JP2004282308A - 全差動回路 - Google Patents
全差動回路 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2004282308A JP2004282308A JP2003069629A JP2003069629A JP2004282308A JP 2004282308 A JP2004282308 A JP 2004282308A JP 2003069629 A JP2003069629 A JP 2003069629A JP 2003069629 A JP2003069629 A JP 2003069629A JP 2004282308 A JP2004282308 A JP 2004282308A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- amplifier
- circuit
- differential circuit
- amplifiers
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
Abstract
【課題】Ｇｍ増幅器を有する全差動回路自体に帰還が存在し、且つ入力側の信号のコモン（動作点）に対して帰還がある場合に、回路構成を複雑とすることなくコモンモードの安定性を確保することができる全差動回路を提供する。
【解決手段】一対の入力端子１０，１１と一対の出力端子１３，１４との間に、複数の増幅器１６，１７を直列に接続すると共に、出力端子１３，１４に接続された増幅器１７からの出力信号を、入力端子１０，１１に接続された増幅器１６の出力側へ帰還するように増幅器１８，１９が接続される場合に、その帰還経路に、入力側と出力側の信号を逆相とする新規の増幅器３１，３２を接続する。なお、少なくとも、各Ｇｍ増幅器１６〜１９，３１，３２の基準電位を定めるためのＣＭＦＢ回路２１が接続されている。
【選択図】 図１
【解決手段】一対の入力端子１０，１１と一対の出力端子１３，１４との間に、複数の増幅器１６，１７を直列に接続すると共に、出力端子１３，１４に接続された増幅器１７からの出力信号を、入力端子１０，１１に接続された増幅器１６の出力側へ帰還するように増幅器１８，１９が接続される場合に、その帰還経路に、入力側と出力側の信号を逆相とする新規の増幅器３１，３２を接続する。なお、少なくとも、各Ｇｍ増幅器１６〜１９，３１，３２の基準電位を定めるためのＣＭＦＢ回路２１が接続されている。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電子・電気機器に広く適用される全差動のＧｍ増幅器（トランスコンダクタンスアンプ）を有する全差動回路に関し、特に回路のコモンモードの安定性を図る全差動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、全ての信号を差動信号として完全に対称な回路構成とした全差動回路においては、信号の動作点（以下、コモンという）は、そのままでは決まらない。このため、全差動回路にコモンモードフィードバック回路を付加し、信号の基準電位を決定している。この決定方法は、コモンモードフィードバック回路において基準となる参照電位と、ある信号線ノードとを比較し、この比較結果を回路に返す（フィードバックする）ことによって、全差動回路のコモンを決定するようになっている。
【０００３】
即ち、コモンモードフィードバック回路と、フィードバックされる回路（例えば増幅器）とに帰還が存在するため安定性を確保する必要がある。更に、全差動回路自体に、信号に対する帰還が存在する場合は、この帰還に対しても安定性を確保する必要がある。従来は、そのコモンの安定性を確保するためコモンモードフィードバック回路の性能を上げることで対応している。
【０００４】
このような全差動回路として例えば、図４に、従来の一般的なＢｉｑｕａｄ構成のトランスコンダクタンスアンプとキャパシタを用いたＧｍ−Ｃフィルタによる全差動回路図を示す。
図４に示す全差動回路は、入力信号ＩＮＰ，ＩＮＮが供給される一対の入力端子１０，１１と、出力信号ＯＵＴＰ，ＯＵＴＮが出力される一対の出力端子１３，１４との間に、２本の信号線で直列に接続されたＧｍ増幅器１６及びＧｍ増幅器１７と、これらＧｍ増幅器１６，１７の接続間と出力端子１３，１４との間に、Ｇｍ増幅器１７の出力信号を帰還Ｆ１するように２本の信号線で接続されたＧｍ増幅器１８と、各Ｇｍ増幅器１６，１７の接続間とＧｍ増幅器１８の出力側との間に２本の信号線で接続されたＧｍ増幅器１９とを備えている。
【０００５】
更に、当該全差動回路は、各Ｇｍ増幅器１６，１７の接続間に２本の信号線で接続されたＣＭＦＢ（コモンモードフィードバック）回路２１と、Ｇｍ増幅器１７と一対の出力端子１３，１４との間に２本の信号線で接続されたＣＭＦＢ回路２２と、各Ｇｍ増幅器１６，１７の接続間に２本の信号線で接続されたＣＡＰ（キャパシタ）回路２４と、Ｇｍ増幅器１７と一対の出力端子１３，１４との間に２本の信号線で接続されたＣＡＰ回路２５とを備えて構成されている。
【０００６】
また、図５（ａ）に、各Ｇｍ増幅器１６〜１９の入力電圧ＶＩＮＰ，ＶＩＮＮ及び出力電圧ＶＯＵＴＰ，ＶＯＵＴＮを付した記号図を示し、同図（ｂ）に、内部回路図を示し、その説明を行う。
（ｂ）に示すように、各Ｇｍ増幅器１６〜１９は、各々のＭＯＳ（ＭｅｔａｌＯｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）型のトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４が、ソース接地型に電源２７とアース２８との間に接続されて構成されている。トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のゲート端に電圧ＶＣＭ（図４ではＶＣＭ１，ＶＣＭ２）が印加され、トランジスタＴｒ３のゲート端に入力電圧ＶＩＮＰが、トランジスタＴｒ４のゲート端に入力電圧ＶＩＮＮが印加される。また、トランジスタＴｒ１とＴｒ３の接続間から出力電圧ＶＯＵＴＮが発生し、トランジスタＴｒ２とＴｒ４の接続間から出力電圧ＶＯＵＴＰが発生するようになっている。
【０００７】
図４に示す全差動回路には、信号に対して帰還Ｆ１が存在している。また、図５（ｂ）に示したようなソース接地型の各Ｇｍ増幅器１６〜１９は、コモンに対して負の利得がある。
ここで、図６に、図４の全差動回路をコモンの変化に注目して表した等化回路図を示し、その説明を行う。但し、図６は、コモンに注目したので図４に示した全差動の信号線２本を１本に省略して表している。
【０００８】
図６に示す矢印Ｙ１〜Ｙ５はコモンの変化を表すものであり、矢印Ｙ１で示すＧｍ増幅器１６の入力側のコモンが負から正に変化し、Ｇｍ増幅器１６の出力側のコモンが矢印Ｙ２で示すように正から負に変化し、Ｇｍ増幅器１７の出力側のコモンが矢印Ｙ３で示すように負から正に変化し、Ｇｍ増幅器１８の出力側のコモンが矢印Ｙ４で示すように正から負に変化し、そして、Ｇｍ増幅器１８，１９の接続間とＧｍ増幅器１６，１７の接続間とを接続する区間のコモンが矢印Ｙ５で示すように正から負に変化する。
【０００９】
このように、図４に示した帰還Ｆ１は、各Ｇｍ増幅器１６〜１９が上述したようにコモンに対して負の利得を持っているため、図５に示すように入力側のコモンに対して正帰還Ｆ１ａとなる。つまり、矢印Ｙ４，Ｙ５で示す入力側に戻る電圧・電流が、矢印Ｙ２で示す当初の入力信号の電圧・電流と同相で帰還される。
この種の従来の全差動回路として、例えば非特許文献１および２に記載のものがある。
【００１０】
【非特許文献１】
“Ｄｅｓｉｇｎ Ｃｏｎｓｉｄｅｒａｔｉｏｎｓ ｆｏｒ Ｈｉｇｈ−Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ−Ｔｉｍｅ Ｆｉｌｔｅｒｓ ａｎｄ Ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎ ｏｆ ａｎ Ａｎｔｉａｌｉａｓｉｎｇ” Ｆｉｌｔｅｒ ｆｏｒ ＤｉｇｉｔａｌＶｉｄｅｏ” ＩＥＥＥ Ｊ． Ｓｏｌｉｄ−ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ， ｖｏｌ２５， ｐｐ．１３６８−１３８７ ，Ｄｅｃ． １９９０
【非特許文献２】
“Ａ ＣＭＯＳ ４×Ｓｐｅｅｄ ＤＶＤ Ｒｅａｄ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｉｃ” ＩＥＥＥ Ｊ．Ｓｏｌｉｄ−ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ， ｖｏｌ３３， Ｎｏ．８，Ａｕｇｕｓｔ １９９８
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、従来の全差動回路においては、この回路自体の信号に対する帰還Ｆ１が、入力側のコモンに対して正帰還Ｆ１ａとなる場合、コモンモードの安定性が不安定になるので、信号の基準電位が定まらない。この基準電位の不安定化を改善するためには、ＣＭＦＢ回路２１，２２に、その正帰還Ｆ１ａに勝る性能が必要となる。しかし、その性能を実現するためには、例えば、利得を上げたり、高周波領域まで利得を持たせたりする必要があるので、ＣＭＦＢ回路２１，２２の構成が複雑となり、全差動回路の構成が複雑となってしまう。このような理由によって、コモンモードの安定性を改善することが困難となる問題がある。
【００１２】
本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、Ｇｍ増幅器を有する全差動回路自体に帰還が存在し、且つ入力側の信号のコモン（動作点）に対して帰還がある場合に、回路構成を複雑とすることなくコモンモードの安定性を確保することができる全差動回路を提供することを目的としている。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の請求項１による全差動回路は、信号の入出力端子間に帰還経路を形成して組み合わされた複数の増幅器と、これら増幅器の基準電位を定めるためのコモンモードフィードバック回路とを有する全差動回路において、前記帰還経路に、入力側と出力側の信号を逆相とする新規の増幅器を接続したことを特徴としている。
【００１４】
この構成によれば、全差動回路自体の帰還経路が負帰還の経路となるので、全差動回路のコモンモードの安定性を改善することができる。また、コモンモードの安定性が改善されるので、各増幅器の基準電位が定まる。これによって、コモンモードフィードバック回路を、より簡単な回路構成とすることができる。従って、全差動回路の構成を複雑とすることなく、コモンモードの安定性を改善することができる。
【００１５】
また、本発明の請求項２による全差動回路は、信号の入出力端子間に、複数の増幅器を直列に接続すると共に、出力端子からの出力信号を、入力端子に接続された増幅器の出力側へ帰還するように増幅器を接続し、更に、それら増幅器の基準電位を定めるためのコモンモードフィードバック回路を接続して構成される全差動回路において、前記帰還の経路に、入力側と出力側の信号を逆相とする新規の増幅器を接続したことを特徴としている。
【００１６】
この構成によれば、全差動回路自体の帰還が負帰還となるので、全差動回路のコモンモードの安定性を改善することができる。また、コモンモードの安定性が改善されるので、各増幅器の基準電位が定まる。これによって、コモンモードフィードバック回路を、より簡単な回路構成とすることができる。従って、全差動回路の構成を複雑とすることなく、コモンモードの安定性を改善することができる。
【００１７】
また、本発明の請求項３による全差動回路は、請求項１または２において、前記新規の増幅器は、少なくとも２つ以上であって、且つ個々の増幅器が動作点に対して負の利得を有することを特徴としている。
この構成によれば、帰還経路に接続される新規の増幅器の個々が、動作点に対して負の利得を有するので、信号の位相を反転したのち更に反転させるなどの増幅器の組み合わせによって、帰還経路を確実に負帰還とすることができる。従って、コモンモードの安定性を改善することができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。
（実施の形態）
図１は、本発明の実施の形態に係るＢｉｑｕａｄ構成のトランスコンダクタンスアンプとキャパシタを用いたＧｍ−Ｃフィルタによる全差動回路の構成を示す図である。
【００１９】
但し、図１に示す本実施の形態の全差動回路において、図４に示した従来例の全差動回路の各部に対応する部分には同一符号を付し、その説明を省略する。また、図１に示す全差動回路の伝達関数は、図４に示した従来の全差動回路の伝達関数と基本的に同じであるとする。
図１に示す全差動回路が、図４に示した従来の全差動回路と異なる点は、Ｇｍ増幅器１７の出力側と、Ｇｍ増幅器１８の入力側との間に、２つのＧｍ増幅器３１，３２を接続し、また、図４に示したＧｍ増幅器１７と一対の出力端子１３，１４との間に接続されたＣＭＦＢ回路２２を省略したことにある。
【００２０】
追加した各Ｇｍ増幅器３１，３２は、従来例で説明済みの図５（ａ）（ｂ）に示した内部回路を有し、一方のＧｍ増幅器３１の入力側がＧｍ増幅器１７の出力側に接続され、一方のＧｍ増幅器３１の出力側が、他方のＧｍ増幅器３２の出力側に接続されている。また、他方のＧｍ増幅器３２の−（マイナス）出力端とＧｍ増幅器１８の＋（プラス）入力端とが接続され、他方のＧｍ増幅器３２の＋出力端とＧｍ増幅器１８の−入力端とが接続され、更に、他方のＧｍ増幅器３２の−入力端と＋出力端とが接続され、＋入力端と−出力端とが接続されている。
【００２１】
また、ＣＭＦＢ回路２１は、図２に示すように、各々のＭＯＳ型のトランジスタＴｒ１１〜Ｔｒ１８がコンデンサＣを含んで、電源３４とアース３５との間に接続されて構成されている。このＣＭＦＢ回路２１において、トランジスタＴｒ１５のゲート端に入力信号ＩＮＰを供給し、トランジスタＴｒ１６のゲート端に入力信号ＩＮＮを供給する。入力信号ＩＮＰは、Ｇｍ増幅器１６の＋出力端に接続され、入力信号ＩＮＮは、Ｇｍ増幅器１６の−出力端に接続されている。
【００２２】
また、トランジスタＴｒ１３，Ｔｒ１４のゲート端に参照電圧Ｖｒｅｆを供給し、更にトランジスタＴｒ１７，Ｔｒ１８のゲート端にバイアス電圧ｂｉａｓ１を供給する。これらの供給によって、トランジスタＴｒ１１，Ｔｒ１３のドレイン接続間に接続されたコンデンサＣに、トランジスタＴｒ１１を流れる電流の電荷がチャージされて電圧ＶＣＭが発生する。この発生した電圧ＶＣＭが、各Ｇｍ増幅器１６〜１９，３１，３２に供給されるようになっている。
【００２３】
このようなＣＭＦＢ回路２１は、全差動回路においてコモンを決めるために設けられているが、フィードバック回路なので、図１に示すＣＭＦＢ回路２１とＧｍ増幅器１６との間に帰還が存在するが、これとは別に全差動回路に内在する帰還Ｆ２も存在する。
ここで、図３に、図１の全差動回路をコモンの変化に注目して表した等化回路図を示し、その説明を行う。但し、図３は、コモンに注目したので図１に示した全差動の信号線２本を１本に省略して表している。
【００２４】
図３に示す矢印Ｙ１１〜Ｙ１６はコモンの変化を表すものであり、矢印Ｙ１１で示すＧｍ増幅器１６の入力側のコモンが負から正に変化し、Ｇｍ増幅器１６の出力側のコモンが矢印Ｙ１２で示すように正から負に変化し、Ｇｍ増幅器１７の出力側のコモンが矢印Ｙ１３で示すように負から正に変化し、Ｇｍ増幅器３１の出力側のコモンが矢印Ｙ１４で示すように正から負に変化し、そして、Ｇｍ増幅器１８の出力側のコモンが矢印Ｙ１５で示すように負から正に変化し、更に、Ｇｍ増幅器１８，１９の接続間とＧｍ増幅器１６，１７の接続間とを接続する区間のコモンが矢印Ｙ１６で示すように負から正に変化する。
【００２５】
このように、図１に示した帰還Ｆ２は、図３に示すようにコモンに対して負帰還Ｆ２ｂとなる。つまり、矢印Ｙ１５，Ｙ１６で示す入力側に戻る電圧・電流が、矢印Ｙ１２で示す当初の入力信号の電圧・電流と逆相で帰還される。
このように、本実施の形態の全差動回路によれば、この回路自体の帰還経路に入力側と出力側の信号を逆相とするＧｍ増幅器３１，３２を追加接続することによって、全差動回路自体が有する帰還Ｆ２を負帰還Ｆ２ｂに変更することができるので、全差動回路のコモンモードの安定性を改善することができる。
【００２６】
また、コモンモードの安定性が改善されるので、信号の基準電位が定まる。これによって、基準電位を定めるためのＣＭＦＢ回路２１を、図２に示したような、より簡単な回路構成とすることができる。従って、全差動回路の構成を複雑とすることなく、コモンモードの安定性を改善することができる。
なお、各Ｇｍ増幅器３１，３２を追加しても、これら自体は、利得１倍の増幅器であり、更に、全差動回路の信号に対しては＋端子と−端子を交互に接続し極性を自由に選択できるので、入力側のコモンに対する帰還Ｆ２が、図４の従来の全差動回路と比べて変化することはない。
【００２７】
また、各Ｇｍ増幅器１６〜１９，３１，３２は、図５（ａ）（ｂ）に示した回路構成のものでなくても、コモンに対して負の利得があれば、上述したようにコモンモードの安定性を改善することができる。
【００２８】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、信号の入出力端子間に帰還経路を形成して組み合わされた複数の増幅器と、信号の基準電位を定めるためのコモンモードフィードバック回路とを有する全差動回路において、帰還経路に、入力側と出力側の信号を逆相とする新規の増幅器を接続した。これによって、全差動回路自体の帰還経路が負帰還の経路となるので、全差動回路のコモンモードの安定性を改善することができる。また、コモンモードの安定性が改善されるので、信号の基準電位が定まる。これによって、コモンモードフィードバック回路を、より簡単な回路構成とすることができる。従って、全差動回路の構成を複雑とすることなく、コモンモードの安定性を改善することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係るＢｉｑｕａｄ構成のトランスコンダクタンスアンプとキャパシタを用いたＧｍ−Ｃフィルタによる全差動回路の構成を示す図である。
【図２】上記実施の形態の全差動回路に用いられるＣＭＦＢ（コモンモードフィードバック）回路の構成を示す図である。
【図３】上記実施の形態の全差動回路をコモンの変化に注目して表した等化回路図である。
【図４】従来のＢｉｑｕａｄ構成のトランスコンダクタンスアンプとキャパシタを用いたＧｍ−Ｃフィルタによる全差動回路の構成を示す図である。
【図５】全差動回路に用いられるＧｍ増幅器の構成を示す図である。
【図６】上記従来の全差動回路をコモンの変化に注目して表した等化回路図である。
【符号の説明】
１０，１１ 入力端子
１３，１４ 出力端子
１６〜１９，３１，３２ Ｇｍ増幅器（トランスコンダクタンスアンプ）
２１，２２ ＣＭＦＢ（コモンモードフィードバック）回路
２４，２５ ＣＡＰ（キャパシタ）回路
２７，３４ 電源
２８，３５ アース
Ｔｒ１〜Ｔｒ４，Ｔｒ１１〜Ｔｒ１８ トランジスタ
【発明の属する技術分野】
本発明は、電子・電気機器に広く適用される全差動のＧｍ増幅器（トランスコンダクタンスアンプ）を有する全差動回路に関し、特に回路のコモンモードの安定性を図る全差動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、全ての信号を差動信号として完全に対称な回路構成とした全差動回路においては、信号の動作点（以下、コモンという）は、そのままでは決まらない。このため、全差動回路にコモンモードフィードバック回路を付加し、信号の基準電位を決定している。この決定方法は、コモンモードフィードバック回路において基準となる参照電位と、ある信号線ノードとを比較し、この比較結果を回路に返す（フィードバックする）ことによって、全差動回路のコモンを決定するようになっている。
【０００３】
即ち、コモンモードフィードバック回路と、フィードバックされる回路（例えば増幅器）とに帰還が存在するため安定性を確保する必要がある。更に、全差動回路自体に、信号に対する帰還が存在する場合は、この帰還に対しても安定性を確保する必要がある。従来は、そのコモンの安定性を確保するためコモンモードフィードバック回路の性能を上げることで対応している。
【０００４】
このような全差動回路として例えば、図４に、従来の一般的なＢｉｑｕａｄ構成のトランスコンダクタンスアンプとキャパシタを用いたＧｍ−Ｃフィルタによる全差動回路図を示す。
図４に示す全差動回路は、入力信号ＩＮＰ，ＩＮＮが供給される一対の入力端子１０，１１と、出力信号ＯＵＴＰ，ＯＵＴＮが出力される一対の出力端子１３，１４との間に、２本の信号線で直列に接続されたＧｍ増幅器１６及びＧｍ増幅器１７と、これらＧｍ増幅器１６，１７の接続間と出力端子１３，１４との間に、Ｇｍ増幅器１７の出力信号を帰還Ｆ１するように２本の信号線で接続されたＧｍ増幅器１８と、各Ｇｍ増幅器１６，１７の接続間とＧｍ増幅器１８の出力側との間に２本の信号線で接続されたＧｍ増幅器１９とを備えている。
【０００５】
更に、当該全差動回路は、各Ｇｍ増幅器１６，１７の接続間に２本の信号線で接続されたＣＭＦＢ（コモンモードフィードバック）回路２１と、Ｇｍ増幅器１７と一対の出力端子１３，１４との間に２本の信号線で接続されたＣＭＦＢ回路２２と、各Ｇｍ増幅器１６，１７の接続間に２本の信号線で接続されたＣＡＰ（キャパシタ）回路２４と、Ｇｍ増幅器１７と一対の出力端子１３，１４との間に２本の信号線で接続されたＣＡＰ回路２５とを備えて構成されている。
【０００６】
また、図５（ａ）に、各Ｇｍ増幅器１６〜１９の入力電圧ＶＩＮＰ，ＶＩＮＮ及び出力電圧ＶＯＵＴＰ，ＶＯＵＴＮを付した記号図を示し、同図（ｂ）に、内部回路図を示し、その説明を行う。
（ｂ）に示すように、各Ｇｍ増幅器１６〜１９は、各々のＭＯＳ（ＭｅｔａｌＯｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）型のトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４が、ソース接地型に電源２７とアース２８との間に接続されて構成されている。トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のゲート端に電圧ＶＣＭ（図４ではＶＣＭ１，ＶＣＭ２）が印加され、トランジスタＴｒ３のゲート端に入力電圧ＶＩＮＰが、トランジスタＴｒ４のゲート端に入力電圧ＶＩＮＮが印加される。また、トランジスタＴｒ１とＴｒ３の接続間から出力電圧ＶＯＵＴＮが発生し、トランジスタＴｒ２とＴｒ４の接続間から出力電圧ＶＯＵＴＰが発生するようになっている。
【０００７】
図４に示す全差動回路には、信号に対して帰還Ｆ１が存在している。また、図５（ｂ）に示したようなソース接地型の各Ｇｍ増幅器１６〜１９は、コモンに対して負の利得がある。
ここで、図６に、図４の全差動回路をコモンの変化に注目して表した等化回路図を示し、その説明を行う。但し、図６は、コモンに注目したので図４に示した全差動の信号線２本を１本に省略して表している。
【０００８】
図６に示す矢印Ｙ１〜Ｙ５はコモンの変化を表すものであり、矢印Ｙ１で示すＧｍ増幅器１６の入力側のコモンが負から正に変化し、Ｇｍ増幅器１６の出力側のコモンが矢印Ｙ２で示すように正から負に変化し、Ｇｍ増幅器１７の出力側のコモンが矢印Ｙ３で示すように負から正に変化し、Ｇｍ増幅器１８の出力側のコモンが矢印Ｙ４で示すように正から負に変化し、そして、Ｇｍ増幅器１８，１９の接続間とＧｍ増幅器１６，１７の接続間とを接続する区間のコモンが矢印Ｙ５で示すように正から負に変化する。
【０００９】
このように、図４に示した帰還Ｆ１は、各Ｇｍ増幅器１６〜１９が上述したようにコモンに対して負の利得を持っているため、図５に示すように入力側のコモンに対して正帰還Ｆ１ａとなる。つまり、矢印Ｙ４，Ｙ５で示す入力側に戻る電圧・電流が、矢印Ｙ２で示す当初の入力信号の電圧・電流と同相で帰還される。
この種の従来の全差動回路として、例えば非特許文献１および２に記載のものがある。
【００１０】
【非特許文献１】
“Ｄｅｓｉｇｎ Ｃｏｎｓｉｄｅｒａｔｉｏｎｓ ｆｏｒ Ｈｉｇｈ−Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ−Ｔｉｍｅ Ｆｉｌｔｅｒｓ ａｎｄ Ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎ ｏｆ ａｎ Ａｎｔｉａｌｉａｓｉｎｇ” Ｆｉｌｔｅｒ ｆｏｒ ＤｉｇｉｔａｌＶｉｄｅｏ” ＩＥＥＥ Ｊ． Ｓｏｌｉｄ−ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ， ｖｏｌ２５， ｐｐ．１３６８−１３８７ ，Ｄｅｃ． １９９０
【非特許文献２】
“Ａ ＣＭＯＳ ４×Ｓｐｅｅｄ ＤＶＤ Ｒｅａｄ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｉｃ” ＩＥＥＥ Ｊ．Ｓｏｌｉｄ−ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ， ｖｏｌ３３， Ｎｏ．８，Ａｕｇｕｓｔ １９９８
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、従来の全差動回路においては、この回路自体の信号に対する帰還Ｆ１が、入力側のコモンに対して正帰還Ｆ１ａとなる場合、コモンモードの安定性が不安定になるので、信号の基準電位が定まらない。この基準電位の不安定化を改善するためには、ＣＭＦＢ回路２１，２２に、その正帰還Ｆ１ａに勝る性能が必要となる。しかし、その性能を実現するためには、例えば、利得を上げたり、高周波領域まで利得を持たせたりする必要があるので、ＣＭＦＢ回路２１，２２の構成が複雑となり、全差動回路の構成が複雑となってしまう。このような理由によって、コモンモードの安定性を改善することが困難となる問題がある。
【００１２】
本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、Ｇｍ増幅器を有する全差動回路自体に帰還が存在し、且つ入力側の信号のコモン（動作点）に対して帰還がある場合に、回路構成を複雑とすることなくコモンモードの安定性を確保することができる全差動回路を提供することを目的としている。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の請求項１による全差動回路は、信号の入出力端子間に帰還経路を形成して組み合わされた複数の増幅器と、これら増幅器の基準電位を定めるためのコモンモードフィードバック回路とを有する全差動回路において、前記帰還経路に、入力側と出力側の信号を逆相とする新規の増幅器を接続したことを特徴としている。
【００１４】
この構成によれば、全差動回路自体の帰還経路が負帰還の経路となるので、全差動回路のコモンモードの安定性を改善することができる。また、コモンモードの安定性が改善されるので、各増幅器の基準電位が定まる。これによって、コモンモードフィードバック回路を、より簡単な回路構成とすることができる。従って、全差動回路の構成を複雑とすることなく、コモンモードの安定性を改善することができる。
【００１５】
また、本発明の請求項２による全差動回路は、信号の入出力端子間に、複数の増幅器を直列に接続すると共に、出力端子からの出力信号を、入力端子に接続された増幅器の出力側へ帰還するように増幅器を接続し、更に、それら増幅器の基準電位を定めるためのコモンモードフィードバック回路を接続して構成される全差動回路において、前記帰還の経路に、入力側と出力側の信号を逆相とする新規の増幅器を接続したことを特徴としている。
【００１６】
この構成によれば、全差動回路自体の帰還が負帰還となるので、全差動回路のコモンモードの安定性を改善することができる。また、コモンモードの安定性が改善されるので、各増幅器の基準電位が定まる。これによって、コモンモードフィードバック回路を、より簡単な回路構成とすることができる。従って、全差動回路の構成を複雑とすることなく、コモンモードの安定性を改善することができる。
【００１７】
また、本発明の請求項３による全差動回路は、請求項１または２において、前記新規の増幅器は、少なくとも２つ以上であって、且つ個々の増幅器が動作点に対して負の利得を有することを特徴としている。
この構成によれば、帰還経路に接続される新規の増幅器の個々が、動作点に対して負の利得を有するので、信号の位相を反転したのち更に反転させるなどの増幅器の組み合わせによって、帰還経路を確実に負帰還とすることができる。従って、コモンモードの安定性を改善することができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。
（実施の形態）
図１は、本発明の実施の形態に係るＢｉｑｕａｄ構成のトランスコンダクタンスアンプとキャパシタを用いたＧｍ−Ｃフィルタによる全差動回路の構成を示す図である。
【００１９】
但し、図１に示す本実施の形態の全差動回路において、図４に示した従来例の全差動回路の各部に対応する部分には同一符号を付し、その説明を省略する。また、図１に示す全差動回路の伝達関数は、図４に示した従来の全差動回路の伝達関数と基本的に同じであるとする。
図１に示す全差動回路が、図４に示した従来の全差動回路と異なる点は、Ｇｍ増幅器１７の出力側と、Ｇｍ増幅器１８の入力側との間に、２つのＧｍ増幅器３１，３２を接続し、また、図４に示したＧｍ増幅器１７と一対の出力端子１３，１４との間に接続されたＣＭＦＢ回路２２を省略したことにある。
【００２０】
追加した各Ｇｍ増幅器３１，３２は、従来例で説明済みの図５（ａ）（ｂ）に示した内部回路を有し、一方のＧｍ増幅器３１の入力側がＧｍ増幅器１７の出力側に接続され、一方のＧｍ増幅器３１の出力側が、他方のＧｍ増幅器３２の出力側に接続されている。また、他方のＧｍ増幅器３２の−（マイナス）出力端とＧｍ増幅器１８の＋（プラス）入力端とが接続され、他方のＧｍ増幅器３２の＋出力端とＧｍ増幅器１８の−入力端とが接続され、更に、他方のＧｍ増幅器３２の−入力端と＋出力端とが接続され、＋入力端と−出力端とが接続されている。
【００２１】
また、ＣＭＦＢ回路２１は、図２に示すように、各々のＭＯＳ型のトランジスタＴｒ１１〜Ｔｒ１８がコンデンサＣを含んで、電源３４とアース３５との間に接続されて構成されている。このＣＭＦＢ回路２１において、トランジスタＴｒ１５のゲート端に入力信号ＩＮＰを供給し、トランジスタＴｒ１６のゲート端に入力信号ＩＮＮを供給する。入力信号ＩＮＰは、Ｇｍ増幅器１６の＋出力端に接続され、入力信号ＩＮＮは、Ｇｍ増幅器１６の−出力端に接続されている。
【００２２】
また、トランジスタＴｒ１３，Ｔｒ１４のゲート端に参照電圧Ｖｒｅｆを供給し、更にトランジスタＴｒ１７，Ｔｒ１８のゲート端にバイアス電圧ｂｉａｓ１を供給する。これらの供給によって、トランジスタＴｒ１１，Ｔｒ１３のドレイン接続間に接続されたコンデンサＣに、トランジスタＴｒ１１を流れる電流の電荷がチャージされて電圧ＶＣＭが発生する。この発生した電圧ＶＣＭが、各Ｇｍ増幅器１６〜１９，３１，３２に供給されるようになっている。
【００２３】
このようなＣＭＦＢ回路２１は、全差動回路においてコモンを決めるために設けられているが、フィードバック回路なので、図１に示すＣＭＦＢ回路２１とＧｍ増幅器１６との間に帰還が存在するが、これとは別に全差動回路に内在する帰還Ｆ２も存在する。
ここで、図３に、図１の全差動回路をコモンの変化に注目して表した等化回路図を示し、その説明を行う。但し、図３は、コモンに注目したので図１に示した全差動の信号線２本を１本に省略して表している。
【００２４】
図３に示す矢印Ｙ１１〜Ｙ１６はコモンの変化を表すものであり、矢印Ｙ１１で示すＧｍ増幅器１６の入力側のコモンが負から正に変化し、Ｇｍ増幅器１６の出力側のコモンが矢印Ｙ１２で示すように正から負に変化し、Ｇｍ増幅器１７の出力側のコモンが矢印Ｙ１３で示すように負から正に変化し、Ｇｍ増幅器３１の出力側のコモンが矢印Ｙ１４で示すように正から負に変化し、そして、Ｇｍ増幅器１８の出力側のコモンが矢印Ｙ１５で示すように負から正に変化し、更に、Ｇｍ増幅器１８，１９の接続間とＧｍ増幅器１６，１７の接続間とを接続する区間のコモンが矢印Ｙ１６で示すように負から正に変化する。
【００２５】
このように、図１に示した帰還Ｆ２は、図３に示すようにコモンに対して負帰還Ｆ２ｂとなる。つまり、矢印Ｙ１５，Ｙ１６で示す入力側に戻る電圧・電流が、矢印Ｙ１２で示す当初の入力信号の電圧・電流と逆相で帰還される。
このように、本実施の形態の全差動回路によれば、この回路自体の帰還経路に入力側と出力側の信号を逆相とするＧｍ増幅器３１，３２を追加接続することによって、全差動回路自体が有する帰還Ｆ２を負帰還Ｆ２ｂに変更することができるので、全差動回路のコモンモードの安定性を改善することができる。
【００２６】
また、コモンモードの安定性が改善されるので、信号の基準電位が定まる。これによって、基準電位を定めるためのＣＭＦＢ回路２１を、図２に示したような、より簡単な回路構成とすることができる。従って、全差動回路の構成を複雑とすることなく、コモンモードの安定性を改善することができる。
なお、各Ｇｍ増幅器３１，３２を追加しても、これら自体は、利得１倍の増幅器であり、更に、全差動回路の信号に対しては＋端子と−端子を交互に接続し極性を自由に選択できるので、入力側のコモンに対する帰還Ｆ２が、図４の従来の全差動回路と比べて変化することはない。
【００２７】
また、各Ｇｍ増幅器１６〜１９，３１，３２は、図５（ａ）（ｂ）に示した回路構成のものでなくても、コモンに対して負の利得があれば、上述したようにコモンモードの安定性を改善することができる。
【００２８】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、信号の入出力端子間に帰還経路を形成して組み合わされた複数の増幅器と、信号の基準電位を定めるためのコモンモードフィードバック回路とを有する全差動回路において、帰還経路に、入力側と出力側の信号を逆相とする新規の増幅器を接続した。これによって、全差動回路自体の帰還経路が負帰還の経路となるので、全差動回路のコモンモードの安定性を改善することができる。また、コモンモードの安定性が改善されるので、信号の基準電位が定まる。これによって、コモンモードフィードバック回路を、より簡単な回路構成とすることができる。従って、全差動回路の構成を複雑とすることなく、コモンモードの安定性を改善することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係るＢｉｑｕａｄ構成のトランスコンダクタンスアンプとキャパシタを用いたＧｍ−Ｃフィルタによる全差動回路の構成を示す図である。
【図２】上記実施の形態の全差動回路に用いられるＣＭＦＢ（コモンモードフィードバック）回路の構成を示す図である。
【図３】上記実施の形態の全差動回路をコモンの変化に注目して表した等化回路図である。
【図４】従来のＢｉｑｕａｄ構成のトランスコンダクタンスアンプとキャパシタを用いたＧｍ−Ｃフィルタによる全差動回路の構成を示す図である。
【図５】全差動回路に用いられるＧｍ増幅器の構成を示す図である。
【図６】上記従来の全差動回路をコモンの変化に注目して表した等化回路図である。
【符号の説明】
１０，１１ 入力端子
１３，１４ 出力端子
１６〜１９，３１，３２ Ｇｍ増幅器（トランスコンダクタンスアンプ）
２１，２２ ＣＭＦＢ（コモンモードフィードバック）回路
２４，２５ ＣＡＰ（キャパシタ）回路
２７，３４ 電源
２８，３５ アース
Ｔｒ１〜Ｔｒ４，Ｔｒ１１〜Ｔｒ１８ トランジスタ
Claims (3)
- 信号の入出力端子間に帰還経路を形成して組み合わされた複数の増幅器と、これら増幅器の基準電位を定めるためのコモンモードフィードバック回路とを有する全差動回路において、
前記帰還経路に、入力側と出力側の信号を逆相とする新規の増幅器を接続した
ことを特徴とする全差動回路。 - 信号の入出力端子間に、複数の増幅器を直列に接続すると共に、出力端子からの出力信号を、入力端子に接続された増幅器の出力側へ帰還するように増幅器を接続し、更に、それら増幅器の基準電位を定めるためのコモンモードフィードバック回路を接続して構成される全差動回路において、
前記帰還の経路に、入力側と出力側の信号を逆相とする新規の増幅器を接続した
ことを特徴とする全差動回路。 - 前記新規の増幅器は、少なくとも２つ以上であって、且つ個々の増幅器が動作点に対して負の利得を有する
ことを特徴とする請求項１または２に記載の全差動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003069629A JP2004282308A (ja) | 2003-03-14 | 2003-03-14 | 全差動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003069629A JP2004282308A (ja) | 2003-03-14 | 2003-03-14 | 全差動回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004282308A true JP2004282308A (ja) | 2004-10-07 |
| JP2004282308A5 JP2004282308A5 (ja) | 2006-03-30 |
Family
ID=33286604
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003069629A Pending JP2004282308A (ja) | 2003-03-14 | 2003-03-14 | 全差動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2004282308A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009159026A (ja) * | 2007-12-25 | 2009-07-16 | Fujitsu Ltd | 差動カレントミラー回路 |
| US8394151B2 (en) | 2007-10-24 | 2013-03-12 | Kao Corporation | Head hair dyeing method |
| US10226649B2 (en) | 2007-04-27 | 2019-03-12 | Kao Corporation | Hair dyeing or bleaching method |
-
2003
- 2003-03-14 JP JP2003069629A patent/JP2004282308A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10226649B2 (en) | 2007-04-27 | 2019-03-12 | Kao Corporation | Hair dyeing or bleaching method |
| US8394151B2 (en) | 2007-10-24 | 2013-03-12 | Kao Corporation | Head hair dyeing method |
| US8529638B2 (en) | 2007-10-24 | 2013-09-10 | Kao Corporation | Head hair dyeing composition |
| JP2009159026A (ja) * | 2007-12-25 | 2009-07-16 | Fujitsu Ltd | 差動カレントミラー回路 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US9496833B2 (en) | Apparatus and methods for multi-channel autozero and chopper amplifiers | |
| US6930545B2 (en) | Switched-capacitor, common-mode feedback circuit for a differential amplifier without tail current | |
| JP2641408B2 (ja) | 低電圧高速動作のｃｍｏｓ演算増幅器 | |
| TW200843338A (en) | Fully differential class AB amplifier and amplifying method using single-ended, two-stage amplifier | |
| TW393831B (en) | A high speed and high gain operational amplifier | |
| CN107078700B (zh) | 放大器电路和放大器布置 | |
| JPWO2014087980A1 (ja) | 演算増幅器 | |
| CN106788295B (zh) | 一种多级放大器 | |
| US8570099B2 (en) | Single-ended-to-differential filter using common mode feedback | |
| CN110729970B (zh) | 混合差分放大器及其方法 | |
| JP4928290B2 (ja) | 差動信号比較器 | |
| JP6488674B2 (ja) | Ｄｃオフセットキャンセル回路 | |
| EP3826176B1 (en) | High-linearity input buffer | |
| JP2004282308A (ja) | 全差動回路 | |
| CN107968635A (zh) | 电流回收型放大器及模拟电路 | |
| TW201115913A (en) | Amplifier circuit with overshoot suppression | |
| JP2019118060A (ja) | オペアンプ | |
| US9964985B1 (en) | Radio frequency power amplifier and method thereof | |
| JPH10322143A (ja) | Ａｃ結合回路 | |
| JP2006031596A (ja) | 電流源回路及び差動増幅器 | |
| CN113671236A (zh) | 一种应用于负载电阻的电流检测电路和设备 | |
| WO2023184570A1 (zh) | 一种开环运放电路 | |
| JP5320503B2 (ja) | 増幅回路 | |
| JP6230903B2 (ja) | 低雑音増幅器 | |
| TWI806543B (zh) | 放大器及其共模電壓的控制方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060208 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060208 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821 Effective date: 20070402 |
|
| A711 | Notification of change in applicant |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A712 Effective date: 20070402 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20080708 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080715 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20081111 |