JP2004166200A - 受信装置 - Google Patents
受信装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2004166200A JP2004166200A JP2003132039A JP2003132039A JP2004166200A JP 2004166200 A JP2004166200 A JP 2004166200A JP 2003132039 A JP2003132039 A JP 2003132039A JP 2003132039 A JP2003132039 A JP 2003132039A JP 2004166200 A JP2004166200 A JP 2004166200A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- burst noise
- noise signal
- symbol
- burst
- processor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
【課題】マルチキャリア変調シンボルから検出されるデータの完全性を向上させる受信装置の提供。
【解決手段】受信機は、バースト雑音信号の時間的位置を検出するバースト雑音検出プロセッサと、バースト雑音に起因した間引かれた雑音信号を受信パイロットキャリヤから生成するチャンネル推定プロセッサとを備える。雑音信号プロセッサは、バースト雑音の検出された時間的位置においてバースト雑音の推定される複数のバージョンのうちの1つを識別することによって、バースト雑音信号の推定値を生成する。雑音信号プロセッサは、バースト雑音信号の識別された推定値以外の信号サンプルを0に設定してフーリエ変換を施し、バースト雑音信号の周波数領域におけるバージョンを生成し、間引き信号を補間する。周波数領域の雑音信号推定値は、周波数領域におけてノイズキャンセルプロセッサにより、シンボルからキャンセルされ、データがシンボルから再生される。
【選択図】 図7
【解決手段】受信機は、バースト雑音信号の時間的位置を検出するバースト雑音検出プロセッサと、バースト雑音に起因した間引かれた雑音信号を受信パイロットキャリヤから生成するチャンネル推定プロセッサとを備える。雑音信号プロセッサは、バースト雑音の検出された時間的位置においてバースト雑音の推定される複数のバージョンのうちの1つを識別することによって、バースト雑音信号の推定値を生成する。雑音信号プロセッサは、バースト雑音信号の識別された推定値以外の信号サンプルを0に設定してフーリエ変換を施し、バースト雑音信号の周波数領域におけるバージョンを生成し、間引き信号を補間する。周波数領域の雑音信号推定値は、周波数領域におけてノイズキャンセルプロセッサにより、シンボルからキャンセルされ、データがシンボルから再生される。
【選択図】 図7
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マルチキャリヤ変調シンボルを受信する受信装置に関する。幾つかの実施例において、シンボルは、例えばデジタルビデオ放送(Digital Video Broadcasting:以下、DVBという。)等で用いられる直交周波数分割多重(Orthogonal Frequency Division Multiplexing:以下、OFDMという。)シンボルである。
【0002】
【従来の技術】
マルチキャリヤ変調シンボルを用いてデータを伝送する無線通信方式の例として、デジタルビデオ放送(Digital Video Broadcasting:以下、DVBという。)方式がある。DVB方式では、符号化直交周波数分割多重(Coded OrthogonalFrequency Division Multiplexing:以下、COFDMという。)として知られている変調方式を用い、COFDMでは、一般的に、K個の狭帯域キャリヤ(Kは整数である)を準備し、データをパラレルで変調し、各キャリヤによって直交振幅変調(Quadrature Amplitude Modulated:以下、QAMという。)シンボルを伝送するようになっている。データは、複数のキャリヤ上をパラレルに伝送されるため、無線チャンネルのコヒーレンスタイム(coherence time)よりも長くすることができる拡張された期間において、同じQAMシンボルを各キャリヤで伝送してもよい。拡張期間を平均化することにより、各キャリヤ上に変調されているQAMシンボルを、無線チャンネルで殆どの場合発生する時間及び周波数選択性フェージング効果に拘わらず、再生することができる。
【0003】
受信機におけるデータの検出及び再生を容易にするため、変調キャリヤの組合せがCOFDMシンボルを形成するように、QAMシンボルはパラレルな各キャリヤ上に同時に(contemporaneously)変調される。すなわち、COFDMシンボルは、複数のキャリヤからなり、各キャリヤは異なるQAMデータシンボルによって同時に変調されている。
【0004】
幾つかの無線通信方式においては、マルチキャリヤ変調シンボルにパイロットキャリヤが含まれており、パイロットキャリヤは、受信機に既知のデータシンボルを伝える。パイロットキャリヤは、受信機でデータの検出及び再生を容易にするためのに、位相と時間の基準(reference)を与える。DVBの地上放送規格(Terrestrial version of the DVB:以下DVB−Tという。)では、マルチキャリヤシンボルは、シンボル内の相対的に同じ周波数位置(relative frequencyposition)に連続して挿入された連続パイロット(Continuous Pilot:以下、CPという。)と、散在して挿入された散在パイロット(Scattered Pilot:以下、SPという。)との両方を含んでいる。COFDMシンボルが伝送されるチャンネルのインパルス応答を容易に見積もることができるようにするために、SPの位置は、連続するシンボル間で相対的に変化している。
【0005】
マルチキャリヤ変調方式は、時間及び周波数選択性フェージングとガウス雑音(Gaussian noise)が存在する環境においてデータを伝送する強固な(robust)技術を提供するが、受信機の入力においてインパルスバースト雑音(impulsive burst noise)が発生するときには、データの検出及び再生に関する技術的な問題がある。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
したがって、本発明の目的は、マルチキャリヤ変調シンボルから検出されるデータの完全性を向上させることができる受信装置を提供することである。
【0007】
【課題を解決するための手段】
本発明の一側面から見ると、本発明は、マルチキャリヤ変調シンボルを受信する受信装置を提供する。シンボルには、データを搬送する複数のキャリヤに加えて複数のパイロットキャリヤが含まれている。受信装置は、シンボルが占める期間内のシンボルにエラーを発生させるバースト雑音信号の時間的位置を検出するバースト雑音検出プロセッサと、バースト雑音に起因した間引かれた雑音信号を受信パイロットキャリヤから生成するチャンネル推定プロセッサとを備える。間引かれた雑音信号を逆フーリエ変換することにより、バースト雑音信号の推定される複数のバージョンが得られる。雑音信号プロセッサは、バースト雑音の検出された時間的位置においてバースト雑音の周期的に配置された推定される複数のバージョンのうちの1つを識別することによって、バースト雑音信号の推定値を生成する。
【0008】
幾つかの実施例において、雑音信号プロセッサは、推定バースト雑音信号のサンプル以外の信号サンプルを0に設定するバースト選択プロセッサを備える。フーリエ変換プロセッサは、信号サンプルにフーリエ変換を施して雑音信号の推定値の周波数領域におけるバージョンを再生し、ノイズキャンセルプロセッサによって、シンボルから雑音信号の推定値の周波数領域におけるバージョンをキャンセルし、このシンボルからデータが再生される。他の実施例において、バースト雑音信号の推定値を時間領域で求め、ノイズキャンセルプロセッサにより、時間領域においてCOFDMシンボルからキャンセルされる。
【0009】
本発明に係る実施例において、バースト雑音信号の推定値を生成するために、マルチキャリヤシンボルで伝送されるパイロットキャリヤの存在を利用しているので、データ検出の前にバースト雑音をシンボルからキャンセルすることができる。再生マルチキャリヤシンボルからのパイロットキャリヤをパイロットキャリヤの既知のバージョンと比較することによって、バースト雑音信号の周波数領域におけるバージョンが形成される。しかしながら、パイロットキャリヤが殆どの場合分散されているという性質に起因した周波数領域におけるバースト雑音信号サンプルの不連続な(間引かれた)性質は、時間領域で周期的に配置されたバースト雑音信号の複数のバージョンを形成する効果を有する。バースト雑音信号の相対的な時間的位置から、時間領域において、バースト雑音信号のうちの1つを識別することにより、バースト雑音信号の時間領域におけるバージョンを得ることができる。更に、幾つかの実施例では、他の全てのサンプルを0に設定し、得られる信号にフーリエ変換を施すことにより、バースト雑音信号の周波数領域におけるバージョンを得ることができ、すなわち雑音信号の推定値を補間することができる。
【0010】
バースト雑音信号を識別することにより、バースト雑音信号をマルチキャリヤシンボルからキャンセルすることができ、これによって、検出及び再生されるデータの完全性を向上させることができる。特に、DVB−TのようなMPEG(Motion Picture Experts group)規格に基づいて符号化及び圧縮されたテレビ画像の伝送において、データの完全性の向上が見られるが、本発明はそれに限定されるものではない。MPEG符号化画像において、バースト雑音は、再生データのエラーの原因となり、受信画像を視覚的に劣化させる。
【0011】
バースト雑音検出の問題は、受信マルチキャリヤシンボルの時間的に離散したバージョンを得るためのアナログ/デジタル変換器を設けることによって、より悪化する。時間的に離散したバージョンを生成するときに、アナログ信号はクリッピング(clip)され、デジタル信号が形成される。このクリッピング(clipping)は、受信機においてマルチキャリヤシンボル内に発生するバースト雑音の検出を妨げる効果がある。その結果、バースト雑音信号の存在を検出することがより困難になる。
【0012】
幾つかの実施例において、受信装置はバースト雑音が存在するか否かを検出し、バースト雑音が存在しないときには、受信機は、推定バースト雑音信号をマルチキャリヤシンボルからキャンセルしようとは試みない。バースト雑音信号が実際には存在しないときに、これをマルチキャリヤシンボルからキャンセルしようとすると、再生データの完全性を低下させる効果があり、また、MPEGで伝送されるテレビ画像に最悪の影響を及ぼす。したがって、本発明に係る実施例は、時間領域におけるバースト雑音信号をより完全に分離する(isolate)だけでなく、バースト雑音信号がマルチキャリヤシンボル内で発生したか否かをより正確に検出する更なる技術を含んでいる。これらの実施例では、バースト雑音検出プロセッサ、チャンネル推定プロセッサ、雑音信号プロセッサ又はノイズキャンセルプロセッサのうち少なくとも1つは、受信シンボル内にバースト雑音信号が存在するか否かを推定することができる。そして、推定雑音信号は、バースト雑音信号が存在すると判定されたときにのみ、シンボルからキャンセルされる。
【0013】
バースト雑音信号を識別することにより、バースト雑音信号をマルチキャリヤシンボルからキャンセルすることができ、これによって、検出及び再生されるデータの完全性を向上させることができる。しかしながら、本発明を適用した受信装置の動作に基づいてバースト雑音信号を推定すること、及びバースト雑音信号が実際には存在しないときにこの推定バースト雑音信号をキャンセルしようと試みることは、受信シンボル内の雑音を増加させる効果を有することがある。このような場合には、伝送されてくるデータの完全性は、高まるよりはむしろ低くなる。したがって、本発明に係る実施例では、シンボル内の雑音が増加する可能性を減らすために、受信シンボル内のバースト雑音信号の存在を確認するという特徴を有している。
【0014】
本発明の更なる多様な側面及び種々の特徴は、添付の請求の範囲によって限定される。
【0015】
【発明の実施の形態】
1.COFDM受信機
以下、例えば、デジタルビデオ放送(Digital Video Broadcasting:以下、DVBという。)規格に基づいて生成される符号化直交周波数分割多重(Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing:以下、COFDMという。)シンボルからデータを検出及び再生する受信機を参照して、本発明を説明する。DVB規格は、ヨーロッパ電気通信規格協会によって1997年8月に発行された規格書、番号EN300744、1.1.2版、「デジタルビデオ放送(DVB):デジタル地上波テレビのフレーム構造のチャンネル符号化及び変調(Digital Video Broadcasting (DVB): Frame Structure Channel Coding And Modulation For Digital Terrestrial Television)」に開示されている。
【0016】
上述したように、DVB規格に準拠して変調されるCOFDMシンボルは、K個の狭帯域キャリヤを送信すべきデータによりパラレルに変調することにより、生成される。一般的に、COFDMシンボルは、上述のETSI規格書に開示されているように、逆フーリエ変換を用いて形成される。図1は、COFDMシンボルのフォーマットを時間領域で示した図である。図1において、ブロック1,2として示す2つのCOFDMシンボルは、DVB送信機(transmitter)によって、紙面の左から右に時間が経過するのに従って送信される。各COFDMシンボルは、K個の狭帯域キャリヤを変調するデータ部分を搬送する。COFDMシンボルは、受信機が各COFDMシンボルに同期するのを容易にするためのガードインターバルを含んでいる。矢印4で示すように、ガードインターバルは、COFDMシンボルの他の部分からコピーしたサンプルのデータを含んでいる。各COFDMシンボルからデータの各部分を再生するために、シンボルは、(高速フーリエ変換(Fast Fourier transform:以下、FFTという。)を用いて)復調され、そして、各キャリヤが復調されて、キャリヤによって伝送されてきたデータが再生される。COFDMシンボルで伝送されるデータの完全性を保護するために、誤り訂正符号化(error correction encoding)とインタリーブが組み合わせられて用いられる。インタリーブと組み合わせて誤り訂正符号化を用いることは、特にガウス雑音に対して有効である。しかしながら、後で説明するように、誤り訂正符号化及びインタリーブは、受信機の入力において発生するバースト又はインパルス雑音に対しては、適切な保護とはならない。
【0017】
図2は、COFDMシンボルからデータを検出及び再生する受信機の本発明を適用した実施例の構成を示すブロック図である。図2に示す受信機は、各COFDMシンボルに変調されているデータを再生するために、各COFDMシンボルを検出し、各COFDMシンボルに同期する。COFDMシンボルに同期する技術の実施例が、係属中の英国特許出願、出願番号0027423.3号、0027424.2号及び0115061.4号に開示されている。後述するように、図2に示す受信機は、バースト雑音抑圧プロセッサ(burst noise suppression processor)30を備え、このバースト雑音抑圧プロセッサ30は、COFDMシンボルからバースト雑音信号を時間領域においてキャンセルする。図3は、図2に示す受信機の他の実施例の構成を示すブロック図である。図3に示す受信機では、バースト雑音信号は、周波数領域においてキャンセルされる。
【0018】
図2に示すように、受信機にはアナログ/デジタル変換器(analogue to digital converter:以下、A/D変換器という。)10が設けられており、A/D変換器10には、COFDMシンボルが変調されている検出無線信号を表す中間周波数(intermediate frequency:以下、IFという。)信号が供給される。すなわち、受信機は、無線周波数信号をIF信号に変換するダウンコンバータを備え、IF信号は、入力端子12を介してA/D変換器10に供給される。したがって、受信機は、図2には示されていない無線周波数受信回路とダウンコンバータとを備えていることは言うまでもない。受信信号は、A/D変換された後に、IF/ベースバンド変換器14により処理され、更に、リサンプリング及びキャリヤオフセット補正プロセッサ16により処理される。リサンプリング及びキャリヤオフセット補正プロセッサ16は、COFDMシンボルのK個のキャリヤを周波数領域において追跡するように構成されている。そして、ベースバンドの受信信号サンプルは、高速フーリエ変換(Fast Fourier transform:以下、FFTという。)プロセッサ18に供給され、FFTプロセッサ18は、COFDMシンボルの復調を容易に行うのに役立つ。そして、デインタリーバ(de−interleaver)を備えるポストFFTプロセッサ(post FFT processor)20によって、データが周波数領域の信号サンプルから再生される。そして、データは、フォーワード誤り訂正(Forward Error Correction:以下、FECという。)プロセッサ22に供給され、このFECプロセッサ22は、誤り訂正符号化されたデータをデコードし、最終的に再生データを出力端子24から出力する。
【0019】
また、図2に示すバースト雑音抑圧プロセッサ30には、時間領域に変換されたCOFDMシンボルが入力チャンネル28を介して供給される。バースト雑音抑圧プロセッサ30は、後述するように、受信機においてCOFDMシンボル内に発生するインパルスバースト雑音信号の影響を検出及び軽減する。上述のように、図2に示す受信機の実施例は、時間領域においてバースト雑音信号をキャンセルするように構成されている。また、図3に示す受信機の他の実施例では、周波数領域においてバースト雑音信号をキャンセルするように構成されている。図3に示す受信機は、図2に示す受信機と略同じものであるので、異なる部分のみを説明する。
【0020】
図3に示すように、バースト雑音抑圧プロセッサ30’は、雑音抑圧プロセッサ31と、チャンネル推定及び訂正プロセッサ(channel estimation and correction processor)60’とを備える。後述するように、受信機のブロック(block)が実現する機能の幾つかは、バースト雑音を抑圧するのに必要な機能の幾つかを実現するのに用いられる。例えば、COFDMシンボルからデータの復調及び検出を容易にするためのチャンネルの状態情報を見積もるために、チャンネル推定及び訂正プロセッサ60’が必要とされる。また、バースト雑音抑圧プロセッサ30’で処理されたCOFDMシンボルは周波数領域の信号であるので、処理されたCOFDMシンボルからデータを再生するためには、デマッパ(de−mapper)42が必要とされる。チャンネルの状態情報は、COFDMシンボルと共に伝送されてくるパイロット信号から再生される。しかしながら、パイロット信号は、バースト雑音信号を推定するのにも用いられる。したがって、チャンネル推定及び訂正プロセッサ60’は、バースト雑音抑圧プロセッサ30’の一部を構成している。バースト雑音抑圧プロセッサ30’には、時間領域のCOFDMシンボルがチャンネル34を介して供給されるとともに、FFTプロセッサ18からの周波数領域のCOFDMシンボルがチャンネル35を介して供給される。第1の実施例及び第2の実施例に基づくバースト雑音抑圧プロセッサ30、30’について以下に詳細に説明する。
【0021】
2.インパルス妨害(impulsive interference)
多くの通信システムと同様に、送受信されるデータの完全性を保つために導入される方法は、ガウス確率処理(Gaussian stochastic process)によるものである。したがって、COFDM受信機の性能は、インパルス雑音の発生によって著しく低下する。
【0022】
インパルス雑音の原因は、雷等の自然的なもの、又は人工的なものである。インパルス雑音の原因は、多くの原因によって発生する。例えば、スイッチ、蛍光灯、セントラルヒーティングサーモスタット(central heating thermostat)等ににおけるリレー接点や、昇降機、電子レンジ、プリンタ、タイプライタ、複写機等の電磁機器や、コンピュータ、モニタ受像機、端末装置等の電子機器や、鉄道、地下鉄、車の点火装置等の輸送システムである。インパルス雑音は、一回の事象(電灯のスイッチ)、又は継続的な事象(回転式乾燥機)によって発生する。インパルス雑音の放出は、伝導性又は放射性の放出である。前者は、質の高い配線、高品質のコネクタを用い、ケーブルを注意深くルーティングすることで最小限に抑えることができるのに対して、後者は制御するのがより困難である。
【0023】
民生用デジタル地上波テレビ(Digital Terrestrial Television:以下、DTTという。)受信機が利用できるようになるとすぐに、設置者が、受信が中断した例を多数報告するようになった。それらの例では、画面が頻繁にフリーズしたり、又は写らない区画があったり、また、音声が出なくなったり、大きなカチッという音やキーキーという音を発した障害であった。すぐにインパルス妨害が原因であると確認された。インパルス雑音は、短いバーストで発生する電気的な妨害である。「バースティな(短い継続時間)」性質が、平均電力が等しい連続した雑音よりも、より大きな妨害となる。バースト雑音信号は、下記2つの基本的な式を用いて表すことができる。
式(1)は、単一のインパルスの周波数成分(content)は全帯域(理論上は−∞〜+∞)に広がっていることを意味し、式(2)は、いかなる時間シフトも周波数領域における位相変化(指数(exponential)の変化)に対応することを示している。時間の関数の信号x(t)が、振幅がai、時間シフト(time−shift)がtiである、異なる多数のインパルスをからなるとき、周波数領域における対応する信号は、下記式(3)に表されるように、位相及び振幅が異なる多数の正弦波を重ね合わせたものとなる。
【0024】
【数1】
【0025】
図4は、Nを50サンプルの長さ(サンプリングレートが10MSPSでの5μS)としたときの式(3)を視覚的に示している。
【0026】
周波数領域におけるバースト電力(power)は、次のように考えられる。
【0027】
【数2】
【0028】
したがって、重要なパラメータは、「N(バーストの継続時間)」と「ai(バースト内のインパルス振幅)」である。
【0029】
マルチキャリヤ通信システム(例えばCOFDM)において、情報はキャリヤ間に分配されている。したがって、どのキャリヤが妨害(contamination)されても(contamination)、大量の情報が失われることになる。インパルス妨害(impulsive interference)を部分的に抑えても、有効な改善は見られない。更に、MPEG−2エンコーダで採用されている圧縮アルゴリズムでは、トランスポートストリームはチャンネルエラーの影響を非常に受けやすい。少数の訂正されていないエラーでも、アーティファクトが生じ、画像がフリーズすることがある。したがって、このような画質の劣化(disruption)を避けるために、雑音の大部分をキャンセルする試みは、有益なものである。
【0030】
DVB−T規格は、パイロットを用いた(pilot assisted)通信方式の規格である。この方式は、時間的なインタリーブを用いないこともあるが、1つのOFDMシンボルにつき比較的多数のパイロットを挿入している。2Kモードでは合計193パイロット(連続パイロット(Continual Pilot:以下、CPという。)キャリヤ:45、散在パイロット(Scattered Pilot:以下、SPという。)キャリヤ:131、伝送パラメータ信号(Transmission Parameter Signalling:以下、TPSという。):17)があり、8Kモードでは合計769パイロット(CP:177、SP:524、TPS:68)があり、2Kモードと8Kモードにおいて、それぞれ全キャリヤの11.3%及び12.7%を占めている。
【0031】
優れた設計のチャンネル推定プロセッサは、これらのパイロットをうまく用いて、各COFDMシンボルに対して、雑音の存在(noise present)だけでなく、チャンネルインパルス応答についてもかなり正確なプロファイル(profile)を見積もることができる。パイロットは、全帯域(12キャリヤ毎)に散乱されている。そして、パイロットキャリヤ間で損失したサンプルを補う正確な補間技術が必要となる。4つの連続したCOFDMシンボルをバッファリングすることにより、パイロット間の間隔が3個に減少し、補間をより容易且つ正確に行うことができる。インパルス雑音の抑圧は、バースト雑音抑圧プロセッサ30,30’によって、シンボル毎に実行しなければならない。(例えば図5に示すように、)雑音の振幅が急激に変動すると、雑音レベルを下げなければならないのに、雑音レベルを上げてしまうという不一致が生じるので、インパルス雑音の抑圧処理はより複雑になる(雑音振幅の急激な変動(図5に例示)により、いかなるミスマッチも、雑音レベルを低下させるよりはむしろ増大させるので、処理はより複雑になる。)。
【0032】
3.インパルス妨害(impulsive interference)の検出
3.1 イントロダクション
バースト雑音検出処理は、高いレベルのバースト雑音に加えて、低いレベルのバースト雑音を含むシンボルにも注意を向ける(mark)ことである。電力の測定値(measurement)に基づいて検出すると、レベルが高い雑音の方がレベルが低い雑音よりも容易に検出することができる。バースト継続期間が長く、バースト雑音の電力が小さいときは、バースト雑音は検出されず、したがって、非常に大きな被害を受ける。また、レベルが低く、極めて短い(narrow)バースト(0.5μsec程度の)雑音を検出することができれば有益である。
【0033】
本発明の好ましい実施例においては、バースト雑音抑圧プロセッサ30,30’の動作の一部として、バースト雑音信号の存在を確かめる(confirm)。この結果、実際にはバースト雑音が存在しないときに、所望の信号をバースト雑音であると識別したり、平坦な雑音(ガウス雑音)をバースト雑音であると識別したりする誤トリガ(false triggering)の可能性が少なくなる。誤トリガにより雑音が挿入されることがあり、伝送されてきたデータの完全性を高めるよりはむしろ低下させることになる。
【0034】
図6は、本発明の第1の実施例に基づく、図2に示すバースト雑音抑圧プロセッサ30の構成を示すブロック図である。バースト雑音抑圧プロセッサ30は、バースト検出プロセッサ50と、チャンネル推定プロセッサ(channel estimation processor)60とを備える。チャンネル推定プロセッサ60は、FFTプロセッサ61と、雑音推定器(noise estimator)63とを備える。バースト検出プロセッサ50及びチャンネル推定プロセッサ60には、図2に示すリサンプリング及びキャリヤオフセット補正プロセッサ16から入力チャンネル28を介して、時間領域のCOFDMシンボルが供給される。後述するように、バースト雑音抑圧プロセッサ30は、インパルス雑音を検出及び抑圧するのに4段階の処理を施す。バースト雑音抑圧プロセッサ30は、雑音信号プロセッサ70と、ノイズキャンセルプロセッサ80とを備える。雑音信号プロセッサ70は、逆FFTプロセッサ71と、バースト選択プロセッサ73とを備える。
【0035】
図7は、本発明を適用した第2の実施例のバースト雑音抑圧プロセッサ30’の構成を示すブロック図である。図7に示すように、バースト雑音抑圧プロセッサ30’は、チャンネル推定及び訂正プロセッサ60’と、雑音信号プロセッサ70’とを備える。チャンネル推定及び訂正プロセッサ60’は、雑音推定器63’と、逆FFTプロセッサ61’とを備える。雑音信号プロセッサ70’は、バースト選択プロセッサ73’と、FFTプロセッサ71’とを備える。
【0036】
図6に示す実施例と同様に、図7におけるバースト雑音抑圧プロセッサ30’は、ノイズキャンセルプロセッサ80’と、バースト検出プロセッサ50’とを備える。ノイズキャンセルプロセッサ80’及びバースト検出プロセッサ50’は、図6に示すノイズキャンセルプロセッサ80及びバースト検出プロセッサ50と同様に動作するが、雑音の推定及びキャンセルを、時間領域ではなく、周波数領域で実行する。また、バースト雑音抑圧プロセッサ30’は、CSI更新プロセッサ90を備える。CSI更新プロセッサ90については、後ほど簡単に説明する。
【0037】
図6及び図7に示すバースト雑音抑圧プロセッサ30,30’の動作を、図8に示すフローチャート用いて後述する。図7に示すバースト雑音抑圧プロセッサ30’の動作は、図6に示すバースト雑音抑圧プロセッサ30よりも多くのステップを有する。したがって、図8のフローチャートは、第2の実施例に基づくバースト雑音抑圧プロセッサ30’の動作に対応している。図6の第1の実施例における動作に関するステップは、図7の第2の実施例における動作を参照することにより、特定される。
【0038】
3.2 バースト検出:第1工程
図8に示すように、バースト雑音抑圧プロセッサ30’の動作の第1工程において、バースト検出プロセッサ50’は、COFDMシンボルが占める期間に関するインパルス雑音のバーストの時間的位置の推定値を生成する。バースト検出プロセッサ50も、第1工程の動作を実行する。現在の位置は、部分的な電力測定値を計算することよって推定される。部分的な電力測定値は、「S」個のサンプルの小さなウィンドウ(small window)内における信号電力を測定することによって計算される。「S」の具体的な値としては、16であることが見いだされた。Xiが1つのOFDMシンボルに対するデータを表しているとすると、
【0039】
【数3】
【0040】
ここで、N=2048又はN=8192である。
【0041】
バースト雑音信号が500番目のサンプルにおいて発生するCOFDMシンボルの具体例を図9に示す。バースト雑音信号のないCOFDMシンボルに対して16サンプルウィンドウ内の部分的な電力を計算した結果を図10に示す。図11は、図9で示すバースト雑音信号の存在する状態におけるCOFDMシンボルの部分的な電力を示している。
【0042】
バースト検出プロセッサ50,50’は、全平均電力(POWmean)に対するピーク電力(POWmax)を、部分的な電力から計算することができる。しかしながら、ピーク値周辺の電力測定値は、総平均電力を算出する前に取り除かれる。これにより、全ての場合において、すなわち(継続時間と振幅の観点で)小さいバーストがあるときでも、大きいバーストがあるときでも、平均電力が略同じであることを保証する。
POWmax=MAX{POW} (6)
【0043】
【数4】
【0044】
L=用いられる電力値の個数
そして、ピーク電力対平均電力比(peak to average power ratio)は、閾値(THRESHOLD1)と比較され、その比較結果に基づいて、バースト検出プロセッサ50,50’は、バーストが存在するか否かを判定する。閾値THRESHOLD1は、雑音のない(clean)大きなIF信号を解析するとともに、ピーク電力対平均電力比の分布を抽出することによって選択される。図12は、COFDMシンボルの68個を1セットとし、5つのスーパフレーム(super−frame)を形成する連続した5セットに対する代表的なピーク電力対平均電力比を表したヒストグラムである。ピーク電力対平均電力比の分布のピークは、約1.8である。しかしながら、幾らかの広がり(spreading)がある。閾値THRESHOLD1を極めて低く、例えば1.8よりも低い値に設定すると、多くの誤トリガ(false triggering)が起こる。閾値THRESHOLD1を余りにも高く設定すると、特にバースト雑音の電力が低いときには、このバースト雑音を見逃してしまう可能性がある。
【0045】
図13は、閾値をピーク電力対平均電力比の最小値から最大値の間で変化させた際に、閾値よりも小さくなるピーク電力対平均電力比のパーセンテージを示したグラフである。閾値を2.0としたときには、80%の除去(すなわち補正トリガ(rejection or correct triggering))が予想される。これは、誤トリガの可能性がこの工程で0.2であることを意味している。他の実施例において、バースト雑音信号が存在するか否かについてこの工程で下される結論を確かにする更なるステップを付け加えることにより、誤トリガの可能性を更に引き下げることができる。
【0046】
【数5】
【0047】
THRESHOLD1=2.0 (9)
(P>THRESHOLD1)ならば、バーストが検出された(第2工程に進む)
その他の場合(ELSE)、バースト検出が終了し、COFDMシンボルからバースト雑音信号を除去するいかなる試みもなされない。そして、第1工程において、雑音が検出されたときは、バースト検出プロセッサ50’,50は、バースト雑音信号の粗い位置(coarse position)を、接続チャンネル54,54’を介して雑音信号プロセッサ70,70’及びノイズキャンセルプロセッサ80,80’に供給する。
【0048】
3.3 バースト検出:第2工程
第2工程において、バースト検出プロセッサ50,50’は、部分的な電力測定値の更なる解析を行い、COFDMシンボルにバースト雑音信号があるかを更に検証する(verfication)。このために、第2の閾値(THRESHOLD2)を、次の関係に従って設定する。
THRESHOLD2=β*POWmax (10)
ここで、βは0.85〜0.95の間の値である。
【0049】
そして、図11で示すように、第2の閾値THRESHOLD2を超える電力測定値の数が計算される。雑音のないOFDMシンボルは、それに加わるガウス雑音信号を有し、図10に示すように、第2の閾値THRESHOLD2を超える部分的な電力サンプルの個数が多くなる。しかしながら、図11に示すように、COFDMシンボル内にバースト雑音信号がある場合には、第2の閾値THRESHOLD2を超える個数は、少なくなる。
【0050】
信号にインパルス雑音が加わると、信号のピーク電力が平均して増大し、したがって、閾値が高くなる。閾値との交差の広がりに制限(「MaxSpread」)を設けることによって、誤トリガの可能性を更に下げることができる。
Sx=閾値と最後に交差する位置−閾値と最初に交差する位置 (11)
(Sx>MaxSpread)のときは、バースト検出プロセッサ50,50’は、バースト雑音信号が存在しないと決定して検出処理を終了し、COFDMシンボルから雑音をキャンセルするいかなる試みもなされない。
【0051】
その他の場合(ELSE)、バースト検出プロセッサ50,50’は、バーストが存在すると決定し、バースト雑音信号の位置と継続時間に関する推定値を示す信号を、接続チャンネル54,54’を介して、雑音信号プロセッサ70,70’及びノイズキャンセルプロセッサ80,80’に供給する。
【0052】
COFDMシンボル内に存在するバースト雑音信号を検出する具体例として、MaxSpreadの閾値は、以下のように設定される。
【0053】
【数6】
【0054】
ここで、N=2048又は8192、S=16、またD=パイロットキャリヤ間の距離(=12:DVB−T規格において)である。
【0055】
第2工程の処理の一部として、バースト検出プロセッサ50,50’が、図11に示すように、バースト雑音信号の存在を検出したときは、バースト期間の粗い値も検出される。バースト雑音信号検出処理の第3工程では、バースト雑音信号の存在を再確認した後に、この粗い値を用いて、バーストの継続時間及び位置に関するより正確な情報を求める。なお、第3工程は、図6と図7に示す第1の実施例と第2の実施例によってノイズキャンセルが時間領域又は周波数領域で行われるかにより、異なる。
【0056】
3.4 第3工程
第3工程では、実質的に、残りの全てがバースト雑音信号となるように、COFDMシンボルをフィルタリングして出力する。この結果、バースト雑音(noise burst)の存在をより高い信頼度で確認し、バーストの特徴(位置及び継続時間)をより正確に抽出することができる。
【0057】
DVB−T規格のようなパイロットを用いた(pilot assisted)通信方式では、パイロットキャリヤは全帯域に広がっている。チャンネル推定プロセッサ60,60’は、散在パイロット(Scattered Pilot:以下、SPという。)及び連続パイロット(Continuous Pilot:以下、CPという。)を用いて、無線信号が搬送されるチャンネルのインパルス応答の長期間及び短期間(long−term and short−term)の推定値(チャンネル状態の情報)を求めることができる。したがって、チャンネル推定プロセッサ60,60’は、長期間及び短期間のチャンネル状態の推定値を補償することができる。しかしながら、バースト雑音を抑圧するためには、バースト雑音信号が継続している間の各サンプルに対するバースト雑音の振幅及び複素位相の推定値が求められなければならない。データは、位相変調(QAM)を用いたCOFDMキャリヤ信号上を伝送されるので、各複素サンプルの位相が必要とされる。したがって、送信されてくるデータの完全性を向上させるためには、バースト雑音信号によってキャリヤ信号に生じる位相シフトを検出し、補正しなければならない。
【0058】
COFDMシンボル内のSP及びCPは、チャンネルの短期間及び長期間に亘る状態を容易に見積もれるようにするために設けられている。しかしながら、SP及びCPの配置及び構成は、受信機で発生するバースト雑音信号を検出するのには余り適していない。次の段落で説明するように、CP及びSPにより、バースト雑音信号の周期的な、すなわち間引かれた(decimated)推定値を容易に求めることができる。この推定は、第1及び第2の実施例におけるチャンネル推定プロセッサ60,60’の雑音推定器63,63’によって実行される。雑音推定器63,63’は、受信パイロットキャリヤを周波数領域で処理する。したがって、第1の実施例におけるチャンネル推定プロセッサ60は、COFDMシンボルが時間領域で供給されるため、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換するFFTプロセッサ61を備えており、パイロットキャリヤ周波数領域で取り扱うことができる。対照的に、第2の実施例におけるチャンネル推定及び訂正プロセッサ60’は、COFDMシンボルが周波数領域で供給されるため、ここではFFTプロセッサを必要としない。
【0059】
パイロットキャリヤ間にはデータキャリヤがあるという事実により、パイロットキャリヤにおける雑音を推定し、間引かれた雑音信号を構成することができる。離散時間信号処理(discrete−time signal processing)の基本原理を考慮すると、パイロットキャリヤが「D」個のキャリヤ(サンプル)によって分離されているとき、離散フーリエ変換(この具体例ではIDFT)は、「D」の位置で、バースト雑音を繰り返して生成する。このように、バースト雑音抑圧プロセッサ30,30’の動作における第3工程において、以下の動作が雑音推定器63,63’によって実行される。
【0060】
1.受信COFDMシンボルからのパイロットキャリヤ(CP及びSP)と、受信機で既知の再生されたパイロットキャリヤとを相関させることよって、間引かれた雑音信号を構成する。
【0061】
2.既知の再生されたパイロットキャリヤの間引かれたバースト雑音信号にIFFTを施す。
【0062】
3.第2工程で得られたバーストの位置及び継続時間の情報を用いて、周期的に配置された複数の「D」の部分の1つを時間領域から選択する。
【0063】
4.選択した部分に対して部分的な電力測定を行い、バースト雑音信号に関する正確な情報を抽出する。
【0064】
バースト雑音抑圧プロセッサ30,30’の動作を説明する前に、動作の背後にある理論を説明する。間引き処理(decimation process)は、信号X(f)に、D個のサンプル毎に(「D」は間引き率)値が1であるとともに、その間は値が0であるサンプルからなる同じ長さの信号D(f)を乗算すること見なすことができる。周知の信号処理規則では、一方の領域における「乗算」は、他方の領域における「畳込み(convolution)」に対応している。すなわち、間引き処理を周波数領域で行うと、信号全体を時間領域で表したx(t)は、間引き信号(decimating signal)を時間領域で表したd(t)を畳み込む。これは、数学的には以下のように表される。
Xd(f)=X(f)・D(f) → xd(t)*d(t) (13)
図14は、1705個のサンプル(2Kモードにおけるキャリヤ数)の長さを有する代表的な間引き信号D(f)を示している。対応する時間領域の信号d(f)を図15に示す。
【0065】
式(13)の後半及び図15に示す信号を検討する。図15から明らかなように、信号x(t)は、「D」回(この具体例ではD=12)反復され、「シーケンス(sequence)の長さ/D」(すなわち、この具体例では1705/12=142)個のサンプルで分離された「D」の狭いインパルスで畳み込まれる。信号x(t)が、(バースト雑音のように)継続時間の短いものであり、その継続時間が142個のサンプルに制限されているとき、各レプリカ(replica)は、142のグリッドサイズ(grid size)内に入る。142のグリッドサイズ内に入らないときは、レプリカは、共にエリアシングとなる(alias)。バースト雑音信号がどのように検出されるかを説明するために、図11に示すバースト雑音信号を有するCOFDMシンボルについて検討する。第3工程の処理に関して上述した4つのステップは、雑音推定器63,63’及び雑音信号プロセッサ70,70’によって、以下のように実行される。
【0066】
ステップ1.間引かれた雑音信号を構成する:図16は、再生パイロットキャリヤと受信パイロットキャリヤとを関連させることによって得られる対応した雑音推定値を示す図である。雑音値のサンプルは、(データキャリヤの数に対応した)11個の0により分離されているCPキャリヤのそれぞれの位置において得られる。
【0067】
ステップ2.逆DFTを実行する:図17は、逆DFT操作が施された、間引かれた雑音信号を示す図である。上述したように、バーストのレプリカが12個ある。第1の実施例では、間引かれた雑音信号は、チャンネル推定プロセッサ60内の雑音推定器63から周波数領域の信号として供給されるので、雑音信号プロセッサ70内の逆FFTプロセッサ71によって逆FFTが実行される。第2の実施例では、逆FFTは、チャンネル推定及び訂正プロセッサ60’内の逆FFTプロセッサ61’によって実行される。しかしながら、バースト雑音の複数のバージョンがバースト選択プロセッサ73,73’に時間領域で供給されるという結果は同じである。
【0068】
ステップ3.第2工程で得られた情報(バーストの位置及び継続時間)を用いて、「D」の可能な部分のうちから1つを選択する:図17に破線で示すように、継続時間及び位置の情報から第4番目の部分が選択される。継続時間及び位置の情報は、バースト検出プロセッサ50,50’から接続チャンネル54,54’を介して雑音信号プロセッサ70,70’内のバースト選択プロセッサ73,73’に供給される。上述のように、第1工程及び第2工程が正しく実行されているときは、この処理によって、COFDMシンボルが除去され、残りの信号を解析して判定を下すことができる。
【0069】
ステップ4.バーストに関する正確な情報を抽出するために、選択された部分の部分的な電力の測定を実行する:図18は、選択された部分を示す図であり、図19は、図18において分離された(isolated)信号の対応する部分的な電力測定値を示す図である。これらの動作は、バースト選択プロセッサ73,73’によって実行される。部分的な電力の測定は、式(1)に基づいて実行され、ここで、「S」は、より正確さ増すために、これまでより小さい値(代表的には8)とすることができ、また、Nは、この時点では部分的なサイズとされる。この時点で、ノイズキャンセルプロセッサ80,80’によってCOFDMシンボルからキャンセルすることができるバースト雑音信号の推定値が得られる。なお、幾つかの実施例では、バースト雑音信号の推定値の精度を高める(refine)とともに、バースト雑音信号が本当に存在することを確認して誤トリガの可能性をより下げるために、更なるステップを有する。
【0070】
幾つかの実施例では、第3工程の処理は、バースト雑音信号の継続時間の推定値の精度を時間領域で高めるための更なるステップを有している。このため、図19に示すように、第3の閾値レベルTHRESHOLD3が設定される。第3の閾値THRESHOLD3は、下記式に基づいて設定される。
THRESHOLD3=λ*(POWmax−POWmean); (14)
ここで、λは0.125〜0.25の間の値であり、POWmaxとPOWmeanはそれぞれ、部分的な電力測定値の最大値と平均値である。
【0071】
ここで、COFDMシンボルが除去されると、バースト間のサンプルの振幅は、極めて小さい(略0)と見なすことができる。したがって、閾値(THRESHOLD3)は、低い値に設定され、バースト雑音のプロファイルを抽出するのに用いられる。図20は、選択された部分において抽出された雑音のプロファイルを示す図である。
【0072】
抽出された雑音プロファイルにより、それぞれ「1」又は「−1」を検出することで、「高」から「低」への遷移(可能なバーストの終了)及び「低」から「高」への遷移(可能なバーストの開始)を容易に識別することができる。可能な「開始」(possible starts)の最小値と可能な「終了」(possible ends)最大値から、微調整されたパラメータが得られる。
【0073】
前の2つの工程によって、誤った情報(「誤トリガ」)が得られたときは、部分的な電力測定値は、図21に示すように見える。閾値THRESHOLD3は、以前と同じ値に設定され、抽出された雑音プロファイルは、図22に示すように見える。バースト選択プロセッサ73,73’は、選択された部分全体に亘って、実質的に値「1」を検出し、この値は、インパルス雑音ではなく、平坦な雑音(ガウス雑音)の存在を示唆している。したがって、バースト選択プロセッサ73,73’は、雑音プロファイルを適切な閾値と比較することによって、バースト雑音が存在するか否かを検出することができる。バースト選択プロセッサ73,73’がバースト雑音の存在を確認しないときには、バースト検出処理は終了し、ノイズキャンセルプロセッサ80,80’は、バースト雑音信号が推定されないときは、バースト雑音信号をキャンセルしようとはしない。
【0074】
3.5 第4工程
本発明の第2の実施例において、バースト雑音信号が一旦検出されると、ノイズキャンセルプロセッサ80’は、バースト雑音の影響を受けているキャリヤ(データキャリヤ及びパイロットキャリヤ)から雑音をキャンセルする。なお、パイロットキャリヤ(CP及びSP)を用いて得られるチャンネルの状態情報(Channel State Information:以下、CSIという。)の推定を向上させるために、バースト雑音抑圧プロセッサ30’は、CSIを再び推定するCSI更新プロセッサ90を備える。COFDMシンボルからバースト雑音が除去された後のCSIを推定するために、パイロットキャリヤ(SP及びCP)が用いられる。このために、CSI更新プロセッサ90には、ノイズキャンセルプロセッサ80’からの出力が供給される。チャンネル推定にノイズキャンセルプロセッサ80’の出力を用いない場合は、雑音が除去されたとしても、チャンネル推定処理は雑音が存在するものとして行われる。その結果、誤ったCSIが生成され、図3の復調器(デマッパ(de−mapper)42)が間違って動作することになる。
【0075】
第2の実施例においては、再推定されたCSIを用いて、受信COFDMシンボルにバースト雑音信号が存在するか否かを更にチェックすることができる。前の3つの工程が全て正しく処理される(すなわち誤トリガがない)と、ノイズキャンセルプロセッサ80’によってCOFDMシンボルから推定雑音信号がキャンセルされた後には、連続パイロット(CP)キャリヤ及び散在パイロット(SP)キャリヤを用いて推定される雑音電力は低下する。したがって、第2の実施例では、CSI更新プロセッサ90は、バースト雑音信号がキャンセルされる前と後の、CP及びSPにより決定された雑音電力を比較することによって、更なるチェックを行う。このために、CSI更新プロセッサ90には、接続チャンネル34を介してバースト雑音信号がキャンセルされる前のCOFDM信号が供給されるとともに、ノイズキャンセルプロセッサ80’から、検出されたバースト雑音信号がキャンセルされたCOFDMシンボルが供給される。バースト雑音信号が存在するか否かの更なるチェックは、下記式に基づいて判定される。
【0076】
【数7】
【0077】
ならば、バースト雑音が確認された。
その他の場合(ELSE)、バースト雑音が検出されない(バースト検出がここで終了する)。
【0078】
CSI更新プロセッサ90がバースト雑音信号が存在しないと決定したときには、元の受信COFDMシンボルが出力端子32から出力される。
【0079】
3.6 他の実施例
複数のパイロットキャリヤを有するマルチキャリヤ変調シンボルを用いて伝送されてきた情報の完全性を向上させるのには、上述したステップの全てが必ずしも必要とされないことは明らかである。幾つかの実施例では、バースト雑音信号の有無を推定するために実行されるステップは、省略することができる。そのような実施例に基づいた誤トリガの確率は、一部の用途では許容することができる。しかしながら、例えば、符号化されたビデオデータをマルチキャリヤ変調シンボルで伝送する他の実施例では、誤トリガの可能性を最小限にするためにバースト雑音検出ステップが含まれる。同様に、他の実施例では、バースト雑音信号の継続時間の推定値の精度を高めるために導入された上述のステップは、省略することができ、あるいは特定の用途に適合するように選択されてもよい。
【0080】
更に、第1の実施例においても、CSI更新プロセッサ90を設けるとともに、それに必要は変更を加え、適切な時間領域又は周波数領域の信号をうるようにしてもよい。すなわち。受信COFDMシンボルの雑音が低減されたことを確認する処理である第4工程を、第1の実施例においても実行してもよい。
【図面の簡単な説明】
【図1】2つの連続するCOFDMシンボルを示す図である。
【図2】本発明の一実施例に基づいて、COFDMシンボルを受信し、バースト雑音抑圧プロセッサが時間領域で動作する受信機の構成を示すブロック図である。
【図3】本発明の一実施例に基づいて、COFDMシンボルを受信し、バースト雑音抑圧プロセッサが周波数領域で動作する受信機の構成を示すブロック図である。
【図4】バースト雑音信号を時間領域で示す図である。
【図5】時間領域における信号を周波数領域で示す図である。
【図6】図2に見られる本発明の一実施例に基づいて、時間領域で動作するバースト雑音抑圧プロセッサの構成を示すブロック図である。
【図7】図3に見られる本発明の一実施例に基づいて、周波数領域で動作するバースト雑音抑圧プロセッサの構成を示すブロック図である。
【図8】図6及び図7に示すバースト雑音抑圧プロセッサの動作を説明するフローチャートである。
【図9】図2及び図3に示す受信機内のFFT入力バッファに供給及び記憶されたバースト雑音信号を含むCOFDMシンボルの同相成分と直交成分を示す図である。
【図10】バースト雑音信号の存在しないCOFDMシンボルの部分的な雑音電力測定値を示す図である。
【図11】図9に示すバースト雑音信号の発生したCOFDMシンボルの部分的な雑音電力測定値を示す図である。
【図12】例としてバースト雑音信号の存在しないCOFDMシンボルのピーク電力対平均電力比を代表的なヒストグラムによって示す図である。
【図13】所定の閾値に関して、特定のピーク電力対平均電力比を有する図12のCOFDMシンボルのパーセンテージを示す図である。
【図14】典型的な間引き信号を周波数領域で示す図である。
【図15】図14に示す間引き信号を時間領域で表す図である。
【図16】受信パイロットキャリヤ信号から生成された間引かれた雑音信号を周波数領域で示す図である。
【図17】図16に示す間引かれた雑音信号を時間領域で表す図である。
【図18】図9で説明したバースト雑音信号の時間及び継続時間の推定値に基づいて選択された図17に示す間引かれた雑音信号のセグメントを示す図である。
【図19】図18に示す間引かれた雑音信号の選択された部分における部分的な雑音電力測定値を示す図である。
【図20】図19に示す部分的な雑音電力測定値から判定され抽出された雑音プロファイルを示す図である。
【図21】バースト雑音信号が存在しないときの間引かれた雑音信号の選択された部分における部分的な雑音電力測定値を示す図である。
【図22】図21に示す部分的な雑音電力測定値から判定され抽出された雑音プロファイルを示す図である。
【発明の属する技術分野】
本発明は、マルチキャリヤ変調シンボルを受信する受信装置に関する。幾つかの実施例において、シンボルは、例えばデジタルビデオ放送(Digital Video Broadcasting:以下、DVBという。)等で用いられる直交周波数分割多重(Orthogonal Frequency Division Multiplexing:以下、OFDMという。)シンボルである。
【0002】
【従来の技術】
マルチキャリヤ変調シンボルを用いてデータを伝送する無線通信方式の例として、デジタルビデオ放送(Digital Video Broadcasting:以下、DVBという。)方式がある。DVB方式では、符号化直交周波数分割多重(Coded OrthogonalFrequency Division Multiplexing:以下、COFDMという。)として知られている変調方式を用い、COFDMでは、一般的に、K個の狭帯域キャリヤ(Kは整数である)を準備し、データをパラレルで変調し、各キャリヤによって直交振幅変調(Quadrature Amplitude Modulated:以下、QAMという。)シンボルを伝送するようになっている。データは、複数のキャリヤ上をパラレルに伝送されるため、無線チャンネルのコヒーレンスタイム(coherence time)よりも長くすることができる拡張された期間において、同じQAMシンボルを各キャリヤで伝送してもよい。拡張期間を平均化することにより、各キャリヤ上に変調されているQAMシンボルを、無線チャンネルで殆どの場合発生する時間及び周波数選択性フェージング効果に拘わらず、再生することができる。
【0003】
受信機におけるデータの検出及び再生を容易にするため、変調キャリヤの組合せがCOFDMシンボルを形成するように、QAMシンボルはパラレルな各キャリヤ上に同時に(contemporaneously)変調される。すなわち、COFDMシンボルは、複数のキャリヤからなり、各キャリヤは異なるQAMデータシンボルによって同時に変調されている。
【0004】
幾つかの無線通信方式においては、マルチキャリヤ変調シンボルにパイロットキャリヤが含まれており、パイロットキャリヤは、受信機に既知のデータシンボルを伝える。パイロットキャリヤは、受信機でデータの検出及び再生を容易にするためのに、位相と時間の基準(reference)を与える。DVBの地上放送規格(Terrestrial version of the DVB:以下DVB−Tという。)では、マルチキャリヤシンボルは、シンボル内の相対的に同じ周波数位置(relative frequencyposition)に連続して挿入された連続パイロット(Continuous Pilot:以下、CPという。)と、散在して挿入された散在パイロット(Scattered Pilot:以下、SPという。)との両方を含んでいる。COFDMシンボルが伝送されるチャンネルのインパルス応答を容易に見積もることができるようにするために、SPの位置は、連続するシンボル間で相対的に変化している。
【0005】
マルチキャリヤ変調方式は、時間及び周波数選択性フェージングとガウス雑音(Gaussian noise)が存在する環境においてデータを伝送する強固な(robust)技術を提供するが、受信機の入力においてインパルスバースト雑音(impulsive burst noise)が発生するときには、データの検出及び再生に関する技術的な問題がある。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
したがって、本発明の目的は、マルチキャリヤ変調シンボルから検出されるデータの完全性を向上させることができる受信装置を提供することである。
【0007】
【課題を解決するための手段】
本発明の一側面から見ると、本発明は、マルチキャリヤ変調シンボルを受信する受信装置を提供する。シンボルには、データを搬送する複数のキャリヤに加えて複数のパイロットキャリヤが含まれている。受信装置は、シンボルが占める期間内のシンボルにエラーを発生させるバースト雑音信号の時間的位置を検出するバースト雑音検出プロセッサと、バースト雑音に起因した間引かれた雑音信号を受信パイロットキャリヤから生成するチャンネル推定プロセッサとを備える。間引かれた雑音信号を逆フーリエ変換することにより、バースト雑音信号の推定される複数のバージョンが得られる。雑音信号プロセッサは、バースト雑音の検出された時間的位置においてバースト雑音の周期的に配置された推定される複数のバージョンのうちの1つを識別することによって、バースト雑音信号の推定値を生成する。
【0008】
幾つかの実施例において、雑音信号プロセッサは、推定バースト雑音信号のサンプル以外の信号サンプルを0に設定するバースト選択プロセッサを備える。フーリエ変換プロセッサは、信号サンプルにフーリエ変換を施して雑音信号の推定値の周波数領域におけるバージョンを再生し、ノイズキャンセルプロセッサによって、シンボルから雑音信号の推定値の周波数領域におけるバージョンをキャンセルし、このシンボルからデータが再生される。他の実施例において、バースト雑音信号の推定値を時間領域で求め、ノイズキャンセルプロセッサにより、時間領域においてCOFDMシンボルからキャンセルされる。
【0009】
本発明に係る実施例において、バースト雑音信号の推定値を生成するために、マルチキャリヤシンボルで伝送されるパイロットキャリヤの存在を利用しているので、データ検出の前にバースト雑音をシンボルからキャンセルすることができる。再生マルチキャリヤシンボルからのパイロットキャリヤをパイロットキャリヤの既知のバージョンと比較することによって、バースト雑音信号の周波数領域におけるバージョンが形成される。しかしながら、パイロットキャリヤが殆どの場合分散されているという性質に起因した周波数領域におけるバースト雑音信号サンプルの不連続な(間引かれた)性質は、時間領域で周期的に配置されたバースト雑音信号の複数のバージョンを形成する効果を有する。バースト雑音信号の相対的な時間的位置から、時間領域において、バースト雑音信号のうちの1つを識別することにより、バースト雑音信号の時間領域におけるバージョンを得ることができる。更に、幾つかの実施例では、他の全てのサンプルを0に設定し、得られる信号にフーリエ変換を施すことにより、バースト雑音信号の周波数領域におけるバージョンを得ることができ、すなわち雑音信号の推定値を補間することができる。
【0010】
バースト雑音信号を識別することにより、バースト雑音信号をマルチキャリヤシンボルからキャンセルすることができ、これによって、検出及び再生されるデータの完全性を向上させることができる。特に、DVB−TのようなMPEG(Motion Picture Experts group)規格に基づいて符号化及び圧縮されたテレビ画像の伝送において、データの完全性の向上が見られるが、本発明はそれに限定されるものではない。MPEG符号化画像において、バースト雑音は、再生データのエラーの原因となり、受信画像を視覚的に劣化させる。
【0011】
バースト雑音検出の問題は、受信マルチキャリヤシンボルの時間的に離散したバージョンを得るためのアナログ/デジタル変換器を設けることによって、より悪化する。時間的に離散したバージョンを生成するときに、アナログ信号はクリッピング(clip)され、デジタル信号が形成される。このクリッピング(clipping)は、受信機においてマルチキャリヤシンボル内に発生するバースト雑音の検出を妨げる効果がある。その結果、バースト雑音信号の存在を検出することがより困難になる。
【0012】
幾つかの実施例において、受信装置はバースト雑音が存在するか否かを検出し、バースト雑音が存在しないときには、受信機は、推定バースト雑音信号をマルチキャリヤシンボルからキャンセルしようとは試みない。バースト雑音信号が実際には存在しないときに、これをマルチキャリヤシンボルからキャンセルしようとすると、再生データの完全性を低下させる効果があり、また、MPEGで伝送されるテレビ画像に最悪の影響を及ぼす。したがって、本発明に係る実施例は、時間領域におけるバースト雑音信号をより完全に分離する(isolate)だけでなく、バースト雑音信号がマルチキャリヤシンボル内で発生したか否かをより正確に検出する更なる技術を含んでいる。これらの実施例では、バースト雑音検出プロセッサ、チャンネル推定プロセッサ、雑音信号プロセッサ又はノイズキャンセルプロセッサのうち少なくとも1つは、受信シンボル内にバースト雑音信号が存在するか否かを推定することができる。そして、推定雑音信号は、バースト雑音信号が存在すると判定されたときにのみ、シンボルからキャンセルされる。
【0013】
バースト雑音信号を識別することにより、バースト雑音信号をマルチキャリヤシンボルからキャンセルすることができ、これによって、検出及び再生されるデータの完全性を向上させることができる。しかしながら、本発明を適用した受信装置の動作に基づいてバースト雑音信号を推定すること、及びバースト雑音信号が実際には存在しないときにこの推定バースト雑音信号をキャンセルしようと試みることは、受信シンボル内の雑音を増加させる効果を有することがある。このような場合には、伝送されてくるデータの完全性は、高まるよりはむしろ低くなる。したがって、本発明に係る実施例では、シンボル内の雑音が増加する可能性を減らすために、受信シンボル内のバースト雑音信号の存在を確認するという特徴を有している。
【0014】
本発明の更なる多様な側面及び種々の特徴は、添付の請求の範囲によって限定される。
【0015】
【発明の実施の形態】
1.COFDM受信機
以下、例えば、デジタルビデオ放送(Digital Video Broadcasting:以下、DVBという。)規格に基づいて生成される符号化直交周波数分割多重(Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing:以下、COFDMという。)シンボルからデータを検出及び再生する受信機を参照して、本発明を説明する。DVB規格は、ヨーロッパ電気通信規格協会によって1997年8月に発行された規格書、番号EN300744、1.1.2版、「デジタルビデオ放送(DVB):デジタル地上波テレビのフレーム構造のチャンネル符号化及び変調(Digital Video Broadcasting (DVB): Frame Structure Channel Coding And Modulation For Digital Terrestrial Television)」に開示されている。
【0016】
上述したように、DVB規格に準拠して変調されるCOFDMシンボルは、K個の狭帯域キャリヤを送信すべきデータによりパラレルに変調することにより、生成される。一般的に、COFDMシンボルは、上述のETSI規格書に開示されているように、逆フーリエ変換を用いて形成される。図1は、COFDMシンボルのフォーマットを時間領域で示した図である。図1において、ブロック1,2として示す2つのCOFDMシンボルは、DVB送信機(transmitter)によって、紙面の左から右に時間が経過するのに従って送信される。各COFDMシンボルは、K個の狭帯域キャリヤを変調するデータ部分を搬送する。COFDMシンボルは、受信機が各COFDMシンボルに同期するのを容易にするためのガードインターバルを含んでいる。矢印4で示すように、ガードインターバルは、COFDMシンボルの他の部分からコピーしたサンプルのデータを含んでいる。各COFDMシンボルからデータの各部分を再生するために、シンボルは、(高速フーリエ変換(Fast Fourier transform:以下、FFTという。)を用いて)復調され、そして、各キャリヤが復調されて、キャリヤによって伝送されてきたデータが再生される。COFDMシンボルで伝送されるデータの完全性を保護するために、誤り訂正符号化(error correction encoding)とインタリーブが組み合わせられて用いられる。インタリーブと組み合わせて誤り訂正符号化を用いることは、特にガウス雑音に対して有効である。しかしながら、後で説明するように、誤り訂正符号化及びインタリーブは、受信機の入力において発生するバースト又はインパルス雑音に対しては、適切な保護とはならない。
【0017】
図2は、COFDMシンボルからデータを検出及び再生する受信機の本発明を適用した実施例の構成を示すブロック図である。図2に示す受信機は、各COFDMシンボルに変調されているデータを再生するために、各COFDMシンボルを検出し、各COFDMシンボルに同期する。COFDMシンボルに同期する技術の実施例が、係属中の英国特許出願、出願番号0027423.3号、0027424.2号及び0115061.4号に開示されている。後述するように、図2に示す受信機は、バースト雑音抑圧プロセッサ(burst noise suppression processor)30を備え、このバースト雑音抑圧プロセッサ30は、COFDMシンボルからバースト雑音信号を時間領域においてキャンセルする。図3は、図2に示す受信機の他の実施例の構成を示すブロック図である。図3に示す受信機では、バースト雑音信号は、周波数領域においてキャンセルされる。
【0018】
図2に示すように、受信機にはアナログ/デジタル変換器(analogue to digital converter:以下、A/D変換器という。)10が設けられており、A/D変換器10には、COFDMシンボルが変調されている検出無線信号を表す中間周波数(intermediate frequency:以下、IFという。)信号が供給される。すなわち、受信機は、無線周波数信号をIF信号に変換するダウンコンバータを備え、IF信号は、入力端子12を介してA/D変換器10に供給される。したがって、受信機は、図2には示されていない無線周波数受信回路とダウンコンバータとを備えていることは言うまでもない。受信信号は、A/D変換された後に、IF/ベースバンド変換器14により処理され、更に、リサンプリング及びキャリヤオフセット補正プロセッサ16により処理される。リサンプリング及びキャリヤオフセット補正プロセッサ16は、COFDMシンボルのK個のキャリヤを周波数領域において追跡するように構成されている。そして、ベースバンドの受信信号サンプルは、高速フーリエ変換(Fast Fourier transform:以下、FFTという。)プロセッサ18に供給され、FFTプロセッサ18は、COFDMシンボルの復調を容易に行うのに役立つ。そして、デインタリーバ(de−interleaver)を備えるポストFFTプロセッサ(post FFT processor)20によって、データが周波数領域の信号サンプルから再生される。そして、データは、フォーワード誤り訂正(Forward Error Correction:以下、FECという。)プロセッサ22に供給され、このFECプロセッサ22は、誤り訂正符号化されたデータをデコードし、最終的に再生データを出力端子24から出力する。
【0019】
また、図2に示すバースト雑音抑圧プロセッサ30には、時間領域に変換されたCOFDMシンボルが入力チャンネル28を介して供給される。バースト雑音抑圧プロセッサ30は、後述するように、受信機においてCOFDMシンボル内に発生するインパルスバースト雑音信号の影響を検出及び軽減する。上述のように、図2に示す受信機の実施例は、時間領域においてバースト雑音信号をキャンセルするように構成されている。また、図3に示す受信機の他の実施例では、周波数領域においてバースト雑音信号をキャンセルするように構成されている。図3に示す受信機は、図2に示す受信機と略同じものであるので、異なる部分のみを説明する。
【0020】
図3に示すように、バースト雑音抑圧プロセッサ30’は、雑音抑圧プロセッサ31と、チャンネル推定及び訂正プロセッサ(channel estimation and correction processor)60’とを備える。後述するように、受信機のブロック(block)が実現する機能の幾つかは、バースト雑音を抑圧するのに必要な機能の幾つかを実現するのに用いられる。例えば、COFDMシンボルからデータの復調及び検出を容易にするためのチャンネルの状態情報を見積もるために、チャンネル推定及び訂正プロセッサ60’が必要とされる。また、バースト雑音抑圧プロセッサ30’で処理されたCOFDMシンボルは周波数領域の信号であるので、処理されたCOFDMシンボルからデータを再生するためには、デマッパ(de−mapper)42が必要とされる。チャンネルの状態情報は、COFDMシンボルと共に伝送されてくるパイロット信号から再生される。しかしながら、パイロット信号は、バースト雑音信号を推定するのにも用いられる。したがって、チャンネル推定及び訂正プロセッサ60’は、バースト雑音抑圧プロセッサ30’の一部を構成している。バースト雑音抑圧プロセッサ30’には、時間領域のCOFDMシンボルがチャンネル34を介して供給されるとともに、FFTプロセッサ18からの周波数領域のCOFDMシンボルがチャンネル35を介して供給される。第1の実施例及び第2の実施例に基づくバースト雑音抑圧プロセッサ30、30’について以下に詳細に説明する。
【0021】
2.インパルス妨害(impulsive interference)
多くの通信システムと同様に、送受信されるデータの完全性を保つために導入される方法は、ガウス確率処理(Gaussian stochastic process)によるものである。したがって、COFDM受信機の性能は、インパルス雑音の発生によって著しく低下する。
【0022】
インパルス雑音の原因は、雷等の自然的なもの、又は人工的なものである。インパルス雑音の原因は、多くの原因によって発生する。例えば、スイッチ、蛍光灯、セントラルヒーティングサーモスタット(central heating thermostat)等ににおけるリレー接点や、昇降機、電子レンジ、プリンタ、タイプライタ、複写機等の電磁機器や、コンピュータ、モニタ受像機、端末装置等の電子機器や、鉄道、地下鉄、車の点火装置等の輸送システムである。インパルス雑音は、一回の事象(電灯のスイッチ)、又は継続的な事象(回転式乾燥機)によって発生する。インパルス雑音の放出は、伝導性又は放射性の放出である。前者は、質の高い配線、高品質のコネクタを用い、ケーブルを注意深くルーティングすることで最小限に抑えることができるのに対して、後者は制御するのがより困難である。
【0023】
民生用デジタル地上波テレビ(Digital Terrestrial Television:以下、DTTという。)受信機が利用できるようになるとすぐに、設置者が、受信が中断した例を多数報告するようになった。それらの例では、画面が頻繁にフリーズしたり、又は写らない区画があったり、また、音声が出なくなったり、大きなカチッという音やキーキーという音を発した障害であった。すぐにインパルス妨害が原因であると確認された。インパルス雑音は、短いバーストで発生する電気的な妨害である。「バースティな(短い継続時間)」性質が、平均電力が等しい連続した雑音よりも、より大きな妨害となる。バースト雑音信号は、下記2つの基本的な式を用いて表すことができる。
式(1)は、単一のインパルスの周波数成分(content)は全帯域(理論上は−∞〜+∞)に広がっていることを意味し、式(2)は、いかなる時間シフトも周波数領域における位相変化(指数(exponential)の変化)に対応することを示している。時間の関数の信号x(t)が、振幅がai、時間シフト(time−shift)がtiである、異なる多数のインパルスをからなるとき、周波数領域における対応する信号は、下記式(3)に表されるように、位相及び振幅が異なる多数の正弦波を重ね合わせたものとなる。
【0024】
【数1】
【0025】
図4は、Nを50サンプルの長さ(サンプリングレートが10MSPSでの5μS)としたときの式(3)を視覚的に示している。
【0026】
周波数領域におけるバースト電力(power)は、次のように考えられる。
【0027】
【数2】
【0028】
したがって、重要なパラメータは、「N(バーストの継続時間)」と「ai(バースト内のインパルス振幅)」である。
【0029】
マルチキャリヤ通信システム(例えばCOFDM)において、情報はキャリヤ間に分配されている。したがって、どのキャリヤが妨害(contamination)されても(contamination)、大量の情報が失われることになる。インパルス妨害(impulsive interference)を部分的に抑えても、有効な改善は見られない。更に、MPEG−2エンコーダで採用されている圧縮アルゴリズムでは、トランスポートストリームはチャンネルエラーの影響を非常に受けやすい。少数の訂正されていないエラーでも、アーティファクトが生じ、画像がフリーズすることがある。したがって、このような画質の劣化(disruption)を避けるために、雑音の大部分をキャンセルする試みは、有益なものである。
【0030】
DVB−T規格は、パイロットを用いた(pilot assisted)通信方式の規格である。この方式は、時間的なインタリーブを用いないこともあるが、1つのOFDMシンボルにつき比較的多数のパイロットを挿入している。2Kモードでは合計193パイロット(連続パイロット(Continual Pilot:以下、CPという。)キャリヤ:45、散在パイロット(Scattered Pilot:以下、SPという。)キャリヤ:131、伝送パラメータ信号(Transmission Parameter Signalling:以下、TPSという。):17)があり、8Kモードでは合計769パイロット(CP:177、SP:524、TPS:68)があり、2Kモードと8Kモードにおいて、それぞれ全キャリヤの11.3%及び12.7%を占めている。
【0031】
優れた設計のチャンネル推定プロセッサは、これらのパイロットをうまく用いて、各COFDMシンボルに対して、雑音の存在(noise present)だけでなく、チャンネルインパルス応答についてもかなり正確なプロファイル(profile)を見積もることができる。パイロットは、全帯域(12キャリヤ毎)に散乱されている。そして、パイロットキャリヤ間で損失したサンプルを補う正確な補間技術が必要となる。4つの連続したCOFDMシンボルをバッファリングすることにより、パイロット間の間隔が3個に減少し、補間をより容易且つ正確に行うことができる。インパルス雑音の抑圧は、バースト雑音抑圧プロセッサ30,30’によって、シンボル毎に実行しなければならない。(例えば図5に示すように、)雑音の振幅が急激に変動すると、雑音レベルを下げなければならないのに、雑音レベルを上げてしまうという不一致が生じるので、インパルス雑音の抑圧処理はより複雑になる(雑音振幅の急激な変動(図5に例示)により、いかなるミスマッチも、雑音レベルを低下させるよりはむしろ増大させるので、処理はより複雑になる。)。
【0032】
3.インパルス妨害(impulsive interference)の検出
3.1 イントロダクション
バースト雑音検出処理は、高いレベルのバースト雑音に加えて、低いレベルのバースト雑音を含むシンボルにも注意を向ける(mark)ことである。電力の測定値(measurement)に基づいて検出すると、レベルが高い雑音の方がレベルが低い雑音よりも容易に検出することができる。バースト継続期間が長く、バースト雑音の電力が小さいときは、バースト雑音は検出されず、したがって、非常に大きな被害を受ける。また、レベルが低く、極めて短い(narrow)バースト(0.5μsec程度の)雑音を検出することができれば有益である。
【0033】
本発明の好ましい実施例においては、バースト雑音抑圧プロセッサ30,30’の動作の一部として、バースト雑音信号の存在を確かめる(confirm)。この結果、実際にはバースト雑音が存在しないときに、所望の信号をバースト雑音であると識別したり、平坦な雑音(ガウス雑音)をバースト雑音であると識別したりする誤トリガ(false triggering)の可能性が少なくなる。誤トリガにより雑音が挿入されることがあり、伝送されてきたデータの完全性を高めるよりはむしろ低下させることになる。
【0034】
図6は、本発明の第1の実施例に基づく、図2に示すバースト雑音抑圧プロセッサ30の構成を示すブロック図である。バースト雑音抑圧プロセッサ30は、バースト検出プロセッサ50と、チャンネル推定プロセッサ(channel estimation processor)60とを備える。チャンネル推定プロセッサ60は、FFTプロセッサ61と、雑音推定器(noise estimator)63とを備える。バースト検出プロセッサ50及びチャンネル推定プロセッサ60には、図2に示すリサンプリング及びキャリヤオフセット補正プロセッサ16から入力チャンネル28を介して、時間領域のCOFDMシンボルが供給される。後述するように、バースト雑音抑圧プロセッサ30は、インパルス雑音を検出及び抑圧するのに4段階の処理を施す。バースト雑音抑圧プロセッサ30は、雑音信号プロセッサ70と、ノイズキャンセルプロセッサ80とを備える。雑音信号プロセッサ70は、逆FFTプロセッサ71と、バースト選択プロセッサ73とを備える。
【0035】
図7は、本発明を適用した第2の実施例のバースト雑音抑圧プロセッサ30’の構成を示すブロック図である。図7に示すように、バースト雑音抑圧プロセッサ30’は、チャンネル推定及び訂正プロセッサ60’と、雑音信号プロセッサ70’とを備える。チャンネル推定及び訂正プロセッサ60’は、雑音推定器63’と、逆FFTプロセッサ61’とを備える。雑音信号プロセッサ70’は、バースト選択プロセッサ73’と、FFTプロセッサ71’とを備える。
【0036】
図6に示す実施例と同様に、図7におけるバースト雑音抑圧プロセッサ30’は、ノイズキャンセルプロセッサ80’と、バースト検出プロセッサ50’とを備える。ノイズキャンセルプロセッサ80’及びバースト検出プロセッサ50’は、図6に示すノイズキャンセルプロセッサ80及びバースト検出プロセッサ50と同様に動作するが、雑音の推定及びキャンセルを、時間領域ではなく、周波数領域で実行する。また、バースト雑音抑圧プロセッサ30’は、CSI更新プロセッサ90を備える。CSI更新プロセッサ90については、後ほど簡単に説明する。
【0037】
図6及び図7に示すバースト雑音抑圧プロセッサ30,30’の動作を、図8に示すフローチャート用いて後述する。図7に示すバースト雑音抑圧プロセッサ30’の動作は、図6に示すバースト雑音抑圧プロセッサ30よりも多くのステップを有する。したがって、図8のフローチャートは、第2の実施例に基づくバースト雑音抑圧プロセッサ30’の動作に対応している。図6の第1の実施例における動作に関するステップは、図7の第2の実施例における動作を参照することにより、特定される。
【0038】
3.2 バースト検出:第1工程
図8に示すように、バースト雑音抑圧プロセッサ30’の動作の第1工程において、バースト検出プロセッサ50’は、COFDMシンボルが占める期間に関するインパルス雑音のバーストの時間的位置の推定値を生成する。バースト検出プロセッサ50も、第1工程の動作を実行する。現在の位置は、部分的な電力測定値を計算することよって推定される。部分的な電力測定値は、「S」個のサンプルの小さなウィンドウ(small window)内における信号電力を測定することによって計算される。「S」の具体的な値としては、16であることが見いだされた。Xiが1つのOFDMシンボルに対するデータを表しているとすると、
【0039】
【数3】
【0040】
ここで、N=2048又はN=8192である。
【0041】
バースト雑音信号が500番目のサンプルにおいて発生するCOFDMシンボルの具体例を図9に示す。バースト雑音信号のないCOFDMシンボルに対して16サンプルウィンドウ内の部分的な電力を計算した結果を図10に示す。図11は、図9で示すバースト雑音信号の存在する状態におけるCOFDMシンボルの部分的な電力を示している。
【0042】
バースト検出プロセッサ50,50’は、全平均電力(POWmean)に対するピーク電力(POWmax)を、部分的な電力から計算することができる。しかしながら、ピーク値周辺の電力測定値は、総平均電力を算出する前に取り除かれる。これにより、全ての場合において、すなわち(継続時間と振幅の観点で)小さいバーストがあるときでも、大きいバーストがあるときでも、平均電力が略同じであることを保証する。
POWmax=MAX{POW} (6)
【0043】
【数4】
【0044】
L=用いられる電力値の個数
そして、ピーク電力対平均電力比(peak to average power ratio)は、閾値(THRESHOLD1)と比較され、その比較結果に基づいて、バースト検出プロセッサ50,50’は、バーストが存在するか否かを判定する。閾値THRESHOLD1は、雑音のない(clean)大きなIF信号を解析するとともに、ピーク電力対平均電力比の分布を抽出することによって選択される。図12は、COFDMシンボルの68個を1セットとし、5つのスーパフレーム(super−frame)を形成する連続した5セットに対する代表的なピーク電力対平均電力比を表したヒストグラムである。ピーク電力対平均電力比の分布のピークは、約1.8である。しかしながら、幾らかの広がり(spreading)がある。閾値THRESHOLD1を極めて低く、例えば1.8よりも低い値に設定すると、多くの誤トリガ(false triggering)が起こる。閾値THRESHOLD1を余りにも高く設定すると、特にバースト雑音の電力が低いときには、このバースト雑音を見逃してしまう可能性がある。
【0045】
図13は、閾値をピーク電力対平均電力比の最小値から最大値の間で変化させた際に、閾値よりも小さくなるピーク電力対平均電力比のパーセンテージを示したグラフである。閾値を2.0としたときには、80%の除去(すなわち補正トリガ(rejection or correct triggering))が予想される。これは、誤トリガの可能性がこの工程で0.2であることを意味している。他の実施例において、バースト雑音信号が存在するか否かについてこの工程で下される結論を確かにする更なるステップを付け加えることにより、誤トリガの可能性を更に引き下げることができる。
【0046】
【数5】
【0047】
THRESHOLD1=2.0 (9)
(P>THRESHOLD1)ならば、バーストが検出された(第2工程に進む)
その他の場合(ELSE)、バースト検出が終了し、COFDMシンボルからバースト雑音信号を除去するいかなる試みもなされない。そして、第1工程において、雑音が検出されたときは、バースト検出プロセッサ50’,50は、バースト雑音信号の粗い位置(coarse position)を、接続チャンネル54,54’を介して雑音信号プロセッサ70,70’及びノイズキャンセルプロセッサ80,80’に供給する。
【0048】
3.3 バースト検出:第2工程
第2工程において、バースト検出プロセッサ50,50’は、部分的な電力測定値の更なる解析を行い、COFDMシンボルにバースト雑音信号があるかを更に検証する(verfication)。このために、第2の閾値(THRESHOLD2)を、次の関係に従って設定する。
THRESHOLD2=β*POWmax (10)
ここで、βは0.85〜0.95の間の値である。
【0049】
そして、図11で示すように、第2の閾値THRESHOLD2を超える電力測定値の数が計算される。雑音のないOFDMシンボルは、それに加わるガウス雑音信号を有し、図10に示すように、第2の閾値THRESHOLD2を超える部分的な電力サンプルの個数が多くなる。しかしながら、図11に示すように、COFDMシンボル内にバースト雑音信号がある場合には、第2の閾値THRESHOLD2を超える個数は、少なくなる。
【0050】
信号にインパルス雑音が加わると、信号のピーク電力が平均して増大し、したがって、閾値が高くなる。閾値との交差の広がりに制限(「MaxSpread」)を設けることによって、誤トリガの可能性を更に下げることができる。
Sx=閾値と最後に交差する位置−閾値と最初に交差する位置 (11)
(Sx>MaxSpread)のときは、バースト検出プロセッサ50,50’は、バースト雑音信号が存在しないと決定して検出処理を終了し、COFDMシンボルから雑音をキャンセルするいかなる試みもなされない。
【0051】
その他の場合(ELSE)、バースト検出プロセッサ50,50’は、バーストが存在すると決定し、バースト雑音信号の位置と継続時間に関する推定値を示す信号を、接続チャンネル54,54’を介して、雑音信号プロセッサ70,70’及びノイズキャンセルプロセッサ80,80’に供給する。
【0052】
COFDMシンボル内に存在するバースト雑音信号を検出する具体例として、MaxSpreadの閾値は、以下のように設定される。
【0053】
【数6】
【0054】
ここで、N=2048又は8192、S=16、またD=パイロットキャリヤ間の距離(=12:DVB−T規格において)である。
【0055】
第2工程の処理の一部として、バースト検出プロセッサ50,50’が、図11に示すように、バースト雑音信号の存在を検出したときは、バースト期間の粗い値も検出される。バースト雑音信号検出処理の第3工程では、バースト雑音信号の存在を再確認した後に、この粗い値を用いて、バーストの継続時間及び位置に関するより正確な情報を求める。なお、第3工程は、図6と図7に示す第1の実施例と第2の実施例によってノイズキャンセルが時間領域又は周波数領域で行われるかにより、異なる。
【0056】
3.4 第3工程
第3工程では、実質的に、残りの全てがバースト雑音信号となるように、COFDMシンボルをフィルタリングして出力する。この結果、バースト雑音(noise burst)の存在をより高い信頼度で確認し、バーストの特徴(位置及び継続時間)をより正確に抽出することができる。
【0057】
DVB−T規格のようなパイロットを用いた(pilot assisted)通信方式では、パイロットキャリヤは全帯域に広がっている。チャンネル推定プロセッサ60,60’は、散在パイロット(Scattered Pilot:以下、SPという。)及び連続パイロット(Continuous Pilot:以下、CPという。)を用いて、無線信号が搬送されるチャンネルのインパルス応答の長期間及び短期間(long−term and short−term)の推定値(チャンネル状態の情報)を求めることができる。したがって、チャンネル推定プロセッサ60,60’は、長期間及び短期間のチャンネル状態の推定値を補償することができる。しかしながら、バースト雑音を抑圧するためには、バースト雑音信号が継続している間の各サンプルに対するバースト雑音の振幅及び複素位相の推定値が求められなければならない。データは、位相変調(QAM)を用いたCOFDMキャリヤ信号上を伝送されるので、各複素サンプルの位相が必要とされる。したがって、送信されてくるデータの完全性を向上させるためには、バースト雑音信号によってキャリヤ信号に生じる位相シフトを検出し、補正しなければならない。
【0058】
COFDMシンボル内のSP及びCPは、チャンネルの短期間及び長期間に亘る状態を容易に見積もれるようにするために設けられている。しかしながら、SP及びCPの配置及び構成は、受信機で発生するバースト雑音信号を検出するのには余り適していない。次の段落で説明するように、CP及びSPにより、バースト雑音信号の周期的な、すなわち間引かれた(decimated)推定値を容易に求めることができる。この推定は、第1及び第2の実施例におけるチャンネル推定プロセッサ60,60’の雑音推定器63,63’によって実行される。雑音推定器63,63’は、受信パイロットキャリヤを周波数領域で処理する。したがって、第1の実施例におけるチャンネル推定プロセッサ60は、COFDMシンボルが時間領域で供給されるため、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換するFFTプロセッサ61を備えており、パイロットキャリヤ周波数領域で取り扱うことができる。対照的に、第2の実施例におけるチャンネル推定及び訂正プロセッサ60’は、COFDMシンボルが周波数領域で供給されるため、ここではFFTプロセッサを必要としない。
【0059】
パイロットキャリヤ間にはデータキャリヤがあるという事実により、パイロットキャリヤにおける雑音を推定し、間引かれた雑音信号を構成することができる。離散時間信号処理(discrete−time signal processing)の基本原理を考慮すると、パイロットキャリヤが「D」個のキャリヤ(サンプル)によって分離されているとき、離散フーリエ変換(この具体例ではIDFT)は、「D」の位置で、バースト雑音を繰り返して生成する。このように、バースト雑音抑圧プロセッサ30,30’の動作における第3工程において、以下の動作が雑音推定器63,63’によって実行される。
【0060】
1.受信COFDMシンボルからのパイロットキャリヤ(CP及びSP)と、受信機で既知の再生されたパイロットキャリヤとを相関させることよって、間引かれた雑音信号を構成する。
【0061】
2.既知の再生されたパイロットキャリヤの間引かれたバースト雑音信号にIFFTを施す。
【0062】
3.第2工程で得られたバーストの位置及び継続時間の情報を用いて、周期的に配置された複数の「D」の部分の1つを時間領域から選択する。
【0063】
4.選択した部分に対して部分的な電力測定を行い、バースト雑音信号に関する正確な情報を抽出する。
【0064】
バースト雑音抑圧プロセッサ30,30’の動作を説明する前に、動作の背後にある理論を説明する。間引き処理(decimation process)は、信号X(f)に、D個のサンプル毎に(「D」は間引き率)値が1であるとともに、その間は値が0であるサンプルからなる同じ長さの信号D(f)を乗算すること見なすことができる。周知の信号処理規則では、一方の領域における「乗算」は、他方の領域における「畳込み(convolution)」に対応している。すなわち、間引き処理を周波数領域で行うと、信号全体を時間領域で表したx(t)は、間引き信号(decimating signal)を時間領域で表したd(t)を畳み込む。これは、数学的には以下のように表される。
Xd(f)=X(f)・D(f) → xd(t)*d(t) (13)
図14は、1705個のサンプル(2Kモードにおけるキャリヤ数)の長さを有する代表的な間引き信号D(f)を示している。対応する時間領域の信号d(f)を図15に示す。
【0065】
式(13)の後半及び図15に示す信号を検討する。図15から明らかなように、信号x(t)は、「D」回(この具体例ではD=12)反復され、「シーケンス(sequence)の長さ/D」(すなわち、この具体例では1705/12=142)個のサンプルで分離された「D」の狭いインパルスで畳み込まれる。信号x(t)が、(バースト雑音のように)継続時間の短いものであり、その継続時間が142個のサンプルに制限されているとき、各レプリカ(replica)は、142のグリッドサイズ(grid size)内に入る。142のグリッドサイズ内に入らないときは、レプリカは、共にエリアシングとなる(alias)。バースト雑音信号がどのように検出されるかを説明するために、図11に示すバースト雑音信号を有するCOFDMシンボルについて検討する。第3工程の処理に関して上述した4つのステップは、雑音推定器63,63’及び雑音信号プロセッサ70,70’によって、以下のように実行される。
【0066】
ステップ1.間引かれた雑音信号を構成する:図16は、再生パイロットキャリヤと受信パイロットキャリヤとを関連させることによって得られる対応した雑音推定値を示す図である。雑音値のサンプルは、(データキャリヤの数に対応した)11個の0により分離されているCPキャリヤのそれぞれの位置において得られる。
【0067】
ステップ2.逆DFTを実行する:図17は、逆DFT操作が施された、間引かれた雑音信号を示す図である。上述したように、バーストのレプリカが12個ある。第1の実施例では、間引かれた雑音信号は、チャンネル推定プロセッサ60内の雑音推定器63から周波数領域の信号として供給されるので、雑音信号プロセッサ70内の逆FFTプロセッサ71によって逆FFTが実行される。第2の実施例では、逆FFTは、チャンネル推定及び訂正プロセッサ60’内の逆FFTプロセッサ61’によって実行される。しかしながら、バースト雑音の複数のバージョンがバースト選択プロセッサ73,73’に時間領域で供給されるという結果は同じである。
【0068】
ステップ3.第2工程で得られた情報(バーストの位置及び継続時間)を用いて、「D」の可能な部分のうちから1つを選択する:図17に破線で示すように、継続時間及び位置の情報から第4番目の部分が選択される。継続時間及び位置の情報は、バースト検出プロセッサ50,50’から接続チャンネル54,54’を介して雑音信号プロセッサ70,70’内のバースト選択プロセッサ73,73’に供給される。上述のように、第1工程及び第2工程が正しく実行されているときは、この処理によって、COFDMシンボルが除去され、残りの信号を解析して判定を下すことができる。
【0069】
ステップ4.バーストに関する正確な情報を抽出するために、選択された部分の部分的な電力の測定を実行する:図18は、選択された部分を示す図であり、図19は、図18において分離された(isolated)信号の対応する部分的な電力測定値を示す図である。これらの動作は、バースト選択プロセッサ73,73’によって実行される。部分的な電力の測定は、式(1)に基づいて実行され、ここで、「S」は、より正確さ増すために、これまでより小さい値(代表的には8)とすることができ、また、Nは、この時点では部分的なサイズとされる。この時点で、ノイズキャンセルプロセッサ80,80’によってCOFDMシンボルからキャンセルすることができるバースト雑音信号の推定値が得られる。なお、幾つかの実施例では、バースト雑音信号の推定値の精度を高める(refine)とともに、バースト雑音信号が本当に存在することを確認して誤トリガの可能性をより下げるために、更なるステップを有する。
【0070】
幾つかの実施例では、第3工程の処理は、バースト雑音信号の継続時間の推定値の精度を時間領域で高めるための更なるステップを有している。このため、図19に示すように、第3の閾値レベルTHRESHOLD3が設定される。第3の閾値THRESHOLD3は、下記式に基づいて設定される。
THRESHOLD3=λ*(POWmax−POWmean); (14)
ここで、λは0.125〜0.25の間の値であり、POWmaxとPOWmeanはそれぞれ、部分的な電力測定値の最大値と平均値である。
【0071】
ここで、COFDMシンボルが除去されると、バースト間のサンプルの振幅は、極めて小さい(略0)と見なすことができる。したがって、閾値(THRESHOLD3)は、低い値に設定され、バースト雑音のプロファイルを抽出するのに用いられる。図20は、選択された部分において抽出された雑音のプロファイルを示す図である。
【0072】
抽出された雑音プロファイルにより、それぞれ「1」又は「−1」を検出することで、「高」から「低」への遷移(可能なバーストの終了)及び「低」から「高」への遷移(可能なバーストの開始)を容易に識別することができる。可能な「開始」(possible starts)の最小値と可能な「終了」(possible ends)最大値から、微調整されたパラメータが得られる。
【0073】
前の2つの工程によって、誤った情報(「誤トリガ」)が得られたときは、部分的な電力測定値は、図21に示すように見える。閾値THRESHOLD3は、以前と同じ値に設定され、抽出された雑音プロファイルは、図22に示すように見える。バースト選択プロセッサ73,73’は、選択された部分全体に亘って、実質的に値「1」を検出し、この値は、インパルス雑音ではなく、平坦な雑音(ガウス雑音)の存在を示唆している。したがって、バースト選択プロセッサ73,73’は、雑音プロファイルを適切な閾値と比較することによって、バースト雑音が存在するか否かを検出することができる。バースト選択プロセッサ73,73’がバースト雑音の存在を確認しないときには、バースト検出処理は終了し、ノイズキャンセルプロセッサ80,80’は、バースト雑音信号が推定されないときは、バースト雑音信号をキャンセルしようとはしない。
【0074】
3.5 第4工程
本発明の第2の実施例において、バースト雑音信号が一旦検出されると、ノイズキャンセルプロセッサ80’は、バースト雑音の影響を受けているキャリヤ(データキャリヤ及びパイロットキャリヤ)から雑音をキャンセルする。なお、パイロットキャリヤ(CP及びSP)を用いて得られるチャンネルの状態情報(Channel State Information:以下、CSIという。)の推定を向上させるために、バースト雑音抑圧プロセッサ30’は、CSIを再び推定するCSI更新プロセッサ90を備える。COFDMシンボルからバースト雑音が除去された後のCSIを推定するために、パイロットキャリヤ(SP及びCP)が用いられる。このために、CSI更新プロセッサ90には、ノイズキャンセルプロセッサ80’からの出力が供給される。チャンネル推定にノイズキャンセルプロセッサ80’の出力を用いない場合は、雑音が除去されたとしても、チャンネル推定処理は雑音が存在するものとして行われる。その結果、誤ったCSIが生成され、図3の復調器(デマッパ(de−mapper)42)が間違って動作することになる。
【0075】
第2の実施例においては、再推定されたCSIを用いて、受信COFDMシンボルにバースト雑音信号が存在するか否かを更にチェックすることができる。前の3つの工程が全て正しく処理される(すなわち誤トリガがない)と、ノイズキャンセルプロセッサ80’によってCOFDMシンボルから推定雑音信号がキャンセルされた後には、連続パイロット(CP)キャリヤ及び散在パイロット(SP)キャリヤを用いて推定される雑音電力は低下する。したがって、第2の実施例では、CSI更新プロセッサ90は、バースト雑音信号がキャンセルされる前と後の、CP及びSPにより決定された雑音電力を比較することによって、更なるチェックを行う。このために、CSI更新プロセッサ90には、接続チャンネル34を介してバースト雑音信号がキャンセルされる前のCOFDM信号が供給されるとともに、ノイズキャンセルプロセッサ80’から、検出されたバースト雑音信号がキャンセルされたCOFDMシンボルが供給される。バースト雑音信号が存在するか否かの更なるチェックは、下記式に基づいて判定される。
【0076】
【数7】
【0077】
ならば、バースト雑音が確認された。
その他の場合(ELSE)、バースト雑音が検出されない(バースト検出がここで終了する)。
【0078】
CSI更新プロセッサ90がバースト雑音信号が存在しないと決定したときには、元の受信COFDMシンボルが出力端子32から出力される。
【0079】
3.6 他の実施例
複数のパイロットキャリヤを有するマルチキャリヤ変調シンボルを用いて伝送されてきた情報の完全性を向上させるのには、上述したステップの全てが必ずしも必要とされないことは明らかである。幾つかの実施例では、バースト雑音信号の有無を推定するために実行されるステップは、省略することができる。そのような実施例に基づいた誤トリガの確率は、一部の用途では許容することができる。しかしながら、例えば、符号化されたビデオデータをマルチキャリヤ変調シンボルで伝送する他の実施例では、誤トリガの可能性を最小限にするためにバースト雑音検出ステップが含まれる。同様に、他の実施例では、バースト雑音信号の継続時間の推定値の精度を高めるために導入された上述のステップは、省略することができ、あるいは特定の用途に適合するように選択されてもよい。
【0080】
更に、第1の実施例においても、CSI更新プロセッサ90を設けるとともに、それに必要は変更を加え、適切な時間領域又は周波数領域の信号をうるようにしてもよい。すなわち。受信COFDMシンボルの雑音が低減されたことを確認する処理である第4工程を、第1の実施例においても実行してもよい。
【図面の簡単な説明】
【図1】2つの連続するCOFDMシンボルを示す図である。
【図2】本発明の一実施例に基づいて、COFDMシンボルを受信し、バースト雑音抑圧プロセッサが時間領域で動作する受信機の構成を示すブロック図である。
【図3】本発明の一実施例に基づいて、COFDMシンボルを受信し、バースト雑音抑圧プロセッサが周波数領域で動作する受信機の構成を示すブロック図である。
【図4】バースト雑音信号を時間領域で示す図である。
【図5】時間領域における信号を周波数領域で示す図である。
【図6】図2に見られる本発明の一実施例に基づいて、時間領域で動作するバースト雑音抑圧プロセッサの構成を示すブロック図である。
【図7】図3に見られる本発明の一実施例に基づいて、周波数領域で動作するバースト雑音抑圧プロセッサの構成を示すブロック図である。
【図8】図6及び図7に示すバースト雑音抑圧プロセッサの動作を説明するフローチャートである。
【図9】図2及び図3に示す受信機内のFFT入力バッファに供給及び記憶されたバースト雑音信号を含むCOFDMシンボルの同相成分と直交成分を示す図である。
【図10】バースト雑音信号の存在しないCOFDMシンボルの部分的な雑音電力測定値を示す図である。
【図11】図9に示すバースト雑音信号の発生したCOFDMシンボルの部分的な雑音電力測定値を示す図である。
【図12】例としてバースト雑音信号の存在しないCOFDMシンボルのピーク電力対平均電力比を代表的なヒストグラムによって示す図である。
【図13】所定の閾値に関して、特定のピーク電力対平均電力比を有する図12のCOFDMシンボルのパーセンテージを示す図である。
【図14】典型的な間引き信号を周波数領域で示す図である。
【図15】図14に示す間引き信号を時間領域で表す図である。
【図16】受信パイロットキャリヤ信号から生成された間引かれた雑音信号を周波数領域で示す図である。
【図17】図16に示す間引かれた雑音信号を時間領域で表す図である。
【図18】図9で説明したバースト雑音信号の時間及び継続時間の推定値に基づいて選択された図17に示す間引かれた雑音信号のセグメントを示す図である。
【図19】図18に示す間引かれた雑音信号の選択された部分における部分的な雑音電力測定値を示す図である。
【図20】図19に示す部分的な雑音電力測定値から判定され抽出された雑音プロファイルを示す図である。
【図21】バースト雑音信号が存在しないときの間引かれた雑音信号の選択された部分における部分的な雑音電力測定値を示す図である。
【図22】図21に示す部分的な雑音電力測定値から判定され抽出された雑音プロファイルを示す図である。
Claims (36)
- 既知の信号で変調された複数のパイロットキャリヤと、データを搬送する複数のキャリヤとを含むマルチキャリヤ変調シンボルを受信する受信装置において、
上記シンボルが占める期間内のシンボルにエラーを発生させるバースト雑音の時間的位置を検出するバースト雑音検出プロセッサと、
再生パイロットキャリヤからバースト雑音信号に対応する間引かれた雑音信号を生成し、上記間引かれた雑音信号に逆フーリエ変換を施して上記バースト雑音信号の推定される複数のバージョンを生成するチャンネル推定プロセッサと、
上記バースト雑音信号の検出された時間的位置において上記バースト雑音の推定される複数のバージョンのうちの1つを識別することにより、上記バースト雑音信号の推定値を生成する雑音信号プロセッサと、
上記シンボルから上記推定バースト雑音信号を実質的にキャンセルするノイズキャンセルプロセッサとを備える受信装置。 - 上記雑音信号プロセッサは、上記識別されたバースト雑音信号以外の信号サンプルを0に設定してフーリエ変換を施し、上記バースト雑音信号の推定値の周波数領域におけるバージョンを再生し、上記ノイズキャンセルプロセッサは、上記バースト雑音信号の推定値の周波数領域におけるバージョンを周波数領域において上記シンボルからキャンセルすることを特徴とする請求項1記載の受信装置。
- 上記バースト雑音検出プロセッサは、上記シンボルのサンプルの時間に関する電力を推定し、上記シンボルの期間内において電力が最大であるピーク基準時間的位置を識別し、上記ピーク基準時間的位置から上記バースト雑音の時間的位置を判定することを特徴とする請求項1記載の受信装置。
- 上記バースト雑音検出プロセッサは、受信シンボル内にバースト雑音信号が存在するか否かについての推定情報を上記ノイズキャンセルプロセッサに供給し、上記バースト雑音検出プロセッサがバースト雑音信号が存在しないと決定したときには、上記ノイズキャンセルプロセッサに上記シンボルから再生雑音信号をキャンセルさせないようにすることを特徴とする請求項3記載の受信装置。
- 上記バースト雑音検出プロセッサは、最大電力に対して所定の割合における算出された電力サンプルの時間的広がりを判定し、補間器が推定バースト雑音信号のサンプルを上記時間的広がりで選択し、上記バースト雑音の時間的位置が上記時間的広がり内で決定されることを特徴とする請求項4記載の受信装置。
- 上記バースト雑音検出プロセッサは、上記時間的広がりが、上記パイロットキャリヤを周波数領域において配置することにより生成される時間領域の分解可能な最大継続時間に関する所定の最大継続時間よりも広いときに、受信シンボル内にバースト雑音信号が存在しないと決定することを特徴とする請求項5記載の受信装置。
- 上記雑音信号プロセッサは、
上記バースト雑音信号の識別されたバージョンの上記ピーク基準時間的位置における振幅を所定の閾値と比較し、
上記バースト雑音のピーク基準時間的位置よりも前であって、上記バースト雑音信号の振幅が上記所定の閾値よりも小さくなる時間的位置を上記バースト雑音信号の開始位置とし、
上記バースト雑音のピーク基準時間的位置よりも後であって、上記バースト雑音信号の振幅が上記所定の閾値よりも小さくなる時間的位置を上記バースト雑音信号の終了位置とすることにより、
上記バースト雑音信号の識別されたバージョンの開始位置及び終了位置を決定し、
上記雑音信号プロセッサは、上記推定バースト雑音信号のサンプルを上記バースト雑音信号の開始位置及び終了位置に関して選択することを特徴とする請求項1記載の受信装置。 - 上記バースト雑音検出プロセッサは、
上記マルチキャリヤ変調シンボルの電力を時間に関して推定し、
上記時間に関する推定電力から上記バースト信号のピーク電力対平均電力比を時間に関して算出し、
上記ピーク電力対平均電力比を、バースト雑音の誤検出の可能性を低くするように決定された所定の閾値と比較し、ピーク電力対平均電力比が閾値以下のときは、受信シンボル内にバースト雑音信号が存在しないと決定することを特徴とする請求項3記載の受信装置。 - 上記シンボル内の平均電力は、上記最大電力サンプルを囲む所定の時間的ウィンドウ内の信号サンプルを除いた上記シンボルの信号サンプルの平均値から算出されることを特徴とする請求項8記載の受信装置。
- 上記再生バースト雑音が上記シンボルからキャンセルされる前と後のシンボルの雑音推定値を生成し、上記シンボルの雑音推定値が上記バースト雑音信号がキャンセルされた後よりも大きくなるときは、上記バースト雑音信号は存在しないと決定し、上記バースト雑音信号がキャンセルされる前のシンボルを出力するチャンネル状態プロセッサを備える請求項1記載の受信装置。
- 上記シンボルの雑音推定値は、上記受信パイロットキャリヤを、上記バースト雑音信号がキャンセルされる前と後の上記既知のパイロットキャリヤの再生されたバージョンと比較することによって、生成されることを特徴とする請求項10記載の受信装置。
- 上記パイロットキャリヤは、連続パイロットの位置と散在パイロットの位置に配置され、上記シンボルの雑音推定値は、上記受信連続パイロットのうちの少なくとも1つを上記連続パイロット又は散在パイロットの再生されたバージョンのうちの少なくとも1つと比較することによって、生成されることを特徴とする請求項11記載の受信装置。
- 上記マルチキャリヤ変調シンボルは、デジタルビデオ放送規格に基づいて生成されることを特徴とする請求項1記載の受信装置。
- 上記バースト雑音検出プロセッサ、上記チャンネル推定プロセッサ、上記雑音信号プロセッサ又は上記ノイズキャンセルプロセッサのうち少なくとも1つは、上記受信シンボル内にバースト雑音信号が存在するか否かを推定し、上記バースト雑音信号が存在すると判定されるときには、上記再生雑音信号を上記シンボルからキャンセルすることを特徴とする請求項1記載の受信装置。
- 上記バースト雑音検出プロセッサは、上記シンボルの最大ピーク電力のサンプルを上記シンボル内の平均電力と比較することによって、上記シンボル内の時間に関する電力のサンプルから、上記シンボルについてのピーク電力対平均電力比を推定し、上記ピーク電力対平均電力比を、バースト雑音の誤検出の可能性を低くするように決定された所定の閾値と比較し、その比較結果から上記受信シンボル内にバースト雑音信号が存在するか否かを判定することを特徴とする請求項14記載の受信装置。
- 上記シンボル内の平均電力は、最大電力を有するサンプルの時間的ピーク電力基準位置を囲む所定の時間的ウィンドウ内の信号サンプルを除いた上記シンボルの信号サンプルの平均値から算出されることを特徴とする請求項15記載の受信装置。
- 上記バースト雑音検出プロセッサは、最大ピーク電力に対して所定の割合における算出された電力サンプルの時間的広がりを判定し、上記時間的広がりが、所定の最大継続時間よりも広いときに、受信シンボル内にバースト雑音信号が存在しないと決定することを特徴とする請求項15記載の受信装置。
- 上記所定の最大継続時間は、上記パイロットキャリヤを周波数領域において配置することにより生成される時間領域の分解可能な最大継続時間に関することを特徴とする請求項17記載の受信装置。
- 上記バースト雑音検出プロセッサは、上記受信シンボルの推定電力サンプルを上記最大電力サンプルの所定の割合と比較し、上記最大電力サンプルの所定の割合を超える推定電力サンプルの個数に基づいてバースト雑音信号が存在するか否かを判定することを特徴とする請求項15記載の受信装置。
- 上記再生バースト雑音が上記シンボルからキャンセルされる前と後のシンボルの雑音推定値を生成し、上記シンボルの雑音推定値が上記バースト雑音信号をキャンセルした後よりも大きくなるときは、上記バースト雑音信号が存在しないと決定し、上記バースト雑音信号がキャンセルされる前のシンボルを出力するチャンネル状態プロセッサを備える請求項14記載の受信装置。
- 上記シンボルの雑音推定値は、上記受信パイロットキャリヤを、上記既知のパイロットキャリヤの再生されたバージョンと比較することにより生成されることを特徴とする請求項20記載の受信装置。
- 上記パイロットキャリヤは、連続パイロットの位置と散在パイロットの位置に配置され、上記シンボルの雑音推定値は、上記受信連続パイロット及び散在パイロットのうちの少なくとも1つを、上記連続パイロット及び散在パイロットの再生されたバージョンと比較することにより生成されることを特徴とする請求項21記載の受信装置。
- 上記雑音信号プロセッサは、
上記識別された推定バースト雑音信号の振幅を、上記推定バースト雑音信号の最大電力サンプルに関連して設定された閾値と比較し、
上記推定バースト雑音信号の振幅と上記閾値との比較結果から、上記推定バースト雑音信号の継続時間を決定し、
上記継続時間を、バースト雑音ではなく、ガウス雑音に実質的に対応する所定の雑音信号継続時間と比較し、上記所定の継続時間との比較結果から、上記受信シンボル内にバースト雑音信号が存在するか否かを判定することを特徴とする請求項14記載の受信装置。 - 既知の信号で変調された複数のパイロットキャリヤと、データを搬送する複数のキャリヤとを含む受信マルチキャリヤ変調シンボル内のバースト雑音を低減するバースト雑音プロセッサにおいて、
上記シンボルが占める期間内のシンボルにエラーを発生させるバースト雑音の時間的位置を検出するバースト雑音検出プロセッサと、
再生パイロットキャリヤから上記バースト雑音信号に対応する周波数領域の間引かれた雑音信号を時間領域おいて生成し、上記間引かれた雑音信号に逆フーリエ変換を施して上記バースト雑音信号の推定される複数のバージョンを生成するチャンネル推定プロセッサと、
上記バースト雑音信号の検出された時間的位置において上記バースト雑音の推定される複数のバージョンのうちの1つを識別することにより、上記バースト雑音信号の推定値を生成する雑音信号プロセッサとを備えるバースト雑音プロセッサ。 - 上記シンボルから上記推定バースト雑音信号を実質的にキャンセルするノイズキャンセルプロセッサを備え、
上記雑音信号プロセッサは、上記識別されたバースト雑音信号以外の信号サンプルを0に設定してフーリエ変換を施し、上記バースト雑音信号の周波数領域におけるバージョンを再生し、上記ノイズキャンセルプロセッサは、上記バースト雑音信号の周波数領域におけるバージョンを周波数領域において上記シンボルからキャンセルすることを特徴とする請求項24記載のバースト雑音プロセッサ。 - 上記バースト雑音検出プロセッサは、上記シンボルのサンプルの時間に関する電力を推定し、上記シンボルの期間内において電力が最大ピークであるピーク基準時間的位置を識別し、上記ピーク基準時間的位置から上記バースト雑音の時間的位置を判定することを特徴とする請求項24記載のバースト雑音プロセッサ。
- 上記バースト雑音検出プロセッサは、受信シンボル内にバースト雑音信号が存在するか否かについての推定情報を上記ノイズキャンセルプロセッサに供給し、上記バースト雑音検出プロセッサがバースト雑音信号が存在しないと決定したときには、上記ノイズキャンセルプロセッサに上記シンボルから再生雑音信号をキャンセルさせないようにすることを特徴とする請求項26記載のバースト雑音プロセッサ。
- 上記バースト雑音検出プロセッサ、上記チャンネル推定プロセッサ、上記ノイズキャンセルプロセッサ又は上記雑音信号プロセッサのうち少なくとも1つは、上記受信シンボル内にバースト雑音信号が存在するか否かを推定し、上記バースト雑音信号が存在すると判定されるときには、上記再生雑音信号を上記シンボルからキャンセルすることを特徴とする請求項24記載のバースト雑音プロセッサ。
- 上記バースト雑音検出プロセッサは、上記シンボルの最大ピーク電力のサンプルを上記シンボル内の平均電力と比較することによって、上記シンボル内の時間に関する電力のサンプルから、上記シンボルについてのピーク電力対平均電力比を推定し、上記ピーク電力対平均電力比を、バースト雑音の誤検出の可能性を低くするように決定された所定の閾値と比較し、その比較結果から上記受信シンボル内にバースト雑音信号が存在するか否かを判定することを特徴とする請求項28記載のバースト雑音プロセッサ。
- 上記バースト雑音検出プロセッサは、上記受信シンボルの推定電力サンプルを上記最大電力サンプルの所定の割合と比較し、上記最大電力サンプルの所定の割合を超える推定電力サンプルの個数に基づいてバースト雑音信号が存在するか否かを判定することを特徴とする請求項28記載のバースト雑音プロセッサ。
- 上記再生バースト雑音が上記シンボルからキャンセルされる前と後のシンボルの雑音推定値を生成し、上記推定シンボル雑音が上記バースト雑音信号をキャンセルした後によりも大きくなるときは、上記バースト雑音信号が存在しないと決定し、上記バースト雑音信号がキャンセルされる前のシンボルを出力するチャンネル状態プロセッサを備える請求項28記載のバースト雑音プロセッサ。
- 上記雑音信号プロセッサは、
上記識別された推定バースト雑音信号の振幅を、上記推定バースト雑音信号の最大電力サンプルに関連して設定された閾値と比較し、
上記推定バースト雑音信号の振幅と上記閾値との比較結果から、上記推定バースト雑音信号の継続時間を決定し、
上記継続時間を、バースト雑音ではなくガウス雑音に実質的に対応する所定の雑音信号継続時間と比較し、上記所定の継続時間との比較結果から、上記受信シンボル内にバースト雑音信号が存在するか否かを判定することを特徴とする請求項28記載のバースト雑音プロセッサ。 - 既知の信号で変調された複数のパイロットキャリヤと、データを搬送する複数のキャリヤとを含むマルチキャリヤ変調シンボル内のバースト雑音を低減するバースト雑音低減方法において、
上記シンボルが占める期間内のシンボルにエラーを発生させるバースト雑音の時間的位置を検出するステップと、
再生パイロットキャリヤから上記バースト雑音信号に対応する間引かれた雑音信号を生成するステップと、
上記間引かれた雑音信号に逆フーリエ変換を施して上記バースト雑音信号の推定される複数のバージョンを生成するステップと、
上記バースト雑音信号の検出された時間的位置において上記バースト雑音の推定される複数のバージョンのうちの1つを識別することにより、上記バースト雑音信号の推定値を生成するステップと、
上記シンボルから上記推定バースト雑音信号を実質的にキャンセルするステップとを有するバースト雑音低減方法。 - 上記受信シンボル内に上記バースト雑音信号が存在するか否かを推定し、上記バースト雑音信号が存在すると判定されるときには、上記推定に基づいて上記再生雑音信号を上記シンボルからキャンセルするステップを有する請求の範囲33記載のマルチキャリヤ変調シンボル内のバースト雑音低減方法。
- 既知の信号で変調された複数のパイロットキャリヤと、データを搬送する複数のキャリヤとを含むマルチキャリヤ変調シンボルを受信する受信装置において、
上記シンボルが占める期間内のシンボルにエラーを発生させるバースト雑音の時間的位置を検出する手段と、
再生パイロットキャリヤからバースト雑音信号に対応する間引かれた雑音信号を生成する手段と、
上記間引かれた雑音信号に逆フーリエ変換を施して上記バースト雑音信号の推定される複数のバージョンを生成する手段と、
上記バースト雑音信号の検出された時間的位置において上記バースト雑音の推定される複数のバージョンのうちの1つを識別することにより、上記バースト雑音信号の推定値を生成する手段と、
上記シンボルから上記推定バースト雑音信号を実質的にキャンセルする手段とを備える受信装置。 - 上記受信シンボル内にバースト雑音信号が存在するか否かを推定し、上記バースト雑音信号が存在すると判定されるときには、上記推定に基づいて上記再生雑音信号を上記シンボルからキャンセルする手段を備える請求の範囲35記載の受信装置。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
GB0210630A GB2388500A (en) | 2002-05-09 | 2002-05-09 | Noise burst estimation and cancellation in OFDM carriers |
GB0210617A GB2388499A (en) | 2002-05-09 | 2002-05-09 | A multi-carrier receiver which can detect, estimate and cancel impulse burst noise signals |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2004166200A true JP2004166200A (ja) | 2004-06-10 |
Family
ID=29404300
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2003132039A Withdrawn JP2004166200A (ja) | 2002-05-09 | 2003-05-09 | 受信装置 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US7418026B2 (ja) |
JP (1) | JP2004166200A (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100686046B1 (ko) | 2004-12-23 | 2007-02-23 | 엘지전자 주식회사 | 디지털 수신기의 채널 추정 장치 및 방법 |
JP2008514080A (ja) * | 2004-09-16 | 2008-05-01 | ディブコン | インパルス雑音訂正 |
JP2012231483A (ja) * | 2005-08-12 | 2012-11-22 | Ati Technologies Ulc | インパルス雑音の軽減のための方法 |
US8731037B2 (en) | 2011-05-18 | 2014-05-20 | Panasonic Corporation | Receiver, integrated circuit, receiving method, and program |
Families Citing this family (34)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7177377B2 (en) * | 2002-01-30 | 2007-02-13 | Mediatek Inc. | Avoidance mechanism for co-channel interference in a network |
US7623580B2 (en) * | 2003-06-30 | 2009-11-24 | Nxp B.V. | Simultaneous multiple channel receiver |
JP4356392B2 (ja) * | 2003-08-07 | 2009-11-04 | パナソニック株式会社 | 通信装置 |
US7590199B2 (en) * | 2003-09-12 | 2009-09-15 | Advantech Advanced Microwave Technologies Inc. | Hybrid frequency offset estimator |
AU2003267470A1 (en) * | 2003-10-03 | 2005-04-21 | Nokia Corporation | Method, system and receiver for receiving a multi-carrier transmission |
JP3877215B2 (ja) * | 2003-10-10 | 2007-02-07 | 株式会社インテリジェント・コスモス研究機構 | 送信装置、通信システムおよび通信方法 |
US7701917B2 (en) | 2004-02-05 | 2010-04-20 | Qualcomm Incorporated | Channel estimation for a wireless communication system with multiple parallel data streams |
KR101080969B1 (ko) * | 2004-08-18 | 2011-11-09 | 엘지전자 주식회사 | 디지털 수신기의 sfo 추정 방법 및 장치 |
TWI271951B (en) * | 2004-12-15 | 2007-01-21 | Mediatek Inc | Impulse supression apparatus of OFDM system and impulse supression method thereof |
DE602004019438D1 (de) * | 2004-12-15 | 2009-03-26 | Alcatel Lucent | Verfahren zur Rauschmessung und entsprechendes empfangendes DSL-Modem. |
FR2891682B1 (fr) * | 2005-10-05 | 2008-02-08 | Eads Telecom Soc Par Actions S | Interpolation de puissance de bruit dans un systeme multi-porteuses |
TWI291811B (en) * | 2005-11-25 | 2007-12-21 | Sunplus Technology Co Ltd | Method for suppressing impulse noise and device thereof |
KR100933162B1 (ko) * | 2006-07-14 | 2009-12-21 | 삼성전자주식회사 | 이동통신 시스템에서 동기 획득을 위한 주파수 버스트 탐색방법 및 장치 |
US8054914B2 (en) * | 2007-01-30 | 2011-11-08 | Texas Instruments Incorporated | Noise variance estimation |
US8238463B1 (en) * | 2007-06-14 | 2012-08-07 | University Of South Florida | Reception and measurement of MIMO-OFDM signals with a single receiver |
KR101118662B1 (ko) * | 2007-06-15 | 2012-03-07 | 노키아 코포레이션 | 광대역 잡음에 의해 야기되는 왜곡의 처리 |
US20090221252A1 (en) * | 2008-02-29 | 2009-09-03 | The Hong Kong University Of Science And Technology | Low complexity agc for mb-ofdm |
US8520747B2 (en) * | 2008-03-20 | 2013-08-27 | Qualcomm Incorporated | Channel estimation in wireless systems with impulsive interference |
WO2010016232A1 (ja) | 2008-08-06 | 2010-02-11 | パナソニック株式会社 | 無線受信装置 |
GB2469069A (en) * | 2009-03-31 | 2010-10-06 | Sony Corp | A receiver for OFDM which idenitifies and cancels impulse noise by comparison with the long term noise. |
US20110075752A1 (en) * | 2009-09-25 | 2011-03-31 | Hongming Zheng | Non-unitary precoding scheme for wireless communications |
US9124396B2 (en) * | 2011-07-28 | 2015-09-01 | Allen LeRoy Limberg | COFDM digital television receivers for iterative-diversity reception |
US8767847B2 (en) * | 2011-11-01 | 2014-07-01 | Mediatek Inc. | Time-deinterleaver and method for input signal processing and computer program products using the same |
US8306166B1 (en) * | 2012-01-17 | 2012-11-06 | Casa Systems, Inc. | System and method for detecting burst noise during quadrature amplitude modulation communications |
EP2709105B1 (en) * | 2012-09-13 | 2014-11-19 | Nxp B.V. | Method, system and computer program product for reducing impulsive noise disturbance in an audio signal |
US9571156B2 (en) | 2013-03-14 | 2017-02-14 | Cisco Technology, Inc. | Burst triggered signal analysis |
US9379854B2 (en) * | 2013-11-19 | 2016-06-28 | Cable Television Laboratories, Inc. | Signaling with noise cancellation using echoes |
CN106941462A (zh) * | 2016-01-04 | 2017-07-11 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种信号检测的方法及装置 |
TWI593238B (zh) * | 2016-05-17 | 2017-07-21 | 晨星半導體股份有限公司 | 脈衝雜訊偵測電路與方法 |
TWI610545B (zh) * | 2016-06-21 | 2018-01-01 | 晨星半導體股份有限公司 | 檢測凹口頻帶之檢測方法及檢測裝置 |
US9878689B1 (en) * | 2017-06-30 | 2018-01-30 | Zoox, Inc. | Seatbelt system including occupant detector |
WO2020170221A1 (en) * | 2019-02-22 | 2020-08-27 | Aerial Technologies Inc. | Handling concept drift in wi-fi-based localization |
WO2021221190A1 (ko) * | 2020-04-28 | 2021-11-04 | 엘지전자 주식회사 | 신호 처리 장치 및 이를 구비하는 영상표시장치 |
US11550434B2 (en) * | 2020-10-19 | 2023-01-10 | Synaptics Incorporated | Short-term noise suppression |
Family Cites Families (14)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5410264A (en) * | 1992-10-13 | 1995-04-25 | Bell Communications Research, Inc. | Adaptive impulse noise canceler for digital subscriber lines |
US5497398A (en) * | 1993-08-12 | 1996-03-05 | Aware, Inc. | Multi-carrier transceiver |
US5995567A (en) | 1996-04-19 | 1999-11-30 | Texas Instruments Incorporated | Radio frequency noise canceller |
US5875199A (en) * | 1996-08-22 | 1999-02-23 | Lsi Logic Corporation | Video device with reed-solomon erasure decoder and method thereof |
TW465234B (en) * | 1997-02-18 | 2001-11-21 | Discovision Ass | Single chip VLSI implementation of a digital receiver employing orthogonal frequency division multiplexing |
JPH11205166A (ja) | 1998-01-19 | 1999-07-30 | Mitsubishi Electric Corp | ノイズ検出装置 |
GB2348783B (en) | 1999-04-07 | 2004-01-14 | British Broadcasting Corp | Improvements relating to OFDM receivers |
JP4494700B2 (ja) * | 2000-01-10 | 2010-06-30 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 妨害検出と除去を有するマルチキャリア伝送システム |
EP1176750A1 (en) | 2000-07-25 | 2002-01-30 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Link quality determination of a transmission link in an OFDM transmission system |
US6771591B1 (en) * | 2000-07-31 | 2004-08-03 | Thomson Licensing S.A. | Method and system for processing orthogonal frequency division multiplexed signals |
GB0020071D0 (en) | 2000-08-16 | 2000-10-04 | Mitel Semiconductor Ltd | Tuner |
EP1364507A2 (en) * | 2001-02-22 | 2003-11-26 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Multicarrier transmission system with reduced complexity leakage matrix multiplication |
US6563885B1 (en) * | 2001-10-24 | 2003-05-13 | Texas Instruments Incorporated | Decimated noise estimation and/or beamforming for wireless communications |
US7324606B2 (en) * | 2001-10-31 | 2008-01-29 | Henry Stephen Eilts | Computationally efficient system and method for channel estimation |
-
2003
- 2003-05-07 US US10/434,301 patent/US7418026B2/en active Active
- 2003-05-09 JP JP2003132039A patent/JP2004166200A/ja not_active Withdrawn
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008514080A (ja) * | 2004-09-16 | 2008-05-01 | ディブコン | インパルス雑音訂正 |
KR100686046B1 (ko) | 2004-12-23 | 2007-02-23 | 엘지전자 주식회사 | 디지털 수신기의 채널 추정 장치 및 방법 |
JP2012231483A (ja) * | 2005-08-12 | 2012-11-22 | Ati Technologies Ulc | インパルス雑音の軽減のための方法 |
US8731037B2 (en) | 2011-05-18 | 2014-05-20 | Panasonic Corporation | Receiver, integrated circuit, receiving method, and program |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US7418026B2 (en) | 2008-08-26 |
US20030210749A1 (en) | 2003-11-13 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP2004166200A (ja) | 受信装置 | |
EP2259516B1 (en) | Method and apparatus for channel estimation using pilot signals | |
EP2242226B1 (en) | Receiver and method of receiving | |
JP4499515B2 (ja) | コチャンネル干渉を検出し、軽減させるデジタルビデオ放送受信機のチャンネル状態評価装置及びその方法 | |
JP5358738B2 (ja) | 受信装置、集積回路、受信方法、及び、プログラム | |
JP2005287043A (ja) | 受信機 | |
Lee et al. | Channel estimation based on a time-domain threshold for OFDM systems | |
WO2005117381A1 (en) | A method for signal processing and a signal processor in an ofdm system | |
US20120243596A1 (en) | Receiver and method | |
JP4396423B2 (ja) | Ofdm受信装置 | |
Epple et al. | Advanced blanking nonlinearity for mitigating impulsive interference in OFDM systems | |
EP1361720A1 (en) | MCM receiver with burst noise suppression | |
US20150207647A1 (en) | Receiver and method of estimating frequency response of transmission path by receiver | |
EP1361719B1 (en) | Multicarrier receiver with detection of burst noise | |
KR100236039B1 (ko) | 직교분할대역 시스템에서의 간략시간획득 추적회로 | |
EP1684479B1 (en) | Method and system for impulse noise rejection in an OFDM system | |
JP2007104574A (ja) | マルチキャリア無線受信機及び受信方法 | |
JP4362955B2 (ja) | 復調装置及び復調方法 | |
JPH10215235A (ja) | 符号伝送における復調装置及びその方法 | |
US8891705B1 (en) | Methods for signal processing to reduce inter-symbol-interference | |
JP2004165990A (ja) | Ofdm信号受信装置 | |
TWI680650B (zh) | 發射機、接受機以及傳送和接收的方法 | |
Williams et al. | Robust OFDM timing synchronisation in multipath channels | |
US20150043686A1 (en) | Methods and Systems for Channel Estimation | |
JP2010021669A (ja) | Ofdm信号受信装置および中継装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20060801 |