JP4581346B2 - Light emitting element driving device and image forming apparatus - Google Patents

Light emitting element driving device and image forming apparatus Download PDF

Info

Publication number
JP4581346B2
JP4581346B2 JP2003206935A JP2003206935A JP4581346B2 JP 4581346 B2 JP4581346 B2 JP 4581346B2 JP 2003206935 A JP2003206935 A JP 2003206935A JP 2003206935 A JP2003206935 A JP 2003206935A JP 4581346 B2 JP4581346 B2 JP 4581346B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
voltage
light emitting
emitting element
driving
current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
JP2003206935A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP2005063997A (en
Inventor
雅夫 大森
周穂 池田
英彦 山口
秀樹 守屋
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fujifilm Business Innovation Corp
Original Assignee
Fuji Xerox Co Ltd
Fujifilm Business Innovation Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fuji Xerox Co Ltd, Fujifilm Business Innovation Corp filed Critical Fuji Xerox Co Ltd
Priority to JP2003206935A priority Critical patent/JP4581346B2/en
Publication of JP2005063997A publication Critical patent/JP2005063997A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP4581346B2 publication Critical patent/JP4581346B2/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Images

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、発光素子駆動装置及び画像形成装置に関し、特にレーザゼログラフィにその光源として用いられるレーザ素子の駆動に用いて好適な発光素子駆動装置及びそれを備えた画像形成装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
レーザ素子を光源とするレーザゼログラフィーの分野では、より高解像度化、より高速化の要求が強くなってきている。入力画像データに応じてレーザ素子の駆動をオン／オフ制御する速度（以下、変調速度という）には限度がある。レーザ光のビーム数を１本とした場合には、主走査方向の解像度のみならず、副走査方向の解像度をも上げようとすると、変調速度が犠牲にならざるを得ない。したがって、変調速度を上げずに副走査方向の解像度を上げるためには、レーザ光のビーム数を増やすしかない。レーザ光のビーム数を例えば４本にした場合は、変調速度が１本の場合と同じと仮定すると、主走査・副走査方向の解像度を２倍に向上できる。
【０００３】
レーザゼログラフィーにその光源として用いられる半導体レーザは、レーザ光が活性層と平行な方向に取り出される構造の端面発光型レーザ素子（以下、端面発光レーザと記す）と、レーザ光が活性層に垂直な方向に取り出される構造の面発光型レーザ素子（以下、面発光レーザと記す）とに大別される。従来、レーザゼログラフィーでは、レーザ光源として一般的に端面発光レーザが用いられていた。
【０００４】
しかしながら、レーザ光のビーム数を増やすという観点からすると、端面発光レーザは技術的に難しいとされており、構造上、端面発光レーザよりも面発光レーザの方がレーザ光のビーム数を増やすのに有利である。このような理由から、近年、レーザゼログラフィーの分野において、より高解像度化、より高速化の要求に答えるために、レーザ光源として、多数のレーザ光ビームを出射可能な面発光レーザを用いた装置の開発が進められている。
【０００５】
面発光レーザは一般的に端面発光レーザと比較して内部抵抗が高い。内部抵抗が高いレーザの出射光を高速変調する方法としては、例えば以下の特許文献１に開示されるような電圧駆動を用いる方法が存在する。この構成を図１２（ａ）に示す。また、図１２（ｂ）に、図１２（ａ）に示す駆動回路における半導体レーザ７０３の発光波形を示す。
【０００６】
図１２（ａ）に示すように、特許文献１では、スイッチング素子７０１とダイオード７０２と定電圧源７０３と半導体レーザ７０４と定電流回路７１０とを有する駆動回路において、バイアス用の直流電流を定電流回路７１０で生成し、高速駆動時にスイッチング素子７０１を用いてパルス電圧を生成し、このパルス電圧を半導体レーザ７０４に印加する構成とすることで、高速応答を可能にしている。このような構成では、原理上、半導体レーザ７０４の内部抵抗とは無関係にパルス特性が決められるので、図１２（ｂ）における積分光量（すなわちパルス幅―積分光量特性：これをＣin特性という）を図１２（ｃ）に示す理想直線に近づけることが可能となる。
【０００７】
また、Ｃin特性を改善する方法としては、この他にも例えば特許文献２で開示されるような駆動回路を用いる方法が存在する。この構成を図１３（ａ）に示す。また、図１３（ｂ）に、図１３（ａ）に示す駆動回路におけるレーザダイオード８１０の発光波形を示す。
【０００８】
図１３（ａ）に示すように、特許文献２では、定電流源８０４の電流出力端子にコンデンサＣ８０１及び抵抗Ｒ８０１が直列に配置した第１のスナバ回路と、コンデンサＣ８０２と抵抗Ｒ８０２とが直列に配置した第２のスナバ回路とを接続し、第１のスナバ回路でレーザダイオード８１０の発光波形の立ち上がりの波形なまりを改善し、第２のスナバ回路でリンギングを抑制することで、図１３（ｂ）に示すように、所望のＣin特性を得ている。
【０００９】
また、例えば特許文献３で開示されるように、電流源トランジスタ９０８の前段にコンデンサ９０７Ｃと抵抗９０７Ｒとを並列に挿入し、半導体レーザ９０２がオンの時にコンデンサ９０７Ｃを介して瞬間的にトランジスタ９０８のベースに電流を印加する構成（図１４（ａ）参照）とすることで、図１４（ｂ）に示すように、パルスの立ち上がり時にオーバシュートを発生させ、光量の積分値を所望の値とする方法も存在する。尚、コンデンサ９０７Ｃの値は最適化する必要がある。
【００１０】
【特許文献１】
特開２００１−３６１８６号公報
【特許文献２】
特開２０００−２０８８６４号公報
【特許文献３】
特開平１０−６９６６２号公報
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、面発光レーザを用いた装置では、多チャンネル（ＣＨ）の配線をレイアウトする必要があるため、上記特許文献１で開示された構成を面発光レーザに適用する場合、駆動回路（ドライバともいう）からレーザへの引き回しが長くなり、配線間の隣接間容量も含めた配線寄生容量が大きくなる。このため、電圧駆動を行う場合でも、配線寄生容量Ｃと出力インピータンス（＝スイッチＯＮ抵抗Ｒint＋配線抵抗Ｒ１）の時定数（Ｒint＋Ｒ１）×Ｃの影響によるパルス特性のなまりが無視できず、実質的には図１２（ｃ）に示すように、Ｃin特性が理想直線から大きくずれてしまう。このように、特許文献１による構成に面発光レーザを適用した場合では、駆動パルス幅に対する積分光量（Ｃin特性）が理想直線よりも低いところを通り、パルス幅が一定以上までレーザが発光しない、或いは最小パルス幅付近で積分光量がパルス幅に比例しないため、駆動パルスの補正を要するなどの課題が残る。
【００１２】
また、特許文献２で開示された方法では、配線やリードのインダクタンスがドライバのＩＣ（集積回路）やレーザ素子の実装形態に依って、チャンネル毎に異なる。このため、面発光レーザのような多チャネルを有する場合、個々のチャネルに最適なコンデンサ及び抵抗（ＣＲ）を選択して実装することが困難となり、外付けのスナバ回路を用いてリンギングを発生することでＣin特性を改善する方法を採用することが現実的に不可能である。
【００１３】
更に、特許文献３で開示された方法では、スナバ回路等の外付け部品が不要であるが、オーバーシュート量がベース電流という不安定な因子で制御されるため、レーザゼログラフィーのようにオーバーシュートの微妙な大きさでハーフトーン濃度が変化する用途には向かず、ドライバＩＣ内部で精度の高い補正を行うことが困難である。
【００１４】
そこで本発明は、リンギング等の外部要因で変動する現象を利用することなく、理想的なＣin特性を安定して得ることが可能な発光素子駆動装置及びそれを備えた画像形成装置を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
かかる目的を達成するために、本発明は、請求項１記載のように、発光素子を電圧駆動するための電圧源と、前記発光素子を電流駆動するための電流源とを有する発光素子駆動装置において、前記電圧源は前記発光素子を電圧駆動するための駆動電圧を保持する保持手段を有し、電圧駆動時の発光量が電流駆動時の発光量よりも大きくなるように、前記保持手段で保持された駆動電圧を補正する補正手段を有して構成される。目標光量に対応した電圧を基準として、正確に制御され且つ安定に、駆動電圧を保持するコンデンサの電位を補正することで、リンギング等の外部要因で変動する現象を利用することなく、理想的なＣin特性を安定して得ることが可能となる。
【００１６】
また、本発明は、請求項２記載のように、発光素子を電圧駆動するための電圧源と、前記発光素子を電流駆動するための電流源とを有する発光素子駆動装置において、前記電圧源は前記発光素子を電圧駆動するための駆動電圧を保持する保持手段を有し、目標光量に対応する電圧を基準として、前記発光素子を最小パルス幅で駆動した場合に該発光素子から出力される光の積分値が、前記電流源から出力される駆動電流が収束したときに該発光素子から出力される光の発光値と最小パルス幅との積に一致するように、前記保持手段で保持された駆動電圧を補正する補正手段を有して構成される。最小パルス幅におけるＣin特性が理想値と一致するように構成することで、最小パルス幅の時にも安定した積分光量を得ることができる。
【００１７】
また、請求項２記載の最小パルス幅は、請求項３記載のように発光信号入力時より、前記電流源から出力される駆動電流が収束するまでの時間以上に設定することが好ましい。最小パルス幅を発光信号入力から駆動電流が収束するまでの時間より長く設定することで、最小パルス幅におけるＣin特性が理想直線と一致するように構成すれば、最小パルス幅以上のパルス幅のレーザ光を出力した場合でも積分光量が理想直線上に存在するため、使用する全てのパルス幅に関して所望する理想的な積分光量を得ることが可能となる。
【００１８】
また、請求項１記載の前記補正手段は、請求項４記載のように、前記保持手段の基準をオフセットして前記保持手段で保持された駆動電圧を補正することが好ましい。外部から入力された信号に基づいて駆動電圧を補正できるように構成することで、所望する積分光量を任意に得ることが可能となり、設計自由度が大幅に拡大する。
【００１９】
また、請求項１から４のいずれか１項記載の前記補正手段は、請求項５記載のように、２つ以上の前記電圧源で共用されていることが好ましい。補正手段を複数の電圧源に対して共用することで、装置を小型化することが可能となり、且つ消費電力を削減することも可能となる。また、複数のレーザーを駆動する場合でも複数のレーザーを同時に補正することが可能になる。
【００２０】
また、請求項１から５のいずれか１項記載の前記補正手段は、例えば請求項６記載のように、前記駆動電圧を保持するコンデンサの電位を補正するための電流を出力するトランジスタを含んで構成され、該トランジスタのゲート電位を制御することで前記駆動電圧を補正するように構成されてもよい。電圧源を構成するコンデンサに蓄積された電荷は、トランジスタを用いた簡素な構成で補正することが可能である。
【００２１】
また、請求項１から６のいずれか１項記載の前記発光素子駆動装置は、例えば請求項７記載のように、前記補正手段が、トランジスタのゲート電位を制御する制御回路を含んで構成され、前記制御回路が、２つ以上の前記トランジスタのゲートに共通に接続されているように構成することもできる。トランジスタのゲート電位を制御する制御回路を複数の補正手段において共用することで、装置を小型化することが可能となり、且つ消費電力を削減することも可能となる。また、複数のレーザーを駆動する場合でも複数のレーザーを同時に補正することが可能になる。
【００２２】
また、請求項１記載の前記補正手段は、請求項８記載のように、目標光量に対応する電圧に対して正又は負の何れかに前記駆動電圧を補正することが好ましい。駆動電圧を正（プラス側）及び負（マイナス側）の両方に補正できるように構成することで、所望する任意の積分光量が得られるように、発光素子駆動装置を設計することが可能となる。
【００２３】
また、請求項６記載の前記補正手段は、例えば請求項９記載のように、前記コンデンサに電荷を流入するための第１のトランジスタと、前記コンデンサに蓄積された電荷を流出するための第２のトランジスタとを含んで構成されてもよい。プラス側への補正とマイナス側への補正とを実現するための回路は、コンデンサから電荷を流出するためのトランジスタと、コンデンサへ電荷を流入するためのトランジスタとを用いて容易に構成することが可能である。
【００２４】
また、請求項１から９のいずれか１項記載の前記補正手段は、例えば請求項１０記載のように、補正量を最小光量で積分光量が理想値になるように設定する。これにより、光量が大きくなった場合でもＣin特性が理想直線と略等しくなるように設定することができる。
【００２５】
また、本発明は、請求項１１記載のように、発光素子を電圧駆動するための電圧源と、前記発光素子を電流駆動するための電流源とを有する発光素子駆動装置を備えた画像形成装置において、前記電圧源は前記発光素子を電圧駆動するための駆動電圧を保持する保持手段を有し、電圧駆動時の発光量が電流駆動時の発光量よりも大きくなるように、前記保持手段で保持された駆動電圧を補正する補正手段を有し、目標光量に対応する電圧を基準として前記保持手段で保持された駆動電圧を補正する補正手段を有して構成される。目標光量に対応した電圧を基準として、正確に制御され且つ安定に、駆動電圧を保持するコンデンサの電位を補正することで、リンギング等の外部要因で変動する現象を利用することなく、理想的なＣin特性を安定して得ることが可能となる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して、本発明の実施の形態を説明する。
【００２７】
〔第１の実施形態〕
先ず、本発明の第１の実施形態について図面を用いて詳細に説明する。図１は、本実施形態に係る発光素子駆動装置の全体構成を示す図である。図１において、発光素子駆動装置１０は複数個の発光素子を駆動する。図１の構成では、発光素子駆動装置１０は３２個の発光素子ＬＤ１〜ＬＤ３２を駆動する。換言すれば、発光素子駆動装置１０は３２チャネル構成である。各発光素子ＬＤ１〜ＬＤ３２は面発光ダイオード（ＶＣＳＥＬ：Vertical Cavity Surface Emitting Laser）で形成され、マトリクス状に配置されている。発光素子駆動装置１０は例えばＩＣチップで形成され、内部に以下に説明する回路を備える。
【００２８】
発光素子駆動装置１０は各チャネル毎に、つまり発光素子ＬＤ１〜ＬＤ３２毎にドライバ１００1〜１００32を有する。また、発光素子駆動装置１０は各チャネルに共通の制御部として、共通制御電位設定回路２００、電流アンプ３００、光量モニタ４００、強制点灯回路５００、ＡＰＣ（Automatic Power Control）回路６００を有する。
【００２９】
ドライバ１００1〜１００32は、上記各チャネルに共通の制御部からの信号を、バス１５０を介して受け取り、それぞれ発光素子ＬＤ１〜ＬＤ３２を駆動制御するための制御を行う。具体的には、ドライバ１００1〜１００32は各発光素子ＬＤ１〜ＬＤ３２を光量制御を行うＡＰＣ制御と、ＡＰＣ制御後の変調制御とを行う。後述するように、ＡＰＣ制御では、ドライバ１００1〜１００32は発光素子ＬＤ１〜ＬＤ３２に印加する電圧と電流との両方を制御する。電圧駆動時、ドライバ１００1〜１００32は各端子ＣＯＵＴを介して、発光素子ＬＤ１〜ＬＤ３２のカソードにそれぞれ接続されているコンデンサＣｄ1〜Ｃｄ32を制御する。電流駆動時、ドライバ１００1〜１００32は各端子ＬＤＯＵＴを介して、各発光素子ＬＤ１〜ＬＤ３２に流れる電流量を制御する。
【００３０】
ドライバ１００1〜１００32は複数個ずつが、端子ＬＤＣＯＭを介して共通に接続されるとともに、負荷１０５に接続されている。図１の構成では、ドライバ１００1〜１００4のＬＤＣＯＭ端子は共通に接続され、一端がグランドに接続された負荷１０５の他端に接続されている。各ドライバ１００1〜１００32は対応する発光素子を駆動していないときには、駆動電流に対応する電流（相補出力）を出力する。この電流を負荷１０５に流すことにより、発光素子の点灯の数等に依存することなく常に一定の電流が発光素子駆動装置１０に流されるようにして、動作の安定化を図っている。
【００３１】
光量制御装置１０は、各発光素子ＬＤ１〜ＬＤ３２のレーザ光量をＡＰＣ制御で適切な値に設定した後、変調制御を行う。ＡＰＣ制御の概略は次の通りである。まず、発光素子ＬＤ１のレーザ光量を調整する。ドライバ１００1は発光素子ＬＤ１を駆動する。各発光素子ＬＤ１〜ＬＤ３２に共通に設けられた受光器ＰＤ（例えばフォトダイオードであって、前述の受光器１１に相当する）には、発光素子ＬＤ１のレーザ光量に応じた電流が流れる。電流アンプ３００は受光器ＰＤに流れる電流に対し、スイッチＳＷＳａをオンし、電流源４５０からの加算電流を加算した電流を低インピーダンスで受けて増幅する。この場合、スイッチＳＷＳｂがオンすることで電流源４６０から供給される基準電流で加算電流を相殺し、残った電流を基準電圧Ｖｒｅｆ２に接続された抵抗に供給して電流アンプ３００が出力する電流を電圧に変換し、この電圧（検出電圧という）を、スイッチＳＷ１９を介してＡＰＣ回路６００に出力する。ＡＰＣ回路６００はオペアンプ６１と、１つのスイッチ（ＳＷfb1〜ＳＷfb32の何れか１つ）とコンデンサ（Ｃfb1〜Ｃfb32の何れか１つ）との直列回路とを複数個備える。各直列回路はオペアンプ６１の出力端子と反転入力端子との間に接続されている。各直列回路はサンプルホールド回路を構成する。１つのサンプルホールド回路が１つの発光素子に対応する。例えば、スイッチＳＷfb1とコンデンサＣfb1とのサンプルホールド回路は、発光素子ＬＤ１に対応する。同様に、スイッチＳＷfb32とコンデンサＣfb32とのサンプルホールド回路は、発光素子ＬＤ３２に対応する。
【００３２】
オペアンプ６１は、発光素子ＬＤ１を駆動したときの差電圧を増幅しバス１５０の対応する信号線に出力する。ドライバ１００1はこの差電圧がゼロになるように発光素子ＬＤ１に与える駆動電流を変化させる。これにより、発光素子ＬＤ１のレーザ光量が変化し、受光器ＰＤに流れる電流量が変化する。受光器ＰＤに流れる電流に応じた検出電圧が電流アンプ３００からＡＰＣ回路６００に出力される。このようなフィードバック制御により、電流アンプ３００の入力出力に加えられた加算電流は相殺される結果消え、ＡＰＣ基準電圧Ｖｒｅｆで発生した基準電流に対応するレーザ光量となるように発光素子ＬＤ１の駆動状態を設定する。なお、この駆動状態の設定とは、発光素子ＬＤ１に与える駆動電流と駆動電流の両方をＡＰＣ基準電圧Ｖｒｅｆに対応する値に調整することを意味している。
【００３３】
このようにして発光素子ＬＤ１を制御している間、ＡＰＣ回路６００の３２個のサンプルホールド回路のうち、スイッチＳＷfb1のみがオンとなっており、発光素子ＬＤ１のレーザ光量がＡＰＣ基準電圧Ｖｒｅｆに相当する値に収束する際の電圧がコンデンサＣfb1に蓄積される。以下同様に、発光素子ＬＤ２〜ＬＤ３２を順番に１つずつＡＰＣ制御する。
【００３４】
なお、後述するように、ＡＰＣ制御は２回行うことが好ましい。２回目のＡＰＣ制御では、１回目のＡＰＣでオンしていたスイッチＳＷＳａをオフする。電流アンプ３００の出力側に供給されている相殺電流は基準電流＋加算電流がそのままであるため、受光電流は基準電流＋加算電流に対応する電流で制御が行われる。ＡＰＣ回路６００中の３２個のサンプルホールド回路を１回目及び２回目のＡＰＣ制御で共通に用いることができるが、２回目のＡＰＣ制御用に新たに３２個のサンプルホールド回路を設けてもよい。
【００３５】
光量モニタ４００は、電流アンプ３００に流れる電流から各発光素子ＬＤ１〜ＬＤ３２のレーザ光量を示す光量モニタ信号を出力する。
【００３６】
強制点灯回路５００は、ＡＰＣ制御を行う前に必要となる同期信号を生成する回路である。発光素子駆動装置１０が組み込まれるコピー機、プリンタ、ファクシミリなどの画像処理装置では、画像を描画する位置を正確に決定するために、描画開始位置の少し手前に光センサを設け、発光素子が出力する光が光センサを横切るタイミング基づき描画開始位置を決定している。
【００３７】
図３に、本発明の発光素子駆動装置を備える画像形成装置の一態様であるレーザゼログラフィにおけるレーザ走査系の構成例と、各センサ出力とを示す。レーザゼログラフィ装置におけるレーザ光走査系の基本的な構成は、次の通りである。レーザ光源１０ｄから出射されたレーザ光は、レンズ１５、ポリゴンミラー１２及びレンズ１３、１４を介して感光体表面１６に照射される。そして、ポリゴンミラー１２の回転により、上記レーザ光が感光体表面１６を繰り返し走査する。また、レーザ光源１０ｄから出射されたレーザ光の一部は、半透過型ミラー１９を介して受光器１１に入力する。図３において、このときの受光器１１の出力を光量制御センサ出力として示し、描画開始位置の少し手前に設けられた光センサ１７の出力をＳＯＳ（Start of Scan）センサ出力として示す。ＡＰＣのための領域は、走査領域の前後に設けられている。なお、参照番号１８は前述した発光素子駆動装置１０に相当する。
【００３８】
前述したように、発光素子ＬＤ１〜ＬＤ３２の個々のレーザ光量は端面レーザに比べ小さいので、複数個を同時にオンさせて、ＳＯＳセンサ上を走査する。この場合、特に二次元に配列された発光素子のうち、中央部分に位置する複数の発光素子のみをオンすることが好ましい。しかしながら、ＡＰＣ制御では発光素子を１つずつオンさせて条件設定（フィードバックループのゲイン）を行っているため、所定数の発光素子を同時にオンさせてしまっては、ＡＰＣ制御のフィードバックループが発振してしまう可能性がある。従って、この問題点を解決するために、強制点灯回路５００は、変調信号（変調データ）に応じて電流アンプ３００の負荷の大きさを変化させる。つまり、オンすべき発光素子の数に応じた負荷を電流アンプ３００の出力に接続する。図示する構成では、複数の抵抗がスイッチを介して電流アンプの出力に接続されている。オペアンプ６１に着目すれば、強制点灯回路５００は、オンすべき発光素子の数に応じて電流電源変換ゲインを小さくし全体として負帰還のゲインが変わらないようにする。このような構成により、常に１つの発光素子のみをオンさせた状態と等価な状態が得られるため、換言すれば、フィードバックループのゲインは１つの発光素子のみをオンさせた状態の値となる。この結果、フィードバックループが発振してしまうのを防止することができる。
【００３９】
共通制御電位設定回路２００は、各ドライバ１００1〜１００32内で必要とされる各種の電流を生成するために必要な制御電位を生成する回路である。図１の構成では、共通制御電位設定回路２００は、各ドライバ１００1〜１００32内で流れるバイアス電流を設定するための共通電位を生成する回路と、オフセット電流を生成するための共通電位を生成する回路とを備えている。バイアス電流とオフセット電流とは典型的な例であって、各ドライバ１００1〜１００32は駆動と制御に必要なその他の電流を生成するために必要な制御電位を設定することができる。オフセット電流設定用の共通制御電位は、演算増幅器（オペアンプ）２１１、電流源２１２，２１３及び負荷２１４，２１５を含む回路で生成される。バイアス電流設定や他の電流設定用の共通制御電位もそれぞれ同様の回路で生成される。外部からのオフセット電流設定信号に応じて、電流源２１２は支持された電流を負荷２１４に供給する。負荷２１４の端子電圧がオペアンプ２１１のプラス側端子に与えられる。定電圧源２１６に接続された定電流源２１３は、オペアンプ２１１の出力に応じた電流を負荷２１５に流す。負荷２１５の端子電圧がオペアンプ２１１のマイナス側端子に与えられる。オペアンプ２１１は、電流源２１３がオフセット電流設定信号で設定されたオフセット電流と同一の電流を流すように電流源２１３を制御する。このときのオペアンプ２１１の出力信号は、バス１５０の対応するバス線に出力される。他方、定電圧源２１６のプラス側電圧がバス１５０の対応するバス線に出力される。このバス線は、夫々の共通制御電位に共通であって、かつ各ドライバ１００1〜１００32に共通である。このように、外部から設定されたオフセット電流値が差分電圧の形でバス１５０を介して各ドライバ１００1〜１００32に供給される。各ドライバ１００1〜１００32は後述するようにして、受け取った差分電圧からオフセット電流を生成する。この結果、たとえ定電圧源２１６の電源電圧が変動しても、上記電位差は一定となり、電源電圧の変動による影響を回避することができる。なお、オペアンプ２１１の出力電圧と定電圧源２１６の電圧とは、平行二線で伝送することが好ましい。
【００４０】
次に、図２を参照してドライバ１００1〜１００32の内部構成について説明する。各ドライバ１００1〜１００32は同一構成なので、以下では１〜３２の添え字を省略し、単にドライバ１００として説明する。
【００４１】
ドライバ１００は２つの乗算器２１、２２を有する。乗算器２１は電流源３０を制御するために設けられ、乗算器２２は図１に示すコンデンサＣｄ1〜Ｃｄ32のうちの対応する１つを制御するために設けられている。以下、便宜上、対応する１つのコンデンサをＣｄとし、図２に破線で示す。コンデンサＣｄはレーザへの駆動電圧が立ち上がる短い時間電圧源として機能する。電流源３０は対応する発光素子ＬＤに流す電流を生成し、電圧源として機能するコンデンサＣｄは対応する発光素子ＬＤに駆動電圧を与える。
【００４２】
ここで、面発光レーザの駆動電流と駆動電圧（端子電圧）との関係（電圧−電流特性）は、面発光レーザの内部抵抗が高いことから実用的な範囲では比例関係（直線関係）となり、また、駆動電流とレーザ光量との関係も実用的な範囲で比例関係（直線関係）となる。このような特性を踏まえて、１回目のＡＰＣ制御において電流源３０の電流量は発光素子ＬＤのレーザ光量が基準光量（第１の光量）となるように決められ、２回目のＡＰＣ制御においてレーザ光量が第２の光量となるように決められる。同様に、１回目のＡＰＣ制御においてコンデンサＣｄが蓄積する駆動電圧は発光素子ＬＤのレーザ光量が基準光量（第１の光量）となるように決められ、２回目のＡＰＣ制御においてレーザ光量が第２の光量となるように決められる。これらの２つの値を用いた内挿又は外挿処理により、レーザ光量を任意の光量に補正することができるようになる。
【００４３】
乗算器２１と２２は４象限アナログ乗算器を用いることができ、その乗算器に接続されるべき電圧源としてコンデンサを用いることができる。各乗算器２１、２２の入力は差動構成となっている。各乗算器２１、２２の＋と−で表記された２つの差動入力をそれぞれV1a、V1b及びV2a、V2bとすると、差動構成の各乗算器２１、２２はIout=α(V1a-V1b)(V2a-V2b)で記述される電流を出力する。但し、αは定数である。
【００４４】
このようなレーザ駆動装置では、各乗算器２１及び２２の一方の入力端子（乗数端子）には補正信号が入力し、他方の入力端子（被乗数端子）には制御電圧が入力する。通常差動で構成する乗算器の相補出力の＋側出力を利用した場合オフセット電流が存在するが上記各乗算器２１及び２２にオフセットが存在してもその出力に接続されたコンデンサＣ１、Ｃ２によりＡＰＣ時当該オフセットがキャンセルされる。補正信号は、レーザ光の走査位置によりレーザ光量が異なる状況を考量したもので、レーザ光の走査位置に応じた制御電圧を有する。
【００４５】
まず、第１のＡＰＣ制御により、第１の光量（基準値とする）を次のように設定する。スイッチＳＷＳａはオン、ＳＷＳｂはオフ、ＳＷ１はオフ、ＳＷ２はオフ、ＳＷ３はオフ、ＳＷ５−１はオン、ＳＷ５−２はオフ、ＳＷ５−３はオフ、ＳＷ５−４はオン、ＳＷ６−１はオン、ＳＷ６−２はオフ、ＳＷ６−３はオフ、ＳＷ６−４はオン、ＳＷ７はオフ、ＳＷ８はオン、ＳＷ１１はオン、ＳＷ１１−１はオン、ＳＷ１１−２はオフ、ＳＷ１２はオフ、ＳＷ１３はオン、ＳＷ１５−１はオフ、ＳＷ１５−２はオン、ＳＷ１６はオフ、スイッチＳＷＳａをオンに設定する。また、第１の光量を設定する際には、各乗算器２１及び２２の乗数端子に０Ｖの補正信号を与える。この状態では、乗数が０であるため、被乗数端子にどのような制御電圧が入力されても各乗算器２１及び２２はオフセット電圧を出力する。また、図１に示すＡＰＣ回路６００のオペアンプ６１には、第１のＡＰＣ基準電圧Ｖｒｅｆ１が与えられる。オペアンプ６１は、発光素子ＬＤのレーザ光量が第１のＡＰＣ基準電圧Ｖｒｅｆ１となるような制御電圧を出力する。この制御電圧は図２のスイッチＳＷ８、オペアンプ２６、インバータ２８及びスイッチＳＷ１１を通り、電流源３０に与えられる。電流源３０は受け取った制御電圧に応じた電流を発光素子ＬＤに与える。また、オペアンプ２６が出力する制御電圧はサンプルホールド回路のコンデンサＣ３−１に格納される。補正信号は０Ｖに設定されているため、乗算器２１はオフセット電圧を出力する。よって、コンデンサＣ１は、上記制御電圧と乗算器２１から出力されるそのオフセット電圧との差電圧で充電される。他方、図１のオペアンプ６１が出力する制御電圧は、コンデンサＣ２に与えられるとともに、サンプルホールド回路のコンデンサＣ４−１に格納される。補正信号は０Ｖに設定されているため、乗算器２２はオフセット電圧を出力する。よって、コンデンサＣ２には制御電圧と乗算器２２のオフセット電圧との差電圧で充電される。
【００４６】
そして、第２のＡＰＣ制御により第２の光量（これを補正光量という）を次のように設定する。スイッチＳＷＳａはオフ、ＳＷＳｂはオフ、ＳＷ１はオフ、ＳＷ２はオフ、ＳＷ３はオフ、ＳＷ５−１はオフ、ＳＷ５−２はオン、ＳＷ５−３はオン、ＳＷ５−４はオフ、ＳＷ６−１はオフ、ＳＷ６−２はオン、ＳＷ６−３はオン、ＳＷ６−４はオフ、ＳＷ７はオフ、ＳＷ８はオフ、ＳＷ１１はオフ、ＳＷ１１−１はオン、ＳＷ１１−２はオフ、ＳＷ１２はオフ、ＳＷ１３はオン、ＳＷ１５−１はオフ、ＳＷ１５−２はオフ、ＳＷ１６はオフ、ＳＷＳａをオフに設定する。また、第２の光量を設定する際には、各乗算器２１及び２２の乗数端子に所定電圧の補正信号を与える。更に、スイッチＳＷＳａがオフになっていることからオペアンプ６１は、第１のＡＰＣ制御に対し、電流源４５０の加算電流分、受光器ＰＤからの光量が増大するように制御電圧を出力する。この制御電圧は図１のスイッチＳＷ８、オペアンプ２６、インバータ２８及びスイッチＳＷ５−２、ＳＷ５−３、乗算器２１、抵抗Ｒ１１、キャパシタＣ１を通り、電流源３０に与えられる。電流源３０は、受け取った制御電圧に応じ、受光器ＰＤからの電流を、基準電流から、この基準電流に加算電流を加えた電流へと変化させる。また、オペアンプ２６が出力する制御電圧はサンプルホールド回路のコンデンサＣ３−２に格納される。コンデンサＣ１は、上記制御電圧と乗算器２１の出力との差電圧で充電される。第１のＡＰＣ制御において発光素子ＬＤに与えられる電流はＩ＋ΔＩと記述することができる。他方、図１のオペアンプ６１が出力する制御電圧は、コンデンサＣ２に与えられるとともに、サンプルホールド回路のコンデンサＣ４−２に格納される。コンデンサＣ２には制御電圧と乗算器２２の出力との差電圧で充電される。第１のＡＰＣ制御においてコンデンサＣ２に格納される電圧をＶとすれば、第２のＡＰＣ制御のいてコンデンサＣ２に格納される電圧はＶ＋ΔＶと記述することができる。
【００４７】
ここではスイッチＳＷ６−１、ＳＷ６−４をオン、ＳＷ６−２，ＳＷ６−３をオフしたが、２回目以降のＡＰＣではＳＷ６−３、ＳＷ６−１をオン、ＳＷ６−２、ＳＷ６−４をオフとしてもよく、この方が変調時と同じ条件のため精度向上が期待できる。
【００４８】
発光素子ＬＤの変調時には、レーザ光の走査位置に応じた光量補正量に対応した補正電圧が各乗算器２１、２２の乗数端子に入力される。それにより、乗算器２２、コンデンサＣ２及びオペアンプ２６で構成される電圧源から面発光レーザに印加される駆動電圧、及び電流源３０から発光素子ＬＤに供給される駆動電流の双方が同時に制御され、上記レーザ光の走査位置に応じて補正された光量にて発光素子ＬＤの発光がなされる。
【００４９】
コンデンサＣ１には直列に抵抗Ｒ１１を接続する。すなわち、本実施形態では、コンデンサＣ１を含むサンプルホールド回路１１０をローパスフィルタで構成する。これにより、スイッチＳＷ１１のオン／オフを切り替えた際に発生する高周波ノイズを抑制できる。また、このローパスフィルタにはコンデンサＣ１１を並列に接続する。これにより、ローパスフィルタの時定数によって負帰還ループの位相が遅れることを防止できる。同様に、コンデンサＣ２に直列に抵抗Ｒ２１を接続することで、これを含むサンプルホールド回路１２０をローパスフィルタで構成する。これにより、スイッチＳＷ８のオン／オフを切り替えた際に発生する高周波ノイズを抑制できる。更に、コンデンサＣ２及び抵抗Ｒ２１で構成されたローパスフィルタに、負帰還ループの位相遅れを防止するためのコンデンサＣ２２を並列に接続し、負帰還ループでの発振を防止する。
【００５０】
電圧印加時間調整回路８００は、スイッチＳＷ２を制御して発光素子ＬＤに電圧を印加する時間を調整する。この電圧はコンデンサＣｄに蓄積された電圧である。前述したように、本実施形態では、発光素子ＬＤに与える電圧と電流との両方を制御して発光素子ＬＤを駆動する。発光素子ＬＤを駆動する際、まず電圧で駆動し次に電流で駆動する。電圧駆動の電圧印加時間を調整可能にすることで、図２のＬＤＯＵＴ端からレーザまでの配線が長く立ち上がりに時間がかかる場合のように発光素子ＬＤの実装状態に応じた電圧印加時間を適切に設定することができる。
【００５１】
電圧印加時間調整回路８００は、遅延回路８１と排他的論理和回路８２とを２組有２つの遅延回路８１は、インバータ８３で図示するように接続されている。遅延回路８１は、電圧印加時間信号と変調信号とを受け取り、電圧印加時間信号に従って変調信号を遅延させる。一方の遅延回路８１の出力信号と変調信号との排他的論理和をとり、その出力信号でスイッチＳＷ２をオンさせる。この結果、出力信号は変調信号の立ち上がりで立ち上がり、遅延した変調信号の立ち上がりで立ち下がる第１のパルスと変調信号の立ち下がりで立ち上がり、遅延した変調信号の立ち下がりで立ち下がる第２のパルスを発生する。つまり、遅延回路８１の遅延時間と同じパルス幅で電圧を変調信号の立ち上がり時と立ち下り時に印加するようになる。このようにして、適切な電圧印加時間を設定することが可能になる。同様に、他方の遅延回路８１と排他的論理和回路８２の作用によりスイッチＳＷ１を制御しえＯＦＦバイアスを供給することで、発光素子ＬＤがオンからオフへの動作を制御する（高速化する）。
【００５２】
電流生成回路７００は、図１に示す共通制御電位設定回路２００が出力する電流毎の差分電圧を受け取り、差分電圧に応じた電流を出力する。電流生成回路７００のオペアンプ３４と定電流源３２とは基準共通電位と基準オフセット電位で形成される差分電圧を受け取り、差分電圧に応じたオフセット電流を生成する。オフセット電流はスイッチＳＷ１６を介して負荷２４に流れる。オフセット電流に応じてコンデンサＣ２の端子電位が決まり、これにより電圧源として機能するコンデンサＣ２が発光素子ＬＤに与える駆動電圧を調整することができる。駆動電圧を調整することで、駆動パルスをオーバシュートさせ、短いパルス幅までレーザを追従させることでハイライトの再現性を高めることができ、駆動電圧を少し大きめに設定することで画像の輪郭を強調できるなど、画像に合わせてこれらを適宜設定することで画質の調整にも使用することができる。オペアンプ３５と電流源３１とは、基準共通電位と基準バイアス電位で形成される差分電圧をスイッチ７５０を介して受け取り、差分電圧に応じたバイアス電流を生成する。また、スイッチ７５０に接続される図中の電圧源が設定するＯＦＦバイアス電圧を受けた電流源３１は、ＯＦＦバイアス電圧応じたレーザ駆動電流を生成する。
【００５３】
尚、図２におけるスイッチＳＷ１６，負荷２４及び電流源３２は補正回路２５０を構成する。補正回路２５０は、図１におけるオペアンプ２１１，定電流源２１２，２１３及び負荷２１４，２１５で生成された共通基準電位（図中、共通基準と記す）と基準オフセット電位（図中、基準オフセットと記す）とに基づいて電圧源２３０から出力される駆動電圧を補正する。この構成及び作用については、後述において図面を用いて詳細に説明する。
【００５４】
次に、本実施形態による補正回路２５０について図面を用いて詳細に説明する。図４は、図２における発光素子ＬＤを点灯するための概略構成を示すブロック図である。本実施形態では発光素子ＬＤを点灯する際、先ず、図４（ａ）に示すように、スイッチＳＷ２をオンにすることで、発光素子ＬＤが立ち上がるのに必要な時間だけ、コンデンサＣ２やＣｄを含んで構成された電圧源２３０から発光素子ＬＤへ電圧を印加する。尚、コンデンサＣｄは発光素子ＬＤを電圧駆動するための駆動電圧を保持する保持手段であり、コンデンサＣ２はコンデンサＣｄに保持された駆動電圧を補正するための電圧（以下に示す補正回路２５０から出力された電圧を含む）を保持する保持手段である。また、コンデンサＣ２及びこれに並列に接続された抵抗Ｒ２１には、図２に示すように、コンデンサＣ２２が並列に接続されていてもよい。この場合、コンデンサＣ２２もコンデンサＣｄに保持された駆動電圧を補正するための電圧を保持する保持手段として機能する。その後、図４（ｂ）に示すように、スイッチＳＷ２をオフにし、スイッチＳＷ１１−１をオンにすることで、発光素子ＬＤを電流源３０から出力された駆動電流で点灯させる。すなわち、上記した構成では発光素子ＬＤの駆動における初期段階その後の段階とで、駆動方式を電圧駆動から電流駆動へ切り替えている。このような構成によれば、高速変調と光量の安定性を両立させることができるが、これを面発光レーザに適用した場合では、配線間の隣接間容量も含めた寄生容量が大きくなってしまうため、発光素子ＬＤから出力されるレーザ光の波形がなまってしまい、図５に示すように、Ｃin特性（図５中『補正無しのＣin特性』）が理想直線よりも下になる。尚、図５は、補正量を無し、Ａ又はＢとした場合の駆動電流の積分値と積分光量との関係を示すグラフである。
【００５５】
そこで本実施形態では、図４に示すように、電圧源２３０に駆動電圧を補正するための手段として補正回路２５０を設ける。この補正回路２５０は上述のように、スイッチＳＷ１６，負荷２４及び電流源３２を含んで構成されており、外部から入力された基準オフセット（オフセット電流）に基づいて電圧源２３０から出力される駆動電圧を補正する。尚、駆動電圧を補正する補正手段としては、オペアンプ３４，オペアンプ２１１，定電流源２１２，２１３及び負荷２１４，２１５を含む。すなわち、本実施形態による補正手段は、オペアンプ３４，オペアンプ２１１，定電流源２１２，２１３及び負荷２１４，２１５を含んで構成された回路（制御回路）から出力された基準オフセットに基づいて補正回路２５０の電流源３２から出力される電流を制御し、これにより電圧源２３０におけるコンデンサＣ２、Ｃ２２又はＣｄの電位を補正することで、発光素子ＬＤを電圧駆動するための駆動電圧を補正する。これを簡略化して説明すると、本実施形態による補正手段は、外部から入力されたオフセット電流設定信号に基づいて基準オフセットを生成し、これに基づいて補正回路２５０により駆動電圧を補正する。尚、本発明による補正手段には、電圧源２３０におけるコンデンサＣ２，Ｃ２２を含めても良い。また、オフセット電流設定信号とは、発光素子ＬＤからのレーザ光量が目標光量となるためのオフセット電流を設定するための信号であり、予め目標光量に対応して保持されているものである。この他、図１に示すように、オペアンプ２１１，定電流源２１２，２１３及び負荷２１４，２１５を含んで構成された回路（制御回路）は、各ドライバ１００1〜１００32で共用されるように構成することができる。すなわち、制御回路で生成した基準オフセットを、各ドライバ１００に設けられた補正回路２５０における電流源３２（以下の説明ではトランジスタＴｒ３のゲート）に共通に入力するように構成しても良い。
【００５６】
このように構成することで、本実施形態では、Ｃin特性を理想直線に近づくように調整したり（図５における『補正量ＡのＣin特性』）、画像の輪郭を強調できるようにＣin特性を理想直線よりも高く調整したり（図５における『補正量ＢのＣin特性』）等の補正を自由に行うことが可能となる。尚、理想直線とは、発光信号入力のパルス幅と発光素子ＬＤからの積分光量（レーザ光量の積分値）とが原点を通る比例関係となった場合に得られる直線である。
【００５７】
また、図５の『補正量ＡのＣin特性』に示すように、最小パルス幅における積分光量が理想直線と一致するように補正量（Ａ）を設定しておくことで、その他のパルス幅におけるＣin特性が理想直線に重なるため、補正量の再設定が不要となる。尚、この時の最小パルス幅の最小値は、発光信号入力から電流源３０から出力した駆動電流が収束するまでの時間とする。
【００５８】
更に、以上のような構成では、リンギングなど外部要因で変動する恐れのある現象を利用して補正するのではなく、正確に制御された電圧源２３０によって補正が行われるため、高い安定性を確保することができる。更にまた、補正量を外部から電気信号によって設定できるため、これを含むドライバ１００を例えばＩＣ（集積回路）化した場合でも実装状態に合わせて補正量（基準オフセットに相当）を外部から設定することができ、１つのドライバＩＣで様々な実装条件のゼログラフィープリンターに適応することが可能となる。
【００５９】
次に、図４に示す構成を具体化した回路構成及びその動作を図６を用いて詳細に説明する。尚、図６（ａ）に示す回路図は、図１及び図２におけるドライバ１００の回路構成における補正回路２５０とこれに関連する周辺回路とを抜粋した図である。
【００６０】
図６（ａ）に示す回路構成の主な動作としては、自動光量制御（ＡＰＣ）動作と、自動光量制御で設定された光量で点灯・消灯を繰り返す変調動作とがある。各動作におけるスイッチＳＷ２，ＳＷ８，ＳＷ１１，ＳＷ１１−１及びＳＷ１６の切り替え（オン／オフ）動作を図６（ｂ）のタイミングチャートに示す。
【００６１】
自動光量制御時（図６（ｂ）参照）には、スイッチＳＷ１１−１とＳＷ１１とがオン状態になり、電流源３０を構成するＰ−ＭＯＳトランジスタＴｒ１から発光素子ＬＤに駆動電流が供給され、発光素子ＬＤが点灯する。受光器ＰＤはこの際の発光量に応じた電流（モニタ電流ともいう）を出力する。抵抗Ｒ２は、このモニタ電流に対応した光出力電圧（検出電圧に相当）を生成する。オペアンプ６１は、この光出力電圧と基準電圧Ｖrefとが一致するように負帰還制御を行い、電流源３０から出力される駆動電流を調整する。これにより、発光素子ＬＤのレーザ光量を目的の光量（目標光量という）に調整することができる。この時、図６（ｂ）のタイミングチャートに示すように、スイッチＳＷ８，ＳＷ１１をオン状態とし、スイッチＳＷ１６をオフ状態とすることで、発光素子ＬＤのレーザ光量が目標光量となるように制御された際の駆動電圧がコンデンサＣ２に充填される。更に、コンデンサＣ１には、発光素子ＬＤのレーザ光量が目標光量となるように制御された際の電流源３０の制御電圧が充填される。その後、図６（ｂ）のタイミングチャートに示すように、自動光量制御終了直前にスイッチＳＷ８及びＳＷ１１をオフ状態とすることで、光量制御時の充電電圧をコンデンサＣ１及びＣ２にそのまま保持させることができる。
【００６２】
次に補正を実施する変調動作時（図６（ｂ）参照）には、スイッチＳＷ１６がオン状態になり、外部入力信号であるオフセット電流設定信号に基づいて生成された基準オフセットよって調整された電流値Ｉ１がＰ−ＭＯＳトランジスＴｒ３から出力され、抵抗Ｒ３で電流電圧変換される。この時、コンデンサＣ２の抵抗Ｒ３側の端子電圧は、スイッチＳＷ１６がオフ状態でとなり接地された状態である場合の電圧値、すなわち、電流値が０である自動光量制御の場合の電圧値と比較すると、Ｉ１×Ｒ３に相当する電圧値分だけ嵩上げされる。これにより、コンデンサＣ２におけるスイッチＳＷ８側の電圧値、すなわち電圧源２３０から出力される駆動電圧を、自動光量制御時に設定された目標光量に対応する電圧値を基準とすると、この値からＩ１×Ｒ３に相当する値分だけプラス側に補正することができる。尚、電流値Ｉ１は、電流源３２を構成するＰ−ＭＯＳトランジスタＴｒ３のゲート電位を基準オフセットで制御することで得られた電流であり、その負荷は抵抗Ｒ３である。
【００６３】
以上のようにオフセット電流設定信号（これに基づく基準オフセット）で電流Ｉ１を調整し、電圧源２３０に保持された駆動電圧を嵩上げするように設定することで、補正量を正確に制御することができる。また、スイッチＳＷ２を発光素子ＬＤを点灯させる際の立ち上がり時にのみ数ｎｓ〜十ｎｓ程度オン状態として補正された電圧源２３０の駆動電圧を発光素子ＬＤに印加することで、補正量に基づく定電圧駆動を行うことができる。また、スイッチＳＷ１１−１は発光素子ＬＤを点灯中常にオン状態であり、電流源３０から自動光量制御時に設定された電流を出力することにより、スイッチＳＷ２がオンになり電圧駆動する時に、電流源３０は電圧源から見た負荷の変動を小さくする補償電流源として動作して発光素子ＬＤの端子電圧の変動を最小限にでき、点灯時にスイッチＳＷ２がオフ状態となった後は、電流駆動に移行する。図４では単純化の為にＳＷ１１−１は電圧駆動時にオフになるとしたが、オンであってもＳＷ２がオンである立ち上がり数ｎｓの期間は、低出力インピータンスで駆動される電圧駆動が支配的になり、回路動作としては同じである。
【００６４】
次に、以上のような補正がなされた駆動電流の波形と、これに基づいて駆動されることで発光素子ＬＤから出力されるレーザ光の積分光量との関係を図面を用いて詳細に説明する。
【００６５】
図７は、Ｃin特性が理想直線に近づくように補正した場合の駆動電流波形と積分光量との関係を示すグラフである。この際の補正量をＡとする。図９は、画像の輪郭を強調するためにＣin特性を理想直線よりも高く補正した場合の駆動電流波形と積分光量との関係を示すグラフである。この際の補正量をＢとする。また、図８は、補正量を無しとした場合の駆動電流波形と積分光量との関係を示すグラフである。尚、それぞれの図面において、（ａ）は発光素子ＬＤの発光時間が、駆動電流が収束するまでの時間よりも短い場合の駆動電流波形と積分光量との関係を示し、（ｂ）は発光素子ＬＤの発光時間が、駆動電流が収束するまでの時間である場合の駆動電流波形と積分光量との関係を示し、（ｃ）は発光素子ＬＤの発光時間が、駆動電流が収束するまでの時間よりも長い場合の駆動電流波形と積分光量との関係を示す。
【００６６】
図７及び図９において、発光素子ＬＤが発光を始める閾値電流以上の領域を図中にあるようにａ，ｂ，ｃ及びｄの４つの領域に区分けすると、駆動電流波形が理想的な矩形波になった場合の理想積分光量は（ａ＋ｃ）で表され、実際の立ち上がり及び下がりにおける遅延（波形のなまり）を加味した積分光量は（ｂ＋ｃ＋ｄ）で表される。したがって、Ｃin特性が理想直線に近づくように補正する場合（図７）、駆動電流が収束するまでの時間を最小パルス幅に設定してａ＝ｂ＋ｄが成立するように補正量（Ａ）を調整する（図７（ｂ）に相当）。これにより、最小パルス幅以上の領域でのＣin特性を理想直線に一致させる又は近づけることが可能となる。また、このように最小パルス幅における積分光量に基づいて補正量Ａを決定することにより、補正量を最小に抑えることが可能となり、結果として補正による画質の劣化を抑制することができる。また、画像の輪郭を強調するためにＣin特性を理想直線よりも高く補正する場合（図９）、駆動電流が収束するまでの時間を最小パルス幅に設定して最小パルス幅においてａ＜ｂ＋ｄとなるように補正量（Ｂ）を調整する（図８（ｂ）に相当）。すなわち、Ｂ＞Ａとなるような補正量を用いる。これにより、最小パルス幅以上の領域でのＣin特性を理想直線よりも大きくすることが可能となり、これに基づいて駆動することで画像の輪郭を強調することが可能となる。
【００６７】
尚、図８を参照すると明らかなように、補正量無しの場合では、発光素子ＬＤからの発光波形の大小に関わらず、（ａ）〜（ｃ）いずれの場合においてもａ＞ｄのため、Ｃin特性は常に理想直線を下を通ることになる。結果として、補正量無しの場合では、出力される画像の輪郭が薄くなり、ぼやけた状態となってしまう。
【００６８】
また、発光素子ＬＤから出力されるレーザ光量を大きくした場合（以下、光量大という）と小さくした場合（以下、光量小という）とにおける補正の効果について、図１０を用いて説明する。
【００６９】
図１０（ａ）は光量小での駆動電流波形を示す図である。また、図１０（ｂ）は光量大での駆動電流波形を示す図である。尚、図１０では光量小と光量大とで同じ補正量Ａを用いる。尚、補正量Ａは、光量小の場合にＣin特性が理想直線に一致する（但し、駆動電流が収束するまでの時間以上の領域）ように設定された値、すなわちａ＝ｂ＋ｄとなるように設定された値である。
【００７０】
まず、図１０（ａ）及び（ｂ）における駆動電流波形の立ち上がり部分に注目する。立ち上がりの時定数は配線の抵抗やスイッチのオン抵抗や配線の寄生容量等で決まる定数であるので、光量の大小にかかわらず一定である。時定数が同じであることから、図１０を参照すると明らかなように、駆動電流波形が発光閾値を超えるのは光量大の方が先である。したがって、立ち上がりのなまりに起因した理想直線からのＣin特性のずれの割合は、光量大と光量小とで比較すると、（ａ’／（ａ’＋ｃ’）＜（ａ／（ａ＋ｃ））となる。一方、立ち下がり時には、逆に発光閾値を超えるのは光量小の駆動電流波形の方が先であるので、（ｄ’／（ａ’＋ｃ’））＞（ｄ／（ａ＋ｃ））となる。
【００７１】
したがって、積分光量という観点から鑑みると、立ちあがり時及び立ち下がり時のどちらにおいても、レーザ光量を大きくするにつれてＣin特性が大きくなる（上側に移動する）ように寄与している。
【００７２】
また、立ち上がり及び立ち下がりの時定数が同じであるとすると、ａ’＞ｄ’となることから、（（ａ−ｄ））／（ａ＋ｃ））＞（（ａ’−ｄ’）／（ａ’＋ｃ’））＞０となり、レーザ光量を大きくする方が立ち上がり・下がりなまりの影響が小さくなることが分かる。また、補正量Ａは光量により変わらず一定であるので、積分光量の増分ｂ’とｂとは略等しい。
【００７３】
以上のことから、全ての積分光量に対する補正の効果は、（ｂ’／（ａ’＋ｂ’＋ｃ’））＜（ｂ／（ａ＋ｂ＋ｃ））となり、光量が大きくなると補正の効果が相対的に小さくなることが分かる。
【００７４】
このように、光量が大きくなるほど積分光量は大きくなり理想値に近づき、この反面、補正の効果は光量が大きくなるほど小さくなる。そこで本実施形態では、補正量を最小光量で積分光量が理想値になるように設定する。これにより、光量が大きくなった場合でもＣin特性が理想直線と略等しくなるように設定することができる。
【００７５】
以上のように、本実施形態によれば、外部から入力される信号（基準オフセット）により電圧駆動の電圧値を安定的且つ正確に調整することができるため、発光素子ＬＤオーバーシュート量を正確に制御することが可能となり、リンギング等の外部要因で変動する現象を利用することなく、所望するＣin特性を安定して得ることが可能となる。また、結果として画像を良好な画質で出力することが可能となる。
【００７６】
〔第２の実施形態〕
次に、本発明の第２の実施形態について図面を用いて詳細に説明する。本実施形態では、上記した第１の実施形態における補正回路２５０の他の構成例を示す。尚、以下の説明において、第１の実施形態と同一の構成には同一の符号を付す。
【００７７】
図１１は、本実施形態による補正回路２５０’の構成を示す回路図である。図１１に示すように、本実施形態では、第１の実施形態における電流源３２が、Ｎ−ＭＯＳトランジスタＴｒ３２と、Ｐ−ＭＯＳトランジスタＴｒ３３と、Ｎ−ＭＯＳトランジスタＴｒ３２及びＰ−ＭＯＳトランジスタＴｒ３３のソース電位を基準オフセットの電位に制御するオペアンプ２５１とを含んで構成された電流源３２’に置き換えられている。また、電流源３２’には、カレントミラー回路２５２，２５３が設けられており、これとは別に入力段及び出力段に抵抗Ｒ３１及びＲ３２又は抵抗Ｒ３３及びＲ３４を含んで構成されたバッファ回路が設けられている。尚、抵抗Ｒ３１〜Ｒ３４は全て抵抗値が等しく、その値がＲであるとする。また、図１１において点ａは図６においてコンデンサＣ２に接続されている点ａに相当する。
【００７８】
図１１に示すような構成とすることで、本実施形態では、補正範囲をプラス側及びマイナス側の両方とすることが可能となる。換言すれば、電圧源２３０における駆動電位を、目標光量に対応した電圧に対して正又は負の何れかに補正することが可能となる。尚、第１の実施形態ではプラス側のみであった。
【００７９】
次に、図１１に示す補正回路２５０’の回路動作を以下に説明する。スイッチＳＷ１６は図６に示すスイッチＳＷ１６と同じ機能を持つスイッチであり、補正量を決定する電流値の出力をオン／オフする。したがって、上述したように、補正を実施しない自動光量制御の期間では、スイッチＳＷ１６をオフ状態とする。また、図６では、スイッチＳＷ１６がオフ状態の場合、補正回路２５０の出力は接地されており、この状態を基準にしてプラス側に補正を行っていた。これに対し本実施形態では、図１１に示すように、スイッチＳＷ１６がオフ状態の場合、点ａの電圧（つまり補正回路２５０’の出力）は、電源電圧ＡＶＤＤを抵抗Ｒ３３、抵抗Ｒ３４とで分圧した電圧、すなわちＡＶＤＤ／２（＝Ｒ×ＡＶＤＤ／２Ｒ）となる。したがって、本実施形態での補正は、ＡＶＤＤ／２の電圧値を基準にして行われる。
【００８０】
補正動作時にはスイッチＳＷ１６をオン状態とし、これを介して流出する電流値又は流入する電流値を調整することで、プラス側又はマイナス側に補正を行う。尚、図１１には、プラス側に補正を実施する場合（つまりスイッチＳＷ１６を介して電流を流出する場合）の電流の流れが示されている。このようにプラス側に補正する場合、基準オフセットがＡＶＤＤ／２よりも大きくなるように設定する。この時に流れる電流Ｉ１及びＩ２の関係式は、図１１中の点ａの電圧値をＶａとし、点ｂの電圧値をＶｂとし、オペアンプ２５１が入力オフセット電圧＝０で且つゲイン無限大の理想的なアンプだとすると、以下の式１から式４に示すようになる。
【数１】

Figure 0004581346
【００８１】
また、Ｎ−ＭＯＳトランジスタＴｒ３２に電流が流れる場合、Ｎ−ＭＯＳトランジスタＴｒ３２とＰ−ＭＯＳトランジスタＴｒ３３とのゲートに共通に接続されている端子の電圧は、共通に接続されているＮ−ＭＯＳトランジスタＴｒ３２とＰ−ＭＯＳトランジスタＴｒ３３とのソースである点ｂの端子の電圧よりも大きな値となるため、Ｐ−ＭＯＳトランジスタＴｒ３３に流れる電流は無視できる程度に小さい。したがって、Ｐ−ＭＯＳトランジスタＴｒ３３とカレントミラー回路２５３を構成しているＮ−ＭＯＳトランジスタＴｒ３４及び３５に流れる電流は略０であり、図１１に示すような電流の流れとなる。このように本実施形態では、電圧源２３０の駆動電圧をプラス側に補正する場合、Ｐ−ＭＯＳトランジスタＴｒ３６を用いて電圧源２３０のコンデンサＣ２又はＣｄに電荷を流入する。
【００８２】
そこで、上記式１〜式４を解くと、基準オフセットとＶａが等しくつまりVb＝Vaとなり、基準オフセットの電圧値を調整することで補正量を設定できることが解る。
【００８３】
尚、図１１ではプラス側に補正を実施する場合を例にして説明したが、マイナス側に補正する場合には、基準オフセットをＡＶＤＤ／２よりも小さくなるように設定する。これにより、プラス側に補正する場合とは逆に、Ｐ−ＭＯＳトランジスタＴｒ３１，Ｔｒ３６及びＮ−ＭＯＳトランジスタＴｒ３６に流れる電流が略０となり、スイッチＳＷ１６を介して点ａからＮ−ＭＯＳトランジスタＴｒ３５に電流が流れ込むことで，マイナス側への補正が可能となる。すなわち、Ｎ−ＭＯＳトランジスタＴｒ３５を用いて電圧源２３０のコンデンサＣ２又はＣｄに蓄積された電荷を放電して、駆動電圧をマイナス側に補正する。
【００８４】
以上のように、本実施形態によれば、第１の実施形態と同様に、外部から入力される信号（基準オフセット）により電圧駆動の電圧値を安定的且つ正確に調整することができるため、発光素子ＬＤオーバーシュート量を正確に制御することが可能となり、リンギング等の外部要因で変動する現象を利用することなく、所望するＣin特性を安定して得ることが可能となる。また、結果として画像を良好な画質で出力することが可能となる。更に、本実施形態では、補正範囲をプラス側及びマイナス側の両方とすることが可能となるため、より自由度を持って補正を行うことが可能となる。尚、他の構成は、第１の実施形態と同様であるため、ここでは説明を省略する。
【００８５】
〔他の実施形態〕
以上、説明した実施形態は本発明の好適な一実施形態にすぎず、本発明はその趣旨を逸脱しない限り種々変形して実施可能である。
【００８６】
【発明の効果】
以上説明したように、リンギング等の外部要因で変動する現象を利用することなく、所望するＣin特性を安定して得ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る発光素子駆動装置の全体構成を示す回路図である。
【図２】本発明の第１の実施形態に係る発光素子駆動装置のドライバ１００の構成を示す回路図である。
【図３】本発明の発光素子駆動装置を備える画像形成装置の一態様であるレーザゼログラフィにおけるレーザ走査系の構成例を示す図である。
【図４】図２に示すドライバ１００における発光素子ＬＤを点灯するための概略構成を示すブロック図であり、（ａ）は発光素子ＬＤを電圧駆動する際の接続構成を示す回路図であり、（ｂ）は発光素子ＬＤを電流駆動する際の接続構成を示す回路図である。
【図５】本発明の第１の実施形態において補正量を無し，Ａ又はＢとした場合の駆動電流の積分値と積分光量との関係を示すグラフである。
【図６】（ａ）は図１及び図２におけるドライバ１００の回路構成における補正回路２５０とこれに関連する周辺回路とを抜粋した図であり、（ｂ）は（ａ）におけるスイッチＳＷ２，ＳＷ８，ＳＷ１１，ＳＷ１１−１及びＳＷ１６の切り替え（オン／オフ）動作を示すタイミングチャートである。
【図７】本発明の第１の実施形態においてＣin特性が理想直線に近づくように補正した場合（補正量Ａ）の駆動電流波形と積分光量との関係を示すグラフである。
【図８】Ｃin特性を補正しない場合（補正無し）の駆動電流波形と積分光量との関係を示すグラフである。
【図９】本発明の第１の実施形態において画像の輪郭を強調するためにＣin特性を理想直線よりも高く補正した場合（補正量Ｂ）の駆動電流波形と積分光量との関係を示すグラフである。
【図１０】（ａ）は光量小での駆動電流波形を示す図であり、（ｂ）は光量大での駆動電流波形を示す図である。
【図１１】本発明の第２の実施形態による補正回路２５０’の構成を示す回路図である。
【図１２】（ａ）は内部抵抗が高いレーザの出射光を高速変調する方法として電圧駆動を用いた場合の従来技術（特許文献１）の構成を示す図であり、（ｂ）は（ａ）に示す駆動回路における半導体レーザ７０３の発光波形を示すグラフである。
【図１３】（ａ）はＣin特性を改善するための他の従来技術（特許文献２）を示す回路図であり、（ｂ）は（ａ）に示す駆動回路におけるレーザダイオード８１０の発光波形を示すグラフである。
【図１４】（ａ）は半導体レーザ９０２から出力される光量の積分値を所望の値とするための他の従来技術（特許文献３）を示す回路図であり、（ｂ）は（ａ）による駆動電流の波形を示すグラフである。
【符号の説明】
１０、１８ 発光素子駆動装置 １０５ 負荷
１０ｄ レーザ光源 １１ 受光器
１２ ポリゴンミラー １３、１４、１５ レンズ
１６ 感光体表面 １７ ＳＯＳセンサ
２１、２２ 乗算器 ２８ インバータ
２３、２４、２１４、２１５ 負荷 ８１ 遅延回路
８２ 排他的論理和回路 １５０ バス
１００1〜１００32、１００ ドライバ ＰＤ 受光器
２００ 共通制御電位設定回路 ２１６ 定電圧源
２３０ 電圧源 ２５０、２５０’ 補正回路
２５２、２５３ カレントミラー回路 ２１２、２１３ 定電流源
３００ 電流アンプ ４００ 光量モニタ
５００ 強制点灯回路 ６００ ＡＰＣ回路
７００ 電流生成回路 ８００ 電圧印加時間調整回路
２６、３４、３５、６１、２１１、２５１ 演算増幅器（オペアンプ）
３０、３１、３２、３２’、４５０、４６０ 電流源
１１０、２２０ サンプルホールド回路
ＬＤ１〜ＬＤ３２ 発光素子
Ｖref、Ｖref1、Ｖref2 ＡＰＣ基準電圧
ＣＯＵＴ、ＬＤＯＵＴ、ＬＤＣＯＭ 端子
Ｒ２、Ｒ３、Ｒ１１、Ｒ２１、Ｒ３１、Ｒ３２、Ｒ３３、Ｒ３４ 抵抗
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３−１、Ｃ４−１、Ｃ３−２、Ｃ４−２、Ｃ１１、Ｃ２２、Ｃｄ、Ｃｄ1〜Ｃｄ32、Ｃfb32〜Ｃfb32 コンデンサ
ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ５−１、ＳＷ５−２、ＳＷ５−３、ＳＷ５−４、ＳＷ６−１、ＳＷ６−２、ＳＷ６−３、ＳＷ６−４、ＳＷ７、ＳＷ８、ＳＷ１１、ＳＷ１１−１、ＳＷ１１−２、ＳＷ１２、ＳＷ１３、ＳＷ１５−１、ＳＷ１５−２、ＳＷ１６、ＳＷ１９、ＳＷfb1〜ＳＷfb32 スイッチ
Ｔｒ１、Ｔｒ３、Ｔｒ３１、Ｔｒ３３、Ｔｒ３６ Ｐ−ＭＯＳトランジスタ
Ｔｒ３２、Ｔｒ３４、Ｔｒ３５ Ｎ−ＭＯＳトランジスタ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a light emitting element driving apparatus and an image forming apparatus, and more particularly to a light emitting element driving apparatus suitable for driving a laser element used as a light source in laser xerography and an image forming apparatus including the same.
[0002]
[Prior art]
In the field of laser xerography using a laser element as a light source, there is an increasing demand for higher resolution and higher speed. There is a limit to the speed (hereinafter referred to as modulation speed) at which on / off control of driving of the laser element is performed according to input image data. In the case where the number of laser beams is one, if the resolution in the sub-scanning direction is increased as well as the resolution in the main scanning direction, the modulation speed must be sacrificed. Therefore, the only way to increase the resolution in the sub-scanning direction without increasing the modulation speed is to increase the number of laser beams. For example, when the number of laser light beams is four, the resolution in the main scanning / sub-scanning direction can be doubled on the assumption that the modulation speed is the same as in the case of one.
[0003]
A semiconductor laser used as a light source for laser xerography includes an edge-emitting laser element (hereinafter referred to as an edge-emitting laser) having a structure in which laser light is extracted in a direction parallel to the active layer, and the laser light is perpendicular to the active layer. It is roughly classified into surface emitting laser elements (hereinafter, referred to as surface emitting lasers) having a structure that can be taken out in any direction. Conventionally, in laser xerography, an edge emitting laser is generally used as a laser light source.
[0004]
However, from the viewpoint of increasing the number of laser light beams, edge-emitting lasers are technically difficult, and structurally, surface-emitting lasers increase the number of laser light beams more than edge-emitting lasers. It is advantageous. For these reasons, in recent years, in the field of laser xerography, in order to respond to the demand for higher resolution and higher speed, an apparatus using a surface emitting laser capable of emitting many laser light beams as a laser light source Development is underway.
[0005]
A surface emitting laser generally has a higher internal resistance than an edge emitting laser. As a method for high-speed modulation of emitted light of a laser having a high internal resistance, there is a method using voltage driving as disclosed in Patent Document 1 below, for example. This configuration is shown in FIG. FIG. 12B shows a light emission waveform of the semiconductor laser 703 in the drive circuit shown in FIG.
[0006]
As shown in FIG. 12A, in Patent Document 1, in a driving circuit having a switching element 701, a diode 702, a constant voltage source 703, a semiconductor laser 704, and a constant current circuit 710, a direct current for bias is a constant current. A high-speed response is made possible by generating a pulse voltage using the switching element 701 during high-speed driving and generating the pulse voltage and applying this pulse voltage to the semiconductor laser 704. In such a configuration, in principle, the pulse characteristics are determined regardless of the internal resistance of the semiconductor laser 704. Therefore, the integrated light quantity (that is, the pulse width-integrated light quantity characteristic: this is called the Cin characteristic) in FIG. It is possible to approximate the ideal straight line shown in FIG.
[0007]
As another method for improving the Cin characteristic, there is a method using a drive circuit as disclosed in Patent Document 2, for example. This configuration is shown in FIG. FIG. 13B shows the light emission waveform of the laser diode 810 in the drive circuit shown in FIG.
[0008]
As shown in FIG. 13A, in Patent Document 2, a first snubber circuit in which a capacitor C801 and a resistor R801 are arranged in series at a current output terminal of a constant current source 804, a capacitor C802, and a resistor R802 are connected in series. By connecting the arranged second snubber circuit, improving the rounding of the rising waveform of the emission waveform of the laser diode 810 with the first snubber circuit, and suppressing the ringing with the second snubber circuit, FIG. The desired Cin characteristic is obtained as shown in FIG.
[0009]
For example, as disclosed in Patent Document 3, a capacitor 907C and a resistor 907R are inserted in parallel in front of the current source transistor 908, and when the semiconductor laser 902 is turned on, the transistor 908 instantaneously passes through the capacitor 907C. By adopting a configuration in which a current is applied to the base (see FIG. 14A), as shown in FIG. 14B, an overshoot is generated at the rising edge of the pulse, and the integrated value of the light amount is set to a desired value. There is also a method. Note that the value of the capacitor 907C needs to be optimized.
[0010]
[Patent Document 1]
JP 2001-36186 A
[Patent Document 2]
JP 2000-208864 A
[Patent Document 3]
Japanese Patent Laid-Open No. 10-69662
[0011]
[Problems to be solved by the invention]
However, in an apparatus using a surface emitting laser, it is necessary to lay out multi-channel (CH) wiring. Therefore, when the configuration disclosed in Patent Document 1 is applied to a surface emitting laser, a driving circuit (also referred to as a driver). ) To the laser becomes long, and the wiring parasitic capacitance including the adjacent capacitance between the wirings becomes large. For this reason, even when voltage driving is performed, the rounding of pulse characteristics due to the influence of the time constant (Rint + R1) × C of the wiring parasitic capacitance C and the output impedance (= switch ON resistance Rint + wiring resistance R1) cannot be ignored. As shown in FIG. 12C, the Cin characteristic is greatly deviated from the ideal straight line. As described above, when the surface emitting laser is applied to the configuration according to Patent Document 1, the integrated light quantity (Cin characteristic) with respect to the drive pulse width passes through a place lower than the ideal straight line, and the laser does not emit light until the pulse width exceeds a certain value. Or since the integrated light quantity is not proportional to the pulse width in the vicinity of the minimum pulse width, there remains a problem that it is necessary to correct the driving pulse.
[0012]
In the method disclosed in Patent Document 2, the inductance of wiring and leads differs for each channel depending on the IC (integrated circuit) of the driver and the mounting form of the laser element. For this reason, when there are multiple channels such as a surface emitting laser, it is difficult to select and mount an optimum capacitor and resistor (CR) for each channel, and ringing occurs using an external snubber circuit. Therefore, it is practically impossible to adopt a method for improving the Cin characteristic.
[0013]
Furthermore, the method disclosed in Patent Document 3 does not require an external component such as a snubber circuit, but the overshoot amount is controlled by an unstable factor such as a base current. Therefore, it is difficult to perform high-precision correction inside the driver IC.
[0014]
Accordingly, the present invention provides a light emitting element driving device capable of stably obtaining ideal Cin characteristics without using a phenomenon that varies due to external factors such as ringing, and an image forming apparatus including the same. With the goal.
[0015]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve this object, according to the present invention, a light emitting element driving device having a voltage source for driving a voltage of the light emitting element and a current source for driving the light emitting element as described in claim 1. The voltage source has holding means for holding a driving voltage for driving the light emitting element. The drive voltage held by the holding means is corrected so that the light emission amount during voltage driving is larger than the light emission amount during current driving. It has a correcting means. By correcting the potential of the capacitor that holds the drive voltage accurately and stably with reference to the voltage corresponding to the target light quantity, it is ideal without using phenomena that vary due to external factors such as ringing. Cin characteristics can be obtained stably.
[0016]
Also, The present invention 3. The light emitting element driving apparatus according to claim 2, comprising a voltage source for voltage driving the light emitting element and a current source for current driving the light emitting element, the voltage source voltage driving the light emitting element. Holding means for holding the drive voltage for the purpose, and with reference to the voltage corresponding to the target light quantity The integrated value of the light output from the light emitting element when the light emitting element is driven with the minimum pulse width is the light emission of the light output from the light emitting element when the drive current output from the current source converges To match the product of the value and the minimum pulse width, A correction means for correcting the drive voltage held by the holding means; do it Composed. By configuring so that the Cin characteristic at the minimum pulse width matches the ideal value, a stable integrated light quantity can be obtained even at the minimum pulse width.
[0017]
The minimum pulse width described in claim 2 is preferably set to be equal to or longer than the time from when the light emission signal is input until the drive current output from the current source converges. By setting the minimum pulse width longer than the time from the light emission signal input until the drive current converges, if the Cin characteristic at the minimum pulse width matches the ideal straight line, a laser with a pulse width greater than the minimum pulse width Even when light is output, the integrated light quantity exists on the ideal straight line, so that it is possible to obtain a desired ideal integrated light quantity for all the pulse widths to be used.
[0018]
Further, the correction means according to claim 1 is as described in claim 4, The drive voltage held by the holding means is offset by offsetting the reference of the holding means. It is preferable to correct. By configuring so that the drive voltage can be corrected based on an externally input signal, it is possible to arbitrarily obtain a desired integrated light amount, and the degree of freedom in design is greatly increased.
[0019]
Claims Any one of 1 to 4 It is preferable that the correcting means described is shared by two or more of the voltage sources. By sharing the correction means for a plurality of voltage sources, it is possible to reduce the size of the apparatus and reduce power consumption. Further, even when a plurality of lasers are driven, the plurality of lasers can be corrected simultaneously.
[0020]
Claims Any one of 1 to 5 The correcting means described includes, for example, a transistor that outputs a current for correcting the potential of the capacitor that holds the driving voltage, and controls the gate potential of the transistor. The driving voltage may be corrected by the above. The charge accumulated in the capacitor constituting the voltage source can be corrected with a simple configuration using a transistor.
[0021]
Claims Any one of 1 to 6 In the light-emitting element driving device described above, for example, the correction unit includes a control circuit that controls a gate potential of a transistor, and the control circuit includes two or more transistors. It can also be configured to be commonly connected to the gate. By sharing a control circuit for controlling the gate potential of the transistor among a plurality of correction means, the device can be reduced in size and power consumption can be reduced. Further, even when a plurality of lasers are driven, the plurality of lasers can be corrected simultaneously.
[0022]
Further, the correction means according to claim 1 is as described in claim 8. Target light intensity It is preferable to correct the drive voltage either positively or negatively with respect to the voltage corresponding to. By configuring so that the drive voltage can be corrected to both positive (plus side) and negative (minus side), it becomes possible to design the light emitting element driving device so as to obtain a desired integrated light quantity. .
[0023]
Claims 6 The correcting means described includes, for example, a first transistor for flowing charge into the capacitor, and a second transistor for discharging charge accumulated in the capacitor. It may be constituted by. A circuit for realizing the correction to the plus side and the correction to the minus side can be easily configured by using a transistor for discharging the charge from the capacitor and a transistor for flowing the charge to the capacitor. Is possible.
[0024]
Claims Any one of 1 to 9 For example, as described in claim 10, the correction means sets the correction amount so that the integrated light amount becomes an ideal value with the minimum light amount. Thereby, even when the amount of light increases, the Cin characteristic can be set to be substantially equal to the ideal straight line.
[0025]
According to another aspect of the present invention, there is provided an image forming apparatus including a light emitting element driving device having a voltage source for voltage driving the light emitting element and a current source for current driving the light emitting element. The voltage source has holding means for holding a driving voltage for driving the light emitting element. The drive voltage held by the holding means is corrected so that the light emission amount during voltage driving is larger than the light emission amount during current driving. It has a correcting means and has a correcting means for correcting the drive voltage held by the holding means with reference to a voltage corresponding to the target light amount. By correcting the potential of the capacitor that holds the drive voltage accurately and stably with reference to the voltage corresponding to the target light quantity, it is ideal without using phenomena that vary due to external factors such as ringing. Cin characteristics can be obtained stably.
[0026]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings.
[0027]
[First Embodiment]
First, a first embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 1 is a diagram illustrating an overall configuration of a light emitting element driving apparatus according to the present embodiment. In FIG. 1, a light emitting element driving apparatus 10 drives a plurality of light emitting elements. In the configuration of FIG. 1, the light emitting element driving device 10 drives 32 light emitting elements LD1 to LD32. In other words, the light emitting element driving device 10 has a 32 channel configuration. Each of the light emitting elements LD1 to LD32 is formed of a surface emitting diode (VCSEL: Vertical Cavity Surface Emitting Laser) and arranged in a matrix. The light emitting element driving device 10 is formed of, for example, an IC chip and includes a circuit described below.
[0028]
The light emitting element driving device 10 has a driver 100 for each channel, that is, for each of the light emitting elements LD1 to LD32. 1 ~ 100 32 Have The light emitting element driving device 10 includes a common control potential setting circuit 200, a current amplifier 300, a light amount monitor 400, a forced lighting circuit 500, and an APC (Automatic Power Control) circuit 600 as a common control unit for each channel.
[0029]
Driver 100 1 ~ 100 32 Receives a signal from the control unit common to the respective channels via the bus 150, and performs control for driving and controlling the light emitting elements LD1 to LD32. Specifically, the driver 100 1 ~ 100 32 Performs APC control for controlling the light amount of each of the light emitting elements LD1 to LD32 and modulation control after the APC control. As described later, in APC control, the driver 100 1 ~ 100 32 Controls both the voltage and current applied to the light emitting elements LD1 to LD32. Driver 100 during voltage drive 1 ~ 100 32 Is a capacitor Cd connected to the cathode of each of the light emitting elements LD1 to LD32 via each terminal COUT. 1 ~ Cd 32 To control. Driver 100 during current drive 1 ~ 100 32 Controls the amount of current flowing through each light emitting element LD1 to LD32 via each terminal LDOUT.
[0030]
Driver 100 1 ~ 100 32 Are connected in common via a terminal LDCOM and connected to a load 105. In the configuration of FIG. 1 ~ 100 Four The LDCOM terminals are connected in common, and one end is connected to the other end of the load 105 connected to the ground. Each driver 100 1 ~ 100 32 Outputs a current (complementary output) corresponding to the drive current when the corresponding light emitting element is not driven. By flowing this current through the load 105, the operation is stabilized by constantly flowing a constant current to the light emitting element driving device 10 without depending on the number of lighting of the light emitting elements.
[0031]
The light quantity control device 10 performs modulation control after setting the laser light quantity of each of the light emitting elements LD1 to LD32 to an appropriate value by APC control. The outline of APC control is as follows. First, the laser light amount of the light emitting element LD1 is adjusted. Driver 100 1 Drives the light emitting element LD1. A current corresponding to the laser light amount of the light emitting element LD1 flows through a light receiver PD (for example, a photodiode, which corresponds to the above-described light receiver 11) provided in common to each of the light emitting elements LD1 to LD32. The current amplifier 300 turns on the switch SWSa with respect to the current flowing through the light receiver PD, and amplifies the current obtained by adding the addition current from the current source 450 with low impedance. In this case, when the switch SWSb is turned on, the added current is canceled by the reference current supplied from the current source 460, the remaining current is supplied to the resistor connected to the reference voltage Vref2, and the current output from the current amplifier 300 is supplied. The voltage is converted into a voltage, and this voltage (referred to as a detection voltage) is output to the APC circuit 600 via the switch SW19. The APC circuit 600 includes a plurality of operational amplifiers 61, a series circuit of one switch (any one of SWfb1 to SWfb32) and a capacitor (any one of Cfb1 to Cfb32). Each series circuit is connected between the output terminal and the inverting input terminal of the operational amplifier 61. Each series circuit constitutes a sample and hold circuit. One sample and hold circuit corresponds to one light emitting element. For example, a sample and hold circuit including the switch SWfb1 and the capacitor Cfb1 corresponds to the light emitting element LD1. Similarly, a sample and hold circuit including the switch SWfb32 and the capacitor Cfb32 corresponds to the light emitting element LD32.
[0032]
The operational amplifier 61 amplifies the difference voltage when the light emitting element LD1 is driven and outputs the amplified voltage to the corresponding signal line of the bus 150. Driver 100 1 Changes the drive current applied to the light emitting element LD1 so that the differential voltage becomes zero. As a result, the amount of laser light from the light emitting element LD1 changes, and the amount of current flowing through the light receiver PD changes. A detection voltage corresponding to the current flowing through the light receiver PD is output from the current amplifier 300 to the APC circuit 600. By such feedback control, the added current applied to the input output of the current amplifier 300 is canceled and disappears, and the driving state of the light emitting element LD1 is set so that the laser light amount corresponds to the reference current generated by the APC reference voltage Vref. Set. The setting of the driving state means that both the driving current and the driving current applied to the light emitting element LD1 are adjusted to a value corresponding to the APC reference voltage Vref.
[0033]
While controlling the light emitting element LD1 in this way, only the switch SWfb1 is turned on among the 32 sample hold circuits of the APC circuit 600, and the laser light quantity of the light emitting element LD1 corresponds to the APC reference voltage Vref. The voltage at the time of convergence to the value to be stored in the capacitor Cfb1. Similarly, the APC control is performed on the light emitting elements LD2 to LD32 one by one in order.
[0034]
As will be described later, the APC control is preferably performed twice. In the second APC control, the switch SWSa that was turned on in the first APC is turned off. Since the cancellation current supplied to the output side of the current amplifier 300 is the reference current + addition current, the received light current is controlled by a current corresponding to the reference current + addition current. The 32 sample and hold circuits in the APC circuit 600 can be commonly used in the first and second APC controls, but 32 sample and hold circuits may be newly provided for the second APC control.
[0035]
The light quantity monitor 400 outputs a light quantity monitor signal indicating the laser light quantity of each of the light emitting elements LD1 to LD32 from the current flowing through the current amplifier 300.
[0036]
The forced lighting circuit 500 is a circuit that generates a synchronization signal required before performing APC control. In image processing apparatuses such as copiers, printers, and facsimiles in which the light emitting element driving device 10 is incorporated, an optical sensor is provided slightly before the drawing start position in order to accurately determine the image drawing position, and the light emitting element outputs The drawing start position is determined based on the timing at which the light to be crossed the optical sensor.
[0037]
FIG. 3 shows a configuration example of a laser scanning system and output of each sensor in laser xerography, which is an aspect of an image forming apparatus including the light emitting element driving device of the present invention. The basic configuration of the laser beam scanning system in the laser xerography apparatus is as follows. The laser light emitted from the laser light source 10d is irradiated onto the photosensitive member surface 16 through the lens 15, the polygon mirror 12, and the lenses 13 and 14. As the polygon mirror 12 rotates, the laser beam repeatedly scans the photosensitive member surface 16. Further, part of the laser light emitted from the laser light source 10 d is input to the light receiver 11 via the semi-transmissive mirror 19. In FIG. 3, the output of the light receiver 11 at this time is shown as the light amount control sensor output, and the output of the optical sensor 17 provided slightly before the drawing start position is shown as the SOS (Start of Scan) sensor output. The area for APC is provided before and after the scanning area. Reference numeral 18 corresponds to the light emitting element driving apparatus 10 described above.
[0038]
As described above, since the individual laser light amounts of the light emitting elements LD1 to LD32 are smaller than those of the end face laser, a plurality of them are turned on simultaneously to scan the SOS sensor. In this case, it is particularly preferable to turn on only a plurality of light emitting elements located in the central portion among the light emitting elements arranged two-dimensionally. However, in APC control, the light emitting elements are turned on one by one and the conditions are set (gain of feedback loop). Therefore, if a predetermined number of light emitting elements are turned on at the same time, the feedback loop of APC control will oscillate. There is a possibility that. Therefore, in order to solve this problem, the forced lighting circuit 500 changes the load size of the current amplifier 300 according to the modulation signal (modulation data). That is, a load corresponding to the number of light emitting elements to be turned on is connected to the output of the current amplifier 300. In the configuration shown in the figure, a plurality of resistors are connected to the output of the current amplifier via a switch. Focusing on the operational amplifier 61, the forcible lighting circuit 500 reduces the current power conversion gain according to the number of light emitting elements to be turned on, so that the gain of negative feedback as a whole does not change. With such a configuration, a state equivalent to a state in which only one light emitting element is always turned on can be obtained. In other words, the gain of the feedback loop is a value in a state in which only one light emitting element is turned on. As a result, it is possible to prevent the feedback loop from oscillating.
[0039]
The common control potential setting circuit 200 includes each driver 100. 1 ~ 100 32 This circuit generates a control potential necessary for generating various currents required in the circuit. In the configuration of FIG. 1, the common control potential setting circuit 200 includes each driver 100. 1 ~ 100 32 A circuit for generating a common potential for setting a bias current flowing therein, and a circuit for generating a common potential for generating an offset current. The bias current and the offset current are typical examples, and each driver 100 1 ~ 100 32 Can set the control potential required to generate other currents required for drive and control. The common control potential for setting the offset current is generated by a circuit including an operational amplifier (op-amp) 211, current sources 212 and 213, and loads 214 and 215. A common control potential for bias current setting and other current setting is also generated by the same circuit. In response to the offset current setting signal from the outside, the current source 212 supplies the supported current to the load 214. The terminal voltage of the load 214 is applied to the plus side terminal of the operational amplifier 211. A constant current source 213 connected to the constant voltage source 216 causes a current corresponding to the output of the operational amplifier 211 to flow through the load 215. The terminal voltage of the load 215 is given to the negative terminal of the operational amplifier 211. The operational amplifier 211 controls the current source 213 so that the current source 213 flows the same current as the offset current set by the offset current setting signal. At this time, the output signal of the operational amplifier 211 is output to the corresponding bus line of the bus 150. On the other hand, the positive voltage of the constant voltage source 216 is output to the corresponding bus line of the bus 150. This bus line is common to each common control potential and each driver 100. 1 ~ 100 32 Is common. As described above, the offset current value set from the outside is in the form of a differential voltage via each bus 150 to each driver 100. 1 ~ 100 32 To be supplied. Each driver 100 1 ~ 100 32 Generates an offset current from the received differential voltage as described later. As a result, even if the power supply voltage of the constant voltage source 216 fluctuates, the potential difference is constant, and the influence of fluctuations in the power supply voltage can be avoided. Note that the output voltage of the operational amplifier 211 and the voltage of the constant voltage source 216 are preferably transmitted by parallel two wires.
[0040]
Next, referring to FIG. 1 ~ 100 32 The internal structure of will be described. Each driver 100 1 ~ 100 32 Since the configuration is the same, the subscripts 1 to 32 are omitted in the following description, and only the driver 100 will be described.
[0041]
The driver 100 has two multipliers 21 and 22. The multiplier 21 is provided for controlling the current source 30, and the multiplier 22 is provided for controlling a corresponding one of the capacitors Cd1 to Cd32 shown in FIG. Hereinafter, for convenience, one corresponding capacitor is denoted by Cd, and is shown by a broken line in FIG. The capacitor Cd functions as a voltage source for a short time when the drive voltage to the laser rises. The current source 30 generates a current that flows through the corresponding light emitting element LD, and the capacitor Cd that functions as a voltage source supplies a driving voltage to the corresponding light emitting element LD.
[0042]
Here, the relationship between the driving current and the driving voltage (terminal voltage) of the surface emitting laser (voltage-current characteristics) is proportional (linear relationship) in a practical range because the internal resistance of the surface emitting laser is high. Further, the relationship between the drive current and the laser light quantity is also proportional (linear relationship) within a practical range. Based on such characteristics, the current amount of the current source 30 in the first APC control is determined so that the laser light amount of the light emitting element LD becomes the reference light amount (first light amount). In the second APC control, the laser amount is determined. The amount of light is determined to be the second amount of light. Similarly, the driving voltage accumulated in the capacitor Cd in the first APC control is determined so that the laser light amount of the light emitting element LD becomes the reference light amount (first light amount), and the laser light amount is the second in the second APC control. The amount of light is determined. By the interpolation or extrapolation process using these two values, the laser light quantity can be corrected to an arbitrary light quantity.
[0043]
Multipliers 21 and 22 can use 4-quadrant analog multipliers, and capacitors can be used as voltage sources to be connected to the multipliers. The inputs of the multipliers 21 and 22 have a differential configuration. When two differential inputs represented by + and − of each multiplier 21 and 22 are V1a, V1b and V2a and V2b, respectively, each multiplier 21 and 22 having a differential configuration has Iout = α (V1a−V1b). The current described by (V2a-V2b) is output. Where α is a constant.
[0044]
In such a laser driving device, a correction signal is input to one input terminal (multiplier terminal) of each multiplier 21 and 22, and a control voltage is input to the other input terminal (multiplier terminal). When the + side output of the complementary output of a multiplier that is normally configured as a differential is used, there is an offset current, but even if there is an offset in each of the multipliers 21 and 22, the capacitors C1 and C2 connected to the output are used. The offset is canceled during APC. The correction signal takes into consideration the situation where the laser light quantity varies depending on the scanning position of the laser beam, and has a control voltage corresponding to the scanning position of the laser beam.
[0045]
First, by the first APC control, the first light amount (set as a reference value) is set as follows. Switch SWSa is on, SWSb is off, SW1 is off, SW2 is off, SW3 is off, SW5-1 is on, SW5-2 is off, SW5-3 is off, SW5-4 is on, SW6-1 is on SW6-2 is off, SW6-3 is off, SW6-4 is on, SW7 is off, SW8 is on, SW11 is on, SW11-1 is on, SW11-2 is off, SW12 is off, SW13 is on , SW15-1 is turned off, SW15-2 is turned on, SW16 is turned off, and the switch SWSa is turned on. Further, when setting the first light quantity, a 0 V correction signal is applied to the multiplier terminals of the multipliers 21 and 22. In this state, since the multiplier is 0, each multiplier 21 and 22 outputs an offset voltage regardless of what control voltage is input to the multiplicand terminal. Further, the first APC reference voltage Vref1 is supplied to the operational amplifier 61 of the APC circuit 600 shown in FIG. The operational amplifier 61 outputs a control voltage so that the laser light amount of the light emitting element LD becomes the first APC reference voltage Vref1. This control voltage is supplied to the current source 30 through the switch SW8, the operational amplifier 26, the inverter 28, and the switch SW11 of FIG. The current source 30 supplies a current corresponding to the received control voltage to the light emitting element LD. The control voltage output from the operational amplifier 26 is stored in the capacitor C3-1 of the sample and hold circuit. Since the correction signal is set to 0V, the multiplier 21 outputs an offset voltage. Therefore, the capacitor C1 is charged with a difference voltage between the control voltage and the offset voltage output from the multiplier 21. On the other hand, the control voltage output from the operational amplifier 61 of FIG. 1 is supplied to the capacitor C2 and stored in the capacitor C4-1 of the sample and hold circuit. Since the correction signal is set to 0V, the multiplier 22 outputs an offset voltage. Therefore, the capacitor C2 is charged with a difference voltage between the control voltage and the offset voltage of the multiplier 22.
[0046]
Then, the second light quantity (this is called a correction light quantity) is set as follows by the second APC control. Switch SWSa off, SWSb off, SW1 off, SW2 off, SW3 off, SW5-1 off, SW5-2 on, SW5-3 on, SW5-4 off, SW6-1 off SW6-2 is on, SW6-3 is on, SW6-4 is off, SW7 is off, SW8 is off, SW11 is off, SW11-1 is on, SW11-2 is off, SW12 is off, SW13 is on , SW15-1 is off, SW15-2 is off, SW16 is off, and SWSa is off. Further, when setting the second light quantity, a correction signal having a predetermined voltage is applied to the multiplier terminals of the multipliers 21 and 22. Further, since the switch SWSa is off, the operational amplifier 61 outputs a control voltage for the first APC control so that the amount of light from the light receiver PD increases by the amount of current added by the current source 450. This control voltage is supplied to the current source 30 through the switch SW8, the operational amplifier 26, the inverter 28, the switches SW5-2 and SW5-3, the multiplier 21, the resistor R11, and the capacitor C1 in FIG. The current source 30 changes the current from the light receiver PD from the reference current to a current obtained by adding the addition current to the reference current in accordance with the received control voltage. The control voltage output from the operational amplifier 26 is stored in the capacitor C3-2 of the sample and hold circuit. The capacitor C1 is charged with a voltage difference between the control voltage and the output of the multiplier 21. The current applied to the light emitting element LD in the first APC control can be described as I + ΔI. On the other hand, the control voltage output from the operational amplifier 61 in FIG. 1 is supplied to the capacitor C2 and stored in the capacitor C4-2 of the sample and hold circuit. The capacitor C2 is charged with a voltage difference between the control voltage and the output of the multiplier 22. If the voltage stored in the capacitor C2 in the first APC control is V, the voltage stored in the capacitor C2 in the second APC control can be described as V + ΔV.
[0047]
Here, the switches SW6-1 and SW6-4 are turned on, and SW6-2 and SW6-3 are turned off. However, in the second and subsequent APCs, SW6-3 and SW6-1 are turned on, and SW6-2 and SW6-4 are turned off. Since this is the same condition as during modulation, an improvement in accuracy can be expected.
[0048]
At the time of modulating the light emitting element LD, a correction voltage corresponding to the light amount correction amount corresponding to the scanning position of the laser light is input to the multiplier terminals of the multipliers 21 and 22. Thereby, both the drive voltage applied to the surface emitting laser from the voltage source constituted by the multiplier 22, the capacitor C2, and the operational amplifier 26 and the drive current supplied from the current source 30 to the light emitting element LD are simultaneously controlled. The light emitting element LD emits light with a light amount corrected according to the scanning position of the laser light.
[0049]
A resistor R11 is connected in series with the capacitor C1. That is, in the present embodiment, the sample and hold circuit 110 including the capacitor C1 is configured with a low-pass filter. Thereby, the high frequency noise which generate | occur | produces when switching on / off of switch SW11 can be suppressed. In addition, a capacitor C11 is connected in parallel to this low-pass filter. Thereby, it is possible to prevent the phase of the negative feedback loop from being delayed by the time constant of the low-pass filter. Similarly, by connecting a resistor R21 in series with the capacitor C2, the sample-and-hold circuit 120 including this is configured with a low-pass filter. Thereby, the high frequency noise which generate | occur | produces when switching on / off of switch SW8 can be suppressed. Further, a capacitor C22 for preventing the phase delay of the negative feedback loop is connected in parallel to the low-pass filter composed of the capacitor C2 and the resistor R21 to prevent oscillation in the negative feedback loop.
[0050]
The voltage application time adjustment circuit 800 controls the switch SW2 to adjust the time for applying a voltage to the light emitting element LD. This voltage is a voltage accumulated in the capacitor Cd. As described above, in this embodiment, the light emitting element LD is driven by controlling both the voltage and current applied to the light emitting element LD. When the light emitting element LD is driven, it is first driven with a voltage and then with a current. By making the voltage application time for voltage drive adjustable, the voltage application time according to the mounting state of the light emitting element LD can be appropriately set as in the case where the wiring from the LDOUT end to the laser in FIG. Can be set.
[0051]
The voltage application time adjustment circuit 800 has two sets of delay circuits 81 and exclusive OR circuits 82. The two delay circuits 81 are connected by an inverter 83 as shown in the figure. The delay circuit 81 receives the voltage application time signal and the modulation signal, and delays the modulation signal according to the voltage application time signal. The exclusive OR of the output signal of one delay circuit 81 and the modulation signal is taken, and the switch SW2 is turned on by the output signal. As a result, the output signal has a first pulse that rises at the rise of the modulation signal, a first pulse that falls at the rise of the delayed modulation signal, and a second pulse that rises at the fall of the modulation signal and falls at the fall of the delayed modulation signal. appear. That is, the voltage is applied at the rise and fall of the modulation signal with the same pulse width as the delay time of the delay circuit 81. In this way, it is possible to set an appropriate voltage application time. Similarly, the switch SW1 can be controlled by the action of the other delay circuit 81 and the exclusive OR circuit 82, and an OFF bias is supplied to control the operation of the light emitting element LD from on to off (speeding up). .
[0052]
The current generation circuit 700 receives the differential voltage for each current output from the common control potential setting circuit 200 shown in FIG. 1 and outputs a current corresponding to the differential voltage. The operational amplifier 34 and the constant current source 32 of the current generation circuit 700 receive a differential voltage formed by the reference common potential and the reference offset potential, and generate an offset current corresponding to the differential voltage. The offset current flows to the load 24 via the switch SW16. The terminal potential of the capacitor C2 is determined in accordance with the offset current, whereby the driving voltage applied to the light emitting element LD by the capacitor C2 functioning as a voltage source can be adjusted. By adjusting the drive voltage, you can overshoot the drive pulse and follow the laser to a short pulse width to improve the reproducibility of highlights, and by setting the drive voltage slightly higher, the image outline can be It can also be used for image quality adjustment by appropriately setting these according to the image, such as emphasis. The operational amplifier 35 and the current source 31 receive the differential voltage formed by the reference common potential and the reference bias potential via the switch 750, and generate a bias current according to the differential voltage. Further, the current source 31 that has received the OFF bias voltage set by the voltage source in the drawing connected to the switch 750 generates a laser drive current according to the OFF bias voltage.
[0053]
Note that the switch SW16, the load 24, and the current source 32 in FIG. The correction circuit 250 includes a common reference potential (denoted as a common reference in the figure) and a reference offset potential (denoted as a reference offset in the figure) generated by the operational amplifier 211, the constant current sources 212 and 213 and the loads 214 and 215 in FIG. ), The drive voltage output from the voltage source 230 is corrected. This configuration and operation will be described in detail later with reference to the drawings.
[0054]
Next, the correction circuit 250 according to the present embodiment will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 4 is a block diagram showing a schematic configuration for lighting the light emitting element LD in FIG. In the present embodiment, when the light emitting element LD is turned on, first, as shown in FIG. 4A, by turning on the switch SW2, the capacitors C2 and Cd are set for the time required for the light emitting element LD to start up. A voltage is applied to the light emitting element LD from the voltage source 230 configured to be included. The capacitor Cd is a holding means for holding a driving voltage for driving the light emitting element LD, and the capacitor C2 is a voltage for correcting the driving voltage held in the capacitor Cd (output from the correction circuit 250 shown below). Holding voltage). Further, as shown in FIG. 2, a capacitor C22 may be connected in parallel to the capacitor C2 and the resistor R21 connected in parallel thereto. In this case, the capacitor C22 also functions as a holding unit that holds a voltage for correcting the drive voltage held in the capacitor Cd. Thereafter, as shown in FIG. 4B, the switch SW2 is turned off and the switch SW11-1 is turned on, so that the light emitting element LD is lit with the drive current output from the current source 30. That is, in the above-described configuration, the driving method is switched from voltage driving to current driving in the initial stage and the subsequent stage in driving the light emitting element LD. According to such a configuration, it is possible to achieve both high-speed modulation and light quantity stability. However, when this is applied to a surface emitting laser, the parasitic capacitance including the adjacent capacitance between wirings becomes large. Therefore, the waveform of the laser beam output from the light emitting element LD is distorted, and as shown in FIG. 5, the Cin characteristic (“Cin characteristic without correction” in FIG. 5) is lower than the ideal straight line. FIG. 5 is a graph showing the relationship between the integrated value of the drive current and the integrated light quantity when there is no correction amount and A or B.
[0055]
Therefore, in the present embodiment, as shown in FIG. 4, the voltage source 230 is provided with a correction circuit 250 as means for correcting the drive voltage. As described above, the correction circuit 250 includes the switch SW16, the load 24, and the current source 32, and the drive voltage output from the voltage source 230 based on the reference offset (offset current) input from the outside. Correct. The correction means for correcting the drive voltage includes an operational amplifier 34, an operational amplifier 211, constant current sources 212 and 213, and loads 214 and 215. That is, the correcting means according to the present embodiment is based on the reference offset output from the circuit (control circuit) configured to include the operational amplifier 34, the operational amplifier 211, the constant current sources 212 and 213, and the loads 214 and 215. By controlling the current output from the current source 32 and thereby correcting the potential of the capacitor C2, C22 or Cd in the voltage source 230, the driving voltage for driving the light emitting element LD is corrected. Explaining this in a simplified manner, the correction means according to the present embodiment generates a reference offset based on an offset current setting signal input from the outside, and corrects the drive voltage by the correction circuit 250 based on the reference offset. The correcting means according to the present invention may include capacitors C2 and C22 in the voltage source 230. The offset current setting signal is a signal for setting an offset current for setting the laser light amount from the light emitting element LD to the target light amount, and is held in advance corresponding to the target light amount. In addition, as shown in FIG. 1, a circuit (control circuit) including an operational amplifier 211, constant current sources 212 and 213, and loads 214 and 215 includes each driver 100. 1 ~ 100 32 It can be configured to be shared with. That is, the reference offset generated by the control circuit may be commonly input to the current source 32 (the gate of the transistor Tr3 in the following description) in the correction circuit 250 provided in each driver 100.
[0056]
With this configuration, in this embodiment, the Cin characteristic is adjusted so that the Cin characteristic approaches an ideal straight line (“Cin characteristic of correction amount A” in FIG. 5), or the contour of the image can be emphasized. Adjustment higher than the ideal straight line (“Cin characteristic of correction amount B” in FIG. 5) or the like can be freely performed. The ideal straight line is a straight line obtained when the pulse width of the light emission signal input and the integrated light quantity (integrated value of the laser light quantity) from the light emitting element LD have a proportional relationship passing through the origin.
[0057]
Further, as shown in “Cin characteristic of correction amount A” in FIG. 5, by setting the correction amount (A) so that the integrated light quantity at the minimum pulse width matches the ideal straight line, the other pulse widths are set. Since the Cin characteristic overlaps the ideal straight line, it is not necessary to reset the correction amount. Note that the minimum value of the minimum pulse width at this time is the time from the light emission signal input until the drive current output from the current source 30 converges.
[0058]
Furthermore, in the configuration as described above, the correction is performed by the voltage source 230 that is accurately controlled, rather than using a phenomenon that may change due to external factors such as ringing, so that high stability is ensured. can do. Furthermore, since the correction amount can be set from the outside by an electric signal, even when the driver 100 including the correction amount is made into an IC (integrated circuit), for example, the correction amount (corresponding to the reference offset) is set from the outside according to the mounting state. Therefore, a single driver IC can be applied to xerographic printers having various mounting conditions.
[0059]
Next, a circuit configuration and operation of the configuration shown in FIG. 4 will be described in detail with reference to FIG. The circuit diagram shown in FIG. 6A is an excerpt of the correction circuit 250 and related peripheral circuits in the circuit configuration of the driver 100 in FIGS.
[0060]
The main operations of the circuit configuration shown in FIG. 6A include an automatic light amount control (APC) operation and a modulation operation that repeatedly turns on and off with the light amount set by the automatic light amount control. The timing chart of FIG. 6B shows the switching (on / off) operation of the switches SW2, SW8, SW11, SW11-1, and SW16 in each operation.
[0061]
During automatic light quantity control (see FIG. 6B), the switches SW11-1 and SW11 are turned on, and a drive current is supplied from the P-MOS transistor Tr1 constituting the current source 30 to the light emitting element LD. The light emitting element LD is turned on. The light receiver PD outputs a current (also referred to as a monitor current) corresponding to the light emission amount at this time. The resistor R2 generates an optical output voltage (corresponding to a detection voltage) corresponding to this monitor current. The operational amplifier 61 performs negative feedback control so that the optical output voltage matches the reference voltage Vref, and adjusts the drive current output from the current source 30. Thereby, the laser light quantity of light emitting element LD can be adjusted to the target light quantity (it is called target light quantity). At this time, as shown in the timing chart of FIG. 6B, the switches SW8 and SW11 are turned on and the switch SW16 is turned off, so that the laser light quantity of the light emitting element LD is controlled to be the target light quantity. The driving voltage at that time is filled in the capacitor C2. Further, the capacitor C1 is filled with a control voltage of the current source 30 when the laser light amount of the light emitting element LD is controlled to be the target light amount. Thereafter, as shown in the timing chart of FIG. 6B, by turning off the switches SW8 and SW11 immediately before the end of the automatic light amount control, the charging voltage at the time of light amount control can be held in the capacitors C1 and C2 as they are. it can.
[0062]
Next, in the modulation operation for performing the correction (see FIG. 6B), the switch SW16 is turned on, and the current adjusted by the reference offset generated based on the offset current setting signal that is an external input signal. The value I1 is output from the P-MOS transistor Tr3 and converted into a current voltage by the resistor R3. At this time, the terminal voltage on the resistor R3 side of the capacitor C2 is compared with the voltage value in the case where the switch SW16 is in the off state and in the grounded state, that is, the voltage value in the case of automatic light quantity control in which the current value is 0. Then, it is raised by a voltage value corresponding to I1 × R3. Thus, when the voltage value on the switch SW8 side in the capacitor C2, that is, the drive voltage output from the voltage source 230 is based on the voltage value corresponding to the target light amount set during the automatic light amount control, from this value, I1 × R3 The value corresponding to can be corrected to the plus side. The current value I1 is a current obtained by controlling the gate potential of the P-MOS transistor Tr3 constituting the current source 32 with a reference offset, and the load is the resistor R3.
[0063]
As described above, the correction amount can be accurately controlled by adjusting the current I1 with the offset current setting signal (the reference offset based thereon) and setting the drive voltage held in the voltage source 230 to be raised. it can. In addition, a constant voltage based on the correction amount is obtained by applying the drive voltage of the voltage source 230, which is corrected by turning on the switch SW2 when the light emitting element LD is turned on, to be turned on for several ns to 10 ns, to the light emitting element LD. Drive can be performed. Further, the switch SW11-1 is always in an on state while the light emitting element LD is lit, and the current source 30 outputs the current set during the automatic light quantity control, so that the switch SW2 is turned on to drive the voltage. 30 operates as a compensation current source for reducing fluctuations in the load as viewed from the voltage source to minimize fluctuations in the terminal voltage of the light emitting element LD. After the switch SW2 is turned off at the time of lighting, current driving is performed. Transition. In FIG. 4, SW 11-1 is turned off during voltage driving for simplification, but voltage driving driven with low output impedance dominates during a period of several ns rise time when SW 2 is on even if it is on. Therefore, the circuit operation is the same.
[0064]
Next, the relationship between the waveform of the drive current that has been corrected as described above and the integrated light amount of the laser beam that is driven based on the waveform will be described in detail with reference to the drawings. .
[0065]
FIG. 7 is a graph showing the relationship between the drive current waveform and the integrated light quantity when the Cin characteristic is corrected to approach the ideal straight line. The correction amount at this time is A. FIG. 9 is a graph showing the relationship between the drive current waveform and the integrated light amount when the Cin characteristic is corrected to be higher than the ideal straight line in order to emphasize the contour of the image. The correction amount at this time is B. FIG. 8 is a graph showing the relationship between the drive current waveform and the integrated light quantity when no correction amount is used. In each drawing, (a) shows the relationship between the drive current waveform and the integrated light quantity when the light emission time of the light emitting element LD is shorter than the time until the drive current converges, and (b) shows the light emitting element. The relationship between the drive current waveform and the integrated light amount when the light emission time of the LD is the time until the drive current converges is shown, and (c) shows the light emission time of the light emitting element LD and the time until the drive current converges. The relationship between the drive current waveform and the integrated light quantity when the length is longer than the above is shown.
[0066]
In FIGS. 7 and 9, when the region above the threshold current at which the light emitting element LD starts to emit light is divided into four regions a, b, c and d as shown in the figure, the drive current waveform is an ideal rectangular wave. In this case, the ideal integrated light quantity is represented by (a + c), and the integrated light quantity taking into account the delay (waveform rounding) at the actual rise and fall is represented by (b + c + d). Therefore, when correcting so that the Cin characteristic approaches an ideal straight line (FIG. 7), the correction amount (A) is adjusted so that the time until the drive current converges is set to the minimum pulse width and a = b + d is established. (Corresponding to FIG. 7B). As a result, it is possible to make the Cin characteristic in an area equal to or larger than the minimum pulse width match or be close to an ideal straight line. Further, by determining the correction amount A based on the integrated light quantity at the minimum pulse width in this way, the correction amount can be suppressed to the minimum, and as a result, deterioration in image quality due to correction can be suppressed. Further, when the Cin characteristic is corrected to be higher than the ideal straight line in order to enhance the contour of the image (FIG. 9), the time until the drive current converges is set to the minimum pulse width, and a <b + d at the minimum pulse width. The correction amount (B) is adjusted so as to be (corresponding to FIG. 8B). That is, a correction amount that satisfies B> A is used. As a result, it is possible to make the Cin characteristic in an area greater than the minimum pulse width larger than the ideal straight line, and it is possible to enhance the contour of the image by driving based on this.
[0067]
As apparent from FIG. 8, in the case of no correction amount, a> d in any of the cases (a) to (c) regardless of the magnitude of the light emission waveform from the light emitting element LD. The Cin characteristic always passes below the ideal straight line. As a result, when there is no correction amount, the contour of the output image becomes thin and the image becomes blurred.
[0068]
In addition, the effect of correction when the amount of laser light output from the light emitting element LD is increased (hereinafter referred to as high light amount) and when it is decreased (hereinafter referred to as low light amount) will be described with reference to FIG.
[0069]
FIG. 10A is a diagram showing a drive current waveform with a small amount of light. FIG. 10B is a diagram showing a drive current waveform with a large amount of light. In FIG. 10, the same correction amount A is used for a small light amount and a large light amount. The correction amount A is a value set so that the Cin characteristic coincides with an ideal straight line when the amount of light is small (however, a region longer than the time until the drive current converges), that is, a = b + d. It is a set value.
[0070]
First, attention is focused on the rising portion of the drive current waveform in FIGS. 10 (a) and 10 (b). The rise time constant is a constant determined by the resistance of the wiring, the on-resistance of the switch, the parasitic capacitance of the wiring, etc., and is constant regardless of the amount of light. Since the time constant is the same, as apparent from FIG. 10, the drive current waveform exceeds the light emission threshold first when the light amount is large. Therefore, the ratio of the deviation of the Cin characteristic from the ideal straight line due to the rising round is (a ′ / (a ′ + c ′) <(a / (a + c)) when the light amount is large and the light amount is small. On the other hand, at the time of falling, on the other hand, since the driving current waveform with a small amount of light first exceeds the light emission threshold, (d ′ / (a ′ + c ′))> (d / (a + c)). .
[0071]
Therefore, from the viewpoint of the integrated light quantity, the Cin characteristic is increased (moved upward) as the laser light quantity is increased at both the rise time and the fall time.
[0072]
Further, if the time constants of rising and falling are the same, a ′> d ′ is satisfied, so ((ad)) / (a + c))> ((a′−d ′) / (a '+ C'))> 0, and it can be seen that increasing the laser light quantity reduces the effect of rise / fall round. Further, since the correction amount A does not change depending on the light amount and is constant, the increments b ′ and b of the integrated light amount are substantially equal.
[0073]
From the above, the correction effect for all the integrated light amounts becomes (b ′ / (a ′ + b ′ + c ′)) <(b / (a + b + c)), and the correction effect becomes relatively small as the light amount increases. I understand that
[0074]
As described above, the integrated light amount increases as the light amount increases and approaches the ideal value. On the other hand, the effect of correction decreases as the light amount increases. Therefore, in this embodiment, the correction amount is set so that the integrated light amount becomes an ideal value with the minimum light amount. Thereby, even when the amount of light increases, the Cin characteristic can be set to be substantially equal to the ideal straight line.
[0075]
As described above, according to this embodiment, the voltage value of the voltage drive can be stably and accurately adjusted by a signal (reference offset) input from the outside, and thus the light emitting element LD overshoot amount can be accurately set. It becomes possible to control and to obtain a desired Cin characteristic stably without using a phenomenon that varies due to external factors such as ringing. As a result, it is possible to output an image with good image quality.
[0076]
[Second Embodiment]
Next, a second embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In this embodiment, another configuration example of the correction circuit 250 in the first embodiment described above is shown. In the following description, the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals.
[0077]
FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration of the correction circuit 250 ′ according to the present embodiment. As shown in FIG. 11, in the present embodiment, the current source 32 in the first embodiment is an N-MOS transistor Tr32, a P-MOS transistor Tr33, and sources of the N-MOS transistor Tr32 and the P-MOS transistor Tr33. It is replaced with a current source 32 'that includes an operational amplifier 251 that controls the potential to the reference offset potential. In addition, the current source 32 ′ is provided with current mirror circuits 252 and 253, and separately from this, a buffer circuit including resistors R31 and R32 or resistors R33 and R34 in the input stage and the output stage is provided. It has been. The resistors R31 to R34 all have the same resistance value, and the value is R. Further, the point a in FIG. 11 corresponds to the point a connected to the capacitor C2 in FIG.
[0078]
With the configuration as shown in FIG. 11, in the present embodiment, the correction range can be both on the plus side and the minus side. In other words, the drive potential in the voltage source 230 can be corrected to either positive or negative with respect to the voltage corresponding to the target light amount. In the first embodiment, only the plus side is used.
[0079]
Next, the circuit operation of the correction circuit 250 ′ shown in FIG. 11 will be described below. The switch SW16 is a switch having the same function as the switch SW16 shown in FIG. 6, and turns on / off the output of the current value that determines the correction amount. Therefore, as described above, the switch SW16 is turned off during the automatic light amount control period in which no correction is performed. In FIG. 6, when the switch SW16 is in the OFF state, the output of the correction circuit 250 is grounded, and correction is performed on the plus side based on this state. On the other hand, in this embodiment, as shown in FIG. 11, when the switch SW16 is in the OFF state, the voltage at the point a (that is, the output of the correction circuit 250 ′) divides the power supply voltage AVDD by the resistor R33 and the resistor R34. The pressed voltage, that is, AVDD / 2 (= R × AVDD / 2R). Therefore, the correction in this embodiment is performed based on the voltage value of AVDD / 2.
[0080]
During the correction operation, the switch SW16 is turned on, and the current value flowing out or the current value flowing in through the switch SW16 is adjusted, so that the correction is made to the plus side or the minus side. FIG. 11 shows the flow of current when correction is performed on the plus side (that is, when current flows out through the switch SW16). When correcting to the plus side in this way, the reference offset is set to be larger than AVDD / 2. The relational expression of the currents I1 and I2 flowing at this time is such that the voltage value at the point a in FIG. 11 is Va, the voltage value at the point b is Vb, and the operational amplifier 251 has an input offset voltage = 0 and an infinite gain. If it is a simple amplifier, the following equations 1 to 4 are obtained.
[Expression 1]
Figure 0004581346
[0081]
Further, when a current flows through the N-MOS transistor Tr32, the voltage at the terminal commonly connected to the gates of the N-MOS transistor Tr32 and the P-MOS transistor Tr33 is the N-MOS transistor Tr32 connected in common. Therefore, the current flowing through the P-MOS transistor Tr33 is negligibly small. Accordingly, the current flowing through the N-MOS transistors Tr34 and Tr35 constituting the current mirror circuit 253 with the P-MOS transistor Tr33 is substantially 0, and the current flows as shown in FIG. As described above, in the present embodiment, when the drive voltage of the voltage source 230 is corrected to the plus side, electric charge flows into the capacitor C2 or Cd of the voltage source 230 using the P-MOS transistor Tr36.
[0082]
Therefore, when the above formulas 1 to 4 are solved, it is understood that the reference offset and Va are equal, that is, Vb = Va, and the correction amount can be set by adjusting the voltage value of the reference offset.
[0083]
In FIG. 11, the case where correction is performed on the plus side has been described as an example. However, when correction is performed on the minus side, the reference offset is set to be smaller than AVDD / 2. As a result, contrary to the case of correcting to the plus side, the current flowing through the P-MOS transistors Tr31 and Tr36 and the N-MOS transistor Tr36 becomes substantially zero, and the current flows from the point a to the N-MOS transistor Tr35 via the switch SW16. Will flow into the negative side. That is, the charge stored in the capacitor C2 or Cd of the voltage source 230 is discharged using the N-MOS transistor Tr35, and the drive voltage is corrected to the negative side.
[0084]
As described above, according to the present embodiment, the voltage value of voltage drive can be stably and accurately adjusted by a signal (reference offset) input from the outside, as in the first embodiment. The amount of overshoot of the light emitting element LD can be accurately controlled, and a desired Cin characteristic can be stably obtained without using a phenomenon that varies due to external factors such as ringing. As a result, it is possible to output an image with good image quality. Furthermore, in the present embodiment, the correction range can be set to both the plus side and the minus side, so that correction can be performed with more flexibility. Since other configurations are the same as those of the first embodiment, description thereof is omitted here.
[0085]
[Other Embodiments]
The embodiment described above is merely a preferred embodiment of the present invention, and the present invention can be variously modified and implemented without departing from the gist thereof.
[0086]
【The invention's effect】
As described above, it is possible to stably obtain a desired Cin characteristic without using a phenomenon that varies due to external factors such as ringing.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing an overall configuration of a light emitting element driving apparatus according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of a driver 100 of the light emitting element driving apparatus according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of a laser scanning system in laser xerography, which is an embodiment of an image forming apparatus including a light emitting element driving device according to the present invention.
4 is a block diagram showing a schematic configuration for lighting a light emitting element LD in the driver 100 shown in FIG. 2, and FIG. 4A is a circuit diagram showing a connection configuration when voltage driving the light emitting element LD; (B) is a circuit diagram showing a connection configuration when current-driving the light emitting element LD.
FIG. 5 is a graph showing a relationship between an integrated value of drive current and an integrated light amount when there is no correction amount and A or B in the first embodiment of the present invention.
6A is a diagram in which the correction circuit 250 in the circuit configuration of the driver 100 in FIGS. 1 and 2 and peripheral circuits related thereto are extracted, and FIG. 6B is a diagram illustrating switches SW2 and SW8 in FIG. , SW11, SW11-1, and SW16 are timing charts showing switching (on / off) operations.
FIG. 7 is a graph showing the relationship between the drive current waveform and the integrated light quantity when the Cin characteristic is corrected to approach an ideal straight line (correction amount A) in the first embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a graph showing the relationship between the drive current waveform and the integrated light quantity when the Cin characteristic is not corrected (without correction).
FIG. 9 is a graph showing the relationship between the drive current waveform and the integrated light amount when the Cin characteristic is corrected to be higher than the ideal straight line (correction amount B) in order to enhance the contour of the image in the first embodiment of the present invention. It is.
10A is a diagram showing a drive current waveform with a small amount of light, and FIG. 10B is a diagram showing a drive current waveform with a large amount of light.
FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration of a correction circuit 250 ′ according to a second embodiment of the present invention.
12A is a diagram showing a configuration of the prior art (Patent Document 1) in the case where voltage driving is used as a method for high-speed modulation of emitted light of a laser having a high internal resistance, and FIG. 2 is a graph showing a light emission waveform of the semiconductor laser 703 in the drive circuit shown in FIG.
13A is a circuit diagram showing another conventional technique (Patent Document 2) for improving Cin characteristics, and FIG. 13B shows a light emission waveform of a laser diode 810 in the drive circuit shown in FIG. It is a graph to show.
14A is a circuit diagram showing another prior art (Patent Document 3) for setting the integrated value of the light amount output from the semiconductor laser 902 to a desired value, and FIG. 14B is a circuit diagram of FIG. It is a graph which shows the waveform of the drive current by.
[Explanation of symbols]
10, 18 Light emitting element driving device 105 Load
10d Laser light source 11 Receiver
12 Polygon mirror 13, 14, 15 Lens
16 Photosensitive member surface 17 SOS sensor
21, 22 Multiplier 28 Inverter
23, 24, 214, 215 Load 81 Delay circuit
82 Exclusive OR circuit 150 bus
100 1 ~ 100 32 , 100 Driver PD receiver
200 Common Control Potential Setting Circuit 216 Constant Voltage Source
230 Voltage source 250, 250 ′ correction circuit
252 and 253 Current mirror circuit 212 and 213 Constant current source
300 Current amplifier 400 Light intensity monitor
500 Forced lighting circuit 600 APC circuit
700 Current generation circuit 800 Voltage application time adjustment circuit
26, 34, 35, 61, 211, 251 operational amplifier (op amp)
30, 31, 32, 32 ', 450, 460 Current source
110, 220 Sample hold circuit
LD1 to LD32 Light emitting element
Vref, Vref1, Vref2 APC reference voltage
COUT, LDOUT, LDCOM terminals
R2, R3, R11, R21, R31, R32, R33, R34 resistance
C1, C2, C3-1, C4-1, C3-2, C4-2, C11, C22, Cd, Cd 1 ~ Cd 32 , Cfb32 to Cfb32 capacitors
SW1, SW2, SW3, SW5-1, SW5-2, SW5-3, SW5-4, SW6-1, SW6-2, SW6-3, SW6-4, SW7, SW8, SW11, SW11-1, SW11- 2, SW12, SW13, SW15-1, SW15-2, SW16, SW19, SWfb1 to SWfb32 switches
Tr1, Tr3, Tr31, Tr33, Tr36 P-MOS transistors
Tr32, Tr34, Tr35 N-MOS transistors

Claims (11)

発光素子を電圧駆動するための電圧源と、前記発光素子を電流駆動するための電流源とを有する発光素子駆動装置において、
前記電圧源は前記発光素子を電圧駆動するための駆動電圧を保持する保持手段を有し、
電圧駆動時の発光量が電流駆動時の発光量よりも大きくなるように、前記保持手段で保持された駆動電圧を補正する補正手段を有することを特徴とする発光素子駆動装置。In a light emitting element driving apparatus having a voltage source for voltage driving the light emitting element and a current source for current driving the light emitting element,
The voltage source has holding means for holding a driving voltage for driving the light emitting element with voltage,
A light emitting element driving apparatus comprising: a correcting unit that corrects a driving voltage held by the holding unit so that a light emitting amount during voltage driving is larger than a light emitting amount during current driving . 発光素子を電圧駆動するための電圧源と、前記発光素子を電流駆動するための電流源とを有する発光素子駆動装置において、
前記電圧源は前記発光素子を電圧駆動するための駆動電圧を保持する保持手段を有し、
目標光量に対応する電圧を基準として、前記発光素子を最小パルス幅で駆動した場合に該発光素子から出力される光の積分値が、前記電流源から出力される駆動電流が収束したときに該発光素子から出力される光の発光値と最小パルス幅との積に一致するように、前記保持手段で保持された駆動電圧を補正する補正手段を有することを特徴とする発光素子駆動装置。In a light emitting element driving apparatus having a voltage source for voltage driving the light emitting element and a current source for current driving the light emitting element,
The voltage source has holding means for holding a driving voltage for driving the light emitting element with voltage,
With the voltage corresponding to the target light quantity as a reference, when the light emitting element is driven with a minimum pulse width, the integrated value of the light output from the light emitting element converges when the drive current output from the current source converges. A light emitting element driving apparatus comprising: a correcting unit that corrects a driving voltage held by the holding unit so as to coincide with a product of a light emission value of light output from the light emitting element and a minimum pulse width . 前記最小パルス幅を、発光信号入力より前記電流源から出力される駆動電流が収束するまでの時間以上に設定することを特徴とする請求項２記載の発光素子駆動装置。  3. The light emitting element driving device according to claim 2, wherein the minimum pulse width is set to be equal to or longer than a time until a driving current output from the current source converges from a light emission signal input. 前記補正手段は、前記保持手段の基準をオフセットして前記保持手段で保持された駆動電圧を補正することを特徴とする請求項１記載の発光素子駆動装置。The light emitting element driving device according to claim 1, wherein the correction unit corrects the driving voltage held by the holding unit by offsetting a reference of the holding unit . 前記補正手段は、２つ以上の前記電圧源で共用されていることを特徴とする請求項１から４のいずれか１項記載の発光素子駆動装置。Wherein the correction means comprises two or more light emitting element drive device according to any one of the four claim 1, characterized in that said is shared by a voltage source. 前記補正手段は、前記駆動電圧を保持するコンデンサの電位を補正するための電流を出力するトランジスタを含んで構成され、該トランジスタのゲート電位を制御することで前記駆動電圧を補正することを特徴とする請求項１から５のいずれか１項記載の発光素子駆動装置。The correction means includes a transistor that outputs a current for correcting the potential of the capacitor that holds the drive voltage, and corrects the drive voltage by controlling the gate potential of the transistor. The light-emitting element driving device according to claim 1 . 前記補正手段は、トランジスタのゲート電位を制御する制御回路を含んで構成され、
前記制御回路は、２つ以上の前記トランジスタのゲートに共通に接続されていることを特徴とする請求項１から６のいずれか１項記載の発光素子駆動装置。The correction means includes a control circuit that controls the gate potential of the transistor,
Wherein the control circuit comprises two or more light emitting element drive device according to any one of 6 claim 1, characterized in that it is connected in common to the gate of the transistor. 前記補正手段は、目標光量に対応する電圧に対して正又は負の何れかに前記駆動電圧を補正することを特徴とする請求項１記載の発光素子駆動装置。The light emitting element driving device according to claim 1, wherein the correction unit corrects the driving voltage to be positive or negative with respect to a voltage corresponding to the target light amount . 前記補正手段は、前記コンデンサに電荷を流入するための第１のトランジスタと、前記コンデンサに蓄積された電荷を流出するための第２のトランジスタとを含んで構成されていることを特徴とする請求項６記載の発光素子駆動装置。The correction means includes a first transistor for flowing charge into the capacitor and a second transistor for flowing charge accumulated in the capacitor. Item 7. The light emitting element driving device according to Item 6 . 前記補正手段は、該発光素子が最小光量値で発光する時に、前記駆動電圧を補正することを特徴とする請求項１から９のいずれか１項記載の発光素子駆動装置。10. The light emitting element driving device according to claim 1 , wherein the correction unit corrects the driving voltage when the light emitting element emits light with a minimum light amount value. 11. 発光素子を電圧駆動するための電圧源と、前記発光素子を電流駆動するための電流源とを有する発光素子駆動装置を備えた画像形成装置において、
前記電圧源は前記発光素子を電圧駆動するための駆動電圧を保持する保持手段を有し、
電圧駆動時の発光量が電流駆動時の発光量よりも大きくなるように、前記保持手段で保持された駆動電圧を補正する補正手段を有することを特徴とする画像形成装置。In an image forming apparatus provided with a light emitting element driving device having a voltage source for voltage driving a light emitting element and a current source for current driving the light emitting element,
The voltage source has holding means for holding a driving voltage for driving the light emitting element with voltage,
An image forming apparatus , comprising: a correction unit that corrects the drive voltage held by the holding unit so that the light emission amount during voltage driving is larger than the light emission amount during current driving .
JP2003206935A 2003-08-08 2003-08-08 Light emitting element driving device and image forming apparatus Expired - Lifetime JP4581346B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2003206935A JP4581346B2 (en) 2003-08-08 2003-08-08 Light emitting element driving device and image forming apparatus

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2003206935A JP4581346B2 (en) 2003-08-08 2003-08-08 Light emitting element driving device and image forming apparatus

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2005063997A JP2005063997A (en) 2005-03-10
JP4581346B2 true JP4581346B2 (en) 2010-11-17

Family

ID=34363612

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2003206935A Expired - Lifetime JP4581346B2 (en) 2003-08-08 2003-08-08 Light emitting element driving device and image forming apparatus

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP4581346B2 (en)

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4797418B2 (en) * 2005-03-28 2011-10-19 富士ゼロックス株式会社 Light emitting element driving device
JP5070777B2 (en) * 2006-09-19 2012-11-14 富士通株式会社 Semiconductor optical amplifier type gate switch drive circuit and capacitive load drive circuit
JP5338277B2 (en) * 2008-11-26 2013-11-13 富士ゼロックス株式会社 Light emitting element driving device, image forming apparatus, and light emitting element driving control program
JP5493371B2 (en) * 2009-02-06 2014-05-14 富士ゼロックス株式会社 Exposure apparatus, image forming apparatus, and exposure control program
JP5791282B2 (en) * 2011-01-20 2015-10-07 キヤノン株式会社 Image forming apparatus
JP2013005231A (en) * 2011-06-16 2013-01-07 Toyota Central R&D Labs Inc Drive device
WO2016139978A1 (en) * 2015-03-02 2016-09-09 ソニー株式会社 Control device, light source device, laser light-emitting device, and control method
CN105305868B (en) * 2015-11-30 2019-01-11 深圳市皓文电子有限公司 The device of isopulse electric current is provided for load
JP7087690B2 (en) * 2018-06-04 2022-06-21 富士フイルムビジネスイノベーション株式会社 Light emitting device, light measuring device and image forming device

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH1070330A (en) * 1996-08-28 1998-03-10 Fuji Xerox Co Ltd Laser driving circuit
JP2002335038A (en) * 2001-03-05 2002-11-22 Fuji Xerox Co Ltd Light emitting element driver and light emitting device driving system
JP2003209320A (en) * 2002-01-10 2003-07-25 Canon Inc Laser-driving apparatus and image-forming apparatus

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH1070330A (en) * 1996-08-28 1998-03-10 Fuji Xerox Co Ltd Laser driving circuit
JP2002335038A (en) * 2001-03-05 2002-11-22 Fuji Xerox Co Ltd Light emitting element driver and light emitting device driving system
JP2003209320A (en) * 2002-01-10 2003-07-25 Canon Inc Laser-driving apparatus and image-forming apparatus

Also Published As

Publication number Publication date
JP2005063997A (en) 2005-03-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4123791B2 (en) Light emitting element driving apparatus and light emitting element driving system
US7352786B2 (en) Apparatus for driving light emitting element and system for driving light emitting element
US7991032B2 (en) Laser drive
JP4857579B2 (en) Light emitting element driving device and image forming apparatus
JP4229210B2 (en) Light emitting element driving apparatus and light emitting element driving system
JP4581346B2 (en) Light emitting element driving device and image forming apparatus
JP4581345B2 (en) Light emitting element driving device and image forming apparatus
JP2004193376A (en) Light emitting device driving device
JP4147733B2 (en) Surface emitting laser drive device
JP4655457B2 (en) Light quantity control device and image forming apparatus using the same
JP4649824B2 (en) Light amount control device and image forming apparatus
JP5024341B2 (en) Light emitting element driving apparatus and light emitting element driving system
JP4581347B2 (en) Light emitting element driving device and image forming apparatus
JP4797418B2 (en) Light emitting element driving device
JP3843666B2 (en) Laser diode drive circuit and image recording apparatus
JP5034986B2 (en) Surface emitting laser drive device
JP4517598B2 (en) Light emitting element driving device and image forming apparatus
JP4704661B2 (en) Light emitting element driving apparatus and light emitting element driving system
JP4810787B2 (en) Light emitting element driving device and image forming apparatus
JP4374936B2 (en) Light amount control device and image forming apparatus
JP4552395B2 (en) Light emitting element driving device and image forming apparatus
JPH11298077A (en) Semiconductor laser controller
JP2008113051A (en) Surface-emitting laser driving device
JP2005262481A (en) Light beam emission controller
JP2005262475A (en) Light beam emission controller

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20060724

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20091016

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20091027

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20091218

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20100803

A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20100816

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 4581346

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130910

Year of fee payment: 3

S533 Written request for registration of change of name

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533

R350 Written notification of registration of transfer

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350

EXPY Cancellation because of completion of term