JP2004096589A - 同調回路 - Google Patents

Abstract

【課題】同調回路とその等価直列抵抗成分を補償する負性抵抗回路とで構成され、簡単な回路で設計、調整が容易な負性抵抗回路を用いた同調回路を提供することである。
【解決手段】Ｃ、Ｌ、Ｒ_１から成る直列共振回路に直列に負性抵抗回路Ｎを接続した同調回路であり、負性抵抗回路Ｎにおいて、初段トランジスタＱ_１はエミッタ回路に抵抗Ｒ_３を持たせた反転増幅器とし、次段トランジスタＱ_２をエミッタフォロワ出力回路とする。このエミッタフォロワ出力より初段トランジスタＱ_１のエミッタ回路へ帰還することにより正帰還回路ｐが構成され、出力端子より初段トランジスタＱ_１のベース回路へ帰還することにより負帰還回路ｎが構成されるので、このベース入力端子と接地間に負性抵抗が発生する。このとき両帰還回路の帰還量を調整することにより所望の負性抵抗値が得られるので、同調回路のＱを任意の値に設定できる。
【選択図】　図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、負性抵抗回路を用いて同調回路の周波数選択度を改善するための同調回路の回路構成法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
無線受信機において、同調回路の周波数選択度を改善する方法に、負性抵抗回路を用いて同調回路のＱを改善する方法があるが、その１つに、インダクタとキャパシタを直列接続してその一端から入力信号を加え、他端は負性抵抗回路を通じて接地するよう構成することにより同調回路の等価直列抵抗成分を補償する方法がある。等価直列抵抗成分を補償するのは、以下の２つの利点、すなわち、同調周波数を変えるとωＬの値は変わるが、等価直列抵抗成分ｒは変わらないからＱは周波数に比例して変わる（Ｑ＝ωＬ／ｒ）こととなり、このため３ｄＢ帯域幅は一定に保たれるという利点と、また、同調回路の出力として電流成分を取り出せば、同調点での最大値、すなわち同調回路としての回路利得は周波数に無関係に一定であるという利点が活用できるためである。
【０００３】
負性抵抗は、増幅器に正帰還回路があると生じることから、負性抵抗回路を構成するに際しての一つの考え方としては、正帰還回路があると回路は不安定になりがちであるが、これを抑えて安定な正帰還動作を行わせるには、負帰還回路も同時に存在させれば良いのではないかということが考えられるが、事実そのようにすれば構成できる。負性抵抗回路としては種々の方法による回路が知られているが、設計、調整が容易で、高周波帯でも十分動作し、回路構成が簡単な回路はあまり見当たらない。そこで、本発明者は同調回路の構成案として特願２００２−２１８０３６を出願した。
【０００４】
上記出願の同調回路は、２つのトランジスタのエミッタを直結した差動増幅回路と、エミッタフォロワのような低インピーダンス出力回路を用い、エミッタフォロワ出力信号を直接差動増幅回路の同相入力側へ帰還するよう構成し、さらにここから負性抵抗値設定用抵抗を通じて逆相入力側へ帰還するよう構成することによって、この逆相入力端子と接地間に負性抵抗を得る、という構成の回路であった。この回路は通常よく利用される回路だけで構成されているため、設計、調整は容易であり、単純な回路であるため比較的高い周波数まで安定に動作する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、この負性抵抗回路には少なくとも３個のトランジスタが必要であるから、さらに高い周波数まで動作可能とするためには、もっと回路を簡単にして内部での位相回転量も減らすことが必要であり、そのためには、トランジスタの個数をさらに少なくすることが好ましい。
【０００６】
本発明の課題は、直列共振タイプの同調回路の等価直列抵抗成分を負性抵抗回路を用いて補償する回路として、簡単な回路構成で設計、調整が容易な回路構成法を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、本発明は、直列共振回路の一端に駆動回路が接続され、その他端には負性抵抗回路が接続された同調回路において、上記負性抵抗は、上記負性抵抗回路に接続される反転増幅回路と、該反転増幅回路に接続される非反転型低出力インピーダンス回路とから成り、該低出力インピーダンス回路の出力を上記反転増幅回路の入力へ帰還させて負帰還回路を構成し、低出力インピーダンス回路の出力を反転増幅回路の同相側出力に帰還させて正帰還回路を構成したことを要旨とする。
【０００８】
上述した本発明の同調回路において、下記のような構成をとることができる。
（１）前記反転増幅回路はエミッタ回路に抵抗を有する１個の第１のトランジスタから成り、前記低出力インピーダンス回路は１個の第２のトランジスタから成るエミッタフォロワ回路である。
（２）前記負帰還回路は前記第２のトランジスタのエミッタ回路出力から第１のトランジスタのベースへ帰還するように構成され、前記正帰還回路は前記第２のトランジスタのエミッタ回路出力から第１のトランジスタのエミッタに帰還するように構成される。
（３）前記第２のトランジスタは、抵抗分割によって電源電圧からバイアス電流が供給され、かつ前記正帰還回路は、第２のトランジスタのエミッタ回路から直接帰還するように構成される。
（４）前記第１及び第２のトランジスタは、夫々エミッタ抵抗を有し、前記正帰還回路は両エミッタ抵抗を介して接続して成る。
（５）前記第１のトランジスタのコレクタが第２のトランジスタのベースに直結され、前記正帰還回路にキャパシタが挿入されている。
（６）前記正帰還回路は、前記第２のトランジスタのエミッタから抵抗を介して第１のトランジスタのエミッタに帰還されるように構成され、前記負帰還回路は、第１のトランジスタのエミッタからそのベースに帰還するように構成される。
【０００９】
【発明の実施の形態】
本発明の同調回路の構成としては、直列抵抗成分を補償するのであるから、上述した理由から、当然、インダクタとキャパシタを直列接続してその一端から入力信号を加え、他端は負性抵抗回路を通じて接地することによって、電流成分を取り出せるよう構成する。したがって、このとき負性抵抗回路に必要とされる要件は、２段のトランジスタ増幅回路で構成するとすれば、その前段の回路の入力端子（負性抵抗回路としての入力端子）は同調回路に接続されるから、この回路の入力抵抗が負性抵抗を呈する必要があり、この回路を反転増幅回路とすれば、これに続く後段の回路は非反転増幅で低インピーダンス出力の構成とせねばならない。２段の回路をこのように構成すれば、後段の低インピーダンス出力端子より前段の入力端子へ帰還させれば負帰還となり、同じく後段の低インピーダンス出力端子より前段のエミッタ側出力（同相出力）へ帰還させれば正帰還となるから、以上のような構成によって少なくとも２個のトランジスタ回路で負性抵抗回路を構成できることとなる。
【００１０】
以下、上述した原理に基づく本発明の同調回路を図面を用いて詳細に説明する。
図１は本発明の一実施例を示す同調回路の全回路構成図である。図１において、ＤＲＶは同調回路の駆動回路であってＶ_０は駆動源電圧であり、Ｒ_０はその内部抵抗である。Ｃ、Ｌ、Ｒ_１は直列共振回路を形成する同調用キャパシタ、同調用インダクタおよびその等価直列抵抗成分であり、１、２は負性抵抗回路Ｎの入力端子であって、この回路ＮによりＲ_０とＲ_１の直列抵抗成分Ｒ_０＋Ｒ_１が補償されるようになっており、３、４は出力端子である。負性抵抗回路Ｎは図示のように２つのトランジスタ回路Ｑ_１、Ｑ_２で構成される。前段のトランジスタＱ_１はエミッタ回路に抵抗を有する反転増幅器であり、後段のトランジスタＱ_２が低出力インピーダンスを与えるためのエミッタフォロワ回路である。図１の例では、正帰還回路ｐは後段のトランジスタＱ_２のエミッタ出力から抵抗Ｒ_４を通じて前段エミッタ出力（同相出力）へ帰還することによってかけられ、負帰還回路ｎは同じくエミッタ出力からＲ_２、Ｃ_１を通じて前段のトランジスタＱ_１のベースへ帰還することによってかけられている。
【００１１】
この前後段のトランジスタ回路Ｑ_１、Ｑ_２の段間接続および正負の帰還回路の構成法には、図１の方法以外にも種々の方法が考えられる。即ち、後段トランジスタＱ_２のバイアス電流供給法および正負の帰還のかけ方により種々の構成とすることができるが、その幾つかの例を図２に示す。
【００１２】
図２（ａ）は後段トランジスタＱ_２のバイアス電流を電源電圧Ｖ_ｃｃから抵抗Ｒ_６、Ｒ_７による抵抗分割によって供給した場合であり、図２（ｃ）は前段トランジスタＱ_１のコレクタ出力を後段トランジスタＱ_２へ直結した場合である。また帰還回路については、図２（ａ）は後段トランジスタＱ_２の出力を前段トランジスタＱ_１に直結して１００％正帰還した場合であり、図２（ｂ）は前後段のトランジスタ回路Ｑ_１、Ｑ_２ともにエミッタ抵抗Ｒ_３、Ｒ_５を設け、この両者を抵抗Ｒ_４で結ぶことにより正帰還回路ｐをかけ、前段トランジスタＱ_１のエミッタより自己のベースへＣ_１、Ｒ_２で接続することにより負帰還回路ｎをかけた場合である。また、図２（ｃ）は正帰還回路ｐにＣ_２を挿入して直流での正帰還を回避した場合であり、図２（ｄ）は正帰還回路ｐを抵抗Ｒ_４を通じて設け、負帰還回路ｎは前段トランジスタＱ_１のエミッタからベースに接続されている。
【００１３】
図１（図２を含めた）の同調回路を機能に応じたブロックに分解表示すると図３のように表せる。
図３においてＲ_０＋１は駆動源の内部抵抗Ｒ_０と同調回路の直列抵抗成分Ｒ_１の和Ｒ_０＋Ｒ_１を表しており、ＳＵＢは負性抵抗回路Ｎの減算機能を表している。Ａは初段増幅器Ｑ_１の増幅度であり、βは正帰還回路ｐの帰還量、すなわち図１ではＲ_３／（Ｒ_３＋Ｒ_４）であるが、図２（ａ）の場合は、当然、β＝１である。
図３において次式が成り立つ。
【００１４】
【数１】

【００１５】
【数２】

この２式より端子１、２より右を見た回路の入力抵抗、すなわち負性抵抗回路Ｎとしての入力抵抗値は
【００１６】
【数３】

となるから１＜βＡのとき負性抵抗を示し、その値はＲ_２によって設定できる。
同調点における駆動源より出力端子までの増幅度は、図３より容易に得られ
【００１７】
【数４】

となる。
【００１８】
図４は図１の回路において、Ｌ＝３．３μＨ、Ｒ_０＋１すなわちＲ_０＋Ｒ_１＝２０Ωとし、直列共振回路のＣのみを５００ｐＦ、７０ｐＦ、２０ｐＦ、８ｐＦと変化させたときのそれぞれにたいする周波数選択度特性Ｓ_１〜Ｓ_４と、比較のため、負性抵抗回路のない場合の周波数選択度特性のシミュレーション結果の一例Ｓ_５を示す。この図より、キャパシタＣの容量を変化させて同調周波数を変えても、通過帯域巾すなわち周波数選択度特性は一定であり、同調回路利得も一定に保たれていることが分かる。
【００１９】
【発明の効果】
以上、詳細に述べたように、本発明の負性抵抗回路を用いた同調回路によれば、極めて簡単な回路でＱを増大できるばかりでなく、同調周波数を変えるためにキャパシタＣの容量を変化させても、通過帯域巾すなわち周波数選択度特性は一定のままで同調周波数を変えることができ、しかもその間、同調回路利得も一定である、という同調回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す回路構成図である。
【図２】図１のトランジスタ回路例以外の回路例を示す図である。
【図３】本発明の動作原理を説明するための等価回路図である。
【図４】本発明の効果を示すシミュレーション結果図である。
【符号の説明】
Ａ　トランジスタ回路の増幅度
Ｃ　同調用キャパシタ
ＤＲＶ　同調回路の駆動回路
Ｌ　同調用インダクタ
Ｑ_１、Ｑ_２　トランジスタ
Ｒ_０、Ｒ_１、Ｒ_０＋１、Ｒ_２、Ｒ_３、Ｒ_４、Ｒ_６　抵抗
ＳＵＢ　減算回路
Ｖ_０、Ｖ_１、Ｖ_２　特定部の電圧
Ｖ_ｃｃ　供給電源
１、２、３、４　負性抵抗回路の入出力端子
β　正帰還回路の帰還量
Ｎ　負性抵抗回路
ｐ　正帰還回路
ｎ　負帰還回路

Claims (7)

1. 直列共振回路の一端に駆動回路が接続され、その他端には負性抵抗回路が接続された同調回路において、
   上記負性抵抗は、上記負性抵抗回路に接続される反転増幅回路と、該反転増幅回路に接続される非反転型低出力インピーダンス回路とから成り、該低出力インピーダンス回路の出力を上記反転増幅回路の入力へ帰還させて負帰還回路を構成し、低出力インピーダンス回路の出力を反転増幅回路の同相側出力に帰還させて正帰還回路を構成したことを特徴とする同調回路。
2. 前記反転増幅回路はエミッタ回路に抵抗を有する１個の第１のトランジスタから成り、前記低出力インピーダンス回路は１個の第２のトランジスタから成るエミッタフォロワ回路であることを特徴とする請求項１記載の同調回路。
3. 前記負帰還回路は前記第２のトランジスタのエミッタ回路出力から第１のトランジスタのベースへ帰還するように構成され、前記正帰還回路は前記第２のトランジスタのエミッタ回路出力から第１のトランジスタのエミッタに帰還するように構成されたことを特徴とする請求項２記載の同調回路。
4. 前記第２のトランジスタは、抵抗分割によって電源電圧からバイアス電流が供給され、かつ前記正帰還回路は、第２のトランジスタのエミッタ回路から直接帰還するように構成されたことを特徴とする請求項３記載の同調回路。
5. 前記第１及び第２のトランジスタは、夫々エミッタ抵抗を有し、前記正帰還回路は両エミッタ抵抗を介して接続して成ることを特徴とする請求項３記載の同調回路。
6. 前記第１のトランジスタのコレクタが第２のトランジスタのベースに直結され、前記正帰還回路にキャパシタが挿入されていることを特徴とする請求項５記載の同調回路。
7. 前記正帰還回路は、前記第２のトランジスタのエミッタから抵抗を介して第１のトランジスタのエミッタに帰還されるように構成され、前記負帰還回路は、第１のトランジスタのエミッタからそのベースに帰還するように構成されたことを特徴とする請求項２記載の同調回路。

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