JP2004112893A

JP2004112893A - スイッチング電源装置

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Publication number: JP2004112893A
Application number: JP2002270270A
Authority: JP
Inventors: Yoshinori Sato; 佐藤　義則; Minoru Nakakura; 中倉　実
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 2002-09-17
Filing date: 2002-09-17
Publication date: 2004-04-08

Abstract

【課題】スイッチング電源装置の電流負荷が周波数に依存している場合に過電流設定値を適切に設定してスイッチング電源装置を保護することを目的とする。
【解決手段】スイッチング電源装置１の直流出力電圧Ｖ_ＯＵＴを一定にするように、フィードバック回路６からのフィードバック信号が電源制御回路１１に入力され、電源制御回路１１からのゲート信号Ｓ１でＭＯＳＦＥＴ１３をオン、オフ制御する。比較回路３１に、ＭＯＳＦＥＴ１３のドレイン電流の大きさを示す電流検出信号Ｓ３を入力する。さらに、負荷のＩＧＢＴゲート電流Ｉ_Ｇ、つまり直流出力電流Ｉ_ｏｕｔを制御するゲート制御信号Ｓ４のキャリア周波数を検出し、キャリア周波数に対応した電圧のキャリア周波数変換信号Ｓ２が比較回路３１に入力される。これらＳ２、Ｓ３の二つの信号を比較回路３１で比較し、信号Ｓ２よりも信号Ｓ３が高い時、出力電圧を垂下して出力電流を制限する。
【選択図】　　図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源装置に係り、特に過電流保護回路を備えたスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
【特許文献１】特開２００１−１１９９３３号公報
スイッチング電源装置は、負荷に印加する直流出力電圧を検出して、直流出力電圧を一定化するようにスイッチング素子のオン時間を制御する。スイッチング電源装置では、負荷の短絡や過負荷の異常事態による、電源装置内部品の焼損および異常動作を防止する目的で過電流検知回路が一般に設けられている。
過電流検知回路は、負荷電流が正常時ではありえない過電流値、すなわち過電流値に対応した設定電圧である過電流検知レベルを超えたことを検出して異常と判断し、異常検出信号を出力する。
【０００３】
過電流検知レベルを超えたことを検出した場合、スイッチング電源装置では異常検出信号を受けて、スイッチング素子のオン時間を短縮させて出力電圧を垂下させる。
または、スイッチング電源装置は、異常検出信号ラインにラッチ回路を付加し、過電流検知レベルを超えたことを検出した場合、異常検出信号をラッチすることによりスイッチング素子を停止させ、電源装置の出力を停止する機能などを持つ。
過電流検知レベルの設定においては、誤検知を避けるため、負荷が正常に動作している時の最大負荷電流値を基準に設定される。
【０００４】
しかし、負荷が正常であっても起動時に突入電流を伴う負荷の場合、また動作モードによって電流値の増減が大きな負荷の場合などでは、負荷が正常に動作している時の最大負荷電流値で過電流検知レベルを設定すると、最小負荷時における短絡、過負荷の異常事態発生の検出に難点がある。
【０００５】
このため従来、負荷の構成・動作に応じて過電流検知レベルを２段階設けて出力電流を絞る方法が知られている（特開２００１−１１９９３３号公報参照）。これは、過電流検知レベルの設定において、Ｖｒ１を越える電圧を検出した時は電源出力電圧を垂下させ、Ｖｒ１より低いＶｒ２を越えたことを検出した時は所定の時間を超えるまでは安定化させた出力を継続し、所定の時間を超えて継続してＶｒ２を越えていることを検出した時は、出力電圧を垂下させて出力電流を制限するものである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、例えばスイッチング電源装置の負荷がＰＷＭ（パルス幅モジュレーション）制御でかつキャリア周波数ｆｃを可変としたＭＯＳゲート・デバイス駆動回路である場合、キャリア周波数ｆｃの値に依存して正常時の最大電流値も増減するので、キャリア周波数ｆｃの使用範囲上限に対して、過電流検知レベルの設定をすることになり、キャリア周波数ｆｃの低い場合の過電流状態を確実に検出して保護することができない。
【０００７】
本発明は、上記の問題点を解決するために、実際の過電流状態を確実に検出して保護するスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、スイッチング素子のオン、オフにより安定化した出力電圧を負荷へ供給するスイッチング電源装置において、前記負荷は可変のキャリア周波数でオン、オフされ、負荷の正常電流値が負荷のキャリア周波数に一定の関係で対応するという点を利用し、前記キャリア周波数に基づいて過電流検知レベルを設定する過電流値設定手段を備え、出力電流が前記過電流検知レベルを越えるとき前記スイッチング素子を出力電流低減方向に制御する過電流保護回路を有するものとした。
【０００９】
【発明の効果】
本発明により、過電流検知レベルを負荷のキャリア周波数に一定の関係で対応するように設定したので、キャリア周波数依存で基準負荷電流値が決まる場合においても、過電流状態を確実に検出して直流電源装置を保護することが可能となる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下本発明の実施の形態を説明する。
図１にスイッチング電源装置と、同電源装置を定電圧直流電源としてゲート駆動電流を供給されるＩＧＢＴを使用した３相モータインバータの構成を示す。
図１においては、３相モータの巻線回路については省略して、単にＩＧＢＴ５４が接続されている形で簡単化してある。
【００１１】
スイッチング電源装置１は、直流電源２からの電流回路をトランス３の１次側として構成し、その電流回路上にスイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴ１３を配置して、１次側に流れる電流をＭＯＳＦＥＴ１３によってオン、オフさせる。そのオン時間に対応して発生するトランス３の２次巻線の誘起電流をダイオード４と出力電圧平滑コンデンサ５により整流平滑化し、出力電流Ｉ_ＯＵＴとしてゲート駆動回路５３を介して、ＩＧＢＴ５４のゲート端子に供給する。
【００１２】
３相モータの回転を制御するためのゲート駆動制御回路５１からのＵ−Ｖ、Ｖ−Ｗ、Ｗ−Ｕ相線間制御指令値であるゲート制御信号Ｓ４を、フォトカプラ５２を介して、ゲート駆動回路５３に電圧信号として入力する。
ゲート制御信号Ｓ４によりフォトカプラ５２がオンの時、ゲート駆動回路５３の入力信号は抵抗５５による電圧降下で低電位となり、フォトカプラ５２がオフの時、ゲート駆動回路５３の入力信号は高電位となる。ゲート駆動回路５３は、このゲート駆動回路５３への入力電圧信号の変化に対応して、ＭＯＳゲート・デバイスであるＩＧＢＴ５４のゲート電圧を制御する。
【００１３】
スイッチング電源装置１の出力電圧Ｖ_ＯＵＴを一定に制御するため、スイッチング電源装置１の出力端子にはフィードバック回路６が接続され、電源制御回路１１にフィードバック信号が入力される。
電源制御回路１１はこのフィードバック信号に応じてＭＯＳＦＥＴ１３へゲート信号Ｓ１を出力して、オン時間制御によって出力電圧Ｖ_ＯＵＴを一定にする。電源制御回路１１には、さらに過電流検知回路７が接続し、過電流検出信号が入力される。この過電流検出信号が入力した時、電源制御回路１１は出力電圧Ｖ_ＯＵＴが所定の閾値より高い場合と同様の動作を行い、ＭＯＳＦＥＴ１３のオン時間を短くし、直流出力電圧を垂下させて、出力電流Ｉ_ＯＵＴを制限する。
【００１４】
さらに、本スイッチング電源装置１のフィードバック回路６と過電流検知回路７の詳細な構成、およびこれらの回路と電源制御回路１１、ＭＯＳＦＥＴ１３との機能を詳細に説明する。
フィードバック回路６は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが所定の閾値以下または所定の閾値以上を検知して信号を出力する出力電圧監視回路（以下ＶＧモニタと略称する）２２とＶＧモニタ回路２２の出力信号を絶縁伝送するフォトカプラ２１とから構成されている。
フォトカプラ２１の出力信号はプルアップ抵抗１５によって電位調整されて、フィードバック信号として電源制御回路１１に入力される。
【００１５】
出力電圧Ｖ_ＯＵＴが所定の閾値より低い場合は、電源制御回路１１はフォトカプラ２１を介したフィードバック信号により、ＭＯＳＦＥＴ１３のオン時間を長くするように制御し、逆に出力電圧Ｖ_ＯＵＴが所定の閾値より高い場合は、ＭＯＳＦＥＴ１３のオン時間を短くするように制御して、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを安定化する。
【００１６】
過電流検知回路７は以下のように構成されている。
ＭＯＳＦＥＴ１３のソース側に電流検出用抵抗３３の一端が接続し、さらに電流検出用抵抗３３の他端は接地される。ＭＯＳＦＥＴ１３と電流検出用抵抗３３の中間の電圧を比較回路３１に入力する。
これにより比較回路３１には、ＭＯＳＦＥＴ１３のドレイン電流の大きさが電流検出用抵抗３３の電圧降下を利用して電圧信号である電流検出信号Ｓ３に変換されて入力される。
【００１７】
また、比較回路３１には、周波数−電圧変換回路（以後Ｆ−Ｖ回路と略称する）３２が接続され、キャリア周波数変換信号Ｓ２が入力される。Ｆ−Ｖ回路３２は出力電流Ｉ_ｏｕｔの負荷を制御するゲート駆動制御回路５１に接続する。
Ｆ−Ｖ回路３２は、ゲート駆動制御回路５１から出力されるゲート制御信号Ｓ４のキャリア周波数を検出し、検出したキャリア周波数に対応した電圧信号に変換する。この変換された電圧信号つまりキャリア周波数変換信号Ｓ２は、過電流検知レベルに対応する。
【００１８】
これらＳ２、Ｓ３の二つの信号を比較回路３１で比較し、キャリア周波数変換信号Ｓ２よりも電流検出信号Ｓ３が高い時、過電流検出信号を電源制御回路１１に出力する。
【００１９】
ところで、出力電流Ｉ_ＯＵＴの負荷はＩＧＢＴのゲート駆動回路電流Ｉ_Ｇである。ＭＯＳゲート・デバイス駆動回路の電流Ｉ_Ｇは次のように表わされる。
Ｉ_Ｇ＝［｛（＋Ｖ_ＧＥ）＋（−Ｖ_ＧＥ）｝×Ｑ_Ｇ］／Ｖ_ＯＵＴ×ｆｃ…（１）
ここで、
＋Ｖ_ＧＥ：正のゲート電圧値
−Ｖ_ＧＥ：負のゲート電圧値
Ｑ_Ｇ　：ＩＧＢＴの入力ゲート容量Ｃ_ＧＥへ充電するに必要なゲート電荷量
Ｖ_ＯＵＴ　：駆動回路電源電圧（つまりスイッチング電源の出力電圧）
ｆｃ　：駆動信号のキャリア周波数
【００２０】
上式から求まる値は、キャリア周波数ｆｃの時の基準負荷電流に対応する。したがって、Ｆ−Ｖ回路３２からのキャリア周波数変換信号Ｓ２は、上式の値に一定の余裕率を乗じた値とするように設定する。つまり、キャリア周波数変換信号Ｓ２は、キャリア周波数ｆｃを変数とする一次式となり、キャリア周波数ｆｃが一定の場合、キャリア周波数変換信号Ｓ２は一定値となることが分かる。
【００２１】
本実施の形態の作用を以下に説明する。
図２に正弦波ＰＷＭ制御で３相交流モータに印加するＵ−Ｖ相線間電圧の生成方法を示す。
図２の（ａ）に示すようにゲート駆動制御回路５１で変調用三角波電圧（変調電圧）とインバータ周波数の正弦波制御電圧（制御電圧）とを比較し、両者の大小関係に基づいて図２の（ｂ）に示すインバータＵ相出力端子と仮想中点との間に電圧Ｖ_ｕ−０と、図２の（ｃ）に示すインバータＶ相出力端子と仮想中点との間の電圧Ｖ_ｖ−０を生成する。そしてＵ相中点電圧Ｖ_ｕ−０とＶ相中点電圧Ｖ_ｖ−０との差を求めることによって、図２の（ｄ）に示すＵ−Ｖ相線間電圧を生成する。
【００２２】
なお、この正弦波ＰＷＭ制御における３相線間電圧Ｖ_ｕ−ｖの生成方法については公知であり、詳細な説明を省略する。また、Ｖ−Ｗ相線間電圧Ｖ_ｖ−ｗおよびＷ−Ｕ相線間電圧Ｖ_ｗ−ｕの生成方法についても同様であり、それらの図示と説明を省略する。
【００２３】
図２の（ｄ）に示すような正弦波ＰＷＭ制御における線間電圧Ｖ_ｕ−ｖ、Ｖ_ｖ−ｗ、Ｖ_ｗ−ｕの実際の生成は、変調用三角波（前述のキャリア波に対応する）の電圧とＵ、Ｖ、Ｗ相正弦波制御電圧のパターンを数値化してメモリに記憶しておき、マイクロコンピュータにより２つの数値化データを比較して、パルス列状の線間電圧Ｖ_ｕ−ｖ、Ｖ_ｖ−ｗ、Ｖ_ｗ−ｕのデューティ指令値を生成する。
【００２４】
この正弦波ＰＷＭ制御により生成されたパルス状の線間電圧波形のデューティ比、すなわち線間電圧波形の１周期に占める電圧出力期間の割合は、正弦波制御電圧の変化に応じて０から１００％まで変化可能とする。
ゲート駆動制御回路５１から出力された上述の図２の（ｄ）に対応するゲート制御信号Ｓ４は、フォトカプラ５２でゲート駆動回路５３に絶縁伝送される。ゲート駆動回路５３はゲート制御信号Ｓ４により、ＩＧＢＴ５４を、オンしてオフする規則的な動作を１周期として、周期（またはキャリア周波数）を任意に変化させる制御、または１周期の期間中のオン時間の比を任意に変化するデューティ制御を行う。
【００２５】
パルス列状の線間電流波形をモータに入力することは、モータに正弦波電流を流したのと等価になり、モータには正弦波の交流電流が流れる。
ところで、通常上記キャリア波としての三角波は一定の周波数の波形を用いるが、モータの応答性が求められる場合は周波数を高くし、そうでない場合には周波数を低くするような周波数可変制御も行える。
【００２６】
１周期において、ゲート駆動回路５３は、ゲート制御信号Ｓ４のオン指令を受けて、ＩＧＢＴ５４の入力ゲート容量Ｃ_ＧＥへ電荷Ｑ_Ｇを充電する。そしてオフ指令を受けて充電されていた電荷Ｑ_Ｇを放電させる一連の動作を行っている。
このため、１周期当たりのＩＧＢＴ５４に必要とされる電荷量は、前記デューティ比に関係なく、Ｑ_Ｇ一定であることから、トランス３から供給される出力電流Ｉ_ＯＵＴ、つまりゲート駆動電流Ｉ_Ｇはゲート駆動制御回路５１から出力されるゲート制御信号Ｓ４のキャリア周波数に比例する。つまり、前記（１）式に示されたものとなる。
【００２７】
ＩＧＢＴ５４が正常時の、デューティ比制御またはキャリア周波数制御による駆動回路電流Ｉ_Ｇの最大要求電流は、キャリア周波数ｆｃを変数とする一次式となる。
キャリア周波数ｆｃが一定でデューティ比可変の場合、駆動回路電流Ｉ_Ｇの最大要求電流は、デューティ比１００％に対応した一定値となる。また、キャリア周波数ｆｃが可変でデューティ比固定の場合、駆動回路電流Ｉ_Ｇの最大要求電流は、キャリア周波数に比例する。
【００２８】
つまり、ゲート制御信号Ｓ４のキャリア周波数をＦ−Ｖ回路３２によってキャリア周波数に比例した電圧信号に変換し、これに余裕率を乗じてキャリア周波数変換信号Ｓ２とする。この信号Ｓ２を過電流検知レベルとし、電流検出信号Ｓ３と比較回路３１で比較して、キャリア周波数が可変の場合のＩＧＢＴゲート電流の過電流を検知できる。
図３に、時間依存でキャリア周波数ｆｃが変化する場合の、基準負荷電流と過電流設定値例を示す。横軸が時間で、縦軸が負荷電流値であり、基準負荷電流値の時間変化を実線で、設定される電圧信号であるところの過電流検知レベルに対応した過電流設定値（図３では、過電流検知レベルと表示）を破線で示す。
【００２９】
本実施の形態における過電流検知回路７と電源制御回路１１は本発明の過電流保護回路を、ＭＯＳＦＥＴ１３はスイッチング素子を、周波数−電圧変換回路（Ｆ−Ｖ回路）３２は過電流設定手段を、ＩＧＢＴ５４はＭＯＳゲート・デバイスを構成する。
【００３０】
本実施の形態によれば、ＩＧＢＴの正常時のゲート電流が可変のキャリア周波数に比例して変化するような場合に、過電流検知レベルをキャリア周波数に応じて設定することによって、適切に過電流を検出でき、スイッチング電源装置の保護ができる。
【００３１】
本実施の形態では、スイッチング電源装置は、フライバック方式を例にとって説明したが、フォワード方式、その他の方式でもよい。
スイッチング電源装置の出力電流検出方式については、トランス３の一次側に設置されているが、トランス３の二次側出力に抵抗を挿入して出力電流を直接検出するなど、本実施の形態に示した以外の方式でもよい。
また、負荷として３相モータ駆動用の半導体素子であるＩＧＢＴのゲート電流で説明したが、可変周波数で制御された定電圧直流負荷なら他の用途でもよい。
半導体素子もＩＧＢＴに限らずＭＯＳＦＥＴでもよい。
【００３２】
さらに、過電流検知レベルの設定において、（１）式の値に一定の余裕率を乗じる代わりに、（１）式の値に一定のバイアス加算する方法でもよい。
【００３３】
次に、以上説明した実施の形態の変形例を説明する。
上記実施の形態では、過電流検知レベルとして、Ｆ−Ｖ回路３２で１つの信号レベルを設定する構成としたが、ここでは複数の過電流検知レベルを設定する。本変形例では、モータ投入時などの突入時の過電流検知レベル１と通常時の過電流検知レベル２の２種類をキャリア周波数依存で設定する。過電流検知レベル２は過電流検知レベル１より低い値である。
過電流検知レベル１を超えた場合は、速やかに出力電圧を垂下させ、過電流検知レベル１以内で過電流検知レベル２を短時間越えた時は、通常の出力電圧制御とし、所定の時間を超えて過電流検知レベル１以内で過電流検知レベル２を越えた状態が続いた時出力電圧を垂下させる。
【００３４】
この変形例によれば、モータの起動など正常な突入電流が生じる場合に、過電流の誤検知をすることなく、通常運転時は過大な過電流を長時間流すことなく、適切な直流電源保護が行える。
【００３５】
以上の実施の形態の構成において、電源制御回路１１、ＶＧモニタ２２、比較回路３１、Ｆ−Ｖ回路３２は個別の回路として示しているが、これらを１つのマイクロコンピュータに置き換え、出力電圧Ｖ_ＯＵＴや電流検出信号Ｓ３の電圧信号をＡＤ変換器でデジタル信号に変換し、マイクロコンピュータに入力し、マイクロコンピュータからゲート信号Ｓ１をＭＯＳＦＥＴ１３に出力する構成としてもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態の構成を示す図である。
【図２】本発明に組合わせる３相モータのＰＷＭ制御における電圧指令値の作成方法を説明する図である。
【図３】本発明の時間依存のキャリア周波可変ＰＷＭ制御時の過電流検出レベルの設定を説明する図である。
【符号の説明】
１　　　　スイッチング電源装置
２　　　　直流電源
３　　　　トランス
４　　　　ダイオード
５　　　　出力電圧平滑コンデンサ
６　　　　フィードバック回路
７　　　　過電流検知回路
１１　　　電源制御回路
１３　　　ＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）
１５　　　プルアップ抵抗
２１、５２　フォトカプラ
２２　　　出力電圧監視回路
３１　　　比較回路
３２　　　周波数―電圧変換回路
３３　　　電流検出用抵抗
５１　　　ゲート駆動制御回路
５３　　　ゲート駆動回路
５４　　　ＩＧＢＴ（ＭＯＳゲート・デバイス）
５５　　　抵抗
Ｓ１　　　ゲート信号
Ｓ２　　　キャリア周波数変換信号
Ｓ３　　　電流検出信号
Ｓ４　　　ゲート制御信号

Claims

スイッチング素子のオン、オフにより安定化した出力電圧を負荷へ供給するスイッチング電源装置において、
前記負荷は可変のキャリア周波数でオン、オフされ、
前記キャリア周波数に基づいて過電流検知レベルを設定する過電流値設定手段を備え、出力電流が前記過電流検知レベルを越えるとき前記スイッチング素子を出力電流低減方向に制御する過電流保護回路を有することを特徴とするスイッチング電源装置。
前記過電流値設定手段は、前記キャリア周波数を所定の関数で変換した電圧値を前記過電流検知レベルとして設定し、
前記過電流保護回路は該設定した電圧値と前記出力電流に対応する電圧値とを比較して、該出力電流に対応する電圧値の方が大きいとき前記スイッチング素子を出力電流低減方向に制御することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
前記所定の関数が、前記キャリア周波数の一次式であることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
前記過電流検知レベルは、第１の過電流検知レベルと第１の過電流検知レベルより低い第２の過電流検知レベルからなり、
前記過電流保護回路は、出力電流が前記第１の過電流検知レベルを越えたときは直ちに前記スイッチング素子を出力電流低減方向に制御し、出力電流が前記第１の過電流検知レベル以下で第２の過電流検知レベルを越えているときは所定時間経過したときに前記スイッチング素子を出力電流低減方向に制御することを特徴とする請求項１から３のいずれか１に記載のスイッチング電源装置。
前記過電流保護回路は、前記スイッチング素子のオン時間を短縮させて出力電流を低減させることを特徴とする請求項１から４のいずれか１に記載のスイッチング電源装置。
前記負荷がＭＯＳゲート・デバイスのゲート駆動回路であることを特徴とする請求項１から５のいずれか１に記載のスイッチング電源装置。