JP2004120978A - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】入力電圧が与えられ出力電圧を誘起し負荷装置へ電力を供給する磁性素子と、前記磁性素子に接続するスイッチング手段と、前記スイッチング手段をオンオフするオンオフ制御手段とを備えるスイッチング電源装置において、前記磁性素子に誘起する電圧の低下に基づき前記スイッチング手段のオンオフの動作周波数を高くする動作周波数変調手段を設けることを特徴とするスイッチング電源装置。
【選択図】 図1
Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、入力電圧が与えられ出力電圧を誘起し負荷装置へ電力を供給する磁性素子と、前記磁性素子に接続するスイッチング手段と、前記スイッチング手段をオンオフするオンオフ制御手段とを備えるスイッチング電源装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
図5に従来のスイッチング電源装置の一例である電流制御方式のフライバックコンバータの構成図を示す。
同図において、入力電源Vinと、磁性素子であるトランスT1の1次巻線N1と、スイッチング手段Q1と、電流検出の抵抗R1と、は直列に接続する。
【0003】
トランスT1の2次巻線N2は、ダイオードD1に接続し、さらにコンデンサC1に接続し、出力電圧Voとなり、さらにまた負荷装置(図示せず)に接続する。
トランスT1の補助巻線N3は、ダイオードD2に接続し、さらにコンデンサC2に接続し、電源Vccとなり、さらにまたオンオフ制御手段10等に接続する。
【0004】
出力電圧Voは、抵抗R2を介してフォトカプラOC1に接続すると共に、抵抗R3を介して誤差増幅器U2に接続する。また、誤差増幅器U2には、基準電圧Vref、コンデンサC3及びフォトカプラOC1を接続する。
【0005】
オンオフ制御手段10は、電圧帰還信号VFBを介してフォトカプラOC1に接続し、電流検出信号CSを介してフィルタFに接続し、駆動信号OUTを介してスイッチング手段Q1に接続し、電源Vccを介してコンデンサC2に接続する。
【0006】
オンオフ制御手段10の内部回路を詳しく説明する。電圧帰還信号VFBは、電流源U13でプルアップし、ダイオードD10を介して抵抗R11及び抵抗R10で分圧した後コンパレータU11の負入力に接続する。さらに、ツェナーダイオードD11をコンパレータU11の負入力に接続する。また、電流検出信号CSは、コンパレータU11の正入力に接続する。また、発振器U10の出力はフリップフロップU12のセットの入力に接続し、コンパレータU11出力は、フリップフロップU12のリセットの入力に接続し、フリップフロップU12の出力は駆動信号OUTに接続する。
【0007】
次に、それぞれの部分の動作を説明する。オンオフ制御手段10は、駆動信号OUTによりスイッチング手段Q1をオンオフし、トランスT1の1次巻線N1に入力電圧Vinを与える。トランスT1の2次巻線N2に誘起する電圧は、ダイオードD1で整流され、コンデンサC1で平滑され、出力電圧Voとなり、負荷装置(図示せず)の電圧となる。負荷電流Ioは、負荷装置(図示せず)へ電力を供給する。トランスT1の補助巻線N3に誘起する電圧は、ダイオードD2で整流され、コンデンサC2で平滑され、電源Vccとなり、オンオフ制御手段10等へ電力を供給する。
【0008】
出力電圧Voと電源Vccとは相関があり、出力電圧Voが上昇すれば電源Vccも上昇し、出力電圧Voが低下すれば電源Vccも低下する。
【0009】
また、オンとオフとの時間の割合(デューティ比)が増加すると、出力電圧Vo及び電源Vccは上昇し、オンとオフとの時間の割合(デューティ比)が減少すると、出力電圧Vo及び電源Vccは低下する。
【0010】
誤差増幅器U2は、出力電圧Voと基準電圧Vrefとの差を増幅し、フォトカプラOC1を介して、オンオフ制御手段10へ、電圧帰還信号VFBとしてフィードバックする。コンデンサC3と抵抗R3とは、フィードバックの周波数応答特性を変化させる。抵抗R2は、フィードバックのゲインを変化させる。
【0011】
電流検出の抵抗R1には、スイッチング手段Q1の電流に比例した電圧が発生する。この電圧は、フィルタFを介してオンオフ制御手段10の電流検出信号CSとなる。
【0012】
コンパレータU11は、電圧帰還信号VFBに基づく負入力と、電流検出信号CSに基づく正入力とが等しくなったときに、フリップフロップU12をリセットし、駆動信号OUTをLowにし、スイッチング手段Q1をオフにする。
【0013】
発振器U10は一定の動作周波数fsで動作し、一定期間ごとにフリップフロップU12をセットする。フリップフロップU12がセットされると、駆動信号OUTはHighとなり、スイッチング手段Q1はオンとなる。
【0014】
スイッチング手段Q1がオンとなると、スイッチング手段Q1の電流は直線的に増加し、抵抗R1に発生する電圧は直線的に増加し、電流検出信号CSは直線的に増加し、コンパレータU11の正入力は直線的に増加し、その値がコンパレータU11の負入力の値に達すると、コンパレータU11は、フリップフロップU12リセットし、駆動信号OUTをLowにし、スイッチング手段Q1はオフにする。
【0015】
このような、図5の従来例の定常のときにおける全体の動作を説明する。
出力電圧Voが基準電圧Vrefよりも低いとき、誤差増幅器U2の出力は増加し、フォトカプラOC1のフォトダイオードの電流は減少し、フォトカプラOC1のフォトトランジスタの電流は減少し、電圧帰還信号VFBは増加し、コンパレータU11の負入力は増加し、コンパレータU11の正入力がコンパレータU11の負入力の値に達するまでの時間は増加し、スイッチング手段Q1のオンの期間は増加し、オンとオフとの時間の割合(デューティ比)は増加し、出力電圧Voは増加する。
【0016】
出力電圧Voが基準電圧Vrefよりも高いとき、誤差増幅器U2の出力は減少し、フォトカプラOC1のフォトダイオードの電流は増加し、フォトカプラOC1のフォトトランジスタの電流は増加し、電圧帰還信号VFBは減少し、コンパレータU11の負入力は減少し、コンパレータU11の正入力がコンパレータU11の負入力の値に達するまでの時間は減少し、スイッチング手段Q1のオンの期間は減少し、オンとオフとの時間の割合(デューティ比)は減少し、出力電圧Voは減少する。
そうして、出力電圧Voと基準電圧Vrefとは等しくなる。
【0017】
出力電圧Voの微小な変動において、コンデンサC3と抵抗R3との時定数はその高域成分を除去する。そして、誤差増幅器U2の出力はその低域成分で変動し、フォトカプラOC1のフォトダイオードの電流は低域成分で変動し、フォトカプラOC1のフォトトランジスタの電流は低域成分で変動し、電圧帰還信号VFBは低域成分で変動し、コンパレータU11の負入力は低域成分で変動し、コンパレータU11の正入力がコンパレータU11の負入力の値に達するまでの時間は低域成分で変動し、スイッチング手段Q1のオンの期間は低域成分で変動し、オンとオフとの時間の割合(デューティ比)は低域成分で変動し、出力電圧Voは低域成分で変動する。
【0018】
よって、スイッチング電源装置の応答特性は、コンデンサC3と抵抗R3との時定数が支配的に影響する。また、フィルタFの帯域はコンデンサC3と抵抗R3との時定数で定まる帯域の3倍以上に設定するため、フィルタFの帯域はスイッチング電源装置の応答特性に影響しない。
このような出力電圧Voの微小な変動において、誤差増幅器U2及びフォトカプラOC1は能動状態で動作する。
【0019】
次に、図5の従来例におけるステップ応答の動作を説明する。負荷電流Ioは、時刻t0において、軽負荷Iolから重負荷Iohへ急峻に変化する。
時刻t0において、負荷電流Ioの急峻な変化の増分は、コンデンサC1に流れる。コンデンサC1の電荷は放電し、出力電圧Voは低下する。また、コンデンサC1内部の寄生要素(等価的な直列抵抗及び等価的な直列インダクタンス)が大きいときは、出力電圧Voの低下は大きい。
【0020】
出力電圧Voが低下すると、上述の定常のときにおける動作の説明と同様に、オンとオフとの時間の割合(デューティ比)が増加し、出力電圧Voが増加するようにフィードバックが作用する。
ただし、このようなステップ応答では、出力電圧Voの低下が大きいため、時刻t0直後では、誤差増幅器U2は飽和状態となり、フォトカプラOC1はオフとなる。
【0021】
詳しくは、時刻t0において、出力電圧Voは低下し、誤差増幅器U2の出力はhighで飽和し、フォトカプラOC1のフォトダイオードはオフし、フォトカプラOC1のフォトトランジスタはオフし、電圧帰還信号VFBはhighで飽和し、コンパレータU11の負入力はツェナーダイオードD11でクランプし、コンパレータU11の正入力がコンパレータU11の負入力の値に達するまでの時間が最大となり、スイッチング手段Q1のオンの期間が最大となり、オンとオフとの時間の割合(デューティ比)が最大となり、出力電圧Voが増加する。
【0022】
ツェナーダイオードD11は、コンパレータU11の負入力の上限を制限し、コンパレータU11の正入力がコンパレータU11の負入力の値に達するまでの時間の最大値を制限し、スイッチング手段Q1のオンの期間における最大値を制限し、オンとオフとの時間の割合(デューティ比)を制限する。また、電流検出信号CSの直線的な増加を制限し、抵抗R1に発生する電圧の直線的な増加を制限し、スイッチング手段Q1の電流の直線的に増加を制限し、よってスイッチング手段Q1の電流のピーク値を制限する。
【0023】
スイッチング手段Q1におけるオンの期間の制限、及びスイッチング手段Q1における電流のピーク値の制限は、トランスT1の磁気飽和を抑制する。
【0024】
図6を用いてその動作を詳しく説明する。図6は、図5の従来例の動作を説明するための特性図である。同図において、Ioは負荷電流、Voは出力電圧、Idはスイッチング手段Q1のドレイン電流である。
【0025】
負荷電流Ioは、時刻t0において、軽負荷Iolから重負荷Iohへ急峻に増加する。出力電圧Voは、時刻t0において、ΔVoだけ急峻に減少し、ほぼ期間Tdを要して定常の出力電圧Vo(=Vref)まで上昇する。
【0026】
スイッチング手段Q1のドレイン電流Idは、軽負荷Iolのときはピーク値がidlであり、重負荷Iohのときはピーク値がidhである。また、時刻t0の後、しばらくはピーク値をithに制限する。
【0027】
ピーク値がidl及びidhのときは、上述の説明のとおり、誤差増幅器U2は能動状態で動作し、スイッチング電源装置の応答特性はコンデンサC3と抵抗R3との時定数が支配的に影響する。
【0028】
ピーク値がithのときは、上述の説明のとおり、誤差増幅器U2の出力はhighで飽和し、スイッチング手段Q1のオンの期間を制限する。スイッチング電源装置の応答特性は、フィルタF、トランスT1の励磁インダクタンス、コンデンサC1及びオンとオフとの時間の割合(デューティ比)が影響する。コンデンサC3と抵抗R3との時定数は影響しない。
【0029】
図6の特性図においては、スイッチング手段Q1のドレイン電流のピーク値がithのとき、オンオフ制御手段10は、オンとオフとの時間の割合(デューティ比)を約50%に制限する。ピーク値がidl及びidhのときは、オンとオフとの時間の割合(デューティ比)は共に約33%となる。
【0030】
期間Tdの後、出力電圧Voが基準電圧Vrefまで上昇すると、誤差増幅器U2は能動状態となって出力は減少し、フォトカプラOC1のフォトダイオードは能動状態となって電流は増加し、フォトカプラOC1のフォトトランジスタは能動状態となって電流は増加し、電圧帰還信号VFBは能動状態となって減少し、コンパレータU11の負入力は減少し、コンパレータU11の正入力がコンパレータU11の負入力の値に達するまでの時間が減少し、スイッチング手段Q1のオンの期間が減少し、オンとオフとの時間の割合(デューティ比)が減少し、出力電圧Voが減少する。このようにして、出力電圧Voと基準電圧Vrefとは等しくなる。
【0031】
一方、従来のスイッチング電源装置は、遅い検出応答速度で検出する出力電圧検出回路と、速い検出応答速度で検出する上限電圧検出回路と、速い検出応答速度で検出する下限電圧検出回路と、を備え応答特性を改善したものである(例えば、特許文献1参照。)。
【0032】
【特許文献1】
特許第3294211号明細書
【0033】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このようなスイッチング電源装置は、軽負荷から重負荷へのステップ応答が遅いという課題がある。
【0034】
詳しくは、スイッチング電源装置は、オンとオフとの時間の割合(デューティ比)が大きくなると応答が速くなるという特性があるが、軽負荷から重負荷へのステップ応答の直後では、オンとオフとの時間の割合(デューティ比)は制限されるため、応答が遅くなる。
【0035】
本発明の目的は、以上説明した課題を解決するものであり、好適な応答特性のスイッチング電源装置を提供することにある。
【0036】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成する本発明は、次の通りである。
(1)入力電圧が与えられ出力電圧を誘起し負荷装置へ電力を供給する磁性素子と、前記磁性素子に接続するスイッチング手段と、前記スイッチング手段をオンオフするオンオフ制御手段とを備えるスイッチング電源装置において、前記磁性素子に誘起する電圧の低下に基づき前記スイッチング手段のオンオフの動作周波数を高くする動作周波数変調手段を設けることを特徴とするスイッチング電源装置。
(2) 入力電圧が与えられ出力電圧を誘起し負荷装置へ電力を供給する磁性素子と、前記磁性素子に接続するスイッチング手段と、前記スイッチング手段をオンオフするオンオフ制御手段とを備えるスイッチング電源装置において、前記出力電圧の低下に基づき前記スイッチング手段のオンオフの動作周波数を高くする動作周波数変調手段を設けることを特徴とするスイッチング電源装置。
(3) 入力電圧が与えられ出力電圧を誘起し負荷装置へ電力を供給する磁性素子と、前記磁性素子に接続するスイッチング手段と、前記スイッチング手段をオンオフするオンオフ制御手段とを備えるスイッチング電源装置において、前記負荷装置からの応答の予告信号に基づき前記スイッチング手段のオンオフの動作周波数を高くする動作周波数変調手段を設けることを特徴とするスイッチング電源装置。
(4)前記オンオフ制御手段と前記動作周波数変調手段とを共通の集積回路素子で形成することを特徴とする請求項1から請求項3の何れかに記載のスイッチング電源装置。
【0037】
【発明の実施の形態】
以下に、図1に基づいて本発明を詳細に説明する。図1は本発明に係るスイッチング電源装置の一実施例を示す構成図である。なお、図5の従来例と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【0038】
図1の実施例の特徴は、磁性素子であるトランスT1の補助巻線N3に誘起する電圧に基づく電源Vccの値の低下に基づきスイッチング手段Q1のオンオフの動作周波数を高くする動作周波数変調手段20を設ける点にある。
【0039】
動作周波数変調手段20は、コンパレータU20と基準電圧Vr1とから成る。コンパレータU20において、その負入力端は電源Vccに接続し、その正入力端は基準電圧Vr1に接続し、動作周波数変調信号Fmを出力する。動作周波数変調信号Fmは、オンオフ制御手段10内部の発振器U10に接続する。
【0040】
オンオフ制御手段10と動作周波数変調手段20とは共通の集積回路素子で形成してもよく、それぞれ独立した回路素子で形成してもよい。共通の集積回路素子で形成する場合は、スイッチング電源装置を簡便で小形に形成できる。
【0041】
基準電圧Vr1の値は、定常の出力電圧Vo(=Vref)のときにおける電源Vccの値よりも低く設定する。
【0042】
オンオフ制御手段10内部の発振器U10は、電圧帰還信号VFB(コンパレータU20の出力)がLowであれば、図5の従来例と同じ動作周波数fsで発振し、電圧帰還信号VFB(コンパレータU20の出力)がHighであれば、図5の従来例よりも高い動作周波数fshで発振する。
【0043】
このような、図1の実施例の動作を説明する。定常のときにおける動作は、図5の従来例と同様となるため説明を省略する。このとき、コンパレータU20の出力はLowである。
【0044】
図1の実施例におけるステップ応答の動作を説明する。負荷電流Ioは、時刻t0において、軽負荷Iolから重負荷Iohへ急峻に変化し、図5の従来例と同様に、出力電圧Voは低下し、電源Vccも低下し、誤差増幅器U2は飽和状態となり、オンオフ制御手段10はスイッチング手段Q1の電流のピーク値をithに制限する。
【0045】
こうして、電源Vccが基準電圧Vr1よりも低下すると、コンパレータU20の出力はHighとなり、発振器U10は、高い動作周波数fshで発振する。
【0046】
図2を用いてその動作を詳しく説明する。図2は、図1の従来例の動作を説明するための特性図である。なお、図6の特性図と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【0047】
出力電圧Voは、時刻t0において、図6の特性図と同様に、ΔVo=ΔVo1+ΔVo2だけ急峻に減少し、ほぼ期間Td1を要してΔVo1上昇し、その後ほぼ期間Td2を要してΔVo2上昇する。つまり、ほぼ期間Td=Td1+Td2を要して定常の出力電圧Vo(=Vref)まで上昇する。
【0048】
期間Td1では、電源Vccは基準電圧Vr1よりも小さくなり、コンパレータU20の出力はHighとなり、発振器U10は高い動作周波数fshで発振し、スイッチング手段Q1は高い動作周波数fshでオンオフする。
【0049】
期間Td2では、電源Vccは基準電圧Vr1よりも大きくなり、コンパレータU20の出力はLowとなり、発振器U10は動作周波数fsで発振し、スイッチング手段Q1は動作周波数fsでオンオフする。
【0050】
期間Td1及び期間Td2において、オンオフ制御手段10は、スイッチング手段Q1のドレイン電流Idのピーク値を共にithで制限し、トランスT1の磁気飽和を抑制する。ここで、スイッチング手段Q1のドレイン電流Idの直線的な増加の割合(電流の傾き)は変化せず、同じになる。また、図5の従来例と同様に、スイッチング電源装置の応答特性は、フィルタF、トランスT1の励磁インダクタンス、コンデンサC1及びオンとオフとの時間の割合(デューティ比)が影響する。
【0051】
このことにより、期間Td1におけるオンとオフとの時間の割合(デューティ比)は、期間Td2におけるオンとオフとの時間の割合(デューティ比)よりも大きくなり、その低域成分も大きくなる。図2の特性図においては、期間Td1におけるオンとオフとの時間の割合(デューティ比)は約66%となり、期間Td2におけるオンとオフとの時間の割合(デューティ比)の約50%よりも大きくなる。
【0052】
また、期間Td1におけるスイッチング電源装置の応答は、オンとオフとの時間の割合(デューティ比)が大きくなるため、期間Td2のにおける応答よりも、速くなる。
【0053】
そうして、出力電圧Voが上昇し、電源Vccが基準電圧Vr1まで上昇すると、コンパレータU20の出力はLowとなり、発振器U10は動作周波数fsで発振し、スイッチング手段Q1は動作周波数fsでオンオフし、期間Td1は終了し期間Td2となる。期間Td2以降は、図5の従来例と同様に動作するため、説明を省略する。
【0054】
以上のことにより、図1の実施例の応答は、図5の従来例の応答と比較して応答が速くなる。詳しくは、期間Td1において、オンとオフとの時間の割合(デューティ比)が大きくなるため、応答が速くなる。
【0055】
上述の例では、コンパレータU20で動作周波数を2段階に変化させたが、2段階よりも多く変化させてもよい。また、連続的に変化させてもよい。
【0056】
また、上述の例では、磁性素子であるトランスT1の補助巻線N3に誘起する電圧に基づく電源Vccの値の低下に基づき動作周波数を変調したが、これとは別に、出力電圧Voの低下に基づき動作周波数を変調してもよい。出力電圧Voと電源Vccとは相関があるため、同様に動作する。
【0057】
さらにまた、上述の例では、電流検出信号CSは、スイッチング手段Q1の電流に基づく値であったが、これとは別に、トランスT1の1次巻線N1の電流、又はトランスT1の1次巻線N2の電流、又はダイオードD1の電流に基づく値であってもよい。
【0058】
また、上述の例では電流制御方式のフライバックコンバータであったが、電圧制御方式であってもよく、フォワードコンバータ等のその他のコンバータ方式であってもよい。
【0059】
さらにまた、図3は本発明に係るスイッチング電源装置の他の実施例を示す構成図である。同図は電圧制御方式のフォワードコンバータの構成図を示す。なお、図1の実施例と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【0060】
図3の実施例の特徴は、負荷装置(図示せず)からの応答の予告信号Sに基づきスイッチング手段Q1のオンオフの動作周波数を高くする動作周波数変調手段30を設ける点にある。
【0061】
同図において、入力電源Vinと、磁性素子であるトランスT2の1次巻線N1と、スイッチング手段Q1と、電流検出の抵抗R1と、は直列に接続する。トランスT2の2次巻線N2は、ダイオードD3及びダイオードD4に接続し、さらにインダクタL1及びコンデンサC1に接続し、出力電圧Voとなり、さらにまた負荷装置(図示せず)に接続する。負荷電流Ioは、負荷装置(図示せず)へ電力を供給する。
【0062】
オンオフ制御手段40の内部回路を詳しく説明する。動作周波数変調信号Fmは発振器U33に接続し、発振器U33からのランプ出力はPWMコンパレータU31の正入力に接続する。また、電圧帰還信号VFBは、電流源U32でプルアップし、PWMコンパレータU31の負入力に接続する。また、電流検出信号CSは、過電流コンパレータU30の正入力に接続する。過電流コンパレータU30の負入力に基準電圧Vr2を接続する。PWMコンパレータU31の出力と過電流コンパレータU30の出力とは論理回路U34に接続する。論理回路U34の出力は、駆動信号OUTに接続する。基準電圧Vr2の値は、定常の出力電圧Vo(=Vref)のときにおける電流検出信号CSの値よりも高く設定する。
【0063】
動作周波数変調手段30は、コンパレータU40、基準電圧Vr3、フォトカプラOC2及び抵抗R4から成る。コンパレータU40において、その正入力は負荷装置(図示せず)からの応答の予告信号Sに接続し、その負入力は基準電圧Vr3に接続し、その出力はフォトカプラOC2のフォトダイオードに接続する。フォトカプラOC2において、そのフォトダイオードは抵抗R4を介し出力電圧Voに接続し、そのフォトトランジスタは動作周波数変調信号Fmに接続する。
【0064】
負荷装置(図示せず)からの応答の予告信号Sは、時刻t0のステップ応答に先立って、時刻t1に負荷電流Ioの変化を負荷装置からスイッチング電源装置に予告するものである。
【0065】
図4を用いて、これを詳しく説明する。図4は、図3の従来例の動作を説明するための特性図である。なお、図2の特性図と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。同図において、Sは負荷装置(図示せず)からの応答の予告信号である。負荷電流Ioが変化する時刻t0よりも前の時間t1において、負荷装置(図示せず)からの応答の予告信号Sは、HighからLowへ変化する。
【0066】
また、同図において、負荷装置(図示せず)からの応答の予告信号SがHighのときは、図5の従来例と同じ動作周波数fsで発振し、負荷装置(図示せず)からの応答の予告信号SがLowのときは、図5の従来例よりも高い動作周波数fshで発振する。
【0067】
次に、図3の実施例についてそれぞれの部分の動作を説明する。図1の実施例と同様のものは説明を省略する。オンオフ制御手段40は、駆動信号OUTによりスイッチング手段Q1をオンオフし、トランスT2の1次巻線N1に入力電圧Vinを与える。トランスT2の2次巻線N2に誘起する電圧は、ダイオードD3及びダイオードD4で整流され、インダクタL1及びコンデンサC1で平滑され、出力電圧Voとなり、、負荷装置(図示せず)の電圧となる。
【0068】
図1の実施例と同様に、図3の電圧制御方式のフォワードコンバータにおいても、オンとオフとの時間の割合(デューティ比)が増加すると、出力電圧Voは上昇し、オンとオフとの時間の割合(デューティ比)が減少すると、出力電圧Voは低下する。
【0069】
過電流コンパレータU30は、電流検出信号CSに基づく正入力が基準電圧Vr2と等しくなったときに、論理回路U34をリセットし、駆動信号OUTをLowにし、スイッチング手段Q1をオフにする。また、電流検出信号CSの直線的な増加を制限し、抵抗R1に発生する電圧の直線的な増加を制限し、スイッチング手段Q1の電流の直線的に増加を制限し、よってスイッチング手段Q1の電流のピーク値を制限する。スイッチング手段Q1における電流のピーク値の制限は、トランスT2の磁気飽和を抑制する。
【0070】
オンオフ制御手段40内部の発振器U33は、動作周波数変調信号Fm(フォトカプラOC2の出力)がHighであれば、図5の従来例と同じ動作周波数fsで発振し、動作周波数変調信号Fm(フォトカプラOC2の出力)がLowであれば、図5の従来例よりも高い動作周波数fshで発振する。
【0071】
PWMコンパレータU31は、発振器U33からのランプ出力を利用して、電圧帰還信号VFBをパルス幅変調をする。詳しくは、電圧帰還信号VFBが減少すればパルス幅を狭くし、電圧帰還信号VFBが増加すればパルス幅を広くする。そうして、論理回路U34をパルス幅変調し、駆動信号をパルス幅変調し、スイッチング手段Q1のオンとオフとをパルス幅変調する。
【0072】
このような、図3の実施例の定常のときにおける全体の動作を説明する。
出力電圧Voが基準電圧Vrefよりも低いとき、誤差増幅器U2の出力は増加し、フォトカプラOC1のフォトダイオードの電流は減少し、フォトカプラOC1のフォトトランジスタの電流は減少し、電圧帰還信号VFBは増加し、PWMコンパレータU31の負入力は増加し、PWMコンパレータU31の出力のパルス幅は増加し、オンとオフとの時間の割合(デューティ比)は増加し、出力電圧Voは増加する。
【0073】
出力電圧Voが基準電圧Vrefよりも高いとき、誤差増幅器U2の出力は減少し、フォトカプラOC1のフォトダイオードの電流は増加し、フォトカプラOC1のフォトトランジスタの電流は増加し、電圧帰還信号VFBは減少し、PWMコンパレータU31の負入力は減少し、PWMコンパレータU31の出力のパルス幅は減少し、オンとオフとの時間の割合(デューティ比)は減少し、出力電圧Voは減少する。
【0074】
そうして、出力電圧Voと基準電圧Vrefとは等しくなる。このとき、スイッチング手段Q1における電流のピーク値は低く、抵抗R1に発生する電圧も低く、電流検出信号CSも低く、過電流コンパレータU30の正入力も低く、過電流コンパレータU30の出力は常にLowである。また、図3の実施例におけるスイッチング電源装置の応答特性は、図1の実施例と同様に、コンデンサC3と抵抗R3との時定数が支配的に影響する。
【0075】
次に、図3の実施例におけるステップ応答の動作を、図4の特性図を用いて詳しく説明する。図1及び図2の実施例と同様のものは説明を省略する。負荷装置(図示せず)からの応答の予告信号Sが、時刻t0のステップ応答に先立って、時刻t1にHighからLowに変化すると、コンパレータU40の出力はLowで飽和し、フォトカプラOC2のフォトダイオードはオンで飽和し、フォトカプラOC2のフォトトランジスタはオンで飽和し、動作周波数変調信号FmはLowとなり、オンオフ制御手段40内部の発振器U10は高い動作周波数fshで発振し、スイッチング手段Q1は高い動作周波数fshでオンオフする。
【0076】
そうして、負荷電流Ioは、時刻t0において、軽負荷Iolから重負荷Iohへ急峻に変化する。これ以降の動作は、図1及び図2の実施例と同様となるため説明を省略する。以上のことにより、図3の実施例の応答は、図1の実施例の応答と同様になり、速くなる。
【0077】
また、その後に期間Td1が終了し、負荷装置(図示せず)からの応答の予告信号SがLowからHighに変化すると、コンパレータU40の出力はHighで飽和し、フォトカプラOC2のフォトダイオードはオフし、フォトカプラOC2のフォトトランジスタはオフし、動作周波数変調信号FmはHighとなり、オンオフ制御手段40内部の発振器U10は動作周波数fsで発振し、スイッチング手段Q1は動作周波数fsでオンオフする。
【0078】
このようにして、図3の実施例では、図1の実施例と同様に、好適な応答特性を得ることができる。
【0079】
また、負荷電流Ioのステップ応答に先立ってスイッチング手段Q1は動作周波数を高くすることができるため、動作周波数変調信号Fm等に遅れがあっても、確実に負荷電流Ioのステップ応答の時刻t0の前にはスイッチング手段Q1の動作周波数を高くできる。よって、好適な応答特性を安定に得ることができる。
【0080】
また、負荷装置(図示せず)からの応答の予告信号SがLowからHighに変化するタイミング(期間Td1)を大きくすると、期間Td2が減少し、より好適な応答が得られる。ただし、時刻t1から時刻t0までの期間及び期間Td1を過大に大きくすると、スイッチング電源装置が高い動作周波数fshで動作する期間が増加し、損失が増加するため、スイッチング電源装置の仕様を考慮して好適な値を定める。
【0081】
上述の例では、負荷装置(図示せず)からの応答の予告信号Sに基づき動作周波数を変調したが、これとは別に、出力電圧Voの低下に基づき動作周波数を変調してもよい。具体的には、図3において、コンパレータU40の正入力Sを出力電圧Voに接続するように構成する。
【0082】
【発明の効果】
以上説明したことから明らかなように、本発明によれば、軽負荷から重負荷へのステップ応答において、好適な応答特性のスイッチング電源装置を提供できる。また、スイッチング電源装置を簡便で低コストで小形に形成できる。
【0083】
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の一実施例を示す構成図である。
【図2】図1の実施例の動作を説明するための特性図である。
【図3】本発明の他の実施例を示す構成図である。
【図4】図3の実施例の動作を説明するための特性図である。
【図5】従来のスイッチング電源装置の構成である。
【図6】図5の従来例の動作を説明するための特性図である。
【符号の説明】
10,40 オンオフ制御手段
20,30 動作周波数変調手段
Q1 スイッチング手段
Vin 入力電圧
Vo 出力電圧
Vcc 電源
Vref,Vr1,Vr2,Vr3 基準電圧
T1,T2 トランス
S 負荷装置からの応答の予告信号
OUT 駆動信号
CS 電流検出信号
VFB 電圧帰還信号
Fm 動作周波数変調信号
Claims (4)
- 入力電圧が与えられ出力電圧を誘起し負荷装置へ電力を供給する磁性素子と、前記磁性素子に接続するスイッチング手段と、前記スイッチング手段をオンオフするオンオフ制御手段とを備えるスイッチング電源装置において、
前記磁性素子に誘起する電圧の低下に基づき前記スイッチング手段のオンオフの動作周波数を高くする動作周波数変調手段を設けることを特徴とするスイッチング電源装置。 - 入力電圧が与えられ出力電圧を誘起し負荷装置へ電力を供給する磁性素子と、前記磁性素子に接続するスイッチング手段と、前記スイッチング手段をオンオフするオンオフ制御手段とを備えるスイッチング電源装置において、
前記出力電圧の低下に基づき前記スイッチング手段のオンオフの動作周波数を高くする動作周波数変調手段を設けることを特徴とするスイッチング電源装置。 - 入力電圧が与えられ出力電圧を誘起し負荷装置へ電力を供給する磁性素子と、前記磁性素子に接続するスイッチング手段と、前記スイッチング手段をオンオフするオンオフ制御手段とを備えるスイッチング電源装置において、
前記負荷装置からの応答の予告信号に基づき前記スイッチング手段のオンオフの動作周波数を高くする動作周波数変調手段を設けることを特徴とするスイッチング電源装置。 - 前記オンオフ制御手段と前記動作周波数変調手段とを共通の集積回路素子で形成することを特徴とする請求項1から請求項3の何れかに記載のスイッチング電源装置。
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