JP2019047678A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】中性点電圧の検出データのローパスフィルタ処理によって回転子位置の推定精度が低下することを抑制する。【解決手段】モータ制御装置は、第１時定数を有する第１ローパスフィルタと、電動モータの固定子の中性点電圧と複数の通電モードの切り換え状態とに基づき回転子の位置を推定する回転子位置推定部とを有し、回転子位置推定部は、複数の通電モードのうち１つの通電モードの間において、第１ローパスフィルタを通過した中性点電圧を使用し、かつ複数の通電モードの間で通電モードが切り換えられるとき、第１ローパスフィルタを通過した中性点電圧を使用せず、回転子の位置を推定する。【選択図】図６

Description

本発明は、固定子の中性点電圧に基づき回転子の位置を推定するモータ制御装置に関する。

特許文献１には、永久磁石モータの中性点電圧を、インバータのＰＷＭ波形に同期させて検出し、その中性点電圧の変動から永久磁石モータの回転子位置を推測する、同期電動機の駆動システムが開示されている。

特開２０１０−０７４８９８号公報

ここで、中性点電圧の検出データにノイズ成分を除去するためのローパスフィルタ処理を施し、ローパスフィルタ通過後の検出データに基づき回転子位置を推測する場合、通電モードが切り換わり、位置推定のために中性点電圧をサンプリングする電圧ベクトルが切り換わるときに中性点電圧が急峻に変化すると、ローパスフィルタ通過前の検出データとローパスフィルタ通過後の検出データとの間に乖離が生じ、回転子位置の推定精度が低下するという問題があった。

本発明は、従来の実情に鑑みてなされたものであり、その目的は、中性点電圧の検出データのローパスフィルタ処理によって回転子位置の推定精度が低下することを抑制できるモータ制御装置を提供することにある。

本発明によれば、その１つの態様において、複数の通電モードのうち１つの通電モードの間において、第１ローパスフィルタを通過した中性点電圧を使用し、かつ複数の通電モードの間で通電モードが切り換えられるとき、第１ローパスフィルタを通過した中性点電圧を使用せず、回転子の位置を推定するようにした。

本発明によれば、中性点電圧の検出データのローパスフィルタ処理によって回転子位置の推定精度が低下することを抑制できる。

本発明に係るモータ制御装置のシステム概略図である。 モータ制御手段の構成を示すブロック図である。 インバータ回路の出力電圧を示すベクトル図である。 ＰＷＭパルス、電圧ベクトル、中性点電圧の相関を例示するタイムチャートである。 回転子位置と中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2との相関を例示する図である。 第１実施形態における回転子位置推定手段の構成を示すブロック図である。 中性点電圧の変化特性の記憶値を例示する図である。 第２実施形態におけるＬＰＦ処理部の構成を示すブロック図である。 第３実施形態における回転子位置推定手段の構成を示すブロック図である。 第４実施形態における回転子位置推定手段の構成を示すブロック図である。 第５実施形態における電動パワーステアリング装置のシステム概略図である。

以下、本発明に係るモータ制御装置の実施形態を、図面に基づいて説明する。
図１は、電動モータ１を駆動するモータ制御装置１０の構成図である。
電動モータ１は、互いに星形結線された第１固定子巻線（Ｕ相コイル）Ｌｕ、第２固定子巻線（Ｖ相コイル）Ｌｖ、および第３固定子巻線（Ｗ相コイル）Ｌｗを備えた固定子１ａと、該固定子の中央部に形成した空間に回転可能に設けられた永久磁石回転子１ｂとを有する、３相の永久磁石同期電動機である。
なお、電動モータ１は、永久磁石同期電動機に限定されず、回転子位置に対する磁気飽和特性が得られる他の交流電動機とすることができる。

インバータ回路２は、電動モータ１の３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）をそれぞれに駆動する３組のスイッチング素子を備えた３相ブリッジ回路であり、電動モータ１と直流電源３とに接続される。インバータ回路２の複数のスイッチング素子として、例えばＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチング素子が用いられる。
直流電源３は、インバータ回路２に電力を供給する直流電源である。
直流母線電流センサ４は、インバータ回路２への供給電流Ｉ_DCを検出して、モータ制御手段５に出力する電流検出器である。

モータ制御手段５は、トルク指令値に一致するモータトルクを発生させるために、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）信号をインバータ回路２に出力する。
モータ制御手段５は、電動モータ１の回転子１ｂの位置に基づき、インバータ回路２の複数のスイッチング素子のそれぞれのオン、オフ状態の組み合わせに対応する複数の通電モードを切り換えることで、インバータ回路２を駆動制御するインバータ制御部である。

回転子位置推定手段６は、電動モータ１の中性点電圧Ｖn0が回転子位置の影響を受けて変化することを利用して回転子位置を推定する回転子位置推定部である。
固定子巻線Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗのインダクタンスが等しい場合、中性点電圧Ｖn0は零になるが、実際には回転子１ｂの磁石磁束が巻線に影響することで、インダクタンスは回転子位置に応じた変化を示す。このため、一定の電圧ベクトルを電動モータ１に印加した状態で中性点電圧Ｖn0を観測すると、中性点電圧Ｖn0は、回転子位置に応じた変化を示すことになる。

そこで、回転子位置推定手段６は、中性点電圧Ｖn0が回転子位置に依存して変化することを利用し、中性点電圧Ｖn0と複数の通電モードの切り換え状態とに基づき、回転子１ｂの位置推定を行う。
回転子位置推定手段６は、仮想中性点回路７の中性点の電位である仮想中性点電位Ｖncと、電動モータ１の３相巻線接続点電位Ｖｎ（固定子１ａの中性点の電位である固定子中性点電位）との差として固定子１ａの中性点電圧Ｖn0を求め、中性点電圧Ｖn0に基づいて電動モータ１の回転子位置（位相角）θdest（deg）を推定演算して、モータ制御手段５に出力する。

仮想中性点回路７は、互いに星形結線された抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗを有し、インバータ回路２の出力電圧に対して仮想中性点電位Ｖncを生成する回路である。
ここで、抵抗Ｒｕは電動モータ１のＵ相の駆動ラインに一端が接続され、抵抗Ｒｖは電動モータ１のＶ相の駆動ラインに一端が接続され、抵抗Ｒｗは電動モータ１のＷ相の駆動ラインに一端が接続され、抵抗Ｒｕの他端、抵抗Ｒｖの他端、及び抵抗Ｒｗの他端が星形結線される。

そして、抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの接続点の電位が仮想中性点電位Ｖncとして回転子位置推定手段６に出力される。
つまり、抵抗Ｒｕは、第１固定子巻線（Ｕ相コイル）Ｌｕと同じ電位を有する第１固定子電位出力部であり、抵抗Ｒｖは、第２固定子巻線（Ｖ相コイル）Ｌｖと同じ電位を有する第２固定子電位出力部であり、抵抗Ｒｗは、第３固定子巻線（Ｗ相コイル）Ｌｗと同じ電位を有する第３固定子電位出力部である。
ここで、仮想中性点回路７は、回転子１ｂの磁石磁束が影響しないように配され、基準となる電位を回転子位置推定手段６に出力する。

図２は、モータ制御手段５の構成ブロック図である。
モータ制御手段５は、ベクトル制御器２０、ｄｑ／３相座標変換器２１、パルス幅変調器２２、３相／ｄｑ座標変換器２３、電流再現器２４、速度演算器２５を有する。
ベクトル制御器２０は、トルク指令値、ｑ軸電流Ｉqc、ｄ軸電流Ｉdc、電動モータ１の回転速度ωrのデータを入力し、トルク指令値に相当するトルクを電動モータ１が発生するようにｄｑ軸上の電圧指令Ｖd*、Ｖq*を演算し、演算した電圧指令Ｖd*、Ｖq*をｄｑ／３相座標変換器２１に出力する。

ｄｑ／３相座標変換器２１は、ｄｑ軸上の電圧指令Ｖd*、Ｖq*と推定回転子位相θdestに基づいて３相交流電圧指令Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*を演算し、演算した３相交流電圧指令Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*をパルス幅変調器２２に出力する。
パルス幅変調器２２は、３相交流電圧指令Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*に基づき、インバータ回路２の複数のスイッチング素子をオン／オフさせるためのＰＷＭ信号を生成し、インバータ回路２に出力する。

３相／ｄｑ座標変換器２３は、３相交流電流Ｉuc、Ｉvc、Ｉwcと推定回転子位相θdestに基づいて、トルクに寄与する電流Ｉqc（ｑ軸電流成分）と磁束に寄与する電流Ｉdc（ｄ軸電流成分）とを求め、ベクトル制御器２０に出力する。
電流再現器２４は、直流母線電流センサ４が検出したインバータ回路２への供給電流Ｉ_DCに基づき、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電流Ｉuc、Ｉvc、Ｉwcを再現し、再現した各相の相電流Ｉuc、Ｉvc、Ｉwcを３相／ｄｑ座標変換器２３に出力する。

回転子位置推定手段６は、中性点電圧Ｖn0に基づいて電動モータ１の推定回転子位相θdestを求め、求めた推定回転子位相θdestをモータ制御手段５のｄｑ／３相座標変換器２１、３相／ｄｑ座標変換器２３、及び速度演算器２５に出力する。
速度演算器２５は、推定回転子位相θdestに基づき電動モータ１の回転速度ωr（モータ回転数rpm）を演算し、ベクトル制御器２０に出力する。

次に、モータ制御手段５の基本動作を説明する。
モータ制御手段５は、電動モータ１のトルクを線形化する手法である公知のベクトル制御によって電動モータ１を駆動制御する。

ベクトル制御器２０は、トルク指令値に基づき、トルクに寄与する電流指令Ｉq*と磁束に寄与する電流指令Ｉd*を求める。
ただし、電流指令Ｉd*は、電動モータ１が非突極型の永久磁石同期電動機であれば、通常ゼロに設定される。一方、電動モータ１が突極構造の永久磁石同期電動機である場合や、弱め界磁制御、効率最大化制御が実施される場合、電流指令Ｉd*はゼロ以外に設定される。

３相／ｄｑ座標変換器２３は、電動モータ１の交流電流検出値である３相交流電流Ｉuc、Ｉvc、Ｉwcを、推定回転子位相θdestに基づき、トルクに寄与する電流Ｉqc（ｑ軸電流成分）と磁束に寄与する電流Ｉdc（ｄ軸電流成分）に分離し、ベクトル制御器２０に出力する。
ベクトル制御器２０は、トルクに寄与する電流指令Ｉq*と磁束に寄与する電流指令Ｉd*にそれぞれの電流検出値が一致するように電流制御を行うことで、回転座標軸であるｄｑ軸上の電圧指令Ｖd*、Ｖq*を演算する。

そして、ｄｑ／３相座標変換器２１は、電圧指令Ｖd*、Ｖq*を推定回転子位相θdestに基づいて３相交流電圧指令Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*に変換する。
なお、ベクトル制御器２０は、ｄｑ軸上の電圧指令Ｖd*、Ｖq*を、電流制御の結果とｄｑ軸の干渉項を補償する非干渉制御の結果を組み合わせて演算することができる。

パルス幅変調器２２は、インバータ回路２の複数のスイッチング素子をオン／オフさせるパルス幅変調によって、３相交流電圧指令Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*に相当する電圧を電動モータ１の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に印加する。
そして、モータ制御手段５は、電動モータ１の各相への通電を順次切り換えることで各相に電流を供給して、電動モータ１を回転駆動する。
なお、直流母線電流の検出を行わずに３相交流電流をそれぞれに検出するシステムとすることができる。

次いで、インバータ回路２の出力電圧について説明する。
インバータ回路２の出力電圧は、３相のスイッチング素子のそれぞれのスイッチ状態に応じて全部で８通りのパターンになる。

図３は、インバータ回路２の出力電圧をαβ座標上でベクトル表示したものである。
各ベクトルは例えばＶ（１、０、０）のように表記され、カッコ内の数字の並びは「Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相」の順番にスイッチング状態を表し、インバータ回路２の上側スイッチング素子（上アーム）がオンの状態を「１」、下側スイッチング素子（下アーム）がオンの状態を「０」として表現している。

したがって、例えば電圧ベクトルＶ_A＝Ｖ（１、０、０）は、Ｕ相の上側スイッチング素子がオン（Ｕ相の下側スイッチング素子がオフ）、Ｖ相、Ｗ相の下側スイッチング素子がオン（Ｖ相、Ｗ相の上側スイッチング素子がオフ）の状態を表す。
そして、電圧ベクトルは、Ｖ₀＝Ｖ（０、０、０）、Ｖ_A＝Ｖ（１、０、０）、Ｖ_B＝Ｖ（１、１、０）、Ｖc＝Ｖ（０、１、０）、Ｖ_D＝Ｖ（０、１、１）、Ｖ_E＝Ｖ（０、０、１）、Ｖ_F＝Ｖ（１、０、１）、Ｖ₇＝Ｖ（１、１、１）の８通りになる。

モータ制御手段５は、上記の電圧ベクトルＶ₀−Ｖ₇の組み合わせによって、正弦波状のパルスパターンを作成し、電動モータ１に印加する。
例えば、図３に示す電圧指令Ｖ*が与えられた場合、モータ制御手段５は、電圧指令Ｖ*を囲む電圧ベクトルＶ_A＝Ｖ（１、０、０）、Ｖ_B＝Ｖ（１、１、０）、並びに零ベクトルＶ₀＝Ｖ（０、０、０）、Ｖ₇＝Ｖ（１、１、１）を組み合わせて、電圧指令Ｖ*に相当する電圧を作成する。
つまり、モータ制御手段５は、回転子１ｂが６０deg回転する毎に、電圧ベクトルの組み合わせパターンである通電モードを切り換えて、電圧指令Ｖ*に相当する電圧を作成する。

図４は、１つの通電モードにおける、ＰＷＭパルス信号ＰＶu、ＰＶv、ＰＶwと、電圧ベクトルＶ₀−Ｖ₇と、中性点電圧ＶnA−ＶnFとの関係を例示する。
図４に示すように、零ベクトルＶ₀＝Ｖ（０、０、０）、Ｖ₇＝Ｖ（１、１、１）を除く電圧ベクトルＶ_A−Ｖ_Fが印加されているときに、それぞれで中性点電圧ＶnA−ＶnFの検出が可能であり、また、回転子位置に応じた中性点電圧Ｖn0の変化特性は電圧ベクトル毎に異なる。
したがって、回転子位置推定手段６は、電圧ベクトルＶ_A−Ｖ_Fが電動モータ１に印加されているときに中性点電圧ＶnA−ＶnFを検出し、検出した中性点電圧ＶnA−ＶnFがどの回転子位置での値であるかによって回転子位置を推定することができる。

なお、図４のＰＷＭパルス信号ＰＶu、ＰＶv、ＰＶwは、図３の電圧指令Ｖ*に相当する電圧を作成する通電モードでのＰＷＭ信号であって、ＰＷＭ周期の後半において電圧ベクトルＶ_A＝Ｖ（１、０、０）での中性点電圧Ｖ_nAの検出期間及び電圧ベクトルＶ_B＝Ｖ（１、１、０）での中性点電圧Ｖ_nBの検出期間を確保するために、ＰＷＭパルス信号の中心を３角波キャリアの谷からずらす処理であるパルスシフトを実施した状態を示す。
また、図４は、回転子位置推定手段６が、ＰＷＭ周期の後半で中性点電圧Ｖn0のサンプリングを行う場合を例示するが、回転子位置推定手段６は、ＰＷＭ周期の前半で中性点電圧Ｖn0のサンプリングを行うことができる。

図５（Ａ）、（Ｂ）は、電動モータ１に６つの電圧ベクトルＶ_A−Ｖ_Fを印加し、回転子位置を１周期分変化させたときの中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2の変化を示す。
ここで、図５に示す中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2は、ノイズ除去のためのローパスフィルタ処理後の値である。

本実施形態は、ＰＷＭの１周期において異なる２つの電圧ベクトルのときにそれぞれ中性点電圧Ｖn0をサンプリングする構成であり、時間軸上で最初にサンプリングされる中性点電圧Ｖn0を中性点電圧Ｖnn1とし、中性点電圧Ｖnn1の次にサンプリングされる中性点電圧Ｖn0を中性点電圧Ｖnn2とする。

例えば、図５の３３０degから３０degの間に相当する図４のスイッチング状態では、電圧ベクトルＶ_B＝Ｖ（１、１、０）での中性点電圧ＶnBがＶnn1として検出され、電圧ベクトルＶ_A＝Ｖ（１、０、０）での中性点電圧ＶnAが中性点電圧Ｖnn2として検出される。
以下同様に、回転子位置が３０degから９０degの間では、電圧ベクトルＶ_B＝Ｖ（１、１、０）での中性点電圧ＶnBがＶnn1として検出され、電圧ベクトルＶc＝Ｖ（０、１、０）での中性点電圧ＶnCがＶnn2として検出される。

また、回転子位置が９０degから１５０degの間では、電圧ベクトルＶ_D＝Ｖ（０、１、１）での中性点電圧ＶnDがＶnn1として検出され、電圧ベクトルＶc＝Ｖ（０、１、０）での中性点電圧ＶnCがＶnn2として検出される。
また、回転子位置が１５０degから２１０degの間では、電圧ベクトルＶ_D＝Ｖ（０、１、１）での中性点電圧ＶnDがＶnn1として検出され、電圧ベクトルＶ_E＝Ｖ（０、０、１）での中性点電圧ＶnEがＶnn2として検出される。

また、回転子位置が２１０degから２７０degの間では、電圧ベクトルＶ_F＝Ｖ（１、０、１）での中性点電圧ＶnFがＶnn1として検出され、電圧ベクトルＶ_E＝Ｖ（０、０、１）での中性点電圧ＶnEがＶnn2として検出される。
更に、回転子位置が２７０degから３３０degの間では、電圧ベクトルＶ_F＝Ｖ（１、０、１）での中性点電圧ＶnFがＶnn1として検出され、電圧ベクトルＶ_A＝Ｖ（１、０、０）での中性点電圧ＶnAがＶnn2として検出される。

図５に示すように、中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2は回転子位置に応じて変化し、また、電圧ベクトルＶ_A−Ｖ_F毎に異なる値を示す。そこで、回転子位置推定手段６は、電圧ベクトルＶ_A−Ｖ_Fに応じたパターンで中性点電圧Ｖn0が回転子位置に依存して変化する特性を利用して回転子位置を推定する。

次に、回転子位置推定手段６における回転子位置の推定処理を詳細に説明する。
「第１実施形態」
図６は、回転子位置推定手段６の第１実施形態を示す構成ブロック図である。
図６に示す回転子位置推定手段６は、中性点電圧演算部３００、ＬＰＦ処理部３０１、位相推定部３０２を有する。

中性点電圧演算部３００は、仮想中性点回路７の出力である仮想中性点電位Ｖncと電動モータ１の３相巻線接続点電位Ｖｎとの差として中性点電圧Ｖn0を演算する。
中性点電圧演算部３００は、Ｖ₀＝Ｖ（０、０、０）、Ｖ₇＝Ｖ（１、１、１）を除く電圧ベクトルＶ_A−Ｖ_Fが電動モータ１に印加されているときを中性点電圧Ｖn0のサンプリングタイミングとし、係るサンプリングタイミングにおいて中性点電圧ＶnA−ＶnFを検出し、時間軸上の検出順に中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2として出力する。

つまり、中性点電圧演算部３００は、図５（Ａ）に示したように、回転子１ｂが６０deg回転する毎に中性点電圧Ｖnn1としてＶnB、ＶnD、ＶnFをこの順に出力し、図５（Ｂ）に示したように、回転子１ｂが６０deg回転する毎に中性点電圧Ｖnn2としてＶnA、ＶnC、ＶnEをこの順に出力する。
中性点電圧演算部３００から出力される中性点電圧Ｖnn1の信号及び中性点電圧Ｖnn2の信号は、それぞれ、ＬＰＦ処理部３０１において、特定の閾値よりも高い周波数信号を減衰させて遮断し、低域周波数のみを信号として通過させるローパスフィルタ（Low-pass filter）処理が施される。

ＬＰＦ処理部３０１は、第１ＬＰＦ部３１（第１ローパスフィルタ）、第２ＬＰＦ部３２（第２ローパスフィルタ）、ＬＰＦ出力切換部３３を有する。
第１ＬＰＦ部３１及び第２ＬＰＦ部３２は、それぞれ、中性点電圧演算部３００から出力される中性点電圧Ｖnn1の信号及び中性点電圧Ｖnn2の信号を入力し、中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2の信号にローパスフィルタ処理を施す。

第１ＬＰＦ部３１の遮断周波数（第１時定数τ）は、中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2のノイズ成分を除去して、回転子位置に応じた変化が捉えられるように設定される。
一方、第２ＬＰＦ部３２は、第１ＬＰＦ部３１とは異なる遮断周波数（第２時定数τ）に設定される。
第２ＬＰＦ部３２の遮断周波数（Hz）は第１ＬＰＦ部３１の遮断周波数（Hz）よりも高く、第２ＬＰＦ部３２の時定数τ（sec）が第１ＬＰＦ部３１の時定数τ（sec）よりも短くなるように、第１ＬＰＦ部３１及び第２ＬＰＦ部３２のフィルタ特性が設定されている。

つまり、第１ＬＰＦ部３１よりも第２ＬＰＦ部３２の応答速度が速くなるようにそれぞれの遮断周波数（時定数τ）が設定され、第１ＬＰＦ部３１ではノイズ成分の除去性能が確保される一方、第２ＬＰＦ部３２では第１ＬＰＦ部３１よりも中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2それぞれの過渡変化を応答良く捉えられるようにしてある。

ＬＰＦ出力切換部３３は、通電モードの切り換え信号に基づき、第１ＬＰＦ部３１の出力（第１ＬＰＦ部３１を通過したＶnn1信号及びＶnn2信号）と第２ＬＰＦ部３２の出力（第２ＬＰＦ部３２を通過したＶnn1信号及びＶnn2信号）とのいずれか一方を、位相推定部３０２に出力する。

位相推定部３０２は、中性点電圧データメモリ３４、位相推定演算部３５を有する。
中性点電圧データメモリ３４は、中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2の回転子位置に応じた変化特性を記憶するメモリである。
なお、中性点電圧データメモリ３４は、中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2の回転子位置に応じた変化特性として、回転子位置を変数として中性点電圧ＶnA−ＶnFの値を導出する関数を記憶することができ、また、回転子位置毎の中性点電圧ＶnA−ＶnFの値を記憶することができる。

図７は、中性点電圧データメモリ３４が記憶する中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2の変化特性を例示する図である。
中性点電圧データメモリ３４は、回転子１ｂが６０deg回転する毎に、中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2のいずれか一方を位置推定に用いる電圧データとして切り換え指定し、中性点電圧Ｖnn1を用いる設定の位置範囲では中性点電圧Ｖnn1として検出される中性点電圧ＶnA−ＶnFの回転子位置に応じた変化特性を記憶し、中性点電圧Ｖnn2を用いる設定の位置範囲では中性点電圧Ｖnn2として検出される中性点電圧ＶnA−ＶnFの回転子位置に応じた変化特性を記憶する。

換言すれば、２つの異なる電圧ベクトルが印加され、それぞれでの中性点電圧Ｖn0がＶnn1、Ｖnn2としてサンプリングされる構成において、回転子１ｂの６０deg回転周期毎（通電モードの切り換え周期毎）に回転子１ｂの位置による中性点電圧Ｖn0の変化を捉え易い方の電圧ベクトルが選択され、選択された電圧ベクトルでの中性点電圧ＶnA−ＶnFの回転子位置に応じた変化特性が中性点電圧データメモリ３４に保存されている。

例えば、図４に示したように、中性点電圧ＶnBがＶnn1として検出され、中性点電圧ＶnAがＶnn2として検出される通電モード（回転子位置が３３０degから３０degの間）において、回転子位置の推定を中性点電圧ＶnB（Ｖnn1）に基づき実施する場合、中性点電圧データメモリ３４の該当する位置範囲にはＶnn1として検出される中性点電圧ＶnBの変化特性（３３０degから３０degの間でのＶnBの値）が保存される。
ただし、位相推定部３０２は、回転子１ｂの位置推定に用いる中性点電圧ＶnA−ＶnFを、６０deg毎、換言すれば、通電モード毎に切り換える構成に限定されない。

また、位相推定部３０２は、中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2のいずれか一方のみを用いて回転子位置を推定できる。ただし、中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2のうちの位置推定に適した方を選択して位置推定を行う構成であれば、高い精度での位置推定結果を得ることができる。
また、位相推定部３０２は、回転子１ｂの位置推定を、ＰＷＭの１周期毎あるいはＰＷＭの複数周期当たり１回の割合で実施することができる。

位相推定演算部３５は、中性点電圧Ｖnn1又は中性点電圧Ｖnn2と、中性点電圧データメモリ３４が記憶する変化特性とを比較して回転子位置の推定演算を行う。
例えば、位相推定部３０２は、回転子位置３３０degを推定してから回転子位置３０degを推定するまでの間は、ＬＰＦ処理部３０１を通過した中性点電圧Ｖnn1（ＶnB）と、中性点電圧データメモリ３４に３３０degから３０degまでの間に対応して記憶されている中性点電圧Ｖnn1（ＶnB）の変化特性（図７参照）とを比較して、そのときの回転子１ｂの位置を推定する。
ここで、中性点電圧データメモリ３４が、回転子位置に対する中性点電圧ＶnA−ＶnFの変化を関数化して記憶する場合、位相推定演算部３５は、その逆関数を用いることで、中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2から回転子位置を演算することができる。

次に、ＬＰＦ出力切換部３３による切り換え動作を説明する。
図５に示す中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2の特性で、図７に示したように通電モード毎に中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2のいずれかが位置推定に用いるデータとして指定されるときに、例えば、回転子位置が０deg−３０degの範囲内であると仮定すると、位相推定演算部３５は、中性点電圧Ｖnn1（中性点電圧ＶnB）と中性点電圧データメモリ３４の該当範囲に記憶されている中性点電圧ＶnB（図７参照）とを比較し、そのときの回転子位置を推定演算することになる。

そして、中性点電圧Ｖnn1（中性点電圧ＶnB）に基づき通電モードの切り換え位置である３０degが検出されると、通電モードが切り換えられるとともに位置推定に用いるデータが中性点電圧Ｖnn1（中性点電圧ＶnB）から中性点電圧Ｖnn2（中性点電圧ＶnC）に切り換えられる。
ここで、図５に示したように、例えば、通電モードが切り換わる回転子位置３０degで中性点電圧Ｖnn2は中性点電圧ＶnAから中性点電圧ＶnCに切り換わり、回転子位置３０degにおける中性点電圧ＶnAと中性点電圧ＶnCとの乖離によって、ローパスフィルタ処理前（ローパスフィルタ通過前）の中性点電圧Ｖnn2はステップ的に変化する。

これに対し、回転子位置の推定に用いられるローパスフィルタ処理後（ローパスフィルタ通過後）の中性点電圧Ｖnn2は、中性点電圧ＶnAのレベルから中性点電圧ＶnCのレベルに向けて応答遅れをもって追従変化する。
一方、図７に示した中性点電圧データメモリ３４は、回転子位置に応じた中性点電圧ＶnA−ＶnFの定常的な値を記憶するものであり、回転子位置３０degを境に中性点電圧ＶnBから中性点電圧ＶnCまでステップ的に変化することになる。

したがって、回転子位置３０degでの通電モードの切り換え直後は、応答遅れが生じているＬＰＦ処理部３０１通過後の中性点電圧Ｖnn2と、応答遅れのない中性点電圧データメモリ３４の記憶値とが対比されることになり、回転子位置の推定精度が低下することになる。
このようなローパスフィルタ処理による応答遅れを要因とする推定精度の低下は、図５に示した特性例では、中性点電圧Ｖnn2が急峻に変化する回転子位置２７０deg、更に、中性点電圧Ｖnn1が急峻に変化する回転子位置９０deg、２１０degでも発生することになる。

そこで、ＬＰＦ出力切換部３３は、通電モードの切り換えから所定期間において、第１ＬＰＦ部３１の出力（第１ＬＰＦ部３１を通過したＶnn1信号及びＶnn2信号）に代えて、第２ＬＰＦ部３２の出力（第２ＬＰＦ部３２を通過したＶnn1信号及びＶnn2信号）を位相推定演算部３５に入力させる。
つまり、位相推定演算部３５は、通電モードの切り換えから所定期間において第２ＬＰＦ部３２を通過したＶnn1信号、Ｖnn2信号に基づき回転子位置の推定を行い、それ以外では、第１ＬＰＦ部３１を通過したＶnn1信号、Ｖnn2信号に基づき回転子位置の推定を行う。

換言すれば、位相推定演算部３５は、複数の通電モードのうち１つの通電モードの間において、第１ＬＰＦ部３１を通過した中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2を使用する一方、複数の通電モードの間で通電モードが切り換えられるとき、第１ＬＰＦ部３１を通過した中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2を使用せず、代わりに第２ＬＰＦ部３２を通過した中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2を使用して回転子１ｂの位置を推定する。

前述のように、第２ＬＰＦ部３２の遮断周波数は第１ＬＰＦ部３１の遮断周波数よりも高く設定され、第２ＬＰＦ部３２の時定数τ（sec）は第１ＬＰＦ部３１よりも短いため、中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2が急峻に変化するときの第２ＬＰＦ部３２の応答遅れ、換言すれば、ローパスフィルタ前の中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2とローパスフィルタ処理後の中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2との差は、第１ＬＰＦ部３１に比べて小さい。
このため、通電モードの切り換えから所定期間において第１ＬＰＦ部３１の出力に代えて第２ＬＰＦ部３２の出力が位相推定演算部３５に入力されれば、ローパスフィルタ処理による応答遅れを要因とする推定精度の低下が抑制される。

例えば、回転子位置が０deg−３０degの範囲内であるときは、位相推定演算部３５は、第１ＬＰＦ部３１から出力されるＶnn1信号及びＶnn2信号を入力し、これらのうちのＶnn1信号（中性点電圧ＶnB）に基づき回転子位置の推定を行う。
そして、回転子位置３０degが推定されて通電モードが切り換えられると、位相推定演算部３５は、第２ＬＰＦ部３２から出力されるＶnn1信号及びＶnn2信号を入力する状態に切り換わり、これらのうちのＶnn2信号（中性点電圧ＶnC）に基づき回転子位置の推定を行う。

ここで、第２ＬＰＦ部３２から出力されるＶnn2信号は、第１ＬＰＦ部３１から出力されるＶnn2信号に比べて、中性点電圧ＶnAのレベルから中性点電圧ＶnCのレベルにまで速い応答で変化するから、第１ＬＰＦ部３１から出力されるＶnn2信号に基づき位置推定を行う場合よりも推定誤差を小さくできる。
そして、通電モードの切り換えから所定期間が経過すると、位相推定演算部３５は、第１ＬＰＦ部３１から出力されるＶnn1信号及びＶnn2信号を入力する状態に戻り、ノイズの影響を十分に抑止した推定処理を行える。

なお、ＬＰＦ出力切換部３３が、第１ＬＰＦ部３１の出力に代えて第２ＬＰＦ部３２の出力を位相推定演算部３５に入力させる、通電モードの切り換えからの所定期間は、例えば、第１ＬＰＦ部３１の時定数τに応じた時間、つまり、第１ＬＰＦ部３１の通過前のＶnn1、Ｖnn2信号と第１ＬＰＦ部３１の通過後のＶnn1、Ｖnn2信号との差が十分に小さくなるまでに要する所定時間として設定される。

また、ＬＰＦ出力切換部３３が、第１ＬＰＦ部３１の出力に代えて第２ＬＰＦ部３２の出力を位相推定演算部３５に入力させる通電モードの切り換えを、Ｖnn1、Ｖnn2信号の急峻な変化を伴う通電モードの切り換え（図５の例では、回転子位置３０deg、９０deg、２１０deg、２７０deg）に限定することができる。
ただし、Ｖnn1、Ｖnn2信号の急峻な変化を伴う通電モードの切り換えであるか否かを判断することなく、通電モードが切り換わるときにＬＰＦ出力切換部３３が切り換え動作を行う構成とすれば、制御を簡略化できる。

また、本実施形態では、図７に示したように、通電モード毎に中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2のいずれか一方が位置推定に用いるデータとして指定されるが、通電モードに関わらずに中性点電圧Ｖnn1（又は中性点電圧Ｖnn2）を用いて位置推定を行う場合も、通電モードの切り換えから所定期間において第２ＬＰＦ部３２の出力を用いて位置推定を行う構成とすることで、同様な作用効果を奏する。

また、ＬＰＦ処理部３０１は、第１ＬＰＦ部３１と、第１ＬＰＦ部３１よりも遮断周波数が低い（時定数τ（sec）が長い）第２ＬＰＦ部３２とを有することができる。係る構成の場合、ＬＰＦ出力切換部３３は、通電モードの切り換えから所定期間においては第１ＬＰＦ部３１を通過した中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2を位相推定演算部３５に入力させ、それ以外の期間では、第２ＬＰＦ部３２を通過した中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2を位相推定演算部３５に入力させる。

「第２実施形態」
図８は、第２実施形態におけるＬＰＦ処理部３０１Ａの構成を示すブロック図である。
なお、第２実施形態は、図６に示した回転子位置推定手段６の構成のうちのＬＰＦ処理部３０１を、図８に示したＬＰＦ処理部３０１Ａに変更するものであり、中性点電圧演算部３００、位相推定部３０２は第１実施形態と同様に備える。したがって、中性点電圧演算部３００、位相推定部３０２についての詳細な説明は省略する。

図８に示したＬＰＦ処理部３０１Ａは、中性点電圧演算部３００の出力である中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2をローパスフィルタ処理する第１ＬＰＦ部４１（第１ローパスフィルタ）と、初期値設定部４２とを有する。
第１ＬＰＦ部４１は、中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2の信号のノイズ成分を十分に除去できる遮断周波数（時定数τ）に設定される。

また、初期値設定部４２は、通電モードが切り換わるときに、中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2それぞれについて、通電モードの切り換えタイミング前におけるローパスフィルタ処理前（第１ＬＰＦ部４１通過前）の値と、通電モードの切り換えタイミング後におけるローパスフィルタ処理前（第１ＬＰＦ部４１通過前）の値との平均値を算出し、算出した平均値を第１ＬＰＦ部４１におけるローパスフィルタ処理の初期値として設定する。

換言すれば、複数の通電モードの間で通電モードが切り換えられるときに、位相推定部３０２は、第１ＬＰＦ部４１（任意のフィルタ）を通過していない中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2（切り換えタイミング前後の平均値）を使用して回転子１ｂの位置を推定し、その後、第１ＬＰＦ部４１を通過した中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2を使用して回転子１ｂの位置を推定することになる。
かかる構成によると、第１ＬＰＦ部４１を通過した後（ローパスフィルタ処理後）の中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2の信号が、通電モードの切り換えられたときに、上記の初期値設定を行わない場合に比べて、切り換え後のローパスフィルタ処理前の値に近づくことになる。

したがって、初期値設定部４２による初期値設定を行わない場合よりも、通電モードの切り換えに伴うローパスフィルタ処理前のデータとローパスフィルタ処理後のデータとの間の乖離を小さくでき、通電モードの切り換え直後における回転子位置の推定精度を改善できる。
また、第１実施形態のように、第１ＬＰＦ部３１の出力と第２ＬＰＦ部３２の出力とを切り換える構成では、十分な応答性とノイズ除去性能とを両立させるように第２ＬＰＦ部３２における遮断周波数の調整を行う必要があるが、上記第２実施形態では、係る遮断周波数の調整が不要となり、開発コスト、調整工数を低減できる。

また、第１実施形態の場合、通電モードの切り換えが頻繁に起こる状況（高回転時）では、第２ＬＰＦ部３２においても応答遅れが拡大し推定誤差が生じる可能性があるが、第２実施形態のようにローパスフィルタ処理前の値に基づきローパスフィルタ処理の初期値を設定する構成であれば、ローパスフィルタ処理後の値の応答性を高く維持でき、推定誤差を小さく抑制できる。
なお、初期値設定部４２は、通電モードの切り換え前後の値の平均値を求めて第１ＬＰＦ部４１の初期値とするが、通電モードの切り換え直後のローパスフィルタ処理前の値を第１ＬＰＦ部４１の初期値とすることができる。

ただし、回転子１ｂの回転状態によって、回転子１ｂの位置が通電モードの切り換え前の位相にあるか、又は、切り換え後の位相にあるかが不明であるため、初期値設定部４２が、切り換え前後の平均値を第１ＬＰＦ部４１の初期値とすることで、回転子位置の推定値が大きく外れることを抑制できる。
また、初期値設定部４２は、通電モードが切り換えられるときに、第１ＬＰＦ部４１よりも遮断周波数の高い（時定数τの短い）ローパスフィルタを通過した中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2を、第１ＬＰＦ部４１の初期値とすることができる。

このように、第２実施形態において、位相推定部３０２は、通電モードが切り換えられるときに任意のローパスフィルタを通過していない中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2を使用して回転子位置を推定し、その後、第１ＬＰＦ部４１を通過した中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2を使用して回転子位置を推定するよう構成される。
そして、位相推定部３０２は、通電モードが切り換えられるときに、ローパスフィルタを通過していない中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2を使用することで、ローパスフィルタを通過した中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2を使用する場合よりも、通電モードの切り換えに伴う中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2変化の追従性を向上させることができる。また、位相推定部３０２は、通電モードの切り換え後にはローパスフィルタを通過した中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2を使用する状態に戻るので、ノイズ低減効果を得ることができる。

「第３実施形態」
図９は、第３実施形態における回転子位置推定手段６Ａの構成を示すブロック図である。
図９の回転子位置推定手段６Ａは、中性点電圧演算部４０１、ＬＰＦ処理部４０２、位相推定部４０３を有する。ここで、図９の中性点電圧演算部４０１は、図６の中性点電圧演算部３００と同じ機能のものであり、詳細な説明は省略する。

ＬＰＦ処理部４０２は、中性点電圧演算部４０１が出力する中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2にローパスフィルタ処理を施す第１ＬＰＦ部５１（第１ローパスフィルタ）を有する。
第１ＬＰＦ部５１は、中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2の信号のノイズ成分を除去できる遮断周波数（時定数τ）に設定される。
位相推定部４０３は、中性点電圧データメモリ５２、位相推定演算部５３を有する。

中性点電圧データメモリ５２は、中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2に対応した回転子１ｂの位置のデータを有するマップを記憶する。
そして、位相推定演算部５３は、第１ＬＰＦ部５１を通過した中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2と、中性点電圧データメモリ３４が記憶する中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2と回転子位置との相関（マップ）とを比較し、回転子位置の推定演算を行う。

図９の中性点電圧データメモリ５２は、モータ回転速度ωr（回転子１ｂの回転速度）に応じて、位相推定演算部５３に出力する中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2の変化特性を変化させる点が、図６の中性点電圧データメモリ３４とは異なる。
第１ＬＰＦ部５１を通過した中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2は通過前の中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2に対して応答遅れを生じるが、中性点電圧データメモリ５２が、第１ＬＰＦ部５１を通過することで応答遅れを生じる中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2の変化特性を予め記憶すれば、応答遅れの影響を抑制した回転子位置の推定を行わせることができる。

つまり、図９の中性点電圧データメモリ５２のマップは、図７に示した変化特性を、通電モードが切り換えられるときに中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2が急峻に変化せずに、第１ＬＰＦ部５１を通過した中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2の応答変化に近い変化を示すように変更した特性を記憶する。
換言すれば、中性点電圧データメモリ５２のマップデータは、第１ＬＰＦ部５１を通過する前の中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2の変化よりも第１ＬＰＦ部５１を通過した中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2の変化に近づくように作成されている。

しかし、第１ＬＰＦ部５１を通過した中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2の変化特性は、モータ回転速度ωrによって変化し、モータ回転速度ωrが速いほど回転子位置の変化に対する応答遅れが大きくなる。
そこで、中性点電圧データメモリ５２は、モータ回転速度ωrに応じて第１ＬＰＦ部５１を通過した中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2がどれだけの応答遅れを生じるかに応じて、回転子位置の変化に対する中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2の変化特性のデータを調整できるよう構成されている。

つまり、中性点電圧データメモリ５２は、モータ回転速度ωrが速く第１ＬＰＦ部５１の応答遅れが大きくなるほど、通電モードが切り換えられるときに位相推定演算部５３が参照する中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2の変化を遅らせる。
例えば、中性点電圧データメモリ５２は、所定のモータ回転速度ωrにおける第１ＬＰＦ部５１の応答遅れ（時定数τ）に対応する特性で中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2の変化の記憶するマップを、異なるモータ回転速度ωr毎に複数備え、そのときのモータ回転速度ωrに近い回転速度条件のマップを選択し、選択したマップの変化特性を位相推定演算部５３に出力することができる。

また、中性点電圧データメモリ５２は、第１ＬＰＦ部５１を通過する前の中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2の変化特性を記憶するマップを有し、通電モードが切り換えられるときに、マップデータに対しそのときのモータ回転速度ωrに応じた応答遅れを生じさせる処理を施して、位相推定演算部５３に提供することができる。
これにより、第１ＬＰＦ部５１を通過した中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2の応答遅れの特性が、モータ回転速度ωrに応じて変化しても、推定誤差を安定して低減することができる。

「第４実施形態」
図１０は、第４実施形態における回転子位置推定手段６Ｂの構成を示すブロック図である。
図１０の回転子位置推定手段６Ｂは、中性点電圧演算部５０１、ＬＰＦ処理部５０２、位相推定部５０３を有し、位相推定部５０３で推定された推定回転子位置θdestは、モータ制御手段５に出力される。

図１０の回転子位置推定手段６Ｂ（回転子位置推定部）及びモータ制御手段５（インバータ制御部）は、マイクロプロセッサ５１０内に設けられたデジタル回路である。
中性点電圧演算部５０１、位相推定部５０３は、図６の中性点電圧演算部３００、位相推定部３０２と同じ構成、機能のものであり、位相推定部５０３は、中性点電圧データメモリ６１、及び位相推定演算部６２を有する。

ここで、中性点電圧データメモリ６１は図６の中性点電圧データメモリ３４に相当し、位相推定演算部６２は図６の位相推定演算部３５に相当するので、中性点電圧データメモリ６１及び位相推定演算部６２についての詳細な説明は省略する。
一方、図１０のＬＰＦ処理部５０２は、第１ＬＰＦ部６３（第１ローパスフィルタ）とともに、第１ＬＰＦ部６３の時定数τ（遮断周波数）を変更する時定数変更部６４を有する点が、図６のＬＰＦ処理部３０１と異なる。

第１ＬＰＦ部６３を含む回転子位置推定手段６Ｂは、マイクロプロセッサ５１０内に設けられたデジタル回路であり、第１ＬＰＦ部６３は、所謂デジタルフィルタである。
時定数変更部６４は、第１ＬＰＦ部６３の時定数τを標準値である第１時定数τ1と、第１時定数τ1よりも短い第２時定数τ2とに切り換える機能を備える。換言すれば、第１ＬＰＦ部６３は、マイクロプロセッサ５１０内において、第１時定数τ1よりも短い時定数である第２時定数τ2に調整可能に構成されている。

そして、時定数変更部６４は、通電モードが切り換えられるときに、第１ＬＰＦ部６３の時定数τを第１時定数τ1から第２時定数τ2に変更し、第２時定数τ2の設定状態を所定期間だけ継続させた後に、第１ＬＰＦ部６３の時定数τを標準値である第１時定数τ1に戻す。
つまり、図１０の位相推定部５０３は、通電モードが切り換えから所定期間は、第２時定数τ2に設定された第１ＬＰＦ部６３を通過した中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2を使用して回転子位置を推定し、それ以外の期間では、第１時定数τ1に設定された第１ＬＰＦ部６３を通過した中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2を使用して回転子位置を推定する。

第２時定数τ2は第１時定数τ1よりも短く、第２時定数τ2に設定された第１ＬＰＦ部６３を通過した中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2の応答変化は、第１時定数τ1に設定された第１ＬＰＦ部６３を通過した中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2よりも速い。
したがって、通電モードの切り換えられるときに、位相推定演算部６２は、応答遅れが抑制された中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2に基づき回転子位置を推定でき、第１時定数τ1に設定された第１ＬＰＦ部６３を通過した中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2に基づき回転子位置を推定する場合よりも、回転子位置の推定誤差を小さくできる。

また、通電モードの切り換え時以外は、第１時定数τ1に設定された第１ＬＰＦ部６３を用いるので、ノイズ成分を十分に除去した中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2に基づき回転子位置を推定させることができ、ノイズ成分による推定誤差の発生を抑制できる。
また、第１ＬＰＦ部６３及び時定数変更部６４はデジタル回路で構成されるから、第１ＬＰＦ部６３の時定数τを容易に変更できる。

なお、時定数変更部６４による時定数τの変更は、第１時定数τ1と第２時定数τ2との間でのステップ的な切り換えに限定されず、３種類以上の時定数τに切り換える構成としたり、第１時定数τ1から第２時定数τ2に切り換えるときや第２時定数τ2から第１時定数τ1に戻すときに時定数τを連続的に変化させたりすることができる。

「第５実施形態」
図１１は、車両用の電動パワーステアリング装置２００のシステム構成図である。
この電動パワーステアリング装置２００は、前述の第１−第４実施形態に示した回転子位置推定手段６、６Ａ、６Ｂによる回転子位置の推定結果を用い、モータ制御手段５で駆動制御される電動モータ１の適用例である。

電動パワーステアリング装置２００の操舵機構２１０は、ステアリングホイール２０１、ステアリングシャフト（操舵軸）２０２、ピニオン軸２０３、ラック軸２０４により構成される。
この操舵機構２１０においては、車両の運転者がステアリングホイール２０１を左右に回転させると、ステアリングシャフト２０２を介してピニオン軸２０３に操舵トルクが伝達され、ピニオン軸２０３の回転運動がラック軸２０４の直線運動に変換されて、ラック軸２０４の両端に連結された操舵輪（図示省略）の操舵を行う。

ピニオン軸２０３には、ステアリングホイール２０１の操舵トルクを検出する操舵トルクセンサ２０６が備えられ、検出した操舵トルクや車速情報などに基づいて、操舵トルクを補助する電動モータ１へのトルク指令を発生させ、電動モータ１を駆動させる。
減速機構２０５は、電動モータ１が発生するトルクを操舵輪に伝達して、運転者の操舵を補助する。

モータ制御装置１０は、図１に示したように、インバータ回路２、直流母線電流センサ４、モータ制御手段５、回転子位置推定手段６、仮想中性点回路７から構成される。
直流電源３は、バッテリなどで構成され、モータ制御装置１０に接続される。

上記の電動パワーステアリング装置２００では、図１に示すトルク指令値が、車速情報や操舵トルクセンサ２０６が検出した操舵トルクなどに基づき演算される操舵アシスト力となる。
モータ制御装置１０は、中性点電圧に基づき回転子位置を推定演算するので、電動モータ１のベクトル制御を実現するのに必要な磁極位置センサをなくした所謂センサレス制御で、電動パワーステアリング装置２００の電動モータ１を駆動制御できる。

また、モータ制御装置１０は、前述の第１−第４実施形態に示した回転子位置推定手段６、６Ａ、６Ｂを備えることで、ノイズの影響を抑止した回転子位置の推定を行いつつ、通電モードが切り換えられるときに応答遅れによる推定誤差の発生を抑制でき、高い精度で電動モータ１（操舵アシスト力）を制御できる。

なお、本発明は上記の実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。
例えば、上記の実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。
また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。
さらに、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

上記実施形態において、回転子位置推定手段６は、回転子位置の推定に用いる中性点電圧Ｖn0を、前述のように仮想中性点電位Ｖncを基準として検出するが、基準となる電位は仮想中性点電位Ｖncに限定されない。
例えば、回転子位置推定手段６は、直流電源３のグランドレベルを基準電位としたり、直流電源３の電源電圧を等分圧した電位を基準としたりして、係る基準電位と電動モータ１の３相巻線接続点電位Ｖｎとの差を中性点電圧Ｖn0として求めることができる。

また、上記電動モータ１は、３相の永久磁石同期電動機であるが、例えば電動モータ１を５相の永久磁石同期電動機とすることができ、３相に限定されない。
また、図６のＬＰＦ処理部３０１は、例えば、入力信号に並列するコンデンサと、入力信号と直列する抵抗器とで構成されるアナログフィルタを、第１ＬＰＦ部３１及び第２ＬＰＦ部３２として備えることができ、更に、デジタルフィルタとしての第１ＬＰＦ部３１及び第２ＬＰＦ部３２を備えることができる。

また、回転子位置推定手段６は、第１ＬＰＦ部３１を通過した中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2に基づき回転子位置の推定演算を行う第１位相推定演算部と、第２ＬＰＦ部３２を通過した中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2に基づき回転子位置の推定演算を行う第２位相推定演算部と、第１位相推定演算部による推定結果と第２位相推定演算部による推定結果とのいずれか一方を通電モードに応じてモータ制御手段５に出力する推定結果切換部と、を有することができる。
上記構成において、推定結果切換部は、通電モードが切り換えられるときに第２位相推定演算部による推定結果をモータ制御手段５に出力し、その後、第１位相推定演算部による推定結果をモータ制御手段５に出力することで、結果的に、通電モードが切り換えられるときに第１ＬＰＦ部３１を通過した中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2を使用せず、第２ＬＰＦ部３２を通過した中性点電圧Ｖnn1、Ｖnn2を使用して回転子位置を推定したことになる。

また、図１０の第１ＬＰＦ部６３をアナログフィルタとし、時定数変更部６４がアナログフィルタを構成するコンデンサの静電容量や抵抗器の抵抗値を切り換えることで、第１ＬＰＦ部６３の時定数τを調整可能とすることが可能である。ただし、第４実施形態のように、第１ＬＰＦ部６３をデジタルフィルタとすれば、時定数τの調整を簡易な構成で容易に行える。
また、モータ制御装置１０によって駆動制御される電動モータ１を動力源とするシステムは、電動パワーステアリング装置２００に限定されず、電動モータ１を、例えば、車両用のポンプや内燃機関の電動式可変動弁機構の動力源とすることができる。

１…電動モータ、１ａ…固定子、１ｂ…回転子、２…インバータ回路、５…モータ制御手段（インバータ制御部）、６…回転子位置推定手段、７…仮想中性点回路、１０…モータ制御装置、３１…第１ＬＰＦ部（第１ローパスフィルタ）、３００…中性点電圧演算部、３０１…ＬＰＦ処理部、３０２…位相推定部（回転子位置推定部）、Ｌｕ…第１固定子巻線、Ｌｖ…第２固定子巻線、Ｌｗ…第３固定子巻線

Claims (10)

1. モータ制御装置において、
   電動モータであって、回転子と、固定子を備え、
   前記固定子は、互いに星形結線された第１固定子巻線、第２固定子巻線、および第３固定子巻線を有している、
   前記電動モータと、
   複数のスイッチング素子を有するインバータ回路と、
   インバータ制御部であって、前記回転子の位置に基づき、前記複数のスイッチング素子の夫々のオン、オフ状態の組み合わせに対応する複数の通電モードを切り換えることで前記インバータ回路を駆動制御する前記インバータ制御部と、
   第１時定数を有する第１ローパスフィルタと、
   回転子位置推定部であって、前記固定子の中性点電圧と前記複数の通電モードの切り換え状態とに基づき、前記回転子の位置を推定し、
   前記複数の通電モードのうち１つの前記通電モードの間において、前記第１ローパスフィルタを通過した前記中性点電圧を使用し、かつ前記複数の通電モードの間で前記通電モードが切り換えられるとき、前記第１ローパスフィルタを通過した前記中性点電圧を使用せず、前記回転子の位置を推定する、
   前記回転子位置推定部と、
   を有することを特徴とするモータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置は、前記第１時定数よりも時定数の短い第２時定数を有する第２ローパスフィルタを有し、
   前記回転子位置推定部は、前記複数の通電モードの間で前記通電モードが切り換えられるとき、前記第２ローパスフィルタを通過した前記中性点電圧を使用し、前記回転子の位置を推定することを特徴とするモータ制御装置。
3. 請求項１に記載のモータ制御装置は、マイクロプロセッサを備え、
   前記インバータ制御部、前記回転子位置推定部、前記第１ローパスフィルタの夫々は、前記マイクロプロセッサ内に設けられたデジタル回路であって、
   前記第１ローパスフィルタは、前記マイクロプロセッサ内において、前記第１時定数よりも短い時定数である第2時定数に調整可能であって、
   前記回転子位置推定部は、前記複数の通電モードの間で前記通電モードが切り換えられるとき、前記第１ローパスフィルタの前記時定数が前記第１時定数から前記第２時定数に調整された前記第１ローパスフィルタを通過した前記中性点電圧を使用し、前記回転子の位置を推定することを特徴とするモータ制御装置。
4. 請求項１に記載のモータ制御装置において、前記回転子位置推定部は、前記複数の通電モードの間で前記通電モードが切換えられるとき、任意のフィルタを通過していない前記中性点電圧を使用し、前記回転子の位置を推定することを特徴とするモータ制御装置。
5. 請求項４に記載のモータ制御装置において、前記回転子位置推定部は、前記複数の通電モードの間で前記通電モードが切り換えられるとき、前記通電モードの切り換えタイミングの前の前記中性点電圧と、前記通電モードの切り換えタイミングの後の前記中性点電圧との平均値を使用し、前記回転子の位置を推定することを特徴とするモータ制御装置。
6. 請求項５に記載のモータ制御装置において、前記回転子位置推定部は、前記平均値を使用して前記回転子の位置を推定した後、前記第１ローパスフィルタを通過した前記中性点電圧を使用して前記回転子の位置を推定することを特徴とするモータ制御装置。
7. 請求項４に記載のモータ制御装置において、前記回転子位置推定部は、前記任意のフィルタを通過していない前記中性点電圧を使用して前記回転子の位置を推定した後、前記第１ローパスフィルタを通過した前記中性点電圧を使用して前記回転子の位置を推定することを特徴とするモータ制御装置。
8. 請求項１に記載のモータ制御装置において、前記回転子位置推定部は、前記中性点電圧に対応した前記回転子の位置のデータを有するマップを備え、
   前記マップは、前記第１ローパスフィルタを通過する前の前記中性点電圧の変化よりも前記第１ローパスフィルタを通過した前記中性点電圧の変化に近づくように作成されていることを特徴とするモータ制御装置。
9. 請求項１に記載のモータ制御装置において、前記回転子位置推定部は、前記中性点電圧に対応した前記回転子の位置のデータを有するマップを備え、
   前記マップのデータは、前記回転子の回転数に基づき可変に調整可能であることを特徴とするモータ制御装置。
10. 請求項１に記載のモータ制御装置は、
    仮想中性点回路であって、互いに星形結線された第１固定子電位出力部と、第２固定子電位出力部と、第３固定子電位出力部を備え、
    前記第１固定子電位出力部は、前記第１固定子巻線と同じ電位を有しており、
    前記第２固定子電位出力部は、前記第２固定子巻線と同じ電位を有しており、
    前記第３固定子電位出力部は、前記第３固定子巻線と同じ電位を有している、
    前記仮想中性点回路を備え、
    前記中性点電圧は、前記固定子の中性点の電位である固定子中性点電位と前記仮想中性点回路の中性点の電位である仮想中性点電位との差であることを特徴とするモータ制御装置。