JP2004072909A

JP2004072909A - 永久磁石電動機の制御装置

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Publication number: JP2004072909A
Application number: JP2002229574A
Authority: JP
Inventors: Masanori Murakami; 村上　正憲
Original assignee: Fujitsu General Ltd
Current assignee: Fujitsu General Ltd
Priority date: 2002-08-07
Filing date: 2002-08-07
Publication date: 2004-03-04

Abstract

【課題】永久磁石電動機の制御装置において、ロータの位置検出に不必要な信号を除去して、広い運転範囲での位置検出の高精度化を図る。
【解決手段】永久磁石電動機３のステータの巻線と並列に接続した抵抗Ｒによって仮想中性点電圧を得、ステータの巻線の中性点電圧（モータ中性点電圧）と仮想中性点電圧との差電圧をバンドパスフィルタ１０に通し、位置検出にのみ必要な信号を得る。そして、バンドパスフィルタ１０を通った差電圧の信号を増幅回路６、コンパレータ回路７で所定レベルとして位置検出信号とし、これを制御回路８に入力してロータ位置を検出し、ステータ巻線の通電を切り替える。
【選択図】　　図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、空気調和機のコンプレッサ駆動などに用いられる永久磁石電動機の制御装置に関し、さらに詳しく言えば、位置センサを用いずにロータ位置を検出する永久磁石電動機の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
永久磁石電動機を制御するにあたって、特に空気調和機などの分野では、直流電圧を電力変換手段（例えばインバータ手段）で任意の交流電圧に変換してモータに印加するようにしている。その制御装置の一例を図１４により説明すると、直流電源１による直流電圧を電力変換回路２に供給し、その電力変換回路２によって三相の交流電圧に変換して永久磁石電動機３に印加する。
【０００３】
この場合、ロータの位置を検出してステータの巻線電流を制御し、１８０度正弦波駆動でモータを駆動する。
【０００４】
この方式においては、モータ巻線のステータ結線の中性点電圧（モータ中性点電圧）と、このステータ結線に並列に接続したスター結線の抵抗Ｒからなる抵抗回路４による仮想中性点電圧との差電圧をローパスフィルタ５に通して低周波数領域（３次高調波成分などを含む）の信号を得る。
【０００５】
ローパスフィルタ５の出力信号が増幅回路６で所定レベルに調整され、しかる後、コンパレータ回路７でゼロクロス点の信号が位置検出信号とされる。したがって、モータ中性点電圧と仮想中性点電圧との差電圧（つまりロータの位置検出信号）がコンパレータ回路７から出力され、その位置検出信号はローパスフィルタ５によってノイズ（特にＰＷＭ波形信号による雑音など）が除去されたものとなる。
【０００６】
そして、制御回路（マイクロコンピュータ）８に入力される。制御回路８は、その位置検出信号に基づいてロータ位置を推定して、電力変換回路２の駆動信号をドライバ回路９に出力し、ステータ巻線の通電を切り替えてモータを運転する。
【０００７】
このように、位置センサなどのハードウェア回路を必要としないことから、ハード的コストが安価に済み、また、位置センサなどが使用できない機器などに適用することができる。
【０００８】
上記永久磁石電動機の制御方法においては、位置検出信号（差電圧）に含まれいる永久磁石の３次高調波を利用してロータ位置を推定するのであるが、実際には、モータ巻線のインダクタンスの非線形による高調波が発生するため、電流に依存する差電圧は３次、９次、１５次波形などを含むことになる。したがって、上述したローパスフィルタ５によって次数の低い高調波（３次）を得て、ロータ位置を推定するようにしている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、モータ電流が大きい場合、あるいはその電流が急激に変化する場合、もしくはインダクタンスが大きい場合、ローパスフィルタ５を用いた位置検出回路では、インダクタンスによる高調波成分が大きく、永久磁石の３次高調波がその高調波成分に対して相対的に小さくなることから、ロータ位置検出が難しく、誤った位置検出がなされることがある。
【００１０】
また、上記差電圧が中性点の引き出し線に誘起される電圧を用いていることから、この差電圧は実際に３次、９次、１５次波形以外にも基本波成分を含むことになり、この基本波成分は３次波形よりも低いため、ローパスフィルタ５によって除去されない。したがって、その基本波がロータ位置の検出精度を悪くする要因ともなる。
【００１１】
したがって、本発明の課題は、ロータ位置検出に悪影響を与える不必要な信号を確実に除去して、広い運転範囲での位置検出の高精度化を図ることにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、本発明は、永久磁石電動機が備えるステータの巻線と並列に接続した抵抗によって仮想中性点電圧を得るとともに、上記仮想中性点電圧と上記ステータ巻線の中性点電圧（モータ中性点電圧）との差電圧によりロータ位置を推定して上記永久磁石電動機の通電を切り替える永久磁石電動機の制御装置において、上記仮想中性点電圧とモータ中性点電圧との差電圧を検出した後にバンドパスフィルタに通し、このバンドパスフィルタを通った差電圧の信号によりロータ位置を推定するようにしたことを特徴としている。
【００１３】
図６ないし図８に示すように、本発明の永久磁石電動機の制御装置は、上記仮想中性点電圧とモータ中性点電圧の間に抵抗およびコンデンサあるいはコンデンサのみを介在させて、同仮想中性点電圧とモータ中性点電圧との差電圧を検出し、この差電圧の信号をインピーダンス変換してバンドパスフィルタに通し、このバンドパスフィルタを通った差電圧の信号によりロータ位置を推定するようにしており、これも本発明の特徴に含まれる。
【００１４】
上記バンドパスフィルタは、高次の多重帰還型の回路構成としてなり、その回路を構成するコンデンサをともに同じ静電容量とし、その回路の抵抗によって所定周波数特性を有するようにするとよい。これにより、バンドパスフィルタが例えば図２に示す既存の回路構成でされ、所望の周波数特性を有するフィルタが得られる。
【００１５】
また、本発明の永久磁石電動機の制御装置は、上記仮想中性点電圧とモータ中性点電圧との差電圧を検出した後にローパスフィルタおよびハイパスフィルタを組み合わせたフィルタに通し、このフィルタを通った差電圧の信号によりロータ位置を推定するようにしたことを特徴としている。
【００１６】
上記ローパスフィルタおよびハイパスフィルタは、高次の多重帰還型帯域通過フィルタあるいはＶＣＶＳ（電圧制御源）型フィルタの回路構成としてなり、その回路を構成するコンデンサをそれぞれともに同じ静電容量とし、その回路を構成する抵抗によって所定周波数特性を有するようにするとよい。これにより、ローパスフィルタが例えば図４に示す既存の回路構成でされ、またハイパスフィルタが例えば図５に示す既存の回路構成でされ、それぞれ周波数特性が所望に設定できる。
【００１７】
上記高次のバンドパスフィルタあるいはローパスフィルタおよびハイパスフィルタは、永久磁石電動機のステータ巻線に誘起電圧に含まれている少なくとも３次高調波成分を通す帯域にすることにより、ロータ位置検出にのみ必要な信号が得られ、位置検出が最適に行われる。
【００１８】
上記バンドパスフィルタあるいはローパスフィルタおよびハイパスフィルタを組み合わせたフィルタを通して得た差電圧の信号は、増幅回路で所定のレベルに調整されるようにし、その増幅回路は固定ゲインとし、あるいはゲイン調整機能を付加するとよい。これにより、差電圧の信号が適切なレベルとなり、また例えば図９に示す回路構成により負荷などにかかわらず、常にその差電圧の信号が適切なレベルとなり、つまりロータ位置検出が適切に行われる。
【００１９】
上記バンドパスフィルタあるいはローパスフィルタもしくはハイパスフィルタに所定のゲイン調整機能を備えさせることにより、そのバンドパスフィルタあるいはハイパスフィルタの後段の増幅回路を省略することができ、これにより、コスト低下が図られる。
【００２０】
上記バンドパスフィルタあるいはローパスフィルタもしくはハイパスフィルタは、それらの周波数特性を可変するために当該フィルタ回路を構成する抵抗値を可変する可変手段を備え、運転状態や負荷状態に応じて周波数特性を可変にすることが好ましい。
【００２１】
例えば、図１０に示すバンドパスフィルタ回路６０において、運転状態や負荷状態に応じて複数のスイッチ手段６０ｂをオンあるいはオフとすることにより、複数の抵抗６０ａの合成抵抗値の大きさが可変し、そのフィルタ周波数特性が可変される。
【００２２】
また、図１１に示すローパスフィルタ回路７０や図１２に示すハイパスフィルタ回路８０についても、バンドパスフィルタ回路６０と同じく周波数特性が当該運転状態や負荷状態に応じて可変される。
【００２３】
上記バンドパスフィルタあるいはローパスフィルタおよびハイパスフィルタを組み合わせたフィルタを通った差電圧の信号によりロータ位置を検出する際、その位置検出位相を所定の位相補正値で補正し、この補正した位置検出をもとにしてステータ巻線の通電を切り替えることが好ましい。
【００２４】
上記位相補正値は、モータ電流あるいはモータ運転状態ごとに各回転数に応じて設定された値（例えば表１のテーブル）としてメモリに記憶されるか、あるいはそのモータ電流と回転数を変数とする近似式を用いて算出するとよい。
【００２５】
これにより、上記位相補正を行う制御回路のマイクロコンピュータの動作負担が大きくならず、安価なマイクロコンピュータ（比較的的遅い動作のＣＰＵ）で済ませられる。また、モータ電流を用いず、モータ運転状態を用いることにより、電流検出回路の分低コスト化が図られる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施形態を図１ないし図１３を参照して詳しく説明する。なお、図中、図１４と同一部分には同一符号を付して重複説明を省略する。
【００２７】
図１に示すように、本発明の第１実施形態に係る制御装置は、図１４のローパスフィルタ５に代えてバンドパスフィルタ（ＢＰＦ；帯域通過フィルタ）１０を備えており、仮想中性点電圧とモータ中性点電圧の差電圧をＢＰＦ１０に通して位置検出に不必要な信号（高次高調波および基本波）を除去し、必要な信号成分のみを検出した後に増幅し、コンパレータでデジタル信号の位置検出信号を得ている。
【００２８】
図２に示すように、ＢＰＦ１０は、単一増幅器で実現するためにオペアンプ１０ａ、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３および同一静電容量のコンデンサＣ１，Ｃ２からなり、２次の多重帰還型帯域通過フィルタとして構成されている。
【００２９】
例えば、帯域通過利得Ｈｏ、回路利得Ｑ、中心周波数ωｏ＝２πｆが与えられると、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３は、Ｒ１＝Ｑ／（Ｈｏ・ωｏ・Ｃ）、Ｒ２＝Ｑ／（２・（Ｑの２乗）−Ｈｏ）・ωｏ・Ｃ）、Ｒ３＝２・Ｑ／ωｏ・Ｃで決められる。その通過帯域は、少なくとも３次高調波（基本波の３倍の高調波）付近の周波数帯域であり、３次高調波よりも低い周波数をカットし、また、３次高調波よりも高い周波数をカットする。
【００３０】
このＢＰＦ１０を用いることにより、仮想中性点電圧とモータ中性点電圧との電圧差の信号は３次高調波より高い領域の信号などが除去され、それよりも低い領域の信号などが除去されたものとなり、少なくとも必要とする３次高調波を含む信号とされる。したがって、位置検出の精度が向上し、広い運転範囲での位置検出が可能となる。
【００３１】
また、ＢＰＦ１０の回路構成が１つのオペアンプ１０ａ、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３およびコンデンサＣ１，Ｃ２で済むことから、位置検出回路の低コスト化が図れる。なお、例えばモータインダクタンスが小さく、位置検出に必要なゲインが固定でよい場合には、あらかじめそのゲインを考慮してＢＰＦ１０を設計すれば、後段の増幅回路６を省略し、低コスト化を図ることもできる。
【００３２】
また、コンデンサＣ１，Ｃ２を同じ静電容量にすることにより、部品の共通化によってコストが下げられる。なお、周波数特性は、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３によって調整できる。
【００３３】
図３ないし図５は、本発明の第２実施形態に係る制御装置を示す概略的なブロック線図である。なお、図中、図１と同一部分には同一符号を付して重複説明を省略する。
【００３４】
図３において、この制御装置においては、上記第１実施形態のＢＰＦ１０に代えて、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２０およびハイパスフィルタ（ＨＰＦ）２１を用い、このＬＰＦ２０およびＨＰＦ２１は、それぞれＢＰＦ１０の通過帯域を含む回路構成とする。
【００３５】
図４に示すように、ＬＰＦ２０は、非反転オペアンプ２０ａ，２０ｂ、抵抗Ｒ４，Ｒ５およびコンデンサＣ３，Ｃ４を含む公知の２次のＶＣＶＳ（電圧制御源）型フィルタからなる。また、ＨＰＦ２１も、図５に示すように、非反転オペアンプ２１ａ、抵抗Ｒ６，Ｒ７およびコンデンサＣ５，Ｃ６，Ｃ７を含む公知の２次の多重帰還型フィルタからなる。
【００３６】
ＬＰＦ２０およびＨＰＦ２１は、上記第１実施形態のＢＰＦ１０と同じ機能となるように、各抵抗Ｒ４，Ｒ５およびＣ３，Ｃ４を決定し、また、各抵抗Ｒ６，Ｒ７およびコンデンサＣ５，Ｃ６，Ｃ７を決定する。
【００３７】
この決定に際し、高領域のカットについては当然従来のローパスフィルタ５と同じとし、低領域のカットについては少なくとも３次高調波（基本波の３倍の高調波）よりも低い周波数とすることを考慮する。
【００３８】
なお、この第２実施形態においても、例えばモータインダクタンスが小さく、位置検出に必要なゲインが固定でよい場合には、あらかじめそのゲインを考慮してＬＰＦ２０、ＨＰＬ２１を設計すれば、後段の増幅回路６を省略てせき、低コスト化を図ることもできる。
【００３９】
また、抵抗Ｒ４，Ｒ５、抵抗Ｒ６，Ｒ７によって周波数特性を調整することができるため、コンデンサＣ３，Ｃ４、コンデンサＣ５，Ｃ６，Ｃ７をそれぞれ同じ静電容量としてもよく、そうすることにより、部品の共通化によってコストが下げられる。
【００４０】
図６および図７は、本発明の第３実施形態に係る制御装置を示す概略的なブロック線図である。なお、図中、図１と同一部分には同一符号を付して重複説明を省略する。
【００４１】
図６に示すように、この制御装置は、仮想中性点とモータ中性点とが入力され、モータの通電切り替えによるサージ電圧を抑制した差電圧を得るためのサージ電圧抑制回路３０と、このサージ電圧抑制部３０からの差電圧信号をＢＰＦ１０に入力可能とするためのインピーダンス変換部３１とを備えている。
【００４２】
図７に示すように、サージ電圧抑制部３０は、仮想中性点とモータ中性点との間に接続される抵抗３０ａおよびコンデンサ３０ｂの直列回路よりなる。この場合、仮想中性点電圧側に抵抗３０ａが接続され、モータ中性点電圧側に所定静電容量のコンデンサ３０ｂが接続される。
【００４３】
インピーダンス変換部３１は、オペンアンプを用いたボルテージフォロワ回路であり、サージ電圧抑制部３０からの差電圧の信号を低インピーダンスとし、ＢＰＦ１０に入力する。
【００４４】
これにより、モータの通電切り替え時に瞬間的な過電圧（サージ電圧など）が発生しても、その過電圧がコンデンサ３０ｂによって低減され、また、ＢＰＦ１０の入力信号が低インピーダンスとされるため、ＢＰＦ１０への悪影響が抑えられる。
【００４５】
図８は、上記第３の実施形態の変形例で、制御装置のサージ電圧制御部を示す概略的な回路図である。なお、図中、図７と同一部分には同一符号を付して重複説明を省略する。
【００４６】
図８において、この変形例に係るサージ電圧抑制部４０は、仮想中性点とモータ中性点との間にコンデンサ４０ｃのみを挿入し、モータ中性点電圧を所定容量のコンデンサ４０ｃに接続してなる。これにより、抵抗３０ａ分だけコスト低下が望める。
【００４７】
図９は、本発明の第４実施形態に係る制御装置の概略的な部分回路構成図である。この制御装置においては、上記実施形態で説明した固定ゲインの増幅回路６に代えて、フィルタ（ＢＰＦ１０あるいはＨＰＦ２１）の出力ゲインを調整するゲイン調整回路５０と、ゲイン調整回路５０を制御してフィルタの出力信号のゲインを可変とするマイクロコンピュータ５１とを備えている。
【００４８】
ゲイン調整回路５０は、オペアンプ５０ａを用いた一般的な非反転増幅回路であり、反転入力側抵抗５０ｂと、その負帰還抵抗としての抵抗５０ｃおよびスイッチ手段５０ｄの直列回路を複数個並列に接続した抵抗回路とを備えてなる。また、スイッチ手段５０ｄはアナログスイッチやトランジスタなどであってよく、マイクロコンピュータ５１からの制御信号によりオン、オフする。この場合、非反転増幅回路のゲインＧは抵抗回路の抵抗値（負帰還抵抗の値）により決定される。
【００４９】
したがって、スイッチ手段５０ｄのオン数あるいはオフ数により、ゲイン調整回路５０のゲインＧを変えることができる。特に、空気調和機のコンプレッサなどのモータに適用する場合、その運転周波数、またはモータ負荷トルクに応じてそのゲインを可変するとよい。これにより、運転周波数が高範囲に渡る場合でも、モータ位置検出が適切に行われる。
【００５０】
図１０は、本発明の第５実施形態に係る制御装置の概略的な部分回路構成図である。なお、図中、図２と同一部分には同一符号を付して重複説明を省略するが、この制御装置は、上記ＢＰＦ１０に代えて、周波数特性の可変機能を付加したバンドパスフィルタ回路６０を備えている。
【００５１】
バンドパスフィルタ回路６０は、上記ＢＰＦ１０を構成する抵抗Ｒ２に代えて、抵抗６０ａおよびスイッチ手段６０ｂを直列に接続し、これを複数個並列に接続した抵抗回路を用いてなる。また、スイッチ手段６０ｂはアナログスイッチやトランジスタなどであり、マイクロコンピュータ６１からの制御信号によりオン、オフする。
【００５２】
この場合においても、スイッチ手段６０ｂのオン数あるいはオフ数により、抵抗回路の合成抵抗値の大きさが可変するため、バンドパスフィルタ回路６０のフィルタ周波数特性が変化する。
【００５３】
図１１は、本発明の第６実施形態に係る制御装置の概略的な部分回路構成図である。この制御装置は、上記ＬＰＦおよびＨＰＦを組合わせた実施形態のＬＰＦ２０に代えて、周波数特性の可変機能を付加したローパスフィルタ回路７０を備えている。
【００５４】
このローパスフィルタ回路７０は、上記ＬＰＦ２０を構成する抵抗Ｒ４，Ｒ５に代えて、抵抗７０ａおよびスイッチ手段７０ｂを直列に接続し、これを複数個並列に接続した抵抗回路と、抵抗７０ｃおよびスイッチ手段７０ｄを直列に接続し、これを複数個並列に接続した抵抗回路とを用いてなる。
【００５５】
また、スイッチ手段７０ｂ，７０ｄは、アナログスイッチやトランジスタスイッチなどであってよく、マイクロコンピュータ７１からの制御信号によりオン、オフする。この場合においても、スイッチ手段７０ｂ，７０ｄのオン数あるいはオフ数により、それら抵抗回路の合成抵抗値の大きさが可変し、そのローパスフィルタ回路７０のフィルタ周波数特性が変化する。
【００５６】
図１２は、本発明の第７実施形態に係る制御装置の概略的な部分回路構成図である。この制御装置は、上述した実施形態のＬＰＦおよびＨＰＦを組合わせたフィルタのＨＰＦ２１に代えて、周波数特性の可変機能を付加したハイパスフィルタ回路８０を備えている。
【００５７】
このローパスフィルタ回路８０は、上記ＨＰＦ２１を構成する抵抗Ｒ６，Ｒ７に代えて、抵抗８０ａおよびスイッチ手段８０ｂを直列に接続し、これを複数個並列に接続した抵抗回路と、抵抗８０ｃおよびスイッチ手段８０ｄを直列に接続し、これを複数個並列に接続した抵抗回路とを用いてなる。また、スイッチ手段８０ｂ，８０ｄは、アナログスイッチやトランジスタスイッチなどであってよく、マイクロコンピュータ８１からの制御信号によりオン、オフする。
【００５８】
この場合においても、スイッチ手段８０ｂ，８０ｄのオン数あるいはオフ数により、それら抵抗回路の合成抵抗値の大きさが可変し、そのローパスフィルタ回路８０のフィルタ周波数特性が変化する。
【００５９】
上記第５実施形態あるいは第６実施形態もしくは第７実施形態においては、運転周波数や負荷トルクに応じた周波数特性が得られることから、特に空気調和機などの広い運転範囲に適用することができる。
【００６０】
なお、上述した位置検出方式によると、位置検出信号は３次高調波成分が基本となるが、位相がずれていることから、その位相を補正する必要がある。本発明において、その位相の補正値は、下記表１に示すように、予め運転状態ごとにモータ回転数に応じて設定してテーブル形式でメモリに記憶されている。
【００６１】
【表１】

【００６２】
表１において、運転モードとは、例えば空気調和機に適用した場合リモコンからの指示であり、運転冷房運転、暖房運転、除湿運転や送風運転などをいう。なお、上記位相補正値は、上述した実施形態のマイクロコンピュータ８，５１，６１，７１，８１の内部メモリに記憶すればよい。
【００６３】
これにより、モータ電流を検出しなくともよく、低コストが図れる。また、この位相補正値はモータ電流とモータ回転数により設定してメモリに記憶するようにしてもよい。
【００６４】
さらに、上記位相の補正値は、電流、回転数を変数とする近似式を予め得ておき、その都度近似式を用いて求めるようにしてもよい。この場合、近似式を用いることにより、マイクロコンピュータの計算負担が軽くて済み、マイクロコンピュータが安価なものでよい。
【００６５】
ここで、図１３に示すルーチンを用いて本発明の位置検出動作を簡単に説明する。まず、マイクロコンピュータ８，５１，６１，７１，８１は当該モータを搭載している機器の現運転モードを認識し（ステップＳＴ１）、モータ回転数ｆを検出する（ステップＳＴ２）。なお、そのモータ回転数ｆは位置検出信号をもとに算出する。
【００６６】
続いて、上記表１を参照し、現運転モードおよび回転数ｆに応じた位相補正値θ１１，…，θＮｎを求める（ステップＳＴ３，ＳＴ４，ＳＴ５）。その求めた位相補正値を現位置検出信号の位相に加算し、この加算結果を真の位置検出位相θとし（ステップＳＴ６）、つまり当該ロータの位置を推定を行う。
【００６７】
続いて、真の位置検出位相θに基づいてモータ通電切り替えの電圧点弧角位相を決定するが（ステップＳＴ７）、電圧点弧角ψは予め設定した下記表２を参照して決定し、この電圧点弧角ψを位相検出位相θに加味して電圧点弧角位相を得る。
【００６８】
【表２】

【００６９】
なお、表２は上記表１と同様に、予め運転モード毎に回転数ｆに応じて電圧点弧角ψ１１，…，ψｎＮを求めてテーブル形式でメモリに記憶しておく。続いて、上記電圧点弧角位相に従うＰＷＭ波形を生成し、このＰＷＭ波形により回転制御に必要な三相交流の電圧を得るための駆動信号をドライバ回路９に出力し、電力変換回路２を駆動する（ステップＳＴ８）。これにより、ロータ位置検出が適切に得られ、この位置検出によりモータ巻線の通電が最適に切り替えられる。
【００７０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、永久磁石電動機のステータ巻線のスター結線と並列に接続した抵抗による仮想中性点電圧とそのステータ巻線の中性点電圧（モータ中性点電圧）との差電圧によりロータ位置を推定して永久磁石電動機の通電を切り替える永久磁石電動機の制御装置において、仮想中性点電圧とモータ中性点電圧との差電圧を検出し、その差電圧をバンドパスフィルタに通し、バンドパスフィルタを通った差電圧の信号によりロータ位置を推定するようにしたことにより、従来のローパスフィルタと同様にロータ位置検出に必要な信号を通すだけなく、ステータ巻線の誘起電圧波形の基本波を除去して位置検出にのみ必要な信号（３次高調波成分）が得られ、広い運転範囲においてロータ位置検出の高精度化が図れる。
【００７１】
また、上記仮想中性点電圧とモータ中性点電圧の間に抵抗およびコンデンサあるいはコンデンサを介在させて同仮想中性点電圧とモータ中性点電圧との差電圧を検出し、この差電圧の信号をインピーダンス変換してバンドパスフィルタに通し、このバンドパスフィルタを通った差電圧の信号によりロータ位置を推定することにより、モータ巻線の通電切り替え時の瞬間的な過電圧（サージ電圧）が抑制され、また、その差電圧の信号がバンドパスフィルタに入力可能な低インピーダンスとされるため、バンドパスフィルタの周波数特性などへの悪影響が抑えられ、ロータ位置検出がより高精度なものとなるという効果がある。
【００７２】
さらに、上記仮想中性点電圧とモータ中性点電圧との差電圧を検出した後に、ローパスフィルタおよびハイパスフィルタを組み合わせたフィルタに通し、そのフィルタを通った差電圧の信号によりロータ位置を推定するようにしたことにより、ローパスフィルタおよびハイパスフィルタを上記バンドパスフィルタの帯域通過と同じとすれば、上述と同じ効果が得られ、しかも各フィルタの周波数特性が制御し易く、またゲインやバンド（帯域通過）幅の調整がし易いという効果が奏される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による永久磁石電動機の制御装置の第１実施形態を示す概略的なブロック線図。
【図２】上記第１実施形態における位置検出回路を説明する概略的な部分回路図。
【図３】本発明による永久磁石電動機の制御装置の第２実施形態を示す概略的なブロック線図。
【図４】上記第２実施形態における位置検出回路を説明する概略的な部分回路図。
【図５】上記第２実施形態における位置検出回路を説明する概略的な部分回路図。
【図６】本発明による永久磁石電動機の制御装置の第３実施形態を示す概略的なブロック線図。
【図７】上記第３実施形態の制御装置を説明するための概略的な部分回路図。
【図８】上記第３実施形態の変形例を示す概略的な部分回路図。
【図９】本発明による永久磁石電動機の制御装置の第４実施形態を示す概略的なブロック線図。
【図１０】本発明による永久磁石電動機の制御装置の第５実施形態を示す概略的なブロック線図。
【図１１】本発明による永久磁石電動機の制御装置の第６実施形態を示す概略的なブロック線図。
【図１２】本発明による永久磁石電動機の制御装置の第７実施形態を示す概略的なブロック線図。
【図１３】本発明による制御装置の動作を説明する概略的なフローチャート。
【図１４】従来のモータの制御装置を説明するための概略的なブロック線図。
【符号の説明】
１　直流電源
２　電力変換回路
３　永久磁石電動機
４　抵抗回路
６　増幅回路
７　コンパレータ回路
８，５１，６１，７１，８１　制御回路
１０ａ，２０ａ，２０ｂ，２１ａ，３１ａ，５０ａ　オペアンプ
２０　ローパスフィルタ
２１　ハイパスフィルタ
３０，４０　サージ電圧抑制部
３ｂ，４０ａ　コンデンサ
３０ａ，５０ｂ，５０ｃ，６０ａ，７０ａ，７０ｃ，８０ａ，８０ｃ　抵抗
３１　インピーダンス変換部
５０　ゲイン調整回路
５０ｄ，６０ｂ，７０ｂ，７０ｄ，８０ｂ，８０ｄ　スイッチ手段
６０　バンドパスフィルタ回路
７０　ローパスフィルタ回路
８０　ハイパスフィルタ回路
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６，Ｃ７　コンデンサ
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７　抵抗

Claims

永久磁石電動機が備えるステータの巻線と並列に接続した抵抗によって仮想中性点電圧を得るとともに、上記仮想中性点電圧と上記ステータ巻線の中性点電圧との差電圧によりロータ位置を推定して上記永久磁石電動機の通電を切り替える永久磁石電動機の制御装置において、
上記仮想中性点電圧と上記中性点電圧との差電圧を検出し、その差電圧をバンドパスフィルタに通し、上記バンドパスフィルタを通った差電圧の信号によりロータ位置を推定するようにしたことを特徴とする永久磁石電動機の制御装置。
永久磁石電動機が備えるステータの巻線と並列に接続した抵抗によって仮想中性点電圧を得るとともに、上記仮想中性点電圧と上記ステータ巻線の中性点電圧との差電圧によりロータ位置を推定して上記永久磁石電動機の通電を切り替える永久磁石電動機の制御装置において、
上記仮想中性点電圧と上記中性点電圧の間に、抵抗およびコンデンサあるいはコンデンサのみを介在させて、上記仮想中性点電圧と上記中性点電圧との差電圧を検出し、該差電圧の信号をインピーダンス変換してバンドパスフィルタに通し、該バンドパスフィルタを通った差電圧の信号によりロータ位置を推定するようにしたことを特徴とする永久磁石電動機の制御装置。
上記バンドパスフィルタは、高次の多重帰還型の回路構成としてなり、上記多重帰還型回路を構成するコンデンサをともに同じ静電容量とし、上記多重帰還型回路の抵抗によって所定の周波数特性を得るようにした請求項１または２に記載の永久磁石電動機の制御装置。
永久磁石電動機が備えるステータの巻線と並列に接続した抵抗によって仮想中性点電圧を得るとともに、上記仮想中性点電圧と上記ステータ巻線の中性点電圧との差電圧によりロータ位置を推定して上記永久磁石電動機の通電を切り替える永久磁石電動機の制御装置において、
上記仮想中性点電圧と上記中性点電圧との差電圧を検出し、その差電圧をローパスフィルタおよびハイパスフィルタを組み合わせたフィルタに通し、該フィルタを通った差電圧の信号によりロータ位置を推定するようにしたことを特徴とする永久磁石電動機の制御装置。
上記ローパスフィルタおよび上記ハイパスフィルタは、高次の多重帰還型帯域通過フィルタあるいはＶＣＶＳ（電圧制御源）型フィルタの特定回路構成としてなり、上記特定回路を構成するコンデンサをともに同じ静電容量とし、上記特定回路を構成する抵抗によって所定の周波数特性を得るようにした請求項４に記載の永久磁石電動機の制御装置。
上記高次のバンドパスフィルタあるいはローパスフィルタおよびハイパスフィルタは、上記永久磁石電動機のステータ巻線の誘起電圧に含まれている少なくとも３次高調波成分を通す帯域としてなる請求項３または５に記載の永久磁石電動機の制御装置。
上記バンドパスフィルタあるいはローパスフィルタおよびハイパスフィルタを組み合わせたフィルタを通して得た差電圧の信号は、増幅回路で所定レベルに調整され、上記増幅回路は固定ゲインとし、あるいはゲイン調整機能を付加してなる請求項１ないし６のいずれか１項に記載の永久磁石電動機の制御装置。
上記バンドパスフィルタあるいはローパスフィルタもしくはハイパスフィルタは、所定のゲイン調整機能を備えており、これにより上記バンドパスフィルタあるいはハイパスフィルタの後段の増幅回路を省略するようにした請求項１ないし６のいずれか１項に記載の永久磁石電動機の制御装置。
上記バンドパスフィルタ，ローパスフィルタもしくはハイパスフィルタは、それらの周波数特性を可変とするために当該フィルタ回路を構成する抵抗値を可変する可変手段を備え、運転状態や負荷状態に応じて周波数特性を可変するようにした請求項１ないし６のいずれか１項に記載の永久磁石電動機の制御装置。
上記バンドパスフィルタあるいはローパスフィルタおよびハイパスフィルタを組み合わせたフィルタを通った差電圧の信号によりロータ位置を検出する際、その位置検出位相を所定の位相補正値で補正し、該補正した位置検出をもとにして上記ステータ巻線の通電を切り替えるようにした請求項１ないし９のいずれか１項に記載の永久磁石電動機の制御装置。
上記位相補正値は、モータ電流あるいはモータ運転状態ごとに各回転数に応じて設定された値としてメモリに記憶され、あるいはモータ電流と回転数を変数とする近似式を用いて算出するようにした請求項１０に記載の永久磁石電動機の制御装置。