JP4427277B2

JP4427277B2 - Semiconductor laser driving device and image forming apparatus using the semiconductor laser driving device

Info

Publication number: JP4427277B2
Application number: JP2003173452A
Authority: JP
Inventors: 浩明京極; 順一池田
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Co Ltd
Priority date: 2003-06-18
Filing date: 2003-06-18
Publication date: 2010-03-03
Anticipated expiration: 2023-06-18
Also published as: JP2005011943A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、レーザプリンタやデジタル複写機等の光書き込み装置をなす画像形成装置に使用される半導体レーザの駆動制御を行う半導体レーザ駆動装置に関し、特にレーザ出力の制御を高速でかつ安定に行うことができる光量制御装置を備えた半導体レーザ駆動装置及びその半導体レーザ駆動装置を使用した画像形成装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、半導体レーザのレーザ光を画像信号に応じて記録媒体上に露光走査して画像を記録するレーザ記録装置においては、そのレーザ出力を一定にするための制御を行う光量制御装置が備えられている。該光量制御装置は、一般に半導体レーザに対して定常的に供給するバイアス電流と画像情報に応じて変調して供給する変調電流とからなる動作電流を、実際のレーザ出力状態を検知しながら適宜調整することによって、所望のレーザ出力が常に安定して得られるようになっていた。
【０００３】
このような光量制御装置の場合、バイアス電流は半導体レーザが急激に発光し始めるときのしきい値電流ｉｔｈよりも小さい値で、かつ該しきい値電流ｉｔｈの値に、より近い値であるほど画像形成時における半導体レーザの入力パルス信号に対する応答特性がよくなることが知られている。このため、バイアス電流値は、通常、しきい値電流ｉｔｈの値よりも若干小さい値に設定されている。
【０００４】
一方、この種のレーザ記録装置においては、半導体レーザのレーザ出力が該半導体レーザのおかれている環境温度の変化により変動してしまうという問題があった。すなわち、半導体レーザは図１８の実線で示すような電流−光出力特性を示し、半導体レーザの駆動電流ｉｏｐが(バイアス電流ｉｂ＋変調電流ｉｓ)のときに所定の光出力(光量)Ｐｏが得られるようになっているが、環境温度の変化によって該電流−光出力特性が、例えば図１８の点線で示すように変動してしまう。このような変動が生じた場合には、同じ駆動電流ｉｏｐを半導体レーザに供給していたのでは、半導体レーザの光出力も変動してしまい、所定の光出力Ｐｏが得られなくなる。その結果、記録した画像の画質が一定でなくなっていた。
【０００５】
そこで、環境温度が変化した際には、まずバイアス電流を制御して対応する半導体レーザの光量制御を行う技術として、環境温度が変化するような期間をおいて定期的に半導体レーザのしきい値電流の検出を行い、該検出したしきい値電流の値から所定の電流を減算した電流をバイアス電流として常時流すようにしていた（例えば、特許文献１参照。）。しかし、このような制御技術では、バイアス電流や変調電流の制御、すなわち光量の制御を、連続した数１０枚の画像記録を行った後に行うため、この間に温度変動があった場合、光量が変動してしまうという問題があった。
【０００６】
また、半導体レーザのしきい値電流を検出する際に、半導体レーザを駆動する電流を一定間隔で増加させ、目標光量を超えた２段階先の光量からしきい値電流を算出しており、半導体レーザの過発光による劣化の恐れがあった。また常時、半導体レーザにしきい値電流付近の電流を流した場合、おおよそ５００μＷ以下の半導体レーザのＬＥＤ発光によって感光体が反応し、いわゆる地肌汚れが発生する可能性があった。更に、常時、半導体レーザにしきい値電流付近の電流を流すことにより、半導体レーザの寿命が短くなる可能性もあった。
【０００７】
このような地肌汚れの問題を解決するために、地肌汚れを考慮してバイアス電流を数ｍＡ以下に小さくし、バイアス電流が小さいことでレーザ光の応答性が悪くなる対策として、半導体レーザを発光させる直前に半導体レーザのしきい値電流付近の電流を発生させて半導体レーザを活性化させることにより、レーザ光の応答性を改善する技術が開示されている（例えば、特許文献２参照。）。
【０００８】
【特許文献１】
特許第３３６５０９４号
【特許文献２】
特開２００３−６０２８９号公報
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような制御技術では、レーザ光の応答性はよいが、バイアス電流が小さいために、半導体レーザが連続した消灯状態から、連続した点灯状態に推移した場合、半導体レーザの発熱に起因し、同じ動作電流に対する半導体レーザの発光量が変動する、いわゆるドループ特性の劣化が顕著になるという問題があった。
【００１０】
本発明は、上記のような問題を解決するためになされたものであり、半導体レーザの発光電流検出時に半導体レーザの過発光による劣化がなく、環境温度が変化しても短い時間間隔で光量制御を行うことで光量変動がなく、ドループ特性を良好に保つが地肌汚れを発生させない適切なレベルにバイアス電流を制御し、レーザ光の応答性のよい、すなわちレーザ発光までの遅延時間の少ない半導体レーザ駆動装置及びその半導体レーザ駆動装置を使用した画像形成装置を得ることを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る半導体レーザ駆動装置は、半導体レーザから所望の発光量が得られるように該半導体レーザに供給する電流を制御して、半導体レーザの駆動制御を行う半導体レーザ駆動装置において、
前記半導体レーザの発光量を検出し、該発光量が設定値になるようにバイアス電流ｉｓｈを生成して該半導体レーザに常時供給するバイアス電流生成回路部と、
前記半導体レーザの発光を指示する外部からの発光信号を所定の第１の遅延時間ＴＤ１だけ遅延させて供給する第１の遅延回路部と、
入力された信号に応じた、前記半導体レーザを発光させるための発光電流ｉηを生成し、該第１の遅延回路部からの出力信号に応じて該生成した発光電流ｉηを前記半導体レーザに供給する発光電流生成回路部と、
該発光電流生成回路部で生成された発光電流ｉηに対する所定の第１補助電流ｉｓｕｂ１を生成し前記発光電流ｉηと同時に前記第１の遅延回路部からの出力信号に応じて前記半導体レーザに出力する第１補助電流生成回路部と、
前記発光信号が半導体レーザの点灯を示した場合、所定の第２補助電流ｉｓｕｂ２を生成して前記半導体レーザに供給する第２補助電流生成回路部と、
前記半導体レーザの発光特性を検出して発光電流ｉηの電流値を得る発光電流検出動作を行い、前記発光電流生成回路部に対して、該得られた電流値の発光電流ｉηを出力させる発光電流検出回路部と、
を備え、
前記第１補助電流ｉｓｕｂ１と第２補助電流ｉｓｕｂ２との和は前記半導体レーザの発振しきい値電流ｉｔｈ以下であり、前記バイアス電流ｉｓｈと第２補助電流ｉｓｕｂ２との和は前記半導体レーザの発振しきい値電流ｉｔｈ未満であり、前記バイアス電流生成回路部は、バイアス電流ｉｓｈ、発光電流ｉη、第１補助電流ｉｓｕｂ１及び第２補助電流ｉｓｕｂ２の和電流による半導体レーザの発光量が所定値になるように、前記バイアス電流ｉｓｈを生成して出力するものである。
【００１３】
また、前記第１の遅延回路部からの出力信号を所定の第２の遅延時間ＴＤ２だけ遅延させて出力する第２の遅延回路部を備え、前記第２補助電流生成回路部は、前記発光信号が半導体レーザの消灯を示した場合、該第２の遅延回路部からの出力信号に応じて第２補助電流ｉｓｕｂ２の出力を停止するようにしてもよい。
【００１４】
また、前記半導体レーザの発光を指示する外部からの発光信号を所定の第２の遅延時間（ＴＤ１＋ＴＤ２）だけ遅延させて出力する第２の遅延回路部を備え、前記第２補助電流生成回路部は、前記発光信号が半導体レーザの消灯を示した場合、該第２の遅延回路部からの出力信号に応じて第２補助電流ｉｓｕｂ２の出力を停止するようにしてもよい。
【００１５】
一方、前記バイアス電流生成回路部は、
前記半導体レーザの発光量の検出を行い、該検出した発光量に応じた電圧を生成して出力する発光量検出回路部と、
入力された制御信号に応じて、外部から入力された所定の基準電圧Ｖｒｅｆを所定の比１／Ｎで減衰させて出力する減衰回路部と、
前記発光量検出回路部からの出力電圧及び該減衰回路部からの出力電圧を比較し、該比較結果に応じた電圧を生成して出力する比較回路部と、
入力された制御信号に応じて、該比較回路部からの出力信号に対してサンプルホールド動作を行うサンプルホールド回路部と、
該サンプルホールド回路部からの出力電圧に応じた前記バイアス電流ｉｓｈを生成して出力する電圧−電流変換回路部と、
を備えるようにした。
【００１６】
この場合、前記発光電流検出回路部は、
前記半導体レーザの発光特性を検出する発光電流検出時に、
前記発光電流生成回路部、第１補助電流生成回路部及び第２補助電流生成回路部に対してそれぞれ電流出力を停止させ、
前記減衰回路部に対して基準電圧Ｖｒｅｆを所定の比１／Ｎで減衰した電圧を出力させたときのバイアス電流ｉｓｈの電流値ｉｓｈ１を検出し、
前記バイアス電流生成回路部に対してバイアス電流ｉｓｈを電流値ｉｓｈ１で固定させ、
前記発光電流生成回路部に対して生成した発光電流ｉηを出力させると共に第１補助電流生成回路部及び第２補助電流生成回路部に対してそれぞれ電流出力を停止させた状態で、前記減衰回路部に対して基準電圧Ｖｒｅｆを出力させたときのバイアス電流ｉｓｈと発光電流ｉηの和電流を検出し、
前記発光電流生成回路部から出力される発光電流ｉηの電流値を変え、所望の発光量が得られる該和電流の電流値から前記バイアス電流値ｉｓｈ１を減算した電流値を前記発光電流生成回路部から出力させるようにした。
【００１７】
また、前記発光電流検出回路部は、電源投入から発光電流検出動作が開始されるまでの間、前記バイアス電流生成回路部、発光電流生成回路部、第１補助電流生成回路部及び第２補助電流生成回路部に対して半導体レーザへの電流供給を停止させるようにした。
【００１８】
また、前記発光電流検出回路部は、発光電流検出動作時に、前記基準電圧Ｖｒｅｆが所定の電圧以下である場合、該発光電流検出動作を停止すると共に、前記バイアス電流生成回路部、発光電流生成回路部、第１補助電流生成回路部及び第２補助電流生成回路部に対して半導体レーザへの電流供給を停止させるようにしてもよい。
【００１９】
前記発光電流検出回路部は、発光電流検出動作時に、前記基準電圧Ｖｒｅｆが所定の電圧以下である場合、異常であることを示す所定の信号を外部に出力するようにしてもよい。
【００２０】
また、前記発光電流検出回路部は、発光電流検出動作時に、前記基準電圧Ｖｒｅｆを所定の比１／Ｎで減衰させた電圧に応じたバイアス電流ｉｓｈの電流値を検出したときに該検出した電流値が所定値未満である場合、該発光電流検出動作を停止すると共に、前記バイアス電流生成回路部、発光電流生成回路部、第１補助電流生成回路部及び第２補助電流生成回路部に対して半導体レーザへの電流供給を停止させるようにしてもよい。
【００２１】
前記発光電流検出回路部は、発光電流検出動作時に、前記基準電圧Ｖｒｅｆを所定の比１／Ｎで減衰させた電圧に応じたバイアス電流ｉｓｈの電流値を検出したときに該検出した電流値が所定値未満である場合、異常であることを示す所定の信号を外部に出力するようにしてもよい。
【００２２】
また、前記発光電流検出回路部は、発光電流検出動作時に、所望の発光量が得られる前記和電流の電流値から前記バイアス電流値ｉｓｈ１を減算した電流値が所定値を超えると、該発光電流検出動作を停止すると共に、前記バイアス電流生成回路部、発光電流生成回路部、第１補助電流生成回路部及び第２補助電流生成回路部に対して半導体レーザへの電流供給を停止させるようにしてもよい。
【００２３】
前記発光電流検出回路部は、発光電流検出動作時に、所望の発光量が得られる前記和電流の電流値から前記バイアス電流値ｉｓｈ１を減算した電流値が所定値を超えると、異常であることを示す所定の信号を外部に出力するようにしてもよい。
【００２４】
また、前記発光電流生成回路部は、電流出力型のＤ／Ａコンバータをなし、前記発光電流検出回路部は、該Ｄ／Ａコンバータにデータを出力して所望の電流値の発光電流ｉηを出力させるようにした。
【００２５】
この場合、前記Ｄ／Ａコンバータは、出力電流のフルスケール値が前記基準電圧Ｖｒｅｆに比例し、前記発光電流生成回路部は、該基準電圧Ｖｒｅｆに応じた発光電流ｉηを生成して出力する。
【００２６】
また、前記減衰回路部、比較回路部、サンプルホールド回路部、電圧−電流変換回路部、第１遅延回路部、発光電流生成回路部、第１補助電流生成回路部、第２補助電流生成回路部及び発光電流検出回路部は、１つのＩＣに集積されるようにしてもよい。
【００２７】
また、前記サンプルホールド回路部は、比較回路部の出力電圧で充電されるホールドコンデンサ、及び比較回路部の出力端と該ホールドコンデンサとの接続制御を行うスイッチ回路を備え、該ホールドコンデンサは前記ＩＣの外部に設けられるようにしてもよい。
【００２８】
また、前記発光電流生成回路部は、出力する発光電流ｉηの振幅を設定する回路を備え、該回路は前記ＩＣの外部に設けられるようにしてもよい。
【００２９】
また、前記第２補助電流生成回路部は、出力する第２補助電流ｉｓｕｂ２の電流値を調整する回路を備え、該回路は前記ＩＣの外部に設けられるようにしてもよい。
【００３０】
また、この発明に係る画像形成装置は、半導体レーザから所望の発光量が得られるように該半導体レーザに供給する電流を制御して、半導体レーザの駆動制御を行う半導体レーザ駆動装置を有する画像形成装置において、
前記半導体レーザ駆動装置は、
前記半導体レーザの発光量を検出し、該発光量が設定値になるようにバイアス電流ｉｓｈを生成して該半導体レーザに常時供給するバイアス電流生成回路部と、
前記半導体レーザの発光を指示する外部からの発光信号を所定の第１の遅延時間ＴＤ１だけ遅延させて出力する第１の遅延回路部と、
入力された信号に応じた、前記半導体レーザを発光させるための発光電流ｉηを生成し、該第１の遅延回路部からの出力信号に応じて該生成した発光電流ｉηを前記半導体レーザに供給する発光電流生成回路部と、
該発光電流生成回路部で生成された発光電流ｉηに対する所定の第１補助電流ｉｓｕｂ１を生成し前記発光電流ｉηと同時に前記第１の遅延回路部からの出力信号に応じて前記半導体レーザに供給する第１補助電流生成回路部と、
前記発光信号が半導体レーザの点灯を示した場合、所定の第２補助電流ｉｓｕｂ２を生成して前記半導体レーザに供給する第２補助電流生成回路部と、
前記半導体レーザの発光特性を検出して発光電流ｉηの電流値を得る発光電流検出動作を行い、前記発光電流生成回路部に対して、該得られた電流値の発光電流ｉηを出力させる発光電流検出回路部と、
を備え、
前記第１補助電流ｉｓｕｂ１と第２補助電流ｉｓｕｂ２との和は前記半導体レーザの発振しきい値電流ｉｔｈ以下であり、前記バイアス電流ｉｓｈと第２補助電流ｉｓｕｂ２との和は前記半導体レーザの発振しきい値電流ｉｔｈ未満であり、前記バイアス電流生成回路部は、バイアス電流ｉｓｈ、発光電流ｉη、第１補助電流ｉｓｕｂ１及び第２補助電流ｉｓｕｂ２の和電流による半導体レーザの発光量が所定値になるように、前記バイアス電流ｉｓｈを生成して出力するものである。
【００３１】
【発明の実施の形態】
次に、図面に示す実施の形態に基づいて、本発明を詳細に説明する。
第１の実施の形態．
図１は、本発明の第１の実施の形態における半導体レーザ駆動装置を使用した例を示した図であり、図１では、画像形成装置をなすレーザ記録装置を例にして示している。
図１のレーザ記録装置１において、半導体レーザであるレーザダイオードＬＤより照射されるレーザ光Ｌ１は、高速で定速回転する回転多面鏡(ポリゴンミラー)２で偏向され、結像レンズとしてのｆθレンズ３を通り、感光体４の表面に集光結像する。回転多面鏡２で偏向されたレーザ光は、感光体４が回転する方向と直交する方向(主走査方向)に露光走査され、画像信号のライン単位の記録を行う。感光体４の回転速度と記録密度に対応した所定の周期で主走査を繰り返すことによって、感光体４表面上に画像(静電潜像)が形成される。
【００３２】
感光体４の一端近傍におけるレーザビームが照射される位置に、主走査同期信号Ｓ１を発生するビームセンサ５が配置されている。画像入力装置６は、画像を形成するために必要なレーザダイオードＬＤの光量を制御するために必要な信号を、レーザダイオードＬＤの駆動制御を行う半導体レーザ駆動装置７に出力する。画像入力装置６は、該主走査同期信号Ｓ１をもとに主走査方向の画像記録タイミングの制御及び画像信号の入出力を行うための制御信号の生成を行う。一方、レーザダイオードＬＤに、レーザダイオードＬＤの温度を測る温度センサ８を設け、レーザダイオードＬＤの温度変化に応じて半導体レーザ駆動装置７に後述の発光電流検出動作を行わせるようにしている。
【００３３】
すなわち、レーザダイオードＬＤの特性は温度によって変化するため、画像入力装置６は、半導体レーザ駆動装置７に対して発光電流検出動作を温度変化に応じて行わせ、レーザダイオードＬＤの温度変化による微分量子効率の変動によるレーザダイオードＬＤのオフセット発光（ＬＥＤ発光）の不具合を回避するようにしている。この場合、温度センサ８を設けなくても、温度変化はある程度予測できることから、画像入力装置６は、半導体レーザ駆動装置７に対して、一定の時間間隔でレーザダイオードＬＤの発光電流検出動作を行わせたり、印刷枚数や印刷ドット数をカウントして温度変化を予測することによりレーザダイオードＬＤの発光電流検出動作を行わせるようにしてもよい。なお、半導体レーザ駆動装置７は、画像入力装置６からリセット信号ＲＥＳ、発光信号ＳＬ及びＡＰＣ実行信号ＳＡ等がそれぞれ入力されている。
【００３４】
半導体レーザ駆動装置７は、図２で示すように、電源投入後、リセット信号ＲＥＳがハイ（Ｈｉｇｈ）レベルからロー（Ｌｏｗ）レベルに立ち下がってリセット動作が解除されてから、ＡＰＣ実行信号ＳＡが最初にハイレベルになると、発光電流検出動作を開始し、レーザダイオードＬＤに対して発光電流を検出するための点灯を行う。半導体レーザ駆動装置７は、電源が投入されてから発光電流検出動作が完了するまでは画像入力装置６からの発光信号ＳＬを無視し、発光電流検出動作が完了すると発光信号ＳＬに応じてレーザダイオードＬＤの発光制御を行う。ただし、半導体レーザ駆動装置７は、画像入力装置６からのＡＰＣ実行信号ＳＡがＡＰＣ動作の実行を示すハイレベルである間は、発光信号ＳＬに関係なくレーザダイオードＬＤを発光させる。
【００３５】
図３は、本発明の第１の実施の形態における半導体レーザ駆動装置の例を示した図であり、図１の半導体レーザ駆動装置７の内部構成例を示している。なお、図３では、レーザダイオードＬＤのアノードとフォトダイオードＰＤのカソードが共通になったいわゆるアノードコモンタイプのＬＤユニットを例にして示している。
【００３６】
図３において、半導体レーザ駆動装置７は、比較回路１１と、アナログスイッチＡＳＷと、比較回路１１の出力電圧を記憶するホールドコンデンサＣと、該ホールドコンデンサＣの放電制御を行うＮＭＯＳトランジスタ１４と、レーザダイオードＬＤへのバイアス電流ｉｓｈを生成して出力する電圧−電流変換回路１５と、レーザダイオードＬＤの発光量を電流に変換するフォトダイオードＰＤと、該フォトダイオードＰＤで変換された電流を電圧Ｖｐｄに変換する可変抵抗１６と、分圧回路１７とを備えている。
【００３７】
なお、比較回路１１、アナログスイッチＡＳＷ、ホールドコンデンサＣ、ＮＭＯＳトランジスタ１４、電圧−電流変換回路１５、フォトダイオードＰＤ、可変抵抗１６及び分圧回路１７はバイアス電流生成回路部をなし、アナログスイッチＡＳＷ及びホールドコンデンサＣはサンプルホールド回路部を、フォトダイオードＰＤ及び可変抵抗１６は発光量検出回路部を、分圧回路１７は減衰回路部をそれぞれなす。
【００３８】
また、半導体レーザ駆動装置７は、入力されたデータに応じた発光電流ｉηを生成して出力する発光電流生成回路１８と、第１補助電流ｉｓｕｂ１を生成して出力する第１補助電流生成回路１９と、第２補助電流ｉｓｕｂ２を生成して出力する第２補助電流生成回路２０と、発光電流生成回路１８に対して電流の出力制御を行う第１制御回路２４と、第１補助電流生成回路１９に対して電流の出力制御を行う第２制御回路２５と、第２補助電流生成回路２０に対して電流の出力制御を行う第３制御回路２６と、アナログスイッチＡＳＷのスイッチング制御を行う第４制御回路２７とを備えている。
【００３９】
更に、半導体レーザ駆動装置７は、ＮＭＯＳトランジスタ１４、分圧回路１７、第１〜第４制御回路２４〜２７の動作制御を行う発光電流検出回路２８と、入力された信号を所定の遅延時間ＴＤ１だけ遅延させて出力する第１遅延回路２９と、入力された信号を所定の遅延時間ＴＤ２だけ遅延させて出力する第２遅延回路３０と、ＯＲ回路３１，３２と、加算器をなす演算回路３３と、所定のクロック信号ＣＬＫを生成して発光電流検出回路２８に出力するクロック信号生成回路３４とを備えている。第１遅延回路２９、第２遅延回路３０及びＯＲ回路３１，３２は遅延回路３５を形成している。なお、遅延時間ＴＤ１及びＴＤ２は、ＴＤ１＞ＴＤ２となるように設定されている。また、遅延回路３５は、第１及び第２の遅延回路部をなす。
【００４０】
分圧回路１７は、発光電流検出回路２８からの制御信号Ｓｄに応じて画像入力装置６から入力された目標光量設定用の基準電圧Ｖｒeｆを１／Ｎ（Ｎは、Ｎ＞１）に分圧して比較回路１１の一方の入力端に出力し、比較回路１１の他方の入力端には可変抵抗１６で変換された電圧Ｖｐｄが入力され、比較回路１１の出力端はアナログスイッチＡＳＷを介して電圧−電流変換回路１５に接続されている。
【００４１】
アナログスイッチＡＳＷと電圧−電流変換回路１５との接続部と接地電圧との間にはホールドコンデンサＣとＮＭＯＳトランジスタ１４が並列に接続されており、ＮＭＯＳトランジスタ１４のゲートは発光電流検出回路２８に接続され制御信号Ｓｃが入力されている。電圧−電流変換回路１５のバイアス電流ｉｓｈは、演算回路３３に出力される。アナログスイッチＡＳＷは、第４制御回路２７からの制御信号に応じてスイッチングを行う。
【００４２】
一方、電源電圧ＶＣＣには、フォトダイオードＰＤのカソードが接続され、フォトダイオードＰＤのアノードと接地電圧との間には可変抵抗１６が接続され、フォトダイオードＰＤと可変抵抗１６との接続部の電圧Ｖｐｄが比較回路１１の対応する入力端に入力されている。また、電源電圧ＶＣＣにはレーザダイオードＬＤのアノードが接続され、レーザダイオードＬＤのカソードは演算回路３３に接続され、レーザダイオードＬＤは、演算回路３３によってＬＤ駆動電流ｉｏｐが供給される。
【００４３】
発光電流生成回路１８は、発光電流検出回路２８から入力されたデジタルデータ信号ＳＤ０〜ＳＤｎ（ｎは、０を含む自然数）に応じたレーザダイオードＬＤを発光させるための発光電流ｉηを生成して演算回路３３に出力する。第１制御回路２４は、発光電流生成回路１８に対して、制御信号Ｓｃ１を出力して、生成された発光電流ｉηの演算回路３３への出力制御を行う。
【００４４】
第１補助電流生成回路１９は、第１補助電流ｉｓｕｂ１の電流値を指定する指定信号Ｓａ１が画像入力装置６から入力され、該指定信号Ｓａ１に応じた電流値の第１補助電流ｉｓｕｂ１を生成して演算回路３３に出力する。第２制御回路２５は、第１補助電流生成回路１９に対して、制御信号Ｓｃ２を出力して、生成された第１補助電流ｉｓｕｂ１の演算回路３３への出力制御を行う。
第２補助電流生成回路２０は、第２補助電流ｉｓｕｂ２の電流値を指定する指定信号Ｓａ２が画像入力装置６から入力され、該指定信号Ｓａ２に応じた電流値の第２補助電流ｉｓｕｂ２を生成して演算回路３３に出力する。第３制御回路２６は、第２補助電流生成回路２０に対して、制御信号Ｓｃ３を出力して、生成された第２補助電流ｉｓｕｂ２の演算回路３３への出力制御を行う。
【００４５】
次に、ＯＲ回路３１の２つの入力端には、画像入力装置６からのＡＰＣ実行信号ＳＡ及び発光信号ＳＬが対応して入力されており、ＯＲ回路３１の出力端はＯＲ回路３２の一方の入力端に接続され、ＯＲ回路３１の出力端とＯＲ回路３２の他方の入力端との間には第１遅延回路２９と第２遅延回路３０が直列に接続されている。第１遅延回路２９の出力端は、第１制御回路２４、第２制御回路２５及び第４制御回路２７の対応する入力端にそれぞれ接続され、ＯＲ回路３２の出力端は第３制御回路２６の対応する入力端に接続されている。
【００４６】
また、発光電流検出回路２８は、第１制御回路２４の他方の入力端に制御信号Ｓηを、第２制御回路２５の他方の入力端には制御信号Ｓｓｕｂ１を、第３制御回路２６の他方の入力端に制御信号Ｓｓｕｂ２を、第４制御回路２７の他方の入力端には制御信号Ｓｓｈをそれぞれ出力すると共に、第１〜第４制御回路２４〜２７に選択信号ＳＥＬをそれぞれ出力する。発光電流検出回路２８には、画像入力装置６からリセット信号ＲＥＳ、ＡＰＣ実行信号ＳＡ及び発光信号ＳＬがそれぞれ入力されると共に、クロック生成回路３４からクロック信号ＣＬＫが入力されている。
【００４７】
クロック生成回路３４には、画像入力装置６からリセット信号ＲＥＳ及びＡＰＣ実行信号ＳＡがそれぞれ入力され、クロック生成回路３４は、発光電流検出動作時のみ発光電流検出回路２８にクロック信号ＣＬＫを出力する。なお、図３において、レーザダイオードＬＤ、フォトダイオードＰＤ、可変抵抗１６及びホールドコンデンサＣを除く各部は１つのＩＣに集積されており、ホールドコンデンサＣをも含めて１つのＩＣに集積するようにしてもよい。
【００４８】
このような構成において、図４は、通常動作時における図３の各信号の波形例を示したタイミングチャートであり、図４を用いて通常動作時の動作について説明する。なお、以下、レーザダイオードＬＤが発光する発振しきい値電流（以下、しきい値電流と呼ぶ）をｉｔｈとし、ｉｔｈ＝ｉｓｈ＋ｉｓｕｂ１＋ｉｓｕｂ２となる。
発光電流検出回路２８は、通常動作時においては、分圧回路１７に対して基準電圧Ｖｒｅｆを分圧せずにそのまま出力するように制御信号Ｓｄを出力し、基準電圧Ｖｒｅｆと電圧Ｖｐｄが同じになるように比較回路１１によってバイアス電流ｉｓｈが制御される。
【００４９】
比較回路１１の出力端に接続されたアナログスイッチＡＳＷは、ＡＰＣ実行信号ＳＡに応じてスイッチングが行われる。例えば、アナログスイッチＡＳＷがオンすると、ホールドコンデンサＣは比較回路１１の出力電圧で充電されてサンプリングを行い、アナログスイッチＡＳＷがオフして遮断状態になると、ホールドコンデンサＣは充電した電圧をホールドする。なお、アナログスイッチＡＳＷをオフさせる代わりに比較回路１１の出力端をハイインピーダンス状態にする方法もある。
【００５０】
ホールドコンデンサＣは、外付けにしてもよく、レーザダイオードＬＤの光出力の検知手段であるフォトダイオードＰＤの応答速度に合わせて最適な容量値にする。すなわち、フォトダイオードＰＤの応答速度が速い場合、該容量値を小さくして、比較回路１１の応答を速めることができる。電圧−電流変換回路１５は、ホールドコンデンサＣに貯えられた電荷(電圧)を電流に変換し、バイアス電流ｉｓｈとしてレーザダイオードＬＤの点灯／消灯にかかわらず常時出力する。
【００５１】
レーザダイオードＬＤの発光量を検出する検出手段の１構成であるフォトダイオードＰＤは、レーザダイオードＬＤの発光量に比例したモニタ電流ｉｐｄを発生する。該検出手段のもう１つの構成である可変抵抗１６は、モニタ電流ｉｐｄを電圧Ｖｐｄ（以下、モニタ電圧Ｖｐｄと呼ぶ）に変換して該検出手段の出力となるため、該検出手段の出力電圧であるモニタ電圧ＶｐｄはレーザダイオードＬＤの発光量に比例する。通常動作時においては、分圧回路１７は、発光電流検出回路２８によって、基準電圧Ｖｒｅｆを分圧せずにそのまま出力するように設定され、基準電圧Ｖｒｅｆが比較回路１１の対応する入力端に入力され、比較回路１１の他方の入力端に入力されるモニタ電圧Ｖｐｄが基準電圧Ｖｒｅｆと同じ電圧になるように制御されることから、レーザダイオードＬＤの発光量Ｐｏは、基準電圧Ｖｒｅｆに比例する。
【００５２】
また、発光電流検出回路２８は、通常動作時においては、選択信号ＳＥＬによって、第１制御回路２４及び第２制御回路２５に対して第１遅延回路２９から入力された第１遅延信号ＳＤ１を対応する発光電流生成回路１８及び第１補助電流生成回路１９にそれぞれ出力させると共に、第３制御回路２６に対してＯＲ回路３２から入力された信号Ｓｏｒを第２補助電流生成回路２０に出力させる。また、発光電流検出回路２８は、通常動作時においては、選択信号ＳＥＬによって、第４制御回路２７に対して第１遅延信号ＳＤ１をアナログスイッチＡＳＷに出力させる。
【００５３】
ＡＰＣ動作を実行しないようにＡＰＣ実行信号ＳＡがローレベルのときは、入力された発光信号ＳＬに応じてレーザダイオードＬＤの点灯又は消灯が行われる。まず、発光信号ＳＬがローレベルでレーザダイオードＬＤが消灯しているときには、第１遅延信号ＳＤ１及び第２遅延信号ＳＤ２が共にローレベルであることから、発光電流生成回路１８、第１補助電流生成回路１９及び第２補助電流生成回路２０からの各電流出力が停止し、アナログスイッチＡＳＷもオフして遮断状態になる。このため、演算回路３３に入力される電流は電圧−電流変換回路１５から出力されたバイアス電流ｉｓｈのみであり、演算回路３３は、バイアス電流ｉｓｈをＬＤ駆動電流ｉｏｐとしてレーザダイオードＬＤに供給する。
【００５４】
次に、発光信号ＳＬはローレベルからハイレベルに立ち上がると、ＯＲ回路３２の出力信号Ｓｏｒがハイレベルに立ち上がり、第２補助電流生成回路２０から演算回路３３に第２補助電流ｉｓｕｂ２が出力される。このため、演算回路３３に入力される電流はバイアス電流ｉｓｈと第２補助電流ｉｓｕｂ２であり、演算回路３３は、バイアス電流ｉｓｈに第２補助電流ｉｓｕｂ２を加算した電流をＬＤ駆動電流ｉｏｐとしてレーザダイオードＬＤに供給する。
【００５５】
次に、発光信号ＳＬがハイレベルに立ち上がってから第１遅延時間ＴＤ１後に第１遅延信号ＳＤ１がハイレベルに立ち上がり、発光電流生成回路１８から発光電流ｉηが、第１補助電流生成回路１９から第１補助電流ｉｓｕｂ１がそれぞれ演算回路３３に出力される。このため、演算回路３３に入力される電流はバイアス電流ｉｓｈ、第２補助電流ｉｓｕｂ２、発光電流ｉη及び第１補助電流ｉｓｕｂ１となり、演算回路３３は、バイアス電流ｉｓｈ、第２補助電流ｉｓｕｂ２、発光電流ｉη及び第１補助電流ｉｓｕｂ１を加算した電流をＬＤ駆動電流ｉｏｐとしてレーザダイオードＬＤに供給し、レーザダイオードＬＤは発光する。なお、第２遅延信号ＳＤ２は、第１遅延信号ＳＤ１がハイレベルに立ち上がってから遅延時間ＴＤ２後にハイレベルに立ち上がる。
【００５６】
なお、図３では、ＡＰＣ実行信号ＳＡがローレベルであっても、発光信号ＳＬがハイレベルに立ち上がってから第１遅延時間ＴＤ１後に第１遅延信号ＳＤ１がハイレベルに立ち上がると、アナログスイッチＡＳＷがオンするが、ＡＰＣ実行信号ＳＡがローレベルである場合、第１遅延信号ＳＤ１がハイレベルに立ち上がってもアナログスイッチＡＳＷがオンしない論理にしてもよい。
【００５７】
次に、発光信号ＳＬがハイレベルからローレベルに立ち下がると、第１遅延信号ＳＤ１は遅延時間ＴＤ１後にローレベルに立ち下がり、発光電流生成回路１８は演算回路３３への発光電流ｉηの出力を、第１補助電流生成回路１９は演算回路３３への第１補助電流ｉｓｕｂ１の出力をそれぞれ停止する。このため、演算回路３３に入力される電流はバイアス電流ｉｓｈと第２補助電流ｉｓｕｂ２であり、演算回路３３は、バイアス電流ｉｓｈに第２補助電流ｉｓｕｂ２を加算した電流をＬＤ駆動電流ｉｏｐとしてレーザダイオードＬＤに供給し、レーザダイオードＬＤは消灯する。
【００５８】
更に第２遅延時間ＴＤ２が経過すると、第２遅延信号ＳＤ２がローレベルに立ち下がると同時に出力信号Ｓｏｒがローレベルに立ち下がり、第２補助電流生成回路２０は演算回路３３への第２補助電流ｉｓｕｂ２の出力を停止する。このため、演算回路３３に入力される電流はバイアス電流ｉｓｈのみとなり、演算回路３３は、バイアス電流ｉｓｈをＬＤ駆動電流ｉｏｐとしてレーザダイオードＬＤに供給する。
【００５９】
図２で示したように、電源投入後、最初のハイレベルのＡＰＣ実行信号ＳＡにより、発光電流ｉηの検出を行うため、発光電流検出回路２８は、通常、周囲温度が低い(常温に近い)状態で発光電流ｉηの設定を行う。発光電流ｉηの検出には一定の期間を要するのと、発光電流ｉηの検出のために発光信号ＳＬに関係なくレーザダイオードＬＤを連続点灯させることから、画像記録中や連続記録中の紙間に発光電流検出動作を挿入することができず、長時間連続記録した場合、周辺機器の発熱によって発光電流ｉηを検出したときよりも周囲温度が上昇する場合があった。
【００６０】
レーザダイオードＬＤの特性として、温度が上昇するとしきい値電流ｉｔｈが増加する。発光電流検出回路２８は、発光電流検出動作を行って発光電流ｉηの検出を行い、検出した発光電流ｉηの電流値はＤＡＣコードとして記憶し、次の発光電流検出を行うまでは発光電流ｉηは固定値になる。しかし、駆動電流ｉｏｐは、ＡＰＣ実行信号ＳＡによって、アナログスイッチＡＳＷ及びホールドコンデンサＣからなるサンプルホールド回路並びに電圧−電流変換回路１５から生成されるバイアス電流ｉｓｈで補正される。
【００６１】
図１で説明したように、レーザダイオードＬＤのレーザ光を記録媒体上に露光走査して画像を記録する場合、画像の位置検出用信号である主走査同期信号Ｓ１を生成するために、画像を記録する前の非画像領域で１ラインごとに一定期間レーザダイオードＬＤを連続点灯させる強制点灯期間がある。通常、この強制点灯期間を利用してＡＰＣ動作を実行し光量補正を行う。強制点灯期間を制御する信号である強制点灯信号は、発光信号ＳＬとは独立した信号として設定される場合が多い。
【００６２】
前記強制点灯信号をＡＰＣ実行信号ＳＡとすることで、１ラインごと又は数ラインごとにＡＰＣ動作を実行して光量補正を行うことができるため、発光電流検出後に、周囲温度が上昇し、レーザダイオードＬＤのしきい値電流ｉｔｈが増加した場合でも、レーザダイオードＬＤ点灯時の光量を常に正確に制御することができる。しかし、レーザダイオードＬＤの特性として、温度が上昇すると発光電流ｉηに対する発光量の変化率である微分効率(ｍＷ／ｍＡ)が低下するという問題がある。すなわち、レーザダイオードＬＤから同じ発光量を得るためには、常温よりも高温の方が発光電流ｉηを大きくする必要がある。
【００６３】
しかし、発光電流の検出を行うことによって発光電流ｉηの電流値がＤＡＣコードとして発光電流検出回路２８に記憶され、次の発光電流検出まで発光電流ｉηは固定値になることから、温度が変動するとレーザダイオードＬＤの発光量に誤差を生じる。
図５に、常温時と高温時のＬＤ駆動電流ｉｏｐとレーザダイオードＬＤの発光量Ｐｏの特性と、常温で発光電流ｉηを検出し発光電流値ｉｄａｃとして固定した後、高温に推移させ、ＡＰＣ動作によってバイアス電流ｉｓｈが補正された場合のＬＤ駆動電流ｉｏｐの電流配分を図示する。
【００６４】
図５では、常温時のしきい値電流ｉｔｈの電流値をｉｔｈＮとし、常温時の発光電流ｉηの電流値をｉηＮとし、高温時のしきい値電流ｉｔｈの電流値をｉｔｈＨとし、高温時の発光電流ｉηの電流値をｉηＨとしており、ｉｔｈＨ＞ｉｔｈＮとなり、ｉηＨ＞ｉηＮとなる。また、第１補助電流ｉｓｕｂ１は、任意の値に設定され発光電流値ｉｄａｃと同じタイミングでＬＤ点灯期間に発生し、第２補助電流ｉｓｕｂ２は、任意の値に設定され発光電流値ｉｄａｃと同じタイミングとその前後を含む期間に発生する。
【００６５】
図５において、（ａ）で示した場合は、バイアス電流ｉｓｈ及び発光電流ｉηを用いてＬＤ駆動電流ｉｏｐを制御する場合を、（ｂ）で示した場合は、バイアス電流ｉｓｈ、発光電流ｉη及び第１補助電流ｉｓｕｂ１を用いてＬＤ駆動電流ｉｏｐを制御する場合を、（ｃ）で示した場合は、バイアス電流ｉｓｈ、発光電流ｉη、第１補助電流ｉｓｕｂ１及び第２補助電流ｉｓｕｂ２を用いてＬＤ駆動電流ｉｏｐを制御する場合をそれぞれ示している。
【００６６】
なお、図５の（ａ）の場合において、常温時のバイアス電流ｉｓｈの電流値をｉｓｈａＮとし、高温時のバイアス電流ｉｓｈの電流値をｉｓｈａＨとしている。また、図５の（ｂ）の場合において、常温時のバイアス電流ｉｓｈの電流値をｉｓｈｂＮとし、高温時のバイアス電流ｉｓｈの電流値をｉｓｈｂＨとしている。更に、図５の（ｃ）の場合において、常温時のバイアス電流ｉｓｈの電流値をｉｓｈＮとし、高温時のバイアス電流ｉｓｈの電流値をｉｓｈＨとしている。
【００６７】
図５の（ａ）の場合、ｉｄａｃ＜ｉηＨより、ｉｓｈａＨ＞ｉｔｈＨとなり、ＬＤ消灯時にもかかわらずレーザダイオードＬＤは発光する。図５の（ｂ）の場合では、（ｉｄａｃ＋ｉｓｕｂ１）＞ｉηＨより、ｉｓｈｂＨ＜ｉｔｈＨとなり、ＬＤ消灯時にはレーザダイオードＬＤは発光しない。また、図５の（ｃ）の場合、（ｉｄａｃ＋ｉｓｕｂ１＋ｉｓｕｂ２）＞ｉηＨより、ｉｓｈＨ＜ｉｔｈＨとなり、ＬＤ消灯時にはレーザダイオードＬＤは発光しない。
【００６８】
更に、ＬＤ点灯直前の第２補助電流ｉｓｕｂ２生成期間にレーザダイオードＬＤが発光しないように、（ｉｄａｃ＋ｉｓｕｂ１）＞ｉηＨとする必要がある。また、ＡＰＣ動作が正常に行われるためには、ｉｓｈ＝ｉｔｈ−ｉｓｕｂ１−ｉｓｕｂ２＞０が常に成立する必要がある。すなわち、個々のレーザダイオードＬＤのしきい値電流ｉｔｈのばらつきやしきい値電流ｉｔｈの温度変動を考慮して、（ｉｓｕｂ１＋ｉｓｕｂ２）＜ｉｔｈが常に成立するように第１補助電流ｉｓｕｂ１及び第２補助電流ｉｓｕｂ２の各電流値を決める必要がある。
【００６９】
次に、図５の（ｂ）における第１補助電流ｉｓｕｂ１の概念に対して、本第１の実施の形態の方式である図５の（ｃ）で更に第２補助電流ｉｓｕｂ２の概念を取り入れた理由について説明する。
レーザダイオードＬＤの特性としてＬＤ発光領域よりもＬＤ駆動電流ｉｏｐが小さい領域では、レーザダイオードＬＤはＬＥＤ発光している。レーザダイオードＬＤは、ＬＥＤ発光領域でもＬＤ駆動電流ｉｏｐに比例して発光する。レーザダイオードＬＤのＬＥＤ発光量は０.５ｍＷ以下程度の微弱発光であるが、感光体の反応による地肌汚れの影響を無視できないため、地肌汚れを防止する点ではレーザダイオードＬＤの点灯又は消灯にかかわらず、レーザダイオードＬＤに常時流すバイアス電流ｉｓｈは小さい方がよい。
【００７０】
一方、バイアス電流ｉｓｈが小さいと、発光信号ＳＬに対応するＬＤ駆動電流ｉｏｐがレーザダイオードＬＤに供給されても、レーザダイオードＬＤは、レーザ発振が可能な濃度のキャリアを生成するまでにある程度の時間を要し、レーザダイオードＬＤが発光するまでに遅延時間が生じる。レーザダイオードＬＤの発光時間が該発光遅延時間より十分大きく発光遅延時間が無視できる場合は問題ないが、レーザダイオードＬＤを高速に駆動したい場合は、所望の発光時間より短い時間の発光しか得ることができないという問題があるため、レーザダイオードＬＤの応答速度を考慮するとバイアス電流ｉｓｈは大きい方がよい。
【００７１】
更に、バイアス電流ｉｓｈが小さいと、レーザダイオードＬＤにおいて、連続した消灯状態から連続した点灯状態に推移した場合、レーザダイオードＬＤの発熱に起因して、同じＬＤ駆動電流値に対する発光量が変動する、いわゆるドループ特性の劣化が顕著になり、画像に濃淡差を生じる問題がある。このことから、レーザダイオードＬＤの安定した発光量を得るためにはバイアス電流ｉｓｈは大きい方がよい。第１補助電流ｉｓｕｂ１と第２補助電流ｉｓｕｂ２の概念は、このような相反する要求特性を中庸なレベルで満足させるためにある。バイアス電流ｉｓｈは（ｉｔｈ−ｉｓｕｂ１−ｉｓｕｂ２）となるようにすることから、（ｉｓｕｂ１＋ｉｓｕｂ２）を大き目に設定して、ドループ特性を良好に保つが地肌汚れを発生しないレベルにバイアス電流ｉｓｈを設定する。
【００７２】
バイアス電流ｉｓｈをしきい値電流ｉｔｈよりも（ｉｓｕｂ１＋ｉｓｕｂ２）だけ小さくすることにより、レーザダイオードＬＤの応答速度の劣化が懸念されるため、その対策として、レーザダイオードＬＤの点灯直前に、通常１０ｎｓ程度の間、バイアス電流ｉｓｈを第２補助電流ｉｓｕｂ２だけ増やし、すなわちバイアス電流ｉｓｈを（ｉｔｈ−ｉｓｕｂ１）としてレーザダイオードＬＤを活性化させることで、発光遅延時間を小さくする。このときの、第１補助電流ｉｓｕｂ１は数ｍＡ程度である。
【００７３】
レーザダイオードＬＤの点灯直前の期間にバイアス電流ｉｓｈを第２補助電流ｉｓｕｂ２だけ増やすことで、レーザダイオードＬＤのＬＥＤ発光量が増え、感光体が反応しても発光期間が短いために地肌汚れとして現れることはない。更に、バイアス電流ｉｓｈをしきい値電流ｉｔｈから一定量の減算としきい値電流ｉｔｈに連動させることで、温度変動によってしきい値電流ｉｔｈが変動しても発光遅延時間を一定の小さな値に制御することができる。
【００７４】
次に、レーザダイオードＬＤの発光電流検出動作について説明する。
図３において、半導体レーザ駆動装置７は、電源投入後、まず発光電流検出動作を行い、接続されたレーザダイオードＬＤの発光電流ｉηとしきい値電流ｉｔｈを検出し、画像入力装置６によってそれぞれ任意に設定される所定の第１補助電流ｉｓｕｂ１と所定の第２補助電流ｉｓｕｂ２をしきい値電流ｉｔｈからそれぞれ減算し、電流（ｉｔｈ−ｉｓｕｂ１−ｉｓｕｂ２）、第１補助電流ｉｓｕｂ１、第２補助電流ｉｓｕｂ２、発光電流ｉηの４つの電流の和電流でレーザダイオードＬＤを駆動する。
【００７５】
発光電流検出動作が完了した時点でレーザダイオードＬＤの所望の光量が得られているが、以降、温度変動等によりしきい値電流ｉｔｈが変動した場合におけるレーザダイオードＬＤの光量補正のために、アナログスイッチＡＳＷ及びホールドコンデンサＣからなるサンプルホールド回路によりバイアス電流ｉｓｈを補正する。発光電流検出回路２８は、リセット信号ＲＥＳが解除された後、最初のＡＰＣの開始を示したＡＰＣ実行信号ＳＡが入力されたときに発光電流検出動作を開始する。すなわち、発光電流検出回路２８は、リセット信号ＲＥＳがハイレベルからローレベルに立ち下がると共にＡＰＣ実行信号ＳＡがローレベルからハイレベルに立ち上がると、発光電流検出動作を開始する。
【００７６】
発光電流検出回路２８は、発光電流検出動作時には、選択信号ＳＥＬによって、第１制御回路２４に対して制御信号Ｓηを発光電流生成回路１８に、第２制御回路２５に対して制御信号Ｓｓｕｂ１を第１補助電流生成回路１９に、第３制御回路２６に対して制御信号Ｓｓｕｂ２を第２補助電流生成回路２０に、第４制御回路２７に対して制御信号ＳｓｈをアナログスイッチＡＳＷにそれぞれ出力させる。
【００７７】
このようにして、発光電流検出回路２８は、発光信号ＳＬ及びＡＰＣ実行信号ＳＡに関係なく発光電流生成回路１８、第１補助電流生成回路１９及び第２補助電流生成回路２０の電流出力制御を行うと共にアナログスイッチＡＳＷのスイッチング制御を行う。なお、発光電流検出回路２８は、リセット信号ＲＥＳとＡＰＣ実行信号ＳＡによって発光電流検出動作の実行判断を行うようにしたが、専用の発光電流検出開始信号を設け、発光電流検出回路２８は、該発光電流検出開始信号に応じて発光電流検出動作を行うようにしてもよい。
【００７８】
発光電流検出回路２８は、電源が投入されてから発光電流検出動作を開始するまでは、画像入力装置６からの発光信号ＳＬに関係なく、レーザダイオードＬＤに電流が流れないようにする。発光電流検出動作が完了するとそれ以降はレーザダイオードＬＤの点灯又は消灯が発光信号ＳＬに応じて行われる。また、リセット信号ＲＥＳがアサートされて再度リセット動作が行われると、発光電流検出回路２８は、発光電流検出動作によって設定したバイアス電流ｉｓｈ及び発光電流ｉηがそれぞれ解除(＝０)されてＬＤ駆動電流ｉｏｐ＝０となる。
【００７９】
図６は、発光電流検出回路２８による発光電流検出動作例を示したフローチャートであり、図７は、発光電流検出動作時における発光電流の検出例を示した図である。図６及び図７を用いて、発光電流検出回路２８による発光電流検出動作について説明する。
図６において、まず最初に、発光電流検出回路２８は、発光電流生成回路１８、第１補助電流生成回路１９及び第２補助電流生成回路２０の各電流出力を停止させると共に分圧回路１７の分圧比を設定して、基準電圧Ｖｒｅｆの１／Ｎの電圧を比較回路１１に入力されるようにし、アナログスイッチＡＳＷのスイッチング制御を行ってＡＰＣを実行する（ステップＳＴ１）。このときのバイアス電流ｉｓｈの電流値をｉｓｈ１とすると、ｉｏｐ＝ｉｓｈ１＝ｉｔｈ＋ｉη／Ｎとなる。図７の（ＳＴ１）は、ステップＳＴ１の状態を示している。
【００８０】
次に、発光電流検出回路２８は、アナログスイッチＡＳＷをオフさせて遮断状態にしホールドコンデンサＣの電圧を保持することによってバイアス電流ｉｓｈを電流値ｉｓｈ１で保持させ、分圧回路１７に対して基準電圧Ｖｒｅｆを分圧せずにそのまま出力するように設定し、比較回路１１に基準電圧Ｖｒｅｆが入力されるようにすると共に、発光電流生成回路１８に対して発光電流ｉηを演算回路３３に出力させる（ステップＳＴ２）。図７の（ＳＴ２）は、ステップＳＴ２の状態を示している。
【００８１】
この際、発光電流検出回路２８は、比較回路１１の出力電圧をモニタしており、発光電流生成回路１８へ出力するディジタルデータの下位ビットから１ビットずつ大きくし、モニタ電圧Ｖｐｄが基準電圧Ｖｒｅｆを超えた時点の該ディジタルデータをＤＡＣコードとして記憶する。比較回路１１に入力された基準電圧ＶｒｅｆとレーザダイオードＬＤの発光量Ｐｏは比例関係にあり、図７で示すように発光電流ｉηとレーザダイオードＬＤの発光量Ｐｏも比例関係にあることから、発光電流ｉηと基準電圧Ｖｒｅｆは比例関係になる。
【００８２】
このため、比較回路１１に入力される電圧をＶｒｅｆ／Ｎ→Ｖｒｅｆに変化させると、発光電流ｉηはＮ倍になる。発光電流検出回路２８は、ｉη／Ｎ→ｉηの差分の発光電流値ｉｄａｃ１をＤＡＣコードとして記憶することから、ｉｄａｃ１＝ｉη−ｉη／Ｎ＝ｉη×(Ｎ−１)／Ｎとなり、分圧回路１７から比較回路１１に入力する電圧をＶｒｅｆ／ＮからＶｒｅｆに変えることによって発光電流値ｉｄａｃ１を検出し、発光電流ｉηを算出することができる。このときのＬＤ駆動電流ｉｏｐは、ｉｏｐ＝ｉｓｈ１＋ｉｄａｃ１となる。このような発光電流値ｉｄａｃ１の検出方法としては、逐次比較方式もある。
【００８３】
次に、発光電流検出回路２８は、ＮＭＯＳトランジスタ１４をオンさせてホールドコンデンサＣに貯えられた電荷を放電することによって、バイアス電流ｉｓｈを０にする（ステップＳＴ３）。このときのＬＤ駆動電流ｉｏｐは、ｉｏｐ＝ｉｄａｃ１となる。図７の（ＳＴ３）は、ステップＳＴ３の状態を示している。
【００８４】
次に、発光電流検出回路２８は、記憶したＤＡＣコードをＮ／（Ｎ−１）倍することで、発光電流生成回路１８から出力される発光電流値ｉｄａｃ１をＮ／（Ｎ−１）倍させた発光電流ｉηの発光電流値をｉｄａｃとする（ステップＳＴ４）。このときのＬＤ駆動電流ｉｏｐは、ｉｏｐ＝ｉｄａｃ＝ｉｄａｃ１×Ｎ／(Ｎ−１)となる。図７の（ＳＴ４）は、ステップＳＴ４の状態を示している。
【００８５】
このようにバイアス電流ｉｓｈを０にした目的は、発光電流検出回路２８で記憶したＤＡＣコードをＮ／(Ｎ−１)倍する際に、Ｎ＞１である場合Ｎ／(Ｎ−１)＞１となり、ｉｄａｃ１×Ｎ／(Ｎ−１)＞ｉｄａｃ１となる。前記ステップＳＴ２の工程において分圧回路１７の出力電圧によってｉｏｐ＝ｉｓｈ１＋ｉｄａｃ１へ光量調整された状態でＤＡＣコードをＮ／(Ｎ−１)倍すると、ｉｏｐ＝ｉｓｈ１＋ｉｄａｃ１×Ｎ／(Ｎ−１)＞ｉｏｐ２となってレーザダイオードＬＤが過発光することになりレーザダイオードＬＤの劣化等の不具合が発生することを防止できる。例えばＮ＝２の場合、Ｎ／(Ｎ−１)＝２となるため、ＤＡＣコードを１ビット上位にシフト(最下位ビットは０)させるだけで容易にＮ／(Ｎ−１)を実現することができる。
【００８６】
次に、発光電流検出回路２８は、第１補助電流生成回路１９及び第２補助電流生成回路２０に対して、第１補助電流ｉｓｕｂ１及び第２補助電流ｉｓｕｂ２をそれぞれ演算回路３３に出力させる（ステップＳＴ５）。このときのＬＤ駆動電流ｉｏｐは、ｉｏｐ＝ｉｄａｃ＋ｉｓｕｂ１＋ｉｓｕｂ２となる。図７の（ＳＴ５）は、ステップＳＴ５の状態を示している。
【００８７】
この後、発光電流検出回路２８は、分圧回路１７に対して基準電圧Ｖｒｅｆを分圧せずにそのまま出力するように設定すると共にＮＭＯＳトランジスタ１４をオフさせ、発光電流生成回路１８、第１補助電流生成回路１９及び第２補助電流生成回路２０に対してそれぞれ電流出力を行わせた状態でアナログスイッチＡＳＷのスイッチング制御を行って再度ＡＰＣ動作を行わせてバイアス電流ｉｓｈを演算回路３３に出力させる（ステップＳＴ６）。このときのＬＤ駆動電流ｉｏｐは、ｉｏｐ＝ｉｄａｃ＋ｉｓｕｂ１＋ｉｓｕｂ２＋ｉｓｈとなる。図７の（ＳＴ６）は、ステップＳＴ６の状態を示している。
【００８８】
このように、ｉｏｐ＝ｉｔｈ＋ｉη＝ｉｓｈ＋ｉｓｕｂ２＋ｉｓｕｂ１＋ｉｄａｃであり、ｉη＝ｉｄａｃであると共に、レーザダイオードＬＤ点灯前後でｉｄａｃ，ｉｓｕｂ１，ｉｓｕｂ２が発生することから、レーザダイオードＬＤに常時流れるバイアス電流ｉｓｈは、ｉｓｈ＝ｉｔｈ−ｉｓｕｂ１−ｉｓｕｂ２となる。
【００８９】
次に発光電流検出時におけるレーザダイオードＬＤの保護機能について説明する。
発光電流検出回路２８は、発光電流検出時に、発光信号ＳＬによらず基準電圧Ｖｒｅｆ又はＶｒｅｆ／ＮレベルでレーザダイオードＬＤを発光させ、発光電流検出の途中でレーザダイオードＬＤの発光電流をＤＡＣコードに記憶してから１＜Ｎ／(Ｎ−１)倍の演算を行うため、各工程で正しく電流を検出できなかった場合、レーザダイオードＬＤの過発光や演算ミスが生じる可能性がある。
【００９０】
そこで、発光電流検出回路２８は、主要な工程で、入力設定が正しいか、セトリングが完了しているか、ＤＡＣコードが所定の値以上になっていないかを検査する。発光電流検出回路２８は、異常を検出した場合、該異常を検出した時点で発光電流検出動作を中止し、ＬＤ駆動電流ｉｏｐを０にする。更に、発光電流検出回路２８から、該異常を検出したことを画像入力装置６に知らせる信号（図示せず）を出力するようにしてもよい。
【００９１】
図８は、発光電流検出時における図３の各部の信号の波形例を示したタイミングチャートである。図８では、図６の各工程に対応させて示している。
図８において、発光電流検出回路２８は、ステップＳＴ１の最初にＡＰＣ実行信号ＳＡがハイレベルになって発光電流検出動作がスタートしたときに、基準電圧Ｖｒｅｆをチェックして、基準電圧Ｖｒｅｆの値が所定の電圧以上あるか否かを調べる。発光電流検出回路２８は、基準電圧Ｖｒｅｆの値が所定の電圧未満の場合、異常と判断する。
【００９２】
基準電圧Ｖｒｅｆを一定電圧以上にする目的は、基準電圧Ｖｒｅｆが小さいと比較回路１１の電圧利得、応答速度又は出力電流が低下し、クロック信号ＣＬＫの発振周波数と発光電流検出回路２８を構成するデジタル回路で規定されるステップＳＴ１の期間内に、Ｖｒｅｆ／Ｎに対するＡＰＣが完了しない恐れと、比較回路１１の入力オフセット電圧の誤差が基準電圧Ｖｒｅｆに対して無視できなくなることと、レーザダイオードＬＤのＬＥＤ発光領域での検出になることをそれぞれ防ぐことにある。比較回路１１の入力オフセット電圧の誤差を±２０ｍＶとすると、該入力オフセット電圧の誤差が無視できるレベルとして基準電圧Ｖｒｅｆが少なくとも１００ｍＶ以上になる必要がある。
【００９３】
次に、発光電流検出回路２８は、ステップＳＴ２の工程の最初に、ＤＡＣコードを１ビットごとにアップさせる前に、モニタ電圧ＶｐｄがＶｒｅｆ／Ｎに対して一定の割合に到達しているか否かをチェックする。発光電流検出回路２８は、一定の割合に到達していない場合は、異常と判定する。
モニタ電圧Ｖｐｄが基準電圧Ｖｒｅｆに対して一定の割合以上にする目的は、発光電流ｉηを正確に検出するためである。
【００９４】
ステップＳＴ１の工程では、分圧回路１７から出力される電圧がＶｒｅｆ／ＮでありＡＰＣ動作によってバイアス電流ｉｓｈはｉｓｈ＝ｉｔｈ＋ｉη／Ｎになり、ステップＳＴ２で分圧回路１７から出力される電圧がＶｒｅｆ／ＮからＶｒｅｆになることにより差分検出された発光電流値ｉｄａｃ１がｉη×(Ｎ−１)／Ｎであることを前提に、演算によりｉη＝ｉｄａｃ１×Ｎ／(Ｎ−１)を算出していることから、ステップＳＴ１の工程で設定されるバイアス電流ｉｓｈは充分にセトリングが完了している必要がある。
【００９５】
セトリングが完了していれば、Ｖｐｄ＝Ｖｒｅｆ／Ｎとなる。Ｖｐｄ＜Ｖｒｅｆ／Ｎの場合、セトリングが完了しておらず、バイアス電流ｉｓｈが実際の値よりも小さいままでステップＳＴ２工程の最初にホールドされていることになる。バイアス電流ｉｓｈが実際の値よりも小さく、かつステップＳＴ２工程でＬＤ駆動電流ｉｏｐが正しく検出された場合、ｉｏｐ＝ｉｓｈ１＋ｉｄａｃ１であることから、ｉｄａｃ１＞ｉη×(Ｎ−１)／Ｎとなり、ステップＳＴ４工程でｉｄａｃ１×Ｎ／(Ｎ−１)＞ｉηとなり、実際の発光電流ｉηよりも大きな値が設定されてしまうことになる。
【００９６】
次に、発光電流検出回路２８は、ステップＳＴ３で、ステップＳＴ２工程の最後に検出されたＤＡＣコードをチェックし、所定のコードよりも大きい場合は異常とする。このようにＤＡＣコードをチェックする目的は、ステップＳＴ４工程でＤＡＣコードをＮ／(Ｎ−１)＞１にするので、検出されたＤＡＣコードがフルスケールコードの(Ｎ−１)／Ｎ以下にすることにある。Ｎ／(Ｎ−１)倍したときにフルスケールコードを超えた場合、正しく発光電流ｉηを設定することができなくなる。例えば、Ｎ＝２の場合、Ｎ／(Ｎ−１)＝２であり、Ｎ／(Ｎ−１)倍するとＤＡＣコードを１ビット上位にシフトすることになるので、発光電流検出時に最上位ビットが立った場合を異常とすればよい。
【００９７】
次に、発光電流生成回路１８のフルスケール電流を基準電圧Ｖｒｅｆと比例する回路構成にすることにより、ＡＰＣを実行しなくてもレーザダイオードＬＤの発光量Ｐｏが基準電圧Ｖｒｅｆに比例して所望の光量になる機能について説明する。
図９は、発光電流生成回路１８の内部構成例を示した図である。
図９において、発光電流生成回路１８は、Ｄ／Ａコンバータをなしており、差動ゲート駆動スイッチ回路４１には、発光電流検出回路２８からのＤＡＣコード信号ＳＤ０〜ＳＤｎによるＤＡＣコードＤ０〜Ｄｎ及び第１制御回路２４からの制御信号Ｓｃ１がそれぞれ入力されている。
【００９８】
差動ゲート駆動スイッチ回路４１は、制御信号Ｓｃ１がアサートされると、ＰＭＯＳトランジスタＱｋＢ（ｋ＝０〜ｎ）と差動ゲートを形成するＰＭＯＳトランジスタＱｋのゲートにＤＡＣコードＤｋを出力し、ＰＭＯＳトランジスタＱｋＢのゲートにはＤＡＣコードＤｋの信号レベルを反転させたデータＤｋＢを生成して出力する。また、差動ゲート駆動スイッチ回路４１は、制御信号Ｓｃ１がネゲートされると、ＤＡＣコードＤ０〜Ｄｎに関係なくＰＭＯＳトランジスタＱ０Ｂ〜ＱｎＢをすべてオフさせる。ＰＭＯＳトランジスタＱ０Ｂ〜ＱｎＢの各ドレインが発光電流生成回路１８の出力端にそれぞれ接続され、該出力端から発光電流ｉηが出力される。
【００９９】
演算増幅器４２の反転入力端には基準電圧Ｖｒｅｆが入力されており、演算増幅器４２の非反転入力端と接地電圧との間に抵抗４３が接続され、抵抗４３は、ＰＭＯＳトランジスタＱと差動ゲートを形成するＰＭＯＳトランジスタＱＢから出力される電流を電圧に変換して演算増幅器４２の非反転入力端に出力する。ＰＭＯＳトランジスタＱＢのゲートには、ＤＡＣコード信号ＳＤ０〜ＳＤｎがハイレベルのときのＤＡＣコードＤ０Ｂ〜ＤｎＢの電圧が入力されており、ＰＭＯＳトランジスタＱのゲートには、ＤＡＣコード信号ＳＤ０〜ＳＤｎがハイレベルのときのＤＡＣコードＤ０〜Ｄｎの電圧が入力されている。
【０１００】
演算増幅器４２の出力端は、ＰＭＯＳトランジスタＱＡ０〜ＱＡｎ及びＱＣの各ゲートに接続され、ＰＭＯＳトランジスタＱＡ０〜ＱＡｎ及びＱＣの各ソースは電源電圧ＶＣＣにそれぞれ接続されている。ＰＭＯＳトランジスタＱＡｋのドレインは、ＰＭＯＳトランジスタＱｋ及びＱｋＢの各ソースに接続され、ＰＭＯＳトランジスタＱＣのドレインは、ＰＭＯＳトランジスタＱ及びＱＢの各ソースに接続されている。また、ＰＭＯＳトランジスタＱ及びＱ０〜Ｑｎの各ドレインは接地電圧にそれぞれ接続されている。
【０１０１】
このような構成において、ＤＡＣコードＤ０〜Ｄｎ及びＤ０Ｂ〜ＤｎＢの電圧レベルの振幅は、電源電圧ＶＣＣ及び接地電圧まで振らずに振幅制限がかけられており、ＤＡＣコードＤ０〜Ｄｎ及びＤ０Ｂ〜ＤｎＢのハイレベルの電圧をＶＨとし、ローレベルの電圧をＶＬとすると、０＜ＶＬ＜ＶＨ＜ＶＣＣという関係になっている。なお、ＰＭＯＳトランジスタＱＢは常時オンし、ＰＭＯＳトランジスタＱは常時オフしている。
【０１０２】
また、抵抗４３の抵抗値を変えることにより、発光電流ｉηの振幅を変えることができる。抵抗４３の抵抗値をＲｃとし、抵抗Ｒ４３に流れる電流をｉｃとすると、発光電流ｉηのフルスケール電流の基準となる電流ｉｃは、ｉｃ＝Ｖｒｅｆ／Ｒｃとなり、電流ｉｃは基準電圧Ｖｒｅｆに比例する。電流ｉｃと発光電流ｉηの振幅は、ＰＭＯＳトランジスタＱＣとＰＭＯＳトランジスタＱＡ０〜ＱＡｎとのトランジスタサイズの比によって、常に同じ比率になるように設定されている。このように、発光電流生成回路１８で生成される発光電流ｉηの振幅は、基準電圧Ｖｒｅｆに比例する。なお、抵抗４３は、ＩＣの外部に設けるようにして、抵抗値Ｒｃを変更しやすくするようにしてもよい。
【０１０３】
一方、レーザダイオードＬＤの発光量を検出する検出手段の１構成であるフォトダイオードＰＤは、レーザダイオードＬＤの発光量Ｐｏに比例したモニタ電流ｉｐｄを発生させる。該検出手段のもう１つの構成である可変抵抗１６は、モニタ電流ｉｐｄをモニタ電圧Ｖｐｄに変換して出力するため、モニタ電圧Ｖｐｄは発光量Ｐｏに比例する。通常動作時には、分圧回路１７において入力された基準電圧Ｖｒｅｆが分圧されずにそのまま出力されて基準電圧Ｖｒｅｆが比較回路１１に入力され、モニタ電圧Ｖｐｄが基準電圧ＶｒｅｆになるようにレーザダイオードＬＤの発光量Ｐｏが制御されることから、発光量Ｐｏは基準電圧Ｖｒｅｆに比例するようにＡＰＣが実行される。
【０１０４】
このように、半導体レーザ駆動装置７において、基準電圧Ｖｒｅｆ、発光電流ｉη及び発光量Ｐｏが比例関係にあり、基準電圧Ｖｒｅｆと発光量Ｐｏが比例するようにＡＰＣが実行されることから、発光電流検出動作によって、バイアス電流ｉｓｈと発光電流ｉηが正しく設定されると、ＡＰＣによってバイアス電流ｉｓｈの補正を行わなくても、基準電圧Ｖｒｅｆに応じた所望の光量Ｐｏが得られる。
【０１０５】
また、ＡＰＣを実行する場合、フォトダイオードＰＤの応答遅れをホールドコンデンサＣの容量で位相補償する。すなわち、電圧−電流変換回路１５の入力電圧の変化をフォトダイオードＰＤの応答よりも圧倒的に遅くすることでＡＰＣ系を安定させている。このことは、基準電圧Ｖｒｅｆを変更してＡＰＣにより発光量Ｐｏを変更する場合、高速な応答を得ることが困難であることを意味する。画像走査して、画像を記録する場合の１ラインの走査時間が数百μｓである場合、基準電圧Ｖｒｅｆを変更しながらＡＰＣにより発光量Ｐｏを１ライン以内に所望の光量に正しく制御することは困難である。
【０１０６】
これに対して、本第１の実施の形態の方式であれば、特にＡＰＣによってバイアス電流ｉｓｈの補正を行わなくても、基準電圧Ｖｒｅｆに応じた所望の光量Ｐｏが得られることから、ＡＰＣの応答速度の制約を受けない高速の発光量制御が可能となる。特に、走査面上での走査光の単位面積当たりの光強度の不均一を補正するために、走査に際して走査面上に照射される走査光の入射角が大きくなるほど、走査光の強度を増やす制御を行う、いわゆるシェーディング補正に有効となる。
【０１０７】
一方、図４に示すように、第１補助電流ｉｓｕｂ１と発光電流値ｉｄａｃの発生期間がそのまま発光期間となり、発光信号ＳＬのアサート期間と同じ幅でレーザダイオードＬＤを発光させるためには、高速な電流切り替えが必要となる。発光電流生成回路１８はＤ／Ａコンバータで構成されており、発光電流ｉηの振幅に対して最適なトランジスタサイズを設定することで、発光電流検出時に設定されたＤＡＣコードに関係なく、高速な電流切り替えを行うことができる。
【０１０８】
このことから、第１補助電流生成回路１９もＤ／Ａコンバータで構成されるようにし、外部からレジスタ設定等によってデジタルコードで第１補助電流ｉｓｕｂ１の電流値を設定することにより高速な電流切り替えを行うことができる。また、他の方法として、外部からのＤＣ電圧をＡＤ変換してデジタルコードを生成し、該生成したデジタルコードを第１補助電流ｉｓｕｂ１設定用のＤ／Ａコンバータに入力する方法もある。
【０１０９】
図１０に、第１補助電流生成回路１９の内部構成例を示す。
図１０において、画像入力装置６から入力された指定信号Ｓａ１がインバータ５１及び５２の各入力端にそれぞれ入力される。インバータ５１のしきい値電圧はＶＣＣ／２よりも大きく、インバータ５２のしきい値電圧はＶＣＣ／２よりも小さい。
【０１１０】
インバータ５１の出力端は、ＡＮＤ回路５３の一方の入力端、ＡＮＤ回路５４の非反転入力端及びＮＯＲ回路５５の一方の入力端にそれぞれ接続され、インバータ５２の出力端は、ＡＮＤ回路５３の他方の入力端、ＡＮＤ回路５４の反転入力端及びＮＯＲ回路５５の他方の入力端にそれぞれ接続されている。ＡＮＤ回路５３の出力端はＡＮＤ回路５６の一方の入力端に、ＡＮＤ回路５４の出力端はＡＮＤ回路５７の一方の入力端に、ＮＯＲ回路５５の出力端はＡＮＤ回路５８の一方の入力端にそれぞれ接続されている。ＡＮＤ回路５６〜５８の各他方の入力端には第２制御回路２５からの制御信号Ｓｃ２がそれぞれ入力されている。
【０１１１】
差動スイッチ回路５９は、ＡＮＤ回路５６の出力信号がハイレベルになると、ＰＭＯＳトランジスタＱＤ０をオフさせると共にＰＭＯＳトランジスタＱＤ０Ｂをオンさせ、ＡＮＤ回路５６の出力信号がローレベルになると、ＰＭＯＳトランジスタＱＤ０をオンさせると共にＰＭＯＳトランジスタＱＤ０Ｂをオフさせる。同様に、差動スイッチ回路６０は、ＡＮＤ回路５７の出力信号がハイレベルになると、ＰＭＯＳトランジスタＱＤ１をオフさせると共にＰＭＯＳトランジスタＱＤ１Ｂをオンさせ、ＡＮＤ回路５７の出力信号がローレベルになると、ＰＭＯＳトランジスタＱＤ１をオンさせると共にＰＭＯＳトランジスタＱＤ１Ｂをオフさせる。
【０１１２】
同様に、差動スイッチ回路６１は、ＡＮＤ回路５８の出力信号がハイレベルになると、ＰＭＯＳトランジスタＱＤ２をオフさせると共にＰＭＯＳトランジスタＱＤ２Ｂをオンさせ、ＡＮＤ回路５８の出力信号がローレベルになると、ＰＭＯＳトランジスタＱＤ２をオンさせると共にＰＭＯＳトランジスタＱＤ２Ｂをオフさせる。
【０１１３】
ＰＭＯＳトランジスタＱＦ及びＱＥ０〜ＱＥ２はカレントミラー回路を形成しており、定電流源６２から供給された電流が該カレントミラー回路によってＰＭＯＳトランジスタＱＤ０〜ＱＤ２及びＱＤ０Ｂ〜ＱＤ２Ｂにそれぞれ供給される。なお、ＰＭＯＳトランジスタＱＥ０〜ＱＥ２のトランジスタサイズは異なっており、ＰＭＯＳトランジスタＱＥ０のトランジスタサイズが最も小さく、ＰＭＯＳトランジスタＱＥ２のトランジスタサイズが最も大きい。ＰＭＯＳトランジスタＱＤ０Ｂ〜ＱＤ２Ｂのドレインが第１補助電流生成回路１９の出力端にそれぞれ接続され、第１補助電流ｉｓｕｂ１が出力される。
【０１１４】
このような構成において、インバータ５１及び５２の各入力端には、画像入力装置６から、Ｌ（小）、Ｍ（中）、Ｈ（大）の３値のいずれかを示す３種類の電圧値のいずれか１つが選択されて指定信号Ｓａ１として入力される。しきい値電圧の異なるインバータ５１及び５２から、入力された指定信号Ｓａ１が示したＬ，Ｍ，Ｈのいずれか１つを示す組み合わせの信号がそれぞれ出力される。差動スイッチ回路５９〜６１は、インバータ５１及び５２の出力信号レベルの組み合わせに応じて、対応するＰＭＯＳトランジスタＱＤ０〜ＱＤ２及びＱＤ０Ｂ〜ＱＤ２Ｂの動作制御を行って第１補助電流ｉｓｕｂ１の電流値を切り替える。
【０１１５】
なお、定電流源６２から供給される電流値は、外部の抵抗によって任意に設定できるようにしてもよいし、固定値にしてもよい。また、通常動作時にノイズによる指定信号Ｓａ１の選択値の誤りを防ぐために、第１補助電流生成回路１９にラッチ回路を付加し、発光電流検出時に、指定信号Ｓａ１の選択値をラッチし、以降、該選択値の変更をできないようにしてもよい。
【０１１６】
図１１は、第２補助電流生成回路２０の内部構成例を示した図である。
図１１において、差動ゲート駆動スイッチ回路７１には、第２制御回路２６からの制御信号Ｓｃ３が入力されている。差動ゲート駆動スイッチ回路７１は、制御信号Ｓｃ３がアサートされると、ＰＭＯＳトランジスタＱＧＢをオンさせると共にＰＭＯＳトランジスタＱＧをオフさせ、ＰＭＯＳトランジスタＱＧＢから第２補助電流ｉｓｕｂ２が出力される。また、差動ゲート駆動スイッチ回路７１は、制御信号Ｓｃ３がネゲートされると、ＰＭＯＳトランジスタＱＧＢをオフさせると共にＰＭＯＳトランジスタＱＧをオンさせ、第２補助電流ｉｓｕｂ２の出力を停止させる。
【０１１７】
演算増幅器７２の非反転入力端には画像入力装置６からの指定信号Ｓａ２が入力されており、演算増幅器７２の反転入力端と接地電圧との間に抵抗７３が接続され、演算増幅器７２の出力端はＮＭＯＳトランジスタＱＪのゲートに接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＱＪのソースは、演算増幅器７２の反転入力端と抵抗７３との接続部に接続され、演算増幅器７２、抵抗７３及びＮＭＯＳトランジスタＱＪで定電流源を形成している。ＰＭＯＳトランジスタＱＨ及びＱｉはカレントミラー回路を形成しており、該定電流源から供給された電流が該カレントミラー回路によってＰＭＯＳトランジスタＱＧ及びＱＧＢにそれぞれ供給される。ＰＭＯＳトランジスタＱＧＢのドレインが第２補助電流生成回路２０の出力端に接続され、第２補助電流ｉｓｕｂ２が出力される。
【０１１８】
このような構成において、図４で示したように、第２補助電流ｉｓｕｂ２はレーザダイオードＬＤの発光直前に発生し、レーザダイオードＬＤの応答速度を高めるためにある。第２補助電流ｉｓｕｂ２は、レーザダイオードＬＤが発光する１０ｎｓ程度前に発生するため、第２補助電流ｉｓｕｂ２の電流波形が数ｎｓ程度鈍っても光出力波形としては大きな影響はない。このため、第２補助電流生成回路２０は、１種類のトランジスタサイズで設定することができる。
【０１１９】
また、指定信号Ｓａ２の電圧値Ｖａ２と抵抗７３の抵抗値Ｒｓによって電流ｉｓ（＝Ｖａ２／Ｒｓ）が設定される。なお、電圧値Ｖａ２及び抵抗値Ｒｓは、内部の固定、又は外部から任意に設定される。また、第２補助電流ｉｓｕｂ２の電流値は、ＰＭＯＳトランジスタＱｉ及びＱＨのトランジスタサイズ比で決まる。図１１の各トランジスタは、想定される第２補助電流ｉｓｕｂ２の最大電流を十分駆動できるサイズにしておけばよい。
【０１２０】
なお、前記説明ではレーザダイオードＬＤが１つである場合を例にして説明したが、複数のレーザダイオードＬＤと１つのフォトダイオードＰＤを有する構成であるＬＤアレイ形式の半導体レーザを駆動する方式について、図１２を用いて説明する。
図１２では、半導体レーザはレーザダイオードＬＤのカソードとフォトダイオードＰＤのアノードが共通になった、いわゆるカソードコモンタイプのＬＤユニットを例にして示している。
【０１２１】
１つのレーザダイオード、例えばレーザダイオードＬＤ１に対して外部から入力される基準電圧Ｖｒ１を設定し、レーザダイオードＬＤ１の所望の発光量Ｐｏ１になるようにフォトダイオードＰＤに接続された可変抵抗Ｒｐｄでおおまかに調整する。所望の発光量Ｐｏに対して、モニタ電流ｉｐｄはＬＤユニットごとに大きくばらつくため、抵抗を可変にしてこのばらつきを調整する。Ｖｒ１＝ｉｐｄ×Ｒｐｄ（Ｒｐｄは、抵抗Ｒｐｄの抵抗値を示す。）になるようにＡＰＣが実行される。
【０１２２】
レーザダイオードＬＤ１が発光したときのモニタ電流ｉｐｄ１は、ｉｐｄ１＝Ｐｏ×Ｍ１となり、Ｍ１はレーザダイオードＬＤ１個有の定数であり、この定数はＬＤユニットごと及び同じＬＤユニット内のレーザダイオードＬＤ間でばらつく。したがって、Ｐｏ＝Ｖｒ１／(Ｍ１×Ｒｐｄ１)となり、Ｍ１のばらつきを含めて抵抗Ｒｐｄの抵抗値を調整することで設定された基準電圧Ｖｒ１に対する所望の発光量ＰｏをレーザダイオードＬＤ１に設定することができる。Ｒｐｄ１は、レーザダイオードＬＤ１の光量調整時に決定されている固定値である。基準電圧Ｖｒ１はＤ／ＡコンバータＤＡＣ１の出力電圧Ｖｄａｃ１を可変抵抗を含む抵抗分圧で設定する。ＤＡコンバータＤＡＣ１の出力が電流の場合は１つの可変抵抗でもよい。
【０１２３】
次に、レーザダイオードＬＤ２の光量を調整する。通常、各レーザダイオードの光量は同じ値に設定する。Ｐｏ＝Ｖｒ２／(Ｍ２×Ｒｐｄ１) 、モニタ電流ｉｐｄは同じＬＤユニット内でもレーザダイオードＬＤ間でばらつくのため、Ｍ１≠Ｍ２である。よって、レーザダイオードＬＤ１と同じ光量を得るためには基準電圧Ｖｒ２を変更する。Ｖｒ１≠Ｖｒ２。
【０１２４】
通常、本ＬＤ駆動装置を制御する画像入力装置６の構成を簡素化する、及び、シェーディング補正時に、共通のデータで補正するなどの目的で、基準電圧Ｖｒｅｆを設定するＤ／ＡコンバータのコードはレーザダイオードＬＤ間で同じ値になるようにする。そこで、Ｖｒ１≠Ｖｒ２を実現するために、Ｄ／Ａコンバータの出力に可変抵抗を付けて、その値を調整することで最適な基準電圧Ｖｒ２を設定する。このように、１つの可変抵抗Ｒｐｄと、レーザダイオードＬＤごとのＤ／Ａコンバータと可変抵抗により、ＬＤユニットごと及び同じＬＤユニット内のレーザダイオードＬＤ間でモニタ電流がばらついても、所望の発光量を得ることができ、更に、Ｄ／Ａコンバータのコード変更により、光量の変更、特にシェーディング補正が容易に実現することができる。
【０１２５】
このように、本第１の実施の形態における半導体レーザ駆動装置は、レーザダイオードＬＤの発光電流検出時にレーザダイオードＬＤの過発光による劣化がなく、環境温度が変化しても短い時間間隔で光量制御を行うことで光量変動がなく、ドループ特性を良好に保つが地肌汚れを発生させない適切なレベルにバイアス電流ｉｓｈを制御して、レーザ発光までの遅延時間を小さくしてレーザ光の応答性をよくすることができる。
【０１２６】
第２の実施の形態．
前記第１の実施の形態において、図４で示したように、レーザダイオードＬＤの点灯期間に遅延時間ＴＤ１及びＴＤ２を加えた期間、第２補助電流ｉｓｕｂ２を発生させるようにした。しかし、図３で示した第１遅延回路２９、第２遅延回路３０及びＯＲ回路３１，３２の構成では、図１３に示すように点灯期間が（ＴＤ１＋ＴＤ２）未満である場合、（ＴＤ１＋ＴＤ２−点灯期間）（＞０）の期間に第２補助電流ｉｓｕｂ２が出力されない場合がある。例えば、通常、第１遅延時間ＴＤ１＝１０ｎｓ、第２遅延時間ＴＤ２＝２ｎｓに設定する。これに対して、点灯期間は最小で１ｎｓ程度の場合もあり、点灯期間が１２ｎｓ未満の場合は前記のような問題が発生する。このような問題を解決するようにしたものを本発明の第２の実施の形態とする。
【０１２７】
図１４は、本発明の第２の実施の形態における半導体レーザ駆動装置における遅延回路の例を示した図である。なお、本発明の第２の実施の形態における半導体レーザ駆動装置の例を示した図は、遅延回路以外は図３と同じであることから図１４では図３と異なる部分である遅延回路のみを示している。また、図１４では、図３と同じもの又は同様のものは同じ符号で示し、ここではその説明を省略する。
図１４における図３の遅延回路３５との相違点は、図３の遅延回路３５の回路構成を変えたことにあり、これに伴って図３の遅延回路３５を遅延回路８１にした。
【０１２８】
図１４において、遅延回路８１は、ｑ（ｑは、ｑ＞１の整数）個のバッファＢ１〜Ｂｑと、ｒ（ｒは、ｒ＞０の整数）個のバッファＢＡ１〜ＢＡｒと、ＯＲ回路３１，８２とで構成されている。なお、ｑとｒは、ｑ＞ｒの関係にある。ＯＲ回路８２は、（ｑ＋ｒ＋１）個の入力端を備えており、ＯＲ回路３１の出力端がＯＲ回路８２の対応する１つの入力端に接続されている。また、ＯＲ回路３１の出力端とＯＲ回路８２の対応する１つの入力端との間に、バッファＢ１〜Ｂｑ及びＢＡ１〜ＢＡｒが直列に接続されており、バッファＢ１〜Ｂｑ及びＢＡ１〜ＢＡｒの各出力端は、ＯＲ回路８２の対応する入力端にそれぞれ接続されている。バッファＢｑとバッファＢＡ１との接続部の信号が第１遅延信号ＳＤ１をなし、バッファＢＡｒの出力信号が第２遅延信号ＳＤ２をなす。また、ＯＲ回路８２の出力信号が第３制御回路２６に出力される出力信号Ｓｏｒをなす。
【０１２９】
図１５は、図１４の各部の信号例を示したタイミングチャートである。なお、図１５では、バッファＢ１〜Ｂｑ及びＢＡ１〜ＢＡｒの各遅延時間をそれぞれＴＤ３としている。遅延時間ＴＤ３を、発光信号ＳＬがアサートされたレーザダイオードＬＤの点灯期間の最小幅未満にすることで、ＯＲ回路８２の各入力端に入力される信号が重なり合い、切れ目のない出力信号Ｓｏｒを第２制御回路２６に出力することができる。具体的には、点灯期間の最小幅を１ｎｓとした場合、遅延時間ＴＤ３を１ｎｓ未満にすることで、切れ目のない出力信号Ｓｏｒが生成される。このように、点灯期間が第１遅延時間ＴＤ１と第２遅延時間ＴＤ２を加えた時間未満であっても、連続した出力信号Ｓｏｒを生成することができる。
【０１３０】
一方、第１遅延時間ＴＤ１を１０ｎｓに、第２遅延時間ＴＤ２を２ｎｓにした場合、点灯期間の最小時間１ｎｓを、ＴＤ１＋ＴＤ２＝１２ｎｓもの期間、バッファで遅延させた場合、バッファを構成するＭＯＳトランジスタのゲート容量、配線容量の負荷容量、配線抵抗、及びバッファ出力の立ち上り時間と立ち下がり時間のばらつきによって、バッファＢ１〜Ｂｑ及びＢＡ１〜ＢＡｒの直列回路の途中で発光信号ＳＬが消滅する恐れがある。図１４では、バッファの負荷として、次段のバッファ負荷以外にＯＲ回路のゲート及び配線の負荷が付いており、図３で示した遅延回路３５よりも発光信号ＳＬが消滅しやすい。
【０１３１】
図１６は、このような問題を解決するための遅延回路８１の回路例を示した図である。なお、図１６では、図１４と同じもの又は同様のものは同じ符号で示し、ここではその説明を省略する共に図１４との相違点のみ説明する。
図１６における図１４との相違点は、バッファＢＣ１〜ＢＣｓ（ｓは、ｓ＞０の整数）の直列回路を設けたことにある。
【０１３２】
図１６において、遅延回路８１は、バッファＢ１〜Ｂｑの直列回路と、バッファＢＣ１〜ＢＣｓの直列回路と、ＯＲ回路３１，８２とで構成されている。ＯＲ回路３１の出力端とＯＲ回路８２の対応する１つの入力端との間に、バッファＢＣ１〜ＢＣｓが直列に接続され、ＯＲ回路３１の出力端に別途バッファＢ１〜Ｂｑの直列回路が接続されており、該直列回路の出力端から第１遅延信号ＳＤ１が出力される。
【０１３３】
図１７は、図１６の各部の信号例を示したタイミングチャートである。
図１７から分かるように、バッファＢＣ１〜ＢＣｓは、特性が同じになるように形成されている。バッファＢＣ１〜ＢＣｓは、入力信号がハイレベルからローレベルに立ち下がってから、出力信号がローレベルと判断されるしきい値電圧以下になるまでの時間ＴＤ４が、それぞれ遅延時間ＴＤ３よりも大きくなるようにトランジスタのサイズが調整されている。このようにすることにより、第２遅延信号ＳＤ２のハイレベルの幅を広げることができる。また、遅延時間（ＴＤ１＋ＴＤ２）を形成するバッファの段数を図１４の（ｑ＋ｒ）よりも少なくすることができる。
【０１３４】
なお、図１４では、第１遅延信号ＳＤ１と第２遅延信号ＳＤ２との間に遅延回路が挿入されていることから、確実に第１遅延信号ＳＤ１が終了した後に第２遅延信号ＳＤ２の終了信号がＯＲ回路８２に入力される。しかし、図１６では、第１遅延信号ＳＤ１と第２遅延信号ＳＤ２が別回路でそれぞれ生成されるため、第２遅延信号ＳＤ２の終了を確実に第１遅延信号ＳＤ１の終了の後にするためには、図１３や図１５で示す遅延時間ＴＤ２よりも図１７で示す遅延時間ＴＤ２の方が大きくなるようにするとよい。
【０１３５】
また、図１４及び図１６では、ＯＲ回路８２を使用したがＯＲ回路８２の代わりにＡＮＤ回路を使用してもよい。ＯＲ回路を使用した場合、発光信号ＳＬの点灯論理はハイレベルであり、各バッファの出力信号の点灯論理もハイレベルであるが、バッファの代わりにインバータを使用した場合、１つのバッファに対して偶数のインバータを直列に接続した回路に置き換えるようにする。
【０１３６】
このように、本第２の実施の形態における半導体レーザ駆動装置は、第２遅延信号ＳＤ２を、第１遅延信号ＳＤ１を生成する回路とは異なる別の回路によってＯＲ回路３１の出力信号から生成するようにした。このことから、前記第１の実施の形態と同様の効果を得ることができると共に、第２遅延信号ＳＤ２のハイレベルの幅を広げることでＯＲ回路３１の出力端からＯＲ回路８２の対応する入力端までの間に接続されたバッファの段数を減少させることができ、第２遅延信号ＳＤ２が減衰して消滅することを防ぐことができる。
【０１３７】
【発明の効果】
上記の説明から明らかなように、本発明の半導体レーザ駆動装置によれば、半導体レーザに対する設定光量と、該設定光量の１／Ｎの差分から発光電流を検出するため、発光電流検出時に過発光による半導体レーザの劣化を防止することができる。
【０１３８】
また、主走査方向の１ライン又は数ラインごとにＡＰＣを実施することにより、温度変動による半導体レーザの発振しきい値電流ｉｔｈの変動に対して短い時間間隔での光量補正を行うことができる。
【０１３９】
また、任意に設定できる第１補助電流ｉｓｕｂ１と第２補助電流ｉｓｕｂ２により、バイアス電流ｉｓｈの電流値を制御することができることから、ドループ特性を良好に保つが半導体レーザで画像を形成する際の地肌汚れが発生しない適切なレベルにバイアス電流ｉｓｈを制御することができる。
【０１４０】
また、バイアス電流値を半導体レーザの発振しきい値電流ｉｔｈに連動させることにより、温度変動による該発振しきい値電流ｉｔｈの変動に対して、安定した光応答性を確保することができる。
【０１４１】
また、温度変動によって微分効率が低下することで所望の発光量を得るために必要な発光電流ｉηが増加する分を第１補助電流ｉｓｕｂ１及び第２補助電流ｉｓｕｂ２で保証することにより、温度変動時に半導体レーザのＬＥＤ発光量が増加して半導体レーザを使用して形成した画像に地肌汚れが発生することを防止することができる。
【０１４２】
また、バイアス電流ｉｓｈを半導体レーザの発振しきい値電流ｉｔｈから第１補助電流ｉｓｕｂ１及び第２補助電流ｉｓｕｂ２だけ低下させたことで、光の応答性能が低下する対策として、レーザダイオードＬＤの点灯直前に第２補助電流ｉｓｕｂ２を付加してレーザダイオードＬＤを活性化させ、光の応答性をよくするすなわちレーザ発光までの遅延時間を小さくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態における半導体レーザ駆動装置を使用した例を示した図である。
【図２】電源投入時の図１の各部の波形例を示した図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態における半導体レーザ駆動装置の例を示した図である。
【図４】通常動作時における図３の各信号の波形例を示したタイミングチャートである。
【図５】ＬＤ駆動電流ｉｏｐとレーザダイオードＬＤの発光量Ｐｏの特性例を示した図である。
【図６】図３の発光電流検出回路２８による発光電流検出動作例を示したフローチャートである。
【図７】発光電流検出動作時における発光電流の検出例を示した図である。
【図８】発光電流検出時における図３の各部の信号の波形例を示したタイミングチャートである。
【図９】図３の発光電流生成回路１８の内部構成例を示した図である。
【図１０】図３の第１補助電流生成回路１９の内部構成例を示す。
【図１１】図３の第２補助電流生成回路２０の内部構成例を示した図である。
【図１２】ＬＤアレイ形式の半導体レーザ駆動装置の例を示した図である。
【図１３】図３の遅延回路３５の動作例を示したタイミングチャートである。
【図１４】本発明の第２の実施の形態における半導体レーザ駆動装置の遅延回路の例を示した図である。
【図１５】図１４の各部の信号例を示したタイミングチャートである。
【図１６】本発明の第２の実施の形態における半導体レーザ駆動装置の遅延回路の他の例を示した図である。
【図１７】図１６の各部の信号例を示したタイミングチャートである。
【図１８】従来のＬＤ駆動電流ｉｏｐとレーザダイオードＬＤの発光量Ｐｏの特性例を示した図である。
【符号の説明】
１レーザ記録装置
６画像入力装置
７半導体レーザ駆動装置
１１比較回路
１４ＮＭＯＳトランジスタ
１５電圧−電流変換回路
１６可変抵抗
１７分圧回路
１８発光電流生成回路
１９第１補助電流生成回路
２０第２補助電流生成回路
２４第１制御回路
２５第２制御回路
２６第３制御回路
２７第４制御回路
２８発光電流検出回路
２９第１遅延回路
３０第２遅延回路
３１，３２ＯＲ回路
３３演算回路
３４クロック生成回路
３５遅延回路
ＬＤレーザダイオード
ＡＳＷアナログスイッチ
Ｃホールドコンデンサ
ＰＤフォトダイオード
Ｂ１〜Ｂｑ，ＢＡ１〜ＢＡｒ，ＢＣ１〜ＢＣｓバッファ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a semiconductor laser driving apparatus that controls the driving of a semiconductor laser used in an image forming apparatus that constitutes an optical writing apparatus such as a laser printer or a digital copying machine, and more particularly to control laser output at high speed and stably. The present invention relates to a semiconductor laser driving device provided with a light quantity control device capable of performing image processing and an image forming apparatus using the semiconductor laser driving device.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art Conventionally, in a laser recording apparatus that records an image by exposing and scanning a laser beam of a semiconductor laser on a recording medium in accordance with an image signal, a light amount control device that performs control to make the laser output constant is provided. Yes. In general, the light amount control device appropriately adjusts an operating current composed of a bias current that is steadily supplied to a semiconductor laser and a modulation current that is modulated and supplied in accordance with image information while detecting an actual laser output state. As a result, a desired laser output can always be obtained stably.
[0003]
In the case of such a light quantity control device, the bias current is smaller than the threshold current ith when the semiconductor laser starts to emit light suddenly and is closer to the threshold current ith. It is known that the response characteristic to the input pulse signal of the semiconductor laser during image formation is improved. For this reason, the bias current value is normally set to a value slightly smaller than the value of the threshold current ith.
[0004]
On the other hand, this type of laser recording apparatus has a problem that the laser output of the semiconductor laser fluctuates due to a change in the ambient temperature where the semiconductor laser is placed. That is, the semiconductor laser exhibits current-light output characteristics as indicated by a solid line in FIG. 18, and a predetermined light output (light quantity) Po is obtained when the drive current iop of the semiconductor laser is (bias current ib + modulation current is). However, the current-light output characteristics fluctuate as shown by a dotted line in FIG. 18, for example, due to a change in environmental temperature. When such a change occurs, if the same drive current iop is supplied to the semiconductor laser, the optical output of the semiconductor laser also changes, and a predetermined optical output Po cannot be obtained. As a result, the image quality of the recorded image is not constant.
[0005]
Therefore, when the environmental temperature changes, as a technique to control the light intensity of the corresponding semiconductor laser by first controlling the bias current, the threshold of the semiconductor laser is periodically changed over a period when the environmental temperature changes. Current detection is performed, and a current obtained by subtracting a predetermined current from the detected threshold current value is always supplied as a bias current (see, for example, Patent Document 1). However, in such a control technique, since the bias current and modulation current are controlled, that is, the amount of light is controlled after several tens of consecutive images are recorded, the amount of light varies if there is a temperature variation during this time. There was a problem of doing.
[0006]
In addition, when detecting the threshold current of the semiconductor laser, the current for driving the semiconductor laser is increased at regular intervals, and the threshold current is calculated from the light quantity two steps ahead of the target light quantity. There was a risk of deterioration due to laser over-emission. Further, when a current near the threshold current is always supplied to the semiconductor laser, the photoconductor reacts with the LED emission of the semiconductor laser of about 500 μW or less, and so-called background contamination may occur. Furthermore, there is a possibility that the life of the semiconductor laser may be shortened by constantly supplying a current in the vicinity of the threshold current to the semiconductor laser.
[0007]
In order to solve this problem of background contamination, the bias current is reduced to several mA or less in consideration of background contamination, and the semiconductor laser emits light as a measure to deteriorate the response of the laser beam due to the low bias current. There has been disclosed a technique for improving the response of laser light by generating a current in the vicinity of the threshold current of the semiconductor laser and activating the semiconductor laser immediately before the laser beam is generated (see, for example, Patent Document 2).
[0008]
[Patent Document 1]
Japanese Patent No. 3365094
[Patent Document 2]
JP 2003-60289 A
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
However, with such a control technique, the response of the laser beam is good, but because the bias current is small, when the semiconductor laser transitions from a continuous off state to a continuous on state, it is caused by the heat generated by the semiconductor laser. There has been a problem that the so-called droop characteristic is significantly deteriorated, in which the light emission amount of the semiconductor laser fluctuates with respect to the same operating current.
[0010]
The present invention has been made in order to solve the above-described problems. When the emission current of the semiconductor laser is detected, there is no deterioration due to over-emission of the semiconductor laser. By controlling the bias current, the bias current is controlled to an appropriate level that keeps the droop characteristics good but does not cause background contamination, and the laser response is good, that is, the semiconductor laser has a short delay time until laser emission It is an object of the present invention to obtain a drive device and an image forming apparatus using the semiconductor laser drive device.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
The semiconductor laser driving device according to the present invention is a semiconductor laser driving device that controls the current supplied to the semiconductor laser so as to obtain a desired light emission amount from the semiconductor laser, and controls the driving of the semiconductor laser.
A bias current generating circuit unit that detects the light emission amount of the semiconductor laser, generates a bias current ish so that the light emission amount becomes a set value, and constantly supplies the bias current ish to the semiconductor laser;
A first delay circuit section for supplying a light emission signal from the outside instructing light emission of the semiconductor laser by delaying it by a predetermined first delay time TD1;
A light emission current iη for causing the semiconductor laser to emit light is generated according to the input signal, and the generated light emission current iη is supplied to the semiconductor laser according to the output signal from the first delay circuit unit. A light emission current generation circuit section;
A predetermined first auxiliary current issub1 is generated for the light emission current iη generated by the light emission current generation circuit unit, and is output to the semiconductor laser simultaneously with the light emission current iη in accordance with an output signal from the first delay circuit unit. A first auxiliary current generation circuit unit;
A second auxiliary current generation circuit unit that generates a predetermined second auxiliary current issub2 and supplies the semiconductor laser with a predetermined second auxiliary current issub2 when the light emission signal indicates lighting of the semiconductor laser;
A light emission current detecting operation for detecting a light emission characteristic of the semiconductor laser to obtain a current value of a light emission current iη, and causing the light emission current generation circuit unit to output the light emission current iη having the obtained current value A detection circuit section;
With
The sum of the first auxiliary current isub1 and the second auxiliary current issub2 is equal to or less than the oscillation threshold current ith of the semiconductor laser, The sum of the bias current ish and the second auxiliary current issub2 is less than the oscillation threshold current ith of the semiconductor laser, The bias current generation circuit unit generates the bias current ish so that the light emission amount of the semiconductor laser by the sum of the bias current ish, the light emission current iη, the first auxiliary current isub1 and the second auxiliary current isub2 becomes a predetermined value. Output.
[0013]
In addition, the second delay circuit unit outputs the output signal from the first delay circuit unit by delaying the output signal by a predetermined second delay time TD2, and the second auxiliary current generation circuit unit includes the light emission signal. Indicates that the semiconductor laser is turned off, the output of the second auxiliary current issub2 may be stopped according to the output signal from the second delay circuit section.
[0014]
The second auxiliary current generation circuit unit includes a second delay circuit unit that outputs a light emission signal from the outside instructing light emission of the semiconductor laser by delaying a predetermined second delay time (TD1 + TD2). When the light emission signal indicates that the semiconductor laser is turned off, the output of the second auxiliary current issub2 may be stopped according to the output signal from the second delay circuit unit.
[0015]
On the other hand, the bias current generation circuit unit
A light emission amount detection circuit that detects the light emission amount of the semiconductor laser, generates and outputs a voltage corresponding to the detected light emission amount, and
An attenuation circuit unit that attenuates and outputs a predetermined reference voltage Vref input from the outside at a predetermined ratio 1 / N according to an input control signal;
A comparison circuit unit that compares the output voltage from the light emission amount detection circuit unit and the output voltage from the attenuation circuit unit, and generates and outputs a voltage according to the comparison result;
A sample-and-hold circuit unit that performs a sample-and-hold operation on the output signal from the comparison circuit unit in accordance with the input control signal;
A voltage-current conversion circuit unit that generates and outputs the bias current ish according to the output voltage from the sample hold circuit unit;
I was prepared to.
[0016]
In this case, the light emission current detection circuit unit is
At the time of detecting the emission current for detecting the emission characteristics of the semiconductor laser
Stop the current output for each of the light emission current generation circuit unit, the first auxiliary current generation circuit unit and the second auxiliary current generation circuit unit,
A current value ish1 of the bias current ish when a voltage obtained by attenuating the reference voltage Vref with a predetermined ratio 1 / N is output to the attenuation circuit unit;
Fixing the bias current ish to the bias current generating circuit unit at a current value ish1;
The attenuation circuit unit is configured to output the light emission current iη generated to the light emission current generation circuit unit and stop the current output to the first auxiliary current generation circuit unit and the second auxiliary current generation circuit unit, respectively. The sum of the bias current ish and the light emission current iη when the reference voltage Vref is output with respect to
The current value of the light emission current iη output from the light emission current generation circuit unit is changed, and a current value obtained by subtracting the bias current value ish1 from the current value of the sum current from which a desired light emission amount is obtained is the light emission current generation circuit unit. Output from.
[0017]
The light emission current detection circuit unit includes a bias current generation circuit unit, a light emission current generation circuit unit, a first auxiliary current generation circuit unit, and a second auxiliary current from when the power is turned on until the light emission current detection operation is started. The supply of current to the semiconductor laser was stopped with respect to the generation circuit unit.
[0018]
The light emission current detection circuit unit stops the light emission current detection operation when the reference voltage Vref is equal to or lower than a predetermined voltage during the light emission current detection operation, and the bias current generation circuit unit and the light emission current generation circuit. The current supply to the semiconductor laser may be stopped with respect to the first auxiliary current generating circuit unit and the second auxiliary current generating circuit unit.
[0019]
The light emission current detection circuit unit may output a predetermined signal indicating an abnormality when the reference voltage Vref is equal to or lower than a predetermined voltage during the light emission current detection operation.
[0020]
Further, the light emission current detection circuit unit detects the current detected when the current value of the bias current ish corresponding to the voltage obtained by attenuating the reference voltage Vref by a predetermined ratio 1 / N during the light emission current detection operation. When the value is less than a predetermined value, the light emission current detection operation is stopped and the bias current generation circuit unit, the light emission current generation circuit unit, the first auxiliary current generation circuit unit, and the second auxiliary current generation circuit unit are stopped. The current supply to the semiconductor laser may be stopped.
[0021]
The light emission current detection circuit unit detects a current value of the bias current ish corresponding to a voltage obtained by attenuating the reference voltage Vref by a predetermined ratio 1 / N during the light emission current detection operation. When it is less than the predetermined value, a predetermined signal indicating an abnormality may be output to the outside.
[0022]
The light emission current detection circuit unit, when the current value obtained by subtracting the bias current value ish1 from the current value of the sum current that obtains a desired light emission amount during a light emission current detection operation exceeds a predetermined value, The detection operation is stopped, and the bias current generation circuit unit, the light emission current generation circuit unit, the first auxiliary current generation circuit unit, and the second auxiliary current generation circuit unit are stopped from supplying current to the semiconductor laser. Also good.
[0023]
The light emission current detection circuit unit is abnormal when a current value obtained by subtracting the bias current value ish1 from a current value of the sum current at which a desired light emission amount is obtained during a light emission current detection operation exceeds a predetermined value. A predetermined signal may be output to the outside.
[0024]
The light emission current generation circuit unit is a current output type D / A converter, and the light emission current detection circuit unit outputs data to the D / A converter and outputs a light emission current iη having a desired current value. I tried to make it.
[0025]
In this case, the full scale value of the output current is proportional to the reference voltage Vref in the D / A converter, and the light emission current generation circuit unit generates and outputs the light emission current iη according to the reference voltage Vref.
[0026]
The attenuation circuit unit, the comparison circuit unit, the sample hold circuit unit, the voltage-current conversion circuit unit, the first delay circuit unit, the light emission current generation circuit unit, the first auxiliary current generation circuit unit, and the second auxiliary current generation circuit unit. The light emission current detection circuit unit may be integrated in one IC.
[0027]
The sample and hold circuit unit includes a hold capacitor that is charged with the output voltage of the comparison circuit unit, and a switch circuit that controls connection between the output terminal of the comparison circuit unit and the hold capacitor, and the hold capacitor includes the IC It may be provided outside the.
[0028]
The light emission current generation circuit unit may include a circuit for setting the amplitude of the light emission current iη to be output, and the circuit may be provided outside the IC.
[0029]
Further, the second auxiliary current generation circuit unit may include a circuit for adjusting a current value of the second auxiliary current issub2 to be output, and the circuit may be provided outside the IC.
[0030]
The image forming apparatus according to the present invention further includes an image forming apparatus including a semiconductor laser driving device that controls driving of the semiconductor laser by controlling a current supplied to the semiconductor laser so that a desired light emission amount can be obtained from the semiconductor laser. In the device
The semiconductor laser driving device comprises:
A bias current generating circuit unit that detects the light emission amount of the semiconductor laser, generates a bias current ish so that the light emission amount becomes a set value, and constantly supplies the bias current ish to the semiconductor laser;
A first delay circuit unit that outputs a light emission signal from the outside instructing light emission of the semiconductor laser by delaying it by a predetermined first delay time TD1;
A light emission current iη for causing the semiconductor laser to emit light is generated according to the input signal, and the generated light emission current iη is supplied to the semiconductor laser according to the output signal from the first delay circuit unit. A light emission current generation circuit section;
A predetermined first auxiliary current issub1 is generated for the light emission current iη generated by the light emission current generation circuit unit, and is supplied to the semiconductor laser simultaneously with the light emission current iη in accordance with an output signal from the first delay circuit unit. A first auxiliary current generation circuit unit;
A second auxiliary current generation circuit unit that generates a predetermined second auxiliary current issub2 and supplies the semiconductor laser with a predetermined second auxiliary current issub2 when the light emission signal indicates lighting of the semiconductor laser;
A light emission current detecting operation for detecting a light emission characteristic of the semiconductor laser to obtain a current value of a light emission current iη, and causing the light emission current generation circuit unit to output the light emission current iη having the obtained current value A detection circuit section;
With
The sum of the first auxiliary current isub1 and the second auxiliary current issub2 is equal to or less than the oscillation threshold current ith of the semiconductor laser, The sum of the bias current ish and the second auxiliary current issub2 is less than the oscillation threshold current ith of the semiconductor laser, The bias current generation circuit unit generates the bias current ish so that the light emission amount of the semiconductor laser by the sum of the bias current ish, the light emission current iη, the first auxiliary current isub1 and the second auxiliary current isub2 becomes a predetermined value. Output.
[0031]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Next, the present invention will be described in detail based on the embodiments shown in the drawings.
First embodiment.
FIG. 1 is a diagram showing an example in which the semiconductor laser driving device according to the first embodiment of the present invention is used. FIG. 1 shows an example of a laser recording device constituting an image forming apparatus.
In the laser recording apparatus 1 of FIG. 1, a laser beam L1 emitted from a laser diode LD, which is a semiconductor laser, is deflected by a rotating polygon mirror (polygon mirror) 2 that rotates at a high speed at a constant speed, and an fθ lens as an imaging lens. 3, a focused image is formed on the surface of the photoreceptor 4. The laser beam deflected by the rotary polygon mirror 2 is exposed and scanned in a direction (main scanning direction) orthogonal to the direction in which the photosensitive member 4 rotates, and performs image signal line-by-line recording. An image (electrostatic latent image) is formed on the surface of the photoconductor 4 by repeating main scanning at a predetermined cycle corresponding to the rotational speed and recording density of the photoconductor 4.
[0032]
A beam sensor 5 that generates a main scanning synchronization signal S1 is disposed at a position where a laser beam is irradiated in the vicinity of one end of the photosensitive member 4. The image input device 6 outputs a signal necessary for controlling the amount of light of the laser diode LD necessary for forming an image to the semiconductor laser driving device 7 that controls the driving of the laser diode LD. The image input device 6 controls the image recording timing in the main scanning direction and generates a control signal for inputting / outputting the image signal based on the main scanning synchronization signal S1. On the other hand, a temperature sensor 8 for measuring the temperature of the laser diode LD is provided in the laser diode LD so that the semiconductor laser driving device 7 performs a light emission current detection operation described later in accordance with a temperature change of the laser diode LD.
[0033]
That is, since the characteristics of the laser diode LD change depending on the temperature, the image input device 6 causes the semiconductor laser driving device 7 to perform an emission current detection operation according to the temperature change, and the differential quantum due to the temperature change of the laser diode LD. The problem of offset light emission (LED light emission) of the laser diode LD due to fluctuations in efficiency is avoided. In this case, since the temperature change can be predicted to some extent without providing the temperature sensor 8, the image input device 6 performs the light emitting current detection operation of the laser diode LD with respect to the semiconductor laser driving device 7 at regular time intervals. Alternatively, the light emitting current detection operation of the laser diode LD may be performed by predicting a temperature change by counting the number of printed sheets or the number of printed dots. The semiconductor laser driving device 7 receives a reset signal RES, a light emission signal SL, an APC execution signal SA, and the like from the image input device 6.
[0034]
As shown in FIG. 2, the semiconductor laser driving device 7 is configured such that after the power is turned on, the reset signal RES falls from the high (High) level to the low (Low) level, and the reset operation is released. When it first becomes high level, the light emission current detection operation is started, and the laser diode LD is lit to detect the light emission current. The semiconductor laser driving device 7 ignores the light emission signal SL from the image input device 6 from when the power is turned on until the light emission current detection operation is completed, and when the light emission current detection operation is completed, the laser diode is activated according to the light emission signal SL. LD light emission control is performed. However, the semiconductor laser drive device 7 causes the laser diode LD to emit light regardless of the light emission signal SL while the APC execution signal SA from the image input device 6 is at a high level indicating execution of the APC operation.
[0035]
FIG. 3 is a diagram showing an example of the semiconductor laser driving device according to the first embodiment of the present invention, and shows an internal configuration example of the semiconductor laser driving device 7 of FIG. In FIG. 3, a so-called anode common type LD unit in which the anode of the laser diode LD and the cathode of the photodiode PD are common is shown as an example.
[0036]
In FIG. 3, a semiconductor laser driving device 7 includes a comparison circuit 11, an analog switch ASW, a hold capacitor C that stores the output voltage of the comparison circuit 11, an NMOS transistor 14 that controls discharge of the hold capacitor C, a laser, A voltage-current conversion circuit 15 that generates and outputs a bias current ish to the diode LD, a photodiode PD that converts a light emission amount of the laser diode LD into a current, and a current converted by the photodiode PD to a voltage Vpd. A variable resistor 16 for conversion and a voltage dividing circuit 17 are provided.
[0037]
The comparison circuit 11, the analog switch ASW, the hold capacitor C, the NMOS transistor 14, the voltage-current conversion circuit 15, the photodiode PD, the variable resistor 16, and the voltage dividing circuit 17 constitute a bias current generation circuit unit, and the analog switch ASW and The hold capacitor C forms a sample and hold circuit unit, the photodiode PD and the variable resistor 16 form a light emission amount detection circuit unit, and the voltage dividing circuit 17 forms an attenuation circuit unit.
[0038]
Further, the semiconductor laser driving device 7 generates a light emission current iη according to input data and outputs it, and a first auxiliary current generation circuit 19 that generates and outputs a first auxiliary current issub1. A second auxiliary current generation circuit 20 that generates and outputs a second auxiliary current isub2, a first control circuit 24 that controls output of current to the light emission current generation circuit 18, and a first auxiliary current generation circuit 19 A second control circuit 25 that performs current output control on the second auxiliary circuit, a third control circuit 26 that performs current output control on the second auxiliary current generation circuit 20, and a fourth control that performs switching control of the analog switch ASW. And a circuit 27.
[0039]
Further, the semiconductor laser driving device 7 includes an NMOS transistor 14, a voltage dividing circuit 17, a light emission current detection circuit 28 for controlling operations of the first to fourth control circuits 24 to 27, and an input signal for a predetermined delay time TD1. A first delay circuit 29 that outputs the signal by delaying it by an amount, a second delay circuit 30 that outputs the input signal by delaying it by a predetermined delay time TD2, OR circuits 31 and 32, and an arithmetic circuit 33 that forms an adder. And a clock signal generation circuit 34 that generates a predetermined clock signal CLK and outputs it to the light emission current detection circuit 28. The first delay circuit 29, the second delay circuit 30, and the OR circuits 31, 32 form a delay circuit 35. The delay times TD1 and TD2 are set so that TD1> TD2. The delay circuit 35 forms first and second delay circuit units.
[0040]
The voltage dividing circuit 17 divides the target light quantity setting reference voltage Vref input from the image input device 6 into 1 / N (N is N> 1) in accordance with the control signal Sd from the light emission current detecting circuit 28. Is output to one input terminal of the comparison circuit 11, the voltage Vpd converted by the variable resistor 16 is input to the other input terminal of the comparison circuit 11, and the output terminal of the comparison circuit 11 is connected to the voltage via the analog switch ASW. -It is connected to the current conversion circuit 15.
[0041]
A hold capacitor C and an NMOS transistor 14 are connected in parallel between the connection between the analog switch ASW and the voltage-current conversion circuit 15 and the ground voltage, and the gate of the NMOS transistor 14 is connected to the light emission current detection circuit 28. The control signal Sc is input. The bias current ish of the voltage-current conversion circuit 15 is output to the arithmetic circuit 33. The analog switch ASW performs switching according to the control signal from the fourth control circuit 27.
[0042]
On the other hand, the cathode of the photodiode PD is connected to the power supply voltage VCC, the variable resistor 16 is connected between the anode of the photodiode PD and the ground voltage, and the voltage at the connection portion between the photodiode PD and the variable resistor 16 is connected. Vpd is input to the corresponding input terminal of the comparison circuit 11. The power supply voltage VCC is connected to the anode of the laser diode LD, the cathode of the laser diode LD is connected to the arithmetic circuit 33, and the laser diode LD is supplied with the LD drive current iop by the arithmetic circuit 33.
[0043]
The light emission current generation circuit 18 generates and calculates a light emission current iη for causing the laser diode LD to emit light according to the digital data signals SD0 to SDn (n is a natural number including 0) input from the light emission current detection circuit 28. Output to the circuit 33. The first control circuit 24 outputs a control signal Sc <b> 1 to the light emission current generation circuit 18, and controls output of the generated light emission current iη to the arithmetic circuit 33.
[0044]
The first auxiliary current generation circuit 19 receives a designation signal Sa1 designating the current value of the first auxiliary current isub1 from the image input device 6, and produces a first auxiliary current isub1 having a current value corresponding to the designation signal Sa1. To the arithmetic circuit 33. The second control circuit 25 outputs a control signal Sc2 to the first auxiliary current generation circuit 19, and controls output of the generated first auxiliary current issub1 to the arithmetic circuit 33.
The second auxiliary current generation circuit 20 receives a designation signal Sa2 designating the current value of the second auxiliary current isub2 from the image input device 6, and generates a second auxiliary current isub2 having a current value corresponding to the designation signal Sa2. To the arithmetic circuit 33. The third control circuit 26 outputs a control signal Sc3 to the second auxiliary current generation circuit 20, and controls output of the generated second auxiliary current issub2 to the arithmetic circuit 33.
[0045]
Next, the APC execution signal SA and the light emission signal SL from the image input device 6 are input to the two input terminals of the OR circuit 31, and the output terminal of the OR circuit 31 is one of the OR circuit 32. A first delay circuit 29 and a second delay circuit 30 are connected in series between the output terminal of the OR circuit 31 and the other input terminal of the OR circuit 32. The output terminal of the first delay circuit 29 is connected to the corresponding input terminal of the first control circuit 24, the second control circuit 25, and the fourth control circuit 27, and the output terminal of the OR circuit 32 is connected to the third control circuit 26. Connected to the corresponding input.
[0046]
In addition, the light emission current detection circuit 28 has a control signal Sη at the other input terminal of the first control circuit 24, a control signal Ssub 1 at the other input terminal of the second control circuit 25, and the other input terminal of the third control circuit 26. The control signal Ssub2 is output to the input terminal, the control signal Ssh is output to the other input terminal of the fourth control circuit 27, and the selection signal SEL is output to the first to fourth control circuits 24-27, respectively. The light emission current detection circuit 28 receives the reset signal RES, the APC execution signal SA, and the light emission signal SL from the image input device 6, and receives the clock signal CLK from the clock generation circuit 34.
[0047]
The clock generation circuit 34 receives the reset signal RES and the APC execution signal SA from the image input device 6, respectively. The clock generation circuit 34 outputs the clock signal CLK to the light emission current detection circuit 28 only during the light emission current detection operation. In FIG. 3, each part except for the laser diode LD, the photodiode PD, the variable resistor 16 and the hold capacitor C is integrated in one IC, and is integrated in one IC including the hold capacitor C. Also good.
[0048]
In such a configuration, FIG. 4 is a timing chart showing an example of the waveform of each signal in FIG. 3 during normal operation. The operation during normal operation will be described with reference to FIG. Hereinafter, an oscillation threshold current (hereinafter referred to as a threshold current) at which the laser diode LD emits light is assumed to be ith, and ith = ish + isub1 + issub2.
In the normal operation, the light emission current detection circuit 28 outputs the control signal Sd so that the reference voltage Vref is output without being divided to the voltage dividing circuit 17, and the reference voltage Vref and the voltage Vpd are the same. Thus, the bias current ish is controlled by the comparison circuit 11.
[0049]
The analog switch ASW connected to the output terminal of the comparison circuit 11 is switched according to the APC execution signal SA. For example, when the analog switch ASW is turned on, the hold capacitor C is charged with the output voltage of the comparison circuit 11 to perform sampling, and when the analog switch ASW is turned off to be cut off, the hold capacitor C holds the charged voltage. Note that there is a method in which the output terminal of the comparison circuit 11 is put into a high impedance state instead of turning off the analog switch ASW.
[0050]
The hold capacitor C may be externally attached and has an optimum capacitance value in accordance with the response speed of the photodiode PD which is a means for detecting the light output of the laser diode LD. That is, when the response speed of the photodiode PD is fast, the capacitance value can be reduced to speed up the response of the comparison circuit 11. The voltage-current conversion circuit 15 converts the charge (voltage) stored in the hold capacitor C into a current, and constantly outputs it as a bias current ish regardless of whether the laser diode LD is turned on or off.
[0051]
A photodiode PD, which is one configuration of detection means for detecting the light emission amount of the laser diode LD, generates a monitor current ipd proportional to the light emission amount of the laser diode LD. The variable resistor 16, which is another configuration of the detection means, converts the monitor current ipd into a voltage Vpd (hereinafter referred to as the monitor voltage Vpd) and becomes the output of the detection means. A certain monitor voltage Vpd is proportional to the light emission amount of the laser diode LD. During normal operation, the voltage dividing circuit 17 is set by the light emission current detection circuit 28 to output the reference voltage Vref as it is without being divided, and the reference voltage Vref is input to the corresponding input terminal of the comparison circuit 11. Since the monitor voltage Vpd input to the other input terminal of the comparison circuit 11 is controlled to be the same voltage as the reference voltage Vref, the light emission amount Po of the laser diode LD is proportional to the reference voltage Vref.
[0052]
Further, the light emission current detection circuit 28 corresponds to the first delay signal SD1 input from the first delay circuit 29 to the first control circuit 24 and the second control circuit 25 by the selection signal SEL during normal operation. The light emission current generation circuit 18 and the first auxiliary current generation circuit 19 to be output are each output, and the signal Sor input from the OR circuit 32 to the third control circuit 26 is output to the second auxiliary current generation circuit 20. In addition, the light emission current detection circuit 28 causes the fourth control circuit 27 to output the first delay signal SD1 to the analog switch ASW in response to the selection signal SEL during normal operation.
[0053]
When the APC execution signal SA is at a low level so as not to execute the APC operation, the laser diode LD is turned on or off according to the input light emission signal SL. First, when the light emission signal SL is at a low level and the laser diode LD is off, both the first delay signal SD1 and the second delay signal SD2 are at a low level, so that the light emission current generation circuit 18 and the first auxiliary current generation are performed. Each current output from the circuit 19 and the second auxiliary current generation circuit 20 is stopped, the analog switch ASW is also turned off, and the circuit is cut off. Therefore, the current input to the arithmetic circuit 33 is only the bias current ish output from the voltage-current conversion circuit 15, and the arithmetic circuit 33 supplies the bias current ish to the laser diode LD as the LD drive current iop.
[0054]
Next, when the light emission signal SL rises from a low level to a high level, the output signal Sor of the OR circuit 32 rises to a high level, and the second auxiliary current isub2 is output from the second auxiliary current generation circuit 20 to the arithmetic circuit 33. . For this reason, the current input to the arithmetic circuit 33 is the bias current ish and the second auxiliary current isub2, and the arithmetic circuit 33 uses the current obtained by adding the second auxiliary current issub2 to the bias current ish as the LD drive current iop. Supply to LD.
[0055]
Next, the first delay signal SD1 rises to the high level after the first delay time TD1 after the light emission signal SL rises to the high level, and the light emission current iη from the light emission current generation circuit 18 and the first auxiliary current generation circuit 19 One auxiliary current issub 1 is output to the arithmetic circuit 33. Therefore, the currents input to the arithmetic circuit 33 are the bias current ish, the second auxiliary current isub2, the light emission current iη, and the first auxiliary current isub1, and the arithmetic circuit 33 has the bias current ish, the second auxiliary current issub2, and the light emission current. A current obtained by adding iη and the first auxiliary current isub1 is supplied to the laser diode LD as an LD drive current iop, and the laser diode LD emits light. Note that the second delay signal SD2 rises to a high level after a delay time TD2 after the first delay signal SD1 rises to a high level.
[0056]
In FIG. 3, even if the APC execution signal SA is at a low level, if the first delay signal SD1 rises to a high level after the first delay time TD1 after the light emission signal SL rises to a high level, the analog switch ASW is turned on. However, if the APC execution signal SA is at a low level, the analog switch ASW may be turned on even when the first delay signal SD1 rises to a high level.
[0057]
Next, when the light emission signal SL falls from the high level to the low level, the first delay signal SD1 falls to the low level after the delay time TD1, and the light emission current generation circuit 18 outputs the light emission current iη to the arithmetic circuit 33. The first auxiliary current generation circuit 19 stops the output of the first auxiliary current issub1 to the arithmetic circuit 33, respectively. For this reason, the current input to the arithmetic circuit 33 is the bias current ish and the second auxiliary current isub2, and the arithmetic circuit 33 uses the current obtained by adding the second auxiliary current issub2 to the bias current ish as the LD drive current iop. The laser diode LD is turned off.
[0058]
When the second delay time TD2 further elapses, the second delay signal SD2 falls to the low level and simultaneously the output signal Sor falls to the low level, and the second auxiliary current generation circuit 20 causes the second auxiliary current to be supplied to the arithmetic circuit 33. The output of isub2 is stopped. Therefore, the current input to the arithmetic circuit 33 is only the bias current ish, and the arithmetic circuit 33 supplies the bias current ish to the laser diode LD as the LD drive current iop.
[0059]
As shown in FIG. 2, since the light emission current iη is detected by the first high-level APC execution signal SA after the power is turned on, the light emission current detection circuit 28 usually has a low ambient temperature (close to room temperature). The light emission current iη is set in the state. The detection of the light emission current iη requires a certain period, and the laser diode LD is continuously lit regardless of the light emission signal SL for detection of the light emission current iη. When the light emission current detection operation cannot be inserted and recording is performed continuously for a long time, the ambient temperature may increase more than when the light emission current iη is detected due to the heat generated by the peripheral device.
[0060]
As a characteristic of the laser diode LD, the threshold current ith increases as the temperature rises. The light emission current detection circuit 28 performs the light emission current detection operation to detect the light emission current iη, stores the detected current value of the light emission current iη as a DAC code, and the light emission current iη is not detected until the next light emission current detection. It becomes a fixed value. However, the drive current iop is corrected by the APC execution signal SA with the bias current ish generated from the sample-and-hold circuit including the analog switch ASW and the hold capacitor C and the voltage-current conversion circuit 15.
[0061]
As described with reference to FIG. 1, when an image is recorded by exposing and scanning the laser beam of the laser diode LD onto a recording medium, the image is generated in order to generate the main scanning synchronization signal S1 that is a position detection signal for the image. There is a forced lighting period in which the laser diode LD is continuously lit for a certain period for each line in the non-image area before recording. Usually, the APC operation is executed using this forced lighting period to perform light amount correction. The forced lighting signal that is a signal for controlling the forced lighting period is often set as a signal independent of the light emission signal SL.
[0062]
By using the APC execution signal SA as the forced lighting signal, the APC operation can be executed for each line or every several lines to perform light amount correction. Therefore, after detecting the light emission current, the ambient temperature rises, and the laser diode Even when the threshold current ith of the LD increases, the amount of light when the laser diode LD is turned on can always be accurately controlled. However, as a characteristic of the laser diode LD, there is a problem that the differential efficiency (mW / mA), which is the rate of change of the light emission amount with respect to the light emission current iη, decreases as the temperature rises. That is, in order to obtain the same light emission amount from the laser diode LD, it is necessary to increase the light emission current iη at a temperature higher than normal temperature.
[0063]
However, by detecting the light emission current, the current value of the light emission current iη is stored in the light emission current detection circuit 28 as a DAC code, and the light emission current iη becomes a fixed value until the next light emission current detection. An error occurs in the light emission amount of the laser diode LD.
FIG. 5 shows the characteristics of the LD drive current iop at normal temperature and high temperature and the light emission amount Po of the laser diode LD, and the light emission current iη is detected at normal temperature and fixed as the light emission current value idac. Shows the current distribution of the LD drive current iop when the bias current ish is corrected by.
[0064]
In FIG. 5, the current value of the threshold current ith at normal temperature is set to ithN, the current value of the light emission current iη at normal temperature is set to iηN, the current value of the threshold current ith at high temperature is set to ith, and The current value of the light emission current iη is iηH, ithH> ithN, and iηH> iηN. The first auxiliary current issub1 is set to an arbitrary value and is generated in the LD lighting period at the same timing as the light emission current value idac, and the second auxiliary current issub2 is set to an arbitrary value and the same timing as the light emission current value idac. It occurs in the period including before and after.
[0065]
In FIG. 5, when (a) shows, the case where the LD drive current iop is controlled using the bias current ish and the light emission current iη, and when shown in (b), the bias current ish, the light emission current iη and When the LD driving current iop is controlled using the first auxiliary current isub1, the case shown in (c), the LD is generated using the bias current ish, the light emission current iη, the first auxiliary current isub1 and the second auxiliary current issub2. The case where the drive current iop is controlled is shown.
[0066]
In the case of FIG. 5A, the current value of the bias current ish at normal temperature is set to ishaN, and the current value of the bias current ish at high temperature is set to ishaH. In the case of FIG. 5B, the current value of the bias current ish at normal temperature is set to ishbN, and the current value of the bias current ish at high temperature is set to ishbH. Further, in the case of FIG. 5C, the current value of the bias current ish at normal temperature is set to ishN, and the current value of the bias current ish at high temperature is set to ishH.
[0067]
In the case of FIG. 5A, since idac <iηH, ishaH> ithH, and the laser diode LD emits light even when the LD is turned off. In the case of FIG. 5 (b), since (idac + isub1)> iηH, ishbH <ithH, and the laser diode LD does not emit light when the LD is extinguished. Further, in the case of FIG. 5C, since (idac + isub1 + isub2)> iηH, ishH <ithH, and the laser diode LD does not emit light when the LD is extinguished.
[0068]
Further, it is necessary to satisfy (idac + isub1)> iηH so that the laser diode LD does not emit light during the generation period of the second auxiliary current isub2 immediately before the LD is turned on. In addition, in order for the APC operation to be performed normally, it is necessary to always satisfy ish = ith-isub1-issub2> 0. That is, in consideration of variations in threshold current ith of individual laser diodes LD and temperature fluctuations in threshold current ith, the first auxiliary current isub1 and the second auxiliary current so that (isub1 + issub2) <ith always holds. It is necessary to determine each current value of isub2.
[0069]
Next, with respect to the concept of the first auxiliary current isub1 in FIG. 5B, the concept of the second auxiliary current issub2 is further introduced in FIG. 5C, which is the method of the first embodiment. The reason will be explained.
As a characteristic of the laser diode LD, the laser diode LD emits LED light in a region where the LD drive current iop is smaller than the LD light emitting region. The laser diode LD emits light in proportion to the LD drive current iop even in the LED light emission region. The LED light emission amount of the laser diode LD is weak light emission of about 0.5 mW or less. However, since the influence of the background dirt due to the reaction of the photosensitive member cannot be ignored, the laser diode LD is turned on or off in order to prevent the background dirt. In other words, it is preferable that the bias current “sh” constantly flowing through the laser diode LD is small.
[0070]
On the other hand, if the bias current ish is small, even if the LD drive current iop corresponding to the light emission signal SL is supplied to the laser diode LD, the laser diode LD takes a certain amount of time to generate carriers having a concentration capable of laser oscillation. And a delay time occurs until the laser diode LD emits light. If the light emission time of the laser diode LD is sufficiently longer than the light emission delay time and can be ignored, there is no problem. However, if the laser diode LD is driven at a high speed, light emission of a time shorter than the desired light emission time can be obtained. Since there is a problem that the bias current ish cannot be taken into consideration, it is preferable that the bias current ish be large in consideration of the response speed of the laser diode LD.
[0071]
Furthermore, if the bias current ish is small, the amount of light emission with respect to the same LD drive current value fluctuates due to heat generation of the laser diode LD when the laser diode LD transitions from a continuous extinction state to a continuous lighting state. There is a problem that so-called droop characteristics are significantly deteriorated and a difference in density is produced in an image. Therefore, in order to obtain a stable light emission amount of the laser diode LD, it is preferable that the bias current ish be large. The concept of the first auxiliary current isub1 and the second auxiliary current issub2 is to satisfy such conflicting required characteristics at a moderate level. Since the bias current ish is set to be (ith-isub1-issub2), (isub1 + issub2) is set large, and the bias current ish is set to a level that maintains the droop characteristics but does not cause background contamination.
[0072]
By making the bias current ish smaller than the threshold current ith by (isub1 + issub2), there is a concern about the deterioration of the response speed of the laser diode LD. Therefore, as a countermeasure, it is usually about 10 ns immediately before the laser diode LD is turned on. Meanwhile, the bias current ish is increased by the second auxiliary current issub2, that is, the laser diode LD is activated with the bias current ish being (ith-isub1), thereby reducing the light emission delay time. At this time, the first auxiliary current issub1 is about several mA.
[0073]
By increasing the bias current ish by the second auxiliary current isub2 in the period immediately before the laser diode LD is turned on, the LED light emission amount of the laser diode LD is increased, and the light emission period is short even if the photoconductor reacts, so that it appears as background dirt. There is nothing. Furthermore, the bias current ish is subtracted from the threshold current ith by a certain amount and the threshold current ith is linked to control the light emission delay time to a constant small value even if the threshold current it changes due to temperature fluctuation. can do.
[0074]
Next, the light emission current detection operation of the laser diode LD will be described.
In FIG. 3, after the power is turned on, the semiconductor laser driving device 7 first performs a light emission current detection operation to detect the light emission current iη and the threshold current ith of the connected laser diode LD, and the image input device 6 arbitrarily selects each. A predetermined first auxiliary current isub1 and a predetermined second auxiliary current isub2 are subtracted from the threshold current ith, respectively, so that a current (ith-issub1-issub2), a first auxiliary current issub1, a second auxiliary current issub2, The laser diode LD is driven by the sum of the four currents of the light emission current iη.
[0075]
The desired amount of light of the laser diode LD is obtained when the light emission current detection operation is completed. Thereafter, in order to correct the amount of light of the laser diode LD when the threshold current is changed due to temperature variation or the like, A bias current ish is corrected by a sample and hold circuit including a switch ASW and a hold capacitor C. The light emission current detection circuit 28 starts the light emission current detection operation when the APC execution signal SA indicating the start of the first APC is input after the reset signal RES is canceled. That is, the light emission current detection circuit 28 starts the light emission current detection operation when the reset signal RES falls from the high level to the low level and the APC execution signal SA rises from the low level to the high level.
[0076]
During the light emission current detection operation, the light emission current detection circuit 28 outputs the control signal Sη to the first control circuit 24 to the light emission current generation circuit 18 and the control signal Ssub1 to the second control circuit 25 according to the selection signal SEL. The first auxiliary current generation circuit 19 outputs the control signal Ssub2 to the second control current generation circuit 20 to the third control circuit 26, and the control signal Ssh to the analog switch ASW to the fourth control circuit 27.
[0077]
In this way, the light emission current detection circuit 28 performs current output control of the light emission current generation circuit 18, the first auxiliary current generation circuit 19, and the second auxiliary current generation circuit 20 regardless of the light emission signal SL and the APC execution signal SA. At the same time, switching control of the analog switch ASW is performed. Note that the light emission current detection circuit 28 performs execution determination of the light emission current detection operation based on the reset signal RES and the APC execution signal SA. However, the light emission current detection circuit 28 provides a dedicated light emission current detection start signal. The light emission current detection operation may be performed according to the light emission current detection start signal.
[0078]
The light emission current detection circuit 28 prevents a current from flowing through the laser diode LD regardless of the light emission signal SL from the image input device 6 until the light emission current detection operation is started after the power is turned on. When the light emission current detection operation is completed, the laser diode LD is turned on or off in accordance with the light emission signal SL thereafter. When the reset signal RES is asserted and the reset operation is performed again, the light emission current detection circuit 28 cancels (= 0) the bias current ish and the light emission current iη set by the light emission current detection operation, and the LD drive current. iop = 0.
[0079]
FIG. 6 is a flowchart showing an example of the light emission current detection operation by the light emission current detection circuit 28, and FIG. 7 is a view showing an example of the detection of the light emission current during the light emission current detection operation. The light emission current detection operation by the light emission current detection circuit 28 will be described with reference to FIGS.
In FIG. 6, first, the light emission current detection circuit 28 stops each current output of the light emission current generation circuit 18, the first auxiliary current generation circuit 19, and the second auxiliary current generation circuit 20, and the voltage dividing circuit 17 performs the division. The voltage ratio is set so that 1 / N of the reference voltage Vref is input to the comparison circuit 11, and the APC is executed by performing switching control of the analog switch ASW (step ST1). Assuming that the current value of the bias current ish at this time is sh1, iop = sh1 = ith + iη / N. (ST1) in FIG. 7 shows the state of step ST1.
[0080]
Next, the light emission current detection circuit 28 turns off the analog switch ASW to put it in a cut-off state, and holds the voltage of the hold capacitor C to hold the bias current ish at the current value ish1, thereby causing the voltage dividing circuit 17 to have a reference voltage. The reference voltage Vref is set to be input to the comparison circuit 11 without being divided, and the light emission current iη is output to the arithmetic circuit 33 from the light emission current generation circuit 18 ( Step ST2). (ST2) in FIG. 7 shows the state of step ST2.
[0081]
At this time, the light emission current detection circuit 28 monitors the output voltage of the comparison circuit 11 and increases it by one bit from the lower bits of the digital data output to the light emission current generation circuit 18, and the monitor voltage Vpd sets the reference voltage Vref. The digital data at the time of exceeding is stored as a DAC code. Since the reference voltage Vref input to the comparison circuit 11 and the light emission amount Po of the laser diode LD are in a proportional relationship, and the light emission current iη and the light emission amount Po of the laser diode LD are also in a proportional relationship as shown in FIG. The current iη and the reference voltage Vref have a proportional relationship.
[0082]
For this reason, when the voltage input to the comparison circuit 11 is changed from Vref / N → Vref, the light emission current iη is increased N times. The light emission current detection circuit 28 stores the light emission current value idac1 of the difference iη / N → iη as a DAC code, so that idac1 = iη−iη / N = iη × (N−1) / N, and the voltage dividing circuit The light emission current value idac1 is detected by changing the voltage input from 17 to the comparison circuit 11 from Vref / N to Vref, and the light emission current iη can be calculated. At this time, the LD drive current iop is iop = ish1 + idac1. As a method for detecting the light emission current value idac1, there is a successive comparison method.
[0083]
Next, the light emission current detection circuit 28 turns on the NMOS transistor 14 to discharge the charge stored in the hold capacitor C, thereby setting the bias current ish to 0 (step ST3). At this time, the LD drive current iop is iop = idac1. (ST3) in FIG. 7 shows the state of step ST3.
[0084]
Next, the light emission current detection circuit 28 multiplies the stored DAC code by N / (N−1), thereby multiplying the light emission current value idac1 output from the light emission current generation circuit 18 by N / (N−1). The emission current value of the emission current iη is defined as idac (step ST4). The LD drive current iop at this time is iop = idac = idac1 × N / (N−1). (ST4) in FIG. 7 shows the state of step ST4.
[0085]
The purpose of setting the bias current Ish to 0 in this way is that N / (N−1)> when N> 1 when the DAC code stored in the light emission current detection circuit 28 is multiplied by N / (N−1). 1 and idac1 × N / (N−1)> idac1. When the DAC code is multiplied by N / (N−1) in a state where the light amount is adjusted to iop = ish1 + idac1 by the output voltage of the voltage dividing circuit 17 in the step ST2, iop = sh1 + idac1 × N / (N−1)> iop2 Thus, it is possible to prevent the laser diode LD from excessively emitting light and causing problems such as deterioration of the laser diode LD. For example, when N = 2, since N / (N−1) = 2, N / (N−1) can be easily realized simply by shifting the DAC code one bit higher (the least significant bit is 0). be able to.
[0086]
Next, the light emission current detection circuit 28 causes the first auxiliary current generation circuit 19 and the second auxiliary current generation circuit 20 to output the first auxiliary current issub1 and the second auxiliary current issub2 to the arithmetic circuit 33, respectively (step S31). ST5). The LD drive current iop at this time is iop = idac + isub1 + issub2. (ST5) in FIG. 7 shows the state of step ST5.
[0087]
Thereafter, the light emission current detection circuit 28 sets the reference voltage Vref as it is without being divided to the voltage dividing circuit 17 and turns off the NMOS transistor 14 to turn off the light emitting current generation circuit 18 and the first auxiliary circuit. With the current output to the current generation circuit 19 and the second auxiliary current generation circuit 20, the switching control of the analog switch ASW is performed, and the APC operation is performed again to cause the arithmetic circuit 33 to output the bias current ish. (Step ST6). At this time, the LD drive current iop is iop = idac + isub1 + isub2 + ish. (ST6) in FIG. 7 shows the state of step ST6.
[0088]
Thus, iop = ith + iη = ish + isub2 + issub1 + idac, iη = idac, and idac, isub1, and isub2 are generated before and after the laser diode LD is turned on. -Issub1-issub2.
[0089]
Next, the protection function of the laser diode LD when detecting the light emission current will be described.
The light emission current detection circuit 28 causes the laser diode LD to emit light at the reference voltage Vref or Vref / N level regardless of the light emission signal SL when detecting the light emission current, and converts the light emission current of the laser diode LD into a DAC code during the light emission current detection. Since the calculation of 1 <N / (N−1) times is performed after storing, if the current cannot be detected correctly in each step, there is a possibility that the laser diode LD may emit excessive light or cause a calculation error.
[0090]
Therefore, the light emission current detection circuit 28 inspects whether the input setting is correct, settling is completed, and whether the DAC code is equal to or higher than a predetermined value in main steps. If the light emission current detection circuit 28 detects an abnormality, the light emission current detection operation is stopped at the time when the abnormality is detected, and the LD drive current iop is set to zero. Further, a signal (not shown) for notifying the image input device 6 that the abnormality has been detected may be output from the light emission current detection circuit 28.
[0091]
FIG. 8 is a timing chart showing an example of the waveform of the signal of each part in FIG. 3 when the light emission current is detected. In FIG. 8, it shows corresponding to each process of FIG.
In FIG. 8, the light emission current detection circuit 28 checks the reference voltage Vref when the light emission current detection operation starts when the APC execution signal SA becomes high level at the beginning of step ST1, and the value of the reference voltage Vref is determined. It is checked whether or not there is a predetermined voltage or more. If the value of the reference voltage Vref is less than a predetermined voltage, the light emission current detection circuit 28 determines that an abnormality has occurred.
[0092]
The purpose of making the reference voltage Vref equal to or higher than a certain voltage is that when the reference voltage Vref is small, the voltage gain, response speed, or output current of the comparison circuit 11 decreases, and the oscillation frequency of the clock signal CLK and the digital constituting the light emission current detection circuit 28 There is a possibility that the APC for Vref / N is not completed within the period of step ST1 defined by the circuit, the error of the input offset voltage of the comparison circuit 11 cannot be ignored with respect to the reference voltage Vref, and the LED of the laser diode LD. It is to prevent detection in the light emitting area. If the error of the input offset voltage of the comparison circuit 11 is ± 20 mV, the reference voltage Vref needs to be at least 100 mV or more as a level at which the error of the input offset voltage can be ignored.
[0093]
Next, the light emission current detection circuit 28 determines whether or not the monitor voltage Vpd has reached a certain ratio with respect to Vref / N before the DAC code is increased bit by bit at the beginning of step ST2. Check. If the light emission current detection circuit 28 has not reached a certain ratio, it is determined as abnormal.
The purpose of setting the monitor voltage Vpd to a certain ratio or more with respect to the reference voltage Vref is to accurately detect the light emission current iη.
[0094]
In step ST1, the voltage output from the voltage dividing circuit 17 is Vref / N, and the bias current ish becomes ith = ith + iη / N by the APC operation, and the voltage output from the voltage dividing circuit 17 in step ST2 is Vref. Assuming that the light emission current value idac1 detected by the difference from / N to Vref is iη × (N−1) / N, iη = idac1 × N / (N−1) is calculated by calculation. For this reason, it is necessary that the bias current ish set in the step ST1 is sufficiently settled.
[0095]
If settling is complete, Vpd = Vref / N. In the case of Vpd <Vref / N, settling has not been completed, and the bias current ish remains smaller than the actual value and is held at the beginning of step ST2. If the bias current ish is smaller than the actual value and the LD drive current iop is correctly detected in step ST2, iop = ish1 + idac1, and therefore idac1> iη × (N−1) / N, and step ST4. In the process, idac1 × N / (N−1)> iη, and a larger value than the actual light emission current iη is set.
[0096]
Next, in step ST3, the light emission current detection circuit 28 checks the DAC code detected at the end of the step ST2, and if it is larger than the predetermined code, it is regarded as abnormal. The purpose of checking the DAC code in this way is to set the DAC code to N / (N-1)> 1 in step ST4, so that the detected DAC code is less than (N-1) / N of the full-scale code. There is to do. If the full scale code is exceeded when multiplied by N / (N-1), the light emission current iη cannot be set correctly. For example, when N = 2, N / (N-1) = 2, and when N / (N-1) is multiplied, the DAC code is shifted up by 1 bit. If it stands, it may be regarded as abnormal.
[0097]
Next, by adopting a circuit configuration in which the full-scale current of the light emission current generation circuit 18 is proportional to the reference voltage Vref, the light emission amount Po of the laser diode LD is proportional to the reference voltage Vref without performing APC. The function of changing the amount of light will be described.
FIG. 9 is a diagram illustrating an internal configuration example of the light emission current generation circuit 18.
In FIG. 9, the light emission current generation circuit 18 forms a D / A converter, and the differential gate drive switch circuit 41 includes DAC codes D0 to Dn based on DAC code signals SD0 to SDn from the light emission current detection circuit 28. A control signal Sc1 from the first control circuit 24 is input.
[0098]
When the control signal Sc1 is asserted, the differential gate drive switch circuit 41 outputs a DAC code Dk to the gate of the PMOS transistor Qk that forms the differential gate with the PMOS transistor QkB (k = 0 to n). Data DkB in which the signal level of the DAC code Dk is inverted is generated and output to the gate of QkB. Further, when the control signal Sc1 is negated, the differential gate drive switch circuit 41 turns off the PMOS transistors Q0B to QnB regardless of the DAC codes D0 to Dn. The drains of the PMOS transistors Q0B to QnB are respectively connected to the output terminal of the light emission current generation circuit 18, and the light emission current iη is output from the output terminal.
[0099]
A reference voltage Vref is input to the inverting input terminal of the operational amplifier 42. A resistor 43 is connected between the non-inverting input terminal of the operational amplifier 42 and the ground voltage. The resistor 43 is connected to the PMOS transistor Q and the differential gate. Is converted into a voltage and output to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 42. The voltage of the DAC codes D0B to DnB when the DAC code signals SD0 to SDn are high level is input to the gate of the PMOS transistor QB, and the DAC code signals SD0 to SDn are high level to the gate of the PMOS transistor Q. In this case, the voltages of the DAC codes D0 to Dn are input.
[0100]
The output terminal of the operational amplifier 42 is connected to the gates of the PMOS transistors QA0 to QAn and QC, and the sources of the PMOS transistors QA0 to QAn and QC are connected to the power supply voltage VCC, respectively. The drain of the PMOS transistor QAk is connected to the sources of the PMOS transistors Qk and QkB, and the drain of the PMOS transistor QC is connected to the sources of the PMOS transistors Q and QB. The drains of the PMOS transistors Q and Q0 to Qn are connected to the ground voltage.
[0101]
In such a configuration, the amplitude of the voltage levels of the DAC codes D0 to Dn and D0B to DnB is not limited to the power supply voltage VCC and the ground voltage, and the amplitude is limited. The DAC codes D0 to Dn and D0B to DnB When the high level voltage is VH and the low level voltage is VL, the relationship is 0 <VL <VH <VCC. The PMOS transistor QB is always on, and the PMOS transistor Q is always off.
[0102]
Further, the amplitude of the light emission current iη can be changed by changing the resistance value of the resistor 43. Assuming that the resistance value of the resistor 43 is Rc and the current flowing through the resistor R43 is ic, the current ic that is the reference of the full-scale current of the light emission current iη is ic = Vref / Rc, and the current ic is proportional to the reference voltage Vref. . The amplitudes of the current ic and the light emission current iη are always set to the same ratio according to the ratio of the transistor sizes of the PMOS transistor QC and the PMOS transistors QA0 to QAn. Thus, the amplitude of the light emission current iη generated by the light emission current generation circuit 18 is proportional to the reference voltage Vref. The resistor 43 may be provided outside the IC so that the resistance value Rc can be easily changed.
[0103]
On the other hand, the photodiode PD, which is one configuration of detection means for detecting the light emission amount of the laser diode LD, generates a monitor current ipd proportional to the light emission amount Po of the laser diode LD. The variable resistor 16, which is another configuration of the detection means, converts the monitor current ipd into the monitor voltage Vpd and outputs it, so the monitor voltage Vpd is proportional to the light emission amount Po. During normal operation, the reference voltage Vref input in the voltage dividing circuit 17 is output as it is without being divided, the reference voltage Vref is input to the comparison circuit 11, and the laser diode LD so that the monitor voltage Vpd becomes the reference voltage Vref. Therefore, the APC is executed such that the light emission amount Po is proportional to the reference voltage Vref.
[0104]
Thus, in the semiconductor laser driving device 7, the APC is executed so that the reference voltage Vref, the light emission current iη, and the light emission amount Po are proportional, and the reference voltage Vref and the light emission amount Po are proportional. If the bias current ish and the light emission current iη are correctly set by the detection operation, a desired light amount Po corresponding to the reference voltage Vref can be obtained without correcting the bias current ish by APC.
[0105]
When APC is executed, the phase of the response delay of the photodiode PD is compensated by the capacitance of the hold capacitor C. That is, the APC system is stabilized by making the change in the input voltage of the voltage-current conversion circuit 15 overwhelmingly slower than the response of the photodiode PD. This means that it is difficult to obtain a high-speed response when changing the reference voltage Vref and changing the light emission amount Po by APC. If the scanning time of one line when scanning an image and recording an image is several hundred μs, it is possible to correctly control the light emission amount Po to a desired light amount within one line by changing the reference voltage Vref. Have difficulty.
[0106]
On the other hand, in the case of the system of the first embodiment, a desired light amount Po corresponding to the reference voltage Vref can be obtained without correcting the bias current ish by APC. High-speed light emission amount control that is not limited by the response speed is possible. In particular, in order to correct non-uniformity of the light intensity per unit area of the scanning light on the scanning surface, control for increasing the intensity of the scanning light as the incident angle of the scanning light irradiated on the scanning surface during scanning increases. This is effective for so-called shading correction.
[0107]
On the other hand, as shown in FIG. 4, the generation period of the first auxiliary current issub1 and the light emission current value idac becomes the light emission period as it is, and in order to cause the laser diode LD to emit light with the same width as the assertion period of the light emission signal SL, Current switching is required. The light emission current generation circuit 18 is composed of a D / A converter. By setting an optimum transistor size with respect to the amplitude of the light emission current iη, a high-speed current can be obtained regardless of the DAC code set when the light emission current is detected. Switching can be done.
[0108]
For this reason, the first auxiliary current generation circuit 19 is also configured by a D / A converter, and high-speed current switching is performed by setting the current value of the first auxiliary current issub1 with a digital code by register setting or the like from the outside. It can be carried out. As another method, there is a method in which an external DC voltage is AD converted to generate a digital code, and the generated digital code is input to a D / A converter for setting the first auxiliary current issub1.
[0109]
FIG. 10 shows an internal configuration example of the first auxiliary current generation circuit 19.
In FIG. 10, the designation signal Sa1 input from the image input device 6 is input to the input terminals of the inverters 51 and 52, respectively. The threshold voltage of inverter 51 is larger than VCC / 2, and the threshold voltage of inverter 52 is smaller than VCC / 2.
[0110]
The output terminal of the inverter 51 is connected to one input terminal of the AND circuit 53, the non-inverting input terminal of the AND circuit 54, and one input terminal of the NOR circuit 55. The output terminal of the inverter 52 is connected to the other input terminal of the AND circuit 53. , The inverting input terminal of the AND circuit 54, and the other input terminal of the NOR circuit 55. The output terminal of the AND circuit 53 is one input terminal of the AND circuit 56, the output terminal of the AND circuit 54 is one input terminal of the AND circuit 57, and the output terminal of the NOR circuit 55 is one input terminal of the AND circuit 58. Each is connected. A control signal Sc2 from the second control circuit 25 is input to the other input terminal of each of the AND circuits 56 to 58.
[0111]
The differential switch circuit 59 turns off the PMOS transistor QD0 and turns on the PMOS transistor QD0B when the output signal of the AND circuit 56 becomes high level, and turns on the PMOS transistor QD0 when the output signal of the AND circuit 56 becomes low level. And the PMOS transistor QD0B is turned off. Similarly, the differential switch circuit 60 turns off the PMOS transistor QD1 and turns on the PMOS transistor QD1B when the output signal of the AND circuit 57 goes high, and turns on the PMOS transistor QD1B when the output signal of the AND circuit 57 goes low. QD1 is turned on and PMOS transistor QD1B is turned off.
[0112]
Similarly, the differential switch circuit 61 turns off the PMOS transistor QD2 and turns on the PMOS transistor QD2B when the output signal of the AND circuit 58 becomes high level, and turns on the PMOS transistor QD2B when the output signal of the AND circuit 58 becomes low level. QD2 is turned on and PMOS transistor QD2B is turned off.
[0113]
The PMOS transistors QF and QE0 to QE2 form a current mirror circuit, and the current supplied from the constant current source 62 is supplied to the PMOS transistors QD0 to QD2 and QD0B to QD2B by the current mirror circuit, respectively. The transistor sizes of the PMOS transistors QE0 to QE2 are different, the transistor size of the PMOS transistor QE0 is the smallest, and the transistor size of the PMOS transistor QE2 is the largest. The drains of the PMOS transistors QD0B to QD2B are connected to the output terminal of the first auxiliary current generation circuit 19, respectively, and the first auxiliary current issub1 is output.
[0114]
In such a configuration, each of the input terminals of the inverters 51 and 52 has three kinds of voltage values indicating one of three values L (small), M (medium), and H (large) from the image input device 6. Is selected and input as the designation signal Sa1. Inverters 51 and 52 having different threshold voltages output combinations of signals indicating any one of L, M, and H indicated by the input designation signal Sa1. The differential switch circuits 59 to 61 control the operation of the corresponding PMOS transistors QD0 to QD2 and QD0B to QD2B according to the combination of the output signal levels of the inverters 51 and 52 to switch the current value of the first auxiliary current issub1. .
[0115]
Note that the current value supplied from the constant current source 62 may be arbitrarily set by an external resistor, or may be a fixed value. Further, in order to prevent an error in the selection value of the designation signal Sa1 due to noise during normal operation, a latch circuit is added to the first auxiliary current generation circuit 19, and the selection value of the designation signal Sa1 is latched when the light emission current is detected. The selection value may not be changed.
[0116]
FIG. 11 is a diagram illustrating an internal configuration example of the second auxiliary current generation circuit 20.
In FIG. 11, the control signal Sc3 from the second control circuit 26 is input to the differential gate drive switch circuit 71. When the control signal Sc3 is asserted, the differential gate drive switch circuit 71 turns on the PMOS transistor QGB and turns off the PMOS transistor QG, and the second auxiliary current issub2 is output from the PMOS transistor QGB. Further, when the control signal Sc3 is negated, the differential gate drive switch circuit 71 turns off the PMOS transistor QGB and turns on the PMOS transistor QG to stop the output of the second auxiliary current issub2.
[0117]
The designation signal Sa2 from the image input device 6 is input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 72, and a resistor 73 is connected between the inverting input terminal of the operational amplifier 72 and the ground voltage. The end is connected to the gate of the NMOS transistor QJ. The source of the NMOS transistor QJ is connected to a connection portion between the inverting input terminal of the operational amplifier 72 and the resistor 73, and the operational amplifier 72, the resistor 73, and the NMOS transistor QJ form a constant current source. The PMOS transistors QH and Qi form a current mirror circuit, and the current supplied from the constant current source is supplied to the PMOS transistors QG and QGB by the current mirror circuit, respectively. The drain of the PMOS transistor QGB is connected to the output terminal of the second auxiliary current generation circuit 20, and the second auxiliary current issub2 is output.
[0118]
In such a configuration, as shown in FIG. 4, the second auxiliary current issub2 is generated immediately before the laser diode LD emits light to increase the response speed of the laser diode LD. The second auxiliary current isub2 is generated about 10 ns before the laser diode LD emits light. Therefore, even if the current waveform of the second auxiliary current isub2 is dulled by about several ns, the optical output waveform is not greatly affected. Therefore, the second auxiliary current generation circuit 20 can be set with one type of transistor size.
[0119]
The current is (= Va2 / Rs) is set by the voltage value Va2 of the designation signal Sa2 and the resistance value Rs of the resistor 73. The voltage value Va2 and the resistance value Rs are fixed internally or arbitrarily set from the outside. The current value of the second auxiliary current issub2 is determined by the transistor size ratio of the PMOS transistors Qi and QH. Each transistor in FIG. 11 may be sized to sufficiently drive the maximum current of the assumed second auxiliary current issub2.
[0120]
In the above description, the case where there is one laser diode LD has been described as an example. However, a method of driving an LD array type semiconductor laser having a plurality of laser diodes LD and one photodiode PD is described. This will be described with reference to FIG.
In FIG. 12, the semiconductor laser is shown as an example of a so-called cathode common type LD unit in which the cathode of the laser diode LD and the anode of the photodiode PD are common.
[0121]
A reference voltage Vr1 input from the outside to one laser diode, for example, the laser diode LD1, is set, and is roughly set by a variable resistor Rpd connected to the photodiode PD so as to obtain a desired light emission amount Po1 of the laser diode LD1. adjust. Since the monitor current ipd greatly varies from LD unit to LD unit with respect to the desired light emission amount Po, the variation is adjusted by varying the resistance. APC is executed such that Vr1 = ipd × Rpd (Rpd indicates the resistance value of the resistor Rpd).
[0122]
When the laser diode LD1 emits light, the monitor current ipd1 becomes ipd1 = Po × M1, where M1 is a constant with one laser diode LD1, and this constant varies for each LD unit and between laser diodes LD in the same LD unit. . Therefore, Po = Vr1 / (M1 × Rpd1), and a desired light emission amount Po with respect to the set reference voltage Vr1 can be set in the laser diode LD1 by adjusting the resistance value of the resistor Rpd including variations in M1. it can. Rpd1 is a fixed value determined when adjusting the light amount of the laser diode LD1. The reference voltage Vr1 sets the output voltage Vdac1 of the D / A converter DAC1 by a resistance voltage division including a variable resistance. When the output of the DA converter DAC1 is a current, a single variable resistor may be used.
[0123]
Next, the light quantity of the laser diode LD2 is adjusted. Usually, the light quantity of each laser diode is set to the same value. Since Po = Vr2 / (M2 × Rpd1), the monitor current ipd varies between the laser diodes LD even in the same LD unit, and therefore M1 ≠ M2. Therefore, the reference voltage Vr2 is changed in order to obtain the same amount of light as the laser diode LD1. Vr1 ≠ Vr2.
[0124]
Usually, the code of the D / A converter for setting the reference voltage Vref is for the purpose of simplifying the configuration of the image input device 6 that controls the LD driving device and correcting with the common data at the time of shading correction. The same value is set between the laser diodes LD. Therefore, in order to realize Vr1 ≠ Vr2, an optimum reference voltage Vr2 is set by adding a variable resistor to the output of the D / A converter and adjusting its value. Thus, even if the monitor current varies between the LD units and between the laser diodes LD in the same LD unit due to one variable resistor Rpd, the D / A converter and the variable resistor for each laser diode LD, the desired light emission amount Furthermore, the change of the light quantity, particularly the shading correction can be easily realized by changing the code of the D / A converter.
[0125]
As described above, the semiconductor laser driving device according to the first embodiment does not deteriorate due to excessive light emission of the laser diode LD when detecting the light emission current of the laser diode LD, and controls the light amount at a short time interval even if the environmental temperature changes. By controlling the bias current ish to an appropriate level that keeps the droop characteristics good but does not cause background contamination, the delay time until laser emission is reduced and the laser light response is improved. can do.
[0126]
Second embodiment.
In the first embodiment, as shown in FIG. 4, the second auxiliary current issub2 is generated during a period in which the delay times TD1 and TD2 are added to the lighting period of the laser diode LD. However, in the configuration of the first delay circuit 29, the second delay circuit 30, and the OR circuits 31, 32 shown in FIG. 3, when the lighting period is less than (TD1 + TD2) as shown in FIG. 13, (TD1 + TD2-lighting period) ) (> 0), the second auxiliary current issub2 may not be output. For example, normally, the first delay time TD1 = 10 ns and the second delay time TD2 = 2 ns are set. On the other hand, the lighting period may be about 1 ns at the minimum, and the above-described problem occurs when the lighting period is less than 12 ns. The second embodiment of the present invention is to solve such a problem.
[0127]
FIG. 14 is a diagram showing an example of a delay circuit in the semiconductor laser driving device according to the second embodiment of the present invention. Note that the figure showing the example of the semiconductor laser driving device in the second embodiment of the present invention is the same as FIG. 3 except for the delay circuit, and therefore only the delay circuit which is different from FIG. 3 is shown in FIG. Show. Further, in FIG. 14, the same or similar parts as those in FIG. 3 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted here.
14 differs from the delay circuit 35 of FIG. 3 in that the circuit configuration of the delay circuit 35 of FIG. 3 is changed, and the delay circuit 35 of FIG.
[0128]
14, the delay circuit 81 includes q (q is an integer of q> 1) buffers B1 to Bq, r (r is an integer of r> 0) buffers BA1 to BAr, and an OR circuit 31. , 82. Note that q and r have a relationship of q> r. The OR circuit 82 includes (q + r + 1) input terminals, and the output terminal of the OR circuit 31 is connected to one corresponding input terminal of the OR circuit 82. Buffers B1 to Bq and BA1 to BAr are connected in series between the output terminal of the OR circuit 31 and a corresponding input terminal of the OR circuit 82, and each of the buffers B1 to Bq and BA1 to BAr is connected. The output terminals are connected to the corresponding input terminals of the OR circuit 82, respectively. The signal at the connection between the buffer Bq and the buffer BA1 forms the first delay signal SD1, and the output signal of the buffer BAr forms the second delay signal SD2. Further, the output signal of the OR circuit 82 forms the output signal Sor output to the third control circuit 26.
[0129]
FIG. 15 is a timing chart illustrating signal examples of the respective units in FIG. In FIG. 15, the delay times of the buffers B1 to Bq and BA1 to BAr are respectively TD3. By setting the delay time TD3 to be less than the minimum width of the lighting period of the laser diode LD in which the light emission signal SL is asserted, the signals input to the respective input terminals of the OR circuit 82 are overlapped, and the uninterrupted output signal Sor is generated. 2 can be output to the control circuit 26. Specifically, when the minimum width of the lighting period is 1 ns, the continuous output signal Sor is generated by setting the delay time TD3 to less than 1 ns. Thus, even if the lighting period is less than the time obtained by adding the first delay time TD1 and the second delay time TD2, the continuous output signal Sor can be generated.
[0130]
On the other hand, when the first delay time TD1 is set to 10 ns and the second delay time TD2 is set to 2 ns, the minimum time 1 ns of the lighting period is delayed by the buffer for a period of TD1 + TD2 = 12 ns. The light emission signal SL may disappear in the middle of the series circuit of the buffers B1 to Bq and BA1 to BAr due to variations in the gate capacitance, the load capacitance of the wiring capacitance, the wiring resistance, and the rise time and fall time of the buffer output. In FIG. 14, as the buffer load, in addition to the buffer load of the next stage, the gate of the OR circuit and the wiring are attached, and the light emission signal SL is more easily lost than the delay circuit 35 shown in FIG.
[0131]
FIG. 16 is a diagram showing a circuit example of the delay circuit 81 for solving such a problem. In FIG. 16, the same or similar parts as those in FIG. 14 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted here, and only differences from FIG. 14 will be described.
16 is different from FIG. 14 in that a series circuit of buffers BC1 to BCs (s is an integer of s> 0) is provided.
[0132]
In FIG. 16, the delay circuit 81 includes a series circuit of buffers B1 to Bq, a series circuit of buffers BC1 to BCs, and OR circuits 31 and 82. Buffers BC1 to BCs are connected in series between the output terminal of the OR circuit 31 and one corresponding input terminal of the OR circuit 82, and a series circuit of buffers B1 to Bq is separately connected to the output terminal of the OR circuit 31. The first delay signal SD1 is output from the output terminal of the series circuit.
[0133]
FIG. 17 is a timing chart illustrating signal examples of the respective units in FIG.
As can be seen from FIG. 17, the buffers BC1 to BCs are formed so as to have the same characteristics. In the buffers BC1 to BCs, the time TD4 from when the input signal falls from the high level to the low level until the output signal becomes equal to or lower than the threshold voltage at which the output signal is determined to be low is longer than the delay time TD3. Thus, the size of the transistor is adjusted. In this way, the high level width of the second delay signal SD2 can be expanded. Further, the number of buffer stages forming the delay time (TD1 + TD2) can be made smaller than (q + r) in FIG.
[0134]
In FIG. 14, since a delay circuit is inserted between the first delay signal SD1 and the second delay signal SD2, the end signal of the second delay signal SD2 is surely ended after the first delay signal SD1 ends. Is input to the OR circuit 82. However, in FIG. 16, since the first delay signal SD1 and the second delay signal SD2 are generated by separate circuits, respectively, in order to ensure the end of the second delay signal SD2 after the end of the first delay signal SD1. It is preferable that the delay time TD2 shown in FIG. 17 is larger than the delay time TD2 shown in FIGS.
[0135]
14 and 16, the OR circuit 82 is used, but an AND circuit may be used instead of the OR circuit 82. When the OR circuit is used, the lighting logic of the light emission signal SL is high level, and the lighting logic of the output signal of each buffer is also high level. However, when an inverter is used instead of the buffer, Replace even-numbered inverters with circuits connected in series.
[0136]
As described above, the semiconductor laser driving device according to the second embodiment generates the second delay signal SD2 from the output signal of the OR circuit 31 by a circuit different from the circuit that generates the first delay signal SD1. I did it. Accordingly, the same effect as that of the first embodiment can be obtained, and the corresponding input of the OR circuit 82 is connected from the output terminal of the OR circuit 31 by widening the high-level width of the second delay signal SD2. The number of buffer stages connected to the end can be reduced, and the second delay signal SD2 can be prevented from being attenuated and extinguished.
[0137]
【The invention's effect】
As is apparent from the above description, according to the semiconductor laser driving device of the present invention, the light emission current is detected from the difference between the set light amount for the semiconductor laser and 1 / N of the set light amount. Degradation of the semiconductor laser due to can be prevented.
[0138]
Further, by performing APC for each line or every several lines in the main scanning direction, it is possible to perform light amount correction at short time intervals with respect to fluctuations in the oscillation threshold current ith of the semiconductor laser due to temperature fluctuations.
[0139]
Further, since the current value of the bias current ish can be controlled by the first auxiliary current isub1 and the second auxiliary current isub2 that can be arbitrarily set, the background when forming an image with a semiconductor laser can be maintained while maintaining a good droop characteristic. The bias current ish can be controlled to an appropriate level that does not cause contamination.
[0140]
Further, by linking the bias current value with the oscillation threshold current ith of the semiconductor laser, it is possible to ensure a stable photoresponsiveness with respect to fluctuations in the oscillation threshold current ith due to temperature fluctuations.
[0141]
Further, by guaranteeing by the first auxiliary current isub1 and the second auxiliary current issub2 that the light emission current iη required to obtain a desired light emission amount due to a decrease in the differential efficiency due to the temperature variation is ensured, It is possible to prevent background stains from occurring in an image formed using a semiconductor laser due to an increase in the amount of LED emitted from the semiconductor laser.
[0142]
In addition, as a measure for reducing the light response performance by reducing the bias current ish by the first auxiliary current isub1 and the second auxiliary current isub2 from the oscillation threshold current ith of the semiconductor laser, immediately before the laser diode LD is turned on. The second auxiliary current issub2 is added to the laser diode LD to activate the laser diode LD, so that the light response can be improved, that is, the delay time until the laser emission can be reduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing an example using a semiconductor laser driving device according to a first embodiment of the present invention.
2 is a diagram showing a waveform example of each part in FIG. 1 when power is turned on. FIG.
FIG. 3 is a diagram showing an example of a semiconductor laser driving device according to the first embodiment of the present invention.
4 is a timing chart showing an example of the waveform of each signal of FIG. 3 during normal operation.
FIG. 5 is a diagram illustrating a characteristic example of an LD drive current iop and a light emission amount Po of a laser diode LD.
6 is a flowchart showing an example of a light emission current detection operation by the light emission current detection circuit 28 of FIG.
FIG. 7 is a diagram showing an example of detecting a light emission current during a light emission current detection operation.
8 is a timing chart showing an example of the waveform of signals at various parts in FIG. 3 when a light emission current is detected.
9 is a diagram showing an example of the internal configuration of the light emission current generation circuit 18 of FIG. 3. FIG.
10 shows an internal configuration example of the first auxiliary current generating circuit 19 of FIG.
11 is a diagram showing an internal configuration example of a second auxiliary current generation circuit 20 of FIG. 3;
FIG. 12 is a diagram showing an example of an LD array type semiconductor laser driving device;
13 is a timing chart showing an operation example of the delay circuit 35 of FIG.
FIG. 14 is a diagram illustrating an example of a delay circuit of a semiconductor laser driving device according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 15 is a timing chart showing an example of signals at various parts in FIG. 14;
FIG. 16 is a diagram showing another example of the delay circuit of the semiconductor laser driving device according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 17 is a timing chart showing an example of signals at various parts in FIG. 16;
FIG. 18 is a diagram showing a characteristic example of a conventional LD drive current iop and a light emission amount Po of a laser diode LD.
[Explanation of symbols]
1 Laser recording device
6 Image input device
7 Semiconductor laser drive device
11 Comparison circuit
14 NMOS transistor
15 Voltage-current conversion circuit
16 Variable resistance
17 Voltage divider circuit
18 Light Emitting Current Generation Circuit
19 First auxiliary current generating circuit
20 Second auxiliary current generating circuit
24 First control circuit
25 Second control circuit
26 Third control circuit
27 Fourth control circuit
28 Light-emitting current detection circuit
29 First delay circuit
30 Second delay circuit
31, 32 OR circuit
33 Arithmetic circuit
34 Clock generation circuit
35 Delay circuit
LD Laser diode
ASW analog switch
C Hold capacitor
PD photodiode
B1-Bq, BA1-BAr, BC1-BCs buffer

Claims

In a semiconductor laser driving apparatus for controlling driving of a semiconductor laser by controlling a current supplied to the semiconductor laser so that a desired light emission amount can be obtained from the semiconductor laser,
A bias current generating circuit unit that detects the light emission amount of the semiconductor laser, generates a bias current ish so that the light emission amount becomes a set value, and constantly supplies the bias current ish to the semiconductor laser;
A first delay circuit section for supplying a light emission signal from the outside instructing light emission of the semiconductor laser by delaying it by a predetermined first delay time TD1;
A light emission current iη for causing the semiconductor laser to emit light is generated according to the input signal, and the generated light emission current iη is supplied to the semiconductor laser according to the output signal from the first delay circuit unit. A light emission current generation circuit section;
A predetermined first auxiliary current issub1 is generated for the light emission current iη generated by the light emission current generation circuit unit, and is output to the semiconductor laser simultaneously with the light emission current iη in accordance with an output signal from the first delay circuit unit. A first auxiliary current generation circuit unit;
A second auxiliary current generation circuit unit that generates a predetermined second auxiliary current issub2 and supplies the semiconductor laser with a predetermined second auxiliary current issub2 when the light emission signal indicates lighting of the semiconductor laser;
A light emission current detecting operation for detecting a light emission characteristic of the semiconductor laser to obtain a current value of a light emission current iη, and causing the light emission current generation circuit unit to output the light emission current iη having the obtained current value A detection circuit section;
With
The sum of the first auxiliary current isub1 and the second auxiliary current isub is less than or equal to the oscillation threshold current ith of the semiconductor laser, and the sum of the bias current ish and the second auxiliary current isub2 oscillates the semiconductor laser. The threshold current is less than the threshold current ith, and the bias current generation circuit unit is configured so that the light emission amount of the semiconductor laser by the sum current of the bias current ish, the light emission current iη, the first auxiliary current isub1 and the second auxiliary current issub2 becomes a predetermined value. And generating and outputting the bias current ish.

A second delay circuit section that outputs the output signal from the first delay circuit section by delaying the output signal by a predetermined second delay time TD2, and the second auxiliary current generation circuit section is configured such that the light emission signal is a semiconductor; 2. The semiconductor laser driving device according to claim 1 , wherein when the laser is turned off, the output of the second auxiliary current issub2 is stopped according to the output signal from the second delay circuit section .

A second delay circuit section that outputs a light emission signal from the outside instructing light emission of the semiconductor laser by delaying the signal by a predetermined second delay time (TD1 + TD2 ) , and the second auxiliary current generation circuit section includes: If the emission signal indicates oFF of the semiconductor laser, a semiconductor laser of claim 1 Symbol mounting, characterized in that stopping the output of the second auxiliary current isub2 in accordance with the output signal from the second delay circuit Drive device.

The bias current generation circuit unit includes:
A light emission amount detection circuit that detects the light emission amount of the semiconductor laser, generates and outputs a voltage corresponding to the detected light emission amount, and
An attenuation circuit unit that attenuates and outputs a predetermined reference voltage Vref input from the outside at a predetermined ratio 1 / N according to an input control signal;
A comparison circuit unit that compares the output voltage from the light emission amount detection circuit unit and the output voltage from the attenuation circuit unit, and generates and outputs a voltage according to the comparison result;
A sample-and-hold circuit unit that performs a sample-and-hold operation on the output signal from the comparison circuit unit in accordance with the input control signal;
A voltage-current conversion circuit unit that generates and outputs the bias current ish according to the output voltage from the sample hold circuit unit;
The semiconductor laser drive device according to claim 1, 2 or 3, wherein further comprising a.

The light emission current detection circuit unit is:
At the time of light emission current detection for detecting the light emission characteristics of the semiconductor laser,
Stop the current output for each of the light emission current generation circuit unit, the first auxiliary current generation circuit unit and the second auxiliary current generation circuit unit,
A current value ish1 of the bias current ish when a voltage obtained by attenuating the reference voltage Vref with a predetermined ratio 1 / N is output to the attenuation circuit unit;
The bias current ish is fixed to the bias current generation circuit unit at a current value ish1,
The attenuation circuit unit is configured to output the light emission current iη generated to the light emission current generation circuit unit and stop the current output to the first auxiliary current generation circuit unit and the second auxiliary current generation circuit unit, respectively. A sum current of the bias current ish and the light emission current iη when the reference voltage Vref is output with respect to
The current value of the light emission current iη output from the light emission current generation circuit unit is changed, and a current value obtained by subtracting the bias current value ish1 from the current value of the sum current from which a desired light emission amount is obtained is the light emission current generation circuit unit. The semiconductor laser driving device according to claim 4 , wherein the semiconductor laser driving device outputs the laser light.

The light emission current detection circuit unit includes a bias current generation circuit unit, a light emission current generation circuit unit, a first auxiliary current generation circuit unit, and a second auxiliary current generation circuit from when the power is turned on until the light emission current detection operation is started. 6. The semiconductor laser driving apparatus according to claim 5, wherein the current supply to the semiconductor laser is stopped for the unit.

The light emission current detection circuit unit stops the light emission current detection operation when the reference voltage Vref is equal to or lower than a predetermined voltage during the light emission current detection operation, and the bias current generation circuit unit, the light emission current generation circuit unit, 7. The semiconductor laser driving device according to claim 5 , wherein current supply to the semiconductor laser is stopped with respect to the first auxiliary current generating circuit unit and the second auxiliary current generating circuit unit.

Said light emission current detector circuit part, upon light emission current detecting operation, if the reference voltage Vref is equal to or less than the predetermined voltage, claim 5 or and outputs a predetermined signal indicating that the abnormality to the outside 6. The semiconductor laser driving device according to 6 .

The light emission current detection circuit unit detects a current value of the bias current ish corresponding to a voltage obtained by attenuating the reference voltage Vref by a predetermined ratio 1 / N during the light emission current detection operation. When it is less than the predetermined value , the light emission current detection operation is stopped and a semiconductor laser is applied to the bias current generation circuit unit, the light emission current generation circuit unit, the first auxiliary current generation circuit unit, and the second auxiliary current generation circuit unit. stopping the current supply to the semiconductor laser driving device according to claim 5 or 6, wherein.

The light emission current detection circuit unit detects a current value of the bias current ish corresponding to a voltage obtained by attenuating the reference voltage Vref by a predetermined ratio 1 / N during the light emission current detection operation. it is less than the predetermined value, the semiconductor laser drive device according to claim 5 or 6, and outputs a predetermined signal to the outside indicating the abnormality.

When the current value obtained by subtracting the bias current value ish1 from the current value of the sum current at which a desired light emission amount is obtained during a light emission current detection operation, the light emission current detection circuit unit performs the light emission current detection operation. And stopping the supply of current to the semiconductor laser to the bias current generation circuit unit, the light emission current generation circuit unit, the first auxiliary current generation circuit unit, and the second auxiliary current generation circuit unit. The semiconductor laser driving device according to claim 5 or 6 .

The light emission current detection circuit unit is abnormal when a current value obtained by subtracting the bias current value ish1 from a current value of the sum current at which a desired light emission amount is obtained during a light emission current detection operation exceeds a predetermined value. the semiconductor laser drive device according to claim 5 or 6, and outputs a predetermined signal to the external indicating.

The light emission current generation circuit unit forms a current output type D / A converter, and the light emission current detection circuit unit outputs data to the D / A converter to output a light emission current iη having a desired current value. the semiconductor laser drive device according to claim 5 or 6, wherein.

The D / A converter has a full scale value of an output current proportional to the reference voltage Vref, and the light emission current generation circuit generates and outputs a light emission current iη according to the reference voltage Vref. The semiconductor laser driving device according to claim 13 .

The attenuation circuit unit, the comparison circuit unit, the sample hold circuit unit, the voltage-current conversion circuit unit, the first delay circuit unit, the light emission current generation circuit unit, the first auxiliary current generation circuit unit, the second auxiliary current generation circuit unit, and the light emission 15. The semiconductor laser driving device according to claim 4 , wherein the current detection circuit unit is integrated in one IC .

The sample and hold circuit unit includes a hold capacitor that is charged with an output voltage of the comparison circuit unit, and a switch circuit that controls connection between the output terminal of the comparison circuit unit and the hold capacitor, and the hold capacitor is external to the IC. the semiconductor laser drive device according to claim 1 5, wherein a provided.

17. The semiconductor laser driving device according to claim 15, wherein the light emission current generation circuit unit includes a circuit for setting an amplitude of the light emission current iη to be output, and the circuit is provided outside the IC.

The second auxiliary current generation circuit unit includes a circuit for adjusting the current value of the second auxiliary current isub2 outputting, the circuit is claimed in claim 15, 16 or 17, wherein the provided outside the IC Semiconductor laser drive device.

In an image forming apparatus having a semiconductor laser driving device for controlling driving of a semiconductor laser by controlling a current supplied to the semiconductor laser so that a desired light emission amount can be obtained from the semiconductor laser.
The semiconductor laser driving device comprises:
A bias current generation circuit unit that detects the light emission amount of the semiconductor laser, generates a bias current ish so that the light emission amount becomes a set value, and constantly supplies the bias current ish to the semiconductor laser;
A first delay circuit unit that outputs a light emission signal from the outside instructing light emission of the semiconductor laser by delaying it by a predetermined first delay time TD1;
A light emission current iη for causing the semiconductor laser to emit light is generated according to the input signal, and the generated light emission current iη is supplied to the semiconductor laser according to the output signal from the first delay circuit unit. A light emission current generation circuit section;
A predetermined first auxiliary current issub1 is generated for the light emission current iη generated by the light emission current generation circuit unit, and is supplied to the semiconductor laser simultaneously with the light emission current iη in accordance with an output signal from the first delay circuit unit. A first auxiliary current generation circuit unit;
A second auxiliary current generating circuit unit that generates a predetermined second auxiliary current issub2 and supplies the second auxiliary current issub2 to the semiconductor laser when the light emission signal indicates lighting of the semiconductor laser;
A light emission current detecting operation for detecting a light emission characteristic of the semiconductor laser to obtain a current value of a light emission current iη, and causing the light emission current generation circuit unit to output the light emission current iη having the obtained current value A detection circuit section;
With
The sum of the first auxiliary current isub1 and the second auxiliary current isub is less than or equal to the oscillation threshold current ith of the semiconductor laser, and the sum of the bias current ish and the second auxiliary current isub2 oscillates the semiconductor laser. The bias current generation circuit unit is configured so that the light emission amount of the semiconductor laser by the sum current of the bias current ish, the light emission current iη, the first auxiliary current isub1 and the second auxiliary current issub2 becomes a predetermined value. In addition, the image forming apparatus generates and outputs the bias current ish .