JP2004135259A - 時間スプリアス応答を消去するためのカスケード型表面弾性波フィルタ・システム - Google Patents
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Abstract
【課題】時間スパーに伴う群遅延および通過帯域脈動を打ち消す。
【解決手段】カスケード型ＳＡＷフィルタ・システムは、第１及び第２ＳＡＷフィルタ（１２ａ，１２ｂ）と、各々入力変換器（３６，３６’）と出力変換器（３７，３７’）を圧電基板（３８，３８’）上に有し、１）第２フィルタ（１２ｂ）の入力及び出力変換器（３６’，３７’）を第１フィルタ（１２ａ）のそれらからずらし、２）第２フィルタ（１２ｂ）の中心周波数（ｆ０’）を第１フィルタ（１２ａ）の中心周波数（ｆ０）からずらし、３）第１フィルタ（１２ａ）の摂動領域（Ｐ１）を第２フィルタ（１２ｂ）の摂動領域（Ｐ２）とは異ならせ、或いは３）１）、２）及び／又は３）の組合せに依り、カスケード接続の応答に伴う時間スパー・エコーも打ち消す事が出来る。
【選択図】図３
【解決手段】カスケード型ＳＡＷフィルタ・システムは、第１及び第２ＳＡＷフィルタ（１２ａ，１２ｂ）と、各々入力変換器（３６，３６’）と出力変換器（３７，３７’）を圧電基板（３８，３８’）上に有し、１）第２フィルタ（１２ｂ）の入力及び出力変換器（３６’，３７’）を第１フィルタ（１２ａ）のそれらからずらし、２）第２フィルタ（１２ｂ）の中心周波数（ｆ０’）を第１フィルタ（１２ａ）の中心周波数（ｆ０）からずらし、３）第１フィルタ（１２ａ）の摂動領域（Ｐ１）を第２フィルタ（１２ｂ）の摂動領域（Ｐ２）とは異ならせ、或いは３）１）、２）及び／又は３）の組合せに依り、カスケード接続の応答に伴う時間スパー・エコーも打ち消す事が出来る。
【選択図】図３
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタ一般に関する。より詳細には、ＳＡＷフィルタにおける電磁フィードスルーや音響エコーなどの望ましくない時間スプリアス信号の排除に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＳＡＷフィルタに伴う三回通過エコーおよび電磁フィードスルーは、通信システムの設計における代表的な公知の問題点である。三回通過エコーが生ずるのは、入力変換器によって発生した弾性波が最初に反射されて出力変換器によって再生され、次いで再度入力変換器によって反射され再生されるときである。実際には、かかる入力および出力変換器間で往復するＳＡＷの再生および反射によって、三回通過エコーに加えて、５回、７回および更に多数回の通過エコーが発生する。これら発生したエコーは、群遅延および通過帯リップルを生ずることによって、フィルタ性能を低下させる。
【０００３】
ＳＡＷフィルタにおける三回通過エコーの影響を低減するための多くの技法の開発に成功している。より詳細には、単一位相、二位相、三位相、および四位相一方向性変換器を用いて三回通過エコーの影響を低減することが多い。単一位相の一方向性変換器（ＳＰＵＤＴ）が一般に用いられているのは、かかるフィルタは製造が容易であり、入力変換器および出力変換器にそれぞれ単純な整合回路があれば済むからである。分散弾性反射変換器（ＤＡＲＴ）ＳＰＵＤＴ、電極幅制御（ＥＷＣ）ＳＰＵＤＴ、群ＳＰＵＤＴ（ＧＳＰＵＤＴ）およびディザ型ＳＰＵＤＴ（ＤＳＰＵＤＴ）は、異なる種類のＳＰＵＤＴの例である。
【０００４】
ＳＰＵＤＴ ＳＡＷフィルタは、その優れたチャネル選択性および比較的低い挿入損失のために、移動電話や衛星通信において広く用いられている。しかしながら、ＳＰＵＤＴフィルタの性能は、整合回路の安定性に大きく依存する。したがって、整合用構成部品（抵抗素子、インダクタおよびコンデンサ）の値のばらつきや整合回路における温度によって誘発される不整合による三回通過抑制（ＴＴＳ）の減少、ならびに群遅延および通過帯リップルの増大は、かかるフィルタの性能に悪影響を及ぼす。また、衛星通信において用いられる高性能ＳＡＷフィルタの要件を満たすために整合回路を微調整することは、多くの労力を要する可能性もある。
【０００５】
上記のシステムでは、２つの同一または類似のカスケード型フィルタが一般に用いられている。前述の制約を克服するためには、通常、これらのフィルタを過剰設計してカスケード接続要件を満たしている。何故なら、三回通過エコーに伴うカスケード接続群遅延および通過帯リップルは倍増し、カスケード接続ＴＴＳは個々のフィルタ応答に対して６ｄＢ低下するからである。通常、ＳＡＷフィルタの挿入損失が減少すると、ＴＴＳは悪化する。その結果、ＳＰＵＤＴフィルタの挿入損失をフィルタの能力よりも故意に高く設計し、ＴＴＳを強化している。
しかしながら、この過剰設計は、カスケード型フィルタを実現する際の総コスト増大を招く。
【０００６】
電磁波（ＥＭ）フィードスルーは、入力変換器から出力変換器へ、そして入力整合回路から出力整合回路に直接結合されるＥＭエネルギである。ＥＭ波は光速とほぼ同一の速度で伝達されるため、フィードスルーは大抵の場合に、時間＝０秒付近の時間スパー（ｔｉｍｅ ｓｐｕｒ） として現れる。フィードスルーは望ましくない信号であり、通過帯域において群遅延および通過帯リップルの双方を発生することによって、フィルタ性能を低下させ、その周波数領域における通過帯領域外側の究極除去を低減する。この問題は、高周波ＳＡＷフィルタでは非常に顕著となる。何故なら、フィルタの外形サイズは動作周波数に対して反比例するため、入力および出力変換器ならびに入力および出力整合回路は互いに非常に接近して配置されるからである。
【０００７】
フィードスルーを低減する方法は多数存在する。いくつかの例を挙げると、１）フィルタ・パッケージを注意深く設計して、入力変換器および入力整合回路を出力側のそれから電気的に隔離すること。２）入力および出力整合回路に平行変圧器を用いること。３）効果的に変換器をパッケージに接地すること。４）金属接地バーを入力および出力変換器間に挿入すること。方法３）および４）は実現が簡単である。しかしながら、特に動作周波数が高い場合には、フィードスルーを完全に抑制することができない。方法１）および２）は、フィードスルーを低減するにはより効果的な方法である。しかしながら、これらの方法では、フィルタ・パッケージの総コスト、および整合回路の複雑性が増大してしまう。２つのかかるフィルタをカスケード接続すると、カスケード型フィードスルー・レベルは、個々の各フィルタのフィードスルー抑制よりも６ｄＢ悪化する。このフィードスルー抑制の低下は、先に論じた衛星や移動電話の用途では、フィードスルーの抑制が極めて重要であるので問題となる。
【０００８】
加えて、ＳＰＵＤＴ ＳＡＷフィルタにおける変換器のエッジからの反射が、時間ドメイン応答において望ましくない時間スパーの原因となる。これは特に、ニオブ酸リチウムのような非常に強い結合材料上に作成したフィルタに当てはまる。２つのかかるフィルタをカスケード接続すると、スパーの抑制は、個々の各フィルタのスパー抑制よりも６ｄＢ悪化する。このスパー抑制の悪化は、先に論じた衛星や移動電話の用途では、スパーの抑制が極めて重要であるので、問題となる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
したがって、本発明の目的は、時間スパーに伴う群遅延や通過帯リップルを排除しつつ、同時に費用がかかるシステムの過剰設計を必要とせずに、時間スパーの抑制を維持することが可能な、表面弾性波フィルタ・システムを提供することにある。
【００１０】
本発明の更に別の目的は、第１フィルタの変換器を第２フィルタの変換器から、時間または周波数ドメインのいずれかに関して所定量だけずらして、群遅延や通過帯リップルを解消した、表面弾性波フィルタ・システムを提供することにある。
【００１１】
本発明の他の目的は、第１フィルタの入力および出力変換器間に位置する摂動領域を、第１フィルタの入力および出力変換器間に位置する摂動領域から、所定量だけ異ならせることによって、群遅延や通過帯リップルを解消する、表面弾性波フィルタ・システムを提供することにある。
【００１２】
本発明の更に別の目的は、第２フィルタの変換器を第２フィルタの変換器から時間または周波数ドメインのいずれかに関して所定量だけずらし、第１フィルタの入力および出力変換器間に位置する摂動領域を、第２フィルタの入力および出力変換器間に位置する摂動領域から所定量だけ異ならせることによって、群遅延や通過帯リップルを解消した、表面弾性波フィルタ・システムを提供することにある。
【００１３】
加えて、本発明の目的は、変換器のエッジによって時間ドメイン応答に生ずる、望ましくない時間スパーを解消する、カスケード型表面弾性波フィルタを提供することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記に鑑み、本発明は２つのＳＡＷフィルタを直列に電気的にカスケード接続し時間スプリアス信号を打ち消す、カスケード型ＳＡＷフィルタ・システムを提供する。第１フィルタは、圧電基板上に構成された１つの入力変換器と１つの出力変換器とから成る。第１フィルタの２つの変換器の間に、摂動領域を設けても設けなくてもよい。第１フィルタに伴うｍ回通過エコー（ｍは１よりも大きい奇数の整数）またはフィードスルーが、時間ドメインにおいて、主応答から時点ＴＤ（ＴＤはフィードスルーの場合負となる）の所にあり、中心周波数ｆ０の周波数応答を伴う。第２フィルタは、第１フィルタのそれと同一種類または異種類の材料とすることができる圧電基板上に構成された１つの入力変換器と１つの出力変換器とから成り、第１フィルタと同じ基板上または別個の基板上に形成することができる。第２フィルタの２つの変換器の間に摂動領域を設けても設けなくてもよい。第２フィルタに伴うｍ回通過エコーまたはフィードスルーが、時間ドメインにおいて、主応答から時点ＴＤ’（ＴＤ’は、フィードスルーの場合負となる）の所にあり、中心周波数ｆ０’の周波数応答を伴う。中心周波数ｆ０’は、第１フィルタの中心周波数と同様であるが、多少これからずれているのが通例である。
【００１５】
本発明のカスケード型ＳＡＷフィルタ・システムでは、第２フィルタの時間スパーに伴う群遅延および通過帯リップルが、第１フィルタの同様の時間スパーに伴う群遅延および通過帯リップルを打ち消す。その理由は、１）第２フィルタの入力変換器を第１フィルタのそれからずらしている。２）第２フィルタの中心周波数を第１フィルタの中心周波数からずらしている。３）第１フィルタの摂動領域が第２フィルタの摂動領域とは異なる、あるいは４）１）、２）および／または３の組み合わせにより、２つのフィルタの群遅延のよび通過帯リップルの位相が１８０°ずれており、ＴＤ−ＴＤ’＝（ｎ＋１／２）／ｆ０となるからである。ここで、ｎは０以上の整数である。また、カスケード接続の応答に伴う時間スパー・エコーも打ち消す。即ち、第１フィルタの入力変換器および出力変換器が第２フィルタのそれらに等しい場合、カスケードしたｍ回通過エコーまたはフィードスルーは、第２フィルタの入力および出力変換器をλ（ｎ＋１／２）／（ｍ−１）だけずらすことによって、または第２フィルタの中心周波数ｆ０’を第１フィルタの中心周波数から（ｎ＋１／２）／ＴＤだけずらすことによって、打ち消すことができる。ここで、λ＝ｖ／ｆ０、ｖは表面弾性波の伝搬速度、ｍはフィードスルーに対しては２、ｍ回通過エコーに対しては１よりも大きい奇数である。同様の技法を用いて、第２フィルタの変換器の端部に別途ダミー・フィンガを追加することにより、第２フィルタの変換器のエッジが第１フィルタの変換器のそれぞれのエッジから約（ｎ＋１／２）λ／２となるようにすることによって、変換器の端部における反射を打ち消すこともできる。
【００１６】
本発明のその他の目的および利点は、以下に続くその好適な実施形態の詳細な説明を、添付図面と共に検討することによって、一層容易に理解できよう。
【００１７】
【発明の実施の形態】
これより図面を参照するが、図面では、同様の参照符号は同様の部分を示すこととする。図１は、一例としての衛星通信システム１０を示し、この中に、本発明の好適な実施形態による、ＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂを含むカスケード型表面弾性波フィルタ・システム（ＳＡＷフィルタ・システム）１２が実施されている。衛星通信システム１０は、商用または軍用通信の目的で配備されるいずれの衛星でもよく、ＲＦ信号のような、所定の動作周波数において信号を受信および送信するアンテナ１４を含む。高周波フロント・エンド・フィルタ１６が、信号から、過渡現象やノイズを含む不要な信号部分を濾過した後に、信号をロー・ノイズ増幅器（ＬＮＡ）１８によって増幅する。増幅されＬＮＡ１８から出力された信号は、次に、ミキサ２０において、発振器（ＶＣＯ）２２が発生した単一トーン発振信号と混合される。得られた信号は、ミキサ２０から出力され、ＩＦ信号となって増幅器２４に入力される。増幅器２４は、ＩＦ信号をＳＡＷフィルタ１２ａの要求入力レベルまで増幅する。次に、ＳＡＷフィルタ１２ａは、以下に論ずるように、信号を濾過する。
【００１８】
ＩＦ信号がＳＡＷフィルタ１２ａから出力されＳＡＷフィルタ１２ｂに入力される際に、可変利得増幅器（ＶＧＡ）２６のようなＳＡＷフィルタ・システムのバッファが、ＩＦ信号の歪みを防止する。別の環境では、このバッファは、ＶＧＡ２６以外の構成部品でもよい。いずれにしろ、ＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂを互いに電気的に隔離することによって、信号の歪みを防止するためには、ＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂ間に何らかの種類のバッファがあることが望ましい。
加えて、ＶＧＡ２６は、ＩＦ信号の信号レベルを、ＳＡＷフィルタ１２ｂの入力レベルに調節する。増幅器２８は、ＳＡＷフィルタ１２ｂからのＩＦ信号出力を増幅し、ロー・パス・フィルタ３０は、ＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂがＩＦ信号から濾過できない高周波ノイズを排除する。増幅器３２は、ＩＦ信号をＡ／Ｄ変換器３４の入力レベルまで増幅する。次いで、Ａ／Ｄ変換器３４は、この信号をディジタル信号に変換し、この信号が更に他のシステムの構成部品によって処理することができるようにする。
【００１９】
例示および論述の目的のために本願全体を通じて、ＳＡＷフィルタ・システム１２の論述は、衛星通信システム１０におけるその実施を参照しながら論ずるが、ＳＡＷフィルタ１２は、例えば、ワイヤレス通信基地局のようなあらゆる通信関連環境や、表面弾性波を発生し送信するその他のあらゆる環境においても、時間スパーを消去し、したがってそれに伴う通過帯および群遅延脈動を消去するために実施することができる。
【００２０】
図２は、ＳＡＷフィルタ１２ａの構造を更に詳細に示し、ＳＡＷフィルタ１２ｂの構造がＳＡＷフィルタ１２ａのそれと本質的に同一であり、図示したフィルタのトポロジは変換器のトポロジの単なる一例であり、ここでは例示および論述の目的で用いているに過ぎないことは理解されよう。図示のように、圧電基板３８上に取り付けられたＳＡＷフィルタ１２ａは、入力変換器３６および出力変換器３７を含み、入力および出力整合回路３９，４０の間に配置されている。摂動領域Ｐ１が、入力変換器３６と出力変換器３７との間に位置する。好ましくは、入力および出力変換器３６，３７は、例えば、アルミニウム、アルミニウム合金、金、チタン、クロムなどで形成し、送信する表面弾性波の送信特性にしたがって、基板３８上で互いから離間させる。入力および出力変換器３６，３７は、櫛歯フィンガ（フィンガ）３６ａ、３７ａを含む。電気的導通のために、１群のフィンガ３６ａが共通のバス・バー即ち電極３６ｃに電気的に接続されており、別の１群のフィンガ３６が共通のバス・バー即ち電極３６ｃ’に電気的に接続されている。同様に、電気的導通のために、１群のフィンガ３７ａが共通のバス・バー即ち電極３７ｃに電気的に接続されており、一方別の１群のフィンガ３７ａが共通のバス・バー即ち電極３７ｃ’に電気的に接続されている。しかしながら、二位相、三位相、または四位相の一方向性変換器の場合、バス・バーは２つよりも多いことを、当業者は認めよう。また、入力または出力変換器３６，３７の一方または双方は、直列または並列、あるいは直列および並列の組み合わせに接続された１つよりも多い副変換器で構成することもでき、かかる副変換器の各々は、入力および出力変換器３６，３７と同様の構成を有する。大抵の場合、音響吸収器３６ｂ，３７ｂが入力および出力変換器３６，３７のそれぞれの端部付近に配され、それぞれの端部に向かって漏出する不要の音響エネルギを吸収する。
【００２１】
ここで再度両ＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂを参照すると、摂動領域Ｐ１，Ｐ２は、図３〜９に示すように、多くの方法で実現することができる。一般に、ＳＡＷフィルタ１２ａの摂動領域Ｐ１におけるＳＡＷ伝搬速度ｖｐは、自由表面速度ｖとは異なる。摂動領域Ｐ１の幅Ｙは、入力および出力変換器３６，３７の高さｗよりも大きくなければならない。また、必ずしもそうとは限らないが、変換器のアパーチャおよびエッジＥ１は、一般に、少なくとも変換器のアパーチャにおいてはエッジＥ２と並列であり、エッジＥ１、Ｅ２は変換器のフィンガ３６ａに並列である必要はない。同じ構造パラメータは、ＳＡＷフィルタ１２ｂにも適用される。
【００２２】
更に具体的には、図４に示すように、摂動領域Ｐ１，Ｐ２は、メタライズ面として形成することができる。メタライズ面は、それぞれ厚さｈ１，ｈ１’を有し、変換器のフィンガ３６ａ，３７ａを形成するために用いた材料と同じまたは異なる材料を用いる。しがたって、摂動領域Ｐ１の厚さｈ１が摂動領域Ｐ２の厚さｈ１’とは異なる場合、ＶｐはＶｐ’とは異なる。図５に示すように、摂動領域Ｐ１および／または摂動領域Ｐ２は、区間Ｐ１ａ，Ｐ１ｂ，Ｐ１ｃで表すように、１つよりも多い区間に細分することができる。
【００２３】
あるいは、図６に示すように、ＳＡＷフィルタ１２ａ’，１２ｂ’の摂動領域Ｐ１’，Ｐ２’は、基板表面３８，３８’をそれぞれ深さｔ１，ｔ１’までエッチングすることにより、凹陥面として形成することもできる。したがって、摂動領域Ｐ１’の深さｔ１が摂動領域Ｐ２’の深さｔ１’とは異なる場合、ｖｐはｖｐ’とは異なる。図７に示すように、摂動領域Ｐ１’および／または摂動領域Ｐ２’は、区間Ｐ１ａ’、Ｐ１ｂ’，Ｐ１ｃ’で表すように、１つよりも多い区間に細分化することができる。
【００２４】
図８に示すように、摂動領域Ｐ１”，Ｐ２”は、基板面３８，３８’をそれぞれの深さｔ１，ｔ１’までエッチングして作成した凹陥面に、それぞれ厚さｈ１，ｈ１’の金属を堆積することによって形成することができる。したがって、摂動領域Ｐ１の深さｔ１が摂動領域Ｐ２の深さｔ１’とは異なる場合、および／または厚さｈ１が厚さｈ１’とは異なる場合、ｖｐはｖｐ’とは異なる。図９に示すように、摂動領域Ｐ１および／または摂動領域Ｐ２は、区間Ｐ１ａ”，Ｐ１ｂ”，Ｐ１ｃ”で表すように、１つよりも多い区間に細分することができる。
【００２５】
再度図２を参照すると、基板３８は、クオーツ、タンタル酸リチウム、ニオブ酸リチウムなどのような圧電材料である。入力および出力整合回路３９、４０は、各々、１つ以上のＲＬＣ構成素子を含み、ＳＡＷフィルタ１２ａのインピーダンスを、衛星通信システム１０またはＳＡＷフィルタ１２ａ（およびＳＡＷフィルタ１２ｂ）が実装されている他のシステムの残りの部分のインピーダンスまたは負荷と一致させるようにしている。
【００２６】
更に図２を参照すると、動作において、入力変換器３６は、先に論じたＩＦ信号のような入力ＡＣ信号を受け取り、このＡＣ信号によるフィンガ３６ａの励起によって入力変換器のフィンガ３６ａ間に規定されるギャップ内に電界を発生する。次に、電界は、入力変換器３６によって、機械的摂動即ちＳＡＷに変換され、基板３８全域を伝搬する。ＳＡＷの一部は、伝搬して出力変換器３７から出て行き、音響吸収器３６ｂによって吸収される。ＳＡＷの残り部分は、摂動領域Ｐ１を介して出力変換器３７に伝搬する。出力変換器３７はＳＡＷを受け取り、入力変換器３６に関して説明したのと逆に、これをＡＣ信号に逆変換する。波発生および基板３８伝達の結果として、入力変換器３６に入力された信号のある周波数のみが、入力および出力変換器３６，３７の共振構造に応じて、出力変換器３７に伝達される。
【００２７】
次に図１０，１１を参照しながら、従来のＳＡＷフィルタ４１の全体的な動作について手短に論ずる。説明を簡略化するために、摂動領域Ｐ１は図から除外されている。図示のように、音響吸収器４３を有する入力変換器４２から直接ＳＡＷ５２が発生し、次いで伝搬する。音響吸収器４３は、必ずしも常にという訳ではないが、大抵の場合変換器４２から離れている。ＳＡＷは、圧電基板４６を通じて、音響吸収器４５を有する出力変換器４４に伝搬する。したがって、この伝搬の結果、再生波５４，５６、第２再生波５８，６０、および再生波６２，６４のような、スプリアス応答即ち時間スパーが発生し伝搬する。当技術分野では周知であるが、再生波５４，５６は、排除するのが一層困難なスパーの内の２つであり、ＳＡＷフィルタがニオブ酸リチウムのような強い結合材料で形成された基板上に形成された場合、非常に強いスパーとなる。加えて、６６で示すように、三回通過エコーも発生し、伝搬時間における０秒付近のフィードスルー６８は、ＳＡＷフィルタ４１と同様に構成されるあらゆるＳＡＷフィルタに関わることである。
【００２８】
再度図３を参照して、本発明の好適な実施形態によるＳＡＷフィルタ・システム１２のＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂについて更に詳しく論ずる。論述および例示の目的上並置構成で示すが、フィルタは実際にはカスケード接続されており、したがって互いに直列に電気的に接続していることは認められよう。更に具体的には、図３は、ＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂの入力変換器３６，３６’、出力変換器３７，３７’および摂動領域Ｐ１、Ｐ２の互いに対する間隔を示す。図示のように、ＳＡＷフィルタ１２ｂは、基板３８と同種または異種の圧電材料のいずれかで形成された基板３８’上に実装された入力および出力変換器３６’，３７’を含む。また、ＳＡＷフィルタ１２ｂは、ＳＡＷフィルタ１２ａと同じ基板上でも、または別個の基板上でも作成することができる。しかしながら、出力変換器の中央線７０で示すように、ＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂのそれぞれの出力変換器３７，３７’は位置合わせされており、入力変換器３６’の中央線７２’は入力変換器３６の中央線７２から（ｎ＋１／２）λ／（ｍ−１）だけずれている。ｎは０以上の整数であり、フィードスルーが消去しなければならない時間スパーである場合、ｍ＝２となる。ｍは、ｍ番目の通過エコーが消去しなければならない時間スパーである場合、１よりも大きい奇数である。この場合、λ＝ｖ／ｆ０となる。ここで、ｖは基板３８，３８’上の表面弾性波の伝搬速度を表し、ｆ０はＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂの中央周波数を表す。入力および出力変換器３６’，３７’の中央線７０’，７２’は、例えば、製造中に入力および出力変換器３６’および３７’を形成するために用いられるマスクのレイアウトを調節することによって、調節することができる。
【００２９】
次に図１２〜１６を参照すると、上記のようにＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂを互いに離間することによって、フィルタ１２ａ，１２ｂに伴うそれぞれの通過帯リップル、群遅延脈動、および付随する時間スパーを互いに打ち消すことができる。時間スパーは、フィードスルーのｍ回通過エコーである可能性がある。例えば、図１２におけるＳＡＷフィルタ１２ａのインパルス応答ｈ（ｔ）のグラフで示すように、フィルタ１２ａに伴う時間スパー７４は、時間ドメインにおいて、直接ＳＡＷ７６から距離ＴＤだけ離間されている。図１４は、インパルス応答ｈ（ｔ）のフーリエ変換をグラフで示すが、ここでは、主信号７６および時間スパー７４は、各々、中央周波数ｆ０の対応する周波数応答７７、振幅Ｐの振幅応答成分、または通過帯域脈動、振幅Ｇおよび周期１／ＴＤ＝Ｆの対応する位相応答派生物、または群遅延脈動を有する。
【００３０】
図１３におけるＳＡＷフィルタ１２ｂのインパルス応答ｈ’（ｔ）のグラフで示すように、ＳＡＷフィルタ１２ｂに伴う時間スパー７４と同様の時間スパー８２は、時間ドメインにおいて主応答８４から離間距離ＴＤ’だけ離れている。関数ｈ’（ｔ）のフーリエ変換をグラフで示す図１５に示すように、主信号８４および時間スパー８２は、各々、対応する周波数応答８５を有する。その周期は１／ＴＤ’＝Ｆ’であり、周波数応答７７の周期Ｆにほぼ等しいが、その中央周波数ｆ０’は、ＳＡＷフィルタ１２ａの中央周波数ｆ０と同様であるが、これから僅かにずれている。したがって、振幅Ｐ１の通過帯リップル８６、および振幅Ｇ’の対応する群遅延脈動８８は、ＳＡＷフィルタ１２ａに伴う通過帯リップル７８および群遅延脈動８０から１８０°ずれている。その結果、図１６に示すように、通過帯リップル７８，８６は難いに打ち消し合い、群遅延脈動８０，８８も互いに打ち消し合い、所望の周波数応答９０のみが残る。時間スパー７４および８２はそれぞれ主信号７６および８４の右側にあっても、時間スパー７４および８２がそれぞれ主信号７６および８４の左側にある場合と同じ打ち消し原理が適用される。
【００３１】
言い換えると、ＳＡＷフィルタ１２ａの図１２におけるインパルス応答ｈ（ｔ）に伴う通過帯リップル７８および群遅延脈動８０は、ＳＡＷフィルタ１２ｂの図１３におけるインパルス応答ｈ’（ｔ）に伴う通過帯リップル８６および群遅延脈動８８を相殺するように発生することができる。その際、ＳＡＷフィルタ１２ｂの入力変換器３６’をＳＡＷフィルタ１２ａの入力変換器３６から離間させて、２つのフィルタ間の群遅延および通過帯リップルが１８０°位相ずれとなり、ＴＤ−ＴＤ’＝（ｎ＋１／２）／ｆ０となるようにする。ここで、ｎは０以上の整数である。
【００３２】
対応して、カスケード応答の三回通過エコーも打ち消される。図１０，１１を再度参照すると、三回通過エコー６６および直接表面弾性波５２間の経路長差は２Ｌである。言い換えると、図１１に示すように、三回通過エコー６６は、主信号からＴ８だけ離れている。ここで、Ｔ８＝（２Ｌ）／ｖ，ｖはＳＡＷの伝搬速度である。ＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂを同様に製造するが、ＳＡＷフィルタ１２ｂの変換器の中心を距離Ｌ’だけ離すと、ＳＡＷフィルタ１２ｂの新たな三回通過スパーは、主信号からＴ８’だけ離れ、Ｔ８’＝（２Ｌ’）／ｖ＝２Ｌ＋（ｎ＋１／２）／ｆ０＝Ｔ８＋（ｎ＋１／２）／ｆ０となる。ここで、Ｌ’＝Ｌ＋（ｎ＋１／２）λ／２である（λ＝ｖ／ｆ０）。これは、正に、前述したスパー打ち消しと同じ条件である。
【００３３】
対象の時間スパーがｍ回通過エコーの場合、Ｌ’＝Ｌ＋（ｎ＋１／２）λ／（ｍ−１）はスパー打ち消し条件を満たす。何故なら、ｍ回通過エコーは常に主信号から（ｍ−１）Ｌだけ離れているからである。尚、ｍは奇数の整数である。同様に、フィードスルーが対象の時間スパーである場合、Ｌ’＝Ｌ＋（ｎ＋１／２）λはスパー打ち消し条件を満たす。何故なら、フィードスルーは常に主信号からＬだけ離れているからである。一般に、関係Ｌ’＝Ｌ＋（ｎ＋１／２）λ／（ｍ−１）は、前述の時間スパー打ち消しに当てはまる。ｍ＝１の場合、フィードスルーは打ち消される。ｍが奇数の整数であり１よりも大きい場合、ｍ回通過エコーが打ち消される。一方、ｍ＝２，３，５に対してＬ’＝Ｌ＋ｎλ／（ｍ−１）の場合、ｍの特定の値に伴う時間スパーに対するスパー打ち消しは行われない。その理由は、フィルタ１２ａに伴う時間スパーは、ＳＡＷフィルタ１２ｂに伴う時間スパーと同相であるからである。以上の論述から、Ｌ’＝Ｌ＋（ｎ＋１／２）λ／（Ｍ−１）であれば、ｍ＝Ｍの特定値に伴うスパーに対して、総合的なスパー打ち消しが行われ、ｍ＜Ｍの特定値に伴うスパーに対しては、部分的な打ち消しが行われ、ｍ＞Ｍの特定値に伴うスパーに対しては、打ち消しは行われない。言い換えると、フィードスルーを抑制するようにＬ’およびＬを設計すれば（ｍ＝２）、ｍ回通過エコー（ｍ＞２）は打ち消されない。Ｌ’およびＬを５回通過エコーを抑制するように設計すれば（ｍ＝５）、フィードスルーおよび３回通過エコーは部分的に抑制され、７次および更に高次の通過エコーは抑制されない。
【００３４】
本発明の前述の実施形態によるＳＡＷフィルタ・システムは、前述のようにしてＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂによって発生した群遅延および通過帯リップルを打ち消すが、本発明の別の実施形態も、群遅延および通過帯リップルを打ち消すように実施することができる。例えば、図３を再度参照すると、ＳＡＷフィルタ１２ｂの中心周波数ｆ０’を、ＳＡＷフィルタ１２Ａの中心周波数ｆ０からずらして、ＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂの中心周波数が次の関係を有するようにすればよい。ｆ０＝ｆ０’＋（ｎ＋１／２）Ｆ。ここで、Ｆ＝１／ＴＤ（図１４〜１６参照）。
【００３５】
例えば、フィルタ１２ａの入力および出力変換器３６，３７のフィンガ３６ａ，３７ａの形状サイズを変化させることによって、中心周波数ｆ０を変化させることができる。即ち、フィンガ３６ａ，３７ａの水平方向寸法、即ち、フィンガ幅およびフィンガ間隙を変化させれば、フィルタ３６ａ，３７ａが発生する波の波長を変化させることができる。また、フィンガ３６ａ，３７ａの垂直方向寸法、即ち、金属の厚さを変化させれば、フィンガ３６ａ，３７ａが発生する波の伝搬速度を変化させることができる。あるいは、ＳＡＷフィルタ１２ａの基板３８を変更すれば、ＳＡＷフィルタ１２ａに伴う伝搬速度を変化させることができる。勿論、前述の技法を如何様に組み合わせて用いても、中心周波数ｆ０を調節することができ、前述の技法は等しくＳＡＷフィルタ１２ｂにも同様に適用することができる。
【００３６】
本発明の更に別の実施形態によれば、前述の２つの実施形態の混成を設計すると、群遅延および通過帯リップルを打ち消し、したがってＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂに伴う、対応する時間スパーも打ち消すことができる。言い換えると、ＳＡＷフィルタ・システム１２は、前述の２つの実施形態と同様に設計することができるので、入力変換器３６，３６’の双方をＳＡＷ波長の所定の分数だけ離間させ、更にＳＡＷフィルタ１２ａ’に伴う中心周波数ｆ０’をＳＡＷフィルタ１２ａの中心周波数ｆ０に関してずらすことによって、群遅延および通過帯リップルの打ち消し、ならびに対応する時間スパーの打ち消しが可能となる。
【００３７】
本発明の更に別の実施形態によれば、ＳＡＷフィルタ１２ａの入力および出力変換器３６，３７の間、ならびにＳＡＷフィルタ１２ｂの入力および出力変換器３６’，３７’の間にそれぞれ摂動領域Ｐ１，Ｐ２を設ければ、群遅延および通過帯リップルを打ち消し、したがってＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂに伴う、対応の時間スパーも打ち消すことができる。摂動領域Ｐ１は、ＳＡＷが自由表面速度ｖとは異なる速度ｖｐで伝達する媒体を提供する。摂動領域Ｐ１のｖｐを摂動領域Ｐ２のｖｐ’に変化させることにより、または摂動領域Ｐ１およびＰ２の物理的幾何学的形状を変化させることにより、ＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂのＴＤおよびＴＤ’を調節して、前述の時間スパー打ち消しの条件を満たすことができる。
【００３８】
前述の方法は、時間スパー打ち消しを実行するための技法のいくつかに過ぎない。以下の式（１）によれば、前述の方法の多くの組み合わせを用いれば、時間スパーを打ち消すことができる。異なる組み合わせを用いると、式（１）における１つ以上のパラメータが変化するので、（ＴＤ−ＴＤ’）は、時間スパー打ち消しの条件（ｎ＋１／２）λ／（ｍ−１）を満たす。再度図３を参照すると、パラメータｘ１およびｘ５を変化させてｘ１＜＞ｘ１および／またはｘ５＜＞ｘ５’となるようにすることは、入力変換器および／または出力変換器の設計を変更して、入力変換器３６を入力変換器３６’と同一としないようにすること、および／または出力変換器３７を出力変換器３７’と同一としないようにすることと同等である。パラメータｘ２および／またはｘ４を変化させてｘ２＜＞ｘ２’および／またはｘ４＜＞ｘ４’となるようにすることは、入力および出力変換器のずれを変化させて、Ｌ＜＞Ｌ’となるようにすることと同等である。ｘ３および／またはｖｐを変化させてｘ３＜＞ｘ３’および／またはｖｐ＜＞ｖｐ’となるようにすることは、摂動領域を変化させてＰ１がＰ２と同一でないようにすることと同等である。ｖｍを変化させてｖｍ＜＞ｖｍ’となるようにすることは、入力変換器３６，３６’および出力変換器３７，３７’の中心周波数を変化させて、ｆ０＜＞ｆ０’となるようにすることと同等である。ｖを変化させてｖ＜＞ｖ’となるようにすることは、ＳＡＷフィルタ１２ｂに異なる材料を用いることと同等である。
【００３９】
以下に、前述の結論を最も一般的な形態で数学的に導出する。
主ＳＡＷ信号がＳＡＷフィルタ１２ａのＬ１からＬ２まで伝達する際の時間遅延をＴとし（ＴＤは主信号および時間スパー間の分離であるので、ＴＤと区別するためにＴを用いる）、主ＳＡＷ信号がＳＡＷフィルタ１２ｂのＬ１’からＬ２’まで伝達する際の時間遅延とする。更に、ＳＡＷフィルタ１２ａでは、Ｔ＝（ｘ１＋ｘ５）／ｖｍ＋（ｘ２＋ｘ４）／ｖ＋ｘ３／ｖｐである。また、ＳＡＷフィルタ１２ｂでは、Ｔ’＝（ｘ１’＋ｘ５’）／ｖｍ’＋（ｘ２’＋ｘ４’）／ｖ’＋ｘ３’／ｖｐ’である。ここで、ｖｍはＳＡＷフィルタ１２ａの変換器におけるＳＡＷ伝搬速度、ｖｍ’はＳＡＷフィルタ１２ｂの変換器におけるＳＡＷ伝搬速度、ｖはフィルタ１２ａの自由面におけるＳＡＷ伝搬速度、ｖ’はＳＡＷフィルタ１２ｂの自由面におけるＳＡＷ伝搬速度、ｖｐはＳＡＷフィルタ１２ａの摂動領域Ｐ１におけるＳＡＷ伝搬速度、そしてｖｐ’はＳＡＷフィルタ１２ｂの摂動領域Ｐ２におけるＳＡＷ伝搬速度である。
【００４０】
Ｔ−Ｔ’＝［（ｘ１＋ｘ５）／ｖｍ−（ｘ１’＋ｘ５’）／ｖｍ’］＋［（ｘ２＋ｘ４）／ｖ−（ｘ２’＋ｘ４’）／ｖ’］＋（ｘ３／ｖｐ−ｘ３’／ｖｐ’） 式（１）
【００４１】
変換器偏移方法を用いた時間スパー打ち消しの条件は、以下の通りである。
入力変換器３６，３６’が同一であり、出力変換器３７，３７’も同一であり、摂動領域Ｐ１は摂動領域Ｐ２と同一であり、両ＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂが同じ種類の基板材料上に構成されている場合、ｘ１＝ｘ１’，ｘ５＝ｘ５’，ｘ３＝ｘ３’，ｖｍ＝ｖｍ’，ｖ＝ｖ’，およびｖｐ＝ｖｐ’である。したがって、式（１）は次のようになる。
【００４２】
Ｔ−Ｔ’＝［（ｘ２＋ｘ４）−（ｘ２’＋ｘ４’）］／ｖ 式（２）
式（２）におけるＴ−Ｔ’は、入力および出力変換器３６，３７および３６’，３７’間の間隔の関数であり、摂動領域Ｐ１が摂動領域Ｐ２と同一である限り、摂動領域とは無関係である。したがって、式（２）は、次のように書くこともできる。
【００４３】
Ｔ−Ｔ’＝（Ｌ−Ｌ’）／ｖ 式（３）
フィードスルー・スパーを打ち消すためには、以下の条件を満たさなければならない。
【００４４】
（Ｔ−Ｔ’）＝（ｎ＋１／２）／ｆ０＝（Ｌ−Ｌ’）／ｖ 式（４）
更に、ｍ回通過スパーを打ち消すためには、以下の条件を満たさなければならない。
【００４５】
（Ｔ−Ｔ’）＝（ｎ＋１／２）／ｆ０（ｍ−１）＝（Ｌ−Ｌ’）／ｖ 式（５）
【００４６】
変換器周波数偏移方法を用いた時間スパー打ち消し条件は次の通りである。
入力変換器３６，３６’が同一であり、出力変換器３７，３７’が同一であり、摂動領域Ｐ１が摂動領域Ｐ２と同一であり、ｘ２＝ｘ２’，ｘ４＝ｘ４’であるが、ｖｍ＜＞ｖｍ’，ｘ１＜＞ｘ１’，およびｘ５＜＞ｘ５’，ｘ３＝ｘ３’、そしてｖｐ＝ｖｐ’である場合、式（１）は次のようになる。
【００４７】
Ｔ−Ｔ’＝［（ｘ１＋ｘ５）／ｖｍ−（ｘ１’＋ｘ５’）／ｖｍ’］ 式（６）
フィードスルー・スパーを打ち消すためには、式（６）＝式（４）とする。
ｍ回通過スパーを打ち消すためには、式（６）＝式（５）とする。
式（６）＝式（４）または式（６）＝式（５）の特殊な場合の１つが、図１４〜１６に実証されているように、ｆ０−ｆ０’＝（ｎ＋１／２）／ＴＤである。
【００４８】
摂動領域方法を用いた時間スパー打ち消しの条件は、次の通りである。
論述の目的上、入力変換器３６，３６’は同一であり、出力変換器３７，３７’は同一であり、両ＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂは同じ種類の基板上に構成されており、Ｌは両ＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂに対して同一であると仮定する。すると、式（１）は、次のようになる。
【００４９】
Ｔ−Ｔ’＝［（ｘ２＋ｘ４）−（ｘ２’＋ｘ４）］／ｖ＋（ｘ３／ｖｐ−ｘ３’／ｖｐ’） 式（７）
フィードスルー・スパーを打ち消すためには、式（７）＝式（４）とする。
ｍ回通過スパーを打ち消すためには、式（７）＝式（５）とする。
式（７）は、（Ｔ−Ｔ’）がＳＡＷフィルタ１２ａのｘ２，ｘ３，ｘ４，ｖｐ、ならびにＳＡＷフィルタ１２ｂのｘ２’，ｘ３’，ｘ４’，ｖｐ’の関数であることを示す。
【００５０】
ＳＡＷフィルタ１２ａのｘ３および／またはｖｐがＳＡＷフィルタ１２ｂのｘ３’および／またはｖｐ’と異なる場合、式（７）＝式（４）または式（７）＝式（５）という条件を満たせることは、式（７）から自明である。
【００５１】
尚、摂動領域Ｐ１，Ｐ２の幅を変えることによってｘ３，ｘ３’を容易に異なる値に設定すれば、その後ｘ２，ｘ４，ｘ２’，ｘ４’も異なることを注記しておく。
【００５２】
また、ｖｐおよびｖｐ’は、図２に示すように、摂動領域Ｐ１およびＰ２の物理的形状サイズを変化させることによって、異なる値に設定することができる。
図４〜８は、それぞれ、図２における線ＩＩＩ−ＩＩＩおよびＩＩＩ’−ＩＩＩ’に沿った、摂動領域Ｐ１，Ｐ２の断面図である。これらは、摂動領域Ｐ１，Ｐ２を実現するための異なる方法を示す。図４，６，８は、各図面に示す、対応の垂直方向寸法を変化させることによって、ｖｐを変えられることを示す。図５，７，９は、摂動領域Ｐ１を１つよりも多い区間に細分化することができ、各小区間が他の小区間に対して周期的または非周期的のいずれかであることを示す。
【００５３】
図１７は、本発明の前述の実施形態によるＳＡＷフィルタ・システムを実施する効果を示す。即ち、従来技術にしたがってカスケード接続した２つの同一フィルタから得られるフィルタ出力を９２に示し、一方本発明のＳＡＷフィルタ・システムのフィルタ出力を９４に示す。図示のように、三回通過抑制は、従来のカスケード技術を用いた場合僅か５０ｄＢに過ぎないのに対して、本発明のＳＡＷフィルタ・システムを用いることによって、三回通過抑制は６，３ｄＢまで増加した。
【００５４】
図１８は、ニオブ酸リチウムなどの強い結合材料で形成した基板上に構成したＳＡＷフィルタに実施する場合に特に有用な、本発明の別の実施形態を示す。即ち、ＳＡＷフィルタ１１２ｂの入力および出力変換器１３６ａ、１３７ａを、ＳＡＷフィルタ１２ａの入力および出力変換器３６ａ、３７ａと共に示す。入力および出力変換器１３６ａ、１３７ａは、各端部にダミー・フィンガ１３８ａ、１３９ａを含む。図１０に示す関連技術を再度参照すると、再生波５４および直接表面弾性波５２間の経路長差は２Ｘである。言い換えると、再生波即ちスパー５４は、主波からＴ２だけ離れており、Ｔ２＝（２Ｘ）／ｖｍである。同様に、再生波即ちスパー５６および直接表面弾性波５２間の経路長差は２Ｙである。言い換えると、スパー５６は、直接表面弾性波５２からＴ３だけ離れており、Ｔ３＝（２Ｙ）／ｖｍである。ダミー・フィンガ１３８ａを入力変換器１３６ａの右側λ／４（λ＝ｆ０／ｖｍ）の所に追加し、ダミー・フィンガ１３９ａを出力変換器１３７ａの左側λ／４の所に追加することを除いて、ＳＡＷフィルタ１１２ｂをＳＡＷフィルタ１２ａと同じ入力変換器および出力変換器を有するように設計すると、再生波５４の反射および直接表面弾性波５２間、ならびに再生波５６の反射および直接表面弾性波５２間の新たな経路長差は、ＳＡＷフィルタ１１２ｂに対して、それぞれ２Ｘ’および２Ｙ’となる。Ｘ，Ｘ’およびＹ，Ｙ’は、それぞれ、互いにＸ’＝Ｘ＋λ／４およびＹ’＝Ｙ＋λ／４という関係がある。ＳＡＷフィルタ１１２ｂのＴ２’，Ｔ３’は、ＳＡＷフィルタ１２ａのＴ２，Ｔ３に対して、Ｔ２’＝（２Ｘ’）／ｖ＝Ｔ２＋１／（２ｆ０）およびＴ３’＝（２Ｙ’）／ｖ＝Ｔ３＋１／（２ｆ０）という関係を有する。双方は、スパー打ち消しについて前述した条件を満たす。
【００５５】
同様に、ダミー・フィンガ１３８ｂを入力変換器１３６ａの左端に追加することができ、ダミー・フィンガ１３９ｂを出力変換器１３７ａの右側に追加することができる。これは、エッジ反射打ち消しについて前述したのと同様である。加えて、変換器のサンプリング・レートがλあたり４フィンガとすると、エッジ反射打ち消しのために、互いからλ／４だけ離間した（２ｎ＋１）本のダミー・フィンガをフィルタ１１２ｂのそれぞれの端部に追加することができる。サンプリング・レートがλあたり４フィンガに等しくない場合、フィルタ１２ａ，１１２ｂ間の変換器のエッジのずれが約（ｎ＋１／２）λ／２となるような数のダミー・フィンガを、フィルタ１１２ｂの入力および出力変換器１３６、１３７の端部に追加することによっても、エッジ反射打ち消しを達成することができる。
【００５６】
以上の説明を読むことにより、本発明の好適な実施形態によるＳＡＷフィルタ・システムは、数々の理由から、従来のＳＡＷフィルタよりも優れていることを当業者は認めよう。即ち、本発明のＳＡＷフィルタ・システムは、実施が非常に簡単である。例えば、２つのフィルタの入力および出力変換器をλ／４だけずらすことによって、またはフィルタの中心周波数を１／（２ＴＤ）だけずらすことによって、三回通過抑制を容易に達成することができる。ここで、ＴＤは主信号および三回通過エコー間の離隔距離である。また、同様の抑制は、フィードスルー・スパーまたは高回通過エコーに対しても、全体的性能の低下を招いている支配的なスパーがどれであるかに応じて、同様の偏移手法を用いることによって行うことができる。この手法を適正に用いれば、１つのスパーを完全に打ち消す一方、１つ以上の他のスパーを部分的に抑制することができる。ダミー・フィンガ手法および偏移手法をＳＡＷフィルタ・システムに組み込めば、前述のエッジ反射およびその他の時間スパー双方を打ち消すことができる。
【００５７】
更に、本ＳＡＷフィルタ・システムは、２つの同一フィルタをカスケード接続する際に伴う固有の問題を解消する。即ち、群遅延および通過帯リップルがほぼ倍増し、対応する時間スパー抑制が、２つの同一フィルタをカスケード接続した後では、６ｄＢ悪化する問題である。第１フィルタの群遅延および通過帯リップル応答は、第１フィルタのそれらに対して常に１８０°位相がずれているので、カスケード接続された後の脈動は、本発明に係わる前述の脈動打ち消しにより、個々の応答の脈動よりも少なくなる。言い換えると、本発明のＳＡＷフィルタ・システムは、従来の抑制技術と比較すると、群遅延や通過帯リップルを低減するために過剰設計する必要もなく、カスケード接続した場合の時間スパーを更に抑制する。
【００５８】
加えて、２つの完全に一致するＳＡＷフィルタを本発明のＳＡＷフィルタ・システムに用いると、群遅延および通過帯リップルは理論上０にすることができ、これに伴う時間スパーも理論上排除することができる。これは、２つのフィルタをカスケード接続することにより、脈動が倍増し、対応して時間スパーが６ｄＢ悪化する従来技術に対して、有意な利点を意味する。
【００５９】
また、本発明のＳＡＷフィルタ・システムは、温度変化や構成部品の許容度による、整合回路の構成部品のばらつきに対する感受性が低いので、群遅延および通過帯リップルならびに三回通過スパーの打ち消しを一層安定して行うことができる。また、本発明のＳＡＷフィルタ・システムは、従来のＳＡＷフィルタの実施におけるように、厳しい脈動または三回通過スパー要件を満たすためにフィルタ応答を微調整する必要がないので、高価なフィルタを削減して実施することができる。更に、本発明のＳＡＷフィルタ・システムは、当該システムに用いられている個々のフィルタに伴うより高い三回通過スパーを許容することができるので、フィルタ・システムの挿入損失を改善することができる。
【００６０】
尚、本発明のＳＡＷフィルタ・システムの実施には、広い範囲の端数帯域幅を有するフィルタを使用可能であることも認められよう。概して、本発明のＳＡＷフィルタ・システムが最良に動作するのは、狭い端数帯域幅を有するフィルタを用いる場合である。しかしながら、実験データによって、２３％端数帯域を有するフィルタを用いて実施した場合でも、本発明のＳＡＷフィルタ・システムは群遅延および通過帯リップルを打ち消し可能であることが示されている。
【００６１】
更に、本発明のＳＡＷフィルタ・システムは、ダミー・フィンガを入力および出力変換器の端部に追加することによって、強い結合材料から成る基板上に実施したフィルタ・システムでは問題になる、変換器エッジ反射の打ち消しに関しても、簡単な解決策を提供する。
【００６２】
加えて、本発明のＳＡＷフィルタ・システムは、あらゆる種類の横断ＳＡＷフィルタでもカスケード型に用いれば実施することができる。具体的には、ＳＰＵＤＴフィルタを用いて本発明を実施することが好ましい。何故なら、個々のＳＰＵＤＴフィルタに伴う三回通過エコーが初期状態において小さいからである。
【００６３】
最後に、入力および出力変換器の分離は、本発明のＳＡＷフィルタ・システム内の個々のＳＡＷフィルタ毎に異なるので、フィードスルー・スパーおよび主波間の時間分離も、個々のフィルタ毎に異なることを注記しておく。三回通過エコーを打ち消すために偏移手法を主に用いる場合、２つの同一フィルタをカスケード接続した場合と同様、カスケード接続した後のフィードスルーの抑制は６ｄＢも悪化することはない。何故なら、カスケード接続したフィルタをずらすことにより、そのフィードスルー・スパーが部分的にずれるからである。
【００６４】
以上の説明は、本発明の好適な実施形態についてであるが、本発明は、特許請求の範囲およびその公正な意味から逸脱することなく、修正、変更、または変形が可能であることは当然認められよう。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の好適な実施形態によるカスケード型ＳＡＷフィルタ・システムを実施可能な衛星通信システムの一例のブロック図。
【図２】図１に示すＳＡＷフィルタの更に詳細なブロック図。
【図３】ＳＡＷフィルタの寸法を例示する、図１に示すＳＡＷフィルタの詳細なブロック図。
【図４】図３に示すＳＡＷフィルタの摂動領域Ｐ１，Ｐ２の一構成例の断面側面図。
【図５】図３に示すＳＡＷフィルタの摂動領域Ｐ１，Ｐ２の一構成例の断面側面図。
【図６】図３に示すＳＡＷフィルタの摂動領域Ｐ１，Ｐ２の一構成例の断面側面図。
【図７】図３に示すＳＡＷフィルタの摂動領域Ｐ１，Ｐ２の一構成例の断面側面図。
【図８】図３に示すＳＡＷフィルタの摂動領域Ｐ１，Ｐ２の一構成例の断面側面図。
【図９】図３に示すＳＡＷフィルタの摂動領域Ｐ１，Ｐ２の一構成例の断面側面図。
【図１０】関連技術のＳＡＷフィルタおよび対応する弾性波経路図の一例の平面図。
【図１１】図１０に示すＳＡＷフィルタの時間ドメイン応答のグラフ。
【図１２】時間および周波数ドメインにおける本発明によるカスケード型ＳＡＷフィルタ・システムの効果を示すグラフ。
【図１３】時間および周波数ドメインにおける本発明によるカスケード型ＳＡＷフィルタ・システムの効果を示すグラフ。
【図１４】時間および周波数ドメインにおける本発明によるカスケード型ＳＡＷフィルタ・システムの効果を示すグラフ。
【図１５】時間および周波数ドメインにおける本発明によるカスケード型ＳＡＷフィルタ・システムの効果を示すグラフ。
【図１６】時間および周波数ドメインにおける本発明によるカスケード型ＳＡＷフィルタ・システムの効果を示すグラフ。
【図１７】図３のカスケード型ＳＡＷフィルタ・システムの時間ドメイン応答の三回通過抑制に対する効果を示すグラフ。
【図１８】本発明の別の好適な実施形態によるカスケード型ＳＡＷフィルタ・システムの第１フィルタおよび第２フィルタの平面図。
【発明の属する技術分野】
本発明は表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタ一般に関する。より詳細には、ＳＡＷフィルタにおける電磁フィードスルーや音響エコーなどの望ましくない時間スプリアス信号の排除に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＳＡＷフィルタに伴う三回通過エコーおよび電磁フィードスルーは、通信システムの設計における代表的な公知の問題点である。三回通過エコーが生ずるのは、入力変換器によって発生した弾性波が最初に反射されて出力変換器によって再生され、次いで再度入力変換器によって反射され再生されるときである。実際には、かかる入力および出力変換器間で往復するＳＡＷの再生および反射によって、三回通過エコーに加えて、５回、７回および更に多数回の通過エコーが発生する。これら発生したエコーは、群遅延および通過帯リップルを生ずることによって、フィルタ性能を低下させる。
【０００３】
ＳＡＷフィルタにおける三回通過エコーの影響を低減するための多くの技法の開発に成功している。より詳細には、単一位相、二位相、三位相、および四位相一方向性変換器を用いて三回通過エコーの影響を低減することが多い。単一位相の一方向性変換器（ＳＰＵＤＴ）が一般に用いられているのは、かかるフィルタは製造が容易であり、入力変換器および出力変換器にそれぞれ単純な整合回路があれば済むからである。分散弾性反射変換器（ＤＡＲＴ）ＳＰＵＤＴ、電極幅制御（ＥＷＣ）ＳＰＵＤＴ、群ＳＰＵＤＴ（ＧＳＰＵＤＴ）およびディザ型ＳＰＵＤＴ（ＤＳＰＵＤＴ）は、異なる種類のＳＰＵＤＴの例である。
【０００４】
ＳＰＵＤＴ ＳＡＷフィルタは、その優れたチャネル選択性および比較的低い挿入損失のために、移動電話や衛星通信において広く用いられている。しかしながら、ＳＰＵＤＴフィルタの性能は、整合回路の安定性に大きく依存する。したがって、整合用構成部品（抵抗素子、インダクタおよびコンデンサ）の値のばらつきや整合回路における温度によって誘発される不整合による三回通過抑制（ＴＴＳ）の減少、ならびに群遅延および通過帯リップルの増大は、かかるフィルタの性能に悪影響を及ぼす。また、衛星通信において用いられる高性能ＳＡＷフィルタの要件を満たすために整合回路を微調整することは、多くの労力を要する可能性もある。
【０００５】
上記のシステムでは、２つの同一または類似のカスケード型フィルタが一般に用いられている。前述の制約を克服するためには、通常、これらのフィルタを過剰設計してカスケード接続要件を満たしている。何故なら、三回通過エコーに伴うカスケード接続群遅延および通過帯リップルは倍増し、カスケード接続ＴＴＳは個々のフィルタ応答に対して６ｄＢ低下するからである。通常、ＳＡＷフィルタの挿入損失が減少すると、ＴＴＳは悪化する。その結果、ＳＰＵＤＴフィルタの挿入損失をフィルタの能力よりも故意に高く設計し、ＴＴＳを強化している。
しかしながら、この過剰設計は、カスケード型フィルタを実現する際の総コスト増大を招く。
【０００６】
電磁波（ＥＭ）フィードスルーは、入力変換器から出力変換器へ、そして入力整合回路から出力整合回路に直接結合されるＥＭエネルギである。ＥＭ波は光速とほぼ同一の速度で伝達されるため、フィードスルーは大抵の場合に、時間＝０秒付近の時間スパー（ｔｉｍｅ ｓｐｕｒ） として現れる。フィードスルーは望ましくない信号であり、通過帯域において群遅延および通過帯リップルの双方を発生することによって、フィルタ性能を低下させ、その周波数領域における通過帯領域外側の究極除去を低減する。この問題は、高周波ＳＡＷフィルタでは非常に顕著となる。何故なら、フィルタの外形サイズは動作周波数に対して反比例するため、入力および出力変換器ならびに入力および出力整合回路は互いに非常に接近して配置されるからである。
【０００７】
フィードスルーを低減する方法は多数存在する。いくつかの例を挙げると、１）フィルタ・パッケージを注意深く設計して、入力変換器および入力整合回路を出力側のそれから電気的に隔離すること。２）入力および出力整合回路に平行変圧器を用いること。３）効果的に変換器をパッケージに接地すること。４）金属接地バーを入力および出力変換器間に挿入すること。方法３）および４）は実現が簡単である。しかしながら、特に動作周波数が高い場合には、フィードスルーを完全に抑制することができない。方法１）および２）は、フィードスルーを低減するにはより効果的な方法である。しかしながら、これらの方法では、フィルタ・パッケージの総コスト、および整合回路の複雑性が増大してしまう。２つのかかるフィルタをカスケード接続すると、カスケード型フィードスルー・レベルは、個々の各フィルタのフィードスルー抑制よりも６ｄＢ悪化する。このフィードスルー抑制の低下は、先に論じた衛星や移動電話の用途では、フィードスルーの抑制が極めて重要であるので問題となる。
【０００８】
加えて、ＳＰＵＤＴ ＳＡＷフィルタにおける変換器のエッジからの反射が、時間ドメイン応答において望ましくない時間スパーの原因となる。これは特に、ニオブ酸リチウムのような非常に強い結合材料上に作成したフィルタに当てはまる。２つのかかるフィルタをカスケード接続すると、スパーの抑制は、個々の各フィルタのスパー抑制よりも６ｄＢ悪化する。このスパー抑制の悪化は、先に論じた衛星や移動電話の用途では、スパーの抑制が極めて重要であるので、問題となる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
したがって、本発明の目的は、時間スパーに伴う群遅延や通過帯リップルを排除しつつ、同時に費用がかかるシステムの過剰設計を必要とせずに、時間スパーの抑制を維持することが可能な、表面弾性波フィルタ・システムを提供することにある。
【００１０】
本発明の更に別の目的は、第１フィルタの変換器を第２フィルタの変換器から、時間または周波数ドメインのいずれかに関して所定量だけずらして、群遅延や通過帯リップルを解消した、表面弾性波フィルタ・システムを提供することにある。
【００１１】
本発明の他の目的は、第１フィルタの入力および出力変換器間に位置する摂動領域を、第１フィルタの入力および出力変換器間に位置する摂動領域から、所定量だけ異ならせることによって、群遅延や通過帯リップルを解消する、表面弾性波フィルタ・システムを提供することにある。
【００１２】
本発明の更に別の目的は、第２フィルタの変換器を第２フィルタの変換器から時間または周波数ドメインのいずれかに関して所定量だけずらし、第１フィルタの入力および出力変換器間に位置する摂動領域を、第２フィルタの入力および出力変換器間に位置する摂動領域から所定量だけ異ならせることによって、群遅延や通過帯リップルを解消した、表面弾性波フィルタ・システムを提供することにある。
【００１３】
加えて、本発明の目的は、変換器のエッジによって時間ドメイン応答に生ずる、望ましくない時間スパーを解消する、カスケード型表面弾性波フィルタを提供することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記に鑑み、本発明は２つのＳＡＷフィルタを直列に電気的にカスケード接続し時間スプリアス信号を打ち消す、カスケード型ＳＡＷフィルタ・システムを提供する。第１フィルタは、圧電基板上に構成された１つの入力変換器と１つの出力変換器とから成る。第１フィルタの２つの変換器の間に、摂動領域を設けても設けなくてもよい。第１フィルタに伴うｍ回通過エコー（ｍは１よりも大きい奇数の整数）またはフィードスルーが、時間ドメインにおいて、主応答から時点ＴＤ（ＴＤはフィードスルーの場合負となる）の所にあり、中心周波数ｆ０の周波数応答を伴う。第２フィルタは、第１フィルタのそれと同一種類または異種類の材料とすることができる圧電基板上に構成された１つの入力変換器と１つの出力変換器とから成り、第１フィルタと同じ基板上または別個の基板上に形成することができる。第２フィルタの２つの変換器の間に摂動領域を設けても設けなくてもよい。第２フィルタに伴うｍ回通過エコーまたはフィードスルーが、時間ドメインにおいて、主応答から時点ＴＤ’（ＴＤ’は、フィードスルーの場合負となる）の所にあり、中心周波数ｆ０’の周波数応答を伴う。中心周波数ｆ０’は、第１フィルタの中心周波数と同様であるが、多少これからずれているのが通例である。
【００１５】
本発明のカスケード型ＳＡＷフィルタ・システムでは、第２フィルタの時間スパーに伴う群遅延および通過帯リップルが、第１フィルタの同様の時間スパーに伴う群遅延および通過帯リップルを打ち消す。その理由は、１）第２フィルタの入力変換器を第１フィルタのそれからずらしている。２）第２フィルタの中心周波数を第１フィルタの中心周波数からずらしている。３）第１フィルタの摂動領域が第２フィルタの摂動領域とは異なる、あるいは４）１）、２）および／または３の組み合わせにより、２つのフィルタの群遅延のよび通過帯リップルの位相が１８０°ずれており、ＴＤ−ＴＤ’＝（ｎ＋１／２）／ｆ０となるからである。ここで、ｎは０以上の整数である。また、カスケード接続の応答に伴う時間スパー・エコーも打ち消す。即ち、第１フィルタの入力変換器および出力変換器が第２フィルタのそれらに等しい場合、カスケードしたｍ回通過エコーまたはフィードスルーは、第２フィルタの入力および出力変換器をλ（ｎ＋１／２）／（ｍ−１）だけずらすことによって、または第２フィルタの中心周波数ｆ０’を第１フィルタの中心周波数から（ｎ＋１／２）／ＴＤだけずらすことによって、打ち消すことができる。ここで、λ＝ｖ／ｆ０、ｖは表面弾性波の伝搬速度、ｍはフィードスルーに対しては２、ｍ回通過エコーに対しては１よりも大きい奇数である。同様の技法を用いて、第２フィルタの変換器の端部に別途ダミー・フィンガを追加することにより、第２フィルタの変換器のエッジが第１フィルタの変換器のそれぞれのエッジから約（ｎ＋１／２）λ／２となるようにすることによって、変換器の端部における反射を打ち消すこともできる。
【００１６】
本発明のその他の目的および利点は、以下に続くその好適な実施形態の詳細な説明を、添付図面と共に検討することによって、一層容易に理解できよう。
【００１７】
【発明の実施の形態】
これより図面を参照するが、図面では、同様の参照符号は同様の部分を示すこととする。図１は、一例としての衛星通信システム１０を示し、この中に、本発明の好適な実施形態による、ＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂを含むカスケード型表面弾性波フィルタ・システム（ＳＡＷフィルタ・システム）１２が実施されている。衛星通信システム１０は、商用または軍用通信の目的で配備されるいずれの衛星でもよく、ＲＦ信号のような、所定の動作周波数において信号を受信および送信するアンテナ１４を含む。高周波フロント・エンド・フィルタ１６が、信号から、過渡現象やノイズを含む不要な信号部分を濾過した後に、信号をロー・ノイズ増幅器（ＬＮＡ）１８によって増幅する。増幅されＬＮＡ１８から出力された信号は、次に、ミキサ２０において、発振器（ＶＣＯ）２２が発生した単一トーン発振信号と混合される。得られた信号は、ミキサ２０から出力され、ＩＦ信号となって増幅器２４に入力される。増幅器２４は、ＩＦ信号をＳＡＷフィルタ１２ａの要求入力レベルまで増幅する。次に、ＳＡＷフィルタ１２ａは、以下に論ずるように、信号を濾過する。
【００１８】
ＩＦ信号がＳＡＷフィルタ１２ａから出力されＳＡＷフィルタ１２ｂに入力される際に、可変利得増幅器（ＶＧＡ）２６のようなＳＡＷフィルタ・システムのバッファが、ＩＦ信号の歪みを防止する。別の環境では、このバッファは、ＶＧＡ２６以外の構成部品でもよい。いずれにしろ、ＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂを互いに電気的に隔離することによって、信号の歪みを防止するためには、ＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂ間に何らかの種類のバッファがあることが望ましい。
加えて、ＶＧＡ２６は、ＩＦ信号の信号レベルを、ＳＡＷフィルタ１２ｂの入力レベルに調節する。増幅器２８は、ＳＡＷフィルタ１２ｂからのＩＦ信号出力を増幅し、ロー・パス・フィルタ３０は、ＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂがＩＦ信号から濾過できない高周波ノイズを排除する。増幅器３２は、ＩＦ信号をＡ／Ｄ変換器３４の入力レベルまで増幅する。次いで、Ａ／Ｄ変換器３４は、この信号をディジタル信号に変換し、この信号が更に他のシステムの構成部品によって処理することができるようにする。
【００１９】
例示および論述の目的のために本願全体を通じて、ＳＡＷフィルタ・システム１２の論述は、衛星通信システム１０におけるその実施を参照しながら論ずるが、ＳＡＷフィルタ１２は、例えば、ワイヤレス通信基地局のようなあらゆる通信関連環境や、表面弾性波を発生し送信するその他のあらゆる環境においても、時間スパーを消去し、したがってそれに伴う通過帯および群遅延脈動を消去するために実施することができる。
【００２０】
図２は、ＳＡＷフィルタ１２ａの構造を更に詳細に示し、ＳＡＷフィルタ１２ｂの構造がＳＡＷフィルタ１２ａのそれと本質的に同一であり、図示したフィルタのトポロジは変換器のトポロジの単なる一例であり、ここでは例示および論述の目的で用いているに過ぎないことは理解されよう。図示のように、圧電基板３８上に取り付けられたＳＡＷフィルタ１２ａは、入力変換器３６および出力変換器３７を含み、入力および出力整合回路３９，４０の間に配置されている。摂動領域Ｐ１が、入力変換器３６と出力変換器３７との間に位置する。好ましくは、入力および出力変換器３６，３７は、例えば、アルミニウム、アルミニウム合金、金、チタン、クロムなどで形成し、送信する表面弾性波の送信特性にしたがって、基板３８上で互いから離間させる。入力および出力変換器３６，３７は、櫛歯フィンガ（フィンガ）３６ａ、３７ａを含む。電気的導通のために、１群のフィンガ３６ａが共通のバス・バー即ち電極３６ｃに電気的に接続されており、別の１群のフィンガ３６が共通のバス・バー即ち電極３６ｃ’に電気的に接続されている。同様に、電気的導通のために、１群のフィンガ３７ａが共通のバス・バー即ち電極３７ｃに電気的に接続されており、一方別の１群のフィンガ３７ａが共通のバス・バー即ち電極３７ｃ’に電気的に接続されている。しかしながら、二位相、三位相、または四位相の一方向性変換器の場合、バス・バーは２つよりも多いことを、当業者は認めよう。また、入力または出力変換器３６，３７の一方または双方は、直列または並列、あるいは直列および並列の組み合わせに接続された１つよりも多い副変換器で構成することもでき、かかる副変換器の各々は、入力および出力変換器３６，３７と同様の構成を有する。大抵の場合、音響吸収器３６ｂ，３７ｂが入力および出力変換器３６，３７のそれぞれの端部付近に配され、それぞれの端部に向かって漏出する不要の音響エネルギを吸収する。
【００２１】
ここで再度両ＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂを参照すると、摂動領域Ｐ１，Ｐ２は、図３〜９に示すように、多くの方法で実現することができる。一般に、ＳＡＷフィルタ１２ａの摂動領域Ｐ１におけるＳＡＷ伝搬速度ｖｐは、自由表面速度ｖとは異なる。摂動領域Ｐ１の幅Ｙは、入力および出力変換器３６，３７の高さｗよりも大きくなければならない。また、必ずしもそうとは限らないが、変換器のアパーチャおよびエッジＥ１は、一般に、少なくとも変換器のアパーチャにおいてはエッジＥ２と並列であり、エッジＥ１、Ｅ２は変換器のフィンガ３６ａに並列である必要はない。同じ構造パラメータは、ＳＡＷフィルタ１２ｂにも適用される。
【００２２】
更に具体的には、図４に示すように、摂動領域Ｐ１，Ｐ２は、メタライズ面として形成することができる。メタライズ面は、それぞれ厚さｈ１，ｈ１’を有し、変換器のフィンガ３６ａ，３７ａを形成するために用いた材料と同じまたは異なる材料を用いる。しがたって、摂動領域Ｐ１の厚さｈ１が摂動領域Ｐ２の厚さｈ１’とは異なる場合、ＶｐはＶｐ’とは異なる。図５に示すように、摂動領域Ｐ１および／または摂動領域Ｐ２は、区間Ｐ１ａ，Ｐ１ｂ，Ｐ１ｃで表すように、１つよりも多い区間に細分することができる。
【００２３】
あるいは、図６に示すように、ＳＡＷフィルタ１２ａ’，１２ｂ’の摂動領域Ｐ１’，Ｐ２’は、基板表面３８，３８’をそれぞれ深さｔ１，ｔ１’までエッチングすることにより、凹陥面として形成することもできる。したがって、摂動領域Ｐ１’の深さｔ１が摂動領域Ｐ２’の深さｔ１’とは異なる場合、ｖｐはｖｐ’とは異なる。図７に示すように、摂動領域Ｐ１’および／または摂動領域Ｐ２’は、区間Ｐ１ａ’、Ｐ１ｂ’，Ｐ１ｃ’で表すように、１つよりも多い区間に細分化することができる。
【００２４】
図８に示すように、摂動領域Ｐ１”，Ｐ２”は、基板面３８，３８’をそれぞれの深さｔ１，ｔ１’までエッチングして作成した凹陥面に、それぞれ厚さｈ１，ｈ１’の金属を堆積することによって形成することができる。したがって、摂動領域Ｐ１の深さｔ１が摂動領域Ｐ２の深さｔ１’とは異なる場合、および／または厚さｈ１が厚さｈ１’とは異なる場合、ｖｐはｖｐ’とは異なる。図９に示すように、摂動領域Ｐ１および／または摂動領域Ｐ２は、区間Ｐ１ａ”，Ｐ１ｂ”，Ｐ１ｃ”で表すように、１つよりも多い区間に細分することができる。
【００２５】
再度図２を参照すると、基板３８は、クオーツ、タンタル酸リチウム、ニオブ酸リチウムなどのような圧電材料である。入力および出力整合回路３９、４０は、各々、１つ以上のＲＬＣ構成素子を含み、ＳＡＷフィルタ１２ａのインピーダンスを、衛星通信システム１０またはＳＡＷフィルタ１２ａ（およびＳＡＷフィルタ１２ｂ）が実装されている他のシステムの残りの部分のインピーダンスまたは負荷と一致させるようにしている。
【００２６】
更に図２を参照すると、動作において、入力変換器３６は、先に論じたＩＦ信号のような入力ＡＣ信号を受け取り、このＡＣ信号によるフィンガ３６ａの励起によって入力変換器のフィンガ３６ａ間に規定されるギャップ内に電界を発生する。次に、電界は、入力変換器３６によって、機械的摂動即ちＳＡＷに変換され、基板３８全域を伝搬する。ＳＡＷの一部は、伝搬して出力変換器３７から出て行き、音響吸収器３６ｂによって吸収される。ＳＡＷの残り部分は、摂動領域Ｐ１を介して出力変換器３７に伝搬する。出力変換器３７はＳＡＷを受け取り、入力変換器３６に関して説明したのと逆に、これをＡＣ信号に逆変換する。波発生および基板３８伝達の結果として、入力変換器３６に入力された信号のある周波数のみが、入力および出力変換器３６，３７の共振構造に応じて、出力変換器３７に伝達される。
【００２７】
次に図１０，１１を参照しながら、従来のＳＡＷフィルタ４１の全体的な動作について手短に論ずる。説明を簡略化するために、摂動領域Ｐ１は図から除外されている。図示のように、音響吸収器４３を有する入力変換器４２から直接ＳＡＷ５２が発生し、次いで伝搬する。音響吸収器４３は、必ずしも常にという訳ではないが、大抵の場合変換器４２から離れている。ＳＡＷは、圧電基板４６を通じて、音響吸収器４５を有する出力変換器４４に伝搬する。したがって、この伝搬の結果、再生波５４，５６、第２再生波５８，６０、および再生波６２，６４のような、スプリアス応答即ち時間スパーが発生し伝搬する。当技術分野では周知であるが、再生波５４，５６は、排除するのが一層困難なスパーの内の２つであり、ＳＡＷフィルタがニオブ酸リチウムのような強い結合材料で形成された基板上に形成された場合、非常に強いスパーとなる。加えて、６６で示すように、三回通過エコーも発生し、伝搬時間における０秒付近のフィードスルー６８は、ＳＡＷフィルタ４１と同様に構成されるあらゆるＳＡＷフィルタに関わることである。
【００２８】
再度図３を参照して、本発明の好適な実施形態によるＳＡＷフィルタ・システム１２のＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂについて更に詳しく論ずる。論述および例示の目的上並置構成で示すが、フィルタは実際にはカスケード接続されており、したがって互いに直列に電気的に接続していることは認められよう。更に具体的には、図３は、ＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂの入力変換器３６，３６’、出力変換器３７，３７’および摂動領域Ｐ１、Ｐ２の互いに対する間隔を示す。図示のように、ＳＡＷフィルタ１２ｂは、基板３８と同種または異種の圧電材料のいずれかで形成された基板３８’上に実装された入力および出力変換器３６’，３７’を含む。また、ＳＡＷフィルタ１２ｂは、ＳＡＷフィルタ１２ａと同じ基板上でも、または別個の基板上でも作成することができる。しかしながら、出力変換器の中央線７０で示すように、ＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂのそれぞれの出力変換器３７，３７’は位置合わせされており、入力変換器３６’の中央線７２’は入力変換器３６の中央線７２から（ｎ＋１／２）λ／（ｍ−１）だけずれている。ｎは０以上の整数であり、フィードスルーが消去しなければならない時間スパーである場合、ｍ＝２となる。ｍは、ｍ番目の通過エコーが消去しなければならない時間スパーである場合、１よりも大きい奇数である。この場合、λ＝ｖ／ｆ０となる。ここで、ｖは基板３８，３８’上の表面弾性波の伝搬速度を表し、ｆ０はＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂの中央周波数を表す。入力および出力変換器３６’，３７’の中央線７０’，７２’は、例えば、製造中に入力および出力変換器３６’および３７’を形成するために用いられるマスクのレイアウトを調節することによって、調節することができる。
【００２９】
次に図１２〜１６を参照すると、上記のようにＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂを互いに離間することによって、フィルタ１２ａ，１２ｂに伴うそれぞれの通過帯リップル、群遅延脈動、および付随する時間スパーを互いに打ち消すことができる。時間スパーは、フィードスルーのｍ回通過エコーである可能性がある。例えば、図１２におけるＳＡＷフィルタ１２ａのインパルス応答ｈ（ｔ）のグラフで示すように、フィルタ１２ａに伴う時間スパー７４は、時間ドメインにおいて、直接ＳＡＷ７６から距離ＴＤだけ離間されている。図１４は、インパルス応答ｈ（ｔ）のフーリエ変換をグラフで示すが、ここでは、主信号７６および時間スパー７４は、各々、中央周波数ｆ０の対応する周波数応答７７、振幅Ｐの振幅応答成分、または通過帯域脈動、振幅Ｇおよび周期１／ＴＤ＝Ｆの対応する位相応答派生物、または群遅延脈動を有する。
【００３０】
図１３におけるＳＡＷフィルタ１２ｂのインパルス応答ｈ’（ｔ）のグラフで示すように、ＳＡＷフィルタ１２ｂに伴う時間スパー７４と同様の時間スパー８２は、時間ドメインにおいて主応答８４から離間距離ＴＤ’だけ離れている。関数ｈ’（ｔ）のフーリエ変換をグラフで示す図１５に示すように、主信号８４および時間スパー８２は、各々、対応する周波数応答８５を有する。その周期は１／ＴＤ’＝Ｆ’であり、周波数応答７７の周期Ｆにほぼ等しいが、その中央周波数ｆ０’は、ＳＡＷフィルタ１２ａの中央周波数ｆ０と同様であるが、これから僅かにずれている。したがって、振幅Ｐ１の通過帯リップル８６、および振幅Ｇ’の対応する群遅延脈動８８は、ＳＡＷフィルタ１２ａに伴う通過帯リップル７８および群遅延脈動８０から１８０°ずれている。その結果、図１６に示すように、通過帯リップル７８，８６は難いに打ち消し合い、群遅延脈動８０，８８も互いに打ち消し合い、所望の周波数応答９０のみが残る。時間スパー７４および８２はそれぞれ主信号７６および８４の右側にあっても、時間スパー７４および８２がそれぞれ主信号７６および８４の左側にある場合と同じ打ち消し原理が適用される。
【００３１】
言い換えると、ＳＡＷフィルタ１２ａの図１２におけるインパルス応答ｈ（ｔ）に伴う通過帯リップル７８および群遅延脈動８０は、ＳＡＷフィルタ１２ｂの図１３におけるインパルス応答ｈ’（ｔ）に伴う通過帯リップル８６および群遅延脈動８８を相殺するように発生することができる。その際、ＳＡＷフィルタ１２ｂの入力変換器３６’をＳＡＷフィルタ１２ａの入力変換器３６から離間させて、２つのフィルタ間の群遅延および通過帯リップルが１８０°位相ずれとなり、ＴＤ−ＴＤ’＝（ｎ＋１／２）／ｆ０となるようにする。ここで、ｎは０以上の整数である。
【００３２】
対応して、カスケード応答の三回通過エコーも打ち消される。図１０，１１を再度参照すると、三回通過エコー６６および直接表面弾性波５２間の経路長差は２Ｌである。言い換えると、図１１に示すように、三回通過エコー６６は、主信号からＴ８だけ離れている。ここで、Ｔ８＝（２Ｌ）／ｖ，ｖはＳＡＷの伝搬速度である。ＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂを同様に製造するが、ＳＡＷフィルタ１２ｂの変換器の中心を距離Ｌ’だけ離すと、ＳＡＷフィルタ１２ｂの新たな三回通過スパーは、主信号からＴ８’だけ離れ、Ｔ８’＝（２Ｌ’）／ｖ＝２Ｌ＋（ｎ＋１／２）／ｆ０＝Ｔ８＋（ｎ＋１／２）／ｆ０となる。ここで、Ｌ’＝Ｌ＋（ｎ＋１／２）λ／２である（λ＝ｖ／ｆ０）。これは、正に、前述したスパー打ち消しと同じ条件である。
【００３３】
対象の時間スパーがｍ回通過エコーの場合、Ｌ’＝Ｌ＋（ｎ＋１／２）λ／（ｍ−１）はスパー打ち消し条件を満たす。何故なら、ｍ回通過エコーは常に主信号から（ｍ−１）Ｌだけ離れているからである。尚、ｍは奇数の整数である。同様に、フィードスルーが対象の時間スパーである場合、Ｌ’＝Ｌ＋（ｎ＋１／２）λはスパー打ち消し条件を満たす。何故なら、フィードスルーは常に主信号からＬだけ離れているからである。一般に、関係Ｌ’＝Ｌ＋（ｎ＋１／２）λ／（ｍ−１）は、前述の時間スパー打ち消しに当てはまる。ｍ＝１の場合、フィードスルーは打ち消される。ｍが奇数の整数であり１よりも大きい場合、ｍ回通過エコーが打ち消される。一方、ｍ＝２，３，５に対してＬ’＝Ｌ＋ｎλ／（ｍ−１）の場合、ｍの特定の値に伴う時間スパーに対するスパー打ち消しは行われない。その理由は、フィルタ１２ａに伴う時間スパーは、ＳＡＷフィルタ１２ｂに伴う時間スパーと同相であるからである。以上の論述から、Ｌ’＝Ｌ＋（ｎ＋１／２）λ／（Ｍ−１）であれば、ｍ＝Ｍの特定値に伴うスパーに対して、総合的なスパー打ち消しが行われ、ｍ＜Ｍの特定値に伴うスパーに対しては、部分的な打ち消しが行われ、ｍ＞Ｍの特定値に伴うスパーに対しては、打ち消しは行われない。言い換えると、フィードスルーを抑制するようにＬ’およびＬを設計すれば（ｍ＝２）、ｍ回通過エコー（ｍ＞２）は打ち消されない。Ｌ’およびＬを５回通過エコーを抑制するように設計すれば（ｍ＝５）、フィードスルーおよび３回通過エコーは部分的に抑制され、７次および更に高次の通過エコーは抑制されない。
【００３４】
本発明の前述の実施形態によるＳＡＷフィルタ・システムは、前述のようにしてＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂによって発生した群遅延および通過帯リップルを打ち消すが、本発明の別の実施形態も、群遅延および通過帯リップルを打ち消すように実施することができる。例えば、図３を再度参照すると、ＳＡＷフィルタ１２ｂの中心周波数ｆ０’を、ＳＡＷフィルタ１２Ａの中心周波数ｆ０からずらして、ＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂの中心周波数が次の関係を有するようにすればよい。ｆ０＝ｆ０’＋（ｎ＋１／２）Ｆ。ここで、Ｆ＝１／ＴＤ（図１４〜１６参照）。
【００３５】
例えば、フィルタ１２ａの入力および出力変換器３６，３７のフィンガ３６ａ，３７ａの形状サイズを変化させることによって、中心周波数ｆ０を変化させることができる。即ち、フィンガ３６ａ，３７ａの水平方向寸法、即ち、フィンガ幅およびフィンガ間隙を変化させれば、フィルタ３６ａ，３７ａが発生する波の波長を変化させることができる。また、フィンガ３６ａ，３７ａの垂直方向寸法、即ち、金属の厚さを変化させれば、フィンガ３６ａ，３７ａが発生する波の伝搬速度を変化させることができる。あるいは、ＳＡＷフィルタ１２ａの基板３８を変更すれば、ＳＡＷフィルタ１２ａに伴う伝搬速度を変化させることができる。勿論、前述の技法を如何様に組み合わせて用いても、中心周波数ｆ０を調節することができ、前述の技法は等しくＳＡＷフィルタ１２ｂにも同様に適用することができる。
【００３６】
本発明の更に別の実施形態によれば、前述の２つの実施形態の混成を設計すると、群遅延および通過帯リップルを打ち消し、したがってＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂに伴う、対応する時間スパーも打ち消すことができる。言い換えると、ＳＡＷフィルタ・システム１２は、前述の２つの実施形態と同様に設計することができるので、入力変換器３６，３６’の双方をＳＡＷ波長の所定の分数だけ離間させ、更にＳＡＷフィルタ１２ａ’に伴う中心周波数ｆ０’をＳＡＷフィルタ１２ａの中心周波数ｆ０に関してずらすことによって、群遅延および通過帯リップルの打ち消し、ならびに対応する時間スパーの打ち消しが可能となる。
【００３７】
本発明の更に別の実施形態によれば、ＳＡＷフィルタ１２ａの入力および出力変換器３６，３７の間、ならびにＳＡＷフィルタ１２ｂの入力および出力変換器３６’，３７’の間にそれぞれ摂動領域Ｐ１，Ｐ２を設ければ、群遅延および通過帯リップルを打ち消し、したがってＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂに伴う、対応の時間スパーも打ち消すことができる。摂動領域Ｐ１は、ＳＡＷが自由表面速度ｖとは異なる速度ｖｐで伝達する媒体を提供する。摂動領域Ｐ１のｖｐを摂動領域Ｐ２のｖｐ’に変化させることにより、または摂動領域Ｐ１およびＰ２の物理的幾何学的形状を変化させることにより、ＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂのＴＤおよびＴＤ’を調節して、前述の時間スパー打ち消しの条件を満たすことができる。
【００３８】
前述の方法は、時間スパー打ち消しを実行するための技法のいくつかに過ぎない。以下の式（１）によれば、前述の方法の多くの組み合わせを用いれば、時間スパーを打ち消すことができる。異なる組み合わせを用いると、式（１）における１つ以上のパラメータが変化するので、（ＴＤ−ＴＤ’）は、時間スパー打ち消しの条件（ｎ＋１／２）λ／（ｍ−１）を満たす。再度図３を参照すると、パラメータｘ１およびｘ５を変化させてｘ１＜＞ｘ１および／またはｘ５＜＞ｘ５’となるようにすることは、入力変換器および／または出力変換器の設計を変更して、入力変換器３６を入力変換器３６’と同一としないようにすること、および／または出力変換器３７を出力変換器３７’と同一としないようにすることと同等である。パラメータｘ２および／またはｘ４を変化させてｘ２＜＞ｘ２’および／またはｘ４＜＞ｘ４’となるようにすることは、入力および出力変換器のずれを変化させて、Ｌ＜＞Ｌ’となるようにすることと同等である。ｘ３および／またはｖｐを変化させてｘ３＜＞ｘ３’および／またはｖｐ＜＞ｖｐ’となるようにすることは、摂動領域を変化させてＰ１がＰ２と同一でないようにすることと同等である。ｖｍを変化させてｖｍ＜＞ｖｍ’となるようにすることは、入力変換器３６，３６’および出力変換器３７，３７’の中心周波数を変化させて、ｆ０＜＞ｆ０’となるようにすることと同等である。ｖを変化させてｖ＜＞ｖ’となるようにすることは、ＳＡＷフィルタ１２ｂに異なる材料を用いることと同等である。
【００３９】
以下に、前述の結論を最も一般的な形態で数学的に導出する。
主ＳＡＷ信号がＳＡＷフィルタ１２ａのＬ１からＬ２まで伝達する際の時間遅延をＴとし（ＴＤは主信号および時間スパー間の分離であるので、ＴＤと区別するためにＴを用いる）、主ＳＡＷ信号がＳＡＷフィルタ１２ｂのＬ１’からＬ２’まで伝達する際の時間遅延とする。更に、ＳＡＷフィルタ１２ａでは、Ｔ＝（ｘ１＋ｘ５）／ｖｍ＋（ｘ２＋ｘ４）／ｖ＋ｘ３／ｖｐである。また、ＳＡＷフィルタ１２ｂでは、Ｔ’＝（ｘ１’＋ｘ５’）／ｖｍ’＋（ｘ２’＋ｘ４’）／ｖ’＋ｘ３’／ｖｐ’である。ここで、ｖｍはＳＡＷフィルタ１２ａの変換器におけるＳＡＷ伝搬速度、ｖｍ’はＳＡＷフィルタ１２ｂの変換器におけるＳＡＷ伝搬速度、ｖはフィルタ１２ａの自由面におけるＳＡＷ伝搬速度、ｖ’はＳＡＷフィルタ１２ｂの自由面におけるＳＡＷ伝搬速度、ｖｐはＳＡＷフィルタ１２ａの摂動領域Ｐ１におけるＳＡＷ伝搬速度、そしてｖｐ’はＳＡＷフィルタ１２ｂの摂動領域Ｐ２におけるＳＡＷ伝搬速度である。
【００４０】
Ｔ−Ｔ’＝［（ｘ１＋ｘ５）／ｖｍ−（ｘ１’＋ｘ５’）／ｖｍ’］＋［（ｘ２＋ｘ４）／ｖ−（ｘ２’＋ｘ４’）／ｖ’］＋（ｘ３／ｖｐ−ｘ３’／ｖｐ’） 式（１）
【００４１】
変換器偏移方法を用いた時間スパー打ち消しの条件は、以下の通りである。
入力変換器３６，３６’が同一であり、出力変換器３７，３７’も同一であり、摂動領域Ｐ１は摂動領域Ｐ２と同一であり、両ＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂが同じ種類の基板材料上に構成されている場合、ｘ１＝ｘ１’，ｘ５＝ｘ５’，ｘ３＝ｘ３’，ｖｍ＝ｖｍ’，ｖ＝ｖ’，およびｖｐ＝ｖｐ’である。したがって、式（１）は次のようになる。
【００４２】
Ｔ−Ｔ’＝［（ｘ２＋ｘ４）−（ｘ２’＋ｘ４’）］／ｖ 式（２）
式（２）におけるＴ−Ｔ’は、入力および出力変換器３６，３７および３６’，３７’間の間隔の関数であり、摂動領域Ｐ１が摂動領域Ｐ２と同一である限り、摂動領域とは無関係である。したがって、式（２）は、次のように書くこともできる。
【００４３】
Ｔ−Ｔ’＝（Ｌ−Ｌ’）／ｖ 式（３）
フィードスルー・スパーを打ち消すためには、以下の条件を満たさなければならない。
【００４４】
（Ｔ−Ｔ’）＝（ｎ＋１／２）／ｆ０＝（Ｌ−Ｌ’）／ｖ 式（４）
更に、ｍ回通過スパーを打ち消すためには、以下の条件を満たさなければならない。
【００４５】
（Ｔ−Ｔ’）＝（ｎ＋１／２）／ｆ０（ｍ−１）＝（Ｌ−Ｌ’）／ｖ 式（５）
【００４６】
変換器周波数偏移方法を用いた時間スパー打ち消し条件は次の通りである。
入力変換器３６，３６’が同一であり、出力変換器３７，３７’が同一であり、摂動領域Ｐ１が摂動領域Ｐ２と同一であり、ｘ２＝ｘ２’，ｘ４＝ｘ４’であるが、ｖｍ＜＞ｖｍ’，ｘ１＜＞ｘ１’，およびｘ５＜＞ｘ５’，ｘ３＝ｘ３’、そしてｖｐ＝ｖｐ’である場合、式（１）は次のようになる。
【００４７】
Ｔ−Ｔ’＝［（ｘ１＋ｘ５）／ｖｍ−（ｘ１’＋ｘ５’）／ｖｍ’］ 式（６）
フィードスルー・スパーを打ち消すためには、式（６）＝式（４）とする。
ｍ回通過スパーを打ち消すためには、式（６）＝式（５）とする。
式（６）＝式（４）または式（６）＝式（５）の特殊な場合の１つが、図１４〜１６に実証されているように、ｆ０−ｆ０’＝（ｎ＋１／２）／ＴＤである。
【００４８】
摂動領域方法を用いた時間スパー打ち消しの条件は、次の通りである。
論述の目的上、入力変換器３６，３６’は同一であり、出力変換器３７，３７’は同一であり、両ＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂは同じ種類の基板上に構成されており、Ｌは両ＳＡＷフィルタ１２ａ，１２ｂに対して同一であると仮定する。すると、式（１）は、次のようになる。
【００４９】
Ｔ−Ｔ’＝［（ｘ２＋ｘ４）−（ｘ２’＋ｘ４）］／ｖ＋（ｘ３／ｖｐ−ｘ３’／ｖｐ’） 式（７）
フィードスルー・スパーを打ち消すためには、式（７）＝式（４）とする。
ｍ回通過スパーを打ち消すためには、式（７）＝式（５）とする。
式（７）は、（Ｔ−Ｔ’）がＳＡＷフィルタ１２ａのｘ２，ｘ３，ｘ４，ｖｐ、ならびにＳＡＷフィルタ１２ｂのｘ２’，ｘ３’，ｘ４’，ｖｐ’の関数であることを示す。
【００５０】
ＳＡＷフィルタ１２ａのｘ３および／またはｖｐがＳＡＷフィルタ１２ｂのｘ３’および／またはｖｐ’と異なる場合、式（７）＝式（４）または式（７）＝式（５）という条件を満たせることは、式（７）から自明である。
【００５１】
尚、摂動領域Ｐ１，Ｐ２の幅を変えることによってｘ３，ｘ３’を容易に異なる値に設定すれば、その後ｘ２，ｘ４，ｘ２’，ｘ４’も異なることを注記しておく。
【００５２】
また、ｖｐおよびｖｐ’は、図２に示すように、摂動領域Ｐ１およびＰ２の物理的形状サイズを変化させることによって、異なる値に設定することができる。
図４〜８は、それぞれ、図２における線ＩＩＩ−ＩＩＩおよびＩＩＩ’−ＩＩＩ’に沿った、摂動領域Ｐ１，Ｐ２の断面図である。これらは、摂動領域Ｐ１，Ｐ２を実現するための異なる方法を示す。図４，６，８は、各図面に示す、対応の垂直方向寸法を変化させることによって、ｖｐを変えられることを示す。図５，７，９は、摂動領域Ｐ１を１つよりも多い区間に細分化することができ、各小区間が他の小区間に対して周期的または非周期的のいずれかであることを示す。
【００５３】
図１７は、本発明の前述の実施形態によるＳＡＷフィルタ・システムを実施する効果を示す。即ち、従来技術にしたがってカスケード接続した２つの同一フィルタから得られるフィルタ出力を９２に示し、一方本発明のＳＡＷフィルタ・システムのフィルタ出力を９４に示す。図示のように、三回通過抑制は、従来のカスケード技術を用いた場合僅か５０ｄＢに過ぎないのに対して、本発明のＳＡＷフィルタ・システムを用いることによって、三回通過抑制は６，３ｄＢまで増加した。
【００５４】
図１８は、ニオブ酸リチウムなどの強い結合材料で形成した基板上に構成したＳＡＷフィルタに実施する場合に特に有用な、本発明の別の実施形態を示す。即ち、ＳＡＷフィルタ１１２ｂの入力および出力変換器１３６ａ、１３７ａを、ＳＡＷフィルタ１２ａの入力および出力変換器３６ａ、３７ａと共に示す。入力および出力変換器１３６ａ、１３７ａは、各端部にダミー・フィンガ１３８ａ、１３９ａを含む。図１０に示す関連技術を再度参照すると、再生波５４および直接表面弾性波５２間の経路長差は２Ｘである。言い換えると、再生波即ちスパー５４は、主波からＴ２だけ離れており、Ｔ２＝（２Ｘ）／ｖｍである。同様に、再生波即ちスパー５６および直接表面弾性波５２間の経路長差は２Ｙである。言い換えると、スパー５６は、直接表面弾性波５２からＴ３だけ離れており、Ｔ３＝（２Ｙ）／ｖｍである。ダミー・フィンガ１３８ａを入力変換器１３６ａの右側λ／４（λ＝ｆ０／ｖｍ）の所に追加し、ダミー・フィンガ１３９ａを出力変換器１３７ａの左側λ／４の所に追加することを除いて、ＳＡＷフィルタ１１２ｂをＳＡＷフィルタ１２ａと同じ入力変換器および出力変換器を有するように設計すると、再生波５４の反射および直接表面弾性波５２間、ならびに再生波５６の反射および直接表面弾性波５２間の新たな経路長差は、ＳＡＷフィルタ１１２ｂに対して、それぞれ２Ｘ’および２Ｙ’となる。Ｘ，Ｘ’およびＹ，Ｙ’は、それぞれ、互いにＸ’＝Ｘ＋λ／４およびＹ’＝Ｙ＋λ／４という関係がある。ＳＡＷフィルタ１１２ｂのＴ２’，Ｔ３’は、ＳＡＷフィルタ１２ａのＴ２，Ｔ３に対して、Ｔ２’＝（２Ｘ’）／ｖ＝Ｔ２＋１／（２ｆ０）およびＴ３’＝（２Ｙ’）／ｖ＝Ｔ３＋１／（２ｆ０）という関係を有する。双方は、スパー打ち消しについて前述した条件を満たす。
【００５５】
同様に、ダミー・フィンガ１３８ｂを入力変換器１３６ａの左端に追加することができ、ダミー・フィンガ１３９ｂを出力変換器１３７ａの右側に追加することができる。これは、エッジ反射打ち消しについて前述したのと同様である。加えて、変換器のサンプリング・レートがλあたり４フィンガとすると、エッジ反射打ち消しのために、互いからλ／４だけ離間した（２ｎ＋１）本のダミー・フィンガをフィルタ１１２ｂのそれぞれの端部に追加することができる。サンプリング・レートがλあたり４フィンガに等しくない場合、フィルタ１２ａ，１１２ｂ間の変換器のエッジのずれが約（ｎ＋１／２）λ／２となるような数のダミー・フィンガを、フィルタ１１２ｂの入力および出力変換器１３６、１３７の端部に追加することによっても、エッジ反射打ち消しを達成することができる。
【００５６】
以上の説明を読むことにより、本発明の好適な実施形態によるＳＡＷフィルタ・システムは、数々の理由から、従来のＳＡＷフィルタよりも優れていることを当業者は認めよう。即ち、本発明のＳＡＷフィルタ・システムは、実施が非常に簡単である。例えば、２つのフィルタの入力および出力変換器をλ／４だけずらすことによって、またはフィルタの中心周波数を１／（２ＴＤ）だけずらすことによって、三回通過抑制を容易に達成することができる。ここで、ＴＤは主信号および三回通過エコー間の離隔距離である。また、同様の抑制は、フィードスルー・スパーまたは高回通過エコーに対しても、全体的性能の低下を招いている支配的なスパーがどれであるかに応じて、同様の偏移手法を用いることによって行うことができる。この手法を適正に用いれば、１つのスパーを完全に打ち消す一方、１つ以上の他のスパーを部分的に抑制することができる。ダミー・フィンガ手法および偏移手法をＳＡＷフィルタ・システムに組み込めば、前述のエッジ反射およびその他の時間スパー双方を打ち消すことができる。
【００５７】
更に、本ＳＡＷフィルタ・システムは、２つの同一フィルタをカスケード接続する際に伴う固有の問題を解消する。即ち、群遅延および通過帯リップルがほぼ倍増し、対応する時間スパー抑制が、２つの同一フィルタをカスケード接続した後では、６ｄＢ悪化する問題である。第１フィルタの群遅延および通過帯リップル応答は、第１フィルタのそれらに対して常に１８０°位相がずれているので、カスケード接続された後の脈動は、本発明に係わる前述の脈動打ち消しにより、個々の応答の脈動よりも少なくなる。言い換えると、本発明のＳＡＷフィルタ・システムは、従来の抑制技術と比較すると、群遅延や通過帯リップルを低減するために過剰設計する必要もなく、カスケード接続した場合の時間スパーを更に抑制する。
【００５８】
加えて、２つの完全に一致するＳＡＷフィルタを本発明のＳＡＷフィルタ・システムに用いると、群遅延および通過帯リップルは理論上０にすることができ、これに伴う時間スパーも理論上排除することができる。これは、２つのフィルタをカスケード接続することにより、脈動が倍増し、対応して時間スパーが６ｄＢ悪化する従来技術に対して、有意な利点を意味する。
【００５９】
また、本発明のＳＡＷフィルタ・システムは、温度変化や構成部品の許容度による、整合回路の構成部品のばらつきに対する感受性が低いので、群遅延および通過帯リップルならびに三回通過スパーの打ち消しを一層安定して行うことができる。また、本発明のＳＡＷフィルタ・システムは、従来のＳＡＷフィルタの実施におけるように、厳しい脈動または三回通過スパー要件を満たすためにフィルタ応答を微調整する必要がないので、高価なフィルタを削減して実施することができる。更に、本発明のＳＡＷフィルタ・システムは、当該システムに用いられている個々のフィルタに伴うより高い三回通過スパーを許容することができるので、フィルタ・システムの挿入損失を改善することができる。
【００６０】
尚、本発明のＳＡＷフィルタ・システムの実施には、広い範囲の端数帯域幅を有するフィルタを使用可能であることも認められよう。概して、本発明のＳＡＷフィルタ・システムが最良に動作するのは、狭い端数帯域幅を有するフィルタを用いる場合である。しかしながら、実験データによって、２３％端数帯域を有するフィルタを用いて実施した場合でも、本発明のＳＡＷフィルタ・システムは群遅延および通過帯リップルを打ち消し可能であることが示されている。
【００６１】
更に、本発明のＳＡＷフィルタ・システムは、ダミー・フィンガを入力および出力変換器の端部に追加することによって、強い結合材料から成る基板上に実施したフィルタ・システムでは問題になる、変換器エッジ反射の打ち消しに関しても、簡単な解決策を提供する。
【００６２】
加えて、本発明のＳＡＷフィルタ・システムは、あらゆる種類の横断ＳＡＷフィルタでもカスケード型に用いれば実施することができる。具体的には、ＳＰＵＤＴフィルタを用いて本発明を実施することが好ましい。何故なら、個々のＳＰＵＤＴフィルタに伴う三回通過エコーが初期状態において小さいからである。
【００６３】
最後に、入力および出力変換器の分離は、本発明のＳＡＷフィルタ・システム内の個々のＳＡＷフィルタ毎に異なるので、フィードスルー・スパーおよび主波間の時間分離も、個々のフィルタ毎に異なることを注記しておく。三回通過エコーを打ち消すために偏移手法を主に用いる場合、２つの同一フィルタをカスケード接続した場合と同様、カスケード接続した後のフィードスルーの抑制は６ｄＢも悪化することはない。何故なら、カスケード接続したフィルタをずらすことにより、そのフィードスルー・スパーが部分的にずれるからである。
【００６４】
以上の説明は、本発明の好適な実施形態についてであるが、本発明は、特許請求の範囲およびその公正な意味から逸脱することなく、修正、変更、または変形が可能であることは当然認められよう。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の好適な実施形態によるカスケード型ＳＡＷフィルタ・システムを実施可能な衛星通信システムの一例のブロック図。
【図２】図１に示すＳＡＷフィルタの更に詳細なブロック図。
【図３】ＳＡＷフィルタの寸法を例示する、図１に示すＳＡＷフィルタの詳細なブロック図。
【図４】図３に示すＳＡＷフィルタの摂動領域Ｐ１，Ｐ２の一構成例の断面側面図。
【図５】図３に示すＳＡＷフィルタの摂動領域Ｐ１，Ｐ２の一構成例の断面側面図。
【図６】図３に示すＳＡＷフィルタの摂動領域Ｐ１，Ｐ２の一構成例の断面側面図。
【図７】図３に示すＳＡＷフィルタの摂動領域Ｐ１，Ｐ２の一構成例の断面側面図。
【図８】図３に示すＳＡＷフィルタの摂動領域Ｐ１，Ｐ２の一構成例の断面側面図。
【図９】図３に示すＳＡＷフィルタの摂動領域Ｐ１，Ｐ２の一構成例の断面側面図。
【図１０】関連技術のＳＡＷフィルタおよび対応する弾性波経路図の一例の平面図。
【図１１】図１０に示すＳＡＷフィルタの時間ドメイン応答のグラフ。
【図１２】時間および周波数ドメインにおける本発明によるカスケード型ＳＡＷフィルタ・システムの効果を示すグラフ。
【図１３】時間および周波数ドメインにおける本発明によるカスケード型ＳＡＷフィルタ・システムの効果を示すグラフ。
【図１４】時間および周波数ドメインにおける本発明によるカスケード型ＳＡＷフィルタ・システムの効果を示すグラフ。
【図１５】時間および周波数ドメインにおける本発明によるカスケード型ＳＡＷフィルタ・システムの効果を示すグラフ。
【図１６】時間および周波数ドメインにおける本発明によるカスケード型ＳＡＷフィルタ・システムの効果を示すグラフ。
【図１７】図３のカスケード型ＳＡＷフィルタ・システムの時間ドメイン応答の三回通過抑制に対する効果を示すグラフ。
【図１８】本発明の別の好適な実施形態によるカスケード型ＳＡＷフィルタ・システムの第１フィルタおよび第２フィルタの平面図。
Claims (10)
- 第１圧電基板と、該第１圧電基板上にあり、所定の周波数を有した入力電気信号から所定の波長λを有した第１表面弾性波を発生および送信する第１入力変換器と、前記第１表面弾性波を受信し、第１フィルタ電気信号に変換する第１出力変換器とを有する第１フィルタと、
前記第１フィルタと直列にカスケード接続され、第２圧電基板と、前記第１フィルタ電気信号から第２表面弾性波を発生および送信する第２入力変換器と、前記第２表面弾性波を受信し第２フィルタ電気信号に変換する第２出力変換器とを有する、第２フィルタとからなり、前記第１フィルタの第１入力変換器は、前記第２フィルタの第２入力変換器から（ｎ＋１／２）λ／（ｍ−１）の距離だけ離間され、ｎは０以上の整数、ｍは、時間スパーがフィードスルーの場合には２、時間スパーがｍ回通過エコーである場合には１よりも大きい奇数の整数であり、システムの時間スパー抑制を強化した、表面弾性波フィルタ・システム。 - 前記システムの時間スパー抑制を２０ｄＢを超えて強化するために、前記第１フィルタの第１入力変換器を前記第２フィルタの第２入力変換器から分離している請求項１に記載の表面弾性波フィルタ・システム。
- 前記第１入力および出力変換器のそれぞれと、前記第２入力および出力変換器との少なくとも１つの端部に、エッジ反射を防止するための少なくとも１つのダミー・フィンガをさらに有する、請求項１に記載の表面弾性波フィルタ・システム。
- 変換器のサンプリング・レートがλ当たり４フィンガの場合、前記少なくとも１つのダミー・フィンガが、前記第１および第２入力および出力変換器のそれぞれの端部において、互いにλ／４離間された（２ｎ＋１）本のダミー・フィンガからなる、請求項３に記載の表面弾性波フィルタ・システム。
- 前記第１および第２圧電基板を同一の圧電材料で形成した、請求項１に記載の表面弾性波フィルタ・システム。
- 前記第１および第２圧電基板を異なる圧電材料で形成した、請求項１に記載の表面弾性波フィルタ・システム。
- 当該システムの挿入損失を、２つの同一のカスケード型フィルタからなる表面弾性波フィルタ・システムに伴う挿入損失よりも少なくするために、前記第１フィルタの第１入力変換器を前記第２フィルタの第２入力変換器から分離している、請求項１に記載の表面弾性波フィルタ・システム。
- 前記第１フィルタの第１入力変換器と電気的に接続した入力整合回路と、前記第１フィルタの第２入力変換器と電気的に接続した出力整合回路とをさらに有し、前記入力および出力整合回路の各々は１つ以上のＲＬＣ構成部品からなり、前記第１および第２フィルタのそれぞれのインピーダンスを周囲のシステム・インピーダンスに整合する、請求項１に記載の表面弾性波フィルタ・システム。
- 前記第１および第２フィルタの各々はＳＰＵＤＴ表面弾性波フィルタからなる、請求項１に記載の表面弾性波フィルタ・システム。
- 第１圧電基板と、該第１圧電基板上にあり、所定の周波数を有した入力電気信号から所定の波長λを有した第１表面弾性波を発生および送信する第１入力変換器と、前記第１表面弾性波を受信し、第１フィルタ電気信号に変換する第１出力変換器とを有する第１フィルタと、
前記第１フィルタと直列にカスケード接続され、第２圧電基板と、前記第１フィルタ電気信号から第２表面弾性波を発生および送信する第２入力変換器と、前記第２表面弾性波を受信し、第２フィルタ電気信号に変換する第２出力変換器とを有する、第２フィルタとからなり、前記第２フィルタの中心周波数ｆ０’を前記第１フィルタの中心周波数ｆ０から、ｆ０＝ｆ０’＋（ｎ＋１／２）Ｆで表されるようにずらし、ｎは０以上の整数であり、Ｆは前記入力電気信号およびフィルタ電気信号の所定の周波数であり、システムの時間スパー抑制を強化してある、表面弾性波フィルタ・システム。
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