JP2004187387A - Dc−dcコンバータ - Google Patents
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Abstract
【課題】FETのような同期整流素子をオフするとき、同期整流素子のゲートに印加される逆電圧を低減し、同期整流素子の破損を防止する。
【解決手段】FETQ2のゲート・ソース間にツェナーダイオードD1とダイオードD2が直列に設けられている。ここで、ツェナーダイオードD1のツェナー電圧は、FETQ2のゲート・ソース間の逆耐圧以下に設定されている。これにより、主スイッチQ1がオンのとき、FETQ2のゲート・ソース間に印加される逆電圧を前記ツェナー電圧以下に抑制することができるので、FETQ2のゲート・ソース間に耐圧以上の電圧が印加されることがない。したがって、同期整流素子であるFETQ2の破損を防止することができる。
【選択図】 図1
【解決手段】FETQ2のゲート・ソース間にツェナーダイオードD1とダイオードD2が直列に設けられている。ここで、ツェナーダイオードD1のツェナー電圧は、FETQ2のゲート・ソース間の逆耐圧以下に設定されている。これにより、主スイッチQ1がオンのとき、FETQ2のゲート・ソース間に印加される逆電圧を前記ツェナー電圧以下に抑制することができるので、FETQ2のゲート・ソース間に耐圧以上の電圧が印加されることがない。したがって、同期整流素子であるFETQ2の破損を防止することができる。
【選択図】 図1
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明はトランスの一次側に入力される直流を、一次側に設けられた主スイッチ(スイッチングトランジスタ)によってオン/オフ制御しながら、主トランスの一次側巻線に印加し、主トランスの二次側巻線に発生する交流を同期整流方式によって直流に変換するDC−DCコンバータに関する。
特に、前記主スイッチがオンのとき、主トランスの二次側に設けられた駆動巻線により、FET等の同期整流素子のゲート・ソース間に加わる逆電圧を低減し、FET等の同期整流素子が破損するのを防止するのに好適なDC−DCコンバータに関する。
【0002】
【従来の技術】
図5は、従来のDC−DCコンバータの一例を示す回路図である。図5において、Einは入力電圧(直流)、Q1は主スイッチ、Q2はFET(同期整流素子)、Tは主トランス、Rg1はFETのゲート抵抗、Coは平滑用コンデンサ、Roは負荷、CONTは制御回路をそれぞれ示している。以下、図5に示す従来技術について、図6を用いて説明する。
【0003】
図5に示すように、主トランスTの一次側巻線N1には電圧Ein(直流)が入力されている。また、主トランスTの一次側には、主スイッチQ1が設けられ、制御回路CONTの制御の下に主スイッチQ1をオン/オフ制御する。したがって、入力電圧Einが低い場合には、主トランスTの一次側巻線N1に、図6(a)にN1として示す電圧が印加される。また、入力電圧Einが高い場合には、主トランスTの一次側巻線N1に、図6(b)にN1として示す電圧が印加される。なお、図6において、0は基準電圧(0ボルト)を示している。
【0004】
主トランスTの二次側には、二次側巻線N2、N3が設けられている。二次側巻線N3は、この明細書において、駆動巻線と称することがある。二次側巻線N2は、一次側巻線N1との巻数比及び一次側巻線N1に印加される電圧の高、低に応じて、図6(a)、(b)にN2として示す電圧を発生する。
二次側巻線N2に発生する電圧は、同期整流素子であるFETQ2によって整流され、平滑用コンデンサCoによって平滑され、直流に変換された後、負荷Roに出力される。
【0005】
二次側巻線N3(駆動巻線)に発生する電圧は、FETQ2のゲートにゲート抵抗Rgを介して印加され、FETQ2をオン/オフ制御する。すなわち、主スイッチQ1がオンのときFETQ2はオフとなり、主スイッチQ1がオフのときFETQ2はオンとなる(図6参照)。
具体的には、図6(a)に示すように、制御回路CONTが主スイッチQ1をオンしている間、FETQ2のゲートにマイナス電圧が印加されるため(図6(a)のN3参照)、FETQ2はオフする。制御回路CONTが、主スイッチQ1をオフしている間、FETQ2のゲートにプラス電圧が印加されるため、整流回路Q2はオンする(図6(a)のN3参照)。
【0006】
制御回路CONTはDC−DCコンバータの出力電圧を検出し、検出した出力電圧があらかじめ定められた電圧値になるように、主スイッチQ1をオン/オフ(スイッチング)制御する。
なお、特許文献1には、DC−DCコンバータにおけるトランジスタの耐圧破壊に関する記載がある。
【0007】
【特許文献1】
特開平5−137324号公報(第2頁)
【0008】
【発明が解決しようとする課題】
図5に示す従来技術においては、次のような問題点がある。すなわち、図5に示すDC−DCコンバータでは、入力電圧Einと各巻線N1、N2、N3の巻数比により、二次側巻線N3(駆動巻線)に発生するFETQ2をオフさせる極性の電圧がFETQ2のゲート・ソース間の逆耐圧を超え、FETQ2を破損する可能性がある。
【0009】
具体的には、図6(b)に示すように入力電圧Einが高い場合、二次側巻線N3(駆動巻線)に発生する電圧が、FETQ2のゲート・ソース間の逆耐圧(図6において、最大定格と記載する)を超えてしまい、図6(b)のN3に斜線で示す領域に入り、同期整流素子であるFETQ2が破損する。
なお、以上の説明では、二次側に同期整流素子を用いたフライバック方式のコンバータを採用したDC−DCコンバータを用いて説明した。しかし、前記問題点はこれに限定されるものではなく、同期整流素子を他の方式(例えば、フォワード方式のコンバータ)で駆動する場合も、同様に生じる。
【0010】
本発明の目的は、FETのような同期整流素子をオフするとき、同期整流素子のゲートに印加される逆電圧を低減し、同期整流素子の破損を防止するのに適したDC−DCコンバータを提供することにある。
本発明の他の目的は、FETのような同期整流素子をオフからにオンに、あるいはオンからオフにするとき、速やかに移行させることにより、同期整流素子の損失を低減するのに適したDC−DCコンバータを提供することにある。
【0011】
【課題を解決するための手段】
請求項1記載のDC−DCコンバータは、直流電圧をスイッチングする主スイッチと、前記主スイッチに直列に接続された主トランスと、前記主トランスの二次側出力を前記主トランスの二次側に設けられた駆動巻線に生じる電圧を用いて同期整流する同期整流素子を備えた同期整流回路と、前記同期整流回路の出力を平滑して直流を得る平滑回路と、前記平滑回路の出力を受けて、あらかじめ定められた出力電圧が得られるように前記主スイッチのスイッチングを制御する制御回路とから構成されるDC−DCコンバータにおいて、前記同期整流回路は、前記同期整流素子に逆耐圧を超える電圧が印加されるのを阻止する逆耐圧印加阻止回路を備えていることを特徴とする。
【0012】
請求項1記載の発明によれば、逆耐圧印加阻止回路の働きにより、同期整流素子に逆耐圧を超える電圧が印加されるのを阻止することができるので、同期整流素子が破損するのを防止することができる。
請求項2記載のDC−DCコンバータは、請求項1記載のDC−DCコンバータにおいて、前記同期整流素子はFETであることを特徴とする。
【0013】
請求項2記載の発明によれば、前記逆耐圧印加阻止回路の働きにより、FETのゲートに逆耐圧を超える電圧が印加されるのを阻止することができるので、FETが破損するのを防止することができる。
請求項3記載のDC−DCコンバータは、請求項2記載のDC−DCコンバータにおいて、前記逆耐圧印加阻止回路は、ツェナーダイオードとダイオードとを図1のように直列接続した回路をFETのゲート・ソース間に設けたことを特徴とする。
【0014】
請求項3記載の発明によれば、ツェナーダイオードとダイオードとが電流導通方向に対して互いに逆方向に接続された回路が設けられているので、FETがオフのときツェナーダイオードの働きによりFETのゲートに逆耐圧を超える電圧が印加されるのを阻止でき、FETがオンのときダイオードの働きによりFETのゲートとソースが短絡するのを防止できる。
【0015】
請求項4記載のDC−DCコンバータは、請求項2記載のDC−DCコンバータにおいて、前記逆耐圧印加阻止回路は、FETのゲートに印加される電圧を分割する第1の電圧分割用コンデンサを備えたことを特徴とする。
請求項4記載の発明によれば、電圧分割用コンデンサとFETのゲートの入力容量によって、ゲートに印加される電圧が分割される。したがって、FETが破損するのを防止することができる。
【0016】
請求項5記載のDC−DCコンバータは、請求項4記載のDC−DCコンバータにおいて、前記第1の電圧分割用コンデンサと並列にダイオードと抵抗の直列回路を設けたことを特徴とする。
請求項5記載の発明によれば、第1の電圧分割用コンデンサと並列にダイオードと抵抗の直列回路を設けたため、FETがターンオンするとき、ゲートの入力容量を速やかに充電することができる。したがって、FETのターンオンが速やかに行われ、FETの損失を低減することができる。
【0017】
請求項6記載のDC−DCコンバータは、請求項4記載のDC−DCコンバータにおいて、前記第1の電圧分割用コンデンサとは別に、前記FETのゲート・ソース間に第2の電圧分割用コンデンサを備えたことを特徴とする。
請求項6記載の発明によれば、前記第1の分割用コンデンサと第2の分割用コンデンサにより、FETのゲートに印加される電圧が分割される。したがって、FETが破損するのを防止することができる。
【0018】
請求項7記載のDC−DCコンバータは、請求項6記載のDC−DCコンバータにおいて、前記第1の電圧分割用コンデンサと並列にダイオードと抵抗の直列回路を設けたことを特徴とする。
請求項7記載の発明によれば、第1の電圧分割用コンデンサと並列にダイオードと抵抗の直列回路を設けたため、FETがターンオンするとき、ゲートの入力容量を速やかに充電することができる。したがって、FETのターンオンが速やかに行われ、FETの損失を低減することができる。
【0019】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について説明する。
図1は、本発明の第1の実施の形態を示す回路図である。図1において、図5に示す従来技術と同一部分には同一符号を付して、その説明を省略する。図1に示す第1の実施の形態の基本動作は、図5に示す従来技術とほぼ同様である。なお、第1の実施の形態は、請求項1〜請求項3に対応する。
【0020】
図1に示す第1の実施の形態が、図5に示す従来技術と相違しているのは、次の点である。すなわち、FETQ2のゲート・ソース間にツェナーダイオードD1とダイオードD2が電流導通方向に対して互いに逆方向に直列に設けられている点である。ここで、ツェナーダイオードD1のツェナー電圧は、FETQ2のゲート・ソース間の耐圧以下(図6に示す最大定格以下)に設定されている。
【0021】
図1に示す第1の実施の形態によれば、主スイッチQ1がオンのとき、FETQ2のゲート・ソース間に印加される逆電圧(FETQ2のゲートがマイナス、ソースがプラス)を前記ツェナー電圧以下に抑制することができるので、FETQ2のゲート・ソース間に耐圧以上の電圧が印加されることがない。したがって、同期整流素子であるFETQ2の破損を防止することができる。
【0022】
また、ダイオードD2は、主スイッチQ1がオフし、FETQ2がオンするとき(FETQ2のゲートがプラス、ソースがマイナスに印加)、ツェナーダイオードD1が導通してゲート・ソース間が短絡状態になるのを防止するものである。
図2は、本発明の第2の実施の形態を示す回路図である。図2において、図5に示す従来技術と同一部分には同一符号を付して、その説明を省略する。図2に示す第2の実施の形態の基本動作は、図5に示す従来技術とほぼ同様である。なお、第1の実施の形態は、請求項4、5に対応する。
【0023】
図2に示す第2の実施の形態が、図5に示す従来技術と相違しているのは、次の点である。すなわち、FETQ2のゲートに逆電圧を低減するための回路として電圧分割用コンデンサCg、及びFETQ2のゲートの入力容量Cissの充電を早く行うための抵抗Rg2とダイオードD3を付加した点にある。
第2の実施の形態によれば、二次側巻線N3にFETQ2がオフする極性に発生する電圧を、電圧分割用コンデンサCgとFETQ2の入力容量Cissとで分割することができる。したがって、FETQ2のゲート・ソース間に加わる逆電圧をFETQ2のゲート・ソース間の逆耐圧以下に低減することが可能になり、同期整流素子であるFETQ2の破損防止が可能となる。
【0024】
また、FETQ2のゲートに抵抗Rg2、ダイオードD3を付加することでFETQ2のゲートの入力容量Cissの充電を早く行い、同期整流素子であるFETQ2を速やかにオンさせることで、損失を低減することができる。
図3は、図2に示す第2の実施の形態の動作を示す波形図である。図3(a)に示すように、入力電圧Einが低い場合は、図6(a)に示す従来技術と変わりはない。しかし、入力電圧Einが高い場合は、図3(b)に示すように、前記電圧分割用コンデンサCgとFETQ2の入力容量Cissとで、二次側巻線N3にFETQ2がオフする極性に発生する電圧を分割することができるので、FETQ2に印加される逆電圧をゲート・ソース間の逆耐圧以下(図3において、最大定格と記載する)に低減することが可能になり、同期整流素子であるFETQ2の破損防止が可能となる。
【0025】
図4は、本発明の第3の実施の形態を示す回路図である。図4において、図2に示す第2の実施の形態と同一部分には同一符号を付して、その説明を省略する。図4に示す第3の実施の形態の基本動作は、図3に示す第3の実施の形態とほぼ同様である。なお、第3の実施の形態は、請求項6、7に対応する。
図4に示す第3の実施の形態が、図2に示す第2の実施の形態と相違しているのは、次の点である。すなわち、図2において、FETQ2のゲート・ソース間に、入力容量Cissとは別に、電圧分割用コンデンサCsを付加したものであり、その働きは第2の実施の形態の場合と同様である。
【0026】
また、FETQ2のゲートに抵抗Rg2、ダイオードD3を付加することでFETQ2のゲートの入力容量Cissの充電を早く行い、FETQ2を速やかにオンさせることで、損失を低減することができる。
すなわち、第3の実施の形態によれば、二次側巻線N3にFETQ2がオフする極性に発生する電圧を、電圧分割用コンデンサCg、及びFETQ2の入力容量Cissと電圧分割用コンデンサCsによって分割することができる。したがって、FETQ2のゲート・ソース間に加わる逆電圧をFETQ2のゲート・ソース間の逆耐圧以下に低減することが可能になり、同期整流素子であるFETQ2の破損防止が可能となる。
【0027】
以上の説明においては、同期整流素子(FETQ2)の駆動を二次側巻線N3を駆動巻線とするフライバック方式のコンバータを例にして説明した。しかし、本発明は、同期整流素子の駆動を駆動巻線にて行う他方式のコンバータ(例えば、フォワード方式のコンバータ)にも適用可能である。
【0028】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明によれば、FETのような同期整流素子を駆動巻線によって駆動するとき、同期整流素子のゲートに印加される逆電圧を低減し、同期整流素子の破損を防止するのに適したDC−DCコンバータを提供することが可能になる。
【0029】
さらに、本発明によれば、FETのような同期整流素子をオフからにオンに速やかに移行させることができるので、同期整流素子の損失を低減することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施の形態を示す回路図である。
【図2】本発明の第2の実施の形態を示す回路図である。
【図3】図3に示す第2の実施の形態の動作を説明するための波形図である。
【図4】本発明の第3の実施の形態を示す回路図である。
【図5】従来のDC−DCコンバータの一例を示す回路図である。
【図6】図5に示す従来のDC−DCコンバータの動作を説明するための波形図である。
【符号の説明】
Co 平滑用コンデンサ
Cs 電圧分割用コンデンサ
Cg 電圧分割用コンデンサ
Ciss ゲートの入力容量
CONT 制御回路
D1 ツェナーダイオード
D2 ダイオード
D3 ダイオード
Ein 入力電圧
Vgs ゲート・ソース間電圧
Q1 主スイッチ
Q2 FET(同期整流素子)
Ro 負荷
Rg1 ゲート抵抗
Rg2 抵抗
T 主トランス
【発明の属する技術分野】
本発明はトランスの一次側に入力される直流を、一次側に設けられた主スイッチ(スイッチングトランジスタ)によってオン/オフ制御しながら、主トランスの一次側巻線に印加し、主トランスの二次側巻線に発生する交流を同期整流方式によって直流に変換するDC−DCコンバータに関する。
特に、前記主スイッチがオンのとき、主トランスの二次側に設けられた駆動巻線により、FET等の同期整流素子のゲート・ソース間に加わる逆電圧を低減し、FET等の同期整流素子が破損するのを防止するのに好適なDC−DCコンバータに関する。
【0002】
【従来の技術】
図5は、従来のDC−DCコンバータの一例を示す回路図である。図5において、Einは入力電圧(直流)、Q1は主スイッチ、Q2はFET(同期整流素子)、Tは主トランス、Rg1はFETのゲート抵抗、Coは平滑用コンデンサ、Roは負荷、CONTは制御回路をそれぞれ示している。以下、図5に示す従来技術について、図6を用いて説明する。
【0003】
図5に示すように、主トランスTの一次側巻線N1には電圧Ein(直流)が入力されている。また、主トランスTの一次側には、主スイッチQ1が設けられ、制御回路CONTの制御の下に主スイッチQ1をオン/オフ制御する。したがって、入力電圧Einが低い場合には、主トランスTの一次側巻線N1に、図6(a)にN1として示す電圧が印加される。また、入力電圧Einが高い場合には、主トランスTの一次側巻線N1に、図6(b)にN1として示す電圧が印加される。なお、図6において、0は基準電圧(0ボルト)を示している。
【0004】
主トランスTの二次側には、二次側巻線N2、N3が設けられている。二次側巻線N3は、この明細書において、駆動巻線と称することがある。二次側巻線N2は、一次側巻線N1との巻数比及び一次側巻線N1に印加される電圧の高、低に応じて、図6(a)、(b)にN2として示す電圧を発生する。
二次側巻線N2に発生する電圧は、同期整流素子であるFETQ2によって整流され、平滑用コンデンサCoによって平滑され、直流に変換された後、負荷Roに出力される。
【0005】
二次側巻線N3(駆動巻線)に発生する電圧は、FETQ2のゲートにゲート抵抗Rgを介して印加され、FETQ2をオン/オフ制御する。すなわち、主スイッチQ1がオンのときFETQ2はオフとなり、主スイッチQ1がオフのときFETQ2はオンとなる(図6参照)。
具体的には、図6(a)に示すように、制御回路CONTが主スイッチQ1をオンしている間、FETQ2のゲートにマイナス電圧が印加されるため(図6(a)のN3参照)、FETQ2はオフする。制御回路CONTが、主スイッチQ1をオフしている間、FETQ2のゲートにプラス電圧が印加されるため、整流回路Q2はオンする(図6(a)のN3参照)。
【0006】
制御回路CONTはDC−DCコンバータの出力電圧を検出し、検出した出力電圧があらかじめ定められた電圧値になるように、主スイッチQ1をオン/オフ(スイッチング)制御する。
なお、特許文献1には、DC−DCコンバータにおけるトランジスタの耐圧破壊に関する記載がある。
【0007】
【特許文献1】
特開平5−137324号公報(第2頁)
【0008】
【発明が解決しようとする課題】
図5に示す従来技術においては、次のような問題点がある。すなわち、図5に示すDC−DCコンバータでは、入力電圧Einと各巻線N1、N2、N3の巻数比により、二次側巻線N3(駆動巻線)に発生するFETQ2をオフさせる極性の電圧がFETQ2のゲート・ソース間の逆耐圧を超え、FETQ2を破損する可能性がある。
【0009】
具体的には、図6(b)に示すように入力電圧Einが高い場合、二次側巻線N3(駆動巻線)に発生する電圧が、FETQ2のゲート・ソース間の逆耐圧(図6において、最大定格と記載する)を超えてしまい、図6(b)のN3に斜線で示す領域に入り、同期整流素子であるFETQ2が破損する。
なお、以上の説明では、二次側に同期整流素子を用いたフライバック方式のコンバータを採用したDC−DCコンバータを用いて説明した。しかし、前記問題点はこれに限定されるものではなく、同期整流素子を他の方式(例えば、フォワード方式のコンバータ)で駆動する場合も、同様に生じる。
【0010】
本発明の目的は、FETのような同期整流素子をオフするとき、同期整流素子のゲートに印加される逆電圧を低減し、同期整流素子の破損を防止するのに適したDC−DCコンバータを提供することにある。
本発明の他の目的は、FETのような同期整流素子をオフからにオンに、あるいはオンからオフにするとき、速やかに移行させることにより、同期整流素子の損失を低減するのに適したDC−DCコンバータを提供することにある。
【0011】
【課題を解決するための手段】
請求項1記載のDC−DCコンバータは、直流電圧をスイッチングする主スイッチと、前記主スイッチに直列に接続された主トランスと、前記主トランスの二次側出力を前記主トランスの二次側に設けられた駆動巻線に生じる電圧を用いて同期整流する同期整流素子を備えた同期整流回路と、前記同期整流回路の出力を平滑して直流を得る平滑回路と、前記平滑回路の出力を受けて、あらかじめ定められた出力電圧が得られるように前記主スイッチのスイッチングを制御する制御回路とから構成されるDC−DCコンバータにおいて、前記同期整流回路は、前記同期整流素子に逆耐圧を超える電圧が印加されるのを阻止する逆耐圧印加阻止回路を備えていることを特徴とする。
【0012】
請求項1記載の発明によれば、逆耐圧印加阻止回路の働きにより、同期整流素子に逆耐圧を超える電圧が印加されるのを阻止することができるので、同期整流素子が破損するのを防止することができる。
請求項2記載のDC−DCコンバータは、請求項1記載のDC−DCコンバータにおいて、前記同期整流素子はFETであることを特徴とする。
【0013】
請求項2記載の発明によれば、前記逆耐圧印加阻止回路の働きにより、FETのゲートに逆耐圧を超える電圧が印加されるのを阻止することができるので、FETが破損するのを防止することができる。
請求項3記載のDC−DCコンバータは、請求項2記載のDC−DCコンバータにおいて、前記逆耐圧印加阻止回路は、ツェナーダイオードとダイオードとを図1のように直列接続した回路をFETのゲート・ソース間に設けたことを特徴とする。
【0014】
請求項3記載の発明によれば、ツェナーダイオードとダイオードとが電流導通方向に対して互いに逆方向に接続された回路が設けられているので、FETがオフのときツェナーダイオードの働きによりFETのゲートに逆耐圧を超える電圧が印加されるのを阻止でき、FETがオンのときダイオードの働きによりFETのゲートとソースが短絡するのを防止できる。
【0015】
請求項4記載のDC−DCコンバータは、請求項2記載のDC−DCコンバータにおいて、前記逆耐圧印加阻止回路は、FETのゲートに印加される電圧を分割する第1の電圧分割用コンデンサを備えたことを特徴とする。
請求項4記載の発明によれば、電圧分割用コンデンサとFETのゲートの入力容量によって、ゲートに印加される電圧が分割される。したがって、FETが破損するのを防止することができる。
【0016】
請求項5記載のDC−DCコンバータは、請求項4記載のDC−DCコンバータにおいて、前記第1の電圧分割用コンデンサと並列にダイオードと抵抗の直列回路を設けたことを特徴とする。
請求項5記載の発明によれば、第1の電圧分割用コンデンサと並列にダイオードと抵抗の直列回路を設けたため、FETがターンオンするとき、ゲートの入力容量を速やかに充電することができる。したがって、FETのターンオンが速やかに行われ、FETの損失を低減することができる。
【0017】
請求項6記載のDC−DCコンバータは、請求項4記載のDC−DCコンバータにおいて、前記第1の電圧分割用コンデンサとは別に、前記FETのゲート・ソース間に第2の電圧分割用コンデンサを備えたことを特徴とする。
請求項6記載の発明によれば、前記第1の分割用コンデンサと第2の分割用コンデンサにより、FETのゲートに印加される電圧が分割される。したがって、FETが破損するのを防止することができる。
【0018】
請求項7記載のDC−DCコンバータは、請求項6記載のDC−DCコンバータにおいて、前記第1の電圧分割用コンデンサと並列にダイオードと抵抗の直列回路を設けたことを特徴とする。
請求項7記載の発明によれば、第1の電圧分割用コンデンサと並列にダイオードと抵抗の直列回路を設けたため、FETがターンオンするとき、ゲートの入力容量を速やかに充電することができる。したがって、FETのターンオンが速やかに行われ、FETの損失を低減することができる。
【0019】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について説明する。
図1は、本発明の第1の実施の形態を示す回路図である。図1において、図5に示す従来技術と同一部分には同一符号を付して、その説明を省略する。図1に示す第1の実施の形態の基本動作は、図5に示す従来技術とほぼ同様である。なお、第1の実施の形態は、請求項1〜請求項3に対応する。
【0020】
図1に示す第1の実施の形態が、図5に示す従来技術と相違しているのは、次の点である。すなわち、FETQ2のゲート・ソース間にツェナーダイオードD1とダイオードD2が電流導通方向に対して互いに逆方向に直列に設けられている点である。ここで、ツェナーダイオードD1のツェナー電圧は、FETQ2のゲート・ソース間の耐圧以下(図6に示す最大定格以下)に設定されている。
【0021】
図1に示す第1の実施の形態によれば、主スイッチQ1がオンのとき、FETQ2のゲート・ソース間に印加される逆電圧(FETQ2のゲートがマイナス、ソースがプラス)を前記ツェナー電圧以下に抑制することができるので、FETQ2のゲート・ソース間に耐圧以上の電圧が印加されることがない。したがって、同期整流素子であるFETQ2の破損を防止することができる。
【0022】
また、ダイオードD2は、主スイッチQ1がオフし、FETQ2がオンするとき(FETQ2のゲートがプラス、ソースがマイナスに印加)、ツェナーダイオードD1が導通してゲート・ソース間が短絡状態になるのを防止するものである。
図2は、本発明の第2の実施の形態を示す回路図である。図2において、図5に示す従来技術と同一部分には同一符号を付して、その説明を省略する。図2に示す第2の実施の形態の基本動作は、図5に示す従来技術とほぼ同様である。なお、第1の実施の形態は、請求項4、5に対応する。
【0023】
図2に示す第2の実施の形態が、図5に示す従来技術と相違しているのは、次の点である。すなわち、FETQ2のゲートに逆電圧を低減するための回路として電圧分割用コンデンサCg、及びFETQ2のゲートの入力容量Cissの充電を早く行うための抵抗Rg2とダイオードD3を付加した点にある。
第2の実施の形態によれば、二次側巻線N3にFETQ2がオフする極性に発生する電圧を、電圧分割用コンデンサCgとFETQ2の入力容量Cissとで分割することができる。したがって、FETQ2のゲート・ソース間に加わる逆電圧をFETQ2のゲート・ソース間の逆耐圧以下に低減することが可能になり、同期整流素子であるFETQ2の破損防止が可能となる。
【0024】
また、FETQ2のゲートに抵抗Rg2、ダイオードD3を付加することでFETQ2のゲートの入力容量Cissの充電を早く行い、同期整流素子であるFETQ2を速やかにオンさせることで、損失を低減することができる。
図3は、図2に示す第2の実施の形態の動作を示す波形図である。図3(a)に示すように、入力電圧Einが低い場合は、図6(a)に示す従来技術と変わりはない。しかし、入力電圧Einが高い場合は、図3(b)に示すように、前記電圧分割用コンデンサCgとFETQ2の入力容量Cissとで、二次側巻線N3にFETQ2がオフする極性に発生する電圧を分割することができるので、FETQ2に印加される逆電圧をゲート・ソース間の逆耐圧以下(図3において、最大定格と記載する)に低減することが可能になり、同期整流素子であるFETQ2の破損防止が可能となる。
【0025】
図4は、本発明の第3の実施の形態を示す回路図である。図4において、図2に示す第2の実施の形態と同一部分には同一符号を付して、その説明を省略する。図4に示す第3の実施の形態の基本動作は、図3に示す第3の実施の形態とほぼ同様である。なお、第3の実施の形態は、請求項6、7に対応する。
図4に示す第3の実施の形態が、図2に示す第2の実施の形態と相違しているのは、次の点である。すなわち、図2において、FETQ2のゲート・ソース間に、入力容量Cissとは別に、電圧分割用コンデンサCsを付加したものであり、その働きは第2の実施の形態の場合と同様である。
【0026】
また、FETQ2のゲートに抵抗Rg2、ダイオードD3を付加することでFETQ2のゲートの入力容量Cissの充電を早く行い、FETQ2を速やかにオンさせることで、損失を低減することができる。
すなわち、第3の実施の形態によれば、二次側巻線N3にFETQ2がオフする極性に発生する電圧を、電圧分割用コンデンサCg、及びFETQ2の入力容量Cissと電圧分割用コンデンサCsによって分割することができる。したがって、FETQ2のゲート・ソース間に加わる逆電圧をFETQ2のゲート・ソース間の逆耐圧以下に低減することが可能になり、同期整流素子であるFETQ2の破損防止が可能となる。
【0027】
以上の説明においては、同期整流素子(FETQ2)の駆動を二次側巻線N3を駆動巻線とするフライバック方式のコンバータを例にして説明した。しかし、本発明は、同期整流素子の駆動を駆動巻線にて行う他方式のコンバータ(例えば、フォワード方式のコンバータ)にも適用可能である。
【0028】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明によれば、FETのような同期整流素子を駆動巻線によって駆動するとき、同期整流素子のゲートに印加される逆電圧を低減し、同期整流素子の破損を防止するのに適したDC−DCコンバータを提供することが可能になる。
【0029】
さらに、本発明によれば、FETのような同期整流素子をオフからにオンに速やかに移行させることができるので、同期整流素子の損失を低減することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施の形態を示す回路図である。
【図2】本発明の第2の実施の形態を示す回路図である。
【図3】図3に示す第2の実施の形態の動作を説明するための波形図である。
【図4】本発明の第3の実施の形態を示す回路図である。
【図5】従来のDC−DCコンバータの一例を示す回路図である。
【図6】図5に示す従来のDC−DCコンバータの動作を説明するための波形図である。
【符号の説明】
Co 平滑用コンデンサ
Cs 電圧分割用コンデンサ
Cg 電圧分割用コンデンサ
Ciss ゲートの入力容量
CONT 制御回路
D1 ツェナーダイオード
D2 ダイオード
D3 ダイオード
Ein 入力電圧
Vgs ゲート・ソース間電圧
Q1 主スイッチ
Q2 FET(同期整流素子)
Ro 負荷
Rg1 ゲート抵抗
Rg2 抵抗
T 主トランス
Claims (7)
- 直流電圧をスイッチングする主スイッチと、前記主スイッチに直列に接続された主トランスと、前記主トランスの二次側出力を前記主トランスの二次側に設けられた駆動巻線に生じる電圧を用いて同期整流する同期整流素子を備えた同期整流回路と、前記同期整流回路の出力を平滑して直流を得る平滑回路と、前記平滑回路の出力を受けて、あらかじめ定められた出力電圧が得られるように前記主スイッチのスイッチングを制御する制御回路とから構成されるDC−DCコンバータにおいて、
前記同期整流回路は、前記同期整流素子の逆耐圧を超える電圧が印加されるのを阻止する逆耐圧印加阻止回路を備えていることを特徴とするDC−DCコンバータ。 - 請求項1記載のDC−DCコンバータにおいて、
前記同期整流素子はFETであることを特徴とするDC−DCコンバータ。 - 請求項2記載のDC−DCコンバータにおいて、
前記逆耐圧印加阻止回路は、ツェナーダイオードとダイオードとを電流導通方向に対して互いに逆方向に直列接続した回路をFETのゲート・ソース間に設けたことを特徴とするDC−DCコンバータ。 - 請求項2記載のDC−DCコンバータにおいて、
前記逆耐圧印加阻止回路は、FETのゲートに印加される電圧を分割する第1の電圧分割用コンデンサを備えたことを特徴とするDC−DCコンバータ。 - 請求項4記載のDC−DCコンバータにおいて、
前記第1の電圧分割用コンデンサと並列にダイオードと抵抗の直列回路を設けたことを特徴とするDC−DCコンバータ。 - 請求項4記載のDC−DCコンバータにおいて、
前記第1の電圧分割用コンデンサとは別に、前記FETのゲート・ソース間に第2の電圧分割用コンデンサを備えたことを特徴とするDC−DCコンバータ。 - 請求項6記載のDC−DCコンバータにおいて、
前記第1の電圧分割用コンデンサと並列にダイオードと抵抗の直列回路を設けたことを特徴とするDC−DCコンバータ。
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