JP4374936B2

JP4374936B2 - Light amount control device and image forming apparatus

Info

Publication number: JP4374936B2
Application number: JP2003208123A
Authority: JP
Inventors: 周穂池田; 雅夫大森; 秀樹守屋; 英彦山口
Original assignee: Fuji Xerox Co Ltd; Fujifilm Business Innovation Corp
Current assignee: Fujifilm Business Innovation Corp
Priority date: 2003-08-20
Filing date: 2003-08-20
Publication date: 2009-12-02
Anticipated expiration: 2023-08-20
Also published as: JP2005059251A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、発光素子の駆動制御に関し、特にレーザゼログラフィにその光源として用いられるレーザ素子の駆動に用いて好適な光量制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
レーザ素子を光源とするレーザゼログラフィの分野では、より高解像度化、より高速化の要求が強くなってきている。入力画像データに応じてレーザ素子の駆動をオン／オフ制御する速度（以下、変調速度と記す）には限度がある。レーザ光のビーム数を１本とした場合には、主走査方向の解像度のみならず、副走査方向の解像度をも上げようとすると、変調速度が犠牲にならざるを得ない。したがって、変調速度を上げずに副走査方向の解像度を上げるためには、レーザ光のビーム数を増すしかない。レーザ光のビーム数を例えば４本にした場合は、変調速度が１本の場合と同じと仮定すると、主走査・副走査方向の解像度を２倍に向上できる。
【０００３】
レーザゼログラフィにその光源として用いられる半導体レーザは、レーザ光が活性層と平行な方向に取り出される構造の端面発光型レーザ素子（以下、端面発光レーザと記す）と、レーザ光が活性層に垂直な方向に取り出される構造の面発光型レーザ素子（以下、面発光レーザと記す）とに大別される。従来、レーザゼログラフィでは、レーザ光源として一般的に端面発光レーザが用いられていた。
【０００４】
しかしながら、レーザ光のビーム数を増やすという観点からすると、端面発光レーザは技術的に難しいとされており、構造上、端面発光レーザよりも面発光レーザの方がレーザ光のビーム数を増やすのに有利である。このような理由から、近年、レーザゼログラフィの分野において、より高解像度化、より高速化の要求に応えるために、レーザ光源として、多数のレーザ光ビームを出射可能な面発光レーザを用いた装置の開発が進められている。
【０００５】
ところで、面発光レーザを用いたレーザ駆動装置ではレーザビーム数が多いため、従来の端面発光レーザを使った場合のようにレーザに異常が発生しても画質がわずかに落ちる程度のため、そのまま使い続けることになる。しかし画像によってはこのようなレーザの劣化が画像に出るため、レーザに異常があった場合には速やかに交換されねばならない。また面発光レーザでは画像を送出するタイミングパルスをレーザを発光させて作っているが、面発光レーザは1ビーム当たりの光量が端面発光レーザと比較し小さいため、位置精度を悪化させないように中央付近のレーザビームを複数点灯している。
【０００６】
従来のシングルレーザを前提としたレーザ駆動回路では例えば特許文献４に記載されているように、レーザ駆動電流から劣化を検知するものがある。また面発光レーザのようなマルチ発光素子で異常な発光素子を検出するものとしては、特許文献１や特許文献２がある。また異常の検出方法としては特許文献４にあるようにレーザ駆動電流で検知するもの以外に、特許文献３にあるように受光レベルから異常を検知するものがある。
【０００７】
【特許文献１】
特開平９−２６３００７号公報
【特許文献２】
特開２００１−１７１１６５号公報
【特許文献３】
特開平３−２３２２８４号公報
【特許文献４】
特開２０００−２８０５２０号公報
【発明が解決しようとする課題】
面発光レーザではビーム数が多いため1個のレーザが異常になってもたとえば異常になったレーザを除いて網点スクリーンを再構成したり、あるいは隣接ビームの光量を調整することで総光量を等しくし異常レーザによる画質劣化を最小に抑えることが可能である。またレーザを駆動する画像信号の出力タイミングを決めている同期信号を生成する際、精度を落とさないよう特定領域に集中し複数のレーザを点灯しているが、位置精度を落とさないように点灯するビーム数を最少にしているため、このうちのレーザが異常になり点灯しないと最悪同期信号が出なくなることもありえる。このような場合レーザが異常になったことを検知するだけでなく、どのレーザが異常かを検知できれば、できるだけ近接していて点灯してないレーザに切り替えられるため同期信号が出なくなるという最悪状態は避けることができる。これらの方式において、異常なレーザあるいは発光素子を特定する方法は特許文献１と特許文献２である。ところで、特許文献１では走査密度を変えるために使用するレーザを選択し発光させ異常を検知し、特許文献２では特定の発光素子を点灯または消灯するためのデータを駆動回路に送出して発光または消灯し、そのときの発光によって異常を判定しており、特定発光素子を点灯するための回路または特定の手順を必要としている。さらに特許文献１では記録動作を実行中に異常を判定しているため、たとえば非常に短いパルスだけで画像を記録するような場合には検出回路の応答速度の制約からパルス電流が平均化され、連続点灯時と比較し少ない光量あるいは少ない駆動電流として検出されるので、たとえ異常ではなくとも異常と検知する誤判定の可能性が残る。
【０００８】
また、上記異常が発生したレーザの特定方法における課題の他、レーザの異常検出方法についても改善すべき課題がある。レーザの異常検出方法は多数提案されている。たとえば特許文献４では駆動電流によって異常を検知するものだが、このような駆動電流により異常を判定する検知方法一般に共通する問題として、駆動電流だけではレーザの異常を高い信頼性で判断できないことである。つまりレーザにはばらつきがあるため、駆動電流に違いがある。さらに個別ばらつきに加え同一光量となる駆動電流は温度によって変わる。このためレーザ毎の特性に加え、劣化状態や環境なども考慮しないと正常に動作しているのに異常と判定される可能性がある。一方、特許文献３は目標光量よりも低い参照信号を基準に、これよりも受光器からの信号が低いと異常と判定するものである。特許文献３に記載の実施例では参照信号を目標光量に対し５％低い値としているが、例えば劣化が進んで自動光量制御によって駆動電流が最大電流となった状態でようやくこの参照光量の５％を越えていたとしても、これは正常とは言えない。正常な状態とは、光量制御の負帰還で目標光量に一致している状態である。しかし実際には負帰還を行なう差動増幅器のオフセットがCMOSの場合で２０ｍV程度、またCMOSではゲインが６０〜８０ｄBと低いため、差動増幅器の出力が数V変化するのに必要な入力の差電圧は数ｍV必要である。このため目標光量と一致したかどうかはこの誤差を考慮して考えなければならないが、これを検知するための比較器も同様のばらつきを含んでいるとさらに精度は低下する。つまり光量制御を行なっている差動増幅器の入力側では数１０ｍVの誤差を含んだ判定となる。一方面発光レーザではレーザ光量によってレーザの広がり角度が変化するため、感光体への露光には中央付近の光だけを使用している。このため光量制御でも感光体に向かうレーザの一部を使っているため、受光器に入射する光は全体の数％と小さい。さらに面発光レーザでは、１本あたりの光量が端面発光レーザより一桁小さい。このため受光器からの電流は端面発光レーザの場合と比較し１／１００の数μAとなる。差動増幅器の入力にはこの電流を電圧に変換しているが、応答速度を考えると抵抗値はせいぜい１０ｋΩ程度となり、この結果出力電圧は数１０ｍVで差動増幅器のオフセットばらつきと同程度になる。このことから差動増幅器の入力電圧からレーザの異常を判定するのは非常に難しいことがわかる。
【０００９】
本発明は上記従来技術の問題点を解決し、レーザの異常を高い信頼性で検知すると共に、どのレーザが故障しているかを特定できる光量制御装置及びこれを用いた画像形成装置を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明は、請求項１に記載のように、複数の発光素子と、複数の発光素子からの光を受光する共通の受光素子と、複数の発光素子を順に点灯させる走査回路と、受光素子からの受光信号と目標光量に対応した信号に基づいて光量制御時の制御信号を作成する誤差増幅器と、制御信号に基づいて前記走査回路で選択した発光素子を駆動する駆動手段とを備えた光量制御装置において、発光素子の駆動状態を反映する駆動に関する時系列信号を生成し、該時系列信号それぞれの最終値を、前記走査回路への走査信号を元に前記複数の発光素子に関連付ける対応付け回路を具備する光量制御装置である。上記構成の対応付け回路を用いているので、個々の発光素子の駆動状態を知ることができる。
【００１１】
上記光量制御装置において、請求項２に記載のように、前記対応回路がカウンタである構成とすることができる。
【００１２】
上記光量制御装置において、請求項３に記載のように、前記時系列信号が光量モニタ信号を元にする信号である構成とすることができる。
【００１３】
上記光量制御装置において、請求項４に記載のように、前記時系列信号が駆動電流を元にする信号である構成とすることができる。
【００１４】
上記光量制御装置において、請求項５に記載のように、前記時系列信号が差動増幅器の入力差動電圧を元にする信号である構成とすることができる。
【００１６】
請求項１から５に記載の光量制御装置において、請求項６に記載されているように、前記誤差増幅器の出力電圧が受光信号に影響する範囲の外にあることを検知する検知回路を具備する構成とすることができる。
【００１７】
請求項６記載の光量制御装置において、請求項７に記載されているように、前記対応付け回路は、前記複数の発光素子に関連付けられた前記時系列信号それぞれの最終値と、前記検出回路の出力信号とに応じて発光素子毎に発光素子の状態を示す信号を出力する構成とすることができる。これにより、受光信号が微小であっても精度よく発光素子を特定しつつ異常判定を行うことができる。
【００１８】
請求項５の光量制御装置において、請求項８に記載されているように、前記差動増幅器の差動電圧範囲が、差動増幅器初段の能動負荷の制御電位を差動電流源電流値の１／２よりも増加させて設定した構成とすることができる。この構成により、簡易な構成で異常発生の有無を検知することができる。
【００１９】
請求項８の光量制御装置において、請求項９に記載されているように、前記差動増幅器の差動入力にオフセットをキャンセルする回路を有する構成とすることができる。この構成により、異常検出の精度が向上する。
【００２０】
まず、レーザを特定する方法について説明する。本発明の光量制御装置は、図１に示すように、複数の発光素子ＬＤ１、ＬＤ２と、複数の発光素子からの光を受光する共通の受光素子１１と、複数の発光素子を順に点灯させる走査回路９００と、受光素子１１からの受光信号と目標光量に対応した信号（基準信号）に基づいて光量制御時の制御信号を作成する誤差増幅器６００と、制御信号に基づいて前記走査回路９００で選択した発光素子を駆動する駆動部１００とを備えた構成である。
【００２１】
このような光量制御装置を用いた発光素子ＬＤ１、ＬＤ２の自動光量制御時において、走査回路９００によって駆動回路が順に駆動されて誤差増幅器６００により光量制御が行なわれる。このときの駆動状態に関係する信号（たとえば受光信号）を、その発光素子の制御期間における最終の信号（タイミング）を、走査制御回路９５０が出力する走査信号を元にその発光素子と対応付ける。光量制御は時分割で行なわれるため、すべてのレーザの光量制御にはレーザビームの数だけ時間がかかる。レーザビームの１スキャンの時間を１ｍｓｅｃとすると、ビーム数が３２本では１つのレーザを光量制御するのに４μｓｅｃかかったとして１２８μｓｅｃ必要となる。その分画像領域の時間が短くなるため、たとえば画像データのクロックを速くするなど必要となる。したがって光量制御をなるべく短く終了させなければならない。光量制御の時間は最短で光量制御の負帰還が収束するまでの時間で、通常この最短時間となるように走査タイミングは決められている。このため、各発光素子の光量制御における最終時の状態が光量制御の状態を正しく反映している。そこで、この各発光素子制御時の最終時の駆動状態を表す信号を、走査信号から特定したその発光素子の状態を表す信号として検知する。
【００２２】
次に、検知の信頼性を向上させる本発明の原理を説明する。光量制御が正常に行なわれたかどうかを判定するには、誤差増幅器６００の差動入力が一致したことを検知すればよいが、誤差増幅器６００のゲインが低く正常に動作しても入力の差電圧が数ｍＶ必要なこと、一方誤差増幅器６００のオフセットばらつきがＣＭＯＳの場合２０ｍＶ程度あることなどから検知が難しいことがある。しかし、誤差増幅器６００の出力側で検知すれば精度の問題を回避できる。つまり負帰還が正常に行なわれていれば（受光器１１、誤差増幅器６００及び駆動部１００はフィードバックループを形成している）、発光素子を駆動している状態のどこかで平衡状態になっているはずで、電源側、あるいはＧＮＤ側に振り切れていれば負帰還が正常に行なわれていないと判断できる。実際、駆動部１００を構成する駆動回路１１３₁、１１３₂がＰＭＯＳからなるソース型電流源であれば、電源電圧からＰＭＯＳの閾値電圧低い電圧よりも誤差増幅器出力が高いと、ＰＭＯＳトランジスタはＯＦＦ状態のため発光素子を制御できないので負帰還が異常と判断される。この方式によれば、入力側の電圧を誤差増幅器６００のゲイン倍大きな信号で判定できるため簡易な回路で異常を判定することが可能となる。
【００２３】
以上説明した原理を用いた本発明の実施の形態を、以下に添付図面を参照して説明する。
〔第１実施形態〕
図１は、本発明の第１実施形態に係る光量制御装置の全体構成を示す図である。光量制御装置は、複数の発光素子ＬＤ１、ＬＤ２に共通に設けられた受光器１１、前記誤差増幅器（以下、ＡＰＣ回路という場合もある）６００及び駆動部１００を有する。受光器１１、ＡＰＣ回路６００及び駆動部１００はフィードバックループを形成し、各発光素子ＬＤ１、ＬＤ２の発光光量が目標光量になるように自動的に制御する機能を持つ。
【００２４】
駆動部１００は、発光素子ＬＤ１、ＬＤ２を駆動する。図１では便宜上２つの発光素子ＬＤ１、ＬＤ２のみを示しているが、実際にはより多くの発光素子が駆動部１００に接続されている。発光素子ＬＤ１、ＬＤ２は例えば面発光ダイオード（ＶＣＳＥＬ：Vertical Cavity Surface Emitting Laser）である。受光器１１が複数の発光素子ＬＤ１、ＬＤ２に共通に設けられている。受光器１１は例えばフォトダイオードからなり、発光素子ＬＤ１、ＬＤ２から発せられる光を受光し、その光量に応じた光電流Ｉｐｄを出力ラインＬ上に出力する。
【００２５】
走査回路９００は、光量制御装置の外部から走査信号を受けて駆動回路１０００内へ駆動信号を送出する。駆動回路１０００は、誤差増幅器６００、サンプルホールド回路１１０、駆動部１１３、及び最終状態検出回路８５０を含む回路である。最終状態検知回路８５０は走査制御回路９５０からの走査信号を受けて、各発光素子ＬＤ１、ＬＤ２の光量制御の最終状態での駆動状態を反映する信号を出力する。この信号は対応付け回路８００に出力される。対応付け回路８００は、最終状態検地回路８５０の出力信号と走査制御回路９５０からの走査信号とを用いて、現在駆動されている発光素子を特定するとともに、最終状態検知回路８５０が出力する信号が異常状態を示しているときに、異常チャネル信号を発生する。
【００２６】
〔第２実施形態〕
図２は、本発明の第２の実施形態による光量制御装置を示す図である。図２では対応付け回路８００として、デジタルカウンタを使用した場合を示している。デジタルカウンタ８００は、走査回路９００へのパルス数をカウントして、そのとき検知されている検知信号がどのチャネルに対応するかを対応付けることができる。また、各時系列信号における各チャネルの制御最終状態にあるかどうかの判定は、走査回路９００が次のチャネルへのシフトする際のタイミングであるカウントアップのタイミングで検知することで可能である。
【００２７】
〔第３実施形態〕
図３は、本発明の第3の実施形態による光量制御装置を示す図である。図３では、最終状態検知回路８５０における最終状態検知の対象を、受光器１１が出力する光電流である受光信号（光量モニタ信号）とした場合を示している。発光素子ＬＤ１１、ＬＤ１２ごとに時系列的に行われる光量制御において、最終状態検知回路８５０は、光量モニタ信号が一定レベル範囲内に入っているかどうかを検知して、検知した結果を時系列信号として出力する。対応付け回路８００はこの時系列信号と走査制御回路９５０からの走査信号とを対応付けることで、異常レーザを特定することができる。
【００２８】
〔第４実施形態〕
図４は、本発明の第４の実施形態による光量制御装置を示す図である。図４（ａ）では、最終状態検知回路８５０における最終状態検知の対象を、発光素子ＬＤ１、ＬＤ２に供給される駆動電流とした場合である。発光素子ＬＤ１、ＬＤ２への駆動電流はそれぞれ個別に供給されており、そのままでは時系列信号とならない。そこで図４では、個々の駆動回路１１３₁、１１３₂を構成する電流源（図4では、チャネル毎に２つの電流源を模式的に示す）に駆動電流：モニタ電流＝ｎ：１（ここでｎは消費電流と精度の点で決めるが、１００程度が好ましい）となるようにカレントミラーを構成し、そのモニタ電流側の出力をすべての駆動回路で共通に接続して最終状態検知回路８５０の入力としている。これにより、最終状態検知回路８５０はカレントミラーで生成された駆動電流の複製を時系列信号として受け取り、これを対応付け回路８００に出力する。対応付け回路８００は、受け取った時系列信号を走査制御回路９５０からの走査信号に対応付けることで、駆動電流が異常だったチャネルの特定、つまり異常な発光素子を特定することができる。なお、図４では走査回路９００が走査制御回路９５０からの走査信号に従いスイッチ１１０、スイッチ１１４₁、１１４₂を切り替えるように図示してある
駆動電流を検出する方式として、精度がやや低くなるが誤差増幅器６００の出力電圧で検出することもできる。誤差増幅器６００の出力は実際には発光素子ＬＤ１、ＬＤ２の駆動電流源を制御しているが、駆動電流源が入出力特性が非線形のトランジスタであると誤差増幅器６００の出力だけでは駆動電流を知ることはできない。そこで、図４（ｂ）では駆動回路１１３₁、１１３₂と同一構成の相似回路（ダミー回路）１１３ａ、１１３ｂを利用し、最少駆動電流と最大駆動電流とに対する駆動電流源の制御電圧をそれぞれ発生させ、比較器１４４によってそれらの電圧が正常範囲にあるかどうかを判定している。上記制御電圧の発生には、オペアンプ１４６と１４８を用いる。オペアンプ１４６は、相似駆動回路１１３ａの出力を抵抗で取り出し、これを最大駆動電流設定値と比較し、比較結果を相似駆動回路１１３ａと比較器１４４に出力する。また、オペアンプ１４８は、相似駆動回路１１３ｂの出力を抵抗で取り出し、これを最小駆動電流設定値と比較し、比較結果を相似駆動回路１１３ｂと比較器１４４に出力する。この方式によれば個々の駆動回路を修正することなく、全駆動回路で共通である誤差増幅器６００に最小または最大駆動電流に対する制御電圧を発生させて、誤差増幅器６００の出力と比較することで駆動電流異常を検知することができる。
【００２９】
〔第５実施形態〕
図５は、本発明の第５の実施形態による光量制御装置を示す図である。図５（ａ）では、最終状態検知の対象を誤差増幅器６００の入力差動電圧とした場合である。自動光量制御時の負帰還によって誤差増幅器６００の入力差動電圧はほぼ一致するので、最終状態検知回路８５０は差電圧が一定範囲に入ったかどうかを判定し、判定結果を、対応付け回路として機能するカウンタ８００に出力する。カウンタ８００は、走査信号を形成するクロックＣＫとリセット信号ＲＥＳＥＴを用いて上記判定結果と発光素子ＬＤ１、ＬＤ２とを対応付けることで、光量制御が異常なチャネルを特定することができる。
【００３０】
図５（ａ）に示す方式では、オフセットばらつきや誤差増幅器６００のゲインが有限であることを考慮することが好ましい。このようなばらつきを回避する方法として、オフセットをキャンセルして測定することが考えられる。この測定方法として図５（ｂ）、（ｃ）に示す形態が考えられる。このオフセットキャンセルは、オフセットの検知とオフセットの補償と二つのステップで動作する。オフセットの検知は図５（ｃ）に示すように６００、７０１、７０２をバッファ状態としてそれぞれのオフセットを電圧計Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３で測定する。その測定したデータを次の補償のステップで図５（ｂ）に示すように６００、７０１、７０２の非反転入力側に接続し、オフセットをキャンセルする。実際の回路では通常電圧計と電圧源をコンデンサで行なう。この方式によれば精度を高めることができるものの、回路が複雑となり、またオフセットキャンセルの電圧を取り込む期間を必要とする。
【００３１】
〔第６実施形態〕
図６は、本発明の第６の実施形態による光量制御装置を示す図である。図６の構成は、誤差増幅器６００で光量制御の負帰還が正常かどうかを誤差増幅器６００の入力側に加えて出力側の電圧を検知することで誤差増幅器６００が持つオフセットに左右されず高い精度で異常を検知する方法である。すなわち、入力側がばらつきも含め異常と判定されない程度に大きく設定した差電圧以内であった場合に、出力電圧が負帰還制御が正常に行なわれている場合には、あり得ない電圧となっていないかを検知して異常を判定している。この方式によれば誤差増幅器のゲインが少なくとも１０００倍程度あるため入力側で１ｍＶの電圧を出力側では１Ｖで検出できるため比較器のオフセット誤差が問題ならず、差動増幅器６００に限らず簡易な様々な方式での検知が可能になる。図６において、入力範囲検知回路６２０は、その入力が誤差増幅器６００の反転及び非反転入力端子に接続され、両者の差電圧の大きさから入力側の異常の有無を判定する。出力範囲検出回路６４０は、その入力が誤差増幅器６００の出力端子に接続され、誤差増幅器６００の出力電圧が上記あり得ない電圧であるかどうかを判定する。なお、図６の構成を含む光量制御装置の全体構成及び動作については、図１１及び図１２を参照して後述する。
【００３２】
〔第７実施形態〕
図７は、図６の出力範囲検知６４０の回路構成を詳細に示す図である。誤差増幅器６００の出力が電源電圧とＧＮＤに振り切れてないかを比較器７１０、７１１によって判定している。ここで比較器７１１の比較基準電圧は駆動回路１０００と同じＰＭＯＳトランジスタで生成しているが、これはＰＭＯＳトランジスタがゲート電圧が（電源電圧―ＰＭＯＳの閾値電圧）以下になるとトランジスタがＯＦＦして駆動電流が流れず、負帰還が正常に行なわていればこのような電圧はありえないため、これを検知している。また７１０は、ＰＭＯＳトランジスタがＧＮＤ側に振り切れた場合というのは、発光素子の駆動電圧がＬＥＤや半導体レーザの場合最低でも２Ｖ程度あり、トランジスタが飽和領域ではなく線形領域で動作していることになるため、異常と判定するために接続してある。トランジスタは、線形領域では発光素子駆動電流の定電流性が失われ光量の変動が大きくなることがありえるが、特に光量変動が問題にならないのであれば負帰還の異常だけを判定する比較器７１１のみでもかまわない。当然のことながら、このような構成は図７での構成についてであって、回路形態に応じて負帰還が正常に行なわれている電圧というのは異なっているため、各形態に応じて比較器７１０、７１１の基準電圧を設定する必要がある。
【００３３】
〔第８実施形態〕
図８は、図６の別の詳細図である。誤差増幅器６００の入力の差電圧を測定しただけでは、たとえば両電圧が一致しながら電源側に振り切れた場合、あるいはＧＮＤ側に振り切れた場合は、比較の入力範囲を越え正常な判定が不可能になる。そこで図８は比較器７０４、７０５、７０７、７０８によってそれらの電圧が振り切ってないかどうかも検出している。
【００３４】
〔第９実施形態〕
図９は図８のより簡易な回路で実現した場合である。図９（ａ）において、比較器７０１，７０２と電圧範囲を設定するための二つの電圧源が差動出力の1個の差動増幅器７０３、比較器７０４，７０５が1個の差動増幅器７０６で、比較器７０７，７０８が1個の差動増幅器７０９で構成されている。図９（ａ）の具体的回路構成を図９（ｂ）に示す。通常の差動増幅器６００の入力段における能動負荷のゲート電位に能動負荷を構成するトランジスタそれぞれに差動トランジスタの電流源電流値の１／２以上が流れるように設定する。この電流を１／２よりも大きくするほど入力の異常と判定する差電圧を大きくすることができる。
【００３５】
〔第１０実施形態〕
図９の簡易型の比較器を用いた場合も、オフセットばらつきを生じる可能性がある。このオフセットばらつきをキャンセルする方法として図１０（ａ）、（ｂ）の方法が考えられる。図１０（ｂ）のように、誤差増幅器６００はバッファとして動作させておき、そのオフセットをＶ１として測定し、また比較器７０３のオフセットは平衡出力を不平衡出力に変換するためのアンプ７１４で増幅し、全体でバッファとして動作させ、そのときのオフセットをＶ２として測定する。測定したＶ１，Ｖ２は図１０（ａ）に示すように、誤差増幅器６００と比較器７０３の入力に電圧源として挿入し、オフセットをキャンセルする。
【００３６】
〔第１１実施形態〕
図１１は、誤差増幅器６００の入力の差電圧を入力範囲検知回路６２０でモニタすると同時に、出力範囲検知回路６４０で誤差増幅器６００の出力電圧もモニタしておき、光量制御時の負帰還が正常に動作しているかを判定する。回路６２０と６４０の出力はオアゲート６６０を介して対応付け回路であるカウンタ８００に送る。カウンタ８００は、その時点で光量制御している発光素子を特定し、その発光素子の光量制御終了時のレベルから異常かどうかを判定する。そのときのタイムチャートが図１２である。シフトレジスタで構成された走査回路９００で発光素子１信号（発光素子ＬＤ１をオンにする信号）あるいは発光素子２信号（発光素子ＬＤ２をオンにする信号）によって時分割で光量制御が行なわれる。誤差増幅器６００の入力には基準信号と受光信号とが入力される。基準信号は一定値であるが、受光信号は光量制御のたびに基準信号とのわずかなずれを補うように制御され最終値へと収束し、その発光素子の光量制御を終了する。その終了直前の信号を検知、判定し、それをｃｈ判定回路によって特定の発光素子を対応付けている。
【００３７】
〔第１２実施形態〕
次に、図１３から図１５を参照して、本発明の第１２実施形態に係る光量制御装置について説明する。
【００３８】
図１３は、本発明の第１２実施形態に係る光量制御装置の全体構成を示す図である。図１３において、光量制御装置１０は複数個の発光素子を駆動する。図６の構成では、光量制御装置１０は３２個の発光素子ＬＤ１〜ＬＤ３２を駆動する。換言すれば、光量制御装置１０は３２チャネル構成である。各発光素子ＬＤ１〜ＬＤ３２は面発光ダイオード（ＶＣＳＥＬ：Vertical Cavity Surface Emitting Laser）で形成され、マトリクス状に配置されている。光量制御装置１０は例えばＩＣチップで形成され、内部に以下に説明する回路を備える。
【００３９】
光量制御装置１０は各チャネル毎に、つまり発光素子ＬＤ１〜ＬＤ３２毎にドライバ１００₁〜１００₃₂を有する。また、光量制御装置１０は各チャネルに共通の制御部として、共通制御電位設定回路２００、電流アンプ３００、光量モニタ４００、強制点灯回路５００、前述の誤差増幅器に相当するＡＰＣ回路６００を有する。電流アンプ３００は、前述した第１から第４実施形態に係る構成を有する。強制点灯回路５００はＡＰＣ回路６００の負荷の大きさを調整でき、かつ画像信号の描画開始位置を決めるために必要な発光素子の強制点灯機能を備えたものである。
【００４０】
ドライバ１００₁〜１００₃₂は、上記各チャネルに共通の制御部からの信号を、バス１５０を介して受け取り、それぞれ発光素子ＬＤ１〜ＬＤ３２を駆動制御するための制御を行う。具体的には、ドライバ１００₁〜１００₃₂は各発光素子ＬＤ１〜ＬＤ３２の光量制御を行うＡＰＣ制御と、ＡＰＣ制御後の変調制御とを行う。後述するように、ＡＰＣ制御では、ドライバ１００₁〜１００₃₂は発光素子ＬＤ１〜ＬＤ３２に印加する電圧と電流との両方を制御する。電圧駆動時、ドライバ１００₁〜１００₃₂は各端子ＣＯＵＴを介して、発光素子ＬＤ１〜ＬＤ３２のカソードにそれぞれ接続されているコンデンサＣｄ₁〜Ｃｄ₃₂を制御する。電流駆動時、ドライバ１００₁〜１００₃₂は各端子ＬＤＯＵＴを介して、各発光素子ＬＤ１〜ＬＤ３２に流れる電流量を制御する。
【００４１】
ドライバ１００₁〜１００₃₂は複数個ずつが、端子ＬＤＣＯＭを介して共通に接続されるとともに、負荷１０５に接続されている。図６の構成では、ドライバ１００₁〜１００₄のＬＤＣＯＭ端子は共通に接続され、一端がグランドに接続された負荷１０５の他端に接続されている。各ドライバ１００₁〜１００₃₂は対応する発光素子を駆動していないときには、駆動電流に対応する電流（相補出力）を出力する。この電流を負荷１０５に流すことにより、発光素子の点灯の数等に依存することなく常に一定の電流が光量制御装置１０に流れるようにして、動作の安定化を図っている。
【００４２】
光量制御装置１０は、各発光素子ＬＤ１〜ＬＤ３２のレーザ光量をＡＰＣ制御で適切な値に設定した後、変調制御を行う。ＡＰＣ制御の概略は次の通りである。まず、発光素子ＬＤ１のレーザ光量を調整する。ドライバ１００₁は発光素子ＬＤ１を駆動する。各発光素子ＬＤ１〜ＬＤ３２に共通に設けられた受光器ＰＤ（例えばフォトダイオードであって、前述の受光器１１に相当する）には、発光素子ＬＤ１のレーザ光量に応じた電流が流れる。電流アンプ３００は受光器ＰＤに流れる電流に対し、スイッチＳＷＳａをオンし、電流源４５０からの加算電流を加算した電流を低インピーダンスで受けて増幅する。この場合、スイッチＳＷＳｂがオンすることで電流源４６０から供給される基準電流で加算電流を相殺し、残った電流を基準電圧Ｖｒｅｆ２に接続された抵抗に供給して電流アンプ３００が出力する電流を電圧に変換し、この電圧（検出電圧という）を、スイッチＳＷ１９を介してＡＰＣ回路６００に出力する。ＡＰＣ回路６００はオペアンプ６１と、１つのスイッチ（ＳＷfb1〜ＳＷfb32の何れか１つ）とコンデンサ（Ｃfb1〜Ｃfb32の何れか１つ）との直列回路とを複数個備える。図１〜図５に示すＡＰＣ回路６００は、図１４のオペアンプ６１に相当する。各直列回路はオペアンプ６１の出力端子と反転入力端子との間に接続されている。各直列回路はサンプルホールド回路を構成する。１つのサンプルホールド回路が１つの発光素子に対応する。例えば、スイッチＳＷfb1とコンデンサＣfb1とのサンプルホールド回路は、発光素子ＬＤ１に対応する。同様に、スイッチＳＷfb32とコンデンサＣfb32とのサンプルホールド回路は、発光素子ＬＤ３２に対応する。
【００４３】
オペアンプ６１は、発光素子ＬＤ１を駆動したときの差電圧を増幅しバス１５０の対応する信号線に出力する。ドライバ１００₁はこの差電圧がゼロになるように発光素子ＬＤ１に与える駆動電流を変化させる。これにより、発光素子ＬＤ１のレーザ光量が変化し、受光器ＰＤに流れる電流量が変化する。受光器ＰＤに流れる電流に応じた検出電圧が電流アンプ３００からＡＰＣ回路６００に出力される。このようなフィードバック制御により、電流アンプ３００の入力出力に加えられた加算電流は相殺される結果消え、ＡＰＣ基準電圧Ｖｒｅｆで発生した基準電流に対応するレーザ光量となるように発光素子ＬＤ１の駆動状態を設定する。なお、この駆動状態の設定とは、発光素子ＬＤ１に与える駆動電圧と駆動電流の両方をＡＰＣ基準電圧Ｖｒｅｆに対応する値に調整することを意味している。最終状態検知回路８５０は誤差増幅器６００の入力に設けられた範囲検知回路６２０と出力に設けられた検知回路６４０とからなる。詳細の基本回路は図６及び図１１で示したものであり、これを３２レーザにまで拡張している。これらの最終状態検知回路８５０によって得られた負帰還時の状態を時系列信号として取り出し、走査回路９００と同じ走査信号で駆動される対応付け回路８００によってそれぞれの最終電圧がどのレーザを光量制御しているかの特定を可能にしている。
【００４４】
このようにして発光素子ＬＤ１を制御している間、ＡＰＣ回路６００の３２個のサンプルホールド回路のうち、スイッチＳＷfb1のみがオンとなっており、発光素子ＬＤ１のレーザ光量がＡＰＣ基準電圧Ｖｒｅｆに相当する値に収束する際の電圧がコンデンサＣfb1に蓄積される。以下同様に、発光素子ＬＤ２〜ＬＤ３２を順番に１つずつＡＰＣ制御する。
【００４５】
なお、後述するように、ＡＰＣ制御は２回行うことが好ましい。２回目のＡＰＣ制御では、１回目のＡＰＣでオンしていたスイッチＳＷＳａをオフする。電流アンプ３００の出力側に供給されている相殺電流は基準電流＋加算電流（補正電流Ｉαに相当する）がそのままであるため、受光電流Ｉｐｄは基準電流Ｉ１＋加算電流Ｉαに対応する電流で制御が行われる。ＡＰＣ回路６００中の３２個のサンプルホールド回路を１回目及び２回目のＡＰＣ制御で共通に用いることができるが、２回目のＡＰＣ制御用に新たに３２個のサンプルホールド回路を設けてもよい。
【００４６】
光量モニタ回路４００は、電流アンプ３００に流れる電流から各発光素子ＬＤ１〜ＬＤ３２のレーザ光量を示す光量モニタ信号を出力するもので、前述の図１〜図４に示す構成のいずれかを有する。
【００４７】
強制点灯回路５００は、ＡＰＣ制御を行う前に必要となる同期信号を生成する回路である。光量制御装置１０が組み込まれる複写機、プリンタ、ファクシミリ装置などの画像処理装置では、画像を描画する位置を正確に決定するために、描画開始位置の少し手前に光センサを設け、発光素子が出力する光が光センサを横切るタイミングに基づき描画開始位置を決定している。
【００４８】
図１５に、本発明の光量制御装置を備える画像形成装置の一態様であるレーザゼログラフィにおけるレーザ走査系の構成例と、各センサ出力とを示す。レーザゼログラフィ装置におけるレーザ光走査系の基本的な構成は、次の通りである。レーザ光源１０ｄから出射されたレーザ光は、レンズ１５、ポリゴンミラー１２及びレンズ１３、１４を介して感光体表面１６に照射される。そして、ポリゴンミラー１２の回転により、上記レーザ光が感光体表面１６を繰り返し走査する。また、レーザ光源１０ｄから出射されたレーザ光の一部は、半透過型ミラー１９を介して受光器１１に入力する。図１３において、このときの受光器１１の出力を光量制御センサ出力として示し、描画開始位置の少し手前に設けられた光センサの出力をＳＯＳ(Start of Scan)センサ出力として示す。ＡＰＣのための領域は、走査領域の前後に設けられている。なお、参照番号１８は前述した光量制御装置１０に相当する。
【００４９】
前述したように、発光素子ＬＤ１〜ＬＤ３２の個々のレーザ光量は端面レーザに比べ小さいので、複数個を同時にＯＮさせて、ＳＯＳセンサ上を走査する。この場合、特に二次元に配列された発光素子のうち、中央部分に位置する複数の発光素子のみをＯＮすることが好ましい。しかしながら、ＡＰＣ制御では発光素子を１つずつＯＮさせて条件設定(フィードバックループのゲイン)を行っているため、所定数の発光素子を同時にＯＮさせてしまっては、ＡＰＣ制御のフィードバックループが発振してしまう可能性がある。従って、この問題点を解決するために、強制点灯回路５００は、変調信号（変調データ）に応じて電流アンプ３００の負荷の大きさを変化させる。つまり、ＯＮすべき発光素子の数に応じた負荷を電流アンプ３００の出力に接続する。図示する構成では、複数の抵抗がスイッチを介して電流アンプの出力に接続されている。オペアンプ６１に着目すれば、強制点灯回路５００は、ＯＮすべき発光素子の数に応じて電流電圧変換ゲインを小さくし全体として負帰還のゲインが変わらないようにする。このような構成により、常に１つの発光素子のみをＯＮさせた状態と等価な状態が得られるため、換言すれば、フィードバックループのゲインは１つの発光素子のみをＯＮさせた状態の値となる。この結果、フィードバックループが発振してしまうのを防止することができる。
【００５０】
共通制御電位設定回路２００は、各ドライバ１００₁〜１００₃₂内で必要とされる各種の電流を生成するために必要な制御電位を生成する回路である。図６の構成では、共通制御電位設定回路２００は、各ドライバ１００₁〜１００₃₂内で流れるバイアス電流を設定するための共通電位を生成する回路と、オフセット電流を生成するための共通電位を生成する回路とを備えている。バイアス電流とオフセット電流とは典型的な例であって、各ドライバ１００₁〜１００₃₂は駆動と制御に必要なその他の電流を生成するために必要な制御電位を設定することができる。バイアス電流設定用の共通制御電位は、演算増幅器（オペアンプ）２１１、電流源２１２，２１３及び負荷２１４，２１５を含む回路で生成される。オフセット電流設定や他の電流設定用の共通制御電位もそれぞれ同様の回路で生成される。外部からのバイアス電流設定信号に応じて、電流源２１２は指示された電流を負荷２１４に供給する。負荷２１４の端子電圧がオペアンプ２１１のプラス側端子に与えられる。定電圧源２１６に接続された定電流源２１３は、オペアンプ２１１の出力に応じた電流を負荷２１５に流す。負荷２１５の端子電圧がオペアンプ２１１のマイナス側端子に与えられる。オペアンプ２１１は、電流源２１３がバイアス電流設定信号で設定されたバイアス電流と同一の電流を流すように電流源２１３を制御する。このときのオペアンプ２１１の出力信号は、バス１５０の対応するバス線に出力される。他方、定電圧源２１６のプラス側電圧がバス１５０の対応するバス線に出力される。このバス線は、夫々の共通制御電位に共通であって、かつ各ドライバ１００₁〜１００₃₂に共通である。このように、外部から設定されたバイアス電流値が差分電圧の形でバス１５０を介して各ドライバ１００₁〜１００₃₂に供給される。各ドライバ１００₁〜１００₃₂は後述するようにして、受け取った差分電圧からバイアス電流を生成する。この結果、たとえ定電圧源２１６の電源電圧が変動しても、上記電位差は一定となり、電源電圧の変動による影響を回避することができる。なお、オペアンプ２１１の出力電圧と定電圧源２１６の電圧とは、平衡二線で伝送することが好ましい。
【００５１】
次に、図１４を参照してドライバ１００₁〜１００₃₂の内部構成について説明する。各ドライバ１００₁〜１００₃₂は同一構成なので、以下では１〜３２の添え字を省略し、単にドライバ１００として説明する。
【００５２】
ドライバ１００は２つの乗算器２１、２２を有する。乗算器２１は電流源３０を制御するために設けられ、乗算器２２は図６に示すコンデンサＣｄ1〜Ｃｄ32のうちの対応する１つを制御するために設けられている。以下、便宜上、対応する１つのコンデンサをＣｄとし、図１４に破線で示す。コンデンサＣｄはレーザへの駆動電圧が立ち上がる短い時間電圧源として機能する。電流源３０は対応する発光素子ＬＤに流す電流を生成し、電圧源として機能するコンデンサＣｄは対応する発光素子ＬＤに駆動電圧を与える。
【００５３】
ここで、面発光レーザの駆動電流と駆動電圧（端子電圧）との関係（電圧−電流特性）は、面発光レーザの内部抵抗が高いことから実用的な範囲では比例関係（直線関係）となり、また、駆動電流とレーザ光量との関係も実用的な範囲で比例関係（直線関係）となる。このような特性を踏まえて、１回目のＡＰＣ制御において電流源３０の電流量は発光素子ＬＤのレーザ光量が基準光量（第１の光量）となるように決められ、２回目のＡＰＣ制御においてレーザ光量が第２の光量となるように決められる。同様に、１回目のＡＰＣ制御においてコンデンサＣｄが蓄積する駆動電圧は発光素子ＬＤのレーザ光量が基準光量（第１の光量）となるように決められ、２回目のＡＰＣ制御においてレーザ光量が第２の光量となるように決められる。これらの２つの値を用いた内挿又は外挿処理により、レーザ光量を任意の光量に補正することができるようになる。
【００５４】
乗算器２１と２２は４象限アナログ乗算器を用いることができ、その乗算器に接続されるべき電圧源としてコンデンサを用いることができる。各乗算器２１、２２の入力は差動構成となっている。各乗算器２１、２２の＋と−で表記された２つの差動入力をそれぞれV1a、V1b及びV2a、V2bとすると、差動構成の各乗算器２１、２２はIout=α(V1a-V1b)(V2a-V2b)で記述される電流を出力する。ただし、αは定数である。
【００５５】
このようなレーザ駆動装置では、各乗算器２１及び２２の一方の入力端子（乗数端子）には補正信号が入力し、他方の入力端子（被乗数端子）には制御電圧が入力する。通常差動で構成する乗算器の相補出力の＋側出力を利用した場合オフセット電流が存在するが上記各乗算器２１及び２２にオフセットが存在してもその出力に接続されたコンデンサＣ１、Ｃ２によりＡＰＣ時当該オフセットがキャンセルされる。補正信号は、レーザ光の走査位置によりレーザ光量が異なる状況を考慮したもので、レーザ光の走査位置に応じた制御電圧を有する。
【００５６】
まず、第１のＡＰＣ制御により、第１の光量（基準値とする）を次のように設定する。スイッチＳＷＳａはオン、ＳＷＳｂはオフ、ＳＷ１はオフ、ＳＷ２はオフ、ＳＷ３はオフ、ＳＷ５−１はオン、ＳＷ５−２はオフ、ＳＷ５−３はオフ、ＳＷ５−４はオン、ＳＷ６−１はオン、ＳＷ６−２はオフ、ＳＷ６−３はオフ、ＳＷ６−４はオン、ＳＷ７はオフ、ＳＷ８はオン、ＳＷ１１はオン、ＳＷ１１−１はオン、ＳＷ１１−２はオフ、ＳＷ１２はオフ、ＳＷ１３はオン、ＳＷ１５−１はオフ、ＳＷ１５−２はオン、ＳＷ１６はオフ、スイッチＳＷＳａをオンに設定する。また、第１の光量を設定する際には、各乗算器２１及び２２の乗数端子に０Ｖの補正信号を与える。この状態では、乗数が０であるため、被乗数端子にどのような制御電圧が入力されても各乗算器２１及び２２はオフセット電圧を出力する。また、図１３に示すＡＰＣ回路６００のオペアンプ６１には、第１のＡＰＣ基準電圧Ｖｒｅｆ１が与えられる。オペアンプ６１は、発光素子ＬＤのレーザ光量が第１のＡＰＣ基準電圧Ｖｒｅｆ１となるような制御電圧を出力する。この制御電圧は図１４のスイッチＳＷ８、オペアンプ２６、インバータ２８及びスイッチＳＷ１１を通り、電流源３０に与えられる。電流源３０は受け取った制御電圧に応じた電流を発光素子ＬＤに与える。また、オペアンプ２６が出力する制御電圧はサンプルホールド回路のコンデンサＣ３−１に格納される。補正信号は０Ｖに設定されているため、乗算器２１はオフセット電圧を出力する。よって、コンデンサＣ１は、上記制御電圧と乗算器２１から出力されるそのオフセット電圧との差電圧で充電される。他方、図６のオペアンプ６１が出力する制御電圧は、コンデンサＣ２に与えられるとともに、サンプルホールド回路のコンデンサＣ４−１に格納される。補正信号は０Ｖに設定されているため、乗算器２２はオフセット電圧を出力する。よって、コンデンサＣ２には制御電圧と乗算器２２のオフセット電圧との差電圧で充電される。
【００５７】
そして、第２のＡＰＣ制御により第２の光量（これを補正光量という）を次のように設定する。スイッチＳＷＳａはオフ、ＳＷＳｂはオフ、ＳＷ１はオフ、ＳＷ２はオフ、ＳＷ３はオフ、ＳＷ５−１はオフ、ＳＷ５−２はオン、ＳＷ５−３はオン、ＳＷ５−４はオフ、ＳＷ６−１はオフ、ＳＷ６−２はオン、ＳＷ６−３はオン、ＳＷ６−４はオフ、ＳＷ７はオフ、ＳＷ８はオフ、ＳＷ１１はオフ、ＳＷ１１−１はオン、ＳＷ１１−２はオフ、ＳＷ１２はオフ、ＳＷ１３はオン、ＳＷ１５−１はオフ、ＳＷ１５−２はオフ、ＳＷ１６はオフ、ＳＷＳａをオフに設定する。また、第２の光量を設定する際には、各乗算器２１及び２２の乗数端子に所定電圧の補正信号を与える。更に、スイッチＳＷＳａがオフになっていることからオペアンプ６１は、第１のＡＰＣ制御に対し、電流源４５０の加算電流分、受光器ＰＤからの光量が増大するように制御電圧を出力する。この制御電圧は図７のスイッチＳＷ８、オペアンプ２６、インバータ２８及びスイッチＳＷ５−２、ＳＷ５−３、乗算器２１、抵抗Ｒ１１、キャパシタＣ１を通り、電流源３０に与えられる。電流源３０は、受け取った制御電圧に応じ、受光器ＰＤからの電流を、基準電流から、この基準電流に加算電流を加えた電流へと変化させる。また、オペアンプ２６が出力する制御電圧はサンプルホールド回路のコンデンサＣ３−２に格納される。コンデンサＣ１は、上記制御電圧と乗算器２１の出力との差電圧で充電される。第１のＡＰＣ制御において発光素子ＬＤに与えられる電流をＩとすれば、第２のＡＰＣ制御において発光素子ＬＤに与えられる電流はＩ＋ΔＩと記述することができる。他方、図６のオペアンプ６１が出力する制御電圧は、コンデンサＣ２に与えられるとともに、サンプルホールド回路のコンデンサＣ４−２に格納される。コンデンサＣ２には制御電圧と乗算器２２の出力との差電圧で充電される。第１のＡＰＣ制御においてコンデンサＣ２に格納される電圧をＶとすれば、第２のＡＰＣ制御においてコンデンサＣ２に格納される電圧はＶ＋ΔＶと記述することができる。
【００５８】
ここではスイッチＳＷ６−１、ＳＷ６−４をオン、ＳＷ６−２、ＳＷ６−３をオフしたが、２回目以降のＡＰＣではＳＷ６−３、ＳＷ６−１をオン、ＳＷ６−２、ＳＷ６−４をオフとしてもよく、この方が変調時と同じ条件のため精度向上が期待できる。
【００５９】
発光素子ＬＤの変調時には、レーザ光の走査位置に応じた光量補正量に対応した補正電圧が各乗算器２１、２２の乗数端子に入力される。それにより、乗算器２２、コンデンサＣ２及びオペアンプ２６で構成される電圧源から面発光レーザに印加される駆動電圧、及び電流源３０から発光素子ＬＤに供給される駆動電流の双方が同時に制御され、上記レーザ光の走査位置に応じて補正された光量にて発光素子ＬＤの発光がなされる。
【００６０】
コンデンサＣ１には直列に抵抗Ｒ１１を接続する。すなわち、本実施形態では、コンデンサＣ１を含むサンプルホールド回路をローパスフィルタで構成する。これにより、スイッチＳＷ１１のオン／オフを切り替えた際に発生する高周波ノイズを抑制できる。また、このローパスフィルタにはコンデンサＣ１１を並列に接続する。これにより、ローパスフィルタの時定数に依って負帰還ループの位相が遅れることを防止できる。同様に、コンデンサＣ２に直列に抵抗Ｒ２１を接続することで、これを含むサンプルホールド回路をローパスフィルタで構成する。これにより、スイッチＳＷ８のオン／オフを切り替えた際に発生する高周波ノイズを抑制できる。更に、コンデンサＣ２及び抵抗Ｒ２１で構成されたローパスフィルタに、負帰還ループの位相遅れを防止するためのコンデンサＣ２１を並列に接続し、負帰還ループでの発振を防止する。
【００６１】
電圧印加時間調整回路８０は、スイッチＳＷ２を制御して発光素子ＬＤに電圧を印加する時間を調整する。この電圧はコンデンサＣｄに蓄積された電圧である。前述したように、本実施形態では、発光素子ＬＤに与える電圧と電流との両方を制御して発光素子ＬＤを駆動する。発光素子ＬＤを駆動する際、まず電圧で駆動し次に電流で駆動する。電圧駆動の電圧印加時間を調整可能にすることで、図６のＬＤＯＵＴ端からレーザまでの配線が長く立ち上がりに時間がかかる場合のように発光素子ＬＤの実装状態に応じた電圧印加時間を適切に設定することができる。
【００６２】
電圧印加時間調整回路８０は、遅延回路８１と排他的論理和回路８２とを２組有する。２つの遅延回路８１は、インバータ８３で図示するように接続されている。遅延回路８１は、電圧印加時間信号と変調信号とを受け取り、電圧印加時間信号に従って変調信号を遅延させる。一方の遅延回路８１の出力信号と変調信号との排他的論理和をとり、その出力信号でスイッチＳＷ２をオンさせる。この結果、出力信号は変調信号の立ち上がりで立ち上がり、遅延した変調信号の立ち上がりで立ち下がる第１のパルスと変調信号の立ち下がりで立ち上がり、遅延した変調信号の立ち下がりで立ち下がる第２のパルスを発生する。つまり、遅延回路８１の遅延時間と同じパルス幅で電圧を変調信号の立ち上がり時と立ち下り時に印加するようになる。このようにして、適切な電圧印加時間を設定することが可能になる。同様に、他方の遅延回路８１と排他的論理和回路８２の作用によりスイッチＳＷ１を制御しえＯＦＦバイアスを供給することで、発光素子ＬＤがオンからオフへの動作を制御する（高速化する）。
【００６３】
電流生成回路７０は、図１３に示す共通制御電位設定回路２００が出力する電流毎の差分電圧を受け取り、差分電圧に応じた電流を生成する。電流生成回路７０のオペアンプ３４と定電流源３２とは基準共通電位と基準オフセット電位で形成される差分電圧を受け取り、差分電圧に応じたオフセット電流を生成する。オフセット電流はスイッチＳＷ１６を介して負荷２４に流れる。オフセット電流に応じてコンデンサＣ２の端子電位が決まり、これにより電圧源として機能するコンデンサＣ２が発光素子ＬＤに与える駆動電圧を調整することができる。駆動電圧を調整することで、駆動パルスをオーバーシュートさせ、短いパルス幅までレーザを追従させることでハイライトの再現性を高めることができ、駆動電圧を少し大きめに設定することで画像の輪郭を強調できるなど、画像に合わせてこれらを適宜設定することで画質の調整にも使用することができる。オペアンプ３５と電流源３１とは、基準共通電位と基準バイアス電位で形成される差分電圧をスイッチ７５を介して受け取り、差分電圧に応じたバイアス電流を生成する。また、スイッチ７５に接続される図中の電圧源が設定するＯＦＦバイアス電圧を受けた電流源３１は、ＯＦＦバイアス電圧応じたレーザ駆動電流を生成する。
【００６４】
以上説明したように、第１２実施形態に係る光量制御装置は、第１から第１０の実施形態に係る作用、効果、つまりレーザを特定しつつ、高い精度で異常を検知する、上述した他の様々な特徴を備えた装置である。
【００６５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、光量制御時のレーザ駆動状態を反映した時系列信号を光量制御での主走査制御からの走査信号に対応付けることで異常なレーザが特定でき、さらにレーザ駆動状態として自動光量制御時の負帰還状態を入力側を検知することに加えて出力側も検知することで異常状態を高い精度で検知できる光量制御装置及びこれを用いた画像形成装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係る光量制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２実施形態に係る光量制御装置の構成を示す回路図である。
【図３】本発明の第３の実施形態であって、図２の構成の詳細な回路図である。
【図４】本発明の第４実施形態に係る光量制御装置の構成を示す回路図である。
【図５】本発明の第５実施形態に係る光量制御装置の構成を示す図である。
【図６】本発明の第６実施形態に係る光量制御装置の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の第７実施形態に係る光量制御装置の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の第８実施形態に係る光量制御装置の構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の第９実施形態に係る光量制御装置の構成を示す回路図である。
【図１０】本発明の第１０実施形態に係る光量制御装置の構成を示すブロック図である。
【図１１】本発明の第１１実施形態に係る光量制御装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】本発明の第１１実施形態に係る光量制御装置の動作を示す波形図である。
【図１３】本発明の第１２実施形態に係る光量制御装置の全体構成を示すブロック図である。
【図１４】図１３に示すドライバの内部構成を示す図である。
【図１５】本発明の光量制御装置を備える画像形成装置の一態様であるレーザホログラフィにおけるレーザ走査系の構成例と、各センサ出力とを示す図である。
【符号の説明】
１１受光器ＬＤ１、ＬＤ２発光素子１１０駆動回路
１１３₁、１１３₂ 駆動回路
１０００駆動回路、８００対応付け回路、９００走査回路
９５０走査制御回路、８５０最終状態通知回路
１１０、１１４₁、１１４₂ スイッチ
６２０入力範囲検知回路、６４０出力範囲検知回路
７０１、７０２、１４４₁、１４４₂、７１０、７１１、７０４、７０５、７０７、７０８比較器、
７０３差動出力増幅器
７０６、７０９差動増幅器
７１３バッファ
７１４平衡不平衡変換アンプ（７０３を組み合わせ差動増幅器として動作）
１０光量制御装置ＬＤ１〜ＬＤ３２発光素子
１００₁〜１００₃₂ ドライバ２００共通制御電位設定回路
２１１演算増幅器（オペアンプ）２１２、２１３定電流源
２１４、２１５負荷２１６定電圧源
３００電流アンプ４００光量モニタ
５００強制点灯回路６００ＡＰＣ回路
６１オペアンプＳＷfb1〜ＳＷfb32 スイッチ
Ｃfb32〜Ｃfb32 コンデンサ
Ｖｒｅｆ、Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２ＡＰＣ基準電圧
１５０バスＣＯＵＴ端子Ｃｄ₁〜Ｃｄ₃₂ コンデンサ
ＬＤＯＵＴ端子ＬＤＣＯＭ端子１０５負荷
ＰＤ受光器ＳＷ１９スイッチ２１、２２乗算器
３０電流源２６オペアンプ２８インバータ
８０電圧印加時間調整回路８１遅延回路
８２排他的論理和回路７０電流生成回路
７５バイアス電流設定用スイッチ
３４オペアンプ３２定電流源２４負荷
３５オペアンプ９００バイアス回路
３１電流源Ｒ１１、Ｒ２１抵抗Ｃ１１、
Ｃｄ、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３−１、Ｃ４−１、Ｃ３−２、Ｃ４−２コンデンサ
ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ５−１、ＳＷ５−２、ＳＷ５−３、ＳＷ５−４、ＳＷ６−１、ＳＷ６−２、ＳＷ６−３、ＳＷ６−４、ＳＷ７、ＳＷ８、ＳＷ１１、ＳＷ１１−１、ＳＷ１１−２、ＳＷ１２、ＳＷ１３、ＳＷ１５−１、ＳＷ１５−２、ＳＷ１６スイッチ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to drive control of a light emitting element, and more particularly to a light amount control apparatus suitable for use in driving a laser element used as a light source in laser xerography.
[0002]
[Prior art]
In the field of laser xerography using a laser element as a light source, there is an increasing demand for higher resolution and higher speed. There is a limit to the speed (hereinafter referred to as modulation speed) at which on / off control of the driving of the laser element is performed according to the input image data. In the case where the number of laser beams is one, if the resolution in the sub-scanning direction is increased as well as the resolution in the main scanning direction, the modulation speed must be sacrificed. Therefore, the only way to increase the resolution in the sub-scanning direction without increasing the modulation speed is to increase the number of laser beams. For example, when the number of laser light beams is four, the resolution in the main scanning / sub-scanning direction can be doubled on the assumption that the modulation speed is the same as in the case of one.
[0003]
A semiconductor laser used as a light source for laser xerography includes an edge-emitting laser element (hereinafter referred to as an edge-emitting laser) having a structure in which laser light is extracted in a direction parallel to the active layer, and the laser light is perpendicular to the active layer. It is roughly classified into surface emitting laser elements (hereinafter, referred to as surface emitting lasers) having a structure that can be taken out in any direction. Conventionally, in laser xerography, an edge emitting laser is generally used as a laser light source.
[0004]
However, from the viewpoint of increasing the number of laser light beams, edge-emitting lasers are technically difficult, and structurally, surface-emitting lasers increase the number of laser light beams more than edge-emitting lasers. It is advantageous. For these reasons, in order to meet the demand for higher resolution and higher speed in the field of laser xerography in recent years, an apparatus using a surface emitting laser capable of emitting a large number of laser light beams as a laser light source. Development is underway.
[0005]
By the way, since a laser driving device using a surface emitting laser has a large number of laser beams, even if an abnormality occurs in the laser as in the case of using a conventional edge emitting laser, the image quality is slightly lowered, so that it can be used as it is. Will continue. However, depending on the image, such deterioration of the laser appears in the image, so if there is an abnormality in the laser, it must be promptly replaced. In addition, the surface emitting laser makes the timing pulse to send the image by emitting the laser. However, the surface emitting laser has a smaller light intensity per beam than the edge emitting laser, so the position accuracy is not near the center. A plurality of laser beams are turned on.
[0006]
Some conventional laser driving circuits based on a single laser detect deterioration from the laser driving current, as described in Patent Document 4, for example. Patent Document 1 and Patent Document 2 are examples of detecting an abnormal light emitting element using a multi-light emitting element such as a surface emitting laser. As a method for detecting an abnormality, there is a method for detecting an abnormality from a light receiving level as disclosed in Patent Document 3, in addition to a method for detecting by a laser drive current as disclosed in Patent Document 4.
[0007]
[Patent Document 1]
JP-A-9-263007
[Patent Document 2]
JP 2001-171165 A
[Patent Document 3]
JP-A-3-232284
[Patent Document 4]
JP 2000-280520 A
[Problems to be solved by the invention]
With surface emitting lasers, the number of beams is large, so even if one laser becomes abnormal, the total light intensity can be reduced by reconfiguring the halftone screen, excluding the abnormal laser, or adjusting the light intensity of adjacent beams. It is possible to minimize image quality deterioration due to equalization and abnormal laser. Also, when generating a synchronization signal that determines the output timing of the image signal that drives the laser, a plurality of lasers are turned on in a specific area so as not to degrade the accuracy, but they are lit so as not to degrade the positional accuracy. Since the number of beams is minimized, it is possible that the worst synchronization signal will not be output if the laser of these becomes abnormal and does not light up. In such a case, if not only detecting that the laser has become abnormal but also detecting which laser is abnormal, the worst state that the synchronization signal will not be output because it can be switched to a laser that is as close as possible and not lit. Can be avoided. In these methods, Patent Document 1 and Patent Document 2 are methods for identifying an abnormal laser or light emitting element. By the way, in Patent Document 1, a laser used for changing the scanning density is selected to emit light and an abnormality is detected. In Patent Document 2, data for turning on or off a specific light emitting element is sent to a drive circuit to emit light or The light is turned off, the abnormality is determined by the light emission at that time, and a circuit or a specific procedure for turning on the specific light emitting element is required. Furthermore, in Patent Document 1, since abnormality is determined during the recording operation, for example, when an image is recorded with only a very short pulse, the pulse current is averaged due to the response speed limitation of the detection circuit, Since it is detected as a small amount of light or a small driving current as compared with the case of continuous lighting, there is a possibility of erroneous determination to detect an abnormality even if it is not an abnormality.
[0008]
In addition to the problem in the method of identifying the laser in which the abnormality has occurred, there is a problem to be improved in the laser abnormality detection method. Many laser anomaly detection methods have been proposed. For example, in Patent Document 4, an abnormality is detected by a drive current. However, a common problem with detection methods for determining an abnormality by such a drive current is that a laser abnormality cannot be determined with high reliability only by the drive current. . That is, since the lasers vary, there is a difference in drive current. Furthermore, in addition to individual variations, the drive current with the same amount of light varies with temperature. For this reason, in addition to the characteristics of each laser, if the deterioration state and environment are not taken into consideration, there is a possibility that it is determined to be abnormal although it operates normally. On the other hand, Patent Document 3 is based on a reference signal that is lower than the target light amount, and determines that the signal is abnormal if the signal from the light receiver is lower than this. In the embodiment described in Patent Document 3, the reference signal is set to a value 5% lower than the target light quantity. However, for example, 5% of the reference light quantity is finally reached in a state where the driving current becomes the maximum current by the automatic light quantity control due to the progress of deterioration. Even if it is over, this is not normal. The normal state is a state that matches the target light amount by negative feedback of the light amount control. However, in practice, the offset of the differential amplifier that performs negative feedback is about 20 mV in the case of CMOS, and the gain in the CMOS is as low as 60 to 80 dB. Therefore, the difference in input necessary for changing the output of the differential amplifier by several volts. The voltage needs several mV. For this reason, whether or not it matches the target light amount must be considered in consideration of this error. However, if the comparator for detecting this also includes similar variations, the accuracy further decreases. That is, the determination includes an error of several tens of mV on the input side of the differential amplifier that performs light quantity control. On the other hand, in the surface emitting laser, the laser spreading angle changes depending on the amount of laser light, so only the light near the center is used for exposure to the photoreceptor. For this reason, since a part of the laser beam directed to the photosensitive member is also used in the light amount control, the light incident on the light receiver is as small as several percent of the whole. Further, in the surface emitting laser, the amount of light per unit is one order of magnitude smaller than that of the edge emitting laser. Therefore, the current from the light receiver is 1/100 of several μA as compared with the case of the edge emitting laser. This current is converted into voltage at the input of the differential amplifier, but considering the response speed, the resistance value is at most about 10 kΩ, and as a result, the output voltage is several tens of mV, which is about the same as the offset variation of the differential amplifier. . This shows that it is very difficult to determine the laser abnormality from the input voltage of the differential amplifier.
[0009]
The present invention solves the above-mentioned problems of the prior art, and provides a light amount control device capable of detecting an abnormality of a laser with high reliability and identifying which laser has failed, and an image forming apparatus using the same. With the goal.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
The present invention includes a plurality of light emitting elements, a common light receiving element that receives light from the plurality of light emitting elements, a scanning circuit that sequentially turns on the plurality of light emitting elements, and a light receiving element. A light amount control comprising: an error amplifier that generates a control signal for light amount control based on the received light signal and a signal corresponding to the target light amount; and a driving unit that drives the light emitting element selected by the scanning circuit based on the control signal In the apparatus, an association circuit that generates a time series signal related to driving that reflects a driving state of a light emitting element, and associates a final value of each time series signal with the plurality of light emitting elements based on a scanning signal to the scanning circuit It is the light quantity control apparatus which comprises. Since the association circuit having the above configuration is used, it is possible to know the driving state of each light emitting element.
[0011]
In the light amount control device, as described in claim 2, the corresponding circuit may be a counter.
[0012]
In the light quantity control device, as described in claim 3, the time series signal may be a signal based on a light quantity monitor signal.
[0013]
In the light quantity control device, as described in claim 4, the time series signal may be a signal based on a drive current.
[0014]
  In the light quantity control device, as described in claim 5, the time series signal is a signal based on an input differential voltage of a differential amplifier.Can be configured.
[0016]
  The light quantity control device according to claim 1, wherein:6As described above, a detection circuit that detects that the output voltage of the error amplifier is outside the range that affects the received light signal is provided.it can.
[0017]
  Claim6The light quantity control device according to claim7As described above, the association circuit includes a light emitting element for each light emitting element according to a final value of each of the time series signals associated with the plurality of light emitting elements and an output signal of the detection circuit. It can be configured to output a signal indicating the state. Thereby, even if the received light signal is minute, it is possible to determine the abnormality while accurately identifying the light emitting element.
[0018]
  The light quantity control device according to claim 5, wherein8As described above, the differential voltage range of the differential amplifier is set by increasing the control potential of the active load of the first stage of the differential amplifier by more than 1/2 of the differential current source current value. be able to. With this configuration, it is possible to detect whether or not an abnormality has occurred with a simple configuration.
[0019]
  Claim8In the light quantity control device,9As described in the above, it is possible to adopt a configuration having a circuit for canceling an offset in the differential input of the differential amplifier. This configuration improves the accuracy of abnormality detection.improves.
[0020]
First, a method for specifying a laser will be described. As shown in FIG. 1, the light quantity control device of the present invention includes a plurality of light emitting elements LD1 and LD2, a common light receiving element 11 that receives light from the plurality of light emitting elements, and a scanning that sequentially turns on the plurality of light emitting elements. A circuit 900, an error amplifier 600 that creates a control signal for controlling the amount of light based on a light reception signal from the light receiving element 11 and a signal (reference signal) corresponding to the target light amount, and a selection by the scanning circuit 900 based on the control signal The driving unit 100 drives the light emitting element.
[0021]
At the time of automatic light quantity control of the light emitting elements LD1 and LD2 using such a light quantity control device, the drive circuit is sequentially driven by the scanning circuit 900 and the light quantity control is performed by the error amplifier 600. A signal (for example, a light receiving signal) related to the driving state at this time is associated with the light emitting element based on the final signal (timing) in the control period of the light emitting element and the scanning signal output by the scanning control circuit 950. Since the light amount control is performed in a time-sharing manner, the light amount control for all the lasers takes time corresponding to the number of laser beams. Assuming that the time of one scan of the laser beam is 1 msec, if the number of beams is 32, it takes 128 μsec to take 4 μsec to control the amount of light of one laser. Accordingly, the time required for the image area is shortened. For example, it is necessary to speed up the clock of the image data. Therefore, the light amount control must be finished as short as possible. The light amount control time is the shortest time until the negative feedback of the light amount control converges, and the scanning timing is usually determined to be the shortest time. For this reason, the final state in the light amount control of each light emitting element correctly reflects the state of the light amount control. Therefore, a signal representing the final driving state at the time of controlling each light emitting element is detected as a signal representing the state of the light emitting element specified from the scanning signal.
[0022]
Next, the principle of the present invention for improving the detection reliability will be described. In order to determine whether or not the light amount control has been normally performed, it is only necessary to detect that the differential inputs of the error amplifier 600 match. However, even if the error amplifier 600 has a low gain and operates normally, the input differential voltage Detection may be difficult because the offset variation of the error amplifier 600 is about 20 mV in the case of CMOS. However, if it is detected on the output side of the error amplifier 600, the problem of accuracy can be avoided. In other words, if negative feedback is normally performed (the light receiver 11, the error amplifier 600, and the drive unit 100 form a feedback loop), an equilibrium state is reached somewhere in the state where the light emitting element is driven. Therefore, it can be determined that the negative feedback is not normally performed if it is swung to the power supply side or the GND side. Actually, the drive circuit 113 constituting the drive unit 100.₁, 113₂If the source amplifier is a PMOS source current source, if the error amplifier output is higher than the power supply voltage lower than the PMOS threshold voltage, the PMOS transistor is off and the light emitting element cannot be controlled. The According to this method, since the voltage on the input side can be determined by a signal that is twice as large as the gain of the error amplifier 600, it is possible to determine an abnormality with a simple circuit.
[0023]
Embodiments of the present invention using the principle described above will be described below with reference to the accompanying drawings.
[First Embodiment]
FIG. 1 is a diagram showing an overall configuration of a light amount control apparatus according to the first embodiment of the present invention. The light quantity control device includes a light receiver 11 provided in common to a plurality of light emitting elements LD1 and LD2, the error amplifier (hereinafter also referred to as an APC circuit) 600, and a drive unit 100. The light receiver 11, the APC circuit 600, and the drive unit 100 form a feedback loop, and have a function of automatically controlling the light emission amounts of the light emitting elements LD1 and LD2 to be the target light amount.
[0024]
The driving unit 100 drives the light emitting elements LD1 and LD2. Although only two light emitting elements LD1 and LD2 are shown in FIG. 1 for convenience, more light emitting elements are actually connected to the drive unit 100. The light emitting elements LD1 and LD2 are, for example, surface emitting diodes (VCSEL). The light receiver 11 is provided in common to the plurality of light emitting elements LD1 and LD2. The light receiver 11 is composed of, for example, a photodiode, receives light emitted from the light emitting elements LD1 and LD2, and outputs a photocurrent Ipd corresponding to the light amount on the output line L.
[0025]
The scanning circuit 900 receives a scanning signal from the outside of the light quantity control device and sends a driving signal into the driving circuit 1000. The drive circuit 1000 is a circuit including an error amplifier 600, a sample hold circuit 110, a drive unit 113, and a final state detection circuit 850. The final state detection circuit 850 receives the scanning signal from the scanning control circuit 950 and outputs a signal reflecting the driving state in the final state of the light amount control of each of the light emitting elements LD1 and LD2. This signal is output to the association circuit 800. The associating circuit 800 uses the output signal from the final state detection circuit 850 and the scanning signal from the scanning control circuit 950 to identify the currently driven light emitting element, and the signal output from the final state detecting circuit 850 An abnormal channel signal is generated when an abnormal condition is indicated.
[0026]
[Second Embodiment]
FIG. 2 is a diagram showing a light amount control apparatus according to the second embodiment of the present invention. FIG. 2 shows a case where a digital counter is used as the association circuit 800. The digital counter 800 counts the number of pulses to the scanning circuit 900 and can associate with which channel the detection signal detected at that time corresponds. Whether or not each channel is in the final control state of each channel in each time-series signal can be determined by detecting at the count-up timing that is the timing when the scanning circuit 900 shifts to the next channel.
[0027]
[Third Embodiment]
FIG. 3 is a diagram showing a light amount control apparatus according to the third embodiment of the present invention. FIG. 3 shows a case where the final state detection target in the final state detection circuit 850 is a light reception signal (light intensity monitor signal) that is a photocurrent output from the light receiver 11. In the light quantity control performed in time series for each of the light emitting elements LD11 and LD12, the final state detection circuit 850 detects whether the light quantity monitor signal is within a certain level range, and uses the detected result as a time series signal. Output. The associating circuit 800 can identify an abnormal laser by associating this time-series signal with the scanning signal from the scanning control circuit 950.
[0028]
[Fourth Embodiment]
FIG. 4 is a diagram showing a light amount control apparatus according to the fourth embodiment of the present invention. FIG. 4A shows the case where the final state detection target in the final state detection circuit 850 is the drive current supplied to the light emitting elements LD1 and LD2. The drive currents to the light emitting elements LD1 and LD2 are individually supplied and do not become time series signals as they are. Therefore, in FIG.₁, 113₂Drive current: monitor current = n: 1 (where n is determined in terms of current consumption and accuracy, about 100, but in FIG. 4, two current sources are schematically shown for each channel) The output of the monitor current side is connected in common to all the drive circuits and used as the input of the final state detection circuit 850. As a result, the final state detection circuit 850 receives a copy of the drive current generated by the current mirror as a time-series signal and outputs it to the association circuit 800. The associating circuit 800 associates the received time series signal with the scanning signal from the scanning control circuit 950, thereby identifying the channel where the drive current is abnormal, that is, identifying the abnormal light emitting element. In FIG. 4, the scanning circuit 900 switches the switch 110 and the switch 114 in accordance with the scanning signal from the scanning control circuit 950.₁, 114₂Is shown to switch
As a method for detecting the drive current, although the accuracy is slightly lowered, it can also be detected by the output voltage of the error amplifier 600. The output of the error amplifier 600 actually controls the drive current sources of the light emitting elements LD1 and LD2. However, if the drive current source is a transistor with non-linear input / output characteristics, the drive current is known only by the output of the error amplifier 600. It is not possible. Therefore, in FIG. 4B, the drive circuit 113 is used.₁, 113₂The control circuit of the drive current source for the minimum drive current and the maximum drive current is generated using similar circuits (dummy circuits) 113a and 113b having the same configuration as in FIG. Judgment is made. Operational amplifiers 146 and 148 are used to generate the control voltage. The operational amplifier 146 extracts the output of the similar drive circuit 113a with a resistor, compares it with the maximum drive current setting value, and outputs the comparison result to the similar drive circuit 113a and the comparator 144. The operational amplifier 148 takes out the output of the similar drive circuit 113b with a resistor, compares it with the minimum drive current setting value, and outputs the comparison result to the similar drive circuit 113b and the comparator 144. According to this method, the control voltage for the minimum or maximum drive current is generated in the error amplifier 600 that is common to all the drive circuits, and the drive voltage is compared with the output of the error amplifier 600 without modifying the individual drive circuits. Current abnormality can be detected.
[0029]
[Fifth Embodiment]
FIG. 5 is a diagram showing a light amount control apparatus according to the fifth embodiment of the present invention. FIG. 5A shows the case where the final state detection target is the input differential voltage of the error amplifier 600. Since the input differential voltage of the error amplifier 600 substantially matches due to the negative feedback during the automatic light amount control, the final state detection circuit 850 determines whether or not the difference voltage is within a certain range, and the determination result functions as an association circuit. Output to the counter 800. The counter 800 can identify a channel with an abnormal light amount control by associating the determination result with the light emitting elements LD1 and LD2 using the clock CK forming the scanning signal and the reset signal RESET.
[0030]
In the method shown in FIG. 5A, it is preferable to take into account that offset variation and the gain of the error amplifier 600 are finite. As a method of avoiding such variation, it is conceivable to cancel the offset and perform measurement. As this measuring method, the form shown in FIGS. 5B and 5C can be considered. This offset cancellation operates in two steps: offset detection and offset compensation. In the detection of the offset, as shown in FIG. 5C, 600, 701, and 702 are set in a buffer state, and the respective offsets are measured by voltmeters V1, V2, and V3. The measured data is connected to the non-inverting input side of 600, 701, and 702 in the next compensation step as shown in FIG. 5B, and the offset is canceled. In an actual circuit, a voltmeter and a voltage source are usually used with a capacitor. Although this method can increase the accuracy, the circuit becomes complicated and a period for taking in the offset cancel voltage is required.
[0031]
[Sixth Embodiment]
FIG. 6 is a diagram showing a light amount control apparatus according to the sixth embodiment of the present invention. The configuration of FIG. 6 is highly accurate regardless of the offset of the error amplifier 600 by detecting whether the error amplifier 600 has normal light feedback negative feedback on the input side of the error amplifier 600 and detecting the voltage on the output side. This is a method for detecting an abnormality. In other words, if the output voltage is within a differential voltage set large enough not to be judged abnormal, including variations, the output voltage is not an impossible voltage when negative feedback control is normally performed. This is detected to determine the abnormality. According to this method, since the gain of the error amplifier is at least about 1000 times, a voltage of 1 mV can be detected on the input side with 1 V on the output side, so there is no problem in the offset error of the comparator. Detection by various methods becomes possible. In FIG. 6, the input range detection circuit 620 has its input connected to the inverting and non-inverting input terminals of the error amplifier 600, and determines whether there is an abnormality on the input side from the magnitude of the difference voltage between the two. The output range detection circuit 640 has its input connected to the output terminal of the error amplifier 600, and determines whether or not the output voltage of the error amplifier 600 is the above impossible voltage. The overall configuration and operation of the light quantity control device including the configuration of FIG. 6 will be described later with reference to FIGS. 11 and 12.
[0032]
[Seventh Embodiment]
FIG. 7 is a diagram showing in detail the circuit configuration of the output range detection 640 of FIG. The comparators 710 and 711 determine whether or not the output of the error amplifier 600 is not completely divided between the power supply voltage and GND. Here, the comparison reference voltage of the comparator 711 is generated by the same PMOS transistor as that of the drive circuit 1000. This is because the PMOS transistor is turned off when the gate voltage becomes lower than (power supply voltage−the threshold voltage of the PMOS). Such a voltage cannot be detected if no current flows and negative feedback is normally performed. Reference numeral 710 indicates that the PMOS transistor is swung to the GND side because the drive voltage of the light emitting element is at least about 2 V in the case of an LED or a semiconductor laser, and the transistor is operating in the linear region instead of the saturation region. Therefore, it is connected to determine that it is abnormal. In the linear region, the constant current property of the light emitting element driving current may be lost in the linear region, and the light amount fluctuation may increase. However, if the light amount fluctuation is not a problem, only the comparator 711 that determines only the negative feedback abnormality. But it doesn't matter. As a matter of course, such a configuration is the configuration shown in FIG. 7, and the voltage at which negative feedback is normally performed differs depending on the circuit form. The reference voltages 710 and 711 need to be set.
[0033]
[Eighth Embodiment]
FIG. 8 is another detailed view of FIG. If only the differential voltage at the input of the error amplifier 600 is measured, for example, when the two voltages are coincident and the power amplifier is shaken out to the power source side, or is shaken out to the GND side, it is impossible to make a normal determination beyond the comparison input range. Become. Therefore, in FIG. 8, the comparators 704, 705, 707, and 708 also detect whether or not these voltages are not swung.
[0034]
[Ninth Embodiment]
FIG. 9 shows a case where the circuit is realized by a simpler circuit of FIG. In FIG. 9A, the comparators 701 and 702 and the two voltage sources for setting the voltage range are one differential amplifier 703 whose differential output is a differential output, and the comparators 704 and 705 are one differential amplifier 706. Thus, the comparators 707 and 708 are composed of one differential amplifier 709. A specific circuit configuration of FIG. 9A is shown in FIG. The gate potential of the active load in the input stage of the normal differential amplifier 600 is set so that at least half of the current source current value of the differential transistor flows through each transistor constituting the active load. As this current is made larger than 1/2, the difference voltage for determining an input abnormality can be increased.
[0035]
[Tenth embodiment]
Even when the simplified comparator of FIG. 9 is used, offset variation may occur. As a method for canceling the offset variation, the methods shown in FIGS. 10A and 10B can be considered. As shown in FIG. 10B, the error amplifier 600 is operated as a buffer, the offset is measured as V1, and the offset of the comparator 703 is amplified by an amplifier 714 for converting the balanced output to the unbalanced output. Then, the whole is operated as a buffer, and the offset at that time is measured as V2. The measured V1 and V2 are inserted as voltage sources at the inputs of the error amplifier 600 and the comparator 703 as shown in FIG.
[0036]
[Eleventh embodiment]
In FIG. 11, the differential voltage at the input of the error amplifier 600 is monitored by the input range detection circuit 620, and at the same time, the output voltage of the error amplifier 600 is also monitored by the output range detection circuit 640, so that the negative feedback during the light amount control is normal. Determine if it is working. The outputs of the circuits 620 and 640 are sent to the counter 800 which is an association circuit through the OR gate 660. The counter 800 identifies the light emitting element whose light amount is controlled at that time, and determines whether or not it is abnormal from the level at the end of the light amount control of the light emitting element. FIG. 12 is a time chart at that time. Light amount control is performed in a time-sharing manner by a light emitting element 1 signal (a signal for turning on the light emitting element LD1) or a light emitting element 2 signal (a signal for turning on the light emitting element LD2) in the scanning circuit 900 formed of a shift register. A reference signal and a light reception signal are input to the error amplifier 600. Although the reference signal is a constant value, the received light signal is controlled to compensate for a slight deviation from the reference signal every time the light amount is controlled, and converges to the final value, and the light amount control of the light emitting element is finished. A signal immediately before the end is detected and determined, and a specific light-emitting element is associated by the ch determination circuit.
[0037]
[Twelfth embodiment]
Next, a light quantity control apparatus according to the twelfth embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
[0038]
FIG. 13 is a diagram illustrating an overall configuration of a light amount control apparatus according to a twelfth embodiment of the present invention. In FIG. 13, the light quantity control device 10 drives a plurality of light emitting elements. In the configuration of FIG. 6, the light amount control device 10 drives 32 light emitting elements LD1 to LD32. In other words, the light quantity control device 10 has a 32-channel configuration. Each of the light emitting elements LD1 to LD32 is formed of a surface emitting diode (VCSEL: Vertical Cavity Surface Emitting Laser) and arranged in a matrix. The light quantity control device 10 is formed of, for example, an IC chip and includes a circuit described below.
[0039]
The light quantity control device 10 has a driver 100 for each channel, that is, for each of the light emitting elements LD1 to LD32.₁~ 100₃₂Have In addition, the light quantity control device 10 includes a common control potential setting circuit 200, a current amplifier 300, a light quantity monitor 400, a forced lighting circuit 500, and an APC circuit 600 corresponding to the error amplifier described above as a common control unit for each channel. The current amplifier 300 has the configuration according to the first to fourth embodiments described above. The forced lighting circuit 500 can adjust the load size of the APC circuit 600 and has a forced lighting function of a light emitting element necessary for determining the drawing start position of the image signal.
[0040]
Driver 100₁~ 100₃₂Receives a signal from the control unit common to the respective channels via the bus 150, and performs control for driving and controlling the light emitting elements LD1 to LD32. Specifically, the driver 100₁~ 100₃₂Performs APC control for controlling the light amount of each of the light emitting elements LD1 to LD32 and modulation control after the APC control. As described later, in APC control, the driver 100₁~ 100₃₂Controls both the voltage and current applied to the light emitting elements LD1 to LD32. Driver 100 during voltage drive₁~ 100₃₂Is a capacitor Cd connected to the cathode of each of the light emitting elements LD1 to LD32 via each terminal COUT.₁~ Cd₃₂To control. Driver 100 during current drive₁~ 100₃₂Controls the amount of current flowing through each light emitting element LD1 to LD32 via each terminal LDOUT.
[0041]
Driver 100₁~ 100₃₂Are connected in common via a terminal LDCOM and connected to a load 105. In the configuration of FIG.₁~ 100_FourThe LDCOM terminals are connected in common, and one end is connected to the other end of the load 105 connected to the ground. Each driver 100₁~ 100₃₂Outputs a current (complementary output) corresponding to the drive current when the corresponding light emitting element is not driven. By flowing this current through the load 105, a constant current always flows to the light quantity control device 10 without depending on the number of lighting of the light emitting elements, and the operation is stabilized.
[0042]
The light quantity control device 10 performs modulation control after setting the laser light quantity of each of the light emitting elements LD1 to LD32 to an appropriate value by APC control. The outline of APC control is as follows. First, the laser light amount of the light emitting element LD1 is adjusted. Driver 100₁Drives the light emitting element LD1. A current corresponding to the laser light amount of the light emitting element LD1 flows through a light receiver PD (for example, a photodiode, which corresponds to the above-described light receiver 11) provided in common to each of the light emitting elements LD1 to LD32. The current amplifier 300 turns on the switch SWSa with respect to the current flowing through the light receiver PD, and amplifies the current obtained by adding the addition current from the current source 450 with low impedance. In this case, when the switch SWSb is turned on, the added current is canceled by the reference current supplied from the current source 460, the remaining current is supplied to the resistor connected to the reference voltage Vref2, and the current output from the current amplifier 300 is supplied. The voltage is converted into a voltage, and this voltage (referred to as a detection voltage) is output to the APC circuit 600 via the switch SW19. The APC circuit 600 includes a plurality of operational amplifiers 61, a series circuit of one switch (any one of SWfb1 to SWfb32) and a capacitor (any one of Cfb1 to Cfb32). The APC circuit 600 shown in FIGS. 1 to 5 corresponds to the operational amplifier 61 in FIG. Each series circuit is connected between the output terminal and the inverting input terminal of the operational amplifier 61. Each series circuit constitutes a sample and hold circuit. One sample and hold circuit corresponds to one light emitting element. For example, a sample and hold circuit including the switch SWfb1 and the capacitor Cfb1 corresponds to the light emitting element LD1. Similarly, a sample and hold circuit including the switch SWfb32 and the capacitor Cfb32 corresponds to the light emitting element LD32.
[0043]
The operational amplifier 61 amplifies the difference voltage when the light emitting element LD1 is driven and outputs the amplified voltage to the corresponding signal line of the bus 150. Driver 100₁Changes the drive current applied to the light emitting element LD1 so that the differential voltage becomes zero. As a result, the amount of laser light from the light emitting element LD1 changes, and the amount of current flowing through the light receiver PD changes. A detection voltage corresponding to the current flowing through the light receiver PD is output from the current amplifier 300 to the APC circuit 600. By such feedback control, the added current applied to the input output of the current amplifier 300 is canceled and disappears, and the driving state of the light emitting element LD1 is set so that the laser light quantity corresponds to the reference current generated by the APC reference voltage Vref. Set. The setting of the driving state means that both the driving voltage and the driving current applied to the light emitting element LD1 are adjusted to a value corresponding to the APC reference voltage Vref. The final state detection circuit 850 includes a range detection circuit 620 provided at the input of the error amplifier 600 and a detection circuit 640 provided at the output. The detailed basic circuit is shown in FIGS. 6 and 11, and this is extended to 32 lasers. The state at the time of negative feedback obtained by these final state detection circuits 850 is taken out as a time-series signal, and the laser light controlled by each final voltage is controlled by the association circuit 800 driven by the same scanning signal as the scanning circuit 900. It is possible to identify whether or not
[0044]
While controlling the light emitting element LD1 in this way, only the switch SWfb1 is turned on among the 32 sample hold circuits of the APC circuit 600, and the laser light quantity of the light emitting element LD1 corresponds to the APC reference voltage Vref. The voltage at the time of convergence to the value to be stored in the capacitor Cfb1. Similarly, the APC control is performed on the light emitting elements LD2 to LD32 one by one in order.
[0045]
As will be described later, the APC control is preferably performed twice. In the second APC control, the switch SWSa that was turned on in the first APC is turned off. Since the cancellation current supplied to the output side of the current amplifier 300 remains the reference current + addition current (corresponding to the correction current Iα), the light reception current Ipd is controlled by a current corresponding to the reference current I1 + addition current Iα. Done. The 32 sample and hold circuits in the APC circuit 600 can be commonly used in the first and second APC controls, but 32 sample and hold circuits may be newly provided for the second APC control.
[0046]
The light quantity monitor circuit 400 outputs a light quantity monitor signal indicating the laser light quantity of each of the light emitting elements LD1 to LD32 from the current flowing through the current amplifier 300, and has any of the configurations shown in FIGS.
[0047]
The forced lighting circuit 500 is a circuit that generates a synchronization signal required before performing APC control. In image processing apparatuses such as copiers, printers, and facsimile machines in which the light quantity control device 10 is incorporated, a light sensor is provided slightly before the drawing start position to accurately determine the position at which the image is drawn, and the light emitting element outputs The drawing start position is determined based on the timing when the light to be crossed the optical sensor.
[0048]
FIG. 15 shows a configuration example of a laser scanning system and output of each sensor in laser xerography, which is an aspect of an image forming apparatus including the light quantity control device of the present invention. The basic configuration of the laser beam scanning system in the laser xerography apparatus is as follows. The laser light emitted from the laser light source 10d is irradiated onto the photosensitive member surface 16 through the lens 15, the polygon mirror 12, and the lenses 13 and 14. As the polygon mirror 12 rotates, the laser beam repeatedly scans the photosensitive member surface 16. Further, part of the laser light emitted from the laser light source 10 d is input to the light receiver 11 via the semi-transmissive mirror 19. In FIG. 13, the output of the light receiver 11 at this time is shown as the light amount control sensor output, and the output of the optical sensor provided slightly before the drawing start position is shown as the SOS (Start of Scan) sensor output. The area for APC is provided before and after the scanning area. Reference numeral 18 corresponds to the light quantity control device 10 described above.
[0049]
As described above, since the individual laser light amounts of the light emitting elements LD1 to LD32 are smaller than those of the end face laser, a plurality of the light emitting elements LD1 to LD32 are simultaneously turned on to scan the SOS sensor. In this case, it is preferable to turn on only a plurality of light emitting elements located in the center portion among the light emitting elements arranged in two dimensions. However, in APC control, the light emitting elements are turned on one by one and the conditions are set (gain of feedback loop), so if a predetermined number of light emitting elements are turned on at the same time, the feedback loop of APC control will oscillate. There is a possibility that. Therefore, in order to solve this problem, the forced lighting circuit 500 changes the load size of the current amplifier 300 according to the modulation signal (modulation data). That is, a load corresponding to the number of light emitting elements to be turned on is connected to the output of the current amplifier 300. In the configuration shown in the figure, a plurality of resistors are connected to the output of the current amplifier via a switch. Focusing on the operational amplifier 61, the forced lighting circuit 500 reduces the current-voltage conversion gain in accordance with the number of light emitting elements to be turned on, so that the gain of negative feedback as a whole does not change. With such a configuration, a state equivalent to a state in which only one light emitting element is always turned on can be obtained. In other words, the gain of the feedback loop is a value in a state in which only one light emitting element is turned on. As a result, it is possible to prevent the feedback loop from oscillating.
[0050]
The common control potential setting circuit 200 includes each driver 100.₁~ 100₃₂This circuit generates a control potential necessary for generating various currents required in the circuit. In the configuration of FIG. 6, the common control potential setting circuit 200 includes each driver 100.₁~ 100₃₂A circuit for generating a common potential for setting a bias current flowing therein, and a circuit for generating a common potential for generating an offset current. The bias current and the offset current are typical examples, and each driver 100₁~ 100₃₂Can set the control potential required to generate other currents required for drive and control. The common control potential for setting the bias current is generated by a circuit including an operational amplifier (op-amp) 211, current sources 212 and 213, and loads 214 and 215. A common control potential for offset current setting and other current setting is also generated by the same circuit. The current source 212 supplies the instructed current to the load 214 in response to an external bias current setting signal. The terminal voltage of the load 214 is applied to the plus side terminal of the operational amplifier 211. A constant current source 213 connected to the constant voltage source 216 causes a current corresponding to the output of the operational amplifier 211 to flow through the load 215. The terminal voltage of the load 215 is given to the negative terminal of the operational amplifier 211. The operational amplifier 211 controls the current source 213 so that the current source 213 passes the same current as the bias current set by the bias current setting signal. At this time, the output signal of the operational amplifier 211 is output to the corresponding bus line of the bus 150. On the other hand, the positive voltage of the constant voltage source 216 is output to the corresponding bus line of the bus 150. This bus line is common to each common control potential and each driver 100.₁~ 100₃₂Is common. As described above, the bias current value set from the outside is in the form of a differential voltage via each bus 150 to each driver 100.₁~ 100₃₂To be supplied. Each driver 100₁~ 100₃₂Generates a bias current from the received differential voltage as described later. As a result, even if the power supply voltage of the constant voltage source 216 fluctuates, the potential difference is constant, and the influence of fluctuations in the power supply voltage can be avoided. Note that the output voltage of the operational amplifier 211 and the voltage of the constant voltage source 216 are preferably transmitted by balanced two wires.
[0051]
Next, referring to FIG.₁~ 100₃₂The internal structure of will be described. Each driver 100₁~ 100₃₂Since the configuration is the same, the subscripts 1 to 32 are omitted in the following description, and only the driver 100 will be described.
[0052]
The driver 100 has two multipliers 21 and 22. The multiplier 21 is provided for controlling the current source 30, and the multiplier 22 is provided for controlling a corresponding one of the capacitors Cd1 to Cd32 shown in FIG. Hereinafter, for convenience, one corresponding capacitor is denoted by Cd, and is indicated by a broken line in FIG. The capacitor Cd functions as a voltage source for a short time when the drive voltage to the laser rises. The current source 30 generates a current that flows through the corresponding light emitting element LD, and the capacitor Cd that functions as a voltage source supplies a driving voltage to the corresponding light emitting element LD.
[0053]
Here, the relationship between the driving current and the driving voltage (terminal voltage) of the surface emitting laser (voltage-current characteristics) is proportional (linear relationship) in a practical range because the internal resistance of the surface emitting laser is high. Further, the relationship between the drive current and the laser light quantity is also proportional (linear relationship) within a practical range. Based on such characteristics, the current amount of the current source 30 in the first APC control is determined so that the laser light amount of the light emitting element LD becomes the reference light amount (first light amount). In the second APC control, the laser amount is determined. The amount of light is determined to be the second amount of light. Similarly, the driving voltage accumulated in the capacitor Cd in the first APC control is determined so that the laser light amount of the light emitting element LD becomes the reference light amount (first light amount), and the laser light amount is the second in the second APC control. The amount of light is determined. By the interpolation or extrapolation process using these two values, the laser light quantity can be corrected to an arbitrary light quantity.
[0054]
Multipliers 21 and 22 can use 4-quadrant analog multipliers, and capacitors can be used as voltage sources to be connected to the multipliers. The inputs of the multipliers 21 and 22 have a differential configuration. Assuming that two differential inputs represented by + and − of each multiplier 21 and 22 are V1a, V1b and V2a and V2b, respectively, each multiplier 21 and 22 having a differential configuration has Iout = α (V1a−V1b). The current described by (V2a-V2b) is output. Where α is a constant.
[0055]
In such a laser driving device, a correction signal is input to one input terminal (multiplier terminal) of each multiplier 21 and 22, and a control voltage is input to the other input terminal (multiplier terminal). When the + side output of the complementary output of a multiplier that is normally configured as a differential is used, there is an offset current, but even if there is an offset in each of the multipliers 21 and 22, the capacitors C1 and C2 connected to the output are used. The offset is canceled during APC. The correction signal takes into consideration the situation where the amount of laser light varies depending on the scanning position of the laser beam, and has a control voltage corresponding to the scanning position of the laser beam.
[0056]
First, by the first APC control, the first light amount (set as a reference value) is set as follows. Switch SWSa is on, SWSb is off, SW1 is off, SW2 is off, SW3 is off, SW5-1 is on, SW5-2 is off, SW5-3 is off, SW5-4 is on, SW6-1 is on SW6-2 is off, SW6-3 is off, SW6-4 is on, SW7 is off, SW8 is on, SW11 is on, SW11-1 is on, SW11-2 is off, SW12 is off, SW13 is on , SW15-1 is turned off, SW15-2 is turned on, SW16 is turned off, and the switch SWSa is turned on. Further, when setting the first light quantity, a 0 V correction signal is applied to the multiplier terminals of the multipliers 21 and 22. In this state, since the multiplier is 0, each multiplier 21 and 22 outputs an offset voltage regardless of what control voltage is input to the multiplicand terminal. Further, the first APC reference voltage Vref1 is applied to the operational amplifier 61 of the APC circuit 600 shown in FIG. The operational amplifier 61 outputs a control voltage so that the laser light amount of the light emitting element LD becomes the first APC reference voltage Vref1. This control voltage is supplied to the current source 30 through the switch SW8, the operational amplifier 26, the inverter 28, and the switch SW11 of FIG. The current source 30 supplies a current corresponding to the received control voltage to the light emitting element LD. The control voltage output from the operational amplifier 26 is stored in the capacitor C3-1 of the sample and hold circuit. Since the correction signal is set to 0V, the multiplier 21 outputs an offset voltage. Therefore, the capacitor C1 is charged with a difference voltage between the control voltage and the offset voltage output from the multiplier 21. On the other hand, the control voltage output from the operational amplifier 61 of FIG. 6 is applied to the capacitor C2 and stored in the capacitor C4-1 of the sample and hold circuit. Since the correction signal is set to 0V, the multiplier 22 outputs an offset voltage. Therefore, the capacitor C2 is charged with a difference voltage between the control voltage and the offset voltage of the multiplier 22.
[0057]
Then, the second light quantity (this is called a correction light quantity) is set as follows by the second APC control. Switch SWSa off, SWSb off, SW1 off, SW2 off, SW3 off, SW5-1 off, SW5-2 on, SW5-3 on, SW5-4 off, SW6-1 off SW6-2 is on, SW6-3 is on, SW6-4 is off, SW7 is off, SW8 is off, SW11 is off, SW11-1 is on, SW11-2 is off, SW12 is off, SW13 is on , SW15-1 is off, SW15-2 is off, SW16 is off, and SWSa is off. Further, when setting the second light quantity, a correction signal having a predetermined voltage is applied to the multiplier terminals of the multipliers 21 and 22. Further, since the switch SWSa is off, the operational amplifier 61 outputs a control voltage for the first APC control so that the amount of light from the light receiver PD increases by the amount of current added by the current source 450. This control voltage is supplied to the current source 30 through the switch SW8, the operational amplifier 26, the inverter 28, the switches SW5-2 and SW5-3, the multiplier 21, the resistor R11, and the capacitor C1 in FIG. The current source 30 changes the current from the light receiver PD from the reference current to a current obtained by adding the addition current to the reference current in accordance with the received control voltage. The control voltage output from the operational amplifier 26 is stored in the capacitor C3-2 of the sample and hold circuit. The capacitor C1 is charged with a voltage difference between the control voltage and the output of the multiplier 21. If the current applied to the light emitting element LD in the first APC control is I, the current applied to the light emitting element LD in the second APC control can be described as I + ΔI. On the other hand, the control voltage output from the operational amplifier 61 in FIG. 6 is applied to the capacitor C2 and stored in the capacitor C4-2 of the sample and hold circuit. The capacitor C2 is charged with a voltage difference between the control voltage and the output of the multiplier 22. If the voltage stored in the capacitor C2 in the first APC control is V, the voltage stored in the capacitor C2 in the second APC control can be described as V + ΔV.
[0058]
Here, the switches SW6-1 and SW6-4 are turned on, and the SW6-2 and SW6-3 are turned off. However, in the second and subsequent APCs, SW6-3 and SW6-1 are turned on, and SW6-2 and SW6-4 are turned off. Since this is the same condition as during modulation, an improvement in accuracy can be expected.
[0059]
At the time of modulating the light emitting element LD, a correction voltage corresponding to the light amount correction amount corresponding to the scanning position of the laser light is input to the multiplier terminals of the multipliers 21 and 22. Thereby, both the drive voltage applied to the surface emitting laser from the voltage source constituted by the multiplier 22, the capacitor C2, and the operational amplifier 26 and the drive current supplied from the current source 30 to the light emitting element LD are simultaneously controlled. The light emitting element LD emits light with a light amount corrected according to the scanning position of the laser light.
[0060]
A resistor R11 is connected in series with the capacitor C1. That is, in the present embodiment, the sample and hold circuit including the capacitor C1 is configured with a low-pass filter. Thereby, the high frequency noise which generate | occur | produces when switching on / off of switch SW11 can be suppressed. In addition, a capacitor C11 is connected in parallel to this low-pass filter. This can prevent the phase of the negative feedback loop from being delayed due to the time constant of the low-pass filter. Similarly, by connecting a resistor R21 in series with the capacitor C2, a sample and hold circuit including this is constituted by a low-pass filter. Thereby, the high frequency noise which generate | occur | produces when switching on / off of switch SW8 can be suppressed. Further, a capacitor C21 for preventing a phase delay of the negative feedback loop is connected in parallel to a low-pass filter composed of the capacitor C2 and the resistor R21, thereby preventing oscillation in the negative feedback loop.
[0061]
The voltage application time adjustment circuit 80 controls the switch SW2 to adjust the time for applying a voltage to the light emitting element LD. This voltage is a voltage accumulated in the capacitor Cd. As described above, in this embodiment, the light emitting element LD is driven by controlling both the voltage and current applied to the light emitting element LD. When the light emitting element LD is driven, it is first driven with a voltage and then with a current. By making the voltage drive voltage application time adjustable, the voltage application time according to the mounting state of the light emitting element LD is appropriately set as in the case where the wiring from the LDOUT end to the laser in FIG. Can be set.
[0062]
The voltage application time adjustment circuit 80 includes two sets of a delay circuit 81 and an exclusive OR circuit 82. The two delay circuits 81 are connected by an inverter 83 as illustrated. The delay circuit 81 receives the voltage application time signal and the modulation signal, and delays the modulation signal according to the voltage application time signal. The exclusive OR of the output signal of one delay circuit 81 and the modulation signal is taken, and the switch SW2 is turned on by the output signal. As a result, the output signal has a first pulse rising at the rising edge of the modulation signal, a first pulse falling at the rising edge of the delayed modulation signal, and a second pulse falling at the falling edge of the delayed modulation signal. appear. That is, the voltage is applied at the rise and fall of the modulation signal with the same pulse width as the delay time of the delay circuit 81. In this way, it is possible to set an appropriate voltage application time. Similarly, the switch SW1 can be controlled by the action of the other delay circuit 81 and the exclusive OR circuit 82, and an OFF bias is supplied to control the operation of the light emitting element LD from on to off (speeding up). .
[0063]
The current generation circuit 70 receives the differential voltage for each current output from the common control potential setting circuit 200 shown in FIG. 13, and generates a current corresponding to the differential voltage. The operational amplifier 34 and the constant current source 32 of the current generation circuit 70 receive the differential voltage formed by the reference common potential and the reference offset potential, and generate an offset current corresponding to the differential voltage. The offset current flows to the load 24 via the switch SW16. The terminal potential of the capacitor C2 is determined in accordance with the offset current, whereby the driving voltage applied to the light emitting element LD by the capacitor C2 functioning as a voltage source can be adjusted. By adjusting the drive voltage, you can overshoot the drive pulse and follow the laser to a short pulse width to improve the reproducibility of highlights, and set the drive voltage slightly larger to make the image outline It can also be used for image quality adjustment by appropriately setting these according to the image, such as emphasis. The operational amplifier 35 and the current source 31 receive a differential voltage formed by the reference common potential and the reference bias potential via the switch 75, and generate a bias current corresponding to the differential voltage. Further, the current source 31 that has received the OFF bias voltage set by the voltage source in the drawing connected to the switch 75 generates a laser drive current according to the OFF bias voltage.
[0064]
As described above, the light quantity control device according to the twelfth embodiment detects abnormalities with high accuracy while identifying the actions and effects according to the first to tenth embodiments, that is, the lasers described above. It is a device with various features.
[0065]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, an abnormal laser can be identified by associating a time-series signal reflecting a laser driving state at the time of light amount control with a scanning signal from the main scanning control at the light amount control. Provided is a light amount control device capable of detecting an abnormal state with high accuracy by detecting an output side in addition to detecting a negative feedback state at the time of automatic light amount control as a driving state, and an image forming apparatus using the same. be able to.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a light amount control apparatus according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of a light amount control apparatus according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a detailed circuit diagram of the configuration of FIG. 2 according to the third embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of a light amount control apparatus according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a diagram showing a configuration of a light amount control apparatus according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a light amount control apparatus according to a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a light amount control apparatus according to a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a light amount control apparatus according to an eighth embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration of a light amount control apparatus according to a ninth embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a light amount control apparatus according to a tenth embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a light amount control apparatus according to an eleventh embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a waveform diagram showing an operation of the light amount control apparatus according to the eleventh embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a block diagram showing an overall configuration of a light amount control apparatus according to a twelfth embodiment of the present invention.
14 is a diagram showing an internal configuration of the driver shown in FIG. 13;
FIG. 15 is a diagram illustrating a configuration example of a laser scanning system in laser holography, which is an aspect of an image forming apparatus including the light amount control device of the present invention, and sensor outputs.
[Explanation of symbols]
11 Photoreceiver LD1, LD2 Light emitting element 110 Drive circuit
113₁, 113₂  Driving circuit
1000 driving circuit, 800 association circuit, 900 scanning circuit
950 Scan control circuit, 850 Final status notification circuit
110, 114₁, 114₂    switch
620 input range detection circuit, 640 output range detection circuit
701, 702, 144₁144₂, 710, 711, 704, 705, 707, 708 comparators,
703 Differential output amplifier
706, 709 Differential amplifier
713 Buffer
714 Balance-unbalance conversion amplifier (operating as a differential amplifier combining 703)
10 Light quantity control device LD1-LD32 Light emitting element
100₁~ 100₃₂  Driver 200 Common control potential setting circuit
211 Operational Amplifier (Op Amp) 212, 213 Constant Current Source
214, 215 Load 216 Constant voltage source
300 Current amplifier 400 Light intensity monitor
500 Forced lighting circuit 600 APC circuit
61 Operational amplifier SWfb1 to SWfb32 switch
Cfb32 to Cfb32 capacitors
Vref, Vref1, Vref2 APC reference voltage
150 Bus COUT terminal Cd₁~ Cd₃₂  Capacitor
LDOUT terminal LDCOM terminal 105 Load
PD receiver SW19 Switch 21, 22 Multiplier
30 Current source 26 Operational amplifier 28 Inverter
80 Voltage application time adjustment circuit 81 Delay circuit
82 Exclusive OR circuit 70 Current generation circuit
75 Bias current setting switch
34 operational amplifier 32 constant current source 24 load
35 operational amplifier 900 bias circuit
31 Current source R11, R21 Resistor C11,
Cd, C1, C2, C3-1, C4-1, C3-2, C4-2 capacitors
SW1, SW2, SW3, SW5-1, SW5-2, SW5-3, SW5-4, SW6-1, SW6-2, SW6-3, SW6-4, SW7, SW8, SW11, SW11-1, SW11- 2, SW12, SW13, SW15-1, SW15-2, SW16 switch

Claims

Based on a plurality of light emitting elements, a common light receiving element for receiving light from the plurality of light emitting elements, a scanning circuit for sequentially lighting the plurality of light emitting elements, a light reception signal from the light receiving element and a signal corresponding to the target light amount In a light quantity control device comprising an error amplifier for creating a control signal at the time of light quantity control, and a driving means for driving a light emitting element selected by the scanning circuit based on the control signal,
A time series signal relating to driving that reflects a driving state of the light emitting element; and a correspondence circuit that associates a final value of each time series signal with the plurality of light emitting elements based on a scanning signal to the scanning circuit. A light quantity control device characterized by that.

The light quantity control device according to claim 1, wherein the corresponding circuit is a counter.

The light quantity control device according to claim 1, wherein the time series signal is a signal based on a light quantity monitor signal.

The light quantity control device according to claim 1, wherein the time series signal is a signal based on a drive current.

2. The light quantity control device according to claim 1, wherein the time series signal is a signal based on an input differential voltage of the differential amplifier.

6. The light quantity control device according to claim 1, further comprising a detection circuit that detects whether or not negative feedback control of the error amplifier is normally performed based on an output voltage of the output voltage of the error amplifier .

The association circuit outputs a signal indicating a state of a light emitting element for each light emitting element according to a final value of each of the time series signals associated with the plurality of light emitting elements and an output signal of the detection circuit. Item 7. The light quantity control device according to item 6 .

6. The light quantity according to claim 5, wherein the differential voltage range of the differential amplifier is set by increasing the control potential of the active load at the first stage of the differential amplifier to be more than 1/2 of the differential current source current value. Control device.

The light quantity control device according to claim 8, further comprising a circuit that cancels an offset in a differential input of the operational amplifier.