側電極に非反転入力端子が接続されたオペアンプ２２と、このオペアンプ２２の出力端子にゲートが接続されたＮｃｈＭＯＳトランジスタ２３と、このＭＯＳトランジスタ２３のソースとグランドの間に接続された抵抗２４とを有し、ＭＯＳトランジスタ２３のソースがオペアンプ２２の反転入力端子に接続され、ＭＯＳトランジスタ２３のドレインから、可変直流電源２１の直流電圧に応じた基準電流Ｉ１を吸い込む構成となっている。ここで、基準電流Ｉ１の電流値は、可変直流電源２１の電圧値に応じて可変となっている。
【００４２】
補正信号生成回路１４は、可変直流電源２１の正側電極とグランドとの間に直列に接続された分圧抵抗２５，２６によって構成され、分圧抵抗２５，２６による分圧点Ｏに分圧抵抗２５，２６の抵抗比に応じた補正電圧Ｖｏを補正信号として発生するようになっている。すなわち、基準電流Ｉ１を生成する基準電圧となる直流電圧を分圧して補正電圧Ｖｏを得ているため、当該補正電圧Ｖｏは基準電流Ｉ１を基に生成されているとも言える。
【００４３】
ここでは、分圧抵抗２５，２６の各抵抗値を固定としているが、それらの少なくとも一方を可変抵抗とし、当該可変抵抗の抵抗値を任意に調整するか、あるいは可変抵抗器のタップからの分圧された電圧を取り出すことによって補正電圧Ｖｏの電圧値も任意に設定可能となる。基準電流制御のための制御電圧を抵抗の分圧で得る場合のように、補正電圧Ｖｏを得る分圧回路の直列抵抗が変化すると基準電流制御のための制御電圧も影響を受けるような場合には補正電圧Ｖｏを得るための分圧回路は直列抵抗が常に一定の可変抵抗器で構成することが望ましい。
【００４４】
補正電流供給回路１５は、分圧抵抗２５，２６による分圧点Ｏに非反転入力端子が接続されたオペアンプ２７と、このオペアンプ２７の出力端子にゲートが接続されたＮｃｈＭＯＳトランジスタ２８と、このＭＯＳトランジスタ２８のソースとグランドの間に接続された抵抗２９とを有し、ＭＯＳトランジスタ２８のソースがオペアンプ２７の反転入力端子に接続され、ＭＯＳトランジスタ２８のドレインから、上記補正電圧Ｖｏに応じた補正電流Ｉ２を吸い込む構成となっている。補正電圧Ｖｏの電圧値を変えることにより、その電圧値に応じて補正電流Ｉ２の電流値を任意に設定可能となる。
【００４５】
図３は、本実施形態に係る発光素子駆動装置における光量制御系の具体的な回路例を示す回路図である。ここでは、発光素子１１−１／１１−２を半導体レーザＬＤとし、受光器１２をフォトダイオードＰＤとして説明するものとする。図１と図３の対応関係においては、図１の駆動回路１７−１／１７−２が、図３の駆動電流制御回路１７Ａおよび駆動電圧制御回路１７Ｂに対応している。また、図３では、１つの発光素子、即ち発光素子１１−１，１１−２の一方の駆動系のみを示しており、マルチレーザビームの場合には駆動電流制御回路１７Ａおよび駆動電圧制御回路１７Ｂからなる駆動回路がビームビーム数だけ並列的に配置されることになる。
【００４６】
駆動電流制御回路１７Ａは、アナログインバータ１１１、リミット電圧発生回路１１２、比較器１１３、電流源１１４、コンデンサＣ５１およびスイッチＳＷ５１，ＳＷ５２，ＳＷ５３によって構成されている。この駆動電流制御回路１７Ａでは、半導体レーザＬＤの発光光量が規定光量（目標光量）となるように当該半導体レーザＬＤの駆動電流の制御が行われる。この駆動電流制御回路１７Ａには、差分検出回路１６で検出される誤差電圧が駆動電圧制御回路１７Ｂを介して光量制御電圧Ｖｃｏｎｔとして供給される。
【００４７】
この光量制御電圧Ｖｃｏｎｔは、スイッチＳＷ５１を経由し、アナログインバータ１１１で反転されてスイッチＳＷ５１の入力側の端子に与えられる。コンデンサＣ５１は、電源ＶＤＤとスイッチＳＷ５１の出力側の端子との間に接続されることによって当該スイッチＳＷ５１と共にサンプルホールド回路を構成している。このサンプルホールド回路は、アナログインバータ１１１で反転されて与えられる光量制御電圧Ｖｃｏｎｔをサンプルホールドする。
【００４８】
リミット電圧発生回路１１２、比較器１１３およびスイッチＳＷ５２は、半導体レーザＬＤに流れる駆動電流を制限するための電流制限回路（リミッター）を構成している。リミット電圧発生回路１１２は、半導体レーザＬＤに流れる駆動電流を制限するリミット電流に対応するリミット電圧Ｖｌｉｍを発生する。比較器１１３は、リミット電圧発生回路１１２で発生されるリミット電圧Ｖｌｉｍを反転（−）入力とし、アナログインバータ１１１およびスイッチＳＷ１１を通して与えられる光量制御電圧Ｖｃｏｎｔを非反転（＋）入力としており、光量制御電圧Ｖｃｏｎｔがリミット電圧Ｖｌｉｍを上回ったときに比較出力が反転する。
【００４９】
スイッチＳＷ５２は、アナログインバータ１１１およびスイッチＳＷ５１を通して与えられる光量制御電圧Ｖｃｏｎｔを一方の入力とし、リミット電圧発生回路１１２で発生されるリミット電圧Ｖｌｉｍを他方の入力としており、通常の光量制御時には光量制御電圧Ｖｃｏｎｔを選択し、比較器１１３の比較出力が反転したときには、当該比較出力の反転に応答して光量制御電圧Ｖｃｏｎｔに代えてリミット電圧Ｖｌｉｍを選択する。
【００５０】
スイッチＳＷ５２によって選択される光量制御電圧Ｖｃｏｎｔまたはリミット電圧Ｖｌｉｍは、電流源１１４にその制御電圧として与えられる。電流源１１４はその一端が電源ＶＤＤに接続されている。スイッチＳＷ５３は、一端が電流源１１４の他端に、他端が半導体レーザＬＤのアノード（駆動端）にそれぞれ接続されている。
【００５１】
かかる構成の駆動電流制御回路１７Ａにおいて、光量制御電圧Ｖｃｏｎｔは、インバータ１１１で反転された後、スイッチＳＷ５１およびコンデンサＣ５１からなるサンプルホールド回路によってサンプルホールドされる。このサンプルホールドされた光量制御電圧Ｖｃｏｎｔは、スイッチＳＷ５２によって選択されることにより、電流源１１４にその制御電圧として与えられ、電流源１１４からスイッチＳＷ５３を通して半導体レーザＬＤに供給される駆動電流を制御する。
【００５２】
これにより、駆動電流制御回路１７Ａでは、半導体レーザＬＤの光量が差分検出回路１６の基準電圧Ｖｒｅｆで決まる規定光量（目標光量）となるように、当該半導体レーザＬＤの駆動電流の制御が行われる。これが、半導体レーザＬＤのレーザパワーを、基準電圧Ｖｒｅｆで規定されるパワーになるように制御するＡＰＣ（ＡｕｔｏｍａｔｉｃＰｏｗｅｒＣｏｎｔｒｏｌ；自動光量制御）である。
【００５３】
サンプルホールド後の光量制御電圧Ｖｃｏｎｔはさらに、比較器１１３において、リミット電圧発生回路１１２で発生されるリミット電圧Ｖｌｉｍと比較される。比較器１１３は、光量制御電圧Ｖｃｏｎｔがリミット電圧Ｖｌｉｍを上回るとき比較出力が反転し、スイッチＳＷ５２を切り替え制御する。これにより、スイッチＳＷ５２は、それまで選択していた光量制御電圧Ｖｃｏｎｔに代えてリミット電圧Ｖｌｉｍを選択して、半導体レーザＬＤにその制御電圧として与える。その結果、駆動電流制御回路１７Ａにおいては、半導体レーザＬＤに流れる駆動電流が、リミット電圧Ｖｌｉｍに対応した一定のリミット電流になるように電流制限が行われる。
【００５４】
駆動電圧制御回路１７Ｂは、差動アンプ１２１、４つのスイッチＳＷ５４〜ＳＷ５７およびコンデンサＣ５２によって構成されている。この駆動電圧制御回路１７Ｂでは、駆動電流制御回路１１によって規定光量に制御されているときの半導体レーザＬＤの端子電圧を基に、点灯時に当該半導体レーザＬＤに印加する駆動電圧の制御が行われる。
【００５５】
差動アンプ１２１は、差分検出回路１６の出力電圧を非反転入力としており、反転入力端子と出力端子がスイッチＳＷ５７によってショートされた場合にバッファとして動作するようになっている。スイッチＳＷ５４は、その一端が差動アンプ１２１の出力端子に接続されている。コンデンサＣ５２は、スイッチＳＷ５４の他端とグランドとの間に接続されることによって当該スイッチＳＷ５４と共にサンプルホールド回路を構成している。
【００５６】
スイッチＳＷ５５は、一端がスイッチＳＷ５４の他端に、他端が半導体レーザＬＤのアノードにそれぞれ接続されている。スイッチＳＷ５６は、一端がスイッチＳＷ５５の他端および半導体レーザＬＤのアノードに、他端が差動アンプ１２１の反転入力端子にそれぞれ接続されている。
【００５７】
かかる構成の駆動電圧制御回路１２において、半導体レーザＬＤの駆動電流の制御時、即ちＡＰＣ時（光量制御時）には、スイッチＳＷ５４，ＳＷ５５，ＳＷ５７が共にオフ状態、スイッチＳＷ２４がオン状態になる。すると、差分検出回路１６で検出される誤差電圧が差動アンプ１２１およびスイッチＳＷ５６を経由して半導体レーザＬＤに印加され、フィードバックループが形成される。
【００５８】
また、光量制御後の半導体レーザＬＤの変調時には、スイッチＳＷ５４，ＳＷ５７が共にオン状態、スイッチＳＷ５５，ＳＷ５６が共にオフ状態になる。すると、差動アンプ１２１の出力電圧、即ち光量制御終了時の半導体レーザＬＤの端子電圧がコンデンサＣ５２にホールドされる。そして、コンデンサＣ５２のホールド電圧は、半導体レーザＬＤの点灯時に、スイッチＳＷ５５がオンすることにより、当該スイッチＳＷ５５を介して半導体レーザＬＤの駆動端（アノード）にその駆動電圧として印加される。
【００５９】
上述した駆動電流制御回路１７Ａおよび駆動電圧制御回路１７Ｂからなる駆動回路１７−１／１７−２において、スイッチＳＷ５３，ＳＷ５５，ＳＷ５６が、図１のスイッチ１９−１／１９−２に対応している。
【００６０】
差分検出回路１６は、図１の場合と同様に、差動アンプ１６１およびサンプルホールド回路１６２によって構成され、光量検出電圧Ｖｄｅｔの基準電圧Ｖｒｅｆに対する差分（誤差電圧）を検出する。ただし、差動アンプ１４１の反転入力端子と出力端子との間には、スイッチＳＷ５８およびコンデンサＣ５３が直列に接続されている。サンプルホールド回路１６２を構成するスイッチＳＷ５９およびコンデンサ５４は、図１のスイッチＳＷおよびコンデンサＣ１／Ｃ２にそれぞれ対応している。
【００６１】
かかる構成の差分検出回路１６において、差動アンプ１６１は、半導体レーザＬＤの光量に応じた光量検出電圧Ｖｄｅｔを、半導体レーザＬＤの目標光量に対応して設定されている基準電圧Ｖｒｅｆと比較してその差分、即ち誤差電圧を出力する。差動アンプ１６１の出力電圧（誤差電圧）は、サンプルホールド回路１６２に与えられ、光量制御時にスイッチＳＷ５９がオンすることによってコンデンサ５４にホールドされる。
【００６２】
次に、上記構成の第１実施形態に係る発光素子駆動装置の回路動作について、図１を基に説明する。
【００６３】
先ず、発光素子１１−１，１１−２の全てを同一光量で制御するときは、スイッチ１８はオフ（開）状態にあり、スイッチ１９−１，１９−２が順番にオン／オフ動作を行うことにより、発光素子１１−１，１１−２について時分割にて光量制御が行われる。この光量制御時において、発光素子１１−１／１１−２の光量が目標光量からずれていると、そのずれ量に応じた光電流Ｉｐｄが受光器器１２から出力される。
【００６４】
一方、基準電流供給回路１３で目標光量に対応した基準電流Ｉ１が生成され、この基準電流Ｉ１が光電流Ｉｐｄから差し引かれ、その残りの電流Ｉｐｄ−Ｉ１が差動アンプ１６１の反転入力端子に流れ込む。このとき、差動アンプ１６１の反転入力端子に流れ込む電流Ｉｐｄ−Ｉ１の電流値は、発光素子１１−１／１１−２の光量の目標光量に対するずれ量に対応している。
【００６５】
この発光光量のずれ量は、差動アンプ１６１で誤差電圧として検出され、当該誤差電圧は光量制御電圧としてサンプルホールド回路１６２でコンデンサＣ１／Ｃ２にホールドされる。そして、駆動回路１７−１／１７−２は、コンデンサＣ１／Ｃ２にホールド電圧に基づいて発光素子１１−１／１１−２を、その光量が目標光量になるように駆動する。この一連の光量制御により、発光素子１１−１／１１−２の光量が目標光量に収束する。
【００６６】
次に、発光素子１１−１，１１−２を個別に対象とする光量制御（光量補正）のときは、スイッチ１８がオン状態になるとともに、制御対象の発光素子１１−１／１１−２に対応するスイッチ１９−１／１９−２がオン状態になる。また、補正信号生成回路１４では補正すべき光量に対応した補正電圧Ｖｏが生成され、この補正電圧Ｖｏに対応した補正電流Ｉ２が補正電流供給回路１５によって吸い込まれる。
【００６７】
これにより、受光器１２から出力される光電流Ｉｐｄからは、基準電流供給回路１３によって基準電流Ｉ１が、さらに補正電流供給回路１５によって補正電流Ｉ２が差し引かれる。すなわち、基準電流Ｉ１に補正電流Ｉ２が重畳された電流Ｉ１＋Ｉ２が光電流Ｉｐｄから差し引かれることになる。そして、残りの電流Ｉｐｄ−（Ｉ１＋Ｉ２）が差動アンプ１６１の非反転入力端子に流れ込む。
【００６８】
ここで、発光素子１１−１／１１−２が基準電流Ｉ１に対応した目標光量で発光しているものとすると、Ｉｐｄ＝Ｉ１であるから、差動アンプ１６１の反転入力端子に流れ込む電流Ｉｐｄ−（Ｉ１＋Ｉ２）の電流値は、補正電流Ｉ２の電流値となる。この電流値分が差動アンプ１６１で誤差電圧として検出され、コンデンサＣ１／Ｃ２にホールドされる。そして、駆動回路１７−１／１７−２は、コンデンサＣ１／Ｃ２のホールド電圧に応じて、発光素子１１−１／１１−２を駆動することにより、発光素子１１−１／１１−２の光量が目標光量から補正電流Ｉ２に対応する補正量分だけ補正され、その補正された光量に収束する。
【００６９】
このように、複数の発光素子１１−１，１１−２を個別に対象として光量制御するときに、補正電流Ｉ２を基準電流Ｉ１に重畳し、この重畳した電流Ｉ１＋Ｉ２を光電流Ｉｐｄから差し引いて差動アンプ１６１の反転入力端子に流し込むようにすることにより、個別の光量制御でも差動アンプ１６１の非反転入力端子の基準値が変動しないため、光量制御の収束性が損なわれることはない。
【００７０】
具体的には、発光素子１１−１，１１−２について時分割で光量制御する際、例えば、発光素子１１−１では基準電流Ｉ１のみ、発光素子１１−２では基準電流Ｉ１に補正電流Ｉ２を重畳した電流Ｉ１＋Ｉ２を光電流Ｉｐｄから差し引いて差動アンプ１６１の反転入力端子に流し込むものとする。このとき、差動アンプ１６１の反転入力が、非反転入力の固定電位（ＧＮＤレベル）に一致するように制御が行われるため、差動アンプ１６１の動作スピードが十分速ければ、反転入力電位がほぼ一定になるように制御され、受光器１２出力の寄生容量Ｃｏの影響を受けずに速やかに目標光量に収束する。
【００７１】
ただし、現実には、差動アンプ１６１の動作スピードは遅いので、光量制御の開始時は、差動アンプ１６１の反転入力電位が変動して収束性が悪くなるのが一般的である。これに対して、本実施形態に係る発光素子駆動装置では、差動アンプ１６１の後段にサンプルホールド回路１６２を設け、差動アンプ１６１で検出した誤差電圧、即ち駆動回路１７−１，１７−２への光量制御電圧をコンデンサＣ１／Ｃ２でホールドするようにしている。
【００７２】
そのため、繰り返して光量制御を行う際に、コンデンサＣ１／Ｃ２のホールド電圧に基づいて光量制御が開始されるため、制御が切り替わった瞬間にほぼ目標光量に対応する光電流Ｉｐｄが受光器１２から出力されるようになる。したがって、差動アンプ１６１の動作スピードが遅くても、光電流Ｉｐｄと基準電流Ｉ１＋補正電流Ｉ２とが打ち消し合って、差動アンプ１６１の反転入力電位がほぼ固定電位（本例では、０レベル）に維持される。
【００７３】
上述したように、第１実施形態に係る発光素子駆動装置の光量制御では、基準電流Ｉ１を基に補正電流Ｉ２を生成するようにしたことにより、光量調整を行うために基準電流Ｉ１の電流値を変えれば、この基準電流Ｉ１に応じて補正電流Ｉ２の電流値も変化するため、発光素子１１−１，１１−２個別に基準値を調整しなくても光量調整を行うことができる。また、発光素子１１−１，１１−２の全てを対象として均一光量に制御するときも、スイッチ１８をオフにして補正電流Ｉ２を基準電流Ｉ１に重畳しないようにするだけなので、基準電流Ｉ１の電流値のばらつきで光量の均一性が悪化するようなこともない。
【００７４】
また、発光素子１１−１，１１−２を個別に対象として時分割制御で別々に光量制御する場合において、発光素子１１−１，１１−２個別に補正値を設定しても、差動アンプ１６１の非反転入力電位（基準側入力電位）が変動しないため、収束性を損なうこともない。さらに、光量制御の切り替えのとき、即ち発光素子１１−１，１１−２を個別に対象とする光量補正のときは、スイッチ１８がオンして補正電流Ｉ２の供給を開始することにより、その切り替えのタイミングがずれたときのようなオーバーシュートなどを引き起こすことなく、光量制御から光量補正へ移行することができる。
【００７５】
図４に、本実施形態に係る光量制御での制御波形、即ち発光素子１１−１，１１−２の光出力、受光器１２の光電流Ｉｐｄおよび基準電流Ｉ１＋補正電流Ｉ２の各波形を示す。
【００７６】
［第２実施形態］
図５は、本発明の第２実施形態に係る発光素子駆動装置の構成を示す回路図であり、図中、図１と同等部分には同一符号を付して示している。本実施形態に係る発光素子駆動装置においても、例えば２つの発光素子１１−１，１１−２を駆動する構成を採っている。ただし、２つの発光素子１１−１，１１−２の駆動に限られるもののではなく、単一あるいは３個以上の発光素子を駆動する構成であっても良いことは勿論である。
【００７７】
本実施形態に係る発光素子駆動装置では、補正電流供給回路１５の構成が第１実施形態のそれと相違しており、それ以外の構成は基本的に第１実施形態に係る発光素子駆動装置と同じである。補正電流供給回路１５は、デジタル制御の複数の電流源、例えば２つの電流源１５１，１５２を有する構成となっている。２つの電流源１５１，１５２は各電流値が重み付けされている。一例として、電流源１５１の電流値の重み付けは１倍、電流源１５２の電流値の重み付けはその２倍に設定されている。すなわち、電流源１５１の電流値をＩとすると、電流源１５２の電流値が２Ｉとなる。
【００７８】
そして、２つの電流源１５１，１５２の各電流値は、外部から与えられる２ビットのデジタル制御値Ｄ０，Ｄ１による制御の下に４通りに組み合わされて出力される。これにより、補正電流Ｉ２は４値の電流値（０，Ｉ，２Ｉ，３Ｉ）に設定される。具体的には、補正電流Ｉ２の電流値は、（Ｄ０，Ｄ１）＝（０，０）のときに０、（Ｄ０，Ｄ１）＝（１，０）のときにＩ、（Ｄ０，Ｄ１）＝（０，１）のときに２Ｉ、（Ｄ０，Ｄ１）＝（１，１）のときに３Ｉとなる。
【００７９】
デジタル制御値Ｄ０，Ｄ１については、発光素子１１−１，１１−２の各々について光量補正を行う際に、その都度発光素子１１−１，１１−２の各々に対応するデジタル制御値Ｄ０，Ｄ１を外部から取り込むようにしても良いし、また発光素子１１−１，１１−２の各々に対応したデジタル制御値Ｄ０，Ｄ１をあらかじめメモリ２０に格納しておき、発光素子１１−１，１１−２の各々について光量補正を行うタイミングで当該メモリ２０から対応するデジタル制御値Ｄ０，Ｄ１を読み出すようにしても良い。
【００８０】
上述したように、第２実施形態に係る発光素子駆動装置の光量制御では、デジタル制御の複数の電流源、本例では２つの電流源１５１，１５２によって補正電流供給回路１５を構成し、これら電流源１５１，１５２の各電流値を組み合わせることによって補正電流Ｉ２の電流値を決めるようにしているため、デジタル制御値Ｄ０，Ｄ１によって補正電流Ｉ２の電流値を任意に設定したり、簡単に変更したりすることが可能になる。
【００８１】
特に、電流源１５１，１５２の各電流値の設定に当たっては、２^ｎの重み付けで設定することにより、それらの組み合わせによって補正光量の増減分を均等に設定することができるため、効率良く光量補正を行うことができる。また、デジタル制御値Ｄ０，Ｄ１をあらかじめメモリ２０に格納しておく構成を採ることにより、特に多チャンネルのマルチビームについて時分割にて各チャンネル毎に光量制御を行うときに、その都度各チャンネルに対応するデジタル制御値Ｄ０，Ｄ１を取り込まなくても、各チャンネルを選択するクロックをメモリ２０に与えるだけで該当するデジタル制御値Ｄ０，Ｄ１を読み出すことができるため、光量補正を各チャンネル毎に自動的に行えることになる。
【００８２】
［第３実施形態］
図６は、本発明の第３実施形態に係る発光素子駆動装置の構成を示す回路図であり、図中、図５と同等部分には同一符号を付して示している。本実施形態に係る発光素子駆動装置においても、例えば２つの発光素子１１−１，１１−２を駆動する構成を採っている。ただし、２つの発光素子１１−１，１１−２の駆動に限られるもののではなく、単一あるいは３個以上の発光素子を駆動する構成であっても良いことは勿論である。
【００８３】
先述した第１、第２実施形態に係る発光素子駆動装置では、受光器１２から出力される光電流Ｉｐｄから基準電流Ｉ１、または基準電流Ｉ１＋補正電流Ｉ２を差し引いて、残りの電流Ｉｐｄ−Ｉ１、またはＩｐｄ−（Ｉ１＋Ｉ２）を差動アンプ１６１の反転入力端子に流し込む一方、差動アンプ１６１の非反転入端子にはＧＮＤレベルを基準値として与えるようにしていた。
【００８４】
これに対して、本実施形態に係る発光素子駆動装置では、光量制御時には光電流Ｉｐｄを負荷３０−１に流し、当該光電流Ｉｐｄが受光器１２から出力されないときには基準電流供給回路１３から出力される基準電流Ｉ１を負荷３０−１に流し、当該負荷３０−１に発生する電圧を差動アンプ１６１にその反転入力として与える一方、基準電流Ｉ１と等しい電流値の電流を基準電流供給回路１３で生成して負荷３０−２に流し、当該負荷３０−２に発生する電圧を差動アンプ１６１にその非反転入力として与えるようにしている。
【００８５】
ここで、負荷３０（３０−１，３０−２）の具体的な構成の一例について図７を用いて説明する。
【００８６】
負荷３０は、抵抗値が異なる例えば２つの抵抗Ｒａ，Ｒｂを有している。抵抗Ｒａ，Ｒｂの各一端は共通に接続されて接地（ＧＮＤ）されている。抵抗Ｒａ，Ｒｂの各他端には、スイッチＳＷＡａ，ＳＷｂの各一端が接続されている。ＳＷＡａ，ＳＷｂの各他端は共通に接続され、差動アンプ１６１の反転入力端子／非反転入力端子に接続される。スイッチＳＷＡａ，ＳＷｂは一方がオン状態のとき他方がオフ状態になる。
【００８７】
上記構成の負荷３０、例えば負荷３０−１は、入力される光電流Ｉｐｄを電圧変換することによって光量検出電圧Ｖｄｅｔを得る。この電圧変換の際、スイッチＳＷＡａ，ＳＷｂによって抵抗Ｒａ，Ｒｂを切り替えることで負荷３０の抵抗値を変えることにより、ゲインの調整が可能である。このように、負荷３０の抵抗値を可変とすることにより、発光素子１１−１，１１−２の発光効率や受光器１２へ入射する光量の割合によって適正なゲインが変わった場合には、負荷３０（３０−１，３０−２）の抵抗値を調整することにより、光量制御の精度と収束性を両立できる最適なゲインを選択することができる。
【００８８】
続いて、本実施形態に係る発光素子駆動装置における基準電流供給回路１３および補正電流供給回路１５の具体的な構成について説明する。
【００８９】
基準電流供給回路１３は、２つの電流源３１，３２およびスイッチ３３によって構成されている。電流源３１，３２は、例えばカレントミラー回路によって構成され、目標光量に対応して設定される基準電圧Ｖ１に基づいて同じ電流値の基準電流Ｉ１を出力する。電流源３１の基準電流Ｉ１は、発光素子１１−１，１１−２に対して例えば光量制御が行われないときにスイッチ３３がオン（閉）状態になることによって負荷３０−１に供給される。
【００９０】
すなわち、発光素子１１−１，１１−２の光量を目標光量に制御する光量制御時には、受光器１２からその出力ラインＬ上に基準電流Ｉ１と等しい電流値の光電流Ｉｐｄが出力されて負荷３０−１に流れ込み、光量制御時以外、即ち受光器１２から光電流Ｉｐｄが出力されないときには、基準電流供給回路１３の電流源３１の基準電流Ｉ１が出力ラインＬ上に出力されて負荷３０−１に流れ込む。なお、スイッチ３３はスイッチ１９−１，１９−２に連動し、スイッチ１９−１，１９−２がオンのとき（光量制御時）にオフし、スイッチ１９−１，１９−２がオフのときにオンする。
【００９１】
電流源３２の基準電流Ｉ１は常時負荷３０−１に供給される。したがって、光量制御時以外では、負荷３０−１，３０−２には同じ基準電流Ｉ１が流れ込むことになるため、差動アンプ１６１の反転入力および非反転入力の各電位が同電位の状態にある。光量制御時において、発光素子１１−１，１１−２の光量が目標光量からずれているときは、その光量変動分に応じた光電流変動分をΔＩｐｄとすると、負荷３０−１には光電流Ｉｐｄ＋ΔＩｐｄが流れ込む。そして、差動アンプ１６１で光電流変動分をΔＩｐｄに応じて誤差電圧が検出され、この誤差電圧が０になるように駆動回路１７−１，１７−２によって発光素子１１−１，１１−２の光量制御が行われる。
【００９２】
補正電流供給回路１５は、第２実施形態に係る発光素子駆動装置の場合と同様に、デジタル制御の複数の電流源、本例では２つの電流源を用いた構成を基本構成としている。すなわち、２つの電流源４１，４２は、例えばカレントミラー回路によって構成され、基準電圧Ｖ１を基準にして設定される補正電圧Ｖ２に基づいて、例えば１倍と２倍に重み付けされた電流値の補正電流Ｉ２−１，Ｉ２−１を出力する。この重み付けは、電流源４１，４２を構成する双方のトランジスタサイズ、例えばチャネル幅を変えることによって実現できる。これら補正電流Ｉ２−１，Ｉ２−１は、デジタル制御値Ｄ０，Ｄ１によってオン／オフ制御されるスイッチ４５，４６を介して出力ラインＬ上に出力され、基準電流Ｉ１に重畳されて負荷３０−１に供給される。
【００９３】
ここで、（Ｄ０，Ｄ１）＝（０，０）のときはスイッチ４５，４６が共にオフ状態となるため基準電流Ｉ１に重畳される補正電流は０となり、（Ｄ０，Ｄ１）＝（１，０）のときはスイッチ４５がオン状態、スイッチ４６がオフ状態になるため補正電流Ｉ２−１のみが基準電流Ｉ１に重畳され、（Ｄ０，Ｄ１）＝（０，１）のときはスイッチ４５がオフ状態、スイッチ４６がオン状態になるため補正電流Ｉ２−２のみが基準電流Ｉ１に重畳され、（Ｄ０，Ｄ１）＝（１，１）のときはスイッチ４５，４６が共にオンフ状態になるため補正電流Ｉ２−１と補正電流Ｉ２−２が共に基準電流Ｉ１に重畳されることになる。
【００９４】
補正電流供給回路１５にはさらに２つの電流源４３，４４が設けられている。これら電流源４３，４４も、電流源４１，４２と同様に重み付けされて、これら電流源４１，４２と共にカレントミラー回路によって構成され、補正電流Ｉ２−１，Ｉ２−２と等しい電流値の電流Ｉ２−１，Ｉ２−２を出力し、負荷３０−２に流し込む。負荷３０−２にも負荷３０−１と同じ電流値の補正電流Ｉ２が流れることで、その補正電流Ｉ２分が差動アンプ１６１で相殺されるため、補正電流Ｉ２を基準電流Ｉ１に重畳して供給することによる光量制御への影響はない。
【００９５】
このように、補正電流Ｉ２−１，Ｉ２−２の組み合わせによる補正電流Ｉ２を基準電流Ｉ１に重畳して負荷３０−１に流し込むことにより、負荷３０−１に発生する電圧が補正電流Ｉ２に応じた分だけ変化し、この変化分が差動アンプ１６１で誤差電圧として検出され、当該誤差電圧に応じて光量制御が行われる。その結果、発光素子１１−１／１１−２の光量が目標光量に対して補正電流Ｉ２に応じた光量分だけ光量補正されることになる。
【００９６】
本実施形態の場合には、基準側（負荷３０−２）には常に基準電流と二つの補正電流が流れ込んでいる。この結果、光量は検出側（負荷３０−１）が基準側のレベルに対し不足する分が設定光量となる。すなわち、Ｄ０，Ｄ１＝（１，１）の場合は、光量は基準電流に対応して決まり、Ｄ０，Ｄ１＝（０，１）の場合は基準電流＋Ｄ０に対応する電流源の電流値に対応して決まる。
【００９７】
上述したように、第３実施形態に係る発光素子駆動装置では、光電流Ｉｐｄに対して基準電流Ｉ１あるいは基準電流Ｉ１＋補正電流Ｉ２を差し引いて光量制御系へ供給する構成を採る第１、第２に係る発光素子駆動装置とは、受光器容量が大きい場合に対応して負荷抵抗を受光器容量との時定数が光量制御で許容される時間よりも短く設定しなければならないということ、光電流Ｉｐｄに対して基準電流Ｉ１あるいは基準電流Ｉ１＋補正電流Ｉ２を足し込んで光量制御系へ供給する構成を採っている点で異なっているものの、動作原理上は全く同じである。したがって、第１、第２に係る発光素子駆動装置と同様の作用効果を得ることができる。
【００９８】
［第４実施形態］
図６は、本発明の第４実施形態に係る発光素子駆動装置の構成を示す回路図であり、図中、図５と同等部分には同一符号を付して示している。本実施形態に係る発光素子駆動装置においても、例えば２つの発光素子１１−１，１１−２を駆動する構成を採っている。ただし、２つの発光素子１１−１，１１−２の駆動に限られるもののではなく、単一あるいは３個以上の発光素子を駆動する構成であっても良いことは勿論である。
【００９９】
本実施形態に係る発光素子駆動装置では、基準電流供給回路１３および補正電流供給回路１５については各スイッチの構成の点で第４実施形態に係る発光素子駆動装置と異なっている。すなわち、基準電流供給回路１３において、スイッチ３３は２つの端子ａ，ｂを有するスイッチ構成となっており、一方の端子ａが受光器１２の出力ラインＬに接続され、他方の端子ｂが制御ラインＭに接続されている。基準電流供給回路１３にはさらに、電流源３２に対しても２つの端子ａ，ｂを有するスイッチ３４が設けられている。スイッチ３４は端子ａ，ｂが短絡され、スイッチ３３に連動してオン／オフ動作を行う構成となっている。
【０１００】
補正電流供給回路１５において、スイッチ４５，４６も２つの端子ａ，ｂを有するスイッチ構成となっており、各々一方の端子ａが出力ラインＬに接続され、他方の端子ｂが制御ラインＭに接続されている。補正電流供給回路１５にはさらに、電流源４３，４４に対しても２つの端子ａ，ｂを有するスイッチ４７，４８が設けられている。スイッチ４７，４８は共に端子ａ，ｂが短絡され、スイッチ４５，４６に連動してオン／オフ動作を行う構成となっている。
【０１０１】
ここで、電流源３１が第１の電流源、電流源３２が第２の電流源、電流源４１，４２が第３の電流源に相当し、スイッチ３３が第１のスイッチ手段に、スイッチ４５，４６が第２のスイッチ手段に相当する。本実施形態に係る発光素子駆動装置では、上記の構成に加えてさらに、以下に説明する部分が追加された構成となっている。
【０１０２】
先ず、受光器１２の出力ラインＬの終端には、インピーダンス変換回路５１が接続されている。インピーダンス変換回路５１は、出力ラインＬに対してゲートとドレインが共通に接続され、ソースが接地されたＮｃｈＭＯＳトランジスタＱ１１と、このＭＯＳトランジスタＱ１１のゲート・ドレインにゲートが共通に接続され、ソースが接地されたＮｃｈＭＯＳトランジスタＱ１２とからなるカレントミラー回路によって構成されている。
【０１０３】
このカレントミラー回路構成のインピーダンス変換回路５１では、出力ラインＬを通してトランジスタＱ１１のドレインに流れ込む光電流Ｉｐｄまたは基準電流Ｉ１に応じた電流がトランジスタＱ１２のドレインに流れることになる。電源ＶＤＤとトランジスタＱ１１のドレイン・ゲート共通接続点との間には、バイアス電流源５２が接続されている。このバイアス電流源５２は、トランジスタＱ１１のドレインに流れ込む光電流Ｉｐｄまたは基準電流Ｉ１に対して、バイアス電圧Ｖ３によって設定されるバイアス電流Ｉｂｉａｓを重畳する。
【０１０４】
インピーダンス変換回路５１の後段には折り返し回路５３が設けられている。この折り返し回路５３は、ソースが電源ＶＤＤに接続され、ゲートおよびドレインがトランジスタＱ１２のドレインに共通に接続されたＰｃｈＭＯＳトランジスタＱ１３と、このＭＯＳトランジスタＱ１３のゲート・ドレインにゲートが共通に接続され、ソースが電源ＶＤＤに接続されたＰｃｈＭＯＳトランジスタＱ１４とからなるカレントミラー回路によって構成されている。
【０１０５】
上記のインピーダンス変換回路５１、バイアス電流源５２および折り返し回路５３からなる構成において、インピーダンス変換回路５１のＭＯＳトランジスタＱ１１のドレインにバイアス電流Ｉｂｉａｓが重畳された光電流Ｉｐｄまたは基準電流Ｉ１が流れ込むと、その電流に応じた出力電流Ｉｏｕｔ１が折り返し回路５３のＭＯＳトランジスタＱ１４のドレインから流れ出ることになる。
【０１０６】
インピーダンス変換回路５１、バイアス電流源５２および折り返し回路５３と相似の回路構成のインピーダンス変換回路５４、バイアス電流源５５および折り返し回路５６がさらに設けられている。インピーダンス変換回路５４は、ゲートとドレインが共通に接続され、ソースが接地されたＮｃｈＭＯＳトランジスタＱ１５と、このＭＯＳトランジスタＱ１５のゲート・ドレインにゲートが共通に接続され、ソースが接地されたＮｃｈＭＯＳトランジスタＱ１６とからなるカレントミラー回路によって構成されている。ＮｃｈＭＯＳトランジスタＱ１５のドレインには、基準電流供給回路１３から出力される基準電流Ｉ１と電流値が等しい電流が流れ込む。
【０１０７】
バイアス電流源５５は、電源ＶＤＤとＭＯＳトランジスタＱ１５のドレイン・ゲート共通接続点の間に接続され、バイアス電流源５２と等しい電流値のバイアス電流ＩｂｉａｓをＭＯＳトランジスタＱ１５のドレインに流し込む。折り返し回路５６は、ソースが電源ＶＤＤに接続され、ゲートおよびドレインがトランジスタＱ１６のドレインに共通に接続されたＰｃｈＭＯＳトランジスタＱ１７と、このＭＯＳトランジスタＱ１７のゲート・ドレインにゲートが共通に接続され、ソースが電源ＶＤＤに接続されたＰｃｈＭＯＳトランジスタＱ１７とからなるカレントミラー回路によって構成されている。
【０１０８】
上記のインピーダンス変換回路５４、バイアス電流源５５および折り返し回路５６からなる構成において、インピーダンス変換回路５４のＭＯＳトランジスタＱ１５のドレインにバイアス電流Ｉｂｉａｓが重畳された基準電流Ｉ１が流れ込むと、その電流に応じた出力電流Ｉｏｕｔ２が折り返し回路５６のＭＯＳトランジスタＱ１８のドレインから流れ出ることになる。
【０１０９】
折り返し回路５６の出力電流Ｉｏｕｔ２は、カレントミラー回路５７に流れ込む。カレントミラー回路５７は、ゲートとドレインが共通に接続され、ソースが接地されたＮｃｈＭＯＳトランジスタＱ２０と、このＭＯＳトランジスタＱ２０とゲートが共通に接続され、ソースが接地されたＮｃｈＭＯＳトランジスタＱ２１とからなり、ＭＯＳトランジスタＱ２０のゲート・ドレインが折り返し回路５６のＭＯＳトランジスタＱ１８のドレインに接続された構成となっている。
【０１１０】
ＭＯＳトランジスタＱ１９は、ソースがＭＯＳトランジスタＱ２１のドレインに、ドレインが折り返し回路５３のＭＯＳトランジスタＱ１４のドレインにそれぞれ接続され、オペアンプ５８の出力をゲート入力としている。オペアンプ５８は、非反転入力端子がオペアンプ５８の出力端子に、反転入力端子がＭＯＳトランジスタＱ１９のソースにそれぞれ接続されることによって負帰還ループを形成している。
【０１１１】
このカレントミラー回路５７において、ＭＯＳトランジスタＱ２０のドレインには、インピーダンス変換回路５４の入力段で基準電流Ｉ１にバイアス電流Ｉｂｉａｓを加算した電流Ｉ１＋Ｉｂｉａｓが流れ込むことで、ＭＯＳトランジスタＱ２１のドレインにも同じ電流Ｉ１＋Ｉｂｉａｓが流れ込む。その結果、折り返し回路５３の出力電流Ｉｏｕｔ１から電流Ｉ１＋Ｉｂｉａｓが差し引かれるとともに、インピーダンス変換回路５１，５４の各入力段で加算したバイアス電流Ｉｂｉａｓが相殺されることになる。このようにして、折り返し回路５３の出力電流Ｉｏｕｔ１から基準電流Ｉ１に応じた電流が差し引かれ、かつバイアス電流Ｉｂｉａｓが相殺された後の電流Ｉｏｕｔ１−Ｉ１が負荷３０にその一端側から流れ込む。
【０１１２】
また、基準電流Ｉ１と電流値が等しい電流が基準電流供給回路１３の電流源３２から、反転入力端子と出力端子が短絡されたオペアンプからなるバッファ５９を介して負荷３０にその他端側から流れ込む。これにより、差動アンプ１６１の非反転入力端子にはほぼダイオード接続したＱ１５の端子電圧となる固定の基準電圧が与えられ、反転入力端子には同じレベル（目標光量時）の検出電圧が与えられることになる。電流源３２の電流はさらに、反転入力端子と出力端子が短絡されたオペアンプ６０を介して制御ラインＭに供給される。この制御ラインＭには、先述したように、スイッチ３３，４５，４６の各他方の端子ｂが共通に接続されている。
【０１１３】
なお、基準電流供給回路１３の電流源３１からスイッチ３３を介して出力ラインＬ上に出力される基準電流Ｉ１に対し、補正電流供給回路１５の電流源４１，４２の各補正電流Ｉ２−１，Ｉ２−２がスイッチ４５，４６を介して重畳されるのと同様に、基準電流供給回路１３の電流源３２から出力される基準電流Ｉ１と電流値が等しい電流に対しても、補正電流供給回路１５の電流源４３，４４から出力される補正電流Ｉ２−１，Ｉ２−２と電流値が等しい電流がスイッチ４７，４８を介して重畳されることになる。
【０１１４】
本実施形態に係る発光素子駆動装置において、負荷３０としては、図７に示す構成のものを用いることができる。この場合、図７において、ＧＮＧ側の端子がバッファ５９の出力端子に接続される。この場合にも、発光素子１１−１，１１−２の発光効率や受光器１２へ入射する光量の割合によって適正なゲインが変わった際には、負荷３０の抵抗値を切り替えることにより、先述した実施形態に係る発光素子駆動装置と同様に、光量制御の精度と収束性を両立できる最適なゲインを選択することができる。
【０１１５】
上記構成の本実施形態に係る発光素子駆動装置において、基準電流供給回路１３および補正電流供給回路１５では、補正電流Ｉ１を供給するスイッチ３３と、補正電流Ｉ２−１，Ｉ２−２を供給するスイッチ４５，４６の部分を特徴としている。具体的には、スイッチ３３，４５，４６を２端子ａ，ｂのスイッチとし、端子ｂ側に電流源３２から基準電流Ｉ１と等しい電流値の電流がオペアンプ６０を介して与えられることによって当該端子ｂの電位を基準電流Ｉ１に対応した電位に固定した構成を採っている。
【０１１６】
この端子ｂの電位は、基準電流Ｉ１が目標光量に対応していることから、発光素子１１−１／１１−２が目標光量で発光しているときの出力ラインＬの電位とほぼ同じである。基準電流供給回路１３のスイッチ３３は、光量制御時以外に端子ａ側に切り替わる訳であるが、その切り替え前の端子ｂの電位が基準電流Ｉ１に対応した電位に固定されていることにより、スイッチ３３の電流源３１側の端子電位も同じ電位になっているため、端子ａ側に切り替わった瞬間に出力ラインＬの電位が変動することはない。
【０１１７】
換言すれば、スイッチ３３のオフ時に電流源３１側の端子（可動端子）がオープン状態にあると、当該端子につく寄生容量にＶＤＤレベルが充電されることによって電流源３１側の端子電位がＶＤＤレベルになる。そして、スイッチ３３がオンした瞬間にＶＤＤレベルが出力ラインＬに与えられることになるため、当該出力ラインＬの電位が瞬間的にＶＤＤレベル近くまで変動し、これがノイズとなって出力ラインＬ上に乗ることになる。
【０１１８】
これに対して、上述したように、切り替え前の端子ｂの電位を基準電流Ｉ１に対応した電位に固定し、この固定電位をスイッチ３３の電流源３１側の端子に与えておくことにより、スイッチ３３が端子ａ側に切り替わった瞬間に出力ラインＬの電位がパルス状に変動することがないため、この電位変動に起因するノイズの発生を防止することができ、より確実な制御を実現できることになる。このことは、補正電流供給回路１５のスイッチ４１，４２についても同様に言える。
【０１１９】
基準電流供給回路１３および補正電流供給回路１５ではさらに、電流源３２，４３，４４に対しても、端子ａ，ｂを短絡したスイッチ３４，４７，４８を設けた構成を採っている。電流源３２，４３，４４の各電流については、第３実施形態（図５参照）の場合のように直接出力するようにすることにより、負荷３０において、基準電流Ｉ１およびそれに重畳する補正電流Ｉ２−１，Ｉ２−２と相殺することができる。
【０１２０】
これに対し、端子ａ，ｂの短絡されたスイッチ３４，４７，４８をスイッチ３３，４５，４６と連動させてオン／オフさせるとともに、これらスイッチ３４，４７，４８を介して電流源３２，４３，４４の各電流を出力する構成を採ることにより、スイッチ３３，４５，４６のオン／オフ時に発生するスイッチングノイズについても、基準電流Ｉ１およびそれに重畳する補正電流Ｉ２−１，Ｉ２−２と同様に負荷３０において相殺することができる。
【０１２１】
すなわち、スイッチ３２，４５，４６のオン／オフ動作時にたとえスイッチングノイズが発生したとしても、これらスイッチ３２，４５，４６と同期してスイッチ３４，４７，４８がオン／オフ動作を行う際にも同様にスイッチングノイズが発生することになり、このスイッチングノイズが負荷３０において相殺されることになる。したがって、スイッチ３２，４５，４６のスイッチングノイズによって光量補正の制御性が損なわれることがない。
【０１２２】
またこの方式では、第１、第２実施形態の場合と異なり、差動アンプ１６１の反転入力が直接受光器１２に接続されておらずインピーダンス変換器５３を介している。この結果、差動アンプの反転入力には受光器やケーブルによる大きな寄生容量Ｃｏが直接接続されない。このことと光電流と相補の関係にある基準電流と補正電流が受光器出力の電位変動を抑えていることにより発光素子を時分割で光量制御する際、発光素子１から発光素子２への制御が切り替わる際にもオーバーシュートなど過渡的な変動を防止することができる。
【０１２３】
以上説明した本発明の各実施形態に係る発光素子駆動装置は、例えばレーザゼログラフィーにおいて、多数の発光部を有するマルチビームレーザ（面発光レーザ）を光源として用いた場合において、当該マルチビームレーザの駆動装置として用いて好適なものである。
【０１２４】
レーザゼログラフィーにおいて、マルチビームレーザのビーム数を例えば３２本とした場合は、３２ライン単位でラスタースキャンが行われることになる。ここで、各走査ライン間のピッチは当然のことながら一定になる訳であるが、ラスタースキャン時において前回の最終走査ラインと今回の先頭走査ラインとの間のピッチが、機械的な精度の問題によって若干広がったり、あるいは逆に狭まったりして、極端な場合には前回の最終走査ラインと今回の先頭走査ラインが重なってしまう場合がある。
【０１２５】
前回の最終走査ラインと今回の先頭走査ラインとの間のピッチが広がるとその部分の画像が淡く見え、逆に狭まるとその部分の画像が濃く見えることになる。したがって、例えば３２本のレーザ光ビームのうち、特に最終走査ライン、先頭走査ラインに対応する端のレーザ光ビームについては光量を補正できるようにする必要が生じる。
【０１２６】
そこで、マルチビームレーザの駆動に、先述した各実施形態に係る発光素子駆動装置を用いることにより、最終走査ライン、先頭走査ラインに対応する端のレーザ光ビームについて光量を自由に補正できるため、前回の最終走査ラインと今回の先頭走査ラインとの間のピッチが、機械的な精度の問題によって若干広がったり、あるいは逆に狭まったりしたとしても、レーザ光ビーム個々の光量補正によって良好な画像を形成できることになる。
【０１２７】
また、本発明の各実施形態に係る発光素子駆動装置によれば、光量調整を行うために基準電流の電流値を変えれば、この基準電流に応じて補正電流の電流値も変化するため、レーザ光ビーム個別に基準値を調整する必要がなく、レーザ光ビームの全てを対象として均一光量に制御するときも、補正電流を基準電流に重畳しないようにするだけなので、基準電流の電流値のばらつきで光量の均一性が悪化するようなこともない。また、レーザ光ビームを個別に対象として時分割制御で別々に光量制御する場合も、光量制御を行うための誤差電圧を検出する差動アンプの入力電位が変動しないため収束性を損なうこともない。
【０１２８】
また、例えば３２本のレーザ光ビームのうちの最終走査ライン、先頭走査ラインに対応する端のレーザ光ビームだけでなく、全レーザ光ビームについて個々に光量補正が可能な構成を採ることで、駆動装置側の各レーザ光ビームのチャンネル番号と各レーザ光ビームの幾何学的な順番とを１対１で対応付けしなくても、幾何学的に端に位置するレーザ光ビームについて個別に光量補正を行うことが可能になる。このように、駆動装置側の各レーザ光ビームのチャンネル番号と各レーザ光ビームの幾何学的な順番とを１対１で対応付けないようにすることで、幾何学的に隣接するレーザ光ビーム間での電気的なクロストークの問題を解消することが可能になる。
【０１２９】
なお、先述した各実施形態に係る発光素子駆動装置において、基準電流Ｉ１に対して補正電流Ｉ２を重畳するに当たっては、目標光量に対して発光光量を下げる（弱める）方向に光量補正する場合は、基準電流Ｉ１に対して補正電流Ｉ２を差し引く形で重畳するようにすれば良い。これは、補正電流供給回路１５を吸い込み電流源で構成することによって実現できる。
【０１３０】
逆に、目標光量に対して発光光量を上げる（強める）方向に光量補正する場合は、基準電流Ｉ１に対して補正電流Ｉ２を足し込む形で重畳するようにすれば良い。これは、補正電流供給回路１５を吐き出し電流源で構成することによって実現できる。また、吸い込み電流源と吐き出し電流源を組み合わせて補正電流供給回路１５を構成することで、発光光量を下げる方向／上げる方向の光量補正を適宜選択して実行することも可能になる。
【０１３１】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１に係る発明によれば、基準電流を基に補正電流を生成するようにすることにより、光量調整を行うために基準電流の電流値を変えると、この基準電流に応じて補正電流の電流値も変化するため、複数の発光素子について個別に基準値を調整しなくても光量調整を行うことができる。また、複数の発光素子の全てを対象として均一光量に制御するときも、補正電流を基準電流に重畳しないようにするだけなので、基準電流の電流値のばらつきで光量の均一性が悪化するようなこともない。さらに、複数の発光素子を個別に対象として時分割制御で別々に光量制御する場合において、発光素子個別に補正値を設定しても、差分検出手段の基準側の入力電位が変動しないため、収束性を損なうこともない。
【０１３２】
請求項２に係る発明によれば、補正電流供給手段をデジタル制御の複数の電流源によって構成したことにより、これら複数の電流源の各電流値をデジタル制御値によって自由に組み合わせることができるため、補正電流を電流値を任意に設定したり、簡単に変更したりすることができる。
【０１３３】
請求項３に係る発明によれば、複数の電流源の各電流値を２^ｎの重み付けで設定することにより、それらの組み合わせによって補正光量の増減分を均等に設定することができるため、効率良く光量補正を行うことができる。
【０１３４】
請求項４に係る発明によれば、デジタル制御値をあらかじめ記憶手段に格納しておくことにより、特に多チャンネルのマルチビームについて時分割にて各チャンネル毎に光量制御を行うときに、その都度各チャンネルに対応するデジタル制御値を取り込まなくても、各チャンネルを選択するクロックを記憶手段に与えるだけで該当するデジタル制御値を読み出すことができるため、光量補正を各チャンネル毎に自動的に行うことができる。
【０１３５】
請求項５に係る発明によれば、補正電流供給手段を吸い込み電流源、吐き出し電流源あるいはそれらの組み合わせで構成することにより、吸い込み電流源の場合には基準電流に対して補正電流を差し引く形で重畳することができるため、目標光量に対して発光光量を下げる方向に光量補正でき、逆に吐き出し電流源の場合には基準電流に対して補正電流を足し込む形で重畳することができるため、目標光量に対して発光光量を上げる方向に光量補正でき、よって任意の形での光量補正を実現できる。
【０１３６】
請求項６に係る発明によれば、光量制御の切り替えのタイミングで補正電流の供給を開始することにより、そのタイミングがずれたときのようなオーバーシュートなどを引き起こすことがないため、光量制御から光量補正へ円滑に移行することができる。
【０１３７】
請求項７に係る発明によれば、第１のスイッチ手段の第２の端子に固定電位を与えておくようにすることにより、オフ状態では可動端子も当該固定電位になっており、第１のスイッチ手段のオンした瞬間に第１の端子側の電位が急激に変動することはないため、この電位変動に起因するノイズの発生を防止することができる。
【０１３８】
請求項８に係る発明によれば、第２の電流源の電流に応じた電圧を第１のスイッチ手段の第２の端子に与えるようにすることにより、当該第２の端子電位を第２の電流源の電流に対応した電位に固定することができるため、特別な電圧源を設けなくても、第１のスイッチ手段の第２の端子に固定電位を与えられることができる。
【０１３９】
請求項９に係る発明によれば、第２のスイッチ手段の第２の端子に固定電位を与えておくようにすることにより、オフ状態では可動端子も当該固定電位になっており、第２のスイッチ手段のオンした瞬間に第１の端子側の電位が急激に変動することはないため、この電位変動に起因するノイズの発生を防止することができる。
【０１４０】
請求項１０に係る発明によれば、第４の電流源の電流に応じた電圧を第２のスイッチ手段の第２の端子に与えるようにすることにより、当該第２の端子電位を第４の電流源の電流に対応した電位に固定することができるため、特別な電圧源を設けなくても、第２のスイッチ手段の第２の端子に固定電位を与えられることができる。また、受光器出力電位の変動が抑えられるため受光器および配線による寄生容量Ｃｏに起因する光量制御時の収束性の悪化を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係る発光素子駆動装置の構成を示す回路図である。
【図２】第１実施形態に係る発光素子駆動装置の基準電流供給回路、補正信号生成回路および補正電流供給回路の具体的な回路構成の一例を示す回路図である。
【図３】第１実施形態に係る発光素子駆動装置における光量制御系の具体的な回路例を示す回路図である。
【図４】第１実施形態に係る発光素子駆動装置における光量制御での制御波形図である。
【図５】本発明の第２実施形態に係る発光素子駆動装置の構成を示す回路図である。
【図６】本発明の第３実施形態に係る発光素子駆動装置の構成を示す回路図である。
【図７】負荷の具体的な構成の一例を示す回路図である。
【図８】本発明の第４実施形態に係る発光素子駆動装置の構成を示す回路図である。
【図９】従来例に係る発光素子駆動装置の構成を示す回路図である。
【図１０】従来例に係る発光素子駆動装置における光量制御での制御波形図である。
【符号の説明】
１１−１，１１−２…発光素子、１２…受光器、１３…基準電流供給回路、１４…補正信号生成回路、１５…補正電流供給回路、１６…差分検出回路、１７−１，１７−２…駆動回路、１６１…差動アンプ、１６２…サンプルホールド回路[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a light emitting element driving apparatus, and more particularly to a light emitting element driving apparatus suitable for driving a laser element (multi-beam laser) capable of emitting a large number of laser light beams used as a light source for laser xerography.
[0002]
[Prior art]
In the field of laser xerography using a laser element as a light source, demands for higher resolution and higher speed are increasing. There is a limit to the speed at which on / off control of the driving of the laser element is performed according to the input image data (hereinafter, referred to as modulation speed). When the number of laser beams is one, the modulation speed must be sacrificed in order to increase not only the resolution in the main scanning direction but also the resolution in the sub-scanning direction. Therefore, the only way to increase the resolution in the sub-scanning direction without increasing the modulation speed is to increase the number of laser light beams. When the number of laser beams is, for example, four, assuming that the modulation speed is the same as one, the resolution in the main scanning and sub-scanning directions can be doubled.
[0003]
A semiconductor laser used as a light source for laser xerography includes an edge-emitting laser element having a structure in which laser light is extracted in a direction parallel to the active layer (hereinafter, referred to as an edge-emitting laser), and a laser beam perpendicular to the active layer. Surface emitting laser elements (hereinafter referred to as surface emitting lasers) having a structure to be taken out in various directions. Conventionally, in laser xerography, an edge emitting laser has generally been used as a laser light source.
[0004]
However, from the viewpoint of increasing the number of laser light beams, edge emitting lasers are considered to be technically difficult, and structurally, surface emitting lasers increase the number of laser light beams more than edge emitting lasers. It is advantageous. For these reasons, in recent years, in the field of laser xerography, in order to respond to the demand for higher resolution and higher speed, an apparatus using a surface emitting laser capable of emitting a large number of laser light beams as a laser light source. Is being developed.
[0005]
Conventionally, in light quantity control of a laser element (multi-beam laser) capable of emitting a large number of laser light beams, a reference voltage corresponding to a target light quantity can be independently set for each laser light beam, and the light quantity of each laser light beam is reduced by one. Two light intensity detection circuits individually detect the light intensity in a time-division manner, and control the light intensity of each laser light beam according to each detection result (for example, see Patent Document 1).
[0006]
In laser xerography using a multi-beam laser as a light source, a density change between scanning lines or a density difference due to an optical path may occur, so that it is necessary to correct the light amount of each laser light beam. For this reason, conventionally, the light amount of the laser light beam can be corrected by subtracting the correction current from the current source for setting the reference light amount. (For example, see Patent Document 2).
[0007]
[Patent Document 1]
Japanese Patent Publication No. 7-12709
[Patent Document 2]
JP-A-10-129034
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
The conventional technique according to Patent Document 1 described above is effective when there is a difference in the amount of incident light of each laser light beam on the light receiver, but when there is no difference in the amount of light incident on the light receiver, the reference voltage is set to the laser light. The independence of each beam causes a variation in the amount of beam, and there is a problem of controllability that all beam amounts cannot be changed simultaneously by density adjustment. Moreover, it is not practical to manually adjust tens of beams. In addition, in the light amount control in a time division manner, there is a control time problem that convergence takes time if the reference voltage differs between adjacent beams.
[0009]
In the related art according to Patent Literature 2, when the light amount is corrected, the correction current is subtracted from the current source for setting the reference light amount, so that the reference light amount becomes uniform with the current source. If set, there is no controllability problem. However, when the laser element is, for example, a surface emitting laser, the problem of the control time remains. The problem of control time in the case of a surface emitting laser is as follows.
[0010]
In the case of a surface emitting laser, in controlling the light amount, a part of the emitted light is controlled by an optical system including a half mirror due to a structural limitation inherent to the surface emitting laser that emits a laser beam in a direction perpendicular to the active layer. Is separated, and the separated light is incident on a light receiver as monitor light to detect the light amount of the surface emitting laser.
[0011]
As described above, when the surface emitting laser, the optical system, and the light receiving device are assembled, the positional accuracy of the devices is poor, and the monitor light can be reliably received under such circumstances. It is necessary to set a large light receiving area of the light receiving device, so that the parasitic capacitance of the light receiving device becomes very large. In addition, the output current (photocurrent) of the photodetector is very small due to an optical system including a half mirror interposed between the surface emitting laser and the photodetector. On the other hand, it is a weak current of about several μA.
[0012]
Here, a case in which the light amount control of the surface emitting laser is performed based on the conventional technique according to Patent Document 2 will be described with reference to FIG. FIG. 7 shows a configuration of a light amount control circuit in the case where the surface emitting laser has two light emitting units (light emitting elements 1 and 2) for simplification of description.
[0013]
In FIG. 7, a laser beam emitted from each of the two light emitting elements 101-1 and 101-2 is received by the light receiver 102. The light receiver 102 outputs a photocurrent according to the amount of the received laser light beam. This photocurrent is converted into a voltage by the photoreceptor load resistor 103, and applied to the inverted (−) input terminal of the differential amplifier 104 as a light amount detection voltage.
[0014]
On the other hand, the reference current supplied from the current source 105 is converted into a voltage by the resistor 106 and applied to the non-inverting (+) input terminal of the differential amplifier 104 as a reference voltage corresponding to the target light quantity. When correcting the light quantity, the switch 107 is turned on (closed) so that the correction current supplied from the current source 108 is superimposed on the reference current, converted into a voltage by the resistor 106, and Provided to the inverting input terminal.
[0015]
The differential amplifier 104 detects a difference between the inverting input and the non-inverting input, and outputs the difference as a light amount control voltage. This light amount control voltage is sampled and held by the sample and hold circuit 109, and is supplied to drive circuits 110-1 and 110-2 corresponding to the light emitting elements 101-1 and 101-2, respectively.
[0016]
In the light quantity control circuit having the above configuration, the magnitude of both the correction current and the reference current can be arbitrarily set, so that the parasitic capacitance of the non-inverting input terminal of the differential amplifier 104 can be ignored, and the reference voltage applied to the non-inverting input terminal can be ignored. Switches between the light emitting element 101-1 and the light emitting element 101-2 at high speed. However, when the light emitting elements 101-1 and 101-2 are surface emitting lasers, the parasitic capacitance Co of the light receiver 102 is large and the photocurrent is small as described above. As is apparent, since the output waveform of the light receiver 102 becomes rounded, it takes a long time for the detection voltage to match the reference voltage. Further, if it is attempted to control each laser light beam with a different light amount, the control time becomes longer each time the reference voltage changes.
[0017]
The present invention has been made in view of the above problems, and has as its object the ability to correct each beam light amount in proportion to a reference light amount without impairing controllability of light amount control and control time. Another object of the present invention is to provide a light emitting element driving device.
[0018]
[Means for Solving the Problems]
The light-emitting element driving device according to claim 1, wherein the light-receiving means for receiving light individually emitted from the plurality of light-emitting elements, and correction based on the reference current corresponding to individual target light amounts of the plurality of light-emitting elements. A correction current supply unit for generating a current and controlling the light amount of each light emitting element so as to superimpose the generated correction current on the reference current; a photocurrent output from the light receiving unit; and the correction current supply unit And a driving means for sequentially driving the plurality of light emitting elements based on the detection output of the difference detecting means.
[0019]
In the light emitting element driving device having the above configuration, the correction current supply means generates the correction current based on the reference current. Therefore, the current value of the correction current also changes. Therefore, the light amount can be adjusted without adjusting the reference values individually for a plurality of light emitting elements. In addition, even when controlling the uniform light amount for all of the plurality of light emitting elements, the correction current is merely prevented from being superimposed on the reference current. Not even. Further, in a case where the light amount is separately controlled by time division control for a plurality of light emitting elements individually, even if a correction value is individually set, the input potential on the reference side of the difference detection means does not fluctuate. There is no loss of sex.
[0020]
According to a second aspect of the present invention, in the light emitting element driving apparatus according to the first aspect, the correction current supply unit includes a plurality of digitally controlled current sources, and combines respective current values of the plurality of current sources. Thus, the current value of the correction current is determined. In the light-emitting element driving device having such a configuration, since the correction current supply unit includes a plurality of digitally controlled current sources, the current values of the plurality of current sources can be freely combined by the digital control values. This makes it possible to set the correction current arbitrarily and change it easily.
[0021]
According to a third aspect of the present invention, in the light emitting element driving device according to the first aspect, each of the plurality of current sources has a current value of 2 ⁿ The weight is set. In the light emitting element driving device having such a configuration, each current value of the plurality of current sources is set to 2 ⁿ , The amount of increase or decrease of the correction light amount can be set evenly by the combination of these weights. Thereby, light quantity correction can be performed efficiently.
[0022]
The light-emitting element driving device according to claim 4, wherein the correction current supply unit is configured to output a digital control value for controlling the plurality of current sources to the plurality of light-emitting elements. Having a storage means for storing each of the plurality of light emitting elements, when controlling the light amount of the plurality of light emitting elements individually, reading a corresponding digital control value from the storage means and determining a combination of respective current values of the plurality of current sources; Has become. In the light emitting element driving device having such a configuration, the digital control value is stored in the storage means in advance, so that when controlling the light quantity for each channel in a time division manner with respect to a multi-channel multi-beam, , The digital control value can be read out only by supplying a clock for selecting each channel to the storage means. Thereby, the light quantity correction can be automatically performed for each channel.
[0023]
According to a fifth aspect of the present invention, in the light emitting element driving device according to the first aspect, the correction current supply unit includes a sink current source, a source current source, or a combination thereof. In the light emitting element driving device having such a configuration, by configuring the correction current supply unit with the sink current source, it is possible to superimpose the reference current by subtracting the correction current. This makes it possible to correct the light amount in the direction of decreasing (weakening) the light emission amount with respect to the target light amount. Conversely, by configuring the correction current supply means with a discharge current source, the correction current can be superimposed on the reference current by adding the correction current thereto. This makes it possible to correct the light amount in the direction of increasing (strengthening) the light emission amount with respect to the target light amount.
[0024]
According to a sixth aspect of the present invention, in the light emitting element driving device according to the first aspect, the correction current supply unit starts supplying the correction current simultaneously with switching of the light amount control. In the light emitting element driving device having such a configuration, by starting supply of the correction current at the timing of switching the light amount control, the light amount control is shifted to the light amount correction without causing overshoot or the like as when the timing is shifted. it can.
[0025]
The light-emitting element driving device according to claim 7, wherein the reference current supply means is a first current source that outputs the reference current, and wherein the first current source outputs the reference current. The first switch has a first terminal for outputting a reference current and a second terminal for receiving a fixed potential. In the light-emitting element driving device having such a configuration, the first switch is in the state of the second terminal when turned off, and switches to the first terminal when turned on to output the reference current of the first current source. . In the first switch means, the fixed potential close to the first terminal potential at the time of switching to the first terminal is applied to the second terminal, so that the movable terminal is also in the off state when the fixed terminal is switched to the first terminal. Therefore, the potential of the first terminal does not fluctuate abruptly at the moment of turning on. Therefore, generation of noise due to this potential change can be prevented.
[0026]
The light emitting element driving device according to claim 8 is the light emitting device driving device according to claim 7, wherein the reference current supply unit outputs a current having a current value equal to the reference current; Means for applying a voltage corresponding to the current of the second current source to the second terminal of the first switch means. In the light emitting element driving device having such a configuration, by applying a voltage corresponding to the current of the second current source to the second terminal of the first switch means, the potential of the second terminal is changed to the current of the second current source. Can be fixed at a potential corresponding to Therefore, a fixed potential can be applied to the second terminal without providing a special voltage source.
[0027]
The light-emitting element driving device according to claim 9 is the light-emitting element driving device according to claim 1, wherein the correction current supply unit includes a third current source that outputs the correction current, and a third current source that outputs the correction current. The configuration includes a second switch having a first terminal for outputting a correction current and a second terminal for receiving a fixed potential. In the light-emitting element driving device having such a configuration, the second switch means is in the state of the second terminal when turned off, and switches to the first terminal side when turned on, and outputs the correction current of the third current source. . In the second switch means, by applying a fixed potential close to the potential of the first terminal when the second terminal is switched to the first terminal, the movable terminal in the off state also has the fixed potential. Therefore, the potential of the first terminal does not fluctuate abruptly at the moment of turning on. Therefore, generation of noise due to this potential change can be prevented.
[0028]
The light emitting element driving device according to claim 10 is the light emitting device driving device according to claim 9, wherein the correction current supply unit outputs a current having a current value equal to the correction current; Means for applying a voltage corresponding to the current of the current source No. 4 to the second terminal of the second switch means. In the light emitting element driving device having such a configuration, by applying a voltage corresponding to the current of the fourth current source to the second terminal of the second switch means, the potential of the second terminal is changed to the current of the fourth current source. Can be fixed at a potential corresponding to Therefore, a fixed potential can be applied to the second terminal without providing a special voltage source.
[0029]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the embodiments described below, for example, a semiconductor laser, particularly a GaN blue laser or a single mode surface emitting laser having a large internal resistance is used as a light emitting element to be driven.
[0030]
[First Embodiment]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a light emitting element driving device according to the first embodiment of the present invention. The light emitting element driving device according to the present embodiment employs a configuration for driving, for example, two light emitting elements 11-1 and 11-2. However, the present invention is not limited to the driving of the two light emitting elements 11-1 and 11-2, and it is a matter of course that a single or three or more light emitting elements may be driven.
[0031]
As is clear from FIG. 1, the light emitting element driving device according to the present embodiment includes a light receiver 12, a reference current supply circuit 13, and a correction signal generation circuit for driving and controlling the two light emitting elements 11-1 and 11-2. The configuration includes at least a circuit 14, a correction current supply circuit 15, a difference detection circuit 16, and two drive circuits 17-1 and 17-2. Here, a configuration of a circuit system of a light amount control circuit for automatically controlling the light emission amounts of the light emitting elements 11-1 and 11-2 to be a target light amount is shown.
[0032]
The light receiver 12 includes, for example, a photodiode, receives a light beam emitted from the light emitting element 11-1 / 11-2, and outputs a light current Ipd according to the light amount. Here, when the light emitting elements 11-1 and 11-2 are surface emitting lasers, as described above, in order to reliably receive the light emitted from these light emitting elements 11-1 and 11-2, light reception is performed. Since the light receiving area of the photodetector 12 needs to be set large, the parasitic capacitance Co (mainly, the depletion layer capacitance of the photodiode) of the photodetector 12 becomes very large.
[0033]
The reference current supply circuit 13 generates a reference current I1 having a current value corresponding to a target light amount (specified light amount) of the light emitting elements 11-1 and 11-2, and targets all the light emitting elements 11-1 and 11-2. When the light amount control is performed, the reference current I1 is supplied to the light amount control system. Here, a configuration is adopted in which the reference current I1 is subtracted from the photocurrent Ipd and the remaining current Ipd-I1 is supplied to the light quantity control system. In the reference current supply circuit 13, the current value of the reference current I1 can be arbitrarily set by external reference current control.
[0034]
The correction signal generation circuit 14 generates a correction signal according to the current value based on the reference current I1. The switch 18 is turned on when the correction current supply circuit 15 controls the correction current I2 according to the correction signal generated by the correction signal generation circuit 14 in light amount control for the light emitting elements 11-1 and 11-2 individually. By entering the (closed) state, the current is superimposed on the correction current I1 via the switch 18 and supplied to the light amount control system. Here, a configuration is adopted in which the reference current I1 + the correction current I2 is subtracted from the photocurrent Ipd, and the remaining current Ipd− (I1 + I2) is supplied to the light quantity control system. The correction current I2 is subtracted from the photocurrent Ipd here, but may be added to the photocurrent Ipd.
[0035]
The difference detection circuit 16 has a configuration including a differential amplifier 161 and a sample hold circuit 162. The differential amplifier 161 uses a predetermined reference value as a non-inverted (+) input, and when controlling the light emitting elements 11-1 and 11-2 to have the same light amount, the current Ipd− obtained by subtracting the reference current I1 from the light current Ipd. To control I1 to be an inverting (-) input and to correct the light amount of the light emitting elements 11-1 and 11-2, the switch 18 is controlled in synchronization with SW162, SW19-1 and 19-2 to change the light current Ipd. The current Ipd− (I1 + I2) obtained by subtracting the reference current I1 on which the correction current I2 is superimposed is used as the inverted input.
[0036]
Here, when the light emitting elements 11-1 and 11-2 emit light at the target light amount, a light current Ipd having a current value equal to the reference current I1 set corresponding to the target light amount is output from the light receiver 12. Is output. Therefore, the current Ipd-I1 flowing into the inverting input terminal of the differential amplifier 161 becomes 0 if the error is ignored. On the other hand, the reference value given to the non-inverting input terminal of the differential amplifier 161 is set to the current Ipd-I1 at the time of the target light quantity. Here, since Ipd-I1 = 0, it becomes the 0 level, that is, the GND level. .
[0037]
The differential amplifier 161 provides an inverting input with respect to a non-inverting input (reference value), that is, the current Ipd-I1 and the light emitting elements 11-1 and 11- when controlling the light amounts of the light emitting elements 11-1 and 11-2 to have the same light amount. When individually correcting the light amounts of the two, a difference between the currents Ipd- (I1 + I2) is detected, and an error voltage corresponding to the difference is output as a light amount control voltage.
[0038]
The sample hold circuit 162 includes a switch SW for switching the driving of the light emitting element 11-1 and the light emitting element 11-2, and capacitors C1 and C2 respectively connected between the two terminals a and b of the switch SW and the ground. It is composed of In the sample and hold circuit 162, when the light emitting element 11-1 is driven, the switch SW is switched to the terminal a, so that the error voltage detected by the differential amplifier 161 is held by the capacitor C1, and the light emitting element 11-2 is driven. Sometimes, the switch SW is switched to the terminal b side, so that the error voltage detected by the differential amplifier 161 is held by the capacitor C2.
[0039]
The drive circuits 17-1 and 17-2 drive the light emitting elements 11-1 and 11-2 according to the hold voltages of the capacitors C1 and C2, respectively. A switch that is turned on (closed) between each of the drive circuits 17-1 and 17-2 and each of the light emitting elements 11-1 and 11-2 at the timing of driving the light emitting elements 11-1 and 11-2. 19-1 and 19-2 are provided.
[0040]
FIG. 2 is a circuit diagram showing an example of a specific circuit configuration of the reference current supply circuit 13, the correction signal generation circuit 14, and the correction current supply circuit 15.
[0041]
2, a reference current supply circuit 13 includes an operational amplifier 22 having a non-inverting input terminal connected to a positive electrode of a variable DC power supply 21, an NchMOS transistor 23 having a gate connected to an output terminal of the operational amplifier 22, A resistor 24 connected between the source of the MOS transistor 23 and the ground; the source of the MOS transistor 23 is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 22; Is configured to suck the reference current I1 corresponding to. Here, the current value of the reference current I1 is variable according to the voltage value of the variable DC power supply 21.
[0042]
The correction signal generating circuit 14 is composed of voltage dividing resistors 25 and 26 connected in series between the positive electrode of the variable DC power supply 21 and the ground, and the voltage is divided at a voltage dividing point O by the voltage dividing resistors 25 and 26. A correction voltage Vo corresponding to the resistance ratio between the resistors 25 and 26 is generated as a correction signal. That is, since the correction voltage Vo is obtained by dividing the DC voltage serving as the reference voltage for generating the reference current I1, it can be said that the correction voltage Vo is generated based on the reference current I1.
[0043]
Here, the respective resistance values of the voltage dividing resistors 25 and 26 are fixed, but at least one of them is a variable resistor, and the resistance value of the variable resistor is arbitrarily adjusted, or the voltage from the tap of the variable resistor is adjusted. By taking out the compressed voltage, the voltage value of the correction voltage Vo can be set arbitrarily. When the control voltage for the reference current control is affected by a change in the series resistance of the voltage dividing circuit that obtains the correction voltage Vo, as in the case where the control voltage for the reference current control is obtained by dividing the resistance, It is preferable that the voltage dividing circuit for obtaining the correction voltage Vo is constituted by a variable resistor having a constant series resistance.
[0044]
The correction current supply circuit 15 includes an operational amplifier 27 having a non-inverting input terminal connected to a voltage dividing point O by the voltage dividing resistors 25 and 26, an NchMOS transistor 28 having a gate connected to the output terminal of the operational amplifier 27, A resistor 29 connected between the source of the transistor 28 and the ground; the source of the MOS transistor 28 is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 27; The current I2 is sucked. By changing the voltage value of the correction voltage Vo, the current value of the correction current I2 can be arbitrarily set according to the voltage value.
[0045]
FIG. 3 is a circuit diagram showing a specific circuit example of a light amount control system in the light emitting element driving device according to the present embodiment. Here, the light emitting elements 11-1 and 11-2 are described as semiconductor laser LDs, and the light receiver 12 is described as a photodiode PD. In the correspondence between FIG. 1 and FIG. 3, the drive circuits 17-1 / 17-2 in FIG. 1 correspond to the drive current control circuit 17A and the drive voltage control circuit 17B in FIG. FIG. 3 shows only one drive system of one light-emitting element, that is, one of the light-emitting elements 11-1 and 11-2. In the case of a multi-laser beam, the drive current control circuit 17A and the drive voltage control circuit 17B Are arranged in parallel by the number of beam beams.
[0046]
The drive current control circuit 17A includes an analog inverter 111, a limit voltage generation circuit 112, a comparator 113, a current source 114, a capacitor C51, and switches SW51, SW52, and SW53. In the drive current control circuit 17A, the drive current of the semiconductor laser LD is controlled so that the light emission amount of the semiconductor laser LD becomes a specified light amount (target light amount). An error voltage detected by the difference detection circuit 16 is supplied to the drive current control circuit 17A as a light amount control voltage Vcont via a drive voltage control circuit 17B.
[0047]
The light amount control voltage Vcont is inverted by the analog inverter 111 via the switch SW51, and applied to the input terminal of the switch SW51. The capacitor C51 is connected between the power supply VDD and a terminal on the output side of the switch SW51 to form a sample and hold circuit together with the switch SW51. This sample-and-hold circuit samples and holds the light amount control voltage Vcont that is applied after being inverted by the analog inverter 111.
[0048]
The limit voltage generating circuit 112, the comparator 113, and the switch SW52 form a current limiting circuit (limiter) for limiting a drive current flowing through the semiconductor laser LD. The limit voltage generation circuit 112 generates a limit voltage Vlim corresponding to a limit current that limits a drive current flowing through the semiconductor laser LD. The comparator 113 has a limit voltage Vlim generated by the limit voltage generation circuit 112 as an inverted (-) input, and a non-inverted (+) input as a light amount control voltage Vcont supplied through the analog inverter 111 and the switch SW11. When the voltage Vcont exceeds the limit voltage Vlim, the comparison output is inverted.
[0049]
The switch SW52 has, as one input, a light quantity control voltage Vcont applied through the analog inverter 111 and the switch SW51, and has the other input as the limit voltage Vlim generated by the limit voltage generation circuit 112. When Vcont is selected and the comparison output of the comparator 113 is inverted, the limit voltage Vlim is selected instead of the light amount control voltage Vcont in response to the inversion of the comparison output.
[0050]
The light amount control voltage Vcont or the limit voltage Vlim selected by the switch SW52 is supplied to the current source 114 as the control voltage. One end of the current source 114 is connected to the power supply VDD. The switch SW53 has one end connected to the other end of the current source 114 and the other end connected to the anode (drive end) of the semiconductor laser LD.
[0051]
In the drive current control circuit 17A having such a configuration, the light amount control voltage Vcont is inverted by the inverter 111 and then sampled and held by the sample and hold circuit including the switch SW51 and the capacitor C51. The sample-and-hold light quantity control voltage Vcont is selected by the switch SW52, is given as a control voltage to the current source 114, and controls the drive current supplied from the current source 114 to the semiconductor laser LD through the switch SW53. .
[0052]
Accordingly, the drive current control circuit 17A controls the drive current of the semiconductor laser LD so that the light amount of the semiconductor laser LD becomes a specified light amount (target light amount) determined by the reference voltage Vref of the difference detection circuit 16. This is APC (Automatic Power Control; automatic light intensity control) for controlling the laser power of the semiconductor laser LD to be a power specified by the reference voltage Vref.
[0053]
The light quantity control voltage Vcont after the sample hold is further compared with the limit voltage Vlim generated by the limit voltage generation circuit 112 in the comparator 113. The comparator 113 inverts the comparison output when the light amount control voltage Vcont exceeds the limit voltage Vlim, and controls the switch SW52. As a result, the switch SW52 selects the limit voltage Vlim instead of the light amount control voltage Vcont selected up to that time, and supplies the limit voltage Vlim to the semiconductor laser LD as the control voltage. As a result, in the drive current control circuit 17A, the current is limited so that the drive current flowing through the semiconductor laser LD becomes a constant limit current corresponding to the limit voltage Vlim.
[0054]
The drive voltage control circuit 17B includes a differential amplifier 121, four switches SW54 to SW57, and a capacitor C52. In the drive voltage control circuit 17B, the drive voltage applied to the semiconductor laser LD at the time of lighting is controlled based on the terminal voltage of the semiconductor laser LD when the drive current control circuit 11 controls the light intensity to the specified amount.
[0055]
The differential amplifier 121 uses the output voltage of the difference detection circuit 16 as a non-inverting input, and operates as a buffer when the inverting input terminal and the output terminal are short-circuited by the switch SW57. The switch SW54 has one end connected to the output terminal of the differential amplifier 121. The capacitor C52 is connected between the other end of the switch SW54 and the ground to form a sample and hold circuit together with the switch SW54.
[0056]
The switch SW55 has one end connected to the other end of the switch SW54 and the other end connected to the anode of the semiconductor laser LD. The switch SW56 has one end connected to the other end of the switch SW55 and the anode of the semiconductor laser LD, and the other end connected to the inverting input terminal of the differential amplifier 121, respectively.
[0057]
In the drive voltage control circuit 12 having such a configuration, at the time of controlling the drive current of the semiconductor laser LD, that is, at the time of APC (at the time of light amount control), the switches SW54, SW55, and SW57 are all off and the switch SW24 is on. Then, the error voltage detected by the difference detection circuit 16 is applied to the semiconductor laser LD via the differential amplifier 121 and the switch SW56, and a feedback loop is formed.
[0058]
When the semiconductor laser LD is modulated after the light quantity control, the switches SW54 and SW57 are both turned on, and the switches SW55 and SW56 are both turned off. Then, the output voltage of the differential amplifier 121, that is, the terminal voltage of the semiconductor laser LD at the end of the light quantity control is held by the capacitor C52. When the switch SW55 is turned on when the semiconductor laser LD is turned on, the hold voltage of the capacitor C52 is applied as a drive voltage to the drive end (anode) of the semiconductor laser LD via the switch SW55.
[0059]
In the drive circuit 17-1 / 17-2 including the drive current control circuit 17A and the drive voltage control circuit 17B described above, the switches SW53, SW55, and SW56 correspond to the switches 19-1 / 19-2 in FIG. .
[0060]
The difference detection circuit 16 includes a differential amplifier 161 and a sample hold circuit 162, as in the case of FIG. 1, and detects a difference (error voltage) of the light amount detection voltage Vdet with respect to the reference voltage Vref. However, a switch SW58 and a capacitor C53 are connected in series between the inverting input terminal and the output terminal of the differential amplifier 141. The switch SW59 and the capacitor 54 constituting the sample and hold circuit 162 correspond to the switch SW and the capacitors C1 / C2 in FIG. 1, respectively.
[0061]
In the difference detection circuit 16 having such a configuration, the differential amplifier 161 compares the light amount detection voltage Vdet corresponding to the light amount of the semiconductor laser LD with a reference voltage Vref set corresponding to the target light amount of the semiconductor laser LD. The difference, that is, the error voltage is output. The output voltage (error voltage) of the differential amplifier 161 is supplied to the sample and hold circuit 162, and is held by the capacitor 54 by turning on the switch SW59 during light amount control.
[0062]
Next, a circuit operation of the light emitting element driving device according to the first embodiment having the above configuration will be described with reference to FIG.
[0063]
First, when all of the light emitting elements 11-1 and 11-2 are controlled with the same light amount, the switch 18 is off (open), and the switches 19-1 and 19-2 perform on / off operations in order. Thus, the light amount control is performed on the light emitting elements 11-1 and 11-2 in a time sharing manner. If the light amount of the light emitting elements 11-1 and 11-2 deviates from the target light amount during the light amount control, a light current Ipd corresponding to the deviation amount is output from the light receiver 12.
[0064]
On the other hand, the reference current supply circuit 13 generates a reference current I1 corresponding to the target light quantity, the reference current I1 is subtracted from the photocurrent Ipd, and the remaining current Ipd-I1 flows into the inverting input terminal of the differential amplifier 161. . At this time, the current value of the current Ipd-I1 flowing into the inverting input terminal of the differential amplifier 161 corresponds to the amount of deviation of the light amount of the light emitting elements 11-1-11-2 from the target light amount.
[0065]
The shift amount of the light emission amount is detected as an error voltage by the differential amplifier 161, and the error voltage is held by the capacitors C 1 and C 2 by the sample and hold circuit 162 as a light amount control voltage. Then, the drive circuits 17-1 / 17-2 drive the light emitting elements 11-1-11 / 2 based on the hold voltages of the capacitors C1 / C2 so that the light amounts thereof become the target light amounts. By this series of light amount control, the light amounts of the light emitting elements 11-1 and 11-2 converge to the target light amount.
[0066]
Next, in light amount control (light amount correction) for the light emitting elements 11-1 and 11-2 individually, the switch 18 is turned on and the light emitting elements 11-1 and 11-2 to be controlled are turned on. The corresponding switches 19-1 / 19-2 are turned on. The correction signal generation circuit 14 generates a correction voltage Vo corresponding to the amount of light to be corrected, and a correction current I2 corresponding to the correction voltage Vo is drawn in by the correction current supply circuit 15.
[0067]
As a result, the reference current I1 is subtracted by the reference current supply circuit 13 and the correction current I2 is subtracted by the correction current supply circuit 15 from the photocurrent Ipd output from the light receiver 12. That is, the current I1 + I2 obtained by superimposing the correction current I2 on the reference current I1 is subtracted from the photocurrent Ipd. Then, the remaining current Ipd− (I1 + I2) flows into the non-inverting input terminal of the differential amplifier 161.
[0068]
Here, assuming that the light-emitting elements 11-1 and 11-2 emit light at a target light amount corresponding to the reference current I1, since Ipd = I1, the current Ipd− flowing into the inverting input terminal of the differential amplifier 161 is obtained. The current value of (I1 + I2) is the current value of the correction current I2. This current value is detected as an error voltage by the differential amplifier 161 and held by the capacitors C1 / C2. The drive circuits 17-1 and 17-2 drive the light emitting elements 11-1 and 11-2 in accordance with the hold voltages of the capacitors C1 / C2, and thereby drive the light emitting elements 11-1 and 11-2. Is corrected from the target light amount by the correction amount corresponding to the correction current I2, and converges to the corrected light amount.
[0069]
As described above, when controlling the light quantity individually for the plurality of light emitting elements 11-1 and 11-2, the correction current I2 is superimposed on the reference current I1, and the superimposed current I1 + I2 is subtracted from the photocurrent Ipd to obtain a difference. Since the reference value of the non-inverting input terminal of the differential amplifier 161 does not fluctuate even when individual light amount control is performed by flowing into the inverting input terminal of the dynamic amplifier 161, the convergence of the light amount control is not impaired.
[0070]
Specifically, when controlling the light amount of the light emitting elements 11-1 and 11-2 in a time-division manner, for example, only the reference current I1 in the light emitting element 11-1 and the correction current I2 in the reference current I1 in the light emitting element 11-2. It is assumed that the superimposed current I1 + I2 is subtracted from the photocurrent Ipd and flows into the inverting input terminal of the differential amplifier 161. At this time, control is performed such that the inverted input of the differential amplifier 161 matches the fixed potential (GND level) of the non-inverted input. Therefore, if the operation speed of the differential amplifier 161 is sufficiently high, the inverted input potential becomes almost equal. It is controlled to be constant, and quickly converges to the target light amount without being affected by the parasitic capacitance Co of the output of the light receiver 12.
[0071]
However, in reality, since the operation speed of the differential amplifier 161 is slow, it is general that at the start of the light amount control, the inverted input potential of the differential amplifier 161 fluctuates and the convergence deteriorates. On the other hand, in the light emitting element driving device according to the present embodiment, the sample hold circuit 162 is provided at the subsequent stage of the differential amplifier 161, and the error voltage detected by the differential amplifier 161, that is, the driving circuits 17-1 and 17-2. Is held by the capacitors C1 / C2.
[0072]
Therefore, when the light amount control is repeatedly performed, the light amount control is started based on the hold voltage of the capacitors C1 / C2, and the light current Ipd almost corresponding to the target light amount is output from the light receiver 12 at the moment when the control is switched. Will be done. Therefore, even if the operation speed of the differential amplifier 161 is low, the photocurrent Ipd and the reference current I1 + the correction current I2 cancel each other, and the inverted input potential of the differential amplifier 161 is almost fixed potential (0 level in this example). Is maintained.
[0073]
As described above, in the light amount control of the light emitting element driving device according to the first embodiment, the correction current I2 is generated based on the reference current I1, so that the current value of the reference current I1 for adjusting the light amount is adjusted. Is changed, the current value of the correction current I2 also changes according to the reference current I1, so that the light amount adjustment can be performed without adjusting the reference values individually for the light emitting elements 11-1 and 11-2. Also, when controlling the uniform light amount for all of the light emitting elements 11-1 and 11-2, the switch 18 is turned off so that the correction current I2 is not superimposed on the reference current I1. The uniformity of the light amount does not deteriorate due to the variation of the current value.
[0074]
Further, in a case where the light amount control is separately performed by the time division control for the light emitting elements 11-1 and 11-2 individually, even if the correction values are individually set for the light emitting elements 11-1 and 11-2, the differential amplifier is set. Since the non-inverting input potential of 161 (reference-side input potential) does not change, convergence is not impaired. Further, when the light amount control is switched, that is, when the light amount is individually corrected for the light emitting elements 11-1 and 11-2, the switch 18 is turned on and the supply of the correction current I2 is started to switch the light amount. It is possible to shift from the light amount control to the light amount correction without causing overshoot or the like as in the case where the timing is shifted.
[0075]
FIG. 4 shows control waveforms in the light amount control according to the present embodiment, that is, each of the light output of the light emitting elements 11-1 and 11-2, the light current Ipd of the light receiver 12, and the reference current I1 + correction current I2.
[0076]
[Second embodiment]
FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of a light emitting element driving device according to a second embodiment of the present invention. In the drawing, the same parts as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals. The light emitting element driving device according to the present embodiment also employs a configuration for driving, for example, two light emitting elements 11-1 and 11-2. However, the present invention is not limited to the driving of the two light emitting elements 11-1 and 11-2, and it is a matter of course that a single or three or more light emitting elements may be driven.
[0077]
In the light emitting element driving device according to the present embodiment, the configuration of the correction current supply circuit 15 is different from that of the first embodiment, and other configurations are basically the same as those of the light emitting element driving device according to the first embodiment. It is. The correction current supply circuit 15 includes a plurality of digitally controlled current sources, for example, two current sources 151 and 152. The current values of the two current sources 151 and 152 are weighted. As an example, the weight of the current value of the current source 151 is set to one time, and the weight of the current value of the current source 152 is set to twice the weight. That is, assuming that the current value of the current source 151 is I, the current value of the current source 152 is 2I.
[0078]
The current values of the two current sources 151 and 152 are combined and output in four ways under the control of externally applied 2-bit digital control values D0 and D1. As a result, the correction current I2 is set to four current values (0, I, 2I, 3I). Specifically, the current value of the correction current I2 is 0 when (D0, D1) = (0, 0), I when (D0, D1) = (1, 0), and (D0, D1). = (0,1) and 2I when (D0, D1) = (1,1).
[0079]
Regarding the digital control values D0 and D1, the digital control values D0 and D1 corresponding to each of the light emitting elements 11-1 and 11-2 each time the light amount correction is performed on each of the light emitting elements 11-1 and 11-2. May be taken in from outside, or digital control values D0 and D1 corresponding to each of the light emitting elements 11-1 and 11-2 are stored in the memory 20 in advance, and the light emitting elements 11-1 and 11- The corresponding digital control values D0 and D1 may be read from the memory 20 at the timing when the light amount correction is performed for each of the two.
[0080]
As described above, in the light quantity control of the light emitting element driving device according to the second embodiment, the correction current supply circuit 15 is configured by a plurality of digitally controlled current sources, in this example, two current sources 151 and 152, Since the current value of the correction current I2 is determined by combining the respective current values of the sources 151 and 152, the current value of the correction current I2 can be arbitrarily set or easily changed by the digital control values D0 and D1. Or become possible.
[0081]
In particular, in setting each current value of the current sources 151 and 152, 2 ⁿ , The amount of increase / decrease of the correction light amount can be set evenly by the combination thereof, so that the light amount correction can be performed efficiently. In addition, by adopting a configuration in which the digital control values D0 and D1 are stored in the memory 20 in advance, especially when the light amount control is performed for each channel in a time-sharing manner for a multi-channel multi-beam, each channel has its own channel. Even if the corresponding digital control values D0 and D1 are not taken in, the corresponding digital control values D0 and D1 can be read out only by supplying a clock for selecting each channel to the memory 20, so that the light amount correction is automatically performed for each channel. Will be able to do it.
[0082]
[Third embodiment]
FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of a light emitting element driving device according to a third embodiment of the present invention. In the drawing, parts that are the same as those in FIG. 5 are given the same reference numerals. The light emitting element driving device according to the present embodiment also employs a configuration for driving, for example, two light emitting elements 11-1 and 11-2. However, the present invention is not limited to the driving of the two light emitting elements 11-1 and 11-2, and it is a matter of course that a single or three or more light emitting elements may be driven.
[0083]
In the light emitting element driving devices according to the first and second embodiments described above, the reference current I1 or the reference current I1 + the correction current I2 is subtracted from the photocurrent Ipd output from the light receiver 12, and the remaining current Ipd−I1, Alternatively, Ipd− (I1 + I2) is supplied to the inverting input terminal of the differential amplifier 161 while the non-inverting input terminal of the differential amplifier 161 is supplied with the GND level as a reference value.
[0084]
On the other hand, in the light emitting element driving device according to the present embodiment, the light current Ipd flows to the load 30-1 during the light amount control, and the light current Ipd is output from the reference current supply circuit 13 when the light current Ipd is not output from the light receiver 12. The reference current I1 flows through the load 30-1, and the voltage generated at the load 30-1 is supplied to the differential amplifier 161 as its inverted input, while the reference current supply circuit 13 supplies a current having a current value equal to the reference current I1. The voltage is generated and supplied to the load 30-2, and the voltage generated at the load 30-2 is supplied to the differential amplifier 161 as its non-inverting input.
[0085]
Here, an example of a specific configuration of the load 30 (30-1, 30-2) will be described with reference to FIG.
[0086]
The load 30 has, for example, two resistors Ra and Rb having different resistance values. One ends of the resistors Ra and Rb are commonly connected and grounded (GND). One ends of the switches SWAa and SWb are connected to the other ends of the resistors Ra and Rb, respectively. The other ends of SWAa and SWb are commonly connected, and are connected to an inverting input terminal / non-inverting input terminal of the differential amplifier 161. When one of the switches SWAa and SWb is on, the other is off.
[0087]
The load 30 having the above-described configuration, for example, the load 30-1, obtains the light amount detection voltage Vdet by voltage-converting the input photocurrent Ipd. In this voltage conversion, the gain can be adjusted by changing the resistance value of the load 30 by switching the resistances Ra and Rb by the switches SWAa and SWb. As described above, by making the resistance value of the load 30 variable, when the appropriate gain changes depending on the luminous efficiency of the light emitting elements 11-1 and 11-2 and the ratio of the amount of light incident on the light receiver 12, the load is changed. By adjusting the resistance value of 30 (30-1, 30-2), it is possible to select the optimum gain that can achieve both the accuracy and the convergence of the light amount control.
[0088]
Subsequently, a specific configuration of the reference current supply circuit 13 and the correction current supply circuit 15 in the light emitting element driving device according to the present embodiment will be described.
[0089]
The reference current supply circuit 13 includes two current sources 31, 32 and a switch 33. The current sources 31 and 32 are configured by, for example, current mirror circuits, and output a reference current I1 having the same current value based on a reference voltage V1 set corresponding to a target light amount. The reference current I1 of the current source 31 is supplied to the load 30-1 when the switch 33 is turned on (closed) when, for example, the light amount control is not performed on the light emitting elements 11-1 and 11-2. .
[0090]
That is, at the time of light quantity control for controlling the light quantity of the light emitting elements 11-1 and 11-2 to the target light quantity, the light current Ipd having a current value equal to the reference current I1 is output from the light receiver 12 onto the output line L and the load 30 −1, the photocurrent Ipd is not output from the photodetector 12, ie, when the photocurrent Ipd is not output, the reference current I1 of the current source 31 of the reference current supply circuit 13 is output on the output line L to the load 30-1. Flow in. The switch 33 is interlocked with the switches 19-1 and 19-2, is turned off when the switches 19-1 and 19-2 are turned on (during light quantity control), and turned off when the switches 19-1 and 19-2 are turned off. Turn on.
[0091]
The reference current I1 of the current source 32 is always supplied to the load 30-1. Therefore, the same reference current I1 flows into the loads 30-1 and 30-2 except during the light amount control, and the inverting input and the non-inverting input of the differential amplifier 161 are at the same potential. . In the light amount control, when the light amount of the light emitting elements 11-1 and 11-2 deviates from the target light amount, the amount of light current variation corresponding to the amount of light amount variation is assumed to be ΔIpd. Ipd + ΔIpd flows in. Then, an error voltage is detected by the differential amplifier 161 in accordance with the variation of the photocurrent according to ΔIpd, and the light emitting elements 11-1 and 11-2 are driven by the driving circuits 17-1 and 17-2 so that the error voltage becomes zero. Is performed.
[0092]
The correction current supply circuit 15 basically has a configuration using a plurality of digitally controlled current sources, in this example, two current sources, as in the case of the light emitting element driving device according to the second embodiment. That is, the two current sources 41 and 42 are configured by, for example, a current mirror circuit, and correct current values weighted, for example, by 1 and 2 based on the correction voltage V2 set based on the reference voltage V1. The currents I2-1 and I2-1 are output. This weighting can be realized by changing the size of both transistors constituting the current sources 41 and 42, for example, the channel width. These correction currents I2-1 and I2-1 are output on the output line L via switches 45 and 46 that are turned on / off by digital control values D0 and D1, and are superimposed on the reference current I1 to load 30-. 1 is supplied.
[0093]
Here, when (D0, D1) = (0, 0), the switches 45 and 46 are both turned off, so that the correction current superimposed on the reference current I1 is 0, and (D0, D1) = (1, 1) 0), the switch 45 is turned on, and the switch 46 is turned off, so that only the correction current I2-1 is superimposed on the reference current I1, and when (D0, D1) = (0, 1), the switch 45 is turned on. Since the switch 46 is turned off and the switch 46 is turned on, only the correction current I2-2 is superimposed on the reference current I1, and when (D0, D1) = (1, 1), both the switches 45 and 46 are turned on. The correction current I2-1 and the correction current I2-2 are both superimposed on the reference current I1.
[0094]
The correction current supply circuit 15 is further provided with two current sources 43 and 44. These current sources 43 and 44 are also weighted in the same manner as the current sources 41 and 42, are configured by a current mirror circuit together with the current sources 41 and 42, and have a current I2 having a current value equal to the correction currents I2-1 and I2-2. -1 and I2-2 are output and flown into the load 30-2. Since the correction current I2 having the same current value as the load 30-1 flows through the load 30-2, the correction current I2 is canceled by the differential amplifier 161. Therefore, the correction current I2 is superimposed on the reference current I1. The supply does not affect the light quantity control.
[0095]
As described above, the correction current I2 based on the combination of the correction currents I2-1 and I2-2 is superimposed on the reference current I1 and flows into the load 30-1, so that the voltage generated in the load 30-1 depends on the correction current I2. The difference is detected by the differential amplifier 161 as an error voltage, and light amount control is performed according to the error voltage. As a result, the light amount of the light emitting elements 11-1 and 11-2 is corrected by the light amount corresponding to the correction current I2 with respect to the target light amount.
[0096]
In the case of the present embodiment, a reference current and two correction currents always flow into the reference side (load 30-2). As a result, the amount of light that is insufficient on the detection side (load 30-1) relative to the level on the reference side is the set light amount. That is, when D0, D1 = (1, 1), the light amount is determined according to the reference current, and when D0, D1 = (0, 1), the light amount corresponds to the current value of the current source corresponding to the reference current + D0. Determined.
[0097]
As described above, the light emitting element driving device according to the third embodiment employs a configuration in which the reference current I1 or the reference current I1 + the correction current I2 is subtracted from the photocurrent Ipd and the resulting current is supplied to the light quantity control system. The light emitting element driving device according to the present invention is that the load resistance must be set to be shorter than the time in which the time constant with the light receiving device capacity is allowed in the light quantity control, corresponding to the case where the light receiving device capacity is large. Although the difference is that a configuration is adopted in which the reference current I1 or the reference current I1 + the correction current I2 is added to Ipd and supplied to the light amount control system, the operation principle is exactly the same. Therefore, the same functions and effects as those of the first and second light emitting element driving devices can be obtained.
[0098]
[Fourth embodiment]
FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of a light emitting element driving device according to a fourth embodiment of the present invention. In FIG. 6, parts equivalent to those in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals. The light emitting element driving device according to the present embodiment also employs a configuration for driving, for example, two light emitting elements 11-1 and 11-2. However, the present invention is not limited to the driving of the two light emitting elements 11-1 and 11-2, and it is a matter of course that a single or three or more light emitting elements may be driven.
[0099]
In the light emitting element driving device according to the present embodiment, the reference current supply circuit 13 and the correction current supply circuit 15 are different from the light emitting element driving device according to the fourth embodiment in the configuration of each switch. That is, in the reference current supply circuit 13, the switch 33 has a switch configuration having two terminals a and b, one terminal a is connected to the output line L of the photodetector 12, and the other terminal b is connected to the control line. M. The reference current supply circuit 13 is further provided with a switch 34 having two terminals a and b for the current source 32. The switch 34 has a configuration in which terminals a and b are short-circuited, and an on / off operation is performed in conjunction with the switch 33.
[0100]
In the correction current supply circuit 15, the switches 45 and 46 also have a switch configuration having two terminals a and b. One terminal a is connected to the output line L, and the other terminal b is connected to the control line M. Have been. The correction current supply circuit 15 is further provided with switches 47 and 48 having two terminals a and b for the current sources 43 and 44. The switches 47 and 48 are configured such that the terminals a and b are short-circuited and perform on / off operations in conjunction with the switches 45 and 46.
[0101]
Here, the current source 31 corresponds to the first current source, the current source 32 corresponds to the second current source, the current sources 41 and 42 correspond to the third current sources, the switch 33 corresponds to the first switch means, and the switch 45 corresponds to the first switch means. , 46 correspond to the second switch means. The light emitting element driving device according to the present embodiment has a configuration in which a portion described below is added to the above configuration.
[0102]
First, an impedance conversion circuit 51 is connected to the end of the output line L of the light receiver 12. The impedance conversion circuit 51 has an Nch MOS transistor Q11 whose gate and drain are commonly connected to the output line L and whose source is grounded, a gate commonly connected to the gate and drain of the MOS transistor Q11, and a source whose ground is grounded. And a current mirror circuit including the NchMOS transistor Q12.
[0103]
In the impedance conversion circuit 51 having the current mirror circuit configuration, a current corresponding to the photocurrent Ipd or the reference current I1 flowing into the drain of the transistor Q11 through the output line L flows to the drain of the transistor Q12. A bias current source 52 is connected between the power supply VDD and the common drain / gate connection point of the transistor Q11. The bias current source 52 superimposes the bias current Ibias set by the bias voltage V3 on the photocurrent Ipd or the reference current I1 flowing into the drain of the transistor Q11.
[0104]
At the subsequent stage of the impedance conversion circuit 51, a folding circuit 53 is provided. This folding circuit 53 has a source connected to the power supply VDD, a gate and a drain commonly connected to the drain of the transistor Q12, a PchMOS transistor Q13, and a gate and drain connected to the gate and drain of the MOS transistor Q13. Is a current mirror circuit including a PchMOS transistor Q14 connected to the power supply VDD.
[0105]
In the configuration including the impedance conversion circuit 51, the bias current source 52, and the folding circuit 53, when the photocurrent Ipd or the reference current I1 in which the bias current Ibias is superimposed flows into the drain of the MOS transistor Q11 of the impedance conversion circuit 51, The output current Iout1 corresponding to the current flows out from the drain of the MOS transistor Q14 of the folding circuit 53.
[0106]
An impedance conversion circuit 54, a bias current source 55, and a return circuit 56 having a circuit configuration similar to the impedance conversion circuit 51, the bias current source 52, and the return circuit 53 are further provided. The impedance conversion circuit 54 includes an NchMOS transistor Q15 whose gate and drain are commonly connected and whose source is grounded, and an NchMOS transistor Q16 whose gate is commonly connected to the gate and drain of the MOS transistor Q15 and whose source is grounded. And a current mirror circuit composed of A current having a current value equal to the reference current I1 output from the reference current supply circuit 13 flows into the drain of the NchMOS transistor Q15.
[0107]
The bias current source 55 is connected between the power supply VDD and the common drain-gate connection point of the MOS transistor Q15, and flows a bias current Ibias having a current value equal to that of the bias current source 52 to the drain of the MOS transistor Q15. The folding circuit 56 has a source connected to the power supply VDD, a gate and a drain commonly connected to the drain of the transistor Q16, a PchMOS transistor Q17, a gate and a drain commonly connected to the gate and drain of the MOS transistor Q17, and a source connected to the source. The current mirror circuit is composed of a PchMOS transistor Q17 connected to the power supply VDD.
[0108]
In the configuration including the impedance conversion circuit 54, the bias current source 55, and the return circuit 56, when the reference current I1 in which the bias current Ibias is superimposed flows into the drain of the MOS transistor Q15 of the impedance conversion circuit 54, the current corresponds to the current. The output current Iout2 flows out from the drain of the MOS transistor Q18 of the folding circuit 56.
[0109]
The output current Iout2 of the folding circuit 56 flows into the current mirror circuit 57. The current mirror circuit 57 includes an NchMOS transistor Q20 whose gate and drain are connected in common and whose source is grounded, and an NchMOS transistor Q21 whose source and ground are connected in common and whose source is grounded. The gate and the drain of the transistor Q20 are connected to the drain of the MOS transistor Q18 of the folding circuit 56.
[0110]
The MOS transistor Q19 has a source connected to the drain of the MOS transistor Q21, a drain connected to the drain of the MOS transistor Q14 of the folding circuit 53, and uses the output of the operational amplifier 58 as a gate input. The non-inverting input terminal of the operational amplifier 58 is connected to the output terminal of the operational amplifier 58, and the inverting input terminal is connected to the source of the MOS transistor Q19, thereby forming a negative feedback loop.
[0111]
In the current mirror circuit 57, the current I1 + Ibias obtained by adding the bias current Ibias to the reference current I1 at the input stage of the impedance conversion circuit 54 flows into the drain of the MOS transistor Q20. Flows in. As a result, the current I1 + Ibias is subtracted from the output current Iout1 of the folding circuit 53, and the bias current Ibias added at each input stage of the impedance conversion circuits 51 and 54 is cancelled. In this way, the current Iout1-I1 after the current corresponding to the reference current I1 is subtracted from the output current Iout1 of the folding circuit 53 and the bias current Ibias is offset flows into the load 30 from one end thereof.
[0112]
Further, a current having a current value equal to the reference current I1 flows from the current source 32 of the reference current supply circuit 13 to the load 30 from the other end through the buffer 59 formed of an operational amplifier having an inverting input terminal and an output terminal short-circuited. As a result, a fixed reference voltage which is almost the terminal voltage of the diode-connected Q15 is applied to the non-inverting input terminal of the differential amplifier 161 and the same level (at the time of target light amount) detection voltage is applied to the inverting input terminal. Will be. The current of the current source 32 is further supplied to the control line M via the operational amplifier 60 whose inverting input terminal and output terminal are short-circuited. As described above, the other terminals b of the switches 33, 45, and 46 are commonly connected to the control line M.
[0113]
Note that the reference current I1 output from the current source 31 of the reference current supply circuit 13 via the switch 33 on the output line L is compared with the correction currents I2-1 and I2-1 of the current sources 41 and 42 of the correction current supply circuit 15. Similarly to the case where I2-2 is superimposed via the switches 45 and 46, a correction current supply circuit is also provided for a current having a current value equal to the reference current I1 output from the current source 32 of the reference current supply circuit 13. Currents having the same current values as the correction currents I2-1 and I2-2 output from the fifteen current sources 43 and 44 are superimposed via the switches 47 and 48.
[0114]
In the light emitting element driving device according to the present embodiment, the load 30 having the configuration shown in FIG. 7 can be used. In this case, in FIG. 7, the terminal on the GNG side is connected to the output terminal of the buffer 59. Also in this case, when the appropriate gain changes depending on the luminous efficiency of the light emitting elements 11-1 and 11-2 and the ratio of the amount of light incident on the light receiver 12, the resistance value of the load 30 is switched, as described above. Similarly to the light emitting element driving device according to the embodiment, it is possible to select an optimum gain that can achieve both the accuracy and the convergence of the light amount control.
[0115]
In the light-emitting element driving device according to the present embodiment having the above-described configuration, the reference current supply circuit 13 and the correction current supply circuit 15 each include a switch 33 for supplying the correction current I1 and a switch for supplying the correction currents I2-1 and I2-2. 45 and 46 are characterized. Specifically, the switches 33, 45, and 46 are two-terminal switches a and b, and a current having a current value equal to the reference current I1 is supplied from the current source 32 to the terminal b via the operational amplifier 60, so that the terminals a and b are connected. A configuration is adopted in which the potential of b is fixed to a potential corresponding to the reference current I1.
[0116]
Since the reference current I1 corresponds to the target light amount, the potential of the terminal b is substantially the same as the potential of the output line L when the light emitting elements 11-1-11-2 emit light at the target light amount. . The switch 33 of the reference current supply circuit 13 switches to the terminal a side except during the light amount control. However, since the potential of the terminal b before the switch is fixed to the potential corresponding to the reference current I1, the switch 33 is switched. Since the terminal potential on the current source 31 side of 33 is also the same potential, the potential of the output line L does not fluctuate at the moment of switching to the terminal a side.
[0117]
In other words, if the terminal (movable terminal) on the current source 31 side is in the open state when the switch 33 is off, the VDD level is charged to the parasitic capacitance attached to the terminal, so that the terminal potential on the current source 31 side becomes VDD. Become a level. Since the VDD level is applied to the output line L at the moment when the switch 33 is turned on, the potential of the output line L fluctuates to near the VDD level instantaneously, which becomes noise and I will ride.
[0118]
On the other hand, as described above, by fixing the potential of the terminal b before switching to a potential corresponding to the reference current I1 and applying this fixed potential to the terminal on the current source 31 side of the switch 33, Since the potential of the output line L does not fluctuate in the form of a pulse at the moment when the terminal 33 is switched to the terminal a side, it is possible to prevent the occurrence of noise due to this potential fluctuation and realize more reliable control. Become. This can be similarly applied to the switches 41 and 42 of the correction current supply circuit 15.
[0119]
In the reference current supply circuit 13 and the correction current supply circuit 15, switches 34, 47 and 48 having terminals a and b short-circuited are provided for the current sources 32, 43 and 44. By outputting each current of the current sources 32, 43, and 44 directly as in the case of the third embodiment (see FIG. 5), in the load 30, the reference current I1 and the correction current I2 superimposed on the reference current I1. -1, I2-2.
[0120]
On the other hand, the switches 34, 47, 48 with the terminals a, b short-circuited are turned on / off in conjunction with the switches 33, 45, 46, and the current sources 32, 43 are connected via the switches 34, 47, 48. , 44, the switching noise generated when the switches 33, 45, 46 are turned on / off is the same as the reference current I1 and the correction currents I2-1, I2-2 superimposed thereon. At the load 30.
[0121]
That is, even if switching noise occurs during the on / off operation of the switches 32, 45, and 46, the switches 34, 47, and 48 perform the on / off operation in synchronization with the switches 32, 45, and 46. Similarly, switching noise is generated, and the switching noise is offset in the load 30. Therefore, the controllability of the light quantity correction is not impaired by the switching noise of the switches 32, 45, 46.
[0122]
Also, in this system, unlike the first and second embodiments, the inverting input of the differential amplifier 161 is not directly connected to the light receiver 12 but via the impedance converter 53. As a result, a large parasitic capacitance Co due to a light receiver or a cable is not directly connected to the inverting input of the differential amplifier. When the light amount of the light emitting element is controlled in a time-division manner by controlling the potential fluctuation of the output of the light receiver by the reference current and the correction current which are complementary to the photocurrent, the control from the light emitting element 1 to the light emitting element 2 is performed. When the switching is made, transient fluctuation such as overshoot can be prevented.
[0123]
The light emitting element driving device according to each embodiment of the present invention described above can be used, for example, in laser xerography, when a multi-beam laser (surface emitting laser) having a large number of light-emitting portions is used as a light source. It is suitable for use as a driving device.
[0124]
In laser xerography, when the number of beams of the multi-beam laser is, for example, 32, raster scanning is performed in units of 32 lines. Here, the pitch between the scanning lines is, of course, constant, but the pitch between the last scanning line of the last time and the first scanning line of the current time during raster scanning is a problem of mechanical accuracy. In some extreme cases, the last scan line of the last time and the first scan line of the current time may be overlapped.
[0125]
If the pitch between the last final scan line and the current top scan line is widened, the image of that portion looks pale, and conversely, if it narrows, the image of that portion looks dark. Therefore, for example, of the 32 laser light beams, it is necessary to be able to correct the light amount especially for the laser light beams at the ends corresponding to the last scanning line and the leading scanning line.
[0126]
Therefore, by using the light emitting element driving device according to each of the above-described embodiments for driving the multi-beam laser, the light amount of the laser light beam at the end corresponding to the last scan line and the top scan line can be freely corrected. Even if the pitch between the last scan line and the first scan line this time slightly widens or narrows due to mechanical accuracy problems, a good image is formed by correcting the light intensity of each laser beam. You can do it.
[0127]
Further, according to the light emitting element driving device according to each embodiment of the present invention, if the current value of the reference current is changed in order to adjust the light amount, the current value of the correction current also changes according to the reference current. There is no need to adjust the reference value for each light beam individually, and even when controlling the laser beam to a uniform light amount for all laser light beams, the correction current is not superimposed on the reference current. Therefore, the uniformity of the light amount does not deteriorate. Also, in the case where the light amount is separately controlled by the time division control with respect to the laser light beams individually, the convergence is not impaired because the input potential of the differential amplifier for detecting the error voltage for performing the light amount control does not change. .
[0128]
Also, for example, by adopting a configuration in which the light amount can be individually corrected for not only the end laser light beam corresponding to the last scan line and the leading scan line of the 32 laser light beams but also all the laser light beams, Even if the channel number of each laser light beam on the device side and the geometrical order of each laser light beam do not correspond on a one-to-one basis, the light quantity correction is individually performed on the laser light beam located at the geometric end. Can be performed. As described above, the channel number of each laser light beam on the driving device side and the geometrical order of each laser light beam are not associated with each other on a one-to-one basis. It is possible to eliminate the problem of electrical crosstalk between the two.
[0129]
In the light emitting element driving device according to each of the above-described embodiments, when superimposing the correction current I2 on the reference current I1, when performing light amount correction in a direction of decreasing (weakening) the light emission amount with respect to the target light amount, The correction current I2 may be superimposed on the reference current I1 by subtracting the correction current I2. This can be realized by configuring the correction current supply circuit 15 with a sink current source.
[0130]
Conversely, when correcting the light amount in the direction of increasing (strengthening) the light amount with respect to the target light amount, the light amount may be superimposed by adding the correction current I2 to the reference current I1. This can be realized by configuring the correction current supply circuit 15 with a discharge current source. Further, by configuring the correction current supply circuit 15 by combining the sink current source and the discharge current source, it becomes possible to appropriately select and execute the light amount correction in the direction in which the light emission amount is decreased / increased.
[0131]
【The invention's effect】
As described above, according to the first aspect of the present invention, by generating the correction current based on the reference current, when the current value of the reference current is changed in order to perform light quantity adjustment, Therefore, the light amount can be adjusted without adjusting the reference values individually for a plurality of light emitting elements. In addition, even when controlling the uniform light amount for all of the plurality of light emitting elements, the correction current is merely prevented from being superimposed on the reference current. Not even. Further, in a case where the light amount is separately controlled by time division control for a plurality of light emitting elements individually, even if a correction value is individually set, the input potential on the reference side of the difference detection means does not fluctuate. There is no loss of sex.
[0132]
According to the invention according to claim 2, since the correction current supply means is constituted by a plurality of digitally controlled current sources, each current value of the plurality of current sources can be freely combined by the digital control value. The current value of the correction current can be set arbitrarily or can be easily changed.
[0133]
According to the invention of claim 3, each current value of the plurality of current sources is set to 2 ⁿ , The amount of increase / decrease of the correction light amount can be set evenly by the combination thereof, so that the light amount correction can be performed efficiently.
[0134]
According to the fourth aspect of the present invention, by storing the digital control value in the storage means in advance, especially when performing the light quantity control for each channel in a time division manner with respect to the multi-beam of the multi-channel, Even if the digital control value corresponding to the channel is not taken in, the corresponding digital control value can be read out only by giving a clock for selecting each channel to the storage means, so that the light amount correction is automatically performed for each channel. Can be.
[0135]
According to the fifth aspect of the invention, the correction current supply means is constituted by a sink current source, a discharge current source, or a combination thereof, so that in the case of a sink current source, the correction current is subtracted from the reference current. Since the superimposition can be performed, the light amount can be corrected in the direction of decreasing the light emission amount with respect to the target light amount, and in the case of the discharge current source, the correction current can be superimposed on the reference current by adding the correction current. Light amount correction can be performed in the direction of increasing the light emission amount with respect to the target light amount, so that light amount correction in any form can be realized.
[0136]
According to the invention according to claim 6, by starting the supply of the correction current at the timing of switching of the light amount control, overshooting or the like as when the timing is shifted is not caused. It is possible to smoothly shift to the correction.
[0137]
According to the invention according to claim 7, by applying a fixed potential to the second terminal of the first switch means, the movable terminal is also at the fixed potential in the off state, Since the potential of the first terminal does not fluctuate abruptly at the moment when the switch is turned on, it is possible to prevent the occurrence of noise due to this potential fluctuation.
[0138]
According to the invention according to claim 8, by applying a voltage corresponding to the current of the second current source to the second terminal of the first switch means, the second terminal potential is changed to the second terminal potential. Since the potential can be fixed to the potential corresponding to the current of the current source, the fixed potential can be applied to the second terminal of the first switch means without providing a special voltage source.
[0139]
According to the ninth aspect of the present invention, by applying a fixed potential to the second terminal of the second switch means, the movable terminal is also at the fixed potential in the off state. Since the potential of the first terminal does not fluctuate abruptly at the moment when the switch is turned on, it is possible to prevent the occurrence of noise due to this potential fluctuation.
[0140]
According to the tenth aspect of the present invention, by applying a voltage corresponding to the current of the fourth current source to the second terminal of the second switch means, the second terminal potential is set to the fourth terminal. Since the potential can be fixed to the potential corresponding to the current of the current source, the fixed potential can be applied to the second terminal of the second switch means without providing a special voltage source. Further, since the fluctuation of the output potential of the light receiving device is suppressed, it is possible to prevent deterioration of the convergence at the time of light quantity control due to the parasitic capacitance Co due to the light receiving device and the wiring.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a light emitting element driving device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram illustrating an example of a specific circuit configuration of a reference current supply circuit, a correction signal generation circuit, and a correction current supply circuit of the light emitting element driving device according to the first embodiment.
FIG. 3 is a circuit diagram illustrating a specific circuit example of a light amount control system in the light emitting element driving device according to the first embodiment.
FIG. 4 is a control waveform diagram in light quantity control in the light emitting element driving device according to the first embodiment.
FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of a light emitting element driving device according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a circuit diagram illustrating a configuration of a light emitting element driving device according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a circuit diagram showing an example of a specific configuration of a load.
FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration of a light emitting element driving device according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration of a light emitting element driving device according to a conventional example.
FIG. 10 is a control waveform diagram in light amount control in a light emitting element driving device according to a conventional example.
[Explanation of symbols]
11-1, 11-2: light emitting element, 12: light receiver, 13: reference current supply circuit, 14: correction signal generation circuit, 15: correction current supply circuit, 16: difference detection circuit, 17-1, 17-2 ... Drive circuit, 161 ... Differential amplifier, 162 ... Sample hold circuit

Claims

Light receiving means for receiving light individually emitted from a plurality of light emitting elements;
A correction current is generated based on the reference current in accordance with the individual target light amounts of the plurality of light emitting elements, and when the light amount of each light emitting element is controlled, the generated correction current is supplied by being superimposed on the reference current. Correction current supply means,
Difference detection means for detecting a difference between the photocurrent output from the light receiving means and the current output from the correction current supply means,
A light emitting element driving device comprising: a driving means for sequentially driving the plurality of light emitting elements based on a detection output of the difference detecting means.

2. The light emission according to claim 1, wherein the correction current supply unit has a plurality of digitally controlled current sources, and determines a current value of the correction current by combining respective current values of the plurality of current sources. Element driving device.

The light emitting element driving device according to claim 2, wherein each of the plurality of current sources is set with a current value of ²ⁿ .

The correction current supply unit includes a storage unit that stores a digital control value for controlling the plurality of current sources for each of the plurality of light emitting elements, and when the light amount of each of the plurality of light emitting elements is individually controlled, the storage unit 4. The light-emitting element driving device according to claim 2, wherein a corresponding digital control value is read out from the control unit to determine a combination of respective current values of the plurality of current sources.

2. The light-emitting element driving device according to claim 1, wherein the correction current supply unit includes a sink current source, a source current source, or a combination thereof.

2. The light emitting element driving device according to claim 1, wherein the correction current supply unit starts supplying the correction current simultaneously with switching of the light amount control.

The reference current supply means has a first current source that outputs the reference current, a first terminal of the first current source that outputs the reference current, and a second terminal that is supplied with a fixed potential. 2. The light-emitting element driving device according to claim 1, further comprising a first switch.

A second current source that outputs a current having a current value equal to the reference current; and a second terminal of the first switch unit that supplies a voltage corresponding to the current of the second current source. 8. The light emitting element driving device according to claim 7, further comprising:

The correction current supply unit has a third current source that outputs the correction current, a first terminal of the third current source that outputs the correction current, and a second terminal that is supplied with a fixed potential. 2. The light emitting element driving device according to claim 1, further comprising a second switch.

The correction current supply means outputs a current having a current value equal to the correction current, and a voltage corresponding to the current of the fourth current source to a second terminal of the second switch means. 10. A light emitting element driving device according to claim 9, further comprising: