JP2004080429A - 通信システムの応答器 - Google Patents
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Abstract
【課題】変調度を大きくして安定して通信ができる通信システムの応答器を提供する。
【解決手段】通信システムの応答器２０のアンテナ１０１には、インピーダンス素子としてのコイルＬ１が接続され、コイルＬ１には、抵抗Ｒ２と、高周波をグランドに流すスイッチ素子としてのダイオードＤ２とが接続されている。アンテナ２２としては、インピーダンスが低いモノポールアンテナが用いられ、コイルＬ１のインダクタンスは、１０ｎＨであり、ダイオードＤ２には１００ｍＡの電流を流すと、ダイオードＤ２に電流を流さないときとの位相差が１２２度、振幅比は１．１となる。
【選択図】 図４
【解決手段】通信システムの応答器２０のアンテナ１０１には、インピーダンス素子としてのコイルＬ１が接続され、コイルＬ１には、抵抗Ｒ２と、高周波をグランドに流すスイッチ素子としてのダイオードＤ２とが接続されている。アンテナ２２としては、インピーダンスが低いモノポールアンテナが用いられ、コイルＬ１のインダクタンスは、１０ｎＨであり、ダイオードＤ２には１００ｍＡの電流を流すと、ダイオードＤ２に電流を流さないときとの位相差が１２２度、振幅比は１．１となる。
【選択図】 図４
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、質問器から主搬送波を送信して、当該主搬送波を受信した応答器が当該主搬送波に対して所定の変調を行った反射波を質問器に返信する通信システムの応答器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、特開２０００−４９６５６号公報に記載されているように、質問器から複数の応答器へ主搬送波を送って、応答器がその主搬送波を応答器ＩＤなどの所定の情報信号や情報信号で変調される副搬送波で変調して反射する無線通信システムが知られている。この通信システムに用いられる応答器では、例えば、特許第２７０５０７６号公報に記載されているように、アンテナと１／４波長線路とスイッチ素子とで高周波回路を構成しているものが知られている。また、特開平７−２０２３８号公報に記載されているようにアンテナのインピーダンスの影響を小さくするためにスイッチ素子とアンテナとの間に整合回路を入れたものも知られている。この無線通信システムでは、位置による変調度の違いの小さい位相変調を利用することが考えられる。特開平３−２２１８９０号公報に記載されている発明では、変調信号を発生させる部分にはダイオードをスイッチ素子として用いる方法の他、線路長を変えたり、開放、短絡の切り替えによって行っており、負荷回路側のインピーダンスのみが考慮されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、これらの方法では、アンテナの入力インピーダンスの影響が全く考慮されておらず、充分な位相変化が得られなかったり、不要な振幅変調成分が生じたり、振幅変調成分と位相変化成分が復調時に打ち消しあったりし、実効的な変調度が低下するという問題があった。アンテナと１／４波長回路とスイッチ素子を用いた構成の場合、スイッチ素子のインピーダンスを考慮する必要があり、実際の反射電界の位相変化は設定値より小さくなる。開放、短絡の切り替えを行う場合も同様であった。ダイオードをスイッチ素子として用いた場合でもアンテナの入力インピーダンスは考慮されていないため、位相変化量は小さいという問題点があった。また、線路長を変える方式は、スイッチ素子を２つ用いるため回路が複雑になり消費電流も増え、アンテナインピーダンスにより基準位相がずれ、振幅変化が生じるという問題点があった。また、これらの方法では、変調時の反射電界の振幅変化は考慮されていないため、振幅変動によって通信が安定しなくなるという問題点もあった。
【０００４】
本発明は、上述した問題点を解決するためになされたものであり、どんなアンテナが接続されても実際の変調度をできる限り大きくでき、且つ振幅変動を小さくして安定した通信ができる通信システムの応答器を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するために、請求項１に記載の通信システムの応答器は、質問器から主搬送波を送信して、当該主搬送波をアンテナにて受信した応答器が、当該アンテナに接続された回路の当該アンテナから見たインピーダンスを変化させることにより当該主搬送波に対して所定の変調を行った反射波として前記質問器に返信する通信システムの応答器であって、前記回路として前記アンテナが受信した前記主搬送波を変調するためのスイッチ素子と、前記スイッチ素子に接続されたインピーダンス素子とを備え、前記スイッチ素子をＯＮにしたときと、ＯＦＦにしたときとで、当該主搬送波の周波数における前記アンテナの入力インピーダンスと前記回路のインピーダンスの合成インピーダンスの位相差が所定の値になるように、前記インピーダンス素子のインピーダンスが定められたことを特徴とする構成になっている。
【０００６】
この構成の通信システムの応答器では、質問器から送信された主搬送波をアンテナにて受信し、スイッチ素子をＯＮとＯＦＦの間で変化させることで前記アンテナに接続された回路の前記アンテナから見たインピーダンスを変化させることにより当該主搬送波に対して所定の変調を行って、反射波として前記質問器に送信する。このとき、反射波の位相変化量は、前記スイッチ素子をＯＮにしたときとＯＦＦにしたときとの、当該主搬送波の周波数における前記アンテナの入力インピーダンスと前記回路のインピーダンスの合成インピーダンスの位相差と等しく、所定の値となる。
【０００７】
また、請求項２に係る発明の通信システムの応答器では、請求項１に記載の発明の構成に加えて、当該主搬送波の周波数におけるアンテナのインピーダンスとアンテナに接続された回路のインピーダンスの合成インピーダンスの絶対値が、スイッチ素子をＯＮにしたときとＯＦＦにしたときとで等しくなるように前記スイッチ素子に流す電流量が定められたことを特徴とする構成になっている。
【０００８】
この構成の通信システムの応答器では、請求項１に記載の発明の作用に加えて、スイッチ素子をＯＮにしたときとＯＦＦにしたときとの前記反射波の振幅変調成分を小さくすることができ、質問器で復調を行う際の振幅変調成分による検出信号レベルの減少を抑えることができる。
【０００９】
また、請求項３にかかる発明の通信システムの応答器では、請求項１又は２に記載の発明の構成に加えて、前記アンテナのインピーダンスの抵抗成分が、前記アンテナのインピーダンスと前記回路のインピーダンスとの合成インピーダンスのリアクタンス成分の和より小さいことを特徴とする構成となっている。
【００１０】
この構成の通信システムの応答器は、請求項１又は２に記載の発明の作用に加えて、前記反射波の位相変化量を大きくする効果がある。
【００１１】
また、請求項４に係る発明の通信システムの応答器では、請求項１乃至３の何れかに記載の発明の構成に加えて、前記スイッチ素子をＯＮにしたときと、ＯＦＦにしたときとで、当該主搬送波の周波数における前記アンテナの入力インピーダンスと前記回路のインピーダンスの合成インピーダンスの位相差が９０度以上になるように、前記インピーダンス素子が定められたことを特徴とする構成となっている。
【００１２】
この構成の通信システムの応答器は、請求項１乃至３に記載の発明の作用に加えて、前記スイッチ素子をＯＮにしたときと、ＯＦＦにしたときとの、前記反射波の位相変化量が９０度以上となる。
【００１３】
また、請求項５に係る発明の通信システムの応答器では、請求項１乃至３の何れかに記載の発明の構成に加えて、前記スイッチ素子をＯＮにしたときと、ＯＦＦにしたときとの、当該主搬送波の周波数における前記アンテナの入力インピーダンスと前記アンテナに接続された回路のインピーダンスの和の位相差が最大になるように、前記インピーダンス素子が定められたことを特徴とする構成となっている。
【００１４】
この構成の通信システムの応答器は、請求項１乃至３に記載の発明の作用に加えて、前記スイッチ素子をＯＮにしたときと、ＯＦＦにしたときとの、前記反射波の位相変化量を最大とすることができる。
【００１５】
また、請求項６に係る発明の通信システムの応答器では、請求項１乃至３の何れかに記載の発明構成に加えて、前記スイッチ素子としてダイオードを用い、当該ダイオードに電流を流したときと、電流を流さないときとの、当該主搬送波の周波数における前記アンテナの入力インピーダンスと前記回路のインピーダンスの合成インピーダンスの位相差が９０度以上となるように前記インピーダンス素子及び前記ダイオードに流す電流が定められたことを特徴とする構成となっている。
【００１６】
この構成の通信システムの応答器は、請求項１乃至３に記載の発明の作用に加えて、ダイオードに電流を流したときと、電流を流さないときとの、前記反射波の位相変化量を９０度以上とすることができる。
【００１７】
また、請求項７に係る発明の通信システムの応答器では、請求項１乃至３の何れかに記載の発明の構成に加えて、前記スイッチ素子としてダイオードを用い、当該ダイオードに電流を流したときと、電流を流さないときとの、当該主搬送波の周波数における前記アンテナの入力インピーダンスと前記回路のインピーダンスの合成インピーダンスの位相差が最大となるように前記インピーダンス素子及び前記ダイオードに流す電流が定められたことを特徴とする構成となっている。
【００１８】
この構成の通信システムの応答器は、請求項１乃至３に記載の発明の作用に加えて、ダイオードに電流を流したときと、電流を流さないときとの、前記反射波の位相変化量を最大とすることができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の通信システムを具体化した一実施形態について図面を参照して説明する。図１は、通信システム１の構成の一例を示す全体図であり、図２は、通信システム１で使用される質問器１０のブロック図であり、図３は、通信システム１で使用される応答器２０のブロック図である。
【００２０】
図１に示すように、通信システム１は、一例として、質問器１０と応答器２０とから構成されている。質問器１０からは、主搬送波ＦＣ１が送信されて、主搬送波ＦＣ１を受信した応答器２０からは、反射波ｆ１が返送され、質問器１０で受信されるようになっている。応答器２０は、受信した主搬送波を情報信号（データ）により、１次変調した副搬送波（サブキャリア）信号で、２次変調し位相変調された反射波ｆ１が質問器１０へ返送されるようになっている。
【００２１】
次に、質問器１０の電気的構成を図２を参照して説明する。図２に示すように、質問器１０には、９００ＭＨｚ、２．４ＧＨｚ、５ＧＨｚ等の周波数の主搬送波を発信する発振回路３０と、発振回路３０で発振された主搬送波の増幅、応答器２０からの反射波の受信を行うフロントエンド部４０と、フロントエンド部４０で受信され、増幅された反射波のホモダイン検波を行うダイレクトコンバージョン回路部５０と、ダイレクトコンバージョン回路部５０回路でホモダイン検波された検波信号からデータ信号を取り出し、パーソナルコンピュータ（ＰＣ）８０に出力する復調回路６０と、ダイレクトコンバージョン回路部５０での高周波増幅の利得を制御するＡＧＣ回路７０とから構成されている。
【００２２】
発振回路３０は、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ）回路３１と、ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）３２と、バッファアンプ３３とから構成されている。また、フロントエンド部４０は、主搬送波の電力増幅を行う電力増幅器４１と、アンテナ４５が送受信する電磁波の所定の帯域のみ通過させるバンドパスフィルター４２と、当該アンテナ４５が受信した電波を高周波増幅する低雑音増幅器（以下、「ＬＮＡ」と称す。）４３と、電力増幅器４１からの出力をアンテナ４５に伝え、また、当該アンテナ４５が受信した電波をＬＮＡ４３に伝えるように出力と入力の分離を行うサーキュレータ４４とが設けられている。
【００２３】
また、ダイレクトコンバージョン回路部５０は、ＬＮＡ４３から送られてくる高周波をホモダイン検波する復調器５２と、ＬＮＡ４３からの入力を制御するゲインコントロール５１とから構成されている。復調器５２は、位相成分Ｉと直交位相成分Ｑの両方を出力する。また、復調回路６０は、フィルター処理によりホッピング周波数に対応したチャンネルに分離する帯域分割フィルタ６１，６２と、ベースバンド増幅器６３，６４と、帯域分割フィルタ６１，６２で分離され、ベースバンド増幅器６３，６４で増幅された副搬送波信号を復調して元の情報信号を生成し、パーソナルコンピュータ８０に出力する復調器６５とから構成されている。また、ＡＧＣ回路７０は、アナログデジタルコンバータ７１と、ゲインコントローラ７２と、デジタルアナログコンバータ７０とから構成されている。
【００２４】
次に、応答器２０の電気的構成を図３を参照して説明する。図３に示すように、応答器２０は、１チップＩＣ２１と、アンテナ２２と、インピーダンス素子とスイッチ素子で構成される変調回路２３とから構成されている。また、１チップＩＣ２１は、副搬送波信号発生回路２４と、ミキサー２６とから構成されている。
【００２５】
次に、図４を参照して、応答器２０の回路の詳細を説明する。図４は、応答器２０の一例の回路図である。図４に示すように、アンテナ２２には、インピーダンス素子としてのコイルＬ１が接続され、コイルＬ１には、抵抗Ｒ２と、スイッチ素子としてのダイオードＤ２とが接続されている。また、抵抗Ｒ２は、１チップＩＣ２１に接続されている。副搬送波で変調された信号は抵抗Ｒ２を通してダイオードＤ２に渡される。
【００２６】
ここで、アンテナ２２としては、インピーダンスが低いものが良く、モノポールアンテナを用いている。これは、インピーダンスが低いアンテナは電流が沢山アンテナに流れるので、反射波が強くなるからである。また、アンテナ２２としては、モノポールアンテナ以外に、ダイポールアンテナ、平面アンテナ、円偏波複合線ループアンテナ、複数並列エレメントアンテナ、誘導性アンテナ、容量性アンテナ、折り曲げモノポールアンテナ等を用いることができる。
【００２７】
また、スイッチ素子としては、上記のダイオードＤ２以外に、図１０に示すようなトランジスタや、図１１に示すような電界効果トランジスタ等を用いることができる。さらに、インピーダンス素子としては、上記のコイルＬ１以外に、図１２に示すコンデンサのような容量性負荷や、図１３に示す線路を用いた分布定数回路、また、図１４に示すように、これらを組み合わせたものを使用することができる。また、インピーダンス素子は、スイッチ素子に対して直列におかれても、並列におかれても良い。
【００２８】
上記のように構成された本実施の形態の応答器２０では、アンテナ２２の入力インピーダンスを「Ｚａ」とし、インピーダンス素子の一例であるコイルＬ１のインピーダンスを「Ｚｌ」、ダイオードＤ２のインピーダンスを電流をダイオードＤ２に流したときのインピーダンスを「Ｚｄ−ｏｎ」、電流をダイオードＤ２に流さないときのインピーダンスを「Ｚｄ−ｏｆｆ」とすると、電流をダイオードＤ２に流したときと流さないときの位相差は、∠（１／（Ｚａ＋Ｚｌ＋Ｚｄ−ｏｎ））−∠（１／（Ｚａ＋Ｚｌ＋Ｚｄ−ｏｆｆ））と表される。従って、この位相差の絶対値は｜∠（１／（Ｚａ＋Ｚｌ＋Ｚｄ−ｏｎ））−∠（１／（Ｚａ＋Ｚｌ＋Ｚｄ−ｏｆｆ））｜と表される。この位相差の絶対値が９０度よりも大きくなるようにコイルＬ１等のインピーダンス素子のインピーダンス及びダイオードスイッチに流す電流を決定する。尚、Ｚａ、Ｚｄ−ｏｎ、Ｚｄ−ｏｆｆが決定すれば、必要となるコイルＬ１のインピーダンス「Ｚｌ」を求めることができ、そのインピーダンス「Ｚｌ」に基づいて、コイルＬ１のインダクタンスを決定して、該当するコイルＬ１（インダクタ）をアンテナ２２に接続すれば良い。尚、従来はＺａは考慮されなかったので、設計値よりは実際の位相変化が小さくなったり不要な振幅変調成分が生じていた。
【００２９】
尚、スイッチ素子であるダイオードＤ２に流す電流量は、ダイオードＤ２に電流が流れていないときのアンテナ２２のインピーダンスとダイオードＤ２のインピーダンスとインピーダンス素子であるコイルＬ１のインピーダンスとの合成インピーダンス「Ｚａ＋Ｚｌ＋Ｚｄ−ｏｆｆ」の絶対値と、電流が流れているときの当該合成インピーダンス「Ｚａ＋Ｚｌ＋Ｚｄ−ｏｎ」の絶対値とが等しくなるように定めている。これによって、振幅変調成分が小さくなり、位相変調復調時に悪い影響を及ぼさない。本実施の形態の応答器２０では、ダイオードＤ２として１ＳＳ３０７を使用し、Ｌ１は、１０ｎＨとし、ダイオードＤ２に流れる電流は１００μＡとなるように抵抗Ｒ２の値を選択している。また、主搬送波の周波数は９１５ＭＨｚ、副搬送波の周波数は３２．７６８ｋＨｚとしている。
【００３０】
また、アンテナ２２のインピーダンスの抵抗成分が、アンテナ２２のインピーダンスとスイッチ素子であるダイオードＤ２のインピーダンスとインピーダンス素子であるコイルＬ１のインピーダンスとの合成インピーダンスのリアクタンス成分の和より小さくなるようにダイオードＤ２の電流を設定した。また、アンテナ２２としては、上記の条件に該当すれば、円偏波複合線ループアンテナや、平面アンテナ、誘導性アンテナ、容量性アンテナ、折り曲げモノポールアンテナ等を用いることができる。また、図１５に示すように、複数のアンテナを並列に並べることによって、入力インピーダンスを小さくしたアンテナを用いることも可能である。
【００３１】
次に、図６乃至図８に示す複素平面を用いてアドミッタンス（Ｙ）の変化を説明する。ここでは、アンテナ２２のインピーダンスをＺａ、コイルＬ１のインピーダンスをＺｌ、ダイオードＤ２のインピーダンスをＺｄとする。従って、合成インピーダンスをＺとすると、「Ｚ＝Ｚａ＋Ｚｌ＋Ｚｄ」となり、アドミッタンスはこの逆数として「Ｙ＝１／Ｚ」と表されることになる。図６乃至図８に示す複素平面では、縦軸Ｉｍが虚軸を表し、横軸Ｒｅが実軸を表す。
【００３２】
図６は、コイルＬ１を設けない場合（Ｌ無しの場合）にダイオードＤ２に流す電流が０μＡの場合、５０μＡの場合、１００μＡの場合、２００μＡの場合のアドミッタンスの値を複素平面にプロットした図であり、図７は、コイルＬ１のインダクタンスＬ＝５．６ｎＨの場合にダイオードＤ２に流す電流が０μＡの場合、５０μＡの場合、１００μＡの場合、２００μＡの場合のアドミッタンスの値を複素平面にプロットした図であり、図７は、コイルＬ１のインダクタンスＬ＝１０ｎＨの場合にダイオードＤ２に流す電流が０μＡの場合、５０μＡの場合、１００μＡの場合、２００μＡの場合のアドミッタンスの値を複素平面にプロットした図である。
【００３３】
図６乃至図８に示す複素平面では、菱形のマークがダイオードＤ２に流す電流が０μＡの場合を示し、四角のマークがダイオードＤ２に流す電流が５０μＡの場合を示し、三角のマークがダイオードＤ２に流す電流が１００μＡの場合を示し、丸のマークがダイオードＤ２に流す電流が２００μＡの場合を示している。また、図６乃至図８に示す複素平面の中心からマークまでの長さが反射波の振幅比を表している。さらに、図６乃至図８に示す複素平面の中心から菱形のマーク（ダイオードＤ２に流す電流が０μＡの場合を示す。）を結ぶ線と、複素平面の中心から各マーク（三角、四角、丸）を結んだ線との間の角度が位相差を表している。従って、複素平面の中心から菱形のマーク結ぶ線と、複素平面の中心から三角のマーク（ダイオードＤ２に流す電流が５０μＡの場合を示す。）結ぶ線とのなす角がダイオードＤ２に流す電流が０μＡの場合と、ダイオードＤ２に流す電流が５０μＡの場合との位相差を示している。また、複素平面の中心から菱形のマーク結ぶ線と、複素平面の中心から四角のマーク（ダイオードＤ２に流す電流が１００μＡの場合を示す。）結ぶ線とのなす角がダイオードＤ２に流す電流が０μＡの場合と、ダイオードＤ２に流す電流が１００μＡの場合との位相差を示している。
【００３４】
即ち、図６に示すように、コイルＬ１を設けない場合（Ｌ無しの場合）にダイオードＤ２に流す電流が０μＡの場合と５０μＡの場合とでは位相差が８８度であり、ダイオードＤ２に流す電流が０μＡの場合と１００μＡの場合とでは、位相差が８３度であり、ダイオードＤ２に流す電流が０μＡの場合と２００μＡの場合とでは、位相差が１０５度である。
【００３５】
また、図７に示すように、コイルＬ１のインダクタンスＬ＝５．６ｎＨの場合には、ダイオードＤ２に流す電流が０μＡの場合と５０μＡの場合とでは位相差が１０７度であり、ダイオードＤ２に流す電流が０μＡの場合と１００μＡの場合とでは、位相差が１１１度であり、ダイオードＤ２に流す電流が０μＡの場合と２００μＡの場合とでは、位相差が１３０度である。
【００３６】
また、図８に示すように、コイルＬ１のインダクタンスＬ＝１０ｎＨの場合には、ダイオードＤ２に流す電流が０μＡの場合と５０μＡの場合とでは位相差が１１５度であり、ダイオードＤ２に流す電流が０μＡの場合と１００μＡの場合とでは、位相差が１２２度であり、ダイオードＤ２に流す電流が０μＡの場合と２００μＡの場合とでは、位相差が１３５度である。
【００３７】
次に、図５を参照して、本実施の形態に於けるアドミッタンスの計算結果から求めた振幅比と位相差とを説明する。図５は、図６から図８に示したアドミッタンスの計算結果の振幅比と位相差をまとめたグラフである。図５に示すグラフでは、コイルＬ１が無い場合、コイルＬ１のインダクタンスが５．６ｎＨの場合、コイルＬ１のインダクタンスが１０ｎＨの場合の各々にダイオードＤ２に流す電流を５０μＡ、１００μＡ、２００μＡとした場合の応答器２０からの反射波の位相差及び振幅比を示している。左側の縦軸が振幅比の値を示しており、棒グラフが計算から求められた振幅比の値を示している。右側の縦軸が位相差（度）を示しており、折れ線グラフが計算から求められた位相差を示している。
【００３８】
図５に示すように、コイルＬ１を設けない場合（Ｌ無しの場合）には、ダイオードＤ２に流す電流が５０μＡの場合には、振幅比は２．２であり、位相差は−８８度（絶対値８８度）であり、ダイオードＤ２に流す電流が１００μＡの場合には、振幅比は３．０であり、位相差は−８３度（絶対値８３度）であり、ダイオードＤ２に流す電流が２００μＡの場合には、振幅比は３．２であり、位相差は−１０５度（絶対値１０５度）である。
【００３９】
また、図５に示すように、コイルＬ１のインダクタンスＬ＝５．６ｎＨの場合には、ダイオードＤ２に流す電流が５０μＡの場合には、振幅比は１．４であり、位相差は−１０７度（絶対値１０７度）であり、ダイオードＤ２に流す電流が１００μＡの場合には、振幅比は１．９であり、位相差は−１１１度（絶対値１１１度）であり、ダイオードＤ２に流す電流が２００μＡの場合には、振幅比は１．７であり、位相差は−１３０度（絶対値１３０度）である。
【００４０】
また、図５に示すように、コイルＬ１のインダクタンスＬ＝１０ｎＨの場合には、ダイオードＤ２に流す電流が５０μＡの場合には、振幅比は０．９であり、位相差は−１１５度（絶対値１１５度）であり、ダイオードＤ２に流す電流が１００μＡの場合には、振幅比は１．１であり、位相差は−１２２度（絶対値１２２度）であり、ダイオードＤ２に流す電流が２００μＡの場合には、振幅比は０．９６であり、位相差は−１３５度（絶対値１３５度）である。
【００４１】
スイッチ素子がＯＮのときとＯＦＦのときの反射波の振幅の差がある場合の位相復調をしたときの検出信号レベルの減少度は、図９で示されるような関係になる。この図は縦軸が振幅の差をスイッチ素子がＯＮのときとＯＦＦのときの比で、横軸が反射波の位相差を示しており、グラフ中にかかれている線が検出レベルの減少度をデシベル（ｄＢ）比で示している。また、（ａ）の図がスイッチ素子がＯＮのときの振幅がＯＦＦのときの振幅に比べ大きい場合、（ｂ）の図がスイッチ素子がＯＮのときの振幅がＯＦＦのときの振幅に比べ小さい場合を示しており、何れの図もスイッチ素子がＯＦＦのときの位相が進んでいる場合についての計算結果である。このグラフから判るように、振幅比が１に近く差が小さい場合で位相差が９０度（０。５πラジアン）以上ある場合、検出信号レベルの減少度が−６ｄＢ程度に抑えられることが判る。さらに、位相差が９０度以上になると検出信号レベルが急激に減少する。
【００４２】
よって、質問器１０で位相復調するときは、前記反射波の振幅比が「１」に近い方が良い。また、変調度を大きくするためには、位相差が大きい方が良いので、インピーダンス素子であるコイルＬ１の無い場合に比べて、コイルＬ１のインダクタンスＬ＝５．６ｎＨとした場合の方が、振幅比は１に近づき、位相差も大きくなっている。また、コイルＬ１のインダクタンスＬ＝１０ｎＨとした場合は、コイルＬ１のインダクタンスＬ＝５．６ｎＨとした場合よりも、振幅比はより１に近づき、位相差もさらに大きくなっているので、理想的である。
【００４３】
以上説明したように、本実施の形態の通信システム１では、応答器２０のアンテナ２２のインピーダンスと、ダイオードＤ２のインピーダンスを考慮して、付加インピーダンス素子であるコイルＬ１のインダクタンスを決定して、アンテナ２２基部に付加インピーダンス素子であるコイルＬ１を付加しているので、アンテナ２２基部に付加インピーダンス素子であるコイルＬ１を付加しない場合に比べて位相変化を大きくすることができ、振幅変化を小さくすることができる。従って、回路を簡素化できる。また、反射波の変調度を大きくすることができ、安定した通信ができる。
【００４４】
【発明の効果】
以上、説明したことから明らかなように、請求項１に記載の通信システムの応答器では、質問器から主搬送波を送信して、当該主搬送波をアンテナにて受信した応答器が、当該アンテナに接続された回路の当該アンテナから見たインピーダンスを変化させることにより当該主搬送波に対して所定の変調を行った反射波として前記質問器に返信する通信システムの応答器であって、前記回路として前記アンテナが受信した前記主搬送波を変調するためのスイッチ素子と、前記スイッチ素子に接続されたインピーダンス素子とを備え、前記インピーダンス素子のインピーダンスを、前記スイッチ素子をＯＮにしたときと、ＯＦＦにしたときとで、当該主搬送波の周波数における前記アンテナの入力インピーダンスと前記回路のインピーダンスの合成インピーダンスの位相差を所定の値にすることで、前記スイッチ素子をＯＮにしたときと、ＯＦＦにしたときとの、前記反射波の位相変化量を決めることができ、変調度を深くして安定した通信を行える。
【００４５】
また、請求項２に記載の通信システムの応答器は、請求項１に記載の発明の効果に加えて、主搬送波の周波数における前記アンテナのインピーダンスと前記回路のインピーダンスとの合成インピーダンスの絶対値が、スイッチ素子をＯＮにしたときとＯＦＦにしたときので等しくになるように前記スイッチ素子に流す電流量を定めることで、スイッチ素子をＯＮにしたときとＯＦＦにしたときとの前記反射波の振幅変調成分を小さくすることができ、復調時の振幅変調成分による検出信号レベルの減少を抑えて安定した通信を行える。
【００４６】
また、請求項３に記載の通信システムの応答器は、請求項１又は２に記載の発明の効果に加えて、応答器のアンテナのインピーダンスの抵抗成分が、前記アンテナのインピーダンスと前記回路のインピーダンスとの合成インピーダンスのリアクタンス成分より小さくしているので、反射波の変調度を深くすることが可能になり、安定した通信を可能にする。
【００４７】
また、請求項４に記載の通信システムの応答器は、請求項１乃至３に記載の発明の効果に加えて、スイッチ素子をＯＮにしたときと、ＯＦＦにしたときとで、主搬送波の周波数における前記アンテナのインピーダンスと前記回路のインピーダンスの合成インピーダンスの位相差が９０度以上になるように前記インピーダンス素子を定めており、このとき反射波の位相変化量も９０度以上となり、変調度が深い安定した通信が行える。
【００４８】
また、請求項５に記載の通信システムの応答器は、請求項１乃至３に記載の発明の効果に加えて、スイッチ素子をＯＮにしたときと、ＯＦＦにしたときとで、主搬送波の周波数における前記アンテナのインピーダンスと前記回路のインピーダンスの合成インピーダンスの位相差が最大になるように前記インピーダンス素子を定めており、このとき反射波の位相変化量も最大となり、変調度が深い安定した通信が行える。
【００４９】
また、請求項６に記載の通信システムの応答器は、請求項１乃至３に記載の発明の効果に加えて、ダイオードに電流を流したときと、電流を流さないときとの、主搬送波の周波数における前記アンテナのインピーダンスと前記回路のインピーダンスの合成インピーダンスの位相差が９０度以上になるように前記インピーダンス素子及び前記ダイオードに流す電流を定めており、このとき反射波の位相変化量も９０度以上となり、変調度が深い安定した通信が行える。
【００５０】
また、請求項７に記載の通信システムの応答器は、請求項１乃至３に記載の発明の効果に加えて、ダイオードに電流を流したときと、電流を流さないときとの、主搬送波の周波数における前記アンテナのインピーダンスと前記回路のインピーダンスの合成インピーダンスの位相差が最大になるように前記インピーダンス素子及び前記ダイオードに流す電流を定めており、このとき反射波の位相変化量も最大となり、変調度が深い安定した通信が行える。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、通信システム１の構成の一例を示す図である。
【図２】図２は、質問器１０のブロック図である。
【図３】図３は、応答器２０のブロック図である。
【図４】図４は、応答器２０の回路図である。
【図５】図５は、応答器２０のアドミッタンスの変化を示すグラフである。
【図６】図６は、コイル１がない場合の応答器２０のアドミッタンスの変化を複素平面に記した図である。
【図７】図７は、コイル１を５．６ｎＨとした場合の応答器２０のアドミッタンスの変化を複素平面に記した図である。
【図８】図８は、コイル１を１０ｎＨとした場合の応答器２０のアドミッタンスの変化を複素平面に記した図である。
【図９】図９（ａ）は、スイッチ素子がＯＮのときの反射波の振幅比と位相差の関係を示すグラフであり、図９（ｂ）は、スイッチ素子がＯＦＦのときの反射波の振幅比と位相差の関係を示すグラフである。
【図１０】図１０は、応答器２０のスイッチ素子にトランジスタを用いた例を示す回路図である。
【図１１】図１１は、応答器２０のスイッチ素子に電界効果トランジスタを用いた例を示す回路図である。
【図１２】図１２は、応答器２０において、スイッチ素子としてダイオード、インピーダンス素子をコンデンサとし、スイッチ素子とインピーダンス素子を並列に配置した場合の回路図である。
【図１３】図１３は、応答器２０において、スイッチ素子としてダイオード、インピーダンス素子をスタブ（線路）を用いた場合の回路図である。
【図１４】図１４は、応答器２０において、スイッチ素子としてダイオードを用い、インピーダンス素子として、スイッチ素子に対しコイルを直列にコンデンサを並列に使用した場合の回路図である。
【図１５】図１５は、応答器２０において、スイッチ素子としてダイオードを用い、インピーダンス素子として、コイル用いアンテナを２本並列に配置した場合の回路図である。
【符号の説明】
１ 通信システム
１０ 質問器
２０ 応答器
２１ １チップＩＣ
２２ アンテナ
２３ 変調回路
２４ 副搬送波信号発生回路
２５ データ入力部
３０ 発振回路
４０ フロントエンド部
５０ ダイレクトコンバージョン回路部
６０ 復調回路
Ｄ２ ダイオード
Ｒ２ 抵抗
Ｌ１ コイル
【発明の属する技術分野】
本発明は、質問器から主搬送波を送信して、当該主搬送波を受信した応答器が当該主搬送波に対して所定の変調を行った反射波を質問器に返信する通信システムの応答器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、特開２０００−４９６５６号公報に記載されているように、質問器から複数の応答器へ主搬送波を送って、応答器がその主搬送波を応答器ＩＤなどの所定の情報信号や情報信号で変調される副搬送波で変調して反射する無線通信システムが知られている。この通信システムに用いられる応答器では、例えば、特許第２７０５０７６号公報に記載されているように、アンテナと１／４波長線路とスイッチ素子とで高周波回路を構成しているものが知られている。また、特開平７−２０２３８号公報に記載されているようにアンテナのインピーダンスの影響を小さくするためにスイッチ素子とアンテナとの間に整合回路を入れたものも知られている。この無線通信システムでは、位置による変調度の違いの小さい位相変調を利用することが考えられる。特開平３−２２１８９０号公報に記載されている発明では、変調信号を発生させる部分にはダイオードをスイッチ素子として用いる方法の他、線路長を変えたり、開放、短絡の切り替えによって行っており、負荷回路側のインピーダンスのみが考慮されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、これらの方法では、アンテナの入力インピーダンスの影響が全く考慮されておらず、充分な位相変化が得られなかったり、不要な振幅変調成分が生じたり、振幅変調成分と位相変化成分が復調時に打ち消しあったりし、実効的な変調度が低下するという問題があった。アンテナと１／４波長回路とスイッチ素子を用いた構成の場合、スイッチ素子のインピーダンスを考慮する必要があり、実際の反射電界の位相変化は設定値より小さくなる。開放、短絡の切り替えを行う場合も同様であった。ダイオードをスイッチ素子として用いた場合でもアンテナの入力インピーダンスは考慮されていないため、位相変化量は小さいという問題点があった。また、線路長を変える方式は、スイッチ素子を２つ用いるため回路が複雑になり消費電流も増え、アンテナインピーダンスにより基準位相がずれ、振幅変化が生じるという問題点があった。また、これらの方法では、変調時の反射電界の振幅変化は考慮されていないため、振幅変動によって通信が安定しなくなるという問題点もあった。
【０００４】
本発明は、上述した問題点を解決するためになされたものであり、どんなアンテナが接続されても実際の変調度をできる限り大きくでき、且つ振幅変動を小さくして安定した通信ができる通信システムの応答器を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するために、請求項１に記載の通信システムの応答器は、質問器から主搬送波を送信して、当該主搬送波をアンテナにて受信した応答器が、当該アンテナに接続された回路の当該アンテナから見たインピーダンスを変化させることにより当該主搬送波に対して所定の変調を行った反射波として前記質問器に返信する通信システムの応答器であって、前記回路として前記アンテナが受信した前記主搬送波を変調するためのスイッチ素子と、前記スイッチ素子に接続されたインピーダンス素子とを備え、前記スイッチ素子をＯＮにしたときと、ＯＦＦにしたときとで、当該主搬送波の周波数における前記アンテナの入力インピーダンスと前記回路のインピーダンスの合成インピーダンスの位相差が所定の値になるように、前記インピーダンス素子のインピーダンスが定められたことを特徴とする構成になっている。
【０００６】
この構成の通信システムの応答器では、質問器から送信された主搬送波をアンテナにて受信し、スイッチ素子をＯＮとＯＦＦの間で変化させることで前記アンテナに接続された回路の前記アンテナから見たインピーダンスを変化させることにより当該主搬送波に対して所定の変調を行って、反射波として前記質問器に送信する。このとき、反射波の位相変化量は、前記スイッチ素子をＯＮにしたときとＯＦＦにしたときとの、当該主搬送波の周波数における前記アンテナの入力インピーダンスと前記回路のインピーダンスの合成インピーダンスの位相差と等しく、所定の値となる。
【０００７】
また、請求項２に係る発明の通信システムの応答器では、請求項１に記載の発明の構成に加えて、当該主搬送波の周波数におけるアンテナのインピーダンスとアンテナに接続された回路のインピーダンスの合成インピーダンスの絶対値が、スイッチ素子をＯＮにしたときとＯＦＦにしたときとで等しくなるように前記スイッチ素子に流す電流量が定められたことを特徴とする構成になっている。
【０００８】
この構成の通信システムの応答器では、請求項１に記載の発明の作用に加えて、スイッチ素子をＯＮにしたときとＯＦＦにしたときとの前記反射波の振幅変調成分を小さくすることができ、質問器で復調を行う際の振幅変調成分による検出信号レベルの減少を抑えることができる。
【０００９】
また、請求項３にかかる発明の通信システムの応答器では、請求項１又は２に記載の発明の構成に加えて、前記アンテナのインピーダンスの抵抗成分が、前記アンテナのインピーダンスと前記回路のインピーダンスとの合成インピーダンスのリアクタンス成分の和より小さいことを特徴とする構成となっている。
【００１０】
この構成の通信システムの応答器は、請求項１又は２に記載の発明の作用に加えて、前記反射波の位相変化量を大きくする効果がある。
【００１１】
また、請求項４に係る発明の通信システムの応答器では、請求項１乃至３の何れかに記載の発明の構成に加えて、前記スイッチ素子をＯＮにしたときと、ＯＦＦにしたときとで、当該主搬送波の周波数における前記アンテナの入力インピーダンスと前記回路のインピーダンスの合成インピーダンスの位相差が９０度以上になるように、前記インピーダンス素子が定められたことを特徴とする構成となっている。
【００１２】
この構成の通信システムの応答器は、請求項１乃至３に記載の発明の作用に加えて、前記スイッチ素子をＯＮにしたときと、ＯＦＦにしたときとの、前記反射波の位相変化量が９０度以上となる。
【００１３】
また、請求項５に係る発明の通信システムの応答器では、請求項１乃至３の何れかに記載の発明の構成に加えて、前記スイッチ素子をＯＮにしたときと、ＯＦＦにしたときとの、当該主搬送波の周波数における前記アンテナの入力インピーダンスと前記アンテナに接続された回路のインピーダンスの和の位相差が最大になるように、前記インピーダンス素子が定められたことを特徴とする構成となっている。
【００１４】
この構成の通信システムの応答器は、請求項１乃至３に記載の発明の作用に加えて、前記スイッチ素子をＯＮにしたときと、ＯＦＦにしたときとの、前記反射波の位相変化量を最大とすることができる。
【００１５】
また、請求項６に係る発明の通信システムの応答器では、請求項１乃至３の何れかに記載の発明構成に加えて、前記スイッチ素子としてダイオードを用い、当該ダイオードに電流を流したときと、電流を流さないときとの、当該主搬送波の周波数における前記アンテナの入力インピーダンスと前記回路のインピーダンスの合成インピーダンスの位相差が９０度以上となるように前記インピーダンス素子及び前記ダイオードに流す電流が定められたことを特徴とする構成となっている。
【００１６】
この構成の通信システムの応答器は、請求項１乃至３に記載の発明の作用に加えて、ダイオードに電流を流したときと、電流を流さないときとの、前記反射波の位相変化量を９０度以上とすることができる。
【００１７】
また、請求項７に係る発明の通信システムの応答器では、請求項１乃至３の何れかに記載の発明の構成に加えて、前記スイッチ素子としてダイオードを用い、当該ダイオードに電流を流したときと、電流を流さないときとの、当該主搬送波の周波数における前記アンテナの入力インピーダンスと前記回路のインピーダンスの合成インピーダンスの位相差が最大となるように前記インピーダンス素子及び前記ダイオードに流す電流が定められたことを特徴とする構成となっている。
【００１８】
この構成の通信システムの応答器は、請求項１乃至３に記載の発明の作用に加えて、ダイオードに電流を流したときと、電流を流さないときとの、前記反射波の位相変化量を最大とすることができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の通信システムを具体化した一実施形態について図面を参照して説明する。図１は、通信システム１の構成の一例を示す全体図であり、図２は、通信システム１で使用される質問器１０のブロック図であり、図３は、通信システム１で使用される応答器２０のブロック図である。
【００２０】
図１に示すように、通信システム１は、一例として、質問器１０と応答器２０とから構成されている。質問器１０からは、主搬送波ＦＣ１が送信されて、主搬送波ＦＣ１を受信した応答器２０からは、反射波ｆ１が返送され、質問器１０で受信されるようになっている。応答器２０は、受信した主搬送波を情報信号（データ）により、１次変調した副搬送波（サブキャリア）信号で、２次変調し位相変調された反射波ｆ１が質問器１０へ返送されるようになっている。
【００２１】
次に、質問器１０の電気的構成を図２を参照して説明する。図２に示すように、質問器１０には、９００ＭＨｚ、２．４ＧＨｚ、５ＧＨｚ等の周波数の主搬送波を発信する発振回路３０と、発振回路３０で発振された主搬送波の増幅、応答器２０からの反射波の受信を行うフロントエンド部４０と、フロントエンド部４０で受信され、増幅された反射波のホモダイン検波を行うダイレクトコンバージョン回路部５０と、ダイレクトコンバージョン回路部５０回路でホモダイン検波された検波信号からデータ信号を取り出し、パーソナルコンピュータ（ＰＣ）８０に出力する復調回路６０と、ダイレクトコンバージョン回路部５０での高周波増幅の利得を制御するＡＧＣ回路７０とから構成されている。
【００２２】
発振回路３０は、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ）回路３１と、ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）３２と、バッファアンプ３３とから構成されている。また、フロントエンド部４０は、主搬送波の電力増幅を行う電力増幅器４１と、アンテナ４５が送受信する電磁波の所定の帯域のみ通過させるバンドパスフィルター４２と、当該アンテナ４５が受信した電波を高周波増幅する低雑音増幅器（以下、「ＬＮＡ」と称す。）４３と、電力増幅器４１からの出力をアンテナ４５に伝え、また、当該アンテナ４５が受信した電波をＬＮＡ４３に伝えるように出力と入力の分離を行うサーキュレータ４４とが設けられている。
【００２３】
また、ダイレクトコンバージョン回路部５０は、ＬＮＡ４３から送られてくる高周波をホモダイン検波する復調器５２と、ＬＮＡ４３からの入力を制御するゲインコントロール５１とから構成されている。復調器５２は、位相成分Ｉと直交位相成分Ｑの両方を出力する。また、復調回路６０は、フィルター処理によりホッピング周波数に対応したチャンネルに分離する帯域分割フィルタ６１，６２と、ベースバンド増幅器６３，６４と、帯域分割フィルタ６１，６２で分離され、ベースバンド増幅器６３，６４で増幅された副搬送波信号を復調して元の情報信号を生成し、パーソナルコンピュータ８０に出力する復調器６５とから構成されている。また、ＡＧＣ回路７０は、アナログデジタルコンバータ７１と、ゲインコントローラ７２と、デジタルアナログコンバータ７０とから構成されている。
【００２４】
次に、応答器２０の電気的構成を図３を参照して説明する。図３に示すように、応答器２０は、１チップＩＣ２１と、アンテナ２２と、インピーダンス素子とスイッチ素子で構成される変調回路２３とから構成されている。また、１チップＩＣ２１は、副搬送波信号発生回路２４と、ミキサー２６とから構成されている。
【００２５】
次に、図４を参照して、応答器２０の回路の詳細を説明する。図４は、応答器２０の一例の回路図である。図４に示すように、アンテナ２２には、インピーダンス素子としてのコイルＬ１が接続され、コイルＬ１には、抵抗Ｒ２と、スイッチ素子としてのダイオードＤ２とが接続されている。また、抵抗Ｒ２は、１チップＩＣ２１に接続されている。副搬送波で変調された信号は抵抗Ｒ２を通してダイオードＤ２に渡される。
【００２６】
ここで、アンテナ２２としては、インピーダンスが低いものが良く、モノポールアンテナを用いている。これは、インピーダンスが低いアンテナは電流が沢山アンテナに流れるので、反射波が強くなるからである。また、アンテナ２２としては、モノポールアンテナ以外に、ダイポールアンテナ、平面アンテナ、円偏波複合線ループアンテナ、複数並列エレメントアンテナ、誘導性アンテナ、容量性アンテナ、折り曲げモノポールアンテナ等を用いることができる。
【００２７】
また、スイッチ素子としては、上記のダイオードＤ２以外に、図１０に示すようなトランジスタや、図１１に示すような電界効果トランジスタ等を用いることができる。さらに、インピーダンス素子としては、上記のコイルＬ１以外に、図１２に示すコンデンサのような容量性負荷や、図１３に示す線路を用いた分布定数回路、また、図１４に示すように、これらを組み合わせたものを使用することができる。また、インピーダンス素子は、スイッチ素子に対して直列におかれても、並列におかれても良い。
【００２８】
上記のように構成された本実施の形態の応答器２０では、アンテナ２２の入力インピーダンスを「Ｚａ」とし、インピーダンス素子の一例であるコイルＬ１のインピーダンスを「Ｚｌ」、ダイオードＤ２のインピーダンスを電流をダイオードＤ２に流したときのインピーダンスを「Ｚｄ−ｏｎ」、電流をダイオードＤ２に流さないときのインピーダンスを「Ｚｄ−ｏｆｆ」とすると、電流をダイオードＤ２に流したときと流さないときの位相差は、∠（１／（Ｚａ＋Ｚｌ＋Ｚｄ−ｏｎ））−∠（１／（Ｚａ＋Ｚｌ＋Ｚｄ−ｏｆｆ））と表される。従って、この位相差の絶対値は｜∠（１／（Ｚａ＋Ｚｌ＋Ｚｄ−ｏｎ））−∠（１／（Ｚａ＋Ｚｌ＋Ｚｄ−ｏｆｆ））｜と表される。この位相差の絶対値が９０度よりも大きくなるようにコイルＬ１等のインピーダンス素子のインピーダンス及びダイオードスイッチに流す電流を決定する。尚、Ｚａ、Ｚｄ−ｏｎ、Ｚｄ−ｏｆｆが決定すれば、必要となるコイルＬ１のインピーダンス「Ｚｌ」を求めることができ、そのインピーダンス「Ｚｌ」に基づいて、コイルＬ１のインダクタンスを決定して、該当するコイルＬ１（インダクタ）をアンテナ２２に接続すれば良い。尚、従来はＺａは考慮されなかったので、設計値よりは実際の位相変化が小さくなったり不要な振幅変調成分が生じていた。
【００２９】
尚、スイッチ素子であるダイオードＤ２に流す電流量は、ダイオードＤ２に電流が流れていないときのアンテナ２２のインピーダンスとダイオードＤ２のインピーダンスとインピーダンス素子であるコイルＬ１のインピーダンスとの合成インピーダンス「Ｚａ＋Ｚｌ＋Ｚｄ−ｏｆｆ」の絶対値と、電流が流れているときの当該合成インピーダンス「Ｚａ＋Ｚｌ＋Ｚｄ−ｏｎ」の絶対値とが等しくなるように定めている。これによって、振幅変調成分が小さくなり、位相変調復調時に悪い影響を及ぼさない。本実施の形態の応答器２０では、ダイオードＤ２として１ＳＳ３０７を使用し、Ｌ１は、１０ｎＨとし、ダイオードＤ２に流れる電流は１００μＡとなるように抵抗Ｒ２の値を選択している。また、主搬送波の周波数は９１５ＭＨｚ、副搬送波の周波数は３２．７６８ｋＨｚとしている。
【００３０】
また、アンテナ２２のインピーダンスの抵抗成分が、アンテナ２２のインピーダンスとスイッチ素子であるダイオードＤ２のインピーダンスとインピーダンス素子であるコイルＬ１のインピーダンスとの合成インピーダンスのリアクタンス成分の和より小さくなるようにダイオードＤ２の電流を設定した。また、アンテナ２２としては、上記の条件に該当すれば、円偏波複合線ループアンテナや、平面アンテナ、誘導性アンテナ、容量性アンテナ、折り曲げモノポールアンテナ等を用いることができる。また、図１５に示すように、複数のアンテナを並列に並べることによって、入力インピーダンスを小さくしたアンテナを用いることも可能である。
【００３１】
次に、図６乃至図８に示す複素平面を用いてアドミッタンス（Ｙ）の変化を説明する。ここでは、アンテナ２２のインピーダンスをＺａ、コイルＬ１のインピーダンスをＺｌ、ダイオードＤ２のインピーダンスをＺｄとする。従って、合成インピーダンスをＺとすると、「Ｚ＝Ｚａ＋Ｚｌ＋Ｚｄ」となり、アドミッタンスはこの逆数として「Ｙ＝１／Ｚ」と表されることになる。図６乃至図８に示す複素平面では、縦軸Ｉｍが虚軸を表し、横軸Ｒｅが実軸を表す。
【００３２】
図６は、コイルＬ１を設けない場合（Ｌ無しの場合）にダイオードＤ２に流す電流が０μＡの場合、５０μＡの場合、１００μＡの場合、２００μＡの場合のアドミッタンスの値を複素平面にプロットした図であり、図７は、コイルＬ１のインダクタンスＬ＝５．６ｎＨの場合にダイオードＤ２に流す電流が０μＡの場合、５０μＡの場合、１００μＡの場合、２００μＡの場合のアドミッタンスの値を複素平面にプロットした図であり、図７は、コイルＬ１のインダクタンスＬ＝１０ｎＨの場合にダイオードＤ２に流す電流が０μＡの場合、５０μＡの場合、１００μＡの場合、２００μＡの場合のアドミッタンスの値を複素平面にプロットした図である。
【００３３】
図６乃至図８に示す複素平面では、菱形のマークがダイオードＤ２に流す電流が０μＡの場合を示し、四角のマークがダイオードＤ２に流す電流が５０μＡの場合を示し、三角のマークがダイオードＤ２に流す電流が１００μＡの場合を示し、丸のマークがダイオードＤ２に流す電流が２００μＡの場合を示している。また、図６乃至図８に示す複素平面の中心からマークまでの長さが反射波の振幅比を表している。さらに、図６乃至図８に示す複素平面の中心から菱形のマーク（ダイオードＤ２に流す電流が０μＡの場合を示す。）を結ぶ線と、複素平面の中心から各マーク（三角、四角、丸）を結んだ線との間の角度が位相差を表している。従って、複素平面の中心から菱形のマーク結ぶ線と、複素平面の中心から三角のマーク（ダイオードＤ２に流す電流が５０μＡの場合を示す。）結ぶ線とのなす角がダイオードＤ２に流す電流が０μＡの場合と、ダイオードＤ２に流す電流が５０μＡの場合との位相差を示している。また、複素平面の中心から菱形のマーク結ぶ線と、複素平面の中心から四角のマーク（ダイオードＤ２に流す電流が１００μＡの場合を示す。）結ぶ線とのなす角がダイオードＤ２に流す電流が０μＡの場合と、ダイオードＤ２に流す電流が１００μＡの場合との位相差を示している。
【００３４】
即ち、図６に示すように、コイルＬ１を設けない場合（Ｌ無しの場合）にダイオードＤ２に流す電流が０μＡの場合と５０μＡの場合とでは位相差が８８度であり、ダイオードＤ２に流す電流が０μＡの場合と１００μＡの場合とでは、位相差が８３度であり、ダイオードＤ２に流す電流が０μＡの場合と２００μＡの場合とでは、位相差が１０５度である。
【００３５】
また、図７に示すように、コイルＬ１のインダクタンスＬ＝５．６ｎＨの場合には、ダイオードＤ２に流す電流が０μＡの場合と５０μＡの場合とでは位相差が１０７度であり、ダイオードＤ２に流す電流が０μＡの場合と１００μＡの場合とでは、位相差が１１１度であり、ダイオードＤ２に流す電流が０μＡの場合と２００μＡの場合とでは、位相差が１３０度である。
【００３６】
また、図８に示すように、コイルＬ１のインダクタンスＬ＝１０ｎＨの場合には、ダイオードＤ２に流す電流が０μＡの場合と５０μＡの場合とでは位相差が１１５度であり、ダイオードＤ２に流す電流が０μＡの場合と１００μＡの場合とでは、位相差が１２２度であり、ダイオードＤ２に流す電流が０μＡの場合と２００μＡの場合とでは、位相差が１３５度である。
【００３７】
次に、図５を参照して、本実施の形態に於けるアドミッタンスの計算結果から求めた振幅比と位相差とを説明する。図５は、図６から図８に示したアドミッタンスの計算結果の振幅比と位相差をまとめたグラフである。図５に示すグラフでは、コイルＬ１が無い場合、コイルＬ１のインダクタンスが５．６ｎＨの場合、コイルＬ１のインダクタンスが１０ｎＨの場合の各々にダイオードＤ２に流す電流を５０μＡ、１００μＡ、２００μＡとした場合の応答器２０からの反射波の位相差及び振幅比を示している。左側の縦軸が振幅比の値を示しており、棒グラフが計算から求められた振幅比の値を示している。右側の縦軸が位相差（度）を示しており、折れ線グラフが計算から求められた位相差を示している。
【００３８】
図５に示すように、コイルＬ１を設けない場合（Ｌ無しの場合）には、ダイオードＤ２に流す電流が５０μＡの場合には、振幅比は２．２であり、位相差は−８８度（絶対値８８度）であり、ダイオードＤ２に流す電流が１００μＡの場合には、振幅比は３．０であり、位相差は−８３度（絶対値８３度）であり、ダイオードＤ２に流す電流が２００μＡの場合には、振幅比は３．２であり、位相差は−１０５度（絶対値１０５度）である。
【００３９】
また、図５に示すように、コイルＬ１のインダクタンスＬ＝５．６ｎＨの場合には、ダイオードＤ２に流す電流が５０μＡの場合には、振幅比は１．４であり、位相差は−１０７度（絶対値１０７度）であり、ダイオードＤ２に流す電流が１００μＡの場合には、振幅比は１．９であり、位相差は−１１１度（絶対値１１１度）であり、ダイオードＤ２に流す電流が２００μＡの場合には、振幅比は１．７であり、位相差は−１３０度（絶対値１３０度）である。
【００４０】
また、図５に示すように、コイルＬ１のインダクタンスＬ＝１０ｎＨの場合には、ダイオードＤ２に流す電流が５０μＡの場合には、振幅比は０．９であり、位相差は−１１５度（絶対値１１５度）であり、ダイオードＤ２に流す電流が１００μＡの場合には、振幅比は１．１であり、位相差は−１２２度（絶対値１２２度）であり、ダイオードＤ２に流す電流が２００μＡの場合には、振幅比は０．９６であり、位相差は−１３５度（絶対値１３５度）である。
【００４１】
スイッチ素子がＯＮのときとＯＦＦのときの反射波の振幅の差がある場合の位相復調をしたときの検出信号レベルの減少度は、図９で示されるような関係になる。この図は縦軸が振幅の差をスイッチ素子がＯＮのときとＯＦＦのときの比で、横軸が反射波の位相差を示しており、グラフ中にかかれている線が検出レベルの減少度をデシベル（ｄＢ）比で示している。また、（ａ）の図がスイッチ素子がＯＮのときの振幅がＯＦＦのときの振幅に比べ大きい場合、（ｂ）の図がスイッチ素子がＯＮのときの振幅がＯＦＦのときの振幅に比べ小さい場合を示しており、何れの図もスイッチ素子がＯＦＦのときの位相が進んでいる場合についての計算結果である。このグラフから判るように、振幅比が１に近く差が小さい場合で位相差が９０度（０。５πラジアン）以上ある場合、検出信号レベルの減少度が−６ｄＢ程度に抑えられることが判る。さらに、位相差が９０度以上になると検出信号レベルが急激に減少する。
【００４２】
よって、質問器１０で位相復調するときは、前記反射波の振幅比が「１」に近い方が良い。また、変調度を大きくするためには、位相差が大きい方が良いので、インピーダンス素子であるコイルＬ１の無い場合に比べて、コイルＬ１のインダクタンスＬ＝５．６ｎＨとした場合の方が、振幅比は１に近づき、位相差も大きくなっている。また、コイルＬ１のインダクタンスＬ＝１０ｎＨとした場合は、コイルＬ１のインダクタンスＬ＝５．６ｎＨとした場合よりも、振幅比はより１に近づき、位相差もさらに大きくなっているので、理想的である。
【００４３】
以上説明したように、本実施の形態の通信システム１では、応答器２０のアンテナ２２のインピーダンスと、ダイオードＤ２のインピーダンスを考慮して、付加インピーダンス素子であるコイルＬ１のインダクタンスを決定して、アンテナ２２基部に付加インピーダンス素子であるコイルＬ１を付加しているので、アンテナ２２基部に付加インピーダンス素子であるコイルＬ１を付加しない場合に比べて位相変化を大きくすることができ、振幅変化を小さくすることができる。従って、回路を簡素化できる。また、反射波の変調度を大きくすることができ、安定した通信ができる。
【００４４】
【発明の効果】
以上、説明したことから明らかなように、請求項１に記載の通信システムの応答器では、質問器から主搬送波を送信して、当該主搬送波をアンテナにて受信した応答器が、当該アンテナに接続された回路の当該アンテナから見たインピーダンスを変化させることにより当該主搬送波に対して所定の変調を行った反射波として前記質問器に返信する通信システムの応答器であって、前記回路として前記アンテナが受信した前記主搬送波を変調するためのスイッチ素子と、前記スイッチ素子に接続されたインピーダンス素子とを備え、前記インピーダンス素子のインピーダンスを、前記スイッチ素子をＯＮにしたときと、ＯＦＦにしたときとで、当該主搬送波の周波数における前記アンテナの入力インピーダンスと前記回路のインピーダンスの合成インピーダンスの位相差を所定の値にすることで、前記スイッチ素子をＯＮにしたときと、ＯＦＦにしたときとの、前記反射波の位相変化量を決めることができ、変調度を深くして安定した通信を行える。
【００４５】
また、請求項２に記載の通信システムの応答器は、請求項１に記載の発明の効果に加えて、主搬送波の周波数における前記アンテナのインピーダンスと前記回路のインピーダンスとの合成インピーダンスの絶対値が、スイッチ素子をＯＮにしたときとＯＦＦにしたときので等しくになるように前記スイッチ素子に流す電流量を定めることで、スイッチ素子をＯＮにしたときとＯＦＦにしたときとの前記反射波の振幅変調成分を小さくすることができ、復調時の振幅変調成分による検出信号レベルの減少を抑えて安定した通信を行える。
【００４６】
また、請求項３に記載の通信システムの応答器は、請求項１又は２に記載の発明の効果に加えて、応答器のアンテナのインピーダンスの抵抗成分が、前記アンテナのインピーダンスと前記回路のインピーダンスとの合成インピーダンスのリアクタンス成分より小さくしているので、反射波の変調度を深くすることが可能になり、安定した通信を可能にする。
【００４７】
また、請求項４に記載の通信システムの応答器は、請求項１乃至３に記載の発明の効果に加えて、スイッチ素子をＯＮにしたときと、ＯＦＦにしたときとで、主搬送波の周波数における前記アンテナのインピーダンスと前記回路のインピーダンスの合成インピーダンスの位相差が９０度以上になるように前記インピーダンス素子を定めており、このとき反射波の位相変化量も９０度以上となり、変調度が深い安定した通信が行える。
【００４８】
また、請求項５に記載の通信システムの応答器は、請求項１乃至３に記載の発明の効果に加えて、スイッチ素子をＯＮにしたときと、ＯＦＦにしたときとで、主搬送波の周波数における前記アンテナのインピーダンスと前記回路のインピーダンスの合成インピーダンスの位相差が最大になるように前記インピーダンス素子を定めており、このとき反射波の位相変化量も最大となり、変調度が深い安定した通信が行える。
【００４９】
また、請求項６に記載の通信システムの応答器は、請求項１乃至３に記載の発明の効果に加えて、ダイオードに電流を流したときと、電流を流さないときとの、主搬送波の周波数における前記アンテナのインピーダンスと前記回路のインピーダンスの合成インピーダンスの位相差が９０度以上になるように前記インピーダンス素子及び前記ダイオードに流す電流を定めており、このとき反射波の位相変化量も９０度以上となり、変調度が深い安定した通信が行える。
【００５０】
また、請求項７に記載の通信システムの応答器は、請求項１乃至３に記載の発明の効果に加えて、ダイオードに電流を流したときと、電流を流さないときとの、主搬送波の周波数における前記アンテナのインピーダンスと前記回路のインピーダンスの合成インピーダンスの位相差が最大になるように前記インピーダンス素子及び前記ダイオードに流す電流を定めており、このとき反射波の位相変化量も最大となり、変調度が深い安定した通信が行える。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、通信システム１の構成の一例を示す図である。
【図２】図２は、質問器１０のブロック図である。
【図３】図３は、応答器２０のブロック図である。
【図４】図４は、応答器２０の回路図である。
【図５】図５は、応答器２０のアドミッタンスの変化を示すグラフである。
【図６】図６は、コイル１がない場合の応答器２０のアドミッタンスの変化を複素平面に記した図である。
【図７】図７は、コイル１を５．６ｎＨとした場合の応答器２０のアドミッタンスの変化を複素平面に記した図である。
【図８】図８は、コイル１を１０ｎＨとした場合の応答器２０のアドミッタンスの変化を複素平面に記した図である。
【図９】図９（ａ）は、スイッチ素子がＯＮのときの反射波の振幅比と位相差の関係を示すグラフであり、図９（ｂ）は、スイッチ素子がＯＦＦのときの反射波の振幅比と位相差の関係を示すグラフである。
【図１０】図１０は、応答器２０のスイッチ素子にトランジスタを用いた例を示す回路図である。
【図１１】図１１は、応答器２０のスイッチ素子に電界効果トランジスタを用いた例を示す回路図である。
【図１２】図１２は、応答器２０において、スイッチ素子としてダイオード、インピーダンス素子をコンデンサとし、スイッチ素子とインピーダンス素子を並列に配置した場合の回路図である。
【図１３】図１３は、応答器２０において、スイッチ素子としてダイオード、インピーダンス素子をスタブ（線路）を用いた場合の回路図である。
【図１４】図１４は、応答器２０において、スイッチ素子としてダイオードを用い、インピーダンス素子として、スイッチ素子に対しコイルを直列にコンデンサを並列に使用した場合の回路図である。
【図１５】図１５は、応答器２０において、スイッチ素子としてダイオードを用い、インピーダンス素子として、コイル用いアンテナを２本並列に配置した場合の回路図である。
【符号の説明】
１ 通信システム
１０ 質問器
２０ 応答器
２１ １チップＩＣ
２２ アンテナ
２３ 変調回路
２４ 副搬送波信号発生回路
２５ データ入力部
３０ 発振回路
４０ フロントエンド部
５０ ダイレクトコンバージョン回路部
６０ 復調回路
Ｄ２ ダイオード
Ｒ２ 抵抗
Ｌ１ コイル
Claims (7)
- 質問器から主搬送波を送信して、当該主搬送波をアンテナにて受信した応答器が、当該アンテナに接続された回路の当該アンテナから見たインピーダンスを変化させることにより当該主搬送波に対して所定の変調を行って反射波として前記質問器に返信する通信システムの応答器であって、
前記回路として、
前記アンテナが受信した前記主搬送波を変調するためのスイッチ素子と、
前記スイッチ素子に接続されたインピーダンス素子とを備え、
前記スイッチ素子をＯＮにしたときと、ＯＦＦにしたときとで、当該主搬送波の周波数における前記アンテナの入力インピーダンスと前記回路のインピーダンスとの合成インピーダンスの位相差が所定の値になるように、前記インピーダンス素子のインピーダンスが定められたことを特徴とする通信システムの応答器。 - 当該主搬送波の周波数における前記アンテナの入力インピーダンスと前記回路のインピーダンスとの合成インピーダンスの絶対値が、スイッチ素子をＯＮにしたときとＯＦＦにしたときで等しくなるように前記スイッチ素子に流す電流量が定められたことを特徴とする請求項１に記載の通信システムの応答器。
- 前記アンテナのインピーダンスの抵抗成分が、当該主搬送波の周波数における前記アンテナのインピーダンスと前記回路のインピーダンスとの合成インピーダンスのリアクタンス成分より小さいことを特徴とする請求項１又は２に記載の通信システムの応答器。
- 前記インピーダンス素子のインピーダンスは、前記スイッチ素子をＯＮにしたときと、ＯＦＦにしたときとで、当該主搬送波の周波数における前記アンテナの入力インピーダンスと前記回路のインピーダンスとの合成インピーダンスの位相差が９０度以上になるように定められたことを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載の通信システムの応答器。
- 前記インピーダンス素子のインピーダンスは、前記スイッチ素子をＯＮにしたときと、ＯＦＦにしたときとで、当該主搬送波の周波数における前記アンテナの入力インピーダンスと前記回路のインピーダンスとの合成インピーダンスの位相差が最大になるように定められたことを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載の通信システムの応答器。
- 前記スイッチ素子としてダイオードを用い、当該ダイオードに電流を流したときと、電流を流さないときとの、当該主搬送波の周波数における前記アンテナの入力インピーダンスと前記回路のインピーダンスとの合成インピーダンスの位相差が９０度以上となるように前記インピーダンス素子及び前記ダイオードに流す電流が定められたことを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載の通信システムの応答器。
- 前記スイッチ素子としてダイオードを用い、当該ダイオードに電流を流したときと、電流を流さないときとの、当該主搬送波の周波数における前記アンテナの入力インピーダンスと前記回路のインピーダンスの合成インピーダンスの位相差が最大となるように前記インピーダンス素子及び前記ダイオードに流す電流が定められたことを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載の通信システムの応答器。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002238430A JP3956799B2 (ja) | 2002-08-19 | 2002-08-19 | 通信システムの応答器 |
| PCT/JP2003/010400 WO2004025851A1 (ja) | 2002-08-19 | 2003-08-18 | 通信システムの応答器 |
| EP03795225.6A EP1542371B1 (en) | 2002-08-19 | 2003-08-18 | Communication system response device |
| AU2003257855A AU2003257855A1 (en) | 2002-08-19 | 2003-08-18 | Communication system response device |
| US11/032,197 US7528699B2 (en) | 2002-08-19 | 2005-01-11 | Transponder in communication system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002238430A JP3956799B2 (ja) | 2002-08-19 | 2002-08-19 | 通信システムの応答器 |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004080429A true JP2004080429A (ja) | 2004-03-11 |
| JP2004080429A5 JP2004080429A5 (ja) | 2005-09-15 |
| JP3956799B2 JP3956799B2 (ja) | 2007-08-08 |
Family
ID=31986207
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002238430A Expired - Lifetime JP3956799B2 (ja) | 2002-08-19 | 2002-08-19 | 通信システムの応答器 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7528699B2 (ja) |
| EP (1) | EP1542371B1 (ja) |
| JP (1) | JP3956799B2 (ja) |
| AU (1) | AU2003257855A1 (ja) |
| WO (1) | WO2004025851A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010505358A (ja) | 2006-09-29 | 2010-02-18 | センサーマティック・エレクトロニクス・コーポレーション | 無線周波識別高速タグ応答方法及びそのシステム |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9489813B1 (en) | 2006-09-22 | 2016-11-08 | Michael L. Beigel | System for location in environment and identification tag |
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| US8115637B2 (en) * | 2008-06-03 | 2012-02-14 | Micron Technology, Inc. | Systems and methods to selectively connect antennas to receive and backscatter radio frequency signals |
| CN104935287B (zh) * | 2015-06-26 | 2018-01-30 | 英特尔公司 | 射频接收器及其电感耦合单端输入差分输出低噪声放大器 |
| SE540981C2 (en) * | 2017-06-29 | 2019-02-12 | Recco Invest Ab | A harmonic radar reflector |
Family Cites Families (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2705076B2 (ja) | 1988-01-14 | 1998-01-26 | ソニー株式会社 | 反射型送信装置 |
| US5701121A (en) * | 1988-04-11 | 1997-12-23 | Uniscan Ltd. | Transducer and interrogator device |
| JP2628892B2 (ja) | 1988-07-29 | 1997-07-09 | シャープ株式会社 | マイクロ波変調器及び移動体識別システム |
| ATE140800T1 (de) | 1989-02-17 | 1996-08-15 | Integrated Silicon Design Pty | Transpondersystem |
| JPH03221890A (ja) | 1990-01-26 | 1991-09-30 | Matsushita Electric Works Ltd | 送受信回路 |
| JPH0720238A (ja) | 1993-06-21 | 1995-01-24 | Yokogawa Electric Corp | 移動体識別装置 |
| JP3433987B2 (ja) * | 1993-10-29 | 2003-08-04 | シャープ株式会社 | データ通信システムおよび質問装置 |
| JPH0894745A (ja) * | 1994-09-22 | 1996-04-12 | Toppan Printing Co Ltd | 移動体識別装置の応答器 |
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| US6054925A (en) * | 1997-08-27 | 2000-04-25 | Data Investments Limited | High impedance transponder with improved backscatter modulator for electronic identification system |
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| EP1758046A1 (en) * | 2000-06-12 | 2007-02-28 | BTG International Limited | Sideband diversity reader for electronic identification system |
-
2002
- 2002-08-19 JP JP2002238430A patent/JP3956799B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
2003
- 2003-08-18 WO PCT/JP2003/010400 patent/WO2004025851A1/ja active Application Filing
- 2003-08-18 AU AU2003257855A patent/AU2003257855A1/en not_active Abandoned
- 2003-08-18 EP EP03795225.6A patent/EP1542371B1/en not_active Expired - Lifetime
-
2005
- 2005-01-11 US US11/032,197 patent/US7528699B2/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010505358A (ja) | 2006-09-29 | 2010-02-18 | センサーマティック・エレクトロニクス・コーポレーション | 無線周波識別高速タグ応答方法及びそのシステム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3956799B2 (ja) | 2007-08-08 |
| US7528699B2 (en) | 2009-05-05 |
| EP1542371A1 (en) | 2005-06-15 |
| US20050134434A1 (en) | 2005-06-23 |
| EP1542371B1 (en) | 2019-04-10 |
| WO2004025851A1 (ja) | 2004-03-25 |
| EP1542371A4 (en) | 2009-07-01 |
| AU2003257855A1 (en) | 2004-04-30 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050328 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050328 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070123 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070314 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20070417 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20070430 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 3956799 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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