JP2004120546A - フィードフォワード型歪補償増幅器の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】電源投入時の消費電力を抑制し、動作を安定化することができるようにする。
【解決手段】歪検出ループＬ１では、主増幅器５で発生してその出力信号（マルチキャリア信号）Ｂに混入する歪成分が、分配器７において、差分信号Ｅとして検出される。この差分信号Ｅはベクトル調整器９で振幅，位相が調整され、誤差増幅器１０で増幅されて分配器１１に供給され、遅延線８からのマルチキャリア信号に混入している歪信号をキャンセルする。分配器７からの差信号Ｅのレベルが所定の値よりも大きくなる電源投入後の起動期間では、制御部１４により、ベクトル調整器９における可変減衰器９ａの減衰量が最大に設定され、誤差増幅器１０への差信号Ｅの入力を遮断する。これにより、誤差増幅器１０で生ずる大きな消費電力を抑圧することができる。
【選択図】　　　　図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、入力信号を増幅する主増幅器と、この主増幅器で発生する歪、例えば、該入力信号をマルチキャリア信号とした場合などでの相互変調歪を補償するフィードフォワード（Ｆｅｅｄ　Ｆｏｒｗａｒｄ：以下、ＦＦという）ループを備えた型歪補償増幅器に係り、特に、そのＦＦループを最適化するための制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
移動体通信用の基地局・中継局では、所定の周波数間隔で夫々適宜変調された複数の搬送波からなるマルチキャリア信号を、高周波増幅した後、無線送信するが、この高周波増幅に用いる増幅器の線形性が充分良好でないと、例えば、相互変調歪などの各種の歪が発生する。このため、マルチキャリア信号などの異なる周波数の複数搬送波からなる信号を増幅する増幅器に対しては、かかる信号の周波数帯域全体に亘って良好な線形性が要求される。
【０００３】
いま、マルチキャリア信号を例として、マルチキャリア信号の増幅に適する超低歪増幅器を実現する手法の１つに、従来、ＦＦ増幅方式が知られている。これは、入力したマルチキャリア信号を主増幅器で増幅して出力する本線と、この主増幅器で増幅されたマルチキャリア信号からこの主増幅器で発生した歪成分を検出するＦＦループの歪検出ループと、この歪検出ループで検出された歪成分を用いて主増幅器で増幅されたマルチキャリア信号から歪を除去するＦＦループの歪補償ループとから構成されるものである。
【０００４】
かかるＦＦ増幅方式による型歪補償増幅器（即ち、ＦＦ型歪補償増幅器）の従来例が、例えば、特開平７ー３０３０５０号公報や特開平８ー３０７１６１号公報に開示されているが、図６により、かかる従来のＦＦ型歪補償増幅器の基本的な構成及びその動作について説明する。なお、１は入力端子、２は前置増幅器、３は分配器、４はベクトル調整器、５は主増幅器、６は遅延線、７は分配器、８は遅延線、９はベクテル調整器、１０は誤差増幅器、１１，１２は分配器、１３は出力端子、１４は制御回路、１５は検波器、１６はパイロット信号送受信部である。
【０００５】
同図において、入力端子１から前置増幅器２，分配器３，主増幅器５，分配器７，遅延線８，分配器１１を通って出力端子１３に至る信号経路が本線を形成するものである。この本線では、入力端子１からの入力信号（以下では、マルチキャリア信号とする）は、前置増幅器２で増幅され、分配器３で一部分配された後、可変減衰器と可変移相器とからなるベクトル調整器４を経由して主増幅器５に供給される。この主増幅器５で高周波増幅されたマルチキャリア信号は、分配器７で一部分配された後、遅延線８で所定の遅延量だけ遅延され、分配器１１を通って出力端子１３から出力される。
【０００６】
かかる本線において、主増幅器５で良好な線形性が得られない場合、マルチキャリア信号で、例えば、相互変調が生じ、これによる歪（相互変調歪）などといった各種の歪が発生してマルチキャリア信号に混入する。かかる歪を除去するために、かかる型歪補償増幅器では、いずれもＦＦループの歪検出ループＬ１と歪除去ループＬ２とが設けられ、歪検出ループＬ１により、主増幅器５で発生してマルチキャリア信号に混入した歪成分を検出し、歪除去ループＬ２により、検出したかかる歪成分を用いて、マルチキャリア信号に混入している歪成分を除去するようにしている。
【０００７】
歪検出ループＬ１は、本線でのベクトル調整器４及び主増幅器５と、遅延線６と、分配器３，７とから構成される。かかる構成の歪検出ループＬ１では、入力端子１から入力された図示する周波数スペクトルａのマルチキャリア信号Ａが前置増幅器２で増幅されて分配器３に供給され、その一部が分配されて残りが本線に供給される。この分配された信号は、遅延線６で所定の遅延量だけ遅延された後、分配信号Ｃとして分配器７に供給される。この分配信号Ｃは、入力信号Ａと同じ周波数スペクトルｃを有している。
【０００８】
この分配器７は、主増幅器５の歪成分が混入した図示するスペクトルｂの出力信号Ｂを、その一部を分配して残りを本線の遅延線８に供給する分配機能とともに、この主増幅器５の出力信号Ｂの分配信号から遅延線６からの分配信号Ｃを互いに逆移相で加算する減算機能をも有している。そこで、分配器７では、主増幅器５の出力信号Ｂから分配されて信号（図示しないが、これを、以下、分配信号Ｄという）から遅延線６からの分配信号Ｃが減算される。この減算処理によって得られる差信号Ｅは歪除去ループＬ２の可変減衰器と可変移相器とからなるベクトル調整器９に供給される。
【０００９】
ここで、分配器７から出力される差信号Ｅは検波器１５でレベル検波され、制御部１４はこの検波器１５の検波出力を取り込んで、この検波出力レベルが最小となるように、ベクトル調整器４の減衰量や位相量を制御する。これにより、主増幅器５の出力信号Ｂからの分配器７による分配信号Ｄと遅延線６からの分配信号Ｃとが等しい振幅でかつ逆位相の関係となり、従って、分配器７から出力される差信号Ｅは、主増幅器５で発生する相互変調歪などの歪成分となる（かかる状態を、以下、歪検出ループＬ１が最適化されているという）。
【００１０】
歪除去ループＬ２は、本線での遅延線８と、ベクトル調整器９及び誤差増幅器１０と、分配器７，１１とから構成されである。かかる構成の歪除去ループＬ２では、分配器７で主増幅器５の出力信号Ｂのうちの分配信号Ｄ以外の信号、即ち、マルチキャリア信号Ｆが、遅延線８で所定の遅延量だけ遅延された後、分配器１１に供給される。また、分配器７で得られた歪成分Ｅは、ベクトル調整器９を経由して誤差増幅器１０に供給される。誤差増幅器１０で増幅された図示する周波数スペクトルｄの歪成分Ｇは分配器１１に供給される。この分配器１１は減算機能を有しており、遅延線８からのマルチキャリア信号Ｆから誤差増幅器１０からの歪成分Ｇを減算する。これにより、主増幅器５で生じた歪を除去されたマルチキャリア信号Ｇが得られ、出力端子１３から出力される。
【００１１】
ここで、パイロット信号送受信部１６は、上記のマルチキャリア信号とは異なる周波数帯のパイロット信号▲１▼を主増幅器５の出力端子に供給する。このパイロット信号▲１▼は分配器７で分配され、その一方は遅延線８を介して分配器１１に供給され、他方はベクトル調整器９及び誤差増幅器１０で処理されて分配器１１に供給される。この分配器１１では、遅延線８からのパイロット信号▲１▼と誤差増幅器１０からのパイロット信号▲１▼とが減算処理される。分配器１１の出力信号は、また、分配器１２で一部分配され、これがパイロット信号送受信部１６に供給される。このパイロット信号送受信部１６では、分配器１２からの信号からパイロット信号▲１▼が抽出され、そのレベルが検波される。制御部１４は、この検波レベルを取り込んで、この検波レベルがゼロとなるように、ベクトル調整器９の減衰量と位相量とを制御する。
【００１２】
かかる制御部１４によるベクトル調整器９の制御により、遅延線８から分配器１１に供給されるパイロット信号▲１▼と誤差増幅器１０から分配器１１に供給されるパイロット信号▲１▼とが等しい振幅で互いに逆位相の関係となるように、従って、誤差増幅器１０から出力される歪成分Ｇと遅延線８からのマルチキャリア信号中の歪成分とが等しい振幅で互いに逆位相の関係となるように、ベクトル調整器９の減衰量及び位相量が設定されたことになり、出力端子１３には、精度良く歪成分が除かれたマルチキャリア信号Ｈが得られることになる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、以上の構成の従来のＦＦ型歪補償増幅器では、起動に際しては、電源の投入とともに、前置増幅器２や主増幅器５，誤差増幅器１０に電源電圧が供給されるのであるが、かかる電源投入時では、ベクトル調整器４，９での減衰量や位相量は正しい値に設定されておらず、制御部１４が、検波器１５の検波出力やパイロット信号送受信部１６でのパイロット信号▲１▼の検波レベルに応じて、ベクトル調整器４，９での減衰量や位相量を制御するにつれて、歪検出ループＬ１が正常な歪検出を行なうようになり（即ち、歪検出ループＬ１が最適化されていき）、出力端子１３から歪成分が除去されたマルチキャリア信号Ｈが得られるようになる。即ち、電源が投入されると、ベクトル調整器４，９での減衰量や位相量が所定の値に設定されるまでは、分配器１１で歪成分を精度良く除去する正常動作が行なわれないことになる。この期間を、以下、電源投入後の起動期間という。
【００１４】
このような電源投入後の起動期間では、分配器７での分配信号Ｄと遅延線６からの分配信号Ｃとが同振幅，逆位相の関係とはならないため、分配器７からは歪成分にマルチキャリア信号が混入した大きな振幅の信号が出力されることになり、これがベクトル調整器９を介して誤差増幅器１０に供給されることになる。このため、誤差増幅器１０では、大振幅の信号が入力され、振幅が大きい分この誤差増幅器１０での消費電力が増大化する。
【００１５】
図７は従来のＦＦ型歪補償増幅器の電源投入時からの消費電力の時間的変化を示す図であって、電源が投入されると（ｔ＝０）、消費電力が急激に増加し、しかる後、時間経過とともに減少していって、制御部１４の制御により、ベクトル調整器４，９の減衰量や位相量が所定の値となっていって歪検出ループＬ１が最適化されるようになるにつれて、定常の消費電力に収束していく。
【００１６】
このように、従来のＦＦ型歪補償増幅器では、電源の投入とともに、消費電力が定常時よりも急激に増加するという問題があった。
【００１７】
また、かかる電源投入後の起動期間では、誤差増幅器１０からは、遅延線８からのマルチキャリア信号とは位相が正常でない大振幅の信号が出力されるので、歪補償が安定しないという問題もあった。
【００１８】
本発明の目的は、かかる問題を解消し、電源投入時の消費電力を抑制し、動作を安定化することができるようにしたフィードフォワード型歪補償増幅器を提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明は、入力信号を主増幅器で増幅し、該主増幅器の出力信号から該主増幅器で生じた歪成分を検出する歪検出ループと、減衰量と位相量とを可変とするベクトル調整器で該歪成分の振幅と位相を調整し、該ベクトル調整器から出力される該歪成分を誤差増幅器で増幅し、該誤差増幅器から出力される該歪成分で該主増幅器の出力信号の歪成分を除去する歪除去ループとからなるフィードフォワード型歪補償増幅器であって、電源を投入してから該歪ループが適正化するまでの所定期間、歪除去ループでのベクトル調整器の減衰量を増加させ、この所定期間、誤差増幅器の入力信号を抑圧するものである。
【００２０】
また、本発明は、同様のフィードフォワード型歪補償増幅器であって、電源を投入してから該歪ループが適正化するまでの所定期間、誤差増幅器への信号の入力を遮断するものである。
【００２１】
このように、電源を投入してから所定期間、誤差増幅器への信号入力を遮断することにより、誤差増幅器への高レベルの信号入力が禁止され、この誤差増幅器での高レベルの信号入力による消費電力の増大化を回避できるし、また、かかる高レベルの信号による歪補償動作の不安定化も回避できる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面を用いて説明する。
図１は本発明によるフィードフォワード型歪補償増幅器の制御方法の第１の実施形態を示すブロック図であって、９ａは可変減衰器、９ｂは可変移相器、１４ａはＤ／Ａ（デジタル／アナログ）コンバータ、１４ｂは電源部、１４ｃはメモリ部、１７は入力レベル検波器、１８は演算増幅器であり、図６に対応する部分には同一符号を付けて重複する説明を省略する。
【００２３】
同図において、起動時には、電源が投入されるとともに、制御部１４がその電源部１４ｂから前置増幅器２や主増幅器５，誤差増幅器１０に電源電圧を供給し、これらを動作状態にする。
【００２４】
入力端子１から入力されるマルチキャリア信号Ａは、前置増幅器２で増幅されて分配器３に供給されるとともに、入力レベル検波器１７に供給され、その入力レベルが検波される。制御部１４は、この入力レベル検波器１７の検波出力を取り込むことにより、この入力されるマルチキャリア信号Ａのレベルを常時監視している。そして、入力されるマルチキャリア信号Ａのレベルが低すぎる場合には、Ｄ／Ａコンバータ１４ａから前置増幅器２に制御信号を送り、前置増幅器２の増幅度（利得）を高めるようにする。
【００２５】
また、ベクトル調整器９の可変減衰器９ａの減衰量や可変移相器９ｂの位相量は、パイロット信号送受信部１６の受信パイロット信号▲１▼のレベルに応じたデジタル値をＤ／Ａコンバータ１４ａでアナログ値に変換し、これを制御値として制御されるものであるが、特に、可変減衰器９ａの減衰量は、かかるアナログ値を演算増幅器１８で処理し、その処理結果を制御値とする制御電圧によって制御される。この処理は検波器１５の検波出力に応じてなされるものであって、歪検出ループＬ１の動作状態が最適化（即ち、主増幅器５で発生した歪成分が分配器７で正常に差分信号Ｅとして検出されている状態にあって、以下、歪検出ループＬ１が最適化されている、という）されており、検波器１５の検波レベルが所定の値以下であるときには、演算増幅器１８から可変減衰器９ａに供給される制御値はパイロット信号送受信部１６で検出されたパイロット信号▲１▼のレベルに応じたものであって、誤差増幅器１０から出力される歪成分Ｇが遅延線８からのマルチキャリア信号に混入している歪成分とレベルが等しくなるようにするものであるが、検波器１５の検波レベルがこの所定の値よりも大きくなると（即ち、歪検出ループＬ１が最適化されていないときには）、演算増幅器１８は可変減衰器９ａの減衰量を最大にする制御値を生成し、誤差増幅器１０の入力信号のレベルをゼロもしくは充分小さくする。かかる所定の値は、例えば、制御部１４内のメモリ部１４ｃに格納され、これと検波器１５の検波出力レベルのデジタル値と比較される。例えば、この所定の値が、デジタル値で１００とすると、検波器１５の検波出力レベルが、デジタル値で１００以上となると、可変減衰器９ａの減衰量が最大に設定される。
【００２６】
そこで、歪検出ループＬ１が最適化されていない電源投入後の起動期間に、分配器７から出力される差信号Ｅが大きなレベルの信号である場合には、これが検波器１５の検波出力によって検出されることになり、制御部１４はＤ／Ａコンバータ１４ａからこの検出結果を表わすアナログ値を演算増幅器１８に出力する。演算増幅器１８は、このアナログ値を演算処理することにより、可変減衰器９ａの減衰量を最大とする制御値を生成し、これでもって可変減衰器９ａの減衰量を最大とする。この結果、誤差増幅器１０の出力信号Ｇはゼロもしくはほぼゼロのレベルの信号となり、分配器１１では、上記の減算処理がほとんど行なわれず、ほぼ遅延線８からのマルチキャリア信号が出力端子１３に得られることになる。
【００２７】
その後、ベクトル調整器４の減衰量や位相量が夫々、検波器１５の検波出力をもとに、規定の値に近づいていくと、検波器１５の検波出力も小さくなっていき、遂には、歪検出ループＬ１が最適化されて上記の所定の値以下となる。これにより、制御部１４のＤ／Ａコンバータ１４ａからはパイロット信号送受信部１６で検出されたパイロット信号▲１▼のレベルを基にしたアナログ値が出力され、これが演算増幅器１８で演算処理されて、ベクトル調整器９の可変減衰器９ａの減衰量を誤差増幅器１０から出力される歪成分Ｇが遅延線８からのマルチキャリア信号に混入している歪成分とレベルが等しくなるようにする制御値を生成する。なお、ベクトル調整器９の可変移相器９ｂの位相量も、制御部１４のＤ／Ａコンバータ１４ａからの制御値により、誤差増幅器１０から出力される歪成分Ｇが遅延線８からのマルチキャリア信号に混入している歪成分と互いに逆位相となるようにする。
【００２８】
このようにして、この第１の実施形態では、電源投入後の起動期間では、誤差増幅器１０の入力信号のレベルをゼロもしくはほぼゼロとするものであるから、この期間での誤差増幅器１０の消費電力を大幅に抑圧することができ、図２に実線で示すように、破線で示す従来のＦＦ型歪補償増幅器に比べて、消費電力を大幅に低減することが可能となる。また、歪検出ループＬ１が最適化されていないかかる電源投入後の起動期間では、歪除去ループＬ２での分配器１１への差信号Ｇの供給が遮断もしくは減衰されるので、従来のＦＦ型歪補償増幅器のようなかかる差信号Ｇを用いた減算処理に伴う歪補償動作の不安定化を回避することができ、電源投入時から歪補償動作の安定化を図ることができる。勿論、この起動期間では、分配器１１で歪成分の減算処理が行なわれないから、歪補償は行なわれないことになるが、歪成分以外も含む大きなレベルの差信号Ｇを用いて減算処理がなされる場合よりも、動作が安定していることになり、より良好な出力マルチキャリア信号が出力端子１３に得られることになる。
【００２９】
なお、歪検出ループＬ１が最適化されていない電源投入後の起動期間でも、入力端子１からの入力マルチキャリア信号Ａのレベルが充分低く、入力レベル検波器１７の検波出力レベルが規定値よりも小さい場合には、パイロット信号送受信部１６で検出されたパイロット信号▲１▼のレベルに応じた制御値が演算増幅器１８から可変減衰器９ａに供給され、定常動作と同じ減衰量の制御が行なわれる。
【００３０】
図３は図１における演算増幅器１８の一具体例を示す回路図であって、１８ａ，１８ｂは入力端子、１８ｃは出力端子、１８ｄは差動増幅器である。
【００３１】
同図において、入力端子１８ａから入力される制御電圧Ｐ１を演算増幅器１８を形成する差動増幅器１８ｄの反転入力とし、入力端子１８ｂから入力される制御電圧Ｐ２を差動増幅器１８ｄの非反転入力とする。これら制御信号Ｐ１，Ｐ２は制御部１４のＤ／Ａコンバータ１４ａ（図１）から供給されるものである。この差動増幅器１８ｂの出力が出力端子１８ｃから、制御電圧として、可変減衰器９ａ（図１）に供給される。
【００３２】
ここで、歪検出ループＬ１が最適化されていないで検波器１５の検波出力レベルが上記の所定値以上のときには、入力端子１８ａに入力制御電圧Ｐ１がなく、入力端子１８ｂに最小レベルの制御電圧Ｐ２が供給される。これにより、出力端子１８ｃには、オフセットのかかった制御電圧が得られ、これにより、可変減衰器９ａ（図１）の減衰量が最大に設定され、分配器７からの差信号Ｅを大幅に減衰して遮断する。歪検出ループＬ１が最適化されて検波器１５の検波出力レベルが上記の所定値よりも小さい場合には、あるいはまた、電源投入後の起動期間であっても、入力レベル検波器１７で検波される入力マルチキャリア信号Ａのレベルが充分小さいときには、入力端子１８ｂの入力制御電圧Ｐ２が増加し、入力端子１８ａには、パイロット信号▲１▼のレベルに応じた制御値の制御電圧Ｐ１が入力される。これにより、出力端子１８ｃからは、誤差増幅器１０の入力レベルを規定のレベルにするように、可変減衰器９ａの減衰量を設定する制御電圧が得られる。
【００３３】
図４は本発明によるフィードフォワード型歪補償増幅器の制御方法の第２の実施形態を示すブロック図であって、１９は接続切替スイッチであり、図１に対応する部分には同一符号を付けて重複する説明を省略する。
【００３４】
同図において、この第２の実施形態では、分配器７とベクトル調整器９との間に接続切替スイッチ１９を設けたものであり、歪検出ループＬ１が最適化されていない電源投入後の起動期間に検出器１５の検出出力レベルがメモリ部１４ｃに設定されている所定値以上のとき、制御部１４が接続切替スイッチ１９をオフにし、分配器７とベクトル調整器９との間を遮断する。
【００３５】
これにより、誤差増幅器１０の入力が遮断され、この誤差増幅器１０での消費電力がゼロとなって、先の第１の実施形態と同様、ＦＦ型歪補償増幅器のこの起動期間での消費電力を大幅に低減することができる。
【００３６】
制御部１４が検波器１５の検波出力を用いてベクトル調整器４での減衰量や位相量の制御を行なうことにより、ＦＦ型歪補償増幅器の消費電力が低減していき、歪検出ループＬ１が最適化されて、検波器１５の検波出力レベルがメモリ部１４ｃでの所定の値以下となると、制御部１４は接続切替スイッチ１９をオンにして分配器７とベクトル調整器９との間を接続し、誤差増幅器１０に差信号１０が入力されるようになる。これとともに、制御部１４は、パイロット信号送受信部１６で検出されたパイロット信号▲１▼のレベルを基に、ベクトル調整器９の減衰量や位相量を制御し、これにより、分配器１１で歪成分が高い精度で除去される定常の動作状態に収束する。
【００３７】
このようにして、この第２の実施形態においても、図２と同様の消費電力の特性が得られることになり、歪検出ループＬ１が最適化されていない上記起動期間での消費電力の大幅な低減を達成することができるし、不要な信号が接続切替スイッチ１９で遮断されるので、上記起動期間での歪補償動作も安定化する。
【００３８】
なお、この第２の実施形態においても、上記の起動期間内であっても、入力マルチキャリア信号Ａのレベルが充分小さい場合には、制御部１４がこれを入力レベル検波器１７で検出することにより、接続切替スイッチ１９をオン状態とすることにより、分配器７とベクトル調整器９との間を接続状態とし、歪除去ループＬ２を作動状態とする。
【００３９】
図５は図４における接続切替スイッチ１９の一具体例を示す回路図であって、１９ａは信号入力端子、１９ｂは制御端子、１９ｃは切替スイッチ、１９ｄは出力端子、１９ｅは終端器である。
【００４０】
同図において、この具体例は可動接点１と固定接点２，３とを備えた切替スイッチ１９ｃが用いられており、一方の固定接点２がベクトル調整器９（図４）に接続され、他方の可動接点３が終端器１９ｃによって終端されている。また、可動接点１は信号入力端子１９ａを介して分配器７（図４）に接続されている。さらに、可動接点１の切り替えは、制御部１４のＤ／Ａコンバータ１４ａ（図４）から制御端子１９ｂに供給される切替制御信号によって行なわれる。
【００４１】
いま、電源が投入されてからの歪検出ループＬ１が最適化されない上記の起動期間では、制御端子１９ｂからの切替制御信号により、可動接点１は固定接点３側に閉じる。これにより、可動接点１は終端器１９ｅに接続されて接点１，２間は遮断され、出力端子１９ｄからベクトル調整器９，誤差増幅器１０への差信号Ｅの供給は行なわれない。即ち、信号入力端子１９ａに分配器７（図４）から供給される差信号Ｅは終端器１９ｅに供給される。従って、分配器７の差信号Ｅの出力端子がこの終端器１９ｅで終端されることになり、分配器７の安定な動作も維持されることになる。
【００４２】
かかる起動期間が経過すると、あるいは起動期間であっても、入力マルチキャリア信号Ａ（図４）のレベルが充分小さいときには、切替スイッチ１９ｃの可動接点１は固定接点２側に閉じ、信号入力端子１９ａから入力される差信号（歪成分）Ｅは、切替スイッチ１９ｃを通り、出力端子１９ｄからベクトル調整器９（図４）に供給される。
【００４３】
なお、以上の各実施形態では、マルチキャリア信号を例にして説明したが、本発明はこれのみに限るものではなく、主増幅器５で歪成分が生じて信号に混入するものであれば、どのような信号であってもよい。
【００４４】
また、上記各実施形態では、前置増幅器２もしくは分配器３の入力側からパイロット信号▲１▼とは異なる周波数帯のパイロット信号▲２▼を入力し、分配器７から出力される差分信号Ｅからこのパイロット信号▲２▼を抽出してそのレベルを検出し、この検出レベルがゼロとなるように、歪検出ループＬ１でのベクトル調整器４の減衰量や位相量を制御するようにしてもよい。
【００４５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、電源投入後の起動期間に大きなレベルで誤差増幅器に供給される差信号を遮断もしくは大幅に減衰するものであるから、該起動時での消費電力を大幅に低減することができるし、また、かかる大きなレベルの差信号を、かかる遮断や減衰により、歪補償に用いないようにしたものであるから、かかる差信号による歪補償動作の不安定化を防止することができ、電源投入時から動作の安定化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるフィードフォワード型歪補償増幅器の制御方法の第１の実施形態を示すブロック図である。
【図２】図１に示す実施形態の消費電力の時間経過による変化を示す図である。
【図３】図１における演算増幅器の一具体例を示す回路図である。
【図４】本発明によるフィードフォワード型歪補償増幅器の制御方法の第２の実施形態を示すブロック図である。
【図５】図４における接続切替スイッチの一具体例を示す回路図である。
【図６】フィードフォワード型歪補償増幅器の一従来例を示すブロック図である。
【図７】図６に示す従来例の動作を示すフローチャートである。
【符号の説明】
１　入力端子
２　前置増幅器
３　分配器
４　ベクトル調整器
５　主増幅器
６　遅延線
７　分配器
８　遅延線
９　ベクトル調整器
９ａ　可変減衰器
９ｂ　可変移相器
１０　誤差増幅器
１１，１２　分配器
１３　出力端子
１４　制御部
１４ａ　Ｄ／Ａコンバータ
１４ｂ　電源部
１４ｃ　メモリ部
１５　検波器
１６　パイロット信号送受信部
１７　入力レベル検波器
１８　演算増幅器
１８ａ，１８ｂ　入力端子
１８ｃ　出力端子
１８ｄ　差動増幅器
１９　接続切替スイッチ
１９ａ　信号入力端子
１９ｂ　制御端子
１９ｃ　切替スイッチ
１９ｄ　出力端子
１９ｅ　終端器

Claims (2)

1. 入力信号を主増幅器で増幅し、該主増幅器の出力信号から該主増幅器で生じた歪成分を検出する歪検出ループと、減衰量と位相量とを可変とするベクトル調整器で該歪成分の振幅と位相を調整し、該ベクトル調整器から出力される該歪成分を誤差増幅器で増幅し、該誤差増幅器から出力される該歪成分で該主増幅器の出力信号の歪成分を除去する歪除去ループとからなるフィードフォワード型歪補償増幅器において、
   電源を投入してから該歪検出ループが最適化するまでの所定の期間、該歪除去ループでの該ベクトル調整器の減衰量を増加させ、該所定の期間、該誤差増幅器の入力信号を抑圧することを特徴とするフィードフォワード型歪補償増幅器の制御方法。
2. 入力信号を主増幅器で増幅し、該主増幅器の出力信号から該主増幅器で生じた歪成分を検出する歪検出ループと、減衰量と位相量とを可変とするベクトル調整器で該歪成分の振幅と位相を調整し、該ベクトル調整器から出力される該歪成分を誤差増幅器で増幅し、該誤差増幅器から出力される該歪成分で該主増幅器の出力信号の歪成分を除去する歪除去ループとからなるフィードフォワード型歪補償増幅器において、
   電源を投入してから該歪検出ループが最適化するまでの所定の期間、該誤差増幅器への信号の入力を遮断することを特徴とするフィードフォワード型歪補償増幅器の制御方法。

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