JP2004180303A

JP2004180303A - レベル変換デジタルスイッチ

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Publication number: JP2004180303A
Application number: JP2003392454A
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Inventors: Oran Danly John; オーランダンリージョン; John Patrick Quill; パトリッククイルジョン
Original assignee: Analog Devices Inc
Current assignee: Analog Devices Inc
Priority date: 2002-11-22
Filing date: 2003-11-21
Publication date: 2004-06-24
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Also published as: CN1512670A; CN100407578C; JP4467959B2

Abstract

【課題】比較的小さな構成要素カウントを示し、ダイ領域が最小であり、電力供給電流を節約する。
【解決手段】切り換え要素が、異なるロジック供給電圧を用いて動作する第１のシステムと第２のシステムとの間の切り換え及びレベル変換を提供するレベル変換デジタルスイッチ。第１のシステムの供給電圧が、第２のシステムの供給電圧より大きい場合、切り換え要素は第１のシステムのロジック供給電圧より低い電圧によって駆動される。レベル変換デジタルスイッチは、第１のロジック供給電圧で動作する第１のシステムと第２のロジック供給電圧で動作する第２のシステムとの間の双方向信号経路を提供する切り換え要素と、駆動回路とを含み、駆動回路は、第１のロジック供給電圧より低い第２の供給電圧を生成する電圧選択部と、第２の供給電圧によって作動し切り換え要素の制御電圧を生成する制御部であって制御電圧が第１のロジック供給電圧より低い制御部とを含む。
【選択図】図２

Description

本発明は、一般にデジタルロジックレベル変換に関し、特に、第１のロジック供給を有する回路と、この回路と異なるロジック供給を有する別の回路との間のデジタル切換およびロジックレベル変換を行うレベル変換デジタルスイッチに関する。

双方向スイッチのネットワークは、並列データインターフェースの特定のポートを分離または接続するためによく用いられる。このタイプのスイッチはまた、孤立データ線を分離または接続するためにも用いられることがある。このタイプのデバイスは、特に多数のスイッチが並列で用いられる場合「バススイッチ」と呼ばれることが多い。バススイッチは、特定のデバイスを分離させるのに有用であるだけでなく、１つ以上のデバイスが特定のバス接続を共有しているときにも用いることができる。この種の構成において、バススイッチは、例えば、多ポートメモリを作成するのに用いることができる。

バススイッチの別の一般的応用には、ライブ挿入（ホットプラグ）応用などがある。このような応用においてバススイッチ構成要素の望ましい特徴は、バススイッチは、バス信号を干渉すべきではなく、また、バススイッチ自体、いかなる損傷も受けるべきではないということである。この種のデバイスは、１つの出力に対して多数の入力（またはその逆）があるマルチプレクサまたはデマルチプレクサとして用いられることも考えられる。

さらに、ますます多くの混合ロジックレベル回路が利用可能であるので、バススイッチは、第１のロジック供給を利用するシステムと第２のロジック供給で動作する第２のシステムとの間のロジックレベル変換を行う、便利で安価な方法である。当該分野で公知のように、低オン抵抗を有する高速双方向スイッチを１つのＮＭＯＳトランジスタによって実現することができる。１つの直列接続ＮＭＯＳバススイッチは、入力電圧レベルをＮＭＯＳトランジスタのゲート電圧からその閾値電圧を引いた値によって決定される出力電圧レベルにレベル変換する。

この種の回路は、供給電圧が３．３Ｖまたは２．５Ｖであって、３．３Ｖと２．５Ｖとの間、または２．５Ｖと１．８Ｖとの間でレベル変換を行うとき、うまく機能する。上に挙げた例において、出力電圧は、第１のロジック供給電圧よりおよそ１つのＶｔｎ（ＮＭＯＳトランジスタ閾値電圧）だけ低く、これは、第２のロジック供給電圧とほぼ等しい。１つのＮＭＯＳ構造を用いると、入力電圧が、ゲート電圧マイナスＮＭＯＳ閾値電圧（Ｖgate−Ｖｔｎ）である限り、出力でのクランピングとなる。

供給電圧が３．３ボルトで動作するアナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）を１．８ボルト供給を用いるデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）に接続することが望ましい場合がある。レベル変換ネットワークによって、この２つのデバイスは異なるロジック供給で動作しているが、インターフェースは可能である。適切なレベル変換を用いなければ、ＤＳＰの入力は電圧のオーバーストレスを受けたり、損傷の可能性がある。

しかし、３．３Ｖと１．８Ｖとの間での変換を行うとき、この直列接続のＮＭＯＳトランジスタは、この２つの異なる供給電圧の間の望ましいインターフェースをもはや提供することはできないということを考えなければならない。したがって、ロジック供給の差が、例えば、１つのステップのロジック供給電圧のような特定の閾値電圧を超えるときも、ロジックレベル変換を提供することができるレベル変換バススイッチが必要とされる。望ましいレベル変換スイッチは、最新の集積回路プロセスを用いて構築するのに簡単であるが、比較的小さな構成要素カウントを示し、ダイ領域が最小であり、電力供給電流を節約すべきである。

そこで、上記課題を解決するために、本発明は、比較的小さな構成要素カウントを示し、ダイ領域が最小であり、電力供給電流を節約するレベル変換デジタルスイッチを提供することを目的とする。

これらの要求およびその他の要求（上記課題の解決手段）は、ＮＭＯＳトランジスタが、異なるロジック供給電圧を用いて動作する第１のシステムと第２のシステムとの間の切り換えおよびレベル変換を提供する本発明のレベル変換デジタルスイッチによって満たされる。第１のシステムの供給電圧が、第２のシステムの供給電圧より大きい場合、ＮＭＯＳトランジスタのゲートは、第１のシステムのロジック供給電圧より低い電圧によって駆動される。

本発明のある局面によると、改良されたデジタルスイッチは、第１のロジック供給電圧で動作する第１のシステムと第２のロジック供給電圧で動作する第２のシステムとの間の双方向信号経路を提供する切り換え要素を含む。この改良は、切り換え要素のための制御電圧を供給する駆動回路を含み、制御電圧が第１のロジック供給電圧より低い。好ましくは、切り換え要素は、ＮＭＯＳトランジスタを含み、第２のロジック供給電圧は、第１のロジック供給電圧より振幅が低い。

本発明のある形態において、駆動回路が、第１のロジック供給電圧より低い第２の供給電圧を生成する電圧選択部と、第２の供給電圧によって作動し、切り換え要素のための制御電圧を生成する制御部とを含む。電圧選択部は、デジタルスイッチ供給電圧に接続したドレインを有し、デジタルスイッチ供給電圧よりおよそ１つのＮＭＯＳ閾値電圧分低い第２の供給電圧をソースに供給するＮＭＯＳトランジスタを含む。

本発明の別の形態において、制御部が、ロジック出力での制御電圧を、スイッチ制御入力信号に応答して第２の供給電圧とデジタルスイッチ供給基準電位との間で切替えるように第２の供給電圧によって少なくとも部分的に作動するロジックを含む。好ましくは、第２の供給電圧によって少なくとも部分的に作動するロジックが、少なくとも１つのインバータを含む。一般に、デジタルスイッチ供給基準電位は、接地であるが、制御部が、分割電力供給動作するように構成されているときは、負の供給電圧である。

本発明のさらに別の形態において、ＮＭＯＳトランジスタドレインは、デジタルスイッチ供給電圧に接続され、ＮＭＯＳトランジスタゲートは、デジタルスイッチ供給電圧とは異なる電圧に接続されてもよい。好ましくは、デジタルスイッチ供給電圧とは異なり、ＮＭＯＳトランジスタゲートに接続された電圧は、温度の変動およびデジタルスイッチ供給電圧の振幅の変動と比較的独立している。

改良されたデジタルスイッチは、選択ロジック制御入力信号に応答して、デジタルスイッチ供給電圧におよそ等しい第２の供給電圧とデジタルスイッチ供給電圧よりおよそ１つのＮＭＯＳ閾値電圧分低い第２の供給電圧との間で選択を行う選択ロジック部をさらに含んでもよい。

好ましくは、選択ロジック部が、第１の選択ロジック制御入力に応答して、切り換え要素が、ロジック供給電圧Ｖcc１を有する第１のシステムとＶcc１−Ｖtnにおよそ等しいロジック供給電圧Ｖcc２を有する第２のシステムとの間のレベル変換を行う第１のレベル変換モードを選択し、選択ロジック部が、第２の選択ロジック制御入力に応答して、切り換え要素が、ロジック供給電圧Ｖcc１を有する第１のシステムとＶcc１−２* Ｖtnにおよそ等しいロジック供給電圧Ｖcc２を有する第２のシステムとの間のレベル変換を行う第２のレベル変換モードを選択する（Ｖtnは、ＮＭＯＳトランジスタ閾値電圧におよそ等しい）。

本発明の別の局面によると、レベル変換デジタルスイッチは、第１のロジック供給電圧で動作する第１のシステムと第２のロジック供給電圧で動作する第２のシステムとの間の双方向信号経路を提供する切り換え要素と、駆動回路とを含み、駆動回路は、デジタルスイッチ供給電圧に接続したドレインを有し、デジタルスイッチ供給電圧よりおよそ１つのＮＭＯＳ閾値電圧分低い第２の供給電圧をソースに供給するＮＭＯＳトランジスタを含む電圧選択部と、第２の供給電圧によって少なくとも部分的に作動するロジックを含み、切り換え要素の制御電圧を生成する制御部であって、制御電圧を、スイッチ制御入力信号に応答して前記第２の供給電圧とデジタルスイッチ供給基準電位との間で切替える制御部とを含む。

本発明のさらに別の局面によると、レベル変換デジタルスイッチは、第１のロジック供給電圧で動作する第１のシステムと第２のロジック供給電圧で動作する第２のシステムとの間の双方向信号経路を提供するＮＭＯＳトランジスタ切り換え要素と、駆動回路であって、デジタルスイッチ供給電圧に接続したドレインを有し、デジタルスイッチ供給電圧よりおよそ１つのＮＭＯＳ閾値電圧分低い第２の供給電圧をソースに供給するＮＭＯＳトランジスタを含む電圧選択部と、第２の供給電圧によって少なくとも部分的に作動するロジックを含み、切り換え要素の制御電圧を生成する制御部であって、制御電圧が、スイッチ制御入力信号に応答して第２の供給電圧とデジタルスイッチ供給基準電位との間で切替える制御部とを含む駆動回路と、選択ロジック制御入力信号に応答して、デジタルスイッチ供給電圧におよそ等しい第２の供給電圧とデジタルスイッチ供給電圧よりおよそ１つのＮＭＯＳ閾値電圧分低い第２の供給電圧との間で選択を行う選択ロジック部とを含む。

本発明のさらなる目的、特徴および利点を、以下の本発明にかかる実施の形態の説明および図面から説明する。

本発明に係る改良されたデジタルスイッチおよびレベル変換デジタルスイッチによれば、比較的小さな構成要素カウントを示し、ダイ領域が最小であり、電力供給電流を節約することができる。

従来技術と比較して、明確な利点を有するレベル変換デジタルスイッチをここに説明する。図１は、一般に参照符号（１００）で表す従来技術のレベル変換デジタルスイッチを示す。この従来技術の回路（１００）を用いて、１つのＮＭＯＳバススイッチＭＮ１（１０１）がＶgate−Ｖtnの値まで入力電圧に続く出力電圧を供給する。入力電圧がさらに増加すると、出力電圧はＶgate- Ｖtnでクランピングされる。

ノードＡでの入力電圧は、図１に示すように、Ｖccl であり、これは、システム１（１０２）のロジック供給電圧である。Ｖgateはシステム１（１０２）のロジック供給電圧と等しいので、ノードＢでの出力電圧（システム２（１０３）の供給電圧）は、Ｖccl 電圧からＮＭＯＳ閾値電圧である約０．８ボルトを引き算することによって得ることができる。この回路（１００）は、供給電圧（Ｖcc）が３．３Ｖまたは２．５Ｖであって、３．３Ｖと２．５Ｖとの間、または２．５Ｖと１．８Ｖとの間のレベル変換を行うときは良好に機能するが、必要なレベル変換が約Ｖtnではなく、約２* Ｖtnになると回路（１００）は十分ではない。

供給電圧が３．３Ｖでの３．３Ｖと１．８Ｖとの間のレベル変換を行うとき、ＡとＢとの間の必要とされるレベル変換を達成するために、ＮＭＯＳバススイッチＭＮ１（１０１）のゲートを駆動するためのＶccより低い電圧を生成する必要がある。図２は、Ｖcc（２０３）より１つのＮＭＯＳ閾値電圧分低い第２の供給電圧Ｖx （２０２）を生成する第２のＮＭＯＳトランジスタＭＮ２（２０１）の使用を示す。電圧Ｖcc（２０３）は、デジタルスイッチ供給電圧と呼ばれることがある。Ｖx （２０２）はインバータＩＮＶ１（２０４）の正の供給電圧として用いられる。もちろん、正常な動作では、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ２（２０１）は、適切な安定したバイアシングを必要とし、これは、Ｉbiasの値を有する電流源（２０５）によって与えられる。実用において、この電流源（２０５）は、当該分野で周知の電流ミラー回路によって与えられる。

ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１（１０１）がオンであると、ＩＮＶ１（２０４）はＶx （２０２）であり、この電圧Ｖx （２０２）はトランジスタＭＮ１（１０１）のゲート（１０４）を駆動する。これにより、ノードＡとＢとの間の電圧変換が可能となる。この場合、ノードＢは、Ｖx （２０２）である最大電圧マイナス１つのＮＭＯＳ閾値電圧またはＶtnを有する。ノードＢでの電圧は、実際、Ｖcc（２０３）より２* Ｖtn低い。この構成により、３．３Ｖから１．８Ｖのロジックレベル変換が可能になる。ノードＡおよびＢは交換可能であり、これによって図２の回路は双方向性を有する。

図３の回路において、独立電圧Ｖgen （３０１）が、トランジスタＭＮ２（２０１）のゲートに印加され、異なる電力供給と温度条件下で最大の性能を供給するように設計されている。Ｖgen （３０１）は、典型的に、電力供給電圧の変動または温度の変動とは独立した固定の出力電圧を生成する回路によって供給される。例えば、Ｖgen （３０１）は、標準電圧調節器または電圧基準ＩＣによって供給することができる。Ｖgen （３０１）をできるだけパラメータ変動と独立させることが望ましい。なぜなら、ＭＮ２（２０１）のゲートでのより安定した電圧が、Ｖx （２０２）をより安定させ、これがまた、出力での電圧の変動を減らすことになるからである。この文脈において、もちろん、「より安定した」とは、温度およびデジタルスイッチ供給電圧Ｖcc（２０３）に左右されることがより少なくなるという意味である。

図４は、本発明によるデジタル切換およびロジック変換を行うネットワークの模式図である。ＭＮ３（４０１）は、ノードＡとＢとの間の実際のレベル変換を行うスイッチである。Ｖgate電圧（４０２）は、ネットワークの出力から得られる最大の出力電圧、具体的にはＶgate- Ｖtnを決定する。もちろん、この場合の閾値電圧Ｖtnは、実際の切換を行うＮＭＯＳトランジスタＭＮ３（４０１）の閾値電圧のことである。

制御入力ＢＥ（４０３）が、トランジスタＭＮ３（４０１）がオンであるかオフであるかを判断する。一例である本実施形態において、制御信号ＢＥ（４０３）は、一連の３つのインバータＩＮＶ１（４０４）、ＩＮＶ２（４０５）およびＩＮＶ３（４０６）を通過する。インバータの数は異なっていてもいい。実際、制御入力信号ＢＥ（４０３）が伝播するロジックは、例えば、当該分野において周知のＡＮＤゲートまたはＯＲゲートなどの他のロジック要素を用いて構築してもよい。

本発明の好ましい実施形態において、ＩＮＶ３（４０６）は、ＩＮＶ２（４０５）より大きなダイ領域を占め、ＩＮＶ２（４０５）は、ＩＮＶ１（４０４）より大きい。このように大きさが徐々に増加しているので、ＩＮＶ３（４０６）は、大きなＮＭＯＳトランジスタＭＮ３（４０１）のゲートを駆動するのに十分大きなインバータとなっている。インバータＩＮＶ３（４０６）はチップ上で生成される電圧（すなわち、Ｖx （４０７））によって作動する。このようにインバータの大きさが徐々に増加することは、通常の実用的な設計であって、本発明が良好に機能するための必要条件ではないことに留意されたい。

インバータＩＮＶ３（４０６）は、制御入力信号ＢＥ（４０３）に応答してＶx （４０７）と接地との間を切替えることは明らかであるが、制御入力信号ＢＥ（４０３）が伝播するインバータまたは他のロジックはまた、分割電力供給動作するよう構成されてもよい。この場合、回路の制御部は、第２の供給電圧Ｖx （４０７）および負の供給電圧Ｖss（図４に示さず）によって作動するので、インバータＩＮＶ３（４０６）（または他のＮＭＯＳトランジスタＭＮ３（４０１）のゲートを駆動するために選択されたデバイス）が制御入力信号ＢＥ（４０３）に応答してＶx とＶssとの間を切替える。一般的な原理として、インバータＩＮＶ３（４０６）は、第２の供給電圧とデジタルスイッチ供給基準電位との間を切替えると言えるかもしれない。１つの供給動作の場合、このデジタルスイッチ供給電位は、接地である。分割供給動作の場合、デジタルスイッチ供給電位は、負の供給電圧である。

キャパシタＣ０（４１０）とともにトランジスタＭＮ０（４０８）およびＭＮ１（４０９）を用いてＶx （４０７）を生成する。ＳＥＬＢ（図７に示す符号（７０１））は、後に詳述するように、ＭＮ０（４０８）およびＭＮ１（４０９）、またはＭＰ０（図７に示す符号（７０３））がオンであるかどうかを制御する。ＭＮ１（４０９）は、ＭＮ０（４０８）を通るバイアス電流を設定する、チャネルサイズに関して非常に小さなデバイスである。そして、ＭＮ０（４０８）は、Ｖcc−Ｖtnで電圧Ｖx （４０７）をクランピングし、そして、この電圧Ｖx （４０７）をＩＮＶ３（４０６）の供給源として用いる。ＩＮＶ３（４０６）は、標準的なインバータであるので、Ｖgate（４０２）に相当するＩＮＶ３（４０６）の出力は、制御電圧入力ＢＥ（４０３）に応じて、０ボルトとＶx （４０７）との間を切替える。このように、ＭＮ３（４０１）のゲートの電圧Ｖgate（４０２）を変化させる方法が提供される。電圧Ｖx （４０７）は、他のインバータの供給源としても用いることができ、他の回路の作動させるのに用いることもできる。

図７は、図４のネットワークの選択ロジック部を示す。デジタル入力信号ＳＥＬＢ（７０１）は、図４のネットワークが３．３Ｖから２．５Ｖの変換を行うか、３．３Ｖから１．８Ｖの変換（供給電圧は３．３Ｖとする）を行うかを判断する。ＳＥＬＢ７０１が高ロジック状態であれば、図４のネットワークは、３．３Ｖから２．５Ｖの変換を行うように構成されている。ＳＥＬＢ（７０１）が低ロジック状態であるときは、図４のネットワークは、３．３Ｖから１．８Ｖの変換を行う。

ＳＥＬＢ（７０１）が、高レベルであるとき、トランジスタＭＰ０（７０３）はオンである。これは、Ｖx （４０７）がトランジスタＭＰ０（７０３）を介してＶcc（４１１）と繋がっていることを意味する。ゲート・ソース電圧Ｖgsが−Ｖccであると、ＭＰ０（７０３）は完全にオンである。ＭＰ０（７０３）が大きなチャネル領域を有するように考慮して構築されているので、その電圧降下は少ない。これは、Ｖx （４０７）はＶccとほぼ等しいということを意味し、これが、ＩＮＶ３（図４に示す符号（４０６））に印加される供給電圧である。

一方、ＳＥＬＢ（７０１）が、低ロジック状態であると、ＭＮ０（４０８）およびＭＮ１（４０９）のいずれもオンとなる。ＭＮ１（４０９）を用いて、ＭＮ０（４０８）を通るバイアス電流を設定する。そして、Ｖx （４０７）は、Ｖcc−Ｖtn０（ＭＮ０（４０８）の閾値電圧）に設定する。これは、ＭＮ０（４０８）のレベル変換作用のためである。そして、Ｖcc−Ｖtn０でのこの電圧Ｖx （４０７）が、ＩＮＶ３（図４に示す符号（４０６））の供給源として用いられる電圧である。

ＭＮ１（４０９）は、ＭＮ０（４０８）はそれを通る公知のＩds（ドレイン・ソース電流）を有するようにバイアス電流を設定しているだけである。このバイアス電流は、例えば、レジスタまたは電流源を用いて生成することができる。Ｃ０（４１０）は、過渡電流が大きい場合、切り換えの間、Ｖx （４０７）をできるだけ安定に保つために用いられる大きなキャパシタである。これらの大きな切り換え電流の間、電圧Ｖx （４０７）は変化するかもしれないが、Ｃ０（４１０）はできるだけ安定を保つように「畜電器」として作用する。キャパシタＣ０（４１０）が含まれることが好ましいが、これに限定されるものではなく、この回路は、Ｃ０（４１０）がなくても作動する。

インバータＩＮＶ１（４０４）、ＩＮＶ２（４０５）およびＩＮＶ３（４０６）などの典型的なインバータの模式図を図６に示し、参照符号（６００）で示す。各インバータは、供給電圧（６０３）に接続され、それから接地へのｎチャネルＭＯＳＦＥＴ（６０２）に接続されたｐチャネルＭＯＳＦＥＴ（６０１）で構成されている。入力電圧（６０４）は、両デバイス（６０１）、（６０２）のゲートに接続され、出力信号（６０５）は、２つのデバイスのドレインの接合部から導出される。

高レベルの入力信号（６０４）が印加されると、トランジスタ（６０１）がオフとなり、トランジスタ（６０２）はオンとなり、０ボルトに近いロジック低の出力信号が生成される。逆に、入力（６０４）に現れる低ロジックレベルがトランジスタ（６０１）をオンにし、トランジスタ（６０２）をオフにする。このように、出力電圧（６０５）は、供給電圧（６０３）にほぼ等しいロジック高レベルの信号である。

図５に示すグラフは、出力電圧（５０２）（図４に示すノードＢ）が、入力電圧（５０１）（図４に示すノードＡ）が０ボルトから３．３ボルトへ上昇するにつれておよそ１．８ボルトでクランピングされる様子を示している。図５のグラフを作成した図４のネットワークのシミュレーションは、全ての回路要素の公称モデル、３．３ボルトに等しいＶccおよび温度２５度に基づいている。

以上、従来技術に比較して明確な利点を有する本発明にかかる改良されたデジタルスイッチまたはレベル変換デジタルスイッチを本明細書で説明した。本発明の精神および範囲から逸脱することなく改変が行われることは当業者にとって明らかである。したがって、添付の特許請求の範囲を考慮して必要な場合以外は、本発明を限定することを意図するものではない。

本発明は、例えば、ネットワーク接続される複数の回路間においてデジタル切換およびロジックレベル変換を行うデジタルスイッチに適用できる。

従来技術のレベル変換デジタルスイッチを示す図である。本発明にかかるレベル変換デジタルスイッチの一実施形態を示す図である。本発明にかかるレベル変換デジタルスイッチの別の実施形態を示す図である。本発明にかかるデジタル切換およびロジック変換を行うネットワークの模式図である。入力電圧の増加にしたがい、図４に示す出力電圧がクランピングされている様子を示すグラフである。典型的なＣＭＯＳインバータの模式図である。図４に示すネットワークの選択ロジック部を示す図である。

符号の説明

１００回路
１０１ＮＭＯＳバススイッチＭＮ１
１０２システム１
１０３システム２
１０４ゲート
２０１第２のＮＭＯＳトランジスタＭＮ２
２０２第２の供給電圧Ｖx
２０３デジタルスイッチ供給電圧Ｖcc
２０４インバータＩＮＶ１
２０５電流源
３０１独立電圧Ｖgen
４０１ＮＭＯＳトランジスタＭＮ３
４０２Ｖgate電圧
４０３制御入力ＢＥ
４０４インバータＩＮＶ１
４０５インバータＩＮＶ２
４０６インバータＩＮＶ３
４０７第２の供給電圧Ｖx
４０８トランジスタＭＮ０
４０９トランジスタＭＮ１
４１０キャパシタＣ０
４１１Ｖcc
５０１入力電圧
５０２出力電圧
６００インバータ
６０１ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ
６０２ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ
６０３供給電圧
６０４入力電圧
６０５出力信号
７０１ＳＥＬＢ
７０２インバータ
７０３トランジスタＭＰ０
Ａノード
Ｂノード

Claims

第１のロジック供給電圧で動作する第１のシステムと第２のロジック供給電圧で動作する第２のシステムとの間の双方向信号経路を提供する切り換え要素を含む改良されたデジタルスイッチであって、該改良は、
前記切り換え要素のための制御電圧を供給する駆動回路を含み、前記制御電圧が前記第１のロジック供給電圧より低い改良されたデジタルスイッチ。
前記第２のロジック供給電圧が、前記第１のロジック供給電圧より振幅が低い、請求項１に記載の改良されたデジタルスイッチ。
前記切り換え要素がＮＭＯＳトランジスタを含む、請求項１に記載の改良されたデジタルスイッチ。
前記駆動回路が、前記第１のロジック供給電圧より低い第２の供給電圧を生成する電圧選択部と、前記第２の供給電圧によって作動し、前記切り換え要素のための制御電圧を生成する制御部と、を含む、請求項１に記載の改良されたデジタルスイッチ。
前記電圧選択部が、デジタルスイッチ供給電圧に接続したドレインを有し、前記デジタルスイッチ供給電圧よりおよそ１つのＮＭＯＳ閾値電圧分低い第２の供給電圧をソースに供給するＮＭＯＳトランジスタを含む、請求項４に記載の改良されたデジタルスイッチ。
前記制御部が、ロジック出力での制御電圧を、スイッチ制御入力信号に応答して前記第２の供給電圧とデジタルスイッチ供給基準電位との間で切替えるように、前記第２の供給電圧によって少なくとも部分的に作動するロジックを含む、請求項５に記載の改良されたデジタルスイッチ。
前記第２の供給電圧によって少なくとも部分的に作動するロジックが、少なくとも１つのインバータを含む、請求項６に記載の改良されたデジタルスイッチ。
前記デジタルスイッチ供給基準電位が接地である、請求項６に記載の改良されたデジタルスイッチ。
前記制御部が、少なくとも部分的に分割電力供給動作するように構成され、前記デジタルスイッチ供給基準電位が負の供給電圧である、請求項６に記載の改良されたデジタルスイッチ。
前記ＮＭＯＳトランジスタドレインは、デジタルスイッチ供給電圧に接続され、前記ＮＭＯＳトランジスタゲートは、前記デジタルスイッチ供給電圧とは異なる電圧に接続されている、請求項５に記載の改良されたデジタルスイッチ。
前記デジタルスイッチ供給電圧とは異なり、ＮＭＯＳトランジスタゲートに接続された電圧は、前記デジタルスイッチ供給電圧の振幅の変動および温度の変動と比較的独立している、請求項１０に記載の改良されたデジタルスイッチ。
選択ロジック制御入力信号に応答して、前記デジタルスイッチ供給電圧におよそ等しい第２の供給電圧と前記デジタルスイッチ供給電圧よりおよそ１つのＮＭＯＳ閾値電圧分低い第２の供給電圧との間で選択を行う選択ロジック部をさらに含む、請求項５に記載の改良されたデジタルスイッチ。
前記選択ロジック部が、第１の選択ロジック制御入力に応答して、前記切り換え要素が、ロジック供給電圧Ｖcc１を有する第１のシステムとＶcc１−Ｖtnにおよそ等しいロジック供給電圧Ｖcc２を有する第２のシステムとの間のレベル変換を行う第１のレベル変換モードを選択し、前記選択ロジック部が、第２の選択ロジック制御入力に応答して、前記切り換え要素が、ロジック供給電圧Ｖcc１を有する第１のシステムとＶcc１−２* Ｖtnにおよそ等しいロジック供給電圧Ｖcc２を有する第２のシステムとの間のレベル変換を行う第２のレベル変換モードを選択する（Ｖtnは、ＮＭＯＳトランジスタ閾値電圧におよそ等しい）、請求項１２に記載の改良されたデジタルスイッチ。
第１のロジック供給電圧で動作する第１のシステムと第２のロジック供給電圧で動作する第２のシステムとの間の双方向信号経路を提供する切り換え要素と、
駆動回路とを含み、駆動回路は、
デジタルスイッチ供給電圧に接続したドレインを有し、前記デジタルスイッチ供給電圧よりおよそ１つのＮＭＯＳ閾値電圧分低い第２の供給電圧をソースに供給するＮＭＯＳトランジスタを含む電圧選択部と、
前記第２の供給電圧によって少なくとも部分的に作動するロジックを含み、前記切り換え要素の制御電圧を生成する制御部であって、制御電圧を、スイッチ制御入力信号に応答して前記第２の供給電圧とデジタルスイッチ供給基準電位との間で切替える制御部とを含むレベル変換デジタルスイッチ。
前記第２のロジック供給電圧が、前記第１のロジック供給電圧より振幅が低い、請求項１４に記載のレベル変換デジタルスイッチ。
前記切り換え要素が、ＮＭＯＳトランジスタを含む、請求項１４に記載のレベル変換デジタルスイッチ。
前記第２の供給電圧によって少なくとも部分的に作動するロジックが、少なくとも１つのインバータを含む、請求項１４に記載のレベル変換デジタルスイッチ。
前記デジタルスイッチ供給基準電位が接地である、請求項１４に記載のレベル変換デジタルスイッチ。
前記制御部が、少なくとも部分的に分割電力供給動作するように構成され、前記デジタルスイッチ供給基準電位が負の供給電圧である、請求項１４に記載のレベル変換デジタルスイッチ。
前記ＮＭＯＳトランジスタドレインは、デジタルスイッチ供給電圧に接続され、前記ＮＭＯＳトランジスタゲートは、前記デジタルスイッチ供給電圧とは異なる電圧に接続されている、請求項１４に記載のレベル変換デジタルスイッチ。
前記デジタルスイッチ供給電圧とは異なり、ＮＭＯＳトランジスタゲートに接続された電圧は、前記デジタルスイッチ供給電圧の振幅の変動および温度の変動と比較的独立している、請求項２０に記載のレベル変換デジタルスイッチ。
選択ロジック制御入力信号に応答して、前記デジタルスイッチ供給電圧におよそ等しい第２の供給電圧と前記デジタルスイッチ供給電圧よりおよそ１つのＮＭＯＳ閾値電圧分低い第２の供給電圧との間で選択を行う選択ロジック部をさらに含む、請求項１４に記載のレベル変換デジタルスイッチ。
前記選択ロジック部が、第１の選択ロジック制御入力に応答して、前記切り換え要素が、ロジック供給電圧Ｖcc１を有する第１のシステムとＶcc１−Ｖtnにおよそ等しいロジック供給電圧Ｖcc２を有する第２のシステムとの間のレベル変換を行う第１のレベル変換モードを選択し、前記選択ロジック部が、第２の選択ロジック制御入力に応答して、前記切り換え要素が、ロジック供給電圧Ｖcc１を有する第１のシステムとＶcc１−２* Ｖtnにおよそ等しいロジック供給電圧Ｖcc２を有する第２のシステムとの間のレベル変換を行う第２のレベル変換モードを選択する（Ｖtnは、ＮＭＯＳトランジスタ閾値電圧におよそ等しい）、請求項２２に記載のレベル変換デジタルスイッチ。
第１のロジック供給電圧で動作する第１のシステムと第２のロジック供給電圧で動作する第２のシステムとの間の双方向信号経路を提供するＮＭＯＳトランジスタ切り換え要素と、
駆動回路であって、
デジタルスイッチ供給電圧に接続したドレインを有し、前記デジタルスイッチ供給電圧よりおよそ１つのＮＭＯＳ閾値電圧分低い第２の供給電圧をソースに供給するＮＭＯＳトランジスタを含む電圧選択部と、
前記第２の供給電圧によって少なくとも部分的に作動するロジックを含み、前記切り換え要素の制御電圧を生成する制御部であって、制御電圧を、スイッチ制御入力信号に応答して前記第２の供給電圧とデジタルスイッチ供給基準電位との間で切替える制御部とを含む駆動回路と、
選択ロジック制御入力信号に応答して、前記デジタルスイッチ供給電圧におよそ等しい第２の供給電圧と前記デジタルスイッチ供給電圧よりおよそ１つのＮＭＯＳ閾値電圧分低い第２の供給電圧との間で選択を行う選択ロジック部とを含むレベル変換デジタルスイッチ。
前記第２のロジック供給電圧が、前記第１のロジック供給電圧より振幅が低い、請求項２４に記載のレベル変換デジタルスイッチ。
前記デジタルスイッチ供給基準電位が接地である、請求項２４に記載のレベル変換デジタルスイッチ。
前記制御部が、少なくとも部分的に分割電力供給動作するように構成され、前記デジタルスイッチ供給基準電位が負の供給電圧である、請求項２４に記載のレベル変換デジタルスイッチ。
前記選択ロジック部が、第１の選択ロジック制御入力に応答して、前記切り換え要素が、ロジック供給電圧Ｖcc１を有する第１のシステムとＶcc１−Ｖtnにおよそ等しいロジック供給電圧Ｖcc２を有する第２のシステムとの間のレベル変換を行う第１のレベル変換モードを選択し、前記選択ロジック部が、第２の選択ロジック制御入力に応答して、前記切り換え要素が、ロジック供給電圧Ｖcc１を有する第１のシステムとＶcc１−２* Ｖtnにおよそ等しいロジック供給電圧Ｖcc２を有する第２のシステムとの間のレベル変換を行う第２のレベル変換モードを選択する（Ｖtnは、ＮＭＯＳトランジスタ閾値電圧におよそ等しい）、請求項２４に記載のレベル変換デジタルスイッチ。