JP2003529273A - インパルス無線通信システムの装置、システムおよび方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 変調されたインパルス無線信号を送信および受信するための装置、システムおよび方法。インパルス無線受信機は時間軸、精密タイミング生成器、テンプレート生成器、遅延、第１および第２の相関器、データ検出器および時間軸調整器を含む。時間軸はタイミングトリガ信号を生成するために精密タイミング生成器によって使用される周期的タイミング信号を生成する。テンプレート生成器はテンプレート信号を生成するためにタイミングトリガ信号を使用する。遅延はテンプレート信号を受信し、遅延したテンプレート信号を出力する。インパルス無線信号が受信されると、第１の相関器は受信したインパルス無線信号をテンプレート信号と相関させて第１の相関器出力信号を生成し、第２の相関器は受信したインパルス無線信号を遅延したテンプレート信号と相関させて第２の相関器出力信号を生成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】 （発明の背景） （発明の分野） 本発明は、概して、ワイアレスコミュニケーションの装置、システムおよび方
法に関する。より詳細には、本発明は、インパルス無線コミュニケーションシス
テムにおける変調の装置、システムおよび方法に関する。本発明は、さらに、変
調されたインパルス無線信号を送信し、受信する装置、システムおよび方法に関
する。

【０００２】 （関連技術） アナログおよびデジタルコミュニケーション情報の両方の無線送信は、普段、
２つの方法のうち一方によってなされている。振幅変調と言われる、連続する正
弦波の無線振動キャリアにおいては、情報信号またはコミュニケーション信号に
よる振幅で変調される。振幅変調された信号が、受信位置で受信されると、逆の
プロセス（すなわち、キャリアの復調）は、情報を回復するために達成される。
他の方法は、振動変調と称される方法を用いる。振動変調において、キャリア信
号の振幅変調の代わりに、キャリア信号は、情報によって動変調される。振動変
調信号が受信されると、回路部は、ディスクリミネーションと言われることを実
行する回路部を用いる。ディスクリミネーションは、振動の変化が元の変調によ
る振幅における変化まで変化されることを表し、それによって、コミュニケーシ
ョン信号は回復される。両方のシステムにおいて、連続する正弦波の無線振動キ
ャリアは、特有の振動バンド幅、またはチャネルに結びつけて、占有される。同
様に、このチャネルは、干渉が避けられると、他の送信によって利用され得ない
というスペクトル空間を占有する。

【０００３】 今日、ほとんど全てのスペクトル空間（または、振動スペクトルとも言われる
）の隅から隅までが、利用されている。従って、コミュニケーションするための
媒介の機能を拡張するいくつかの方法の必要性が非常に高い。このことを考慮し
て、無線コミュニケーションリンクに関して、不連続の振動チャネルではなく、
より広い振動変調を用いる新しいコミュニケーション方法およびシステムが開発
されている。より詳細には、コミュニケーションの新しい方法およびシステムは
、インパルス無線コミュニケーションとも言われる、広帯域または超広帯域（Ｕ
ＷＢ）技術を利用することが開発されている。

【０００４】 インパルス無線コミュニケーションは、Ｌａｒｒｙ Ｗ．Ｆｕｌｌｅｒｔｏｎ
による米国特許出願第４，６４１，３１７号（１９８７年２月３日公布）、米国
特許出願第４，８１３，０５７号（１９８９年３月１４日公布）、米国特許出願
第４，９７９，１８６号（１９９０年１２月１８日公布）、および米国特許出願
第５，３６３，１０８号（１９９４年１１月８日公布）を含む、一連の特許にお
いて初めて完全に記載された。インパルス無線の第２世代は、Ｆｕｌｌｅｒｔｏ
ｎらによる、米国特許出願第５，６７７，９２７号（１９９７年１０月１４日交
付）、米国特許出願第５，６８７，１６９号（１９９７年１１月１１日交付）、
および米国特許出願第５，８３２，０３５号（１９９８年１１月３日交付）を含
む。これらの特許文献のそれぞれは、本明細書中で、参考として援用する。

【０００５】 基本的なインパルス無線送信機は、正確にコントロールされたパルス間隔を有
するガウス単周期（Ｇａｕｓｓｉａｎ ｍｏｎｏｃｙｃｌｅ）に近い短いパルス
を発する。インパルス無線システムは、典型的に、パルス位置変調を用いる（デ
ジタル時間シフト変調とも言われる）。パルス位置変調は、変調信号の各連続し
た瞬間的サンプリングの値が、時間におけるパルス位置変調を起こす場所での時
間変調の形態である。より詳細には、パルス位置変調において、パルス間隔は、
典型的に、２つのコンポーネント（擬ランダムコード化成分および情報成分）に
よるパルス原理で変化される。すなわち、コード化が用いられると、各パルスは
、コード化する量によってシフトされ、情報変調は、情報信号に応答して、追加
量（すなわち、ＰＮコード化ディザー）によるコード化された時間位置をシフト
することによって達成される。この追加量（すなわち、情報変調ディザー）は、
典型的に、ＰＮコード化シフトにとても小さく関連する。例えば、２ＧＨｚの中
央振動数を有する毎秒１０メガパルス（１０Ｍｂｐｓ）システムにおいて、ＰＮ
コード化は、情報変調だけが１５０ピコ秒（典型的に、パルスの波長よりも短い
）でパルス位置を逸脱し得るのに反して、１００ナノ秒の範囲にわたってパルス
位置変化を命令し得る。

【０００６】 上述された情報変調の体系は、効果的で正確なアプリケーションであることを
証明するが、データ情報量を増加し、および／または起こり得るビットエラーの
を減少する情報変調の体系を作ることを望む。さらに、インパルス無線コミュニ
ケーションの独特の様相を開発する変調の体系を作ることを望む。

【０００７】 （発明の要旨） 本発明は、インパルス無線コミュニケーションシステムにおける変調の装置、
システムおよび方法に関する。本発明はまた、変調されたインパルス無線信号を
送信し、受信する装置、システムおよび方法に関する。実施形態によると、本発
明は、インパルス無線コミュニケーションシステムにおけるフリップ変調された
インパルス無線信号を送信し、受信するようになる。本発明は、さらに、インパ
ルス無線コミュニケーションシステムにおけるシフト変調された（求積法フリッ
プ時間変調（ＱＦＴＭ）とも言う）インパルス無線信号を有するフリップを送信
し、受信するようになる。従って、本発明を用いて、２つ、４つ、またはそれ以
上の異なるデータ状態を作り出し得る。

【０００８】 本発明の実施形態によると、インパルス無線受信機は、時間ベース、正確なタ
イミング生成器、テンプレート生成器、遅延、第１および第２の相関器、データ
検出器、および時間ベース調整器を含む。時間ベースは、時間トリガー信号を作
り出すために正確な時間生成器によって使用される周期的なタイミング信号を作
り出す。テンプレート生成器は、テンプレート信号を作り出すために、タイミン
グトリガー信号を用いる。遅延は、テンプレート信号を受信し、遅延されたテン
プレート信号を出力する。インパルス無線信号が受信されると、第１の相関器は
、テンプレート信号と受信されたインパルス無線信号を相関し、第１の相関器出
力信号を作り出し、第２の相関器は、遅延されたテンプレート信号と受信された
インパルス無線信号を相関し、第２の相関器の出力信号を作り出す。データ検出
器は、少なくとも第１の相関器の出力信号に基づいたデータ信号を作り出す。時
間ベース調整信号を用いて、受信されたインパルス無線信号と時間ベースを同期
する。

【０００９】 実施形態において、データ検出器は、第１の相関器出力信号および第２の相関
器出力信号に基づいたデータ信号を作り出す。

【００１０】 実施形態において、時間ベース調整器は、第１の相関器出力信号および第２の
相関器出力信号に基づいた時間ベース調整器信号を作り出す。

【００１１】 本発明の実施形態において、受信されたインパルス無線信号は、第１のパルス
のの逆（すなわちフリップ）である第１のパルスおよび第２のパルスから成る。
別の実施形態において、受信されたインパルス無線信号は、第１のパルス、第１
のパルスの逆である第２のパルス、遅延された第１のパルス、および遅延された
第１のパルスの逆である遅延された第２のパルスから成る。

【００１２】 本発明の実施形態において、データ検出器は、データパス信号選択器／変換器
および最大値選択器を含む。データパス信号選択器／変換器は、第１の相関器出
力信号を受信し、複数のデータ状態（例えば、ビット（単数または複数））に相
当する複数のデータ状態信号を出力する。次に、最大値選択器は、複数のデータ
状態信号が最も大きい値を判断し、その判断に基づいたデータ信号を作り出す。

【００１３】 本発明の実施形態において、時間ベース調整器は、ロックパス信号選択器／変
換器および出力選択器を含む。ロックパス信号選択器／変換器は、少なくとも第
２の相関器の出力信号を受信し、タイミング調整器に関連する複数の信号を出力
する。出力選択器は、データ信号およびタイミング調整器に関連する複数の信号
を受信し、どのタイミング調整器に関連する複数の信号が、受信された信号と時
間ベースを同期するために使用されるタイミング調整器信号を含むかを判断する
。

【００１４】 本発明の実施形態によると、インパルス無線送信機は、正確なタイミング生成
器、第１のパルサー、第２のパルサー、および結合器を含む。正確なタイミング
生成器は、情報信号および周期的なタイミング信号に基づく第１のイネーブル信
号および第２のイネーブル信号を作り出す。第１のパルサーは、第１のイネーブ
ル信号に応答して、第１のインパルス波形のタイプから成る第１の無線信号を作
り出す。第２のパルサーは、第２のイネーブル信号に応答して、第２のインパル
ス波形のタイプから成る第２の無線信号を作り出す。第２のインパルス波形のタ
イプは、実質的に、第１のインパルス波形のタイプの逆（すなわちフリップ）で
ある。結合器は、第１のインパルス無線信号および第２のインパルス無線信号を
結合し、それによって、フリップ変調されたインパルス無線信号を作り出す。

【００１５】 実施形態において、正確なタイミング生成器はまた、共通のトリガー信号を作
り出す。この実施形態において、第１のパルサーおよび第２のパルサーを調整し
て、共通のトリガー信号を受信する。第１のパルサーは、共通のトリガー信号お
よび第１のイネーブル信号を同時に受信することに応答して第１のインパルス無
線信号を作り出し、第２のパルサーは、共通のトリガー信号および第２のイネー
ブル信号を同時に受信することに応答して第２のインパルス無線信号を作り出す
。

【００１６】 実施形態において、正確なタイミング生成器は、情報信号および正確な信号に
基づいて、第１のイネーブル信号、第２のイネーブル信号、および遅延されたイ
ネーブル信号を作り出す。この実施形態において、第１のパルサーは、第１のイ
ネーブル信号に応答して第１のイネーブルインパルス無線信号、および遅延され
た第１のイネーブル信号に応答して遅延された第１のインパルス無線信号を作り
出す。第１のインパルス無線信号および遅延された第１の無線信号は、第１のイ
ンパルス波形のタイプから成る。第２のパルサーは、第２のイネーブル信号に応
答して第２のインパルス無線信号、および遅延された第２のイネーブル信号に応
答して遅延された第２のインパルス無線信号を作り出す。第２のインパルス無線
信号および遅延された第２のインパルス無線信号は、第２のインパルス波形のタ
イプから成る。第２のインパルス波形のタイプは、実質的に、第１のインパルス
波形のタイプの逆（すなわちフリップ）である。結合器は、少なくとも１つの第
１のインパルス無線信号、および少なくとも１つの第２のインパルス無線信号を
有する遅延された第１インパルス無線信号および遅延された第２のインパルス無
線信号を結合し、それによって、フリップ変調されたインパルス無線信号を作り
出す。

【００１７】 本発明のさらなる特徴および利点、ならびに本発明の多様な実施形態の機構お
よび作用は、添付の図面と共に以下に詳細に記載される。

【００１８】 添付された図面について、信号接続を説明するために用いられた変換は、信号
線が、接続を示すように別の信号線との交差点にて終端することを要件とする。
交差する２つの信号線は、交差位置にて接続を示していない。以下に、本発明は
、添付された図面を参照して説明される。

【００１９】 図面において、同一の参照符号は、通常、同一で、機能的に類似の、および／
または、構造的に類似の要素を示す。要素が最初に現れる図面は、相当する参照
番号の最左の数字により示される。

【００２０】 （好適な実施形態の詳細な説明） Ｉ．本発明は、インパルス無線通信システムにて用いる新規のタイプの変調方
式に関する。さらに、本発明は、上記の新規の変調方式を用いて変調される信号
を送受信するように使用され得る送信機および受信機に関する。

【００２１】 １実施形態において、「フリップ変調」と呼ばれるものが用いられる。「フリ
ップ変調」において、第１のデータ状態は、第１のインパルス信号に対応し、第
２のデータ状態は、第１のインパルス信号を反転させたもの（すなわち、フリッ
プ）に対応する。別の実施形態において、「変位変調によるフリップ」または「
四重フリップ時間変調」（ＱＦＴＭ）と呼ばれるものが用いられる。この実施形
態において、２つのさらなるデータ状態が生成される。もちろん、本発明の教示
は、本発明の精神および範囲内にありながら、より多くのデータ状態を含む変調
方式を発展させるように用いられ得る。

【００２２】 本発明の変調方式は、さらなるデータ状態がパルスまたはパルストレーンによ
って表されることにより、インパルス無線通信システムのデータレートの向上を
提供する。さらに、本発明の変調方式は、従来のインパルス変調方式より信号−
ノイズ率の増加およびビット誤り率の減少を提供する。

【００２３】 本発明は、既存のインパルス無線技術に基づく。したがって、インパルス無線
の基本要素の概観が本発明の特定の実施形態の議論の前に提供される。この概観
は、本発明を理解するために有用である。

【００２４】 ＩＩ．インパルス無線の基本要素 このセクションは、インパルス無線の概念、および通信理論の他の関連する局
面の導入に関する。このセクションは、波形、パルストレーン、エネルギーの円
滑化（ｓｍｏｏｔｈｉｎｇ）およびチャンネル化（ｃｈａｎｎｅｌｉｚａｔｉｏ
ｎ）のコーディング、変調、受信および復調、インターフェース抵抗、処理利得
、容量、マルチパスおよび伝播、距離測定、ならびに、上記の概念の質的特性お
よびに量的特性関連するサブセクションを含む。このセクションは、読者が本発
明を理解することを助けるように提供されることが理解されるべきであり、本発
明の範囲を限定するように用いられるべきではない。

【００２５】 インパルス無線は、短く、低いデューティサイクルパルスに関連する。理想的
なインパルス無線波形は、短いガウスモノサイクルである。この名前が示唆する
ように、この波形は、所望の中心周波数での無線周波数（ＲＦ）エネルギーの１
サイクルに近似している。実施および他のスペクトル限界により、この波形は、
実際、所与の適用により大きく変わり得る。十分の帯域幅を伴うたいていの波形
は、ガウス型の形状を有用な程度に近似する。

【００２６】 インパルス無線は、ＡＭ、時間変位（または、パルス位置と呼ばれる）および
Ｍ−アレイバージョン（Ｍ−ａｒｙ ｖｅｒｓｉｏｎ）を含む、多くのタイプの
変調を使用し得る。時間変位法は、簡易性および電力出力の利点を有し、これら
によりインパルス無線を所望のものにする。この明細書中では、時間変位法は、
例示的な実施例として用いられる。

【００２７】 インパルス無線通信において、パルス−トゥ−パルス（ｐｕｌｓｅ−ｔｏ−ｐ
ｕｌｓｅ）間隔は、情報コンポーネントおよび擬似乱数コードコンポーネントの
２つのコンポーネントにより、パルス−バイ−パルス（ｐｕｌｓｅ−ｂｙ−ｐｕ
ｌｓｅ）ベースに基づいて変えられ得る。一般に、従来の広範囲のスペクトルシ
ステムは、相対的に広い周波数帯域より狭い帯域の情報信号を広げるために、擬
似乱数コードを利用する。従来の広範囲のスペクトル受信機は、元の情報信号を
取り出すために、これらの信号を相関させる。従来の広範囲のスペクトルシステ
ムと異なり、モノサイクルパルス自体が、本来、広い帯域幅を有するために、イ
ンパルス無線通信の擬似乱数コードがエネルギー範囲を広げるために必要ではな
い。代わりに、擬似乱数コードは、周波数領域でのチャンネル化、エネルギー円
滑化、干渉への抵抗、および近くの受信機への干渉ポテンシャルの低減化のため
に、用いられる。

【００２８】 インパルス無線受信機は、通常、相互相関器のフロントエンドを備えた直接的
な変換受信機（ｄｉｒｅｃｔ ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ ｒｅｃｅｉｖｅｒ）であ
り、この変換受信機において、フロントエンドは、モノサイクルパルスの電磁気
パルストレーンをシングルステージにて基底帯域信号に一貫して変換する。基底
帯域信号は、インパルス無線通信の基本的な情報信号である。増幅器のドリフト
および低周波数ノイズの影響を低減するように、基底帯域信号を備えたサブキャ
リアを含むことが所望される場合が多い。一般に実施されるサブキャリアは、デ
ータレートより速いレートにて既知のパターンに応じて、変調を交互に反転させ
る。次いで、こレート同一のパターンがプロセスを変転させ、元のデータパター
ンを反転させ、検出のちょうど前に元のデータパターンを保存するために用いら
れる。この方法は、ステージの交流（ＡＣ）結合、または等価な信号処理を可能
にし、検出プロセスからの直流（ＤＣ）ドリフトおよびエラーを排除する。この
方法は、Ｆｕｌｌｅｒｔｏｎらに付与された米国特許 Ｎｏ．５，６７７，９２
７に詳細に説明されている。

【００２９】 時間変位変調を利用してインパルス無線通信において、各データビットの、通
常の時間位置は、周期的なタイミング信号の多くのパルスを変調する。これによ
り、変調され、符号化されたタイミング信号を生成する。このタイミング信号は
、各シングルデータビットの同一の形状のパルスのトレーンを含む。インパルス
無線受信機は、送信された情報を回復するように複数のパルスを統合する。

【００３０】 （ＩＩ．１． 波形） インパルス無線については、短い低デューティサイクルパルスに基づく無線シ
ステムを参照する。最も広帯域な帯域幅の実施形態において、結果として形成さ
れる波形は、中心周波数においてパルス毎の１サイクルに近づく。より狭いバン
ドの実施形態においては、各パルスは、通常いくつかのスペクトル形状を有する
サイクルのバーストからなり、帯域幅を制御し、バンドエミッション外またはバ
ンド内スペクトル平坦性または時間ドメインピーク電力またはバーストオフタイ
ム減衰のような所望の特性を満たす。

【００３１】 システム分析の目的のために、理想的なセンス内の所望の波形モデルに近づき
、 詳細な設計ガイダンスのための最適な動きの洞察を提供する。用いられる１つの
そのような波形モデルは、図１Ａに示すようなＧａｕｓｓｉａｎモノサイクルで
ある。この波形は、超広帯域アンテナでの階段関数により生成される伝送パルス
の代表なものである。ピーク値１に標準化する基本方程式は、以下のようである
。

【００３２】

【数１】 ここで、σは、時間スケーリングパラメーター、 ｔは、時間、 ｆ_ｍｏｎｏ（ｔ）は、波形電圧、 ｅは自然対数の基底である。

【００３３】 上記波形の周波数ドメインスペクトルは図１Ｂに示される。対応する方程式は
、

【００３４】

【数２】 である。

【００３５】 中心周波数（ｆ_ｃ）またはピークスペクトル密度の周波数は、 ｆ_ｃ＝１／（２πσ） である。

【００３６】 これらのパルスまたはサイクルのバーストは、上記で参照した特許に開示され
る方法または当業者には公知の他の方法で生成され得る。いかなる実際の実施も
、理想的な数学モデルからは若干はずれる。実際、この理想からのずれは、シス
テムの許容可能な振る舞いにおいて実質的におよびさらに生じ得る。波形の実施
にとっては特にその傾向が強く、正確な波形形状を得るのは困難である。これら
の数学モデルは、記述される理想的な動作を補助するために提供され、本発明を
限定することを意図していない。実際、所与の帯域幅を適切に満たし所与のアプ
リケーションに対する適切なオン−オフ減衰比を有するいかなるサイクルのバー
ストも、本発明の意図を果たす。

【００３７】 （ＩＩ．２． パルストレーン） インパルス無線システムは、１つ以上のパルス毎のデータビットを伝送するこ
とが出来る；しかしながら、インパルス無線システムはより典型的には、各デー
タビットにおいて単一パルスではなくパルストレーンを用いる。以下に例示する
システムで詳細に開示されるように、インパルス無線送信機は、情報の各ビット
のパルスのトレーンを生成し、出力する。

【００３８】 発明者らにより構築された試作型は、０．７および１０メガパルス／秒（Ｍｐ
ｐｓ、ここで各メガパルスは１０^６パルスである）を含むパルス繰り返し周波数
を有する。図２Ａおよび図２Ｂは、符号化されていない調節されていない０．５
ナノ秒（ｎｓｅｃ）パルス１０２を有する典型的な１０Ｍｐｐｓシステムの出力
を示す。図２Ａは、このパルス１０２のシーケンスの時間ドメイン表示を示す。
図２Ａの波形のスペクトルの中心における６０ＭＨｚを示す図２Ｂは、周波数ド
メイン内のパルストレーンの結果が、１０Ｍｐｐｓパルス繰り返し率の周波数の
間隔を開けたコームライン２０４のセットを含むスペクトルを生成することを示
す。フルスペクトルが示されるとき、ラインスペクトルのエンベロープは、図１
Ｂの単一パルススペクトル１０４のカーブに続く。この単一のコード化されいな
いケースにおいて、パルストレーンの電力は大雑把に２００のコームラインの間
で広がる。従って、各コームラインは、合計電力の小さなフラクションを有し、
バンドを割り当てる受信機の最も小さい干渉問題を示す。

【００３９】 インパルス無線システムは典型的に、ピーク電力よりもはっきりと低い平均電
力の結果である超低平均デューティサイクルを有することが、図２Ａから認める
ことが出来る。本実施例の信号のデューティサイクルは、１００ｎｓｅｃのイン
ターバルにおける０．５ｎｓｅｃパルスに基づいて、０．５％である。

【００４０】 （ＩＩ．３． エネルギースムージングおよびチャネル化のための符号化） 高パルス比システムのために、コームラインを生成することにより得られるよ
りもより綺麗にスペクトルを広げる必要があり得る。これは、各パルスがその名
目上の位置に関係するように擬似ランダムに位置決めすることにより行われ得る
。

【００４１】 図３は、周波数ドメイン内のエネルギー分布上を動き回る擬似ノイズ（ＰＮ）
コードのインパクトのプロットを示す（擬似ノイズ、またはＰＮコードは、パル
スのシーケンス内での各パルスの擬似ランダムな位置決めを定義する時間位置の
セットである）。図２Ｂと比較して、図３は、ＰＮコードを用いたインパクトは
コームライン構造を破壊し、エネルギーをより均一に広げることを示す。この構
造は、典型的に、特定のコードの使用の特性である少しの変化を有する。

【００４２】 ＰＮコードはまた、インパルス無線を使用した独立した通信チャネルを確立す
る方法を提供する。ＰＮコードは、１つのコードを用いるパルストレーンが１つ
または２つよりも多いパルス位置上でほとんど衝突せず、パルストレーンはいか
なる１つのデータビット時間の間でも他のコードを用いるような低い相互相関を
有するように設計され得る。データビットは数百のパルスを含み得るので、これ
は、望まないチャネルの実質的な減衰を示す。

【００４３】 （ＩＩ．４． 変調） いかなる波形の局面も、伝達する情報に変調され得る。振幅変調、位相変調、
周波数変調、時間シフト変調およびＭ線バージョンがこれらとして挙げられる。
アナログおよびデジタル形状の両方が導入される。これらの、デジタル時間シフ
ト変調は、種々の利点を有し、相関関係受信機アーキテクチャーを用いて簡単に
導入することが出来るように実施される。

【００４４】 デジタル時間シフト変調は、情報信号に応答して追加の量（これはＰＮコード
の動きに追加される）によりコード時間位置をシフトすることにより導入するこ
とが出来る。この量は、典型的に、ＰＮコードシフトと非常に小さい関係である
。２ＧＨｚの中心周波数を有する１０Ｍｐｐｓシステムにおいて、例えば、ＰＮ
コードは、情報変調が１５０ｐｓ分パルス位置から外れるのみであるので、１０
０ｎｓｅｃの範囲に渡るパルス位置の変化を命令し得る。

【００４５】 従って、ｎパルスのパルストレーンにおいて、各パルスは、個々のコードの遅
延量および変調変調量により、それぞれの時間ベースクロック位置からの異なる
量を遅延される。ここで、ｎは所与のデータシンボルデジタルビットに関係する
パルスの数である。

【００４６】 変調はさらにスペクトルを平滑化し、結果として得られるスペクトル内の構造
を最小化する。

【００４７】 （ＩＩ．５． 受信および復調） 明確に、狭い範囲に多くのインパルス無線ユーザが存在した場合、相互干渉が
発生し得る。さらに、ＰＮ符号化が干渉を最小化する間、ユーザの数が上昇して
、一人のユーザのシーケンスからの個々のパルスと、他のユーザのシーケンスの
上昇からのパルスを同時に受信する可能性がある。インパルス無線は、部分的に
は、これらの環境下で動作することが出来、これは、それらが受信する全てのパ
ルスに依存しないからである。インパルス無線受信機は、多くのパルスの統計上
のサンプリングおよび組み合わせを用いる、（ＲＦレベルでの）受信機能の相関
化、同期化を実施し、伝送情報を修復する。

【００４８】 インパルス無線受信機は、典型的には、１〜１０００またはそれ以上のパルス
を積分し、復調された出力をもたらす。受信機が積分するパルスの最適数は、パ
ルスレート、ビットレート、干渉レベルおよび干渉範囲を含む変数の数に依存す
る。

【００４９】 （ＩＩ．６．干渉抵抗） チャンネル化およびエネルギーの均等化（ｅｎｅｒｇｙ ｓｍｏｏｔｈｉｎｇ
）と並んで、ＰＮ符号化は、さらに、インパルス無線を他のインパルス無線送信
機を含む、すべての無線通信システムからの干渉に対して高抵抗性にする。これ
は、極めて重要である。なぜなら、インパルス信号によって占められた帯域内で
、任意の他の信号が、場合によってはインパルス無線を干渉するためである。現
在、インパルスシステムのために利用可能に割り振り解除された帯域は存在しな
いため、これらのインパルスシステムは、悪影響を受けることなく、他の従来の
無線システムとスペクトルを共有しなければならない。ＰＮ符号は、インパルス
システムが、予定されたインパルス伝送と、他からの干渉伝送とを区別すること
を支援する。

【００５０】 図４は、インパルス無線信号４０４をオーバーレイする狭帯域正弦波干渉信号
４０２の結果を図示する。インパルス無線受信機において、相互相関への入力は
、狭帯域信号４０２、および受信された超広帯域インパルス無線信号４０４を含
む。入力は、ＰＮディザーテンプレート信号４０６（ＰＮ ｄｉｔｈｅｒｅｄ
ｔｅｍｐｌａｔｅ ｓｉｇｎａｌ）との相互相関によってサンプリングされる。
ＰＮ符号化を行なわずに、相互相関は、干渉信号４０２を規則正しくサンプリン
グするので、干渉信号がインパルス無線受信機に著しい干渉をもたらし得る。し
かしながら、伝送されたインパルス信号が、ＰＮ符号ディザーを用いて符号化（
およびインパルス無線受信機テンプレート信号４０６が、その同一のＰＮ符号デ
ィザーを用いて同期化され）される場合、相関は、干渉信号を擬似ランダムにサ
ンプリングする。干渉信号からのサンプルはインコヒーレントに付加され、積分
されたサンプル数の平方根により、ほぼ増加する。これに対して、インパルス無
線サンプルはコヒーレントに付加され、積分されたサンプル数により直接的に増
加する。従って、複数のパルスにわたって積分することは、干渉のインパクトを
克服する。

【００５１】 （ＩＩ．７．プロセシングゲイン） インパルス無線は、そのプロセシングゲインが大きいため干渉抵抗性がある。
典型的な広帯域システムに関して、広帯域通信が用いられるときにチャンネル干
渉が減少する量である、プロセシングゲインの定義は、情報信号のビットレート
に対するチャンネルの帯域幅の比である。例えば、１０ｋＨｚの情報帯域幅およ
び１０ＭＨｚのチャンネル帯域幅を有する直接拡散広帯域システム（ｄｉｒｅｃ
ｔ ｓｅｑｕｎｅｃｅ ｓｐｒｅａｄ ｓｐｅｃｔｒｕｍ ｓｙｓｔｅｍ）は、
１０００または３０ｄＢのプロセシングゲインをもたらす。しかしながら、イン
パルス無線システムを用いると、はるかに大きいプロセシングゲインが達成され
る。ここで、同じ１０ｋＨｚで、情報帯域幅は、はるかに大きい２ＧＨｚチャン
ネル幅に広くまたがる。理論上のプロセシングゲインは２００，０００または５
３ｄＢである。

【００５２】 （ＩＩ．８．キャパシティ） 信号対雑音の独立変数を用いて、帯域が極めて幅広いために、例外的なプロセ
シングゲインの結果として、インパルス無線システムのために数千の同時音声チ
ャンネルが利用可能であることが理論的に示された。

【００５３】 単純化したユーザ配信のために、受信機からの等電力等距離のＮ個の干渉する
ユーザを用いて、これらの他のユーザの結果としての全干渉信号対雑音比は、以
下の式によって説明され得る：

【００５４】

【数３】 ここで、 Ｖ^２ _ｔｏｔ は、受信機における、全干渉信号対雑音比分散であり、 Ｎ は、干渉ユーザの数であり、 σ^２ は、単一パルス相互相関を有する干渉信号のうちの１つから生じる
信号対雑音比分散であり、 Ｚ は、変調を回復するために受信機が積分するパルスの数 である。

【００５５】 この関係は、同時ユーザの数が上昇するので、リンクの質が段階的に劣化する
ことを示す。これはさらに、積分ゲイン（Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ ｇａｉｎ）
の利点を示す。同じ干渉レベルで支援され得るユーザの数は、積分されるパルス
の数の平方根だけ上昇する。

【００５６】 （ＩＩ．９．多重通路および伝搬） インパルス無線の著しい利点のうちの１つは、多重通路フェージング効果に対
するその抵抗性がある。従来の狭帯域システムは、レイリーフェージングプロセ
スにより多重通路の影響を受け、ここで、複数の遅延反射からの信号は、これら
の相対位相により受信機アンテナにおいて組合される。これは、所定のロケーシ
ョンへの特定の伝搬に依存して、可能な加算または可能な相殺（ｃａｎｃｅｌｌ
ａｔｉｏｎ）をもたらす。これは、さらに、モバイル用途において潜在的に、激
しい信号強度のゆらぎをもたらす結果になる。ここで、多重通路信号の混合は、
わずかなフィート移動するごとに変化する。

【００５７】 しかしながら、インパルス無線は、実質的に、これらの効果に対して抵抗性で
ある。遅延多重通路にて反射することにより到達するインパルスは、典型的には
、相関時間の外側に到達し、従って、無視される。このプロセスは、図５Ａおよ
び図５Ｂを参照して詳細に説明される。図５Ａにおいて、３つの伝搬経路が示さ
れる。直接経路は最も短い。この経路は、送信機と受信機との間の直線距離を表
す。経路１は、グレージング角多重通路反射を表し、これは直接経路に非常に近
接している。経路２は、遠隔多重通路反射である。さらに示されるのは、同じ時
間遅延での反射の他の可能なロケーションを表す楕円（または、空間における長
円体）トレースである。

【００５８】 図５Ｂは、この多重通路伝搬構成から受信された波形の時間領域プロットを表
す。この図は、図１Ａに示されるような３つのダブレットパルスを含む。直接経
路信号は基準信号であり、最短の伝搬時間を表す。経路１信号は、わずかに遅延
し、実際、この遅延値で信号強度をオーバーラップおよびエンハンスメントする
。反射波は、極性が逆転することに留意されたい。経路２信号は、十分に遅延し
、波形は、直接経路信号から完全に分離される。相関器テンプレート信号が直接
経路信号において配置された場合、経路２信号は、応答を生成しない。非常に近
接した反射器から生じる多重通路信号のみが任意の効果を有することが見出され
得る。実質的に遅延した多重通路信号のバルクは、相関プロセスから除去され、
無視される。

【００５９】 ４分の１波（４分の１波は、約１．５インチ、または２ＧＨｚの中心周波数で
３．５ｃｍ）よりも少なく遅延された多重通路信号は、直接経路信号を減衰させ
る唯一の信号である。これは、第１のフレネル帯からの反射であり、この特性は
、狭帯域信号と共有される。しかしながら、インパルス無線は、他のすべてのフ
レネル帯反射に対する抵抗性が高い。多重通路からの極めて変わりやすい減衰を
回避する能力は、インパルス無線に著しい性能利点を付与する。

【００６０】 （ＩＩ．１０．距離測定） インパルスシステムは、波形において不明瞭な周波が不在であるため、極めて
微細な分解能との距離を測定し得る。他方、狭帯域システムは、変調エンベロー
プに限定され、各データビットと関係付けられるのはどのＲＦサイクルかを正確
に識別することが容易にできない。なぜなら、サイクルごとの振幅の相違は非常
に小さく、リンクまたはシステム雑音によって遮蔽される。インパルス無線波形
は、多重サイクルアンビギュイティを有さないので、これは、波形位置の正の決
定を波長よりも小さく（潜在的に、システムの雑音フロア（ｎｏｉｓｅ ｆｌｏ
ｏｒ）に向かって下方に）することを可能にする。この時間位置測定は、伝播遅
延を測定し、リンク距離を決定するために用いられ得、リンク距離が一度知られ
ると、時間基準を同等に高い精度に転送し得る。本発明の発明者は、センチメー
トル単位の距離分解能の可能性を示すシステムを構築した。このシステムは、約
３０ｐｓの時間伝送分解能と等価値である。例えば、「Ｕｌｔｒａｗｉｄｅ−Ｂ
ａｎｄ Ｐｏｓｉｔｉｏｎ Ｄｅｔｅｒｍｉｎａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ ａｎ
ｄ Ｍｅｔｈｏｄ」と称される、共有に係る、係属中の出願第０９／０４５，９
２９号（１９９８年３月２３日出願）および「Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ Ｍｅｔｈ
ｏｄ ｆｏｒ Ｄｉｓｔａｎｃｅ Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ ｂｙ Ｉｎ ｐｈ
ａｓｅ ａｎｄ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｓｉｇｎａｌｓ ｉｎ ａ Ｒａｄｉ
ｏ Ｓｙｓｔｅｍ」と称される、第０９／０８３，９９３号（１９９８年３月２
６日出願）を参照されたい。これらの出願の両方は、参考のため、本明細書中で
援用する。

【００６１】 （ＩＩ．１１．例示的送信機） １つのサブキャリアチャンネルを有するインパルス無線通信システムのインパ
ルス無線送信機６０２の例示的実施形態は、次に、図６を参照して説明される。

【００６２】 送信機６０２は、周期タイミング信号６０６を生成する時間軸（ｔｉｍｅ ｂ
ａｓｅ）６０４を含む。時間軸６０４は、典型的には、ピコセカンド（ｐｓ）の
高いタイミング精度および低ジッタを有する電圧制御発振器（ＶＣＯ）等を含む
。ＶＯＣ中心周波数を調整する電圧制御は、較正されて、送信機の公称パルス反
復率を決定するために用いられる所望の中心周波数に設定される。周期タイミン
グ信号６０６は、精度タイミング生成器６０８に供給される。

【００６３】 精度タイミング生成器６０８は、同期化信号６１０を符号ソース６１２に供給
し、符号ソース出力６１４を、内部で生成されたサブキャリア信号（これは選択
的である）および情報信号６１６と一緒に利用し、変調された、符号化されたタ
イミング信号６１８を生成する。

【００６４】 符号ソース６１２は、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、読み出し専用メモ
リ（ＲＯＭ）等の、ＰＮ符号を適切に格納、および符号信号６１４としてのＰＮ
符号を出力する格納デバイスを含む。あるいは、最大長さのシフトレジスタまた
は他の計算手段がＰＮ符号を生成するために用いられ得る。

【００６５】 情報源６２０は、情報信号６１６を精度タイミング生成器６０８に供給する。
情報信号６１６は、音声、データ、画像等を表すデジタルビット、アナログ信号
または複合信号を含む任意のタイプのインテリジェンスであり得る。

【００６６】 パルス生成器６２２は、変調された、符号化されたタイミング信号６１８をト
リガーとして用い、出力パルスを生成する。出力パルスは、これに結合された伝
送線６２６を介して伝送アンテナ６２４に送信される。出力パルスは、伝送アン
テナ６２４によって伝搬電磁パルスに変換される。本実施形態において、電磁パ
ルスは発信信号（ｅｍｉｔｔｅｄ ｓｉｇｎａｌ）と呼ばれ、無線周波数の実施
形態において、空気等の伝搬媒体を通じて、図７に示されるようなインパルス無
線受信機７０２に伝搬する。好適な１実施形態において、発信信号は広帯域また
は超広帯域であり、図１Ａのようなモノサイクルパルス（ｍｏｎｏｃｙｃｌｅ
ｐｕｌｓｅ）に近づく。しかしながら、発信信号は、パルスをフィルタリングす
ることによって、スペクトルが変調され得る。このフィルタリングは、通常、各
モノサイクルパルスが時間領域において零交差をより多く（より多くのサイクル
）有するようにする。この場合、パルス無線受信機は、有効変換の相互相関器に
おけるテンプレート信号と同じ波形を用い得る。

【００６７】 （ＩＩ．１２．例示的受信機） インパルス無線通信システムのインパルス無線受信機７０２（本明細書中では
、以後、受信機と呼ばれる）の例示的実施形態は、ここで、図７を参照して説明
される。より具体的には、図７に示されるシステムは、デジタルデータを受信す
るためのものであり、１つ以上のパルスが各データビットごとに伝送される。

【００６８】 受信機７０２は、伝搬インパルス無線信号７０６を受信する受信アンテナ７０
４を含む。受信アンテナ７０４からの受信信号７０８は、相互相関またはサンプ
ラ７１０に結合され、ベースバンド出力７１２を生成する。相互相関またはサン
プラ７１０は、任意の必要なフィルタと一緒に多重化および積分機能を含み、信
号対雑音比を最適化する。

【００６９】 受信機７０２は、さらに、精度タイミング生成器７１４を含み、受信機時間軸
７１８からの周期タイミング信号７１６を受信する。受信信号７０８を連続追跡
するために、ロックループによって必要とされるように、この時間軸７１８は、
時間、周波数または位相の調整および制御が可能である。精度タイミング生成器
７１４は、同期化信号７２０を符号ソース７２２に提供し、符号ソース７２２か
ら符号制御信号７２４を受信する。精度タイミング生成器７１４は、周期タイミ
ング信号７１６、および符号制御信号７２４を利用し、符号化タイミング信号７
２６を生成する。テンプレート生成器７２８は、この符号化されたタイミング信
号７２６によってトリガーされ、理想的には、受信信号７０８の各パルスと実質
的に等価な波形を有するテンプレート信号パルス７３０の列を生成する。所与の
信号を受信する符号は、伝搬信号７０６を生成する発信送信機６０２によって利
用されるものと同じ符号である。従って、テンプレートパルス列７３０のタイミ
ングは、受信された信号パルス列７０８のタイミングと一致し、受信した信号７
０８が相関器７１０において同期的にサンプリングされることを可能にする。相
関器７１０は、理想的には、乗算器を含み、これに短期積分器（ｓｈｏｒｔ ｔ
ｅｒｍ ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ）が続き、パルスインターバルにわたって乗算器
による積（ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒ ｐｒｏｄｕｃｔ）を合計する。相関およびサ
ンプリングプロセスのさらなる例および詳細は、共有に係る特許第４，６４１，
３１７号、第４，７４３，９０６号、４，８１３，０５７号および第４９７９，
１８６号において見出され得、これらの特許は、参考のため、本明細書中で援用
され、および「Ｂａｓｅｂａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ Ｄｅｖ
ｉｃｅ ｆｏｒ ａ Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒａｄｉｏ Ｒｅｃ
ｅｉｖｅｒ」と称される、共有に係わる、係属中の出願第０９／３５６，３８４
号（１９９９年７月１６日出願）において見出され得、この出願は、参考のため
、本明細書中で援用する。

【００７０】 相関器７１０の出力は、ベースバンド信号７１２とも呼ばれ、サブキャリア復
調器７３２に結合される。このサブキャリア復号器は、サブキャリアからのサブ
キャリア情報信号を復調する。選択的サブキャリアプロセスの目的は、用いられ
る場合、ＤＣ（ゼロ周波数）から離れた情報信号を移動し、低周波雑音およびオ
フセットに対する耐性を改善することである。サブキャリア復調器７３２の出力
は、その後、パルス加算ステージ７３４においてフィルタリングまたは積分され
る。パルス加算ステージは、単一データビットを含むパルス信号の数の合計を表
す出力を生成する。パルス加算ステージ７３４の出力は、その後、検出器ステー
ジ７３８において、公称ゼロ（または、基準）信号出力と比較され、最初の情報
信号６１６の推定を表す出力信号７３９を決定する。

【００７１】 ベースバンド信号７１２は、さらに、ローパスフィルタ７４２（ロックループ
フィルタ７４２とも呼ばれる）に入力される。ローパスフィルタ７４２を含む制
御ループ、時間軸７１８、精度タイミング生成器７１４、テンプレート生成器７
２８、および相関器７１０は、フィルタリングされたエラー信号７４４を生成す
るために用いられる。フィルタリングされたエラー信号７４４は、調整可能な時
間軸７１８に調整を提供し、受信信号７０８の位置と関連して、周期タイミング
信号７２６を時間位置化（ｔｉｍｅ ｐｏｓｉｔｉｏｎ）する。

【００７２】 トランシーバの実施形態において、実質的経済性は、送信機６０２および受信
機７０２のいくつかの器能の部分またはすべてを共有することによって達成され
得る。これらのうちの１部は、時間軸７１８、精度タイミング生成器７１４、符
号ソース７２２、アンテナ７０４等を含む。

【００７３】 （ＩＩＩ．好適な実施形態） （ＩＩＩ．１．フリップ変調） 上述のように、本発明は、インパルス無線通信システムにおいて用いるための
、新しいタイプの変調方式に関する。１実施形態において、「フリップ変調」と
呼ばれるものが用いられる。フリップ変調の単純な例は、図８を参照して説明さ
れ得る。この例において、インパルス波形８０２は、バイナリ「０」シンボルを
表すために用いられ、インパルス波形８０４は、バイナリ「１」シンボルを表す
ために用いられる。波形８０２と８０４との間の差異は、波形８０４が波形８０
２の反転またはフリップであることに留意されたい。本明細書を通じて、波形８
０２は、非反転インパルスまたは負インパルスと呼ばれることが多い（なぜなら
、この波形は、負であり、その後、正になるため）、および波形８０４は、反転
インパルスまたは正インパルスと呼ばれる（なぜなら、この波形は正であり、そ
の後負になるからである）。時間領域において、波形８０２は、数学的に

【００７４】

【数４】 によって説明される。 および波形８０４は、数学的に

【００７５】

【数５】 によって説明される。 ここで、 σは、時間スケールパラメータ ｔは、時間 ｆ_ｍｏｎｏ（ｔ）は、波形電圧、および ｅは、自然対数の底である。

【００７６】 上記の波形の周波数領域スペクトルは：

【００７７】

【数６】 中心周波数（ｆ_ｃ）または最大スペクトル密度の周波数は： ｆ_ｃ＝１／（２ｐｓ） インパルス８０２および８０４は、伝送信号（例えば、空気を通って送信機か
ら受信機に伝送された信号）と関連付けられた例示的波形である。インパルス８
０２および８０４が、受信機のアンテナによって一度受信されると、これらの波
形は、典型的には、それぞれ、波形８０６および波形８０８に似ている。より具
体的には、波形８０６は、ほぼ波形８０２の１次導関数であり、波形８０８は、
ほぼ波形８０４の１次導関数である。これは、受信アンテナ応答が原因で生じる
。波形８０６は「ｗ」に似ているので、これは「ｗパルス」または「トリプレッ
ト」と呼ばれる。波形８０８は、反転した「ｗ」に似ているので、これは、「反
転ｗパルス」と呼ばれる。この実施例において、「ｗパルス」（または、複数の
ｗパルス）は、バイナリ値「０」に対応し、「反転ｗパルス」（または、複数の
反転ｗパルス）は、バイナリ値「１」に対応する。「反転ｗパルス」８０８は、
「ｗパルス」８０６のフリップであることに留意されたい。受信アンテナは、必
ずしも受信信号を区別しないことに留意されたい。従って、受信アンテナが受信
信号を区別しない場合、受信信号のパルス波形は、伝送信号のパルス波形に似て
いる。

【００７８】 上述のように、インパルス無線システムは、パルスごとに１つ以上のデータビ
ットを送達し得る。しかしながら、インパルス無線システムは、より典型的には
、各データビットごとに単一パルスではなく、パルス列を用いる。従って、パル
ス８０２の列（例えば、１００個のパルス８０２）は、バイナリ値「０」および
反転パルス８０４の列（例えば、１００個の反転パルス８０４）は、バイナリ値
「１」を表すために用いられ得る。１つ以上のパルスを用い、１つのデジタル情
報ビットを表すことによってさらなる利点が取得されるので、パルス列はよく用
いられる。各ビットと関連付けられたパルスの集合から受信された信号は、積分
ゲインと呼ばれるプロセスにおいて組合される。組合せプロセスは、基本的に、
各ビットごとのパルスの数にわたって、受信信号と、各パルスと関連付けられた
雑音エネルギーとを加算することである。電圧信号対雑音比は、合計されたパル
スの数の平方根によってほぼ改善される。適切な加算は、積分（加算）時間全体
にわたって、タイミングが安定かつ正確であることを必要とする。

【００７９】 （ＩＩＩ．１．Ａ．送信機） 図９は、本発明による、フリップ変調信号を伝送するために用いられるインパ
ルス無線送信機９０２の例示的実施形態を示す。受信機９０２は、タイミング信
号９０６を生成する時間軸９０４を含む。時間軸９０４は、典型的には、ピコセ
カンド（ｐｓ）の高いタイミング精度および低ジッタを有する電圧制御発振器（
ＶＣＯ）等を含む。ＶＣＯ中心周波数を調整する電圧制御は、較正されて、送信
機の公称パルス反復率を決定するために用いられる所望の中心周波数に設定され
る。周期タイミング信号９０６は、精度タイミング生成器９０８に供給される。

【００８０】 情報源９１７は、精度タイミング生成器９０８に情報信号９１６を供給する。
情報信号９１６は、音声、データ、画像等を表すデジタルビット、アナログ信号
または複合信号を含む、任意のタイプのインテリジェンスであり得る。

【００８１】 選択的符号生成器９１２は、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、読み出し専
用メモリ（ＲＯＭ）等、ＰＮ符号を適切に格納、および符号信号９１４としての
ＰＮ符号を出力する格納デバイスを含む。あるいは、最大長さのシフトレジスタ
または他の計算手段がＰＮ符号を生成するために用いられ得る。

【００８２】 精度タイミング生成器９０８は、同期化信号９１０を選択的符号生成器９１２
に供給し、選択的符号ソース出力９１４を、最初に生成されたサブキャリア信号
（これも選択的）および情報信号９１６と一緒に利用し、変調された（および選
択的に符号化された）共通のトリガー信号９２０を生成し、信号９１８および９
１９をイネーブルする。共通のトリガー信号９２０は、パルス生成器９２２（パ
ルサー９２０、または第１の出力状態９２２とも呼ばれる）およびパルス生成器
９２４（パルサー９２２、または第２の出力状態９２４とも呼ばれる）の両方に
同時に提供される。イネーブル信号９１８は、パルサー９２２をイネーブルし、
イネーブル信号９１９は、パルサー９２４をイネーブルする。１実施形態におい
て、パルス生成器９２２は、トリガー信号９２０およびイネーブル信号９１８の
両方の受信に応答して、パルス８０２に似た出力パルスを生成し、パルス生成器
９２４は、トリガー信号９２０およびイネーブル信号９１９の受信に応答して、
８０４に似た（すなわち、パルス８０２の反転またはフリップであるパルス）出
力パルスを生成する。

【００８３】 従って、インパルスの１タイプ（例えば、パルス８０２）を生成するために、
精度タイミング生成器９０８は、パルサー９２２および９２４に共通のトリガー
信号９２０を提供し、イネーブル信号をパルサー９２２に提供する。反転インパ
ルス（例えば、パルス８０４）を生成するために、精度タイミング生成器９０８
は、共通のトリガー信号９２０をパルサー９１１および９２４に提供し、イネー
ブル信号をパルサー９２４に提供する。この実施形態において、パルサー９２２
およびパルサー９２４は、同時にイネーブル信号を受信しない。

【００８４】 共通のトリガー信号９２０ならびに別々のイネーブル信号９１８および９１９
を用いる利点は、共通のトリガー信号９２０のみが厳密に（ｃｒｉｔｉｃａｌｌ
ｙ）タイミングが取られる必要があることである。対照的に、イネーブル信号９
１８および９１９は、共通のトリガー信号９２０の前の特定の時間において供給
される（例えば、ＨＩＧＨの状態に置く）必要があるにすぎない（しかしながら
、上述のように、パルサー９２２は、パルサー９２４がイネーブル信号９１９を
受信すると同時にイネーブル信号９１８を受信しない）。しかしながら、パルサ
ー９２２と９２４は、これらがトリガー信号のみに応答してインパルスを生成す
るように設計され得ることに留意されたい。すなわち、パルサー９２２および９
２４は、イネーブル信号が必要でないように（または、パルサー９２２および９
２４のイネーブル入力が常に活性化されているように）設計され得る。このよう
な実施形態において、イネーブル信号９１８は、第１のトリガー信号と置き換え
られ、イネーブル信号９１９は、第２のトリガー信号と置き換えられ、共通トリ
ガー信号９２０が必要とされない。パルサー９２２は、第１のトリガー信号に応
答して、出力パルスを生成し、パルサー９２４は、第２のトリガー信号に応答し
て、出力パルスを生成する。このような実施形態において、第１のトリガー信号
および第２のトリガー信号の両方は、厳密にタイミングが取られなければならな
い。

【００８５】 無線周波数の実施形態において、（パルサー９２２および９２４の）出力パル
スは、その後、結合器９２５によって組合され、これに結合された伝送線を介し
て、伝送アンテナ９２６に提供される。インプリメンテーションに依存して、伝
送アンテナ９２６を駆動する、（パルサー９２２および９２４の）出力パルスは
、例えば、立ち上がりパルスエッジまたは立ち下りパルスエッジ、モノサイクル
、ダブレットまたはトリプレットであり得る。結合器９２５は、単純なレジスタ
ネットワークであり得るか、または、中央タップ変成器ネットワークであり得る
。これらの各々は、詳細に後述される。結合器９２５は、さらに、ハイブリッド
結合器または方向性結合器といった、当該分野に公知の任意の他の受動的結合回
路（ｐａｓｓｉｖｅ ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ ｃｉｒｃｕｉｔ）で有り得るが、こ
れらに限定されない。出力パルスは、その後、伝送アンテナ９２６によって伝搬
電磁パルスに変換される。無線周波数実施形態において、電磁パルスは、発信信
号と呼ばれ、空気等の伝搬媒体を通じてインパルス無線受信機（例えば、図１８
に示されるような受信機１８０２）に伝搬する。好適な１実施形態において、発
信信号は、パルスを含む広帯域または超広帯域信号であり、これらの各々は、短
周期パルス（例えば、パルス８０２またはパルス８０４）に近づく。上述のよう
に、１実施形態において、第１のパルス（例えば、パルス８０２）は、バイナリ
値「０」を表すために用いられ得、フリップまたは反転パルス（例えば、パルス
８０４）は、バイナリ値「１」を表すために用いられ得る。当然、送信機９０２
によって生成されるインパルス（例えば、インパルス８０２および８０４）は、
他のデータ状態を表すために用いられ得、依然として本発明の趣旨および範囲に
含まれる。

【００８６】 本発明の教示は、共有に係る、および同時出願された「Ｖｅｃｔｏｒ Ｍｏｄ
ｕｌａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ Ｗｉｄｅｂａ
ｎｄ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒａｄｉｏ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」と称され
る米国特許出願第０９／５３８，５１９号、ならびに「Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ
Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒａｄｉｏ Ｖｅｃｔｏｒ Ｍｏｄｕ
ｌａｔｉｏｎ」と称される米国仮出願第６０／１６９，７６５号（１９９９年１
２月９日出願）において開示されるベクトル変調器方式と組合され得る。これら
の出願の各々は、参考のため、本明細書中にその全体を援用する。例えば、ベク
トル変調において、各パルスは、パルスインターバルのサイクルにわたる複数の
異なった時間位置のうちの１つに変調される。本発明の教示を用いて、各ベクト
ル変調（すなわち、時間位置化された）パルスは、２つのタイプのパルスのうち
の１つであり得る（すなわち、第１のタイプのパルス、および実質的に第１のタ
イプのパルスの反転である第２のタイプのパルス）。別の実施例において、各ベ
クトル変調パルスは、４つのタイプのパルス（すなわち、第１のタイプのパルス
、遅延された第１のタイプのパルス、実質的に第１のタイプのパルスの反転であ
る第２のタイプのパルス、および遅延された第２のタイプのパルス９のうちの１
つであり得る）。その結果、さらなるデータ状態、従ってより早いデータ速度は
、変調方式のそのような組合せを通じて理解され得る。

【００８７】 （ＩＩＩ．１．Ａ．ｉ．パルサー） 上述のように、パルサー９２２および９２４は、フリップ変調方式のために用
いられる非反転インパルス（例えば、インパルス８０２）および反転インパルス
（例えば、インパルス８０４）を生成する。以下において、パルサー９２２およ
び９２４の種々の実施形態のさらなる詳細について議論される。パルサー９２４
についての議論が最初に提供され、次に、パルサー９２２についての議論が続く
。

【００８８】 （ＩＩＩ．１．Ａ．ｉ．ａ．正極パルサー） 図１０Ａは、本発明による、パルサー９２４の例示的実施形態を図示する。パ
ルサー９２４は、正の後、負になる電圧を用いてインパルスを生成するので、正
極パルサーとも呼ばれ、正パルス（例えば、インパルス８０４）を生成する。

【００８９】 上述のように、パルサー９２４がトリガー信号９２０およびイネーブル信号９
１９を受信すると、パルサー９２４は、出力パルス（例えば、パルス８０４）を
生成する。従って、パルサー９２４は、トリガー信号９２０およびイネーブル信
号９１９を受信するＡＮＤゲート１００２を含む。トリガー９２０およびイネー
ブル９１９の両方がＨＩＧＨであるとき、ＡＮＤゲート１００２の出力１００２
は、ＨＩＧＨになる。

【００９０】 トリガー信号９２０が、所望のパルスを生成するために用いられるステップリ
カバリーダイオード回路を駆動するために十分なパルス幅の安定性または定義を
有しないので、ワンショットマルチバイブレータ（ｏｎｅ ｓｈｏｔ ｍｕｌｔ
ｉｖｉｂｒａｔｏｒ）１００６が用いられ、精度出力パルス１００８を生成する
。より具体的には、信号９０４の立ち上がりエッジの受信に応答して、ワンショ
ットマルチバイブレータ１００６は、所望のインパルスを生成するために用いら
れるステップリカバリーダイオード（後述される）を駆動するために必要な精度
制御パルス幅を有するパルスを生成する。ワンショットマルチバイブレータ１０
０６は、信号の立ちあがりエッジ１００４によってトリガーされるので、信号１
００４の可変の幅は、その出力に影響を与えない。好適な実施形態において、ワ
ンショットマルチバイブレータ１００６において、Ｄａｌｌａｓ Ｓｅｍｉｃｏ
ｎｄｕｃｔｏｒ、Ｄａｌｌａｓ、Ｔｅｘａｓによって製造されるモデルＤＳ１０
４０−Ａ１５の集積回路である。ピンｐ０、ｐ１およびｐ２は、出力パルス幅を
規定するプログラミング入力である。ｐ０およびｐ２をグラウンドに、およびｐ
１を＋５ボルトに接続することによって、ワンショットマルチバイブレータ１０
０６が信号１００４によってトリガーされると、これは７．５ｎｓｅｃの幅を有
する安定パルスである出力１００８（駆動パルス１００８とも呼ばれる）を生成
する。

【００９１】 安定パルス１００８は、レジスタ／キャパシタ（ＲＣ）スピードアップネット
ワーク１０１０（Ｒ５およびＣ３を含む）を通じてトランジスタスイッチＱ４に
、および別のＲＣスピードアップネットワーク１０１２（Ｒ８およびＣ６を含む
）を通じてバイアシングトランジスタスイッチＱ３に進む。これは、ステップリ
カバリーダイオードＤ１の順方向バイアスインターバルを生じさせる。より具体
的には、ワンショットマルチバイブレータ１００６がトリガー（すなわち、トリ
ガー信号９１９およびイネーブル信号９２０はＨＩＧＨ）されると、安定パルス
１００８は、トランジスタスイッチＱ４をスイッチオンし、ベース電流がバイア
シングトランジスタＱ３に提供されるようにする。バイアシングトランジスタス
イッチは、ステップリカバリーダイオードＤ１を通じて順方向バイアス電流を引
き込む。同時に、安定パルス１００８は、さらなるＲＣスピードアップネットワ
ーク１０１４（Ｒ４およびＣ２を含む）を通ってトランジスタＱ２に供給され、
このトランジスタは、グラウンドに切り換わる。安定パルスは、負極に向かって
立ち下がる入力を所望の遅延を生成する遅延線１０１６に付与する。好適な実施
形態において、遅延線１０１６は、１５ｎｓｅｃの遅延を生成する、ＥＬＭＥＣ
Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ｏｆ Ａｍｅｒｉｃａによって製造されるモデルＣＤ
Ａ１５００５である。しかしながら、１５ｎｓｅｃの遅延の後、７．５ｎｓｅｃ
のパルス１０１８は、トランジスタＱ１をスイッチオンさせる遅延線１０１６か
らの出力である。その時点において（すなわち、１５ｎｓｅｃの遅延の後）、順
方向バイアストランジスタＱ３はすでにスイッチオフになっている。トランジス
タＱ１がスイッチオンになると、これはバイアスステップリカバリーダイオード
Ｄ１を逆転し、電荷抽出プロセスを開始する。このプロセスは、ステップリカバ
リーダイオードに所望のインパルス波形（すなわち、パルス８０４）を生成する
ために用いられる正ステップを生成させる。当然、パルサー９２４によって生成
されたインパルスは、理想的なパルス８０４とは異なり得る。例えば、図１４に
示されるインパルス１４０４は、より確立の高いインパルスを示す。このインパ
ルスは、上述の回路を用いて生成され得る。当然、出力パルスの正確な形状は、
本発明の趣旨および範囲から逸脱することなく変更され得る。

【００９２】 要約すれば、順方向バイアススイッチＱ３および逆バイアススイッチＱ１は、
適切にタイミングがとられ、ステップリカバリーダイオードＤ１は、特定の時間
インターバルのために最初に順方向バイアスされ、その後、逆にバイアスされ、
ステップリカバリーダイオードＤ１が正のステップを生成するようにする。その
後、誘導器Ｌ１、キャパシタＣ１３および負荷１０２０は、インパルス波形の所
望の形状を形成する。すなわち、これは、Ｄ１のダイオード逆バイアスキャパシ
タンスを有するＬ１の共鳴ならびにＣ１３のＲＣ時定数および負荷１０２０であ
り、この負荷は、インパルス（例えばパルス８０４）の幅および高さを決定する
。

【００９３】 図１０Ｂは、パルサー９２４の高レベルの図を示す。トリガー信号９２０およ
びイネーブル信号９１９の両方がＨＩＧＨであるとき、ＡＮＤゲート１００２の
出力はＨＩＧＨであり、ワンショット１００６がトリガーされるようにする。ト
リガーされると、ワンショット１００６は安定パルスを出力し、この安定パルス
は、順方向バイアシング回路１０３０および遅延された逆バイアシング回路１０
３２に供給される。順方向バイアシング回路１０３０は、特定の時間インターバ
ルに関して、ステップリカバリーダイオードＤ１をバイアスし、その後、遅延さ
れた逆バイアス回路１０３２は、バイアスステップリカバリーダイオードＤ１を
逆にし、ステップリカバリーダイオードＤ１が電圧の正ステップを生成するよう
にする。この正ステップは、インパルス形成ネットワーク１０３４に供給され、
このネットワークは、生成された正インパルスの幅および高さを制御する。

【００９４】 （ＩＩＩ．１．Ａ．ｉ．ｂ．負の極性パルサー） 図１１Ａは、本発明によるパルサー９２２の例示の実施形態を示す。パルサー
９２２が負になり、そして正になる電圧でインパルスを生成するため、負のイン
パルス（すなわち、インパルス８０２）を生成するパルサー９２２は負の極性パ
ルサーとも呼ばれる。

【００９５】 上述したように、パルサー９２２はトリガー信号９２０およびイネーブル信号
９１８を受信した場合に、出力パルス（例えば、パルス８０２）を生成する。し
たがって、パルサー９２２は、トリガー信号９２０およびイネーブル信号９１８
を受信するＡＮＤゲート１１０２を含む。ＡＮＤゲート１１０２の出力１１０４
は、トリガー９２０およびイネーブル９１８がハイの場合にハイになる。

【００９６】 パルサー９２２は、パルサー９２２がワンショットのマルチバイブレータ１１
０６を用いて、精密な駆動出力パルス１１０８（例えば、７．５ｎｓｅｃの幅を
有するパルス）を生成する点でパルサー９２４に類似する。パルサー９２２とパ
ルサー９２４との差のうちの一つは、図１１に示すように、ステップリカバリー
ダイオードＤ１の極性が逆転される点である。さらに、バイアススイッチングト
ランジスタＱ１およびＱ３は相互に交換されて、順方向バイアス電流および逆方
向バイアス電流の方向を逆転する。

【００９７】 安定パルス１１０８は、レジスタ／コンデンサ（ＲＣ）高速化ネットワーク１
１１０（Ｒ５およびＣ３からなる）を介してトランジスタスイッチＱ４を駆動し
、別のＲＣ高速化ネットワーク１１１２（Ｒ８およびＣ６からなる）を介してバ
イアストランジスタスイッチＱ１を駆動する。バイアストランジスタスイッチＱ
１は、ステップリカバリーダイオードＤ１の順方向のバイアス間隔を提供する。
ワンショットのマルチバイブレータ１１０６がトリガーされる（すなわち、トリ
ガー信号９１８およびイネーブル信号９２０がハイになる）と、安定パルス１１
０８はトランジスタスイッチＱ４をオンにし、これにより、基本電流がバイアス
トランジスタスイッチＱ１に提供されるようになる。これにより、ステップリカ
バリーダイオードＤ１を介して順方向バイアス電流が引かれる。同時に、マルチ
バイブレータ１１０６の反転出力１１０９が、さらなるＲＣ高速化ネットワーク
１１１４（Ｒ４およびＣ２からなる）を介してトランジスタＱ２内へと供給され
る。これは、０ボルトにスイッチを入れ、正（例えば、−５ボルトから０ボルト
）へと進む入力を遅延ライン１１１６に入力する。遅延（例えば、１５ｎｓｅｃ
）の後、安定パルス１１１８（例えば、７．５ｎｓｅｃのパルス）が遅延ライン
１１１６から出力され、これにより、トランジスタＱ３がオンになる。この時点
において、順方向バイアストランジスタスイッチＱ１はすでにオフになっている
。逆方向バイアストランジスタスイッチＱ３がオンになると、逆方向バイアスト
ランジスタスイッチＱ３は、ステップリカバリーダイオードＤ１を逆方向にバイ
アスをかけ、電荷抽出プロセスを開始する。これにより、ステップリカバリーダ
イオードが、所望のインパルス波形（すなわち、パルス８４）を生成するために
用いられる負のステップを生成するようになる。

【００９８】 要するに、ステップリカバリーダイオードＤ１が特定の時間間隔の間まず順方
向にバイアスされ、そして次いで逆方向にバイアスされるように、順方向バイア
ススイッチＱ１および逆方向バイアススイッチＱ３のタイミングを適切に調整す
る。これにより、ステップリカバリーダイオードＤ１が、所望のインパルス波形
を生成するために用いられる負のステップを生成するようになる。パルサー９２
４と同様、インダクタＬ１、コンデンサＣ１３および負荷１１２０を用いて、イ
ンパルス波形の所望の幅および振幅を形成する。もちろん、パルサー９２２によ
って生成されたインパルスは、本発明の意図および範囲から逸脱しない場合、理
想的なパルス８０２と異なってもよい。例えば、図１４に示すインパルス１４０
２は、上述の回路を用いて生成され得る可能性が高いインパルスを示す。

【００９９】 図１１Ｂは、パルサー９２２の高レベルの図を示す。トリガー信号９２０およ
びイネーブル信号９１８が両方ハイである場合、ＡＮＤゲート１１０２の出力は
ハイであり、これにより、ワンショット１００６がトリガーされる。ワンショッ
ト１００６は、トリガーされると安定パルスを出力する。この安定パルスは、順
方向バイアス回路１１３０および遅延逆方向バイアス回路１１３２に供給される
。順方向バイアス回路１１３０は、ステップリカバリーダイオードＤ１（これは
、図１０ＢのＤ１と比べて逆方向である）を特定の時間間隔の間、順方向にバイ
アスをかけ、この後、逆方向バイアス回路１１３２がステップリカバリーダイオ
ードＤ１を逆方向にバイアスをかける。これにより、ステップリカバリーダイオ
ードＤ１が電圧が負のステップを生成するようになる。この負のステップは、イ
ンパルス形成ネットワーク１１３４に供給される。インパルス形成ネットワーク
１１３４は、生成されたインパルスの幅および高さを制御する。

【０１００】 （ＩＩＩ．１．Ａ．ｉ．ｃ．バイポーラ極性パルサー） 図１２Ａおよび図１２Ｂは、パルサー９２２、パルサー９２４およびコンバイ
ナー９２５からなるバイポーラインパルス生成器を示す。図示するように、この
実施形態において、コンバイナー９２５は、レジスタＲ２１、Ｒ２２およびＲ２
３からなる。レジスタＲ２１、Ｒ２２およびＲ２３を１：１：１の比率を有する
にように示す。しかし、必要に応じて、パルサー９２２および９２４によって生
成されるインパルスの振幅が等しくなるように、レジスタの比率を調整（例えば
、微調整）し得る。

【０１０１】 図１３Ａおよび図１３Ｂは、２つの等しいパルサー（すなわち、同じ極性イン
パルスを生成するパルサー）、およびコンバイナー１３２５として用いられる中
央タップ型（ｃｅｎｔｅｒ ｔａｐｐｅｄ）変圧器Ｔ１を含むバイポーラインパ
ルス生成器の一実施形態を示す。パルサー１３２２ａおよびパルサー１３２２ｂ
によって生成されるインパルスを加えることに加え、変圧器Ｔ１はさらに、パル
サー１３２２ｂによって生成されたパルスを反転し、これにより、フリップ変調
が実現される。例示の実施形態において、変圧器Ｔ１は１：１：１の変圧器であ
る。しかし、必要に応じて、パルサー１３２２ａおよび１３２４ｂによって生成
されるインパルスの振幅が等しくなるように、変圧器Ｔ１の比率を調整し得る。

【０１０２】 （図１０Ａ、図１０Ｂ、図１１Ａ、図１１Ｂ、図１２Ａおよび図１２Ｂならび
に図１３Ａおよび図１３Ｂの）ステップリカバリーダイオードＤ１のインピーダ
ンス変化、ならびにステップリカバリーダイオードＤ１によって生成された結果
のインパルスが、電流駆動ダイオードＤ１がスイッチを入れられた時と正確に同
じ時に生じないことに留意することが重要である。むしろ、発明者らは、インピ
ーダンス変化および結果生じたインパルスがダイオードＤ１から電荷を抽出する
のにかかる時間に関すると判定した。発明者らはさらに、電荷を抽出するのにか
かる時間は順方向電流および逆方向電流の比率に大いに依存することを認識した
。さらに、発明者らは、実験を発展させて、パルサー回路の出力遅延がトリガー
速度および他の条件とは無関係に寸分違わず同じとなるように、最適の電流比率
を選択する必要があることを発見した。具体的には、ニューハンプシャー州Ｌｏ
ｎｄｏｎｄｅｒｒｙのＭｉｃｒｏＭｅｔｒｉｃｓ，Ｉｎｃ．製造のステップリカ
バリーダイオードを用いた場合、最適の電流比率は１．６６７（すなわち、５／
３）である。すなわち、１．６６７（すなわち、５／３）の電流比率を用いると
、パルサー（すなわち、パルサー９２２および９２４）の出力遅延のトリガーは
、トリガー速度および他の条件とは無関係に寸分違わず同じとなる。この比率を
用いない場合、出力遅延のトリガー（すなわち、トリガー信号が付与された時か
らインパルスが生成される時まで）は一定ではない。

【０１０３】 具体的には、発明者らは、実験を通して、１．６６７という特定の電流比率が
、インパルスリカバリーダイオードＤ１の最適の安定性にとって重要であること
を認識した。図１０を参照して、１．６６７の比率は、トランジスタＱ３に関連
付けられた−３ボルト、およびトランジスタＱ１に関連付けられた＋５ボルトに
よって規定される。図１１を参照して、１．６６７の比率は、トランジスタＱ１
に関連付けられた＋３ボルト、およびトランジスタＱ３に関連付けられた−５ボ
ルトの供給によって規定される。もちろん、＋６ボルトおよび−１０ボルトなど
の他の電圧を用いて、この１．６６７の比率を生成してもよい。この比率を用い
ない場合、ステップリカバリーダイオードＤ１のパルスの発射（ｐｕｌｓｅ ｆ
ｉｒｉｎｇ）は不確定になり、これにより、ダイオードＤ１によって生成された
インパルスの時間位置が不確定になる。これは、各インパルスのタイミングが適
切な変調および復調にとって重要である変調スキームを用いる場合許容可能では
ない。

【０１０４】 異なる会社（すなわち、ＭｉｃｒｏＭｅｔｒｉｃｓ以外の会社）が製造したス
テップリカバリーダイオードを用いた場合、ダイオードが異なるドーピングプロ
ファイルなどの異なる特徴を有し得るため、この正確な電流比率が異なり得るこ
とに留意されたい。

【０１０５】 インパルス無線機のインパルス生成器の回路内で最も重要なパラメータのうち
の一つは、インパルス生成器の回路の出力遅延（すなわち、トリガー信号の生成
時からパルスの出力までの時間）に対するトリガーの安定性である。時間ホッピ
ングコードに起因するインパルストリガ速度の変化（すなわち、最後のパルスか
らの時間的変化）する順方向充電電流によって、格納された電荷を取り除くのに
必要な時間が安定していることは、トリガーがインパルス生成器の回路の出力遅
延に対して安定であるかを判定する際に一番重要である。ステップリカバリーダ
イオードの順方向バイアス電流と逆方向バイアス電流との比率の関数ｔ_３（順方
向電流によって格納された電荷を取り除くのに必要な時間）は以下のようである
。

【０１０６】 ｔ_ｓ＝τｘｌｎ（１＋Ｉ_ｆ／Ｉ_ｎ） 但し、 ｔ_ｓは、Ｉ_ｆによって格納された電荷を取り除くために必要な時間であり、 τは、少数のキャリアの寿命（すなわち、ステップリカバリーダイオードが
Ｉ_ｒの１０％に達するのにかかる時間）であり ｌｎは、自然対数であり、 Ｉ_ｆは、順方向電流であり、 Ｉ_ｒは、逆方向電流である。

【０１０７】 インパルストリガー速度とバイアス電流との比率Ｉ_ｆ／Ｉ_ｎに関して、ｔ_ｓの
一定性の値を求めるには、少数のキャリアの寿命τを測定するための、ステップ
リカバリーダイオードの製造業者のデータシートに記載されるテスト方法を適用
して、トリガー速度とバイアス電流との比率が異なる、ｔ_ｓの値に関するデータ
を取得する。

【０１０８】 トリガーからダイオードインピーダンスが変化するまでの時間は、トリガー速
度およびバイアス電流両方の比率が変化するため、オシロスコープ上で観測され
る。ステップリカバリーダイオードの所望の動作点は、バイアス電流の比率Ｉ_ｆ ／Ｉ_ｎが、トリガー速度の所望の範囲にわたって、トリガーからダイオードイン
ピーダンスが変化するまでの時間的変化が最小に抑えられる点である。

【０１０９】 （ＩＩＩ．１．Ａ．ｉ．ｄ．オンチップのバイポーラ極性パルサー） 図１５は、オンチップに製造され得るバイポーラインパルス生成器１５０２を
示す。信号ＥＮＡＢＬＥ＿Ｐは、イネーブル信号９１８および９１９の両方に類
似する。信号ＥＮＡＢＬＥ＿Ｎは、ＥＮＡＢＬＥ＿Ｐの相補である（すなわち、
ＥＮＡＢＬＥ＿Ｐがハイの場合ＥＮＡＢＬＥ＿Ｎはローであり、ＥＮＡＢＬＥ＿
Ｎがハイの場合ＥＮＡＢＬＥ＿Ｐはローである）。信号ＴＲＩＧＧＥＲ＿Ｐはト
リガー信号９２０に類似する。信号ＴＲＩＧＧＥＲ＿ＮはＴＲＩＧＧＥＲ＿Ｐの
相補である（すなわち、ＴＲＩＧＧＥＲ＿Ｐがハイの場合ＴＲＩＧＧＥＲ＿Ｎは
ローであり、ＴＲＩＧＧＥＲ＿Ｎがハイの場合ＴＲＩＧＧＥＲ＿Ｐはローである
）。相補信号ＥＮＡＢＬＥ＿ＮおよびＴＲＩＧＧＥＲ＿Ｎを用いて、完全な微分
回路を作成する。回路内のすべてが一致しており、かつ、微分であるため、この
回路は、回路を通してちょうど同じ遅延を伴う正のインパルスまたは負のインパ
ルスを生成し得る。この同じ遅延を生成することは、インパルスの正確な時間位
置に依存する変調スキームを用いる場合に非常に重要である。

【０１１０】 以下により詳細に説明するように、正のインパルス（例えば、パルス８０４）
を生成するには、信号ＥＮＡＢＬＥ＿Ｐをハイに設定して（したがって、トラン
ジスタＱ１およびＱ３をオンにし、トランジスタＱ２およびＱ４をオフにする）
、スイッチングトランジスタＱ５をＴＲＩＧＧＥＲ＿Ｐのパルス（すなわち、ロ
ーからハイへのパルス）によって駆動する。負のインパルス（例えば、パルス８
０２）を生成するには、信号ＥＮＡＢＬＥ＿Ｐをローに設定して（したがって、
トランジスタＱ１およびＱ３をオフにし、トランジスタＱ２およびＱ４をオンに
する）、スイッチングトランジスタＱ５をＴＲＩＧＧＥＲ＿Ｐのパルス（すなわ
ち、ローからハイへのパルス）によって駆動する。したがって、ＥＮＡＢＬＥ＿
Ｐをハイにすることは具体的にはイネーブル８１９を作動することに類似し、そ
してＥＮＡＢＬＥ＿Ｐをローにすることは具体的にはイネーブル８１８を作動す
ることに類似する。

【０１１１】 トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３およびＱ４はステアリングネットワーク１５０
４の一部であり、ＥＮＡＢＬＥ＿Ｐがハイの場合Ｑ１およびＱ３がカスコードの
対をなし、ＥＮＡＢＬＥ＿Ｎがハイの場合（すなわち、ＥＮＡＢＬＥ＿Ｐがロー
の場合）Ｑ２およびＱ４がカスコードの対をなす。スイッチング用に用いられる
トランジスタＱ５およびＱ６を共に、スイッチング回路１５１０としても呼ぶ。
トランジスタＱ５は通常オフであり、トランジスタＱ６は通常オンである。

【０１１２】 電流源１５０６が負荷の抵抗Ｒ_ＡおよびＲ_Ｂにおいて生成するエッジが、Ｃ１
、Ｃ２および負荷１５０８からなるハイパス回路を介して、有意な信号を結合し
ないように、電流源１５０６の立ち上がり時間および立ち下がり時間が十分に遅
いように電流源１５０６を設計する。

【０１１３】 図１５に示す回路の動作を、図１６Ａおよび図１６Ｂに示すタイミングの図を
用いて示し得る。図１６Ａを用いて、正のインパルス（例えば、パルス８０４）
の生成を説明する。図１６Ｂを用いて、負のインパルス（例えば、パルス８０２
）の生成を説明する。

【０１１４】 まず図１６Ａを参照して、インパルスが生成される前の時間Ｔ_１において、正
のインパルス（例えば、パルス８０４）を生成することを所望する場合、ＥＮＡ
ＢＬＥ＿Ｐをハイに設定し、または負のインパルス（例えば、パルス８０６）を
生成することを所望する場合、ＥＮＡＢＬＥ＿Ｐをローに設定する。正のインパ
ルスの生成をまず説明する。したがって、図１６Ａに示すように、時間Ｔ_１にお
いて、ＥＮＡＢＬＥ＿Ｐはハイになり、そしてＥＮＡＢＬＥ＿Ｎ（上述したよう
に、これはＥＮＡＢＬＥ＿Ｐの相補である）はローになる。

【０１１５】 さらに、インパルスが生成される前の時間において（例えば、時間Ｔ_２におい
て）電流源をオンにする。電流源１５０６をオンにすると即（例えば、時間Ｔ_２ において）、負荷Ｒ_Ｂを介して電流（ＣＣ＿ＩＮによって示される）は向きを操
作され、点Ｂにおける電圧が（例えば、時間Ｔ_３において）ローに移行する。負
荷Ｒ_Ａを介して向きを操作される電流がないため、点Ａにおける電圧が時間Ｔ_３ においてハイであることに留意されたい。

【０１１６】 パルス（すなわち、ＴＲＩＧＧＥＲ＿Ｐ）がトランジスタＱ５に提供された場
合、点Ｂにおける電圧は時間Ｔ_４になるまでローのままである（そして、点Ａに
おける電圧はハイのままである）。時間Ｔ_４において、トランジスタＱ５はオン
にされ、トランジスタＱ６はオフにされる。これにより、電流は、負荷Ｒ_Ａを介
して向きを操作され、負荷Ｒ_Ｂを介しては向きを操作されない。これにより、点
Ｂにおける電圧がＶｃｃ（すなわち、ハイ）になるまで上がり、点Ａにおける電
圧がローになるまで下がる。

【０１１７】 電圧Ｂの立ち上がりエッジ（すなわち、時間Ｔ_４において）は、コンデンサＣ
２および負荷１５０８からなるハイパスフィルタＲＣ回路によって微分される。
これにより、所望の正のインパルス（例えば、パルス８０４）がＯＵＴ_Ｂにおい
て生成されるようになる（そして、負のインパルスがＯＵＴ_Ａにおいて生成され
るようになる）。一実施形態において、ＯＵＴ_Ｂは１つの端部アンテナ（ｅｎｄ
ｅｄ ａｎｔｅｎｎａ）に提供される。別の実施形態において、ＯＵＴ_Ｂおよび
ＯＵＴ_Ａは微分アンテナに提供される。

【０１１８】 時間Ｔ_４のすぐ後（例えば、時間Ｔ_５において）、電流源をオフにして、好ま
しくないインパルスが（例えば、時間Ｔ_７において）さらに生成されることを防
止する。さらに、電流源をオフにすると、電圧Ａ（例えば、時間Ｔ_６において）
および電圧Ｂの両方がＶｃｃに移行するようになる。

【０１１９】 ここで、図１６Ｂを参照して、負のインパルス（例えば、パルス８０２）の生
成を説明する。インパルスが生成される前の時間Ｔ_１において、負のインパルス
（例えば、パルス８０２）を生成することを所望するため、ＥＮＡＢＬＥ＿Ｐを
ローに設定する。これにより、上述したように、ＥＮＡＢＬＥ＿ＮがＥＮＡＢＬ
Ｅ＿Ｐの相補であるため、ＥＮＡＢＬＥ＿Ｎがハイになる。

【０１２０】 インパルスが生成される前の時間において（例えば、時間Ｔ_２において）電流
源１５０６をオンにする。電流源１５０６をオンにすると即（例えば、時間Ｔ_２ において）、負荷Ｒ_Ａを介して電流（ＣＣ＿ＩＮによって示される）が向きを操
作され、点Ａにおける電圧が（例えば、時間Ｔ_３において）ローに移行する。負
荷Ｒ_Ｂを介して向きを操作される電流がないため、点Ｂにおける電圧が時間Ｔ_３ においてハイであることに留意されたい。パルス（すなわち、ＴＲＩＧＧＥＲ＿
Ｐ）がトランジスタＱ５に提供された場合、点Ａにおける電圧は時間Ｔ_４になる
までローのままである（そして、点Ｂにおける電圧はハイのままである）。時間
Ｔ_４において、トランジスタＱ５をオンにし、トランジスタＱ６をオフにする。
これにより、電流は、負荷Ｒ_Ｂを介して向きを操作され、負荷Ｒ_Ａを介しては向
きを操作されない。これにより、点Ａにおける電圧がＶｃｃ（すなわち、ハイ）
になるまで上がり、点Ｂにおける電圧がローになるまで下がる。

【０１２１】 電圧Ｂの立ち下がりエッジ（すなわち、時間Ｔ_４において）は、コンデンサＣ
２および負荷１５０８からなるハイパスフィルタＲＣ回路によって微分される。
これにより、所望の負のインパルス（例えば、パルス８０２）がＯＵＴ_Ｂにおい
て生成されるようになる（そして、正のインパルスがＯＵＴ_Ａにおいて生成され
るようになる）。一実施形態において、ＯＵＴ_Ｂは１つの端部アンテナに提供さ
れる。別の実施形態において、ＯＵＴ_ＢおよびＯＵＴ_Ａは微分アンテナに提供さ
れる。

【０１２２】 時間Ｔ_４のすぐ後（例えば、時間Ｔ_５において）、電流源をオフにして、好ま
しくないインパルスが（例えば、時間Ｔ_７において）さらに生成されることを防
止する。さらに、電流源をオフにすると、電圧Ａ（例えば、時間Ｔ_６において）
および電圧Ｂの両方がＶｃｃに移行するようになる。

【０１２３】 （ＩＩＩ．１．Ａ．ｉｉ．別の送信機） 図１７は、本発明の別の実施形態による別の送信機１７０２を示す。送信機１
７０２は、パルス生成器を２つではなく、パルス生成器１７２２（パルサー１７
２２とも呼ぶ）を１つ用いる点を除いて送信機９０２に類似する。さらに、精密
なタイミング生成器１７０８は、精密なタイミング生成器９０８とはやや異なっ
て機能する。

【０１２４】 この実施形態において、精密なタイミング生成器は同じパルサー（すなわち、
パルサー１７２２）をトリガーして、パルス８０２に似た出力パルス、およびパ
ルス８０４に似たパルス（すなわち、パルス８０２の反転またはフリップのパル
ス）を生成する。パルサー１７２２の出力１７２８をスイッチ１７２４、そして
、インバータ１７３０に提供する。インバータ１７３０の出力１７３２をスイッ
チ１７２４に提供する。精密なタイミング生成器はトグル信号１７１９を生成し
、トグル信号１７１９はスイッチ１７２４に提供される。トグル信号１７１９は
、パルサー１７２２の出力１７２８をアンテナ１７２６に接続するか、またはイ
ンバータ１７３０の出力１７３２をアンテナ１７２６に接続するようにスイッチ
１７２４に命令する。出力１７２８がアンテナ１７２６に接続されると、パルス
８０２に似た出力パルスはアンテナ１７２６によって伝送され得る。出力１７３
２がアンテナ１７２６に接続され、かつ、パルサー１７２２がトリガー信号１７
２０によってトリガーされると、パルス８０４に似た出力パルスがアンテナ２６
によって伝送される。

【０１２５】 したがって、この実施形態において、パルス８０２を生成するために、精密な
タイミング生成器は、タイミングトリガー信号１７２０をパルサー１７２２に送
信し、そして、（トグル信号１７１９を介して）スイッチ１７２４に出力１７２
８をアンテナ１７２６に接続するように命令する。パルス８０４（パルス８０２
の反転）を生成するために、精密なタイミング生成器は、トリガー信号をパルサ
ー１７２２に送信し、そして、（トグル信号１７１９を介して）スイッチ１７２
４にインバータ１７３０の出力１７３２をアンテナ１７２６に接続するように命
令する。インバータは、バッファアンプまたは微分アンプなどの能動ネットワー
ク、または変圧器または平衡不平衡変成器などの受動ネットワークのいずれかを
含み得る。

【０１２６】 インバータ１７３０により決定的な遅延が生じることに留意されたい。したが
って、非反転パルス８０２と反転パルス８０４との間のタイミングを維持するに
は、インバータ１７３０の遅延に等しい遅延を生じさせる遅延回路（図示せず）
を非反転パルスパス（すなわち、パルサー１７２２とスイッチ１７２４との間）
に配置する場合がある。あるいは、トグル信号１７１９を介したスイッチ１７２
２の命令による精密なタイミング生成器１７０８によって、この遅延を挿入し得
る。

【０１２７】 （ＩＩＩ．１．Ｂ．受信機） 図１８は、本発明の一実施形態による、フリップ変調信号（ｆｌｉｐ ｍｏｄ
ｕｌａｔｅｄ ｓｉｇｎａｌ）を受信する例示のインパルス無線受信機１８０２
を示す。受信機１８０２は、伝搬インパルス無線信号を受信するアンテナ１８０
４を含む。一実施形態において、アンテナ１８０４が受信した伝搬インパルス無
線信号を微分するように、アンテナ１８０４を設計する。このような一実施形態
において、受信信号１８０６は伝搬インパルス無線信号の一次導関数である。例
えば、上述したように、波形８０６はパルス８０２の一次導関数であり、波形８
０８はパルス８０４の一次導関数である。別の実施形態において、アンテナ１８
０４は受信した伝搬インパルス無線信号を微分しない。

【０１２８】 受信信号１８０６はデータ相関器１８０８（サンプラー１８０８または第１の
相関器１８０８とも呼ばれる）に入力される。以下により詳細に説明するが、受
信信号１８０６とテンプレート信号１８７２とを相関させることによって、相関
器１８０８はベースバンド出力信号１８１４（第１の相関器の出力信号１８１４
とも呼ばれる）を生成する。相関器１８０８は理想的には、（図１９Ａおよび図
１９Ｂに示すように）乗算器、そして短期間の後、パルス間隔にわたって乗算さ
れた積を合計する積分器を含む。

【０１２９】 受信機１８０２は精密なタイミング生成器１８６０も含み、受信機の時間軸１
８５６から周期的なタイミング信号１８５８を受信する。受信信号１８０６をロ
ックするために、（以下に説明する）ロックループによって必要とされるように
、時間軸１８５６は、時間、周波数、および／または位相が調整可能、かつ、制
御可能である。精密なタイミング生成器１８６０は同期信号１８６２を選択的な
コード生成器１８６６に提供し、選択的なコード生成器１８６６からコード制御
信号１８６４（コード化信号１８６４とも呼ばれる）を受信する。精密なタイミ
ング生成器１８６０は、周期的なタイミング信号１８５８および選択的なコード
制御信号１８６４を用いて、（コード化された）タイミング信号１８６８を生成
する。テンプレート生成器１８７０（パルス生成器１８７０とも呼ばれる）は、
（コード化された）タイミング信号１８６８によってトリガーされ、受信信号１
８０６の各パルスに実質的に等しい波形を理想的には有するテンプレート信号パ
ルス１８７２のトレーンを生成する。例えば、アンテナ１８０４が受信した伝搬
信号を微分すると、最適な性能の場合、テンプレート信号１８７２は、伝搬パル
スの一次導関数に実質的に等しいパルスからなる。インパルス無線受信機の回路
およびコンバータの回路のさらなる詳細は、１９９９年７月１６に出願された「
Ｂａｓｅｂａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ Ｄｅｖｉｃｅ ｆｏｒ
ａ Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒａｄｉｏ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ」と
いう名称の米国特許出願第０９／３５６，３８４号に見られ得る。同文献を参考
として上で援用する。

【０１３０】 コード生成器１８６６を用いた場合、所与の信号を受信するコードは、伝搬信
号を生成するために元々の送信機によって用いられる（例えば、送信機９０２の
コード生成器９１２によって用いられる）コードと同じである。したがって、テ
ンプレートパルストレーン１８７２（テンプレート信号１８７２とも呼ばれる）
のタイミングが受信信号パルストレーン１８０６のタイミングと一致し、これに
より、受信信号１８０６が相関器１８０８によって同期してサンプリングされる
ことが可能になる。相関器１８０８のベースバンドの出力１８１４を、データパ
ス信号セレクタ／インバータ１８１６およびロックパス信号セレクタ／インバー
タ１８３４に結合する。それぞれを以下により詳細に説明する。しかし、データ
パス信号セレクタ／インバータ１８１６およびロックパス信号セレクタ／インバ
ータ１８３４を説明する前に、相関プロセスのさらなる詳細を提供する。

【０１３１】 （ＩＩＩ．１．Ｂ．ｉ．相関プロセス） 図１９Ａおよび図１９Ｂは、相関器１８０８によって実行される相関プロセス
の例示的な結果を示す。但し、テンプレート信号１８７２の各パルスが、受信信
号１８０６のパルスそれぞれに実質的に等しい波形を有する。この実施形態にお
いて、乗算器１９０６、続いてパルス間隔にわたって乗算された積を合計するパ
ルス積分器１９０８からなる相関器１８０８を示す。まず図１９Ａを参照すると
、（例えば、受信信号１８０６の）受信パルス１９０２Ａおよび（例えば、テン
プレート信号１８７２の）テンプレートパルス１９０４Ａが相関器１８０８に提
供される。受信パルス１９０２Ａおよびテンプレートパルス１９０４Ａが実質的
に同じ場合、相関器１８０８の出力が（信号１９１０Ａによって示されるように
）正の電圧であることに留意されたい。

【０１３２】 図１９Ｂに進んで、（例えば、受信信号１８０６の）受信パルス１９０２Ｂお
よび（例えば、テンプレート信号１８７２の）テンプレートパルス１９０４Ｂが
相関器１８０８に提供される。この例において、受信パルス１９０２Ｂ（反転ｗ
パルス）がテンプレートパルス１９０４Ｂ（ｗパルス）の反転またはフリップで
あることに留意されたい。これにより、相関器１８０８の出力１８１４が（信号
１９１０Ｂによって示すように）負の電圧になる。

【０１３３】 この例において、テンプレートパルス（すなわち、１９０４Ａおよび１９０４
Ｂ）は両方、（「反転ｗパルス」とは反対の）「ｗパルス」であることに留意さ
れたい。これにより、相関器１８０８が、バイナリの「０」を表すパルス（例え
ば、パルス８０６）とバイナリの「１」を表す反転パルス（例えば、パルス８０
８）とを区別することが可能になる。もちろん、例えば、ｗパルス８０６が「１
」ビットを表し、反転ｗパルス８０８が「０」ビットを表すように、これを改変
し得る。

【０１３４】 図１９Ａおよび図１９Ｂにおいて、上述したように、テンプレート信号１８７
２の各パルスは、受信信号１８０６の各パルスに実質的に類似した波形を有する
。これは、最適の相関関数を生成し得るが、これは実現が困難であり、かつ非効
率的であり得る。したがって、本発明者は受信信号を相関させる別の方法を開発
した。具体的には、図２０Ａおよび図２０Ｂに示すように、矩形波２００４Ａお
よび２００４Ｂをテンプレート信号として用いる。好適には、（図２０Ａに示す
ように）受信信号が非反転パルスからなる場合には、矩形波の中心と受信信号の
波形の最大振幅点との位置を合わせ、（図２０Ｂに示すように）受信信号が反転
パルスからなる場合には、矩形波の中心と受信信号の波形の最小振幅点との位置
を合わせる。

【０１３５】 受信パルス１９０２Ａが非反転パルスである場合、相関器１８０８の出力１８
１４が（信号２０１０Ａによって示されるように）正の電圧であることに留意さ
れたい。さらに、受信パルス１９０２Ｂが反転パルスである場合、相関器１８０
８の出力１８１４が（信号２０１０Ｂによって示されるように）負の電圧である
ことに留意されたい。したがって、テンプレート信号が単純な方形パルスである
場合でも、データ検出を実行し得る。

【０１３６】 本発明のインパルス無線受信機は複数の相関器を用いる。但し、１つ以上の相
関器を用いてデータを検出し、１つ以上の相関器を用いて受信機と受信したイン
パルス無線信号との同期を取る。複数の相関器のさらなる詳細および使用は、共
有に係り、かつ、同時に出願された「Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ Ｕ
ｔｉｌｉｚｉｎｇ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｃｏｒｒｅｌａｔｏｒ Ｒｅｃｅｉｖｅ
ｒｓ ｉｎ ａｎ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒａｄｉｏ Ｓｙｓｔｅｍ」という名称の
米国特許出願第０９／５３７，２６４号に開示されている。同文献全体を本明細
書において参考として援用する。

【０１３７】 本発明のインパルス無線受信機は、インパルス無線信号をロックし、そして取
得する。一実施形態において、これは、テンプレートパルストレーンと受信した
インパルス無線信号とを比較して比較結果を得、比較結果の閾値チェックを実行
し、そして比較結果が閾値チェックをパスした場合に受信したインパルス無線信
号をロックすることによって達成され得る。さらに、テンプレートパルストレー
ンおよびさらに受信されたインパルス無線信号を用いた迅速なチェックを実行し
得る。さらに、さらに受信したインパルス無線信号の同期チェックを実行し得る
。さらに、インパルス無線信号のコマンドデータのコマンドチェックを実行し得
る。インパルス無線信号を素早くロックし、そして取得するシステムおよび方法
のさらなる詳細は、共有に係り、かつ、同時に出願された「Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏ
ｒ Ｆａｓｔ Ｌｏｃｋ ａｎｄ Ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ ｏｆ Ｕｌｔｒａ
−Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｓｉｇｎａｌｓ」という名称の米国特許出願第０９／５３
８，２９２号に開示されている。同文献全体を本明細書において参考として援用
する。

【０１３８】 （ＩＩＩ．１．Ｂ．ｉｉ．データパス信号セレクタ／インバータ） 概して、データパス信号セレクタ／インバータ１８１６は、データ検出が達成
され得るように、ベースバンド信号１８１４を複数の信号パスに分割し、そして
特定の信号パスの極性を逆転する。以下により詳細にこれを示す。さらに、サブ
キャリア変調が、受信信号１８０６を伝送した送信機によって（例えば、送信機
９０２によって）用いられた場合、データパス信号セレクタ／インバータ１８１
６はさらに、任意の必要なサブキャリア復調を実行し得る。

【０１３９】 図２１は、データパス信号セレクタ／インバータ１８１６の例示の実施形態を
示す。この実施形態において、入力（すなわち、信号１８１４、これは相関器１
８０８のベースバンド出力である）は、出力１８１８（例えば、「０」ビットに
対応し得る）にハードワイヤードされる。入力１８１４はインバータ２１０２に
も提供される。インバータ２１０２の出力は出力１８２０（例えば、「１」ビッ
トに対応し得る）である。出力１８１８および１８２０はそれぞれ、第１のデー
タ状態信号および第２のデータ状態信号とも呼ばれる。この例示の実施形態にお
いて、データパス信号セレクタ／インバータ１８１６によって実行されるサブキ
ャリア変調はない。

【０１４０】 サブキャリア変調を用いると（すなわち、受信した伝搬信号の送信機によって
）、データパス信号セレクタ／インバータ１８１６を用いて、サブキャリア復調
を実行し得る。選択的なサブキャリアプロセスの目的は、用いられた場合、情報
信号をＤＣ（０周波数）から移動させて、低周波の雑音およびオフセットに対す
る耐性を向上させることである。サブキャリア変調および復調の一例を以下の図
２７Ａおよび図２７Ｂの説明において論じる。

【０１４１】 この実施形態において、データパス信号セレクタ／インバータ１８１６は信号
１８１８および１８２０を出力する。信号１８１８および１８２０は、可能なデ
ータ状態に対応する電圧を表す。例えば、一実施形態において、信号１８１８は
バイナリの「０」に対応し、信号１８２０はバイナリの「１」に対応する。信号
１８１８を合計累算器１８２２に提供し、信号１８２０を合計累算器１８２４に
提供する。積分サイクルの最後において、最大値セレクタ１８３０は、累算器１
８２２の出力１８２６と累算器１８２４の出力１８２８とを比較して、例えば、
（受信パルスに関連付けられた）データビットが「０」または「１」のいずれで
あるかを判定する。もちろん、１個より多いパルス（例えば、４個、８個または
１００個のパルス）を用いて各データ状態（例えば、ビット（単数または複数）
）を表す場合のみ累算器１８２２および１８２６が必要である。例えば、１００
個のパルスを用いて各ビットを表す場合、累算器１８２２および１８２６はそれ
ぞれ、例えば、１００個の値を加算し（すなわち、累算器１８２２は信号１８１
８を合計し、累算器１８２４は信号１８２０を合計する）、合計値（それぞれ信
号１８２６および１８２８）を最大値セレクタ１８３０に提供し、次いで、次の
１００個の値を加算し、合計値を最大値セレクタ１８３０に提供する。各データ
状態（例えば、ビット（単数または複数））が１個のパルスのみによって表され
る場合、出力信号１８１８および１８２０が最大値セレクタ１８３０に直接（す
なわち、累算器１８２２および１８２４を必要とせずに）供給される。

【０１４２】 （ＩＩＩ．１．Ｂ．ｉｉｉ．最大値セレクタ） 最大値セレクタ１８３０は、パルスまたは複数のパルス（例えば、１００個の
パルス）が表すデータ状態（例えば、ビット（単数または複数））を判定する。
例えば、受信信号１８０６の１００個のパルスを用いて各データビットを表すと
仮定して、最大値セレクタ１８３０は各１００個のパルスが「０」のビットまた
は「１」のビットのいずれを表すかを判定する。

【０１４３】 図２２に示す一つのデジタルの実現の実施において、最大値セレクタ１８３０
は比較器２２０２を含む。この例示の実施形態において、（＋）の入力端末に付
与された信号（すなわち、信号１８２８）が（−）の入力端末に付与された信号
（すなわち、信号１８２６）より大きい場合、出力信号１８３２はハイの出力状
態を仮定し、これは、例えば、「１」のビットに対応する。（＋）の入力端末に
付与された信号（すなわち、信号１８２８）が（−）の入力端末に付与された信
号（すなわち、信号１８２６）より小さい場合、出力信号１８３２はローの出力
状態を仮定し、これは、例えば、「０」のビットに対応する。したがって、この
例示の実施形態において、最大値セレクタ１８３０は「０」のビット（例えば、
信号１８２６）に関連付けられた電圧、および「１」のビット（例えば、信号１
８２８）に関連付けられた電圧を受け取り、そして、いずれの電圧が大きいかに
依存して、パルスまたは複数のパルスが「０」のビットまたは「１」のビットの
いずれを表すかに関する判定を行う。

【０１４４】 （ＩＩＩ．１．Ｂ．ｉｖ．例示の実施例） 受信機１８０２およびそのコンポーネント（例えば、データパス信号セレクタ
／インバータ１８１６および最大値セレクタ１８３９）の上述の特徴を、以下の
例を用いて示し得る。

【０１４５】 図１８および図１９Ａを参照して、信号１８１４が１００個のパルス１９０２
Ａからなると仮定する。これにより、信号１８１４（相関器１８０８からの出力
、およびデジタルデータ信号セレクタ／インバータ１８１６への入力）が１００
個の正の電圧値（すなわち、信号１９１０Ａ）からなるようになる。次いで、こ
れにより、（例えば、図２１に示すインバータ２１０２により）信号１８１８が
１００個の正の電圧値からなるようになり、信号１８２０が１００個の負の電圧
値からなるようになる。累算器１８２２は１００個の正の電圧値（信号１８１８
）を加算し、合計（１８２６）を最大値セレクタ１８３０に提供する。累算器１
８２４は１００個の負の電圧値（信号１８２０）を加算し、合計（信号１８２８
）を最大値セレクタ１８３０に提供する。この例において、最大値セレクタ１８
３０は合計１８２６が合計１８２８より大きいことを判定し、したがって、１０
０個のパルス１９０２Ａが「０」のビットを表すことを判定する。結果、最大値
セレクタ１８３０が「０」のビット（例えば、０ボルト、−１ボルトまたは−５
ボルト）を示すデータ信号１８３２を出力する。

【０１４６】 ここで、図１８および図１９Ｂを参照して、信号１８１４が１００個のパルス
１９０２Ｂ（すなわち、反転ｗパルス）からなると仮定する。これにより、信号
１８１４（相関器１８０８からの出力、およびデジタルデータ信号セレクタ／イ
ンバータ１８１６への入力）が１００個の負の電圧値（すなわち、信号１９１０
Ｂ）からなるようになる。次いで、これにより、（例えば、インバータ２１０２
により）信号１８１８が１００個の負の電圧値からなるようになり、信号１８２
０が１００個の正の電圧値からなるようになる。累算器１８２２は１００個の負
の電圧値（信号１８１８）を加算し、合計（１８２６）を最大値セレクタ１８３
０に提供する。累算器１８２４は１００個の正の電圧値（信号１８２０）を加算
し、合計（１８２８）を最大値セレクタ１８３０に提供する。この例において、
最大値セレクタ１８３０は合計１８２８が合計１８２６より大きいことを判定し
、したがって、１００個のパルス１９０２Ｂが「１」のビットを表すことを判定
する。結果、最大値セレクタ１８３０が「１」のビット（例えば、１ボルトまた
は５ボルト）を示すデータ信号１８３２を出力する。

【０１４７】 送信機および受信機の設計、ならびに変調スキームに依存して、「０」のビッ
トおよび「１」のビット以外の状態を区別するように最大値セレクタを設計し得
ることに留意されたい。例えば、直角変調信号を受信する受信機２９０２（図２
９に示し、以下に説明する）の最大値セレクタ２９３０は４つのデータ状態（す
なわち、ビット「００」、「０１」、「１０」および「１１」）を区別し得る。

【０１４８】 複数のデータ状態を実現する方法は、共有に係る「Ｖｅｃｔｏｒ Ｍｏｄｕｌ
ａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ Ｗｉｄｅｂａｎｄ
Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒａｄｉｏ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」という名称の
米国特許出願第０９／５３８，５１９号にも見られ得る。同文献を参考として上
で援用した。

【０１４９】 受信機１８０２の上述の実施形態において、データパス信号セレクタ／インバ
ータ１８１６、累算器１８２２および１８２４、ならびに最大値セレクタ１８３
０は、データ検出器１８１５（点線で示す）のコンポーネントであると考えられ
得る。図２３は、データ検出器１８１５の別の実施形態を示す。この実施形態に
おいて、検出器１８１５は、合計累算器２３０２および比較器２３０８からなる
。１００個のパルスを用いて各ビットを表すと仮定して、累算器２３０２は相関
器１８０８の電圧出力（すなわち、信号１８１４）を加算して、合計値２３０４
を比較器２３０８に提供する。基準値信号２３０６も比較器２３０８に提供され
る。一例において、合計値２３０４（これは（−）の入力端末に付与される）が
基準値２３０６（これは（＋）の入力端末に付与される）より大きいと、比較器
２３０８の出力（１８３２）はローの出力を仮定し、これは「０」のビットを表
す。合計値２３０４（これは（−）の入力端末に付与される）が基準値２３０６
（これは（＋）の入力端末に付与される）より小さいと、比較器２３０８の出力
（１８３２）はハイの出力を仮定し、これは「１」のビットを表す。

【０１５０】 サブキャリア変調が受信信号１８０６を伝送した送信機（例えば、送信機９０
２）によって用いられた場合、図２３の別のデータ検出器１８１５はさらに、累
算器２３０２の前に任意の必要なサブキャリア復調を実行するサブキャリア復調
器２３１０を含む。

【０１５１】 上述した基準値信号２３０６は固定値であり得る。あるいは、基準値信号２３
０６は合計値２３０４のフィルタリングされた加重平均であり得る。これは、合
計値２３０４と合計値２３０４のＤＣ平均とを比較し、したがって、この信号２
３０４におけるＤＣバイアスが排除される。

【０１５２】 （ＩＩＩ．１．Ｂ．ｖ．ロックループ関数） 再度、図１８を参照すると、受信信号１８０６が相関器１８０８によって同期
的にサンプリングされ得るように、テンプレートパルストレーン１８７２のタイ
ミングが受信信号のパルストレーン１８０６のタイミングと一致することが重要
である。したがって、ロックループ（制御ループとも呼ばれる）を用いて、時間
軸１８５６における任意のドリフトを補正するエラー信号１８５４を生成する。
具体的には、ロックループフィルタ１８５２、時間軸１８５６、精密なタイミン
グ生成器１８６０、テンプレート生成器１８７０、遅延１８７４、ロックループ
相関器１８１０（第２の相関器１８１０とも呼ばれる）、ロックパス信号セレク
タ／インバータ１８３４および出力セレクタ１８４８を含む制御ループを用いて
、エラー信号１８５４を生成する。エラー信号１８５４は、受信信号１８０６の
位置に対する調整可能な時間軸１８５６への調整を、時間位置周期タイミング信
号１８５８に提供する。ロックループの関数を以下にさらに詳細に説明する。

【０１５３】 （ＩＩＩ．１．Ｂ．ｖ．ａ．ロックループ相関） 受信信号１８０６はロックループ相関器１８１０（第２の相関器１８１０とも
呼ばれる）に入力される。ロックループ相関器１８０８は、受信信号１８０６と
テンプレート信号１８７２とを相関させるのではなく、受信信号１８０６と遅延
テンプレート信号１８７６（遅延１８７４によって生成される）とを相関させて
、ロックループ相関器の出力１８１２（第２の相関器の出力１８１２とも呼ばれ
る）を出力する。受信信号１８０６および非遅延テンプレート信号１８７２が同
期を取られた場合に、ロックループ相関器１８０８の出力が０であるように、遅
延１８７４による遅延は正確に選択される。すなわち、受信信号１８０６および
非遅延テンプレート信号１８７２が同期を取られた場合に、ロックループ相関器
１９１０が０交差において受信信号１８０６をサンプリングするように、遅延１
８７４は正確に選択される。例えば、一実施形態において、遅延１８７４は１／
４のパルス幅だけテンプレート信号１８７２を遅延させる。したがって、（図８
に示すように）各パルスのパルス幅が０．５ｎｓｅｃである場合、遅延１８７４
はテンプレート信号１８７２を０．１２５ｎｓｅｃ（すなわち、０．５／４＝０
．１２５）だけ遅延させる。上述したように、これにより、テンプレート信号１
８７２が受信信号１８０６と同期を取られた場合、ロックループ相関器１８１０
の出力が０になる。しかし、テンプレート信号１８７２が受信信号１８０６より
遅れ始めたり、または受信信号１８０６に先行し始めると、ロックループ相関器
１８１０の出力１８１２は、ロックパス信号セレクタ／インバータ１８３４に供
給され、かつ、時間軸１８５６を補正するために用いられる電圧である。

【０１５４】 具体的には、この実施形態において、テンプレート信号１８７２が非反転パル
ス（例えば、ｗパルス８０６）からなる受信信号１８０６より遅れると、ロック
ロープ相関器１８１０の出力１８１２は負の電圧である。テンプレート信号１８
７２が反転パルス（例えば、反転ｗパルス８０８）からなる受信信号１８０６よ
り遅れると、ロックロープ相関器１８１０の出力１８１２は正の電圧である。テ
ンプレート信号１８７２が非反転パルス（例えば、ｗパルス８０６）からなる受
信信号１８０６に先行すると、ロックロープ相関器１８１０の出力１８１２は正
の電圧である。テンプレート信号１８７２が反転パルス（例えば、反転ｗパルス
８０８）からなる受信信号１８０６に先行すると、ロックロープ相関器１８１０
の出力１８１２は負の電圧である。

【０１５５】 時間軸１８５６が、周波数伝達関数（すなわち、正の電圧により周波数が増加
し、負の電圧により周波数が減少する）に対して、正の電圧を有すると仮定する
と、時間軸１８５６を補正するためには、テンプレート信号１８７２が受信信号
１８０６より遅れる場合、エラー信号１８５４は正（＋）の電圧である必要があ
り、そしてテンプレート信号１８７２が受信信号１８０６に先行する場合、エラ
ー信号１８５４は負（−）の電圧である必要がある。時間軸１８５６が周波数伝
達関数に対して反転（すなわち、負の）電圧を有する場合、時間軸１８５６を補
正するためには、テンプレート信号１８７２が受信信号１８０６より遅れる場合
、エラー信号１８５４は負（−）の電圧である必要があり、そしてテンプレート
信号１８７２が受信信号１８０６に先行する場合、エラー信号は正（＋）の電圧
である必要がある。

【０１５６】 図１８において、時間軸１８５６に提供されるエラー信号１８５４を示す。し
かし、時間軸１８５６を精密なタイミング生成器１８６０の一部として実現し得
ることに留意されたい。このような場合、エラー信号１８５４は精密なタイミン
グ生成器１８６０に直接提供され得る。あるいは、時間軸１８５６が精密なタイ
ミング生成器１８６０から独立している場合であっても、エラー信号１８５４は
精密なタイミング生成器１８６０に直接提供され得る。重要なのは、データ相関
器１８０８がデータ検出にとって実質的に最適な時間に受信したインパルス無線
信号１８０６をサンプリングし、ロックループ相関器１８１０がエラー補正にと
って実質的に最適な時間に（すなわち、受信したインパルス無線信号１８０６の
ゼロ交差において）受信したインパルス無線信号１８０６をサンプリングするよ
うに、エラー信号１８５４を用いて、受信機１８０２と受信したインパルス無線
信号１８０６との同期を取ることである。

【０１５７】 （ＩＩＩ．１．Ｂ．ｖ．ｂ．ロックパス信号セレクタ／インバータおよび出力
セレクタ） 概して、時間軸１８５６内のドリフトが正しく調整され得るように、ロックパ
ス信号セレクタ／インバータ１８３４は、ロックループ相関器１８１０の出力１
８１２を複数の信号パスに分割し、特定の信号パスの極性を逆転する。以下によ
り詳細にこれを示す。さらに、サブキャリア変調が受信信号１８０６を伝送した
送信機によって（例えば、送信機９０２によって）用いられると、ロックパス信
号セレクタ／インバータ１８３４はさらに、サブキャリア変調に起因して必要な
任意の調整を実行する。

【０１５８】 図２４は、ロックパス信号セレクタ／インバータ１８３４および出力セレクタ
１８４８の例示の実施形態を示す。この実施形態において、入力（すなわち、信
号１８１２（これはロックループ相関器１８１０の出力である））は出力１８３
６に直接提供される。入力１８１２は、インバータ２４０２にも提供される。イ
ンバータ２４０２の出力は出力１８３８（例えば、これは「１」のビットに対応
し得る）である。この例示の実施形態において、信号はサブキャリアによって変
調されていないと仮定する。

【０１５９】 この実施形態において、出力セレクタ１８４８は、信号１８３２（最大値セレ
クタ１８３０の出力）に基づいて、信号１８５０（時間軸調整信号とも呼ばれる
）が信号１８４４または信号１８４６のいずれに等しいかを選択するスイッチ２
４０４として動作する。すなわち、以下に説明するように、出力セレクタ１８４
８は信号１８４４または１８４６のいずれをロックループ内で用いるかを動的に
決定する。図１８を参照して、累算器１８４０は電圧値（すなわち、信号１８３
６）を加算し、合計（すなわち、信号１８４４）を出力セレクタ１８４８に提供
する。信号１８３６および１８４４はそれぞれ、第１のタイミング調整インクリ
メントおよび第２のタイミング調整インクリメントとも呼ばれる。累算器１８４
２は電圧値（すなわち、信号１８３６）を加算し、合計（すなわち、信号１８４
６）を出力セレクタ１８４８に提供する。出力セレクタ１８４８は累算器１８４
０の出力１８４４、累算器１８４２の出力１８４６およびデータ信号１８３２を
受信する。データ信号１８３２（すなわち、最大値セレクタ１８３２の出力）に
基づいて、出力セレクタ１８４８は信号１８４４または信号１８４６のいずれを
ロックループ内で用いるかを決定する。例えば、データ信号１８３２が「０」の
ビットを表し（すなわち、受信信号１８０６が非反転ｗパルスである）、出力電
圧１８４４が正であり、出力電圧１８４６が負である（遅延テンプレート信号１
８７６はこれがあるべき位置（通常、受信信号１８０６から１／４のパルス波長
だけ遅延している）より先行していることを意味する）場合、出力１８４６はロ
ックループフィルタ１８５２に（１８５０を介して）供給される必要がある。デ
ータ信号１８３２が「０」のビットを表し（例えば、受信信号１８０６が非反転
ｗパルスである）、出力電圧１８４４が負であり、出力電圧１８４６が正である
（遅延テンプレート信号１８７６はこれがあるべき位置より遅れていることを意
味する）場合、出力１８４６はロックループフィルタ１８５２に（１８５０を介
して）供給される必要がある。データ信号１８３２が「１」のビットを表し（例
えば、受信信号１８０６が反転ｗパルスである）、出力電圧１８４４が正であり
、出力電圧１８４６が負である（遅延テンプレート信号１８７６はこれがあるべ
き位置（受信信号１８０６からちょうど１／４のパルス波長だけ遅延している）
より遅れていることを意味する）場合、出力１８４４はロックループフィルタ１
８５２に（１８５０を介して）供給される必要がある。データ信号１８３２が「
１」のビットを表し（例えば、受信信号１８０６が反転ｗパルスである）、出力
電圧１８４４が負であり、出力電圧１８４６が正である（遅延テンプレート信号
１８７６はこれがあるべき位置より先行していることを意味する）場合、出力信
号１８４４はロックループフィルタ１８５２に（１８５０を介して）供給される
必要がある。上述したように、必要に応じて時間軸１８５６を調整する。

【０１６０】 もちろん、１個より多いパルス（例えば、１００個のパルス）を用いて各デー
タ状態（例えば、ビット（単数または複数））を表す場合のみ累算器１８４０お
よび１８４２が必要である。例えば、一実施形態において、１００個のパルスを
用いて各ビットを表す場合、累算器１８４０および１８４２はそれぞれ、例えば
、１００個の値を加算し（すなわち、累算器１８４０は信号１８３６を合計し、
累算器１８３８は信号１８３８を合計する）、合計値（それぞれ信号１８４４お
よび１８４６）を出力セレクタ１８４８に提供し、次いで、次の１００個の値を
加算し、合計値を出力セレクタ１８４８に提供する。各データ状態（例えば、ビ
ット（単数または複数））が１個のパルスのみによって表される場合、出力信号
１８３６および１８３８は出力セレクタ１８４８に直接（すなわち、累算器１８
４０および１８２４を必要とせずに）供給される。

【０１６１】 （ＩＩＩ．１．Ｂ．ｖ．ｃ．別の実施形態） 受信機１８０２の上述の実施形態において、ロックパス信号セレクタ／インバ
ータ１８３４、累算器１８４０および１８４２、ならびに出力セレクタ１８４８
は、時間軸アジャスタ１８４９（点線で示す）のコンポーネントであると考えら
れ得る。図２５は、時間軸アジャスタ１８４９の別の実施形態を示す。この実施
形態において、時間軸アジャスタ１８４９は、合計累算器２５０２、インバータ
２５０６およびスイッチ２５１２からなる。１００個のパルスを用いて各ビット
を表すと仮定して、累算器２５０２はロックループ相関器１８１０の電圧出力（
すなわち、信号１８１２）を加算して、合計値２５０４をスイッチ２５１２およ
びインバータ２５０６に直接提供する。インバータ２５０６の出力２５０８はス
イッチ２５１２に提供される。データ検出器１８１５の出力１８３２も受信する
スイッチ２５１２は、スイッチ２４０４（図２４の説明において上述した）と実
質的に同じに動作する。但し、信号２５０４は信号１８４４と実質的に等しく、
信号２５０８は信号１８４６と実質的に等しい。

【０１６２】 サブキャリア変調が受信信号１８０６を伝送した送信機（例えば、送信機９０
２）によって用いられた場合、図２５の別の時間軸アジャスタ１８４９はさらに
、累算器２５０２の前に任意の必要なサブキャリア復調を実行するサブキャリア
復調器２５１０を含む。

【０１６３】 図２６は、時間軸アジャスタ１８４９の別の実施形態を示す。この実施形態は
最低数のコンポーネントしか必要としないが、上述した実施形態のように時間応
答的ではない場合がある。この実施形態において、スイッチ２６０６は、信号１
８３２（最大値セレクタ１８３０の出力）に基づいて、信号１８５０が信号２６
０４（これは信号１８４４に実質的に等しい）に等しいか、または信号１８５０
が（スイッチ２６０４が開である場合）０であるかを選択する。図１８および図
２６を参照して、累算器２６０２は、電圧値（すなわち、信号１８１２）を加算
して、合計（すなわち、信号２４０４）をスイッチ２６０６に提供する。スイッ
チ２６０６は、累算器２６０３の出力２６０４およびデータ信号１８３２を受信
する。例示の実施形態において、データ信号１８３２が「０」のビットを表す（
これは、非反転ｗパルス（単数または複数）に対応する）場合スイッチ２６０６
は閉じ、そして、データ信号１８３２が「１」のビットを表す（これは、反転ｗ
パルス（単数または複数）に対応する）場合スイッチ２６０６は開く。したがっ
て、この実施形態において、ロックループは、２つのデータ状態のうちの一つが
復号される場合のみアクティブである。しかし、２つのデータ状態それぞれを受
信する可能性が同様である場合、この簡略化された実施形態は時間軸１８５６に
十分な調整を提供する必要がある。

【０１６４】 具体的には、この実施形態において、データ信号１８３２（すなわち、最大値
セレクタ１８３２の出力）が「０」のビットを表し（すなわち、受信信号１８０
６が非反転ｗパルスである）、出力電圧２６０４が正である（遅延テンプレート
信号１８７６はこれがあるべき位置（受信信号１８０６からちょうど１／４のパ
ルス波長だけ遅延している）より先行していることを意味する）場合、スイッチ
２６０６は開き、何もロックループフィルタ１８５２に（１８５０を介して）供
給されない。データ信号１８３２が「０」のビットを表し（例えば、受信信号１
８０６が非反転ｗパルスである）、出力電圧２６０４が負である（遅延テンプレ
ート信号１８７６はこれがあるべき位置より遅れていることを意味する）場合、
スイッチ２６０６は開き、何もロックループフィルタ１８５２に（１８５０を介
して）供給されない。データ信号１８３２が「１」のビットを表し（例えば、受
信信号１８０６が反転ｗパルスである）、出力電圧２６０４が正である（遅延テ
ンプレート信号１８７６はこれがあるべき位置（受信信号１８０６からちょうど
１／４のパルス波長だけ遅延している）より遅れていることを意味する）場合、
スイッチ２６０６は閉じ、出力２６０４はロックループフィルタ１８５２に（１
８５０を介して）供給される。データ信号１８３２が「１」のビットを表し（例
えば、受信信号１８０６が反転ｗパルスである）、出力電圧２６０６が負である
（遅延テンプレート信号１８７６はこれがあるべき位置より先行していることを
意味する）場合、スイッチ２６０６は閉じ、出力電圧２６０４はロックループフ
ィルタ１８５２に（１８５０を介して）供給される。上述したように、時間軸１
８５６を調整する。

【０１６５】 サブキャリア変調が受信信号１８０６を伝送した送信機（例えば、送信機９０
２）によって用いられた場合、図２６の別の時間軸アジャスタ１８４９はさらに
、累算器２６０２の前に任意の必要なサブキャリア復調を実行するサブキャリア
復調器２６１０を含む。

【０１６６】 （ＩＩＩ．１．Ｃ．サブキャリアの使用） 上述のフリップ変調スキームにおいて、第１のインパルス波形（例えば、パル
ス８０２）を用いて第１のデータ状態（例えば、バイナリの「０」）を表し得、
そして第２のインパルス波形（例えば、反転パルス８０４）を用いて第２のデー
タ状態（例えば、バイナリの「１」）を表し得る。上述したように、各データ状
態に対して複数（例えば、４個、８個または１００個）のインパルスを伝送する
ことが好適であることが多い。例えば、１００個のインパルス８０２（すなわち
、パルストレーン）を伝送してバイナリの「０」を表し得、そして、１００個の
反転インパルス８０４を伝送してバイナリの「１」を表し得る。

【０１６７】 アンプのドリフトおよび低周波の雑音の影響を弱めることを支援するために、
ベースバンド信号を備えたサブキャリアを含むことが望ましいことがしばしば見
受けられる。実現され得るサブキャリアは、所定のパターンによってデータ速度
より速い速度で変調を調整する。次いで、受信機はこれと同じパターンを用いて
、プロセスを逆転し、検出のちょうど前に元のデータパターンをリカバリーする
。この方法により、交流（ＡＣ）がステージを結合することまたは均等物の信号
処理が可能になり、検出プロセスから直流（ＤＣ）のドリフトおよびエラーが排
除される。この方法、およびサブキャリアの使用のさらなる詳細は、Ｆｕｌｌｅ
ｒｔｏｎらに対する米国特許第５，６７７，９２７号に詳細に記載されている。
同文献全体を本明細書において参考として援用する。好適には、本発明において
、サブキャリア変調に用いられるサブキャリア信号は、（送信機９０２の）精密
なタイミング生成器９０８によって内的に生成され、ベースバンド信号（例えば
、情報信号であり、これはコード化される場合もあればされない場合もある）に
加算される。

【０１６８】 図２７Ａおよび図２７Ｂを参照して、サブキャリア変調の例を示し得る。２つ
の伝送状態のみを仮定する。２つの伝送状態とは、データ「０」に関連付けられ
た状態Ａ（すなわち、インパルス８０２）およびデータ「１」に関連付けられた
状態Ｂ（すなわち、反転インパルス８０４）である。さらに、各データ状態に対
して４つのインパルスが伝送されると仮定する。図２７Ａに示すように、データ
「０」を表すために、サブキャリア変調無く（そしてコード化がないことを仮定
して）、ＡＡＡＡ（すなわち、４つのインパルス８０２）からなる信号２７０２
Ａが伝送される。図２７Ｂに示すように、データ「１」を表すために、サブキャ
リア変調（すなわち、コード化）が無く、ＢＢＢＢ（すなわち、４つの反転イン
パルス８０４）からなる信号２７０２Ｂが伝送される。サブキャリア変調スキー
ムの例は、データ「０」を表すために（図２７Ａに示すように）ＡＢＡＢからな
る信号２７０４Ａを伝送し、そしてデータ「１」を表すために（図２７Ｂに示す
ように）ＢＡＢＡからなる信号２７０４Ｂを伝送する。他の可能性は、データ「
０」を表すためにＡＡＢＢ（図示せず）からなる信号を伝送すること、およびデ
ータ「１」を表すためにＢＢＡＡ（図示せず）からなる信号を伝送することを含
む（但し、これらに限定されない）。もちろん、異なる数のインパルス（例えば
、１００個のインパルス）を用いて各データ状態を表す場合、必要な回数分（例
えば、２５回）、上述のパターン（例えば、ＡＢＡＢ）を繰返し得る。

【０１６９】 サブキャリア変調が用いられた場合、インパルス無線受信機は、情報信号を得
るためにサブキャリア信号を復調する（すなわち、取り除く）必要がある。イン
パルス無線受信機は通常、相互相関器のフロントエンドを備えた直接変換受信機
であり、相互相関器のフロントエンドは、モノサイクルのパルスの電磁パルスト
レーンを１つのステージ内のベースバンド信号に一貫して変換する。受信機は、
サブキャリア変調を生成するために用いられたのと同じパターンを用いて、プロ
セスを逆転し、データ検出のちょうど前に元のデータパターンをリカバリーする
。本発明の一実施形態において、任意の必要なサブキャリア復調を実行するのは
、インパルス無線受信機１８０２のデータパス信号セレクタ／インバータ１８１
６である。具体的には、いずれのデータ状態がパルストレーンによって表された
かを最大値セレクタ１８３０が正確に判定し得るように、データパス信号セレク
タ／インバータ１８１６は、その出力１８１８および１８２０を正しい累算器１
８２２および１８２５に提供する。したがって、データパス信号セレクタ／イン
バータ１８１６の正確な構造および関数は、インパルス無線送信機によって（例
えば、送信機９０２によって）用いられるサブキャリア変調パターンに依存する
。

【０１７０】 （ＩＩＩ．２．シフト変調によるフリップ） 別の実施形態において、「シフト変調によるフリップ」または「直角フリップ
時間変調」（ＱＦＴＭ）と呼ばれるものが用いられる。シフト変調によるフリッ
プの簡単な例を図２８を参照して説明し得る。この例において、インパルス波形
２８０２を用いてビット「００」を表し、インパルス波形２８０４を用いてビッ
ト「０１」を表し、インパルス波形２８０６を用いてビット「１０」を表し、そ
してインパルス波形２８０８を用いてビット「１１」を表す。波形２８０４は波
形２８０２の反転またはフリップであり、波形２８０８は波形２８０６の反転ま
たはフリップであることに留意されたい。さらに２８０２と２８０６、および２
８０４と２８０８との唯一の差異は、この例において、２８０６および２８０８
が１／４の波長だけ移行されている点であることに留意されたい。フリップに加
え、このシフトを加えることによって、変調状態は、図８の説明の間に上述した
フリップ変調スキームに比較して２倍になる。

【０１７１】 波形２８０２、２８０４、２８０６および２８０８（インパルスとも呼ばれる
）は、伝送信号（例えば、送信機から受信機まで空気を介して伝送される信号）
に関連付けられた例示の波形である。通常、波形２８０２、２８０４、２８０６
および２８０８が受信機のアンテナによって受信されると、波形は改変され、そ
れぞれ波形２８１２、２８１４、２８１６および２８１８に似る。具体的には、
例示を目的として、波形２８１２、２８１４、２８１６および２８１８は、それ
ぞれ波形２８０２、２８０４、２８０６および２８０８の実質的に一次導関数で
ある。

【０１７２】 上述したように、インパルス無線システムはパルスごとに１個以上のデータビ
ットを送達し得る。しかし、インパルス無線システムはより典型的には、各デー
タビットに対して１個のパルスではなく、パルストレーンを用いる。したがって
、パルストレーン２８０２（例えば、１００個のパルス２８０２）を用いてビッ
ト「００」を表し得、反転パルストレーン２８０４（例えば、１００個の反転パ
ルス２８０４）を用いてビット「０１」を表し得、細かく移行された（例えば、
１／４の波長だけ移行された）パルストレーン２８０６（例えば、１００個のパ
ルス２８０６）を用いてビット「１０」を表し得、そしてパルストレーン２８０
８（例えば、１００個のパルス２８０８）を用いてビット「１１」を表し得る。
上により詳細に説明したように、１個のデジタル情報ビットを表すために１個よ
り多いパルスを用いることによって、さらなる利益が取得され得るため、パルス
トレーンを用いることが多い。

【０１７３】 （ＩＩＩ．２．Ａ．送信機） 図９および図１７の説明において上述した送信機９０２または送信機１７０２
に実質的に類似した送信機を用いて、上述のシフト変調スキームによるフリップ
を用いて変調されたインパルスを伝送（例えば、インパルス２８０２、２８０４
、２８０６および２８０８を伝送）し得る。例えば、図９を参照して、送信機９
０２とフリップ変調インパルスおよびシフト変調インパルス（例えば、インパル
ス２８０２、２８０４、２８０６および２８０８）を伝送することが可能な送信
機との唯一の有意な差異は、精密なタイミング生成器９０８が、２つの状態の変
調スキームではなく、直角変調スキームに基づいて、共通トリガー信号９２０な
らびにイネーブル信号９１８および９１９を出力する点である。例えば、ここで
も図９を参照して、さらなるインパルス（すなわち、２８０６および２８０８）
が生成され得るように、精密なタイミング生成器９０８を改変して、遅延トリガ
ー信号（例えば、１／４の波長だけ）および／または遅延イネーブル信号９１８
および９１９をさらに生成し得る（インパルス２８０２および２８０４はそれぞ
れインパルス８０２および８０４と同じであることに留意されたい）。したがっ
て、一実施形態において、インパルスを以下のように生成し得る。パルス生成器
９２２は、非遅延トリガー信号９２０およびイネーブル信号９１８の両方を受信
したことに応答して、パルス２８０２に似た出力パルスを生成し、パルス生成器
９２２は、遅延（例えば、１／４の波長だけ）トリガー信号９２０およびイネー
ブル信号９１８の両方を受信したことに応答して、２８０６に似た出力パルスを
生成し、パルス生成器９２４は、非遅延トリガー信号９２０およびイネーブル信
号９１９を受信したことに応答して、パルス２８０４（すなわち、パルス２８０
２の反転またはフリップであるパルス）に似た出力パルスを生成し、そしてパル
ス生成器９２４は、遅延トリガー信号９２０およびイネーブル信号９１９を受信
したことに応答して、パルス２８０８（すなわち、パルス２８０６の反転または
フリップであるパルス）に似た出力パルスを生成する。あるいは、トリガー信号
９２０の代わり、またはトリガー信号９２０の加えて、イネーブル信号９１８お
よび９１９を遅延させ得る。

【０１７４】 （ＩＩＩ．２．Ｂ．受信機） 図２９は、本発明の一実施形態による、ＱＦＴＭ変調信号を受信するために用
いられ得るインパルス無線受信機２９０２を示す。受信機２９０２は、伝搬イン
パルス無線信号を受信するアンテナ２９０４を含む。

【０１７５】 受信信号２９０６は第１の相互相関器２９０８（第１のサンプラー２９０８と
も呼ばれる）および第２の相関器２９１０に入力される。以下により詳細に説明
するように、受信信号２９０６とテンプレート信号２９７２とを相関させること
によって、第１の相関器２９０８は第１のベースバンド出力信号２９１４（第１
の相関器の出力２９１４とも呼ばれる）を生成する。以下により詳細に説明する
ように、受信信号２９０６と遅延テンプレート信号２９７６とを相関させること
によって、第２の相関器２９１０は第２のベースバンド出力信号２９１２（第２
の相関器の出力２９１２とも呼ばれる）を生成する。各相関器２９０８および２
９１０は理想的には、乗算器、続いて短期間の後にパルス間隔にわたって乗算さ
れた積を合計するパルス積分器を含む。

【０１７６】 受信機２９０２は精密なタイミング生成器２９６０も含み、受信機の時間軸２
９５６から周期的なタイミング信号２９５８を受信する。受信信号２９０６をロ
ックするために、（以下に説明する）ロックループが必要とするように、時間軸
２９５６は、時間、周波数、および／または位相が調整可能、かつ、制御可能で
ある。精密なタイミング生成器２９６０は同期信号２９６２を選択的なコード生
成器２９６６に提供し、選択的なコード生成器２９６６からコード制御信号２９
６４（コード化信号２９６４とも呼ばれる）を受信する。精密なタイミング生成
器２９６０は、周期的なタイミング信号２９５８および選択的なコード制御信号
２９６４を用いて、（コード化された）タイミングトリガー信号２９６８を生成
する。テンプレート生成器２９７０（パルス生成器２９７０とも呼ばれる）は、
（コード化された）タイミングトリガー信号２９６８によってトリガーされ、受
信信号２９０６の各パルスに実質的に等しい波形を理想的には有するテンプレー
ト信号パルス２９７２のトレーンを生成する。

【０１７７】 コード生成器２９６６を用いた場合、所与の信号を受信するコードは、伝搬信
号を生成するために元々の送信機によって用いられるコードと同じである。した
がって、テンプレートパルストレーン２９７２（テンプレート信号２９７２とも
呼ばれる）のタイミングが変調の間、遅延されなかった（受信信号パルストレー
ン２９０６の）パルスのタイミングと基本的に一致し、これにより、受信信号２
９０６が第１の相関器２９０８によって同期的にサンプリングされることが可能
になる。第１の相関器２９０８の第１のベースバンドの出力２９１４を、データ
パス信号セレクタ／インバータ２９１６およびロックパス信号セレクタ／インバ
ータ２９３４に提供する。それぞれを以下により詳細に説明する。

【０１７８】 テンプレートパルストレーン２９７２はさらに、遅延テンプレート信号２９７
６を出力する遅延２９７４にも提供される。遅延２９７４によって生じた遅延は
、さらなるデータ状態を生成するために変調スキームで用いられる遅延と厳密に
同じ遅延（例えば、１／４の波長）である。したがって、遅延テンプレートパル
ストレーン２９７６（遅延テンプレート信号２９７２とも呼ばれる）のタイミン
グは、変調の間に故意にオフセットにされた（すなわち、遅延された）（受信信
号パルストレーン２９０６の）パルスのタイミングと基本的に一致する。第２の
相関器２９１０の第２のベースバンドの出力２９１２をさらに、データパス信号
セレクタ／インバータ２９１６およびロックパス信号セレクタ／インバータ２９
３４に結合する。

【０１７９】 データパス信号セレクタ／インバータ２９１６およびロックパス信号セレクタ
／インバータ２９３４を説明する前に、相関プロセスのさらなる詳細を提供する
。

【０１８０】 （ＩＩＩ．２．Ｂ．ｉ．相関プロセス） 図３０Ａ、図３０Ｂ、図３０Ｃおよび図３０Ｄは、第１の相関器２９０８によ
って実行された相関プロセスの例示の結果を示す。但し、簡単な矩形波のパルス
３００２をテンプレート信号２９７２として用いる。図示するように、（図３０
Ａに示すように）受信信号２９０６が非遅延、かつ、非反転のｗパルス２８１２
からなる場合には、矩形波のパルス３００２の中心と受信信号の波形の最大振幅
点との位置を合わせ、または（図３０Ｂに示すように）受信信号２９０６が非遅
延、かつ、反転のｗパルス２８１４からなる場合には、矩形波の中心と受信信号
の波形の最小振幅点との位置を合わせる。しかし、（図３０Ｃに示すように）受
信信号２９０６が遅延、かつ、非反転のｗパルス２８１６からなる場合か、また
は（図３０Ｄに示すように）受信信号２９０６が遅延、かつ、反転のｗパルス２
８１８からなる場合、矩形波３００２の中心と受信信号の波形のゼロ交差との位
置を合わせる。

【０１８１】 まず図３０Ａを参照して、受信パルス２８１２（すなわち、受信信号２９０６
のパルス）およびテンプレートパルス３００２（すなわち、テンプレート信号２
９７２のパルス）を第１の相関器２９０８に提供する。テンプレートパルス３０
０２が受信パルス２８１２の中心と位置が合わされた場合、第１の相関器２９０
８の出力２９１４は（信号３００４Ａに見られるように）正の電圧であることに
留意されたい。

【０１８２】 図３０Ｂに進んで、受信パルス２８１４（すなわち、受信信号２９０６のパル
ス）およびテンプレートパルス３００２（すなわち、テンプレート信号２９７２
のパルス）を第１の相関器２９０８に提供する。テンプレートパルス３００２が
受信反転パルス２８１４の中心と位置が合わされた場合、第１の相関器２９０８
の出力２９１４は（信号３００４Ｂに見られるように）負の電圧である。

【０１８３】 図３０Ｃに進んで、受信パルス２８１６（すなわち、受信信号２９０６のパル
ス）およびテンプレートパルス３００２（すなわち、テンプレート信号２９７２
のパルス）を第１の相関器２９０８に提供する。テンプレートパルス３００２が
受信パルス２８１６のゼロ交差と位置が合わされた場合、第１の相関器２９０８
の出力２９１４は（信号３００４Ｃに見られるように）理論上０であることに留
意されたい。

【０１８４】 次に、図３０Ｄに進んで、受信反転パルス２８１８（すなわち、受信信号２９
０６のパルス）およびテンプレートパルス３００２（すなわち、テンプレート信
号２９７２のパルス）を第１の相関器２９０８に提供する。テンプレートパルス
３００２が受信反転パルス２８１８のゼロ交差と位置が合わされた場合、第１の
相関器２９０８の出力２９１４は（信号３００４Ｄに見られるように）理論上０
であることに留意されたい。

【０１８５】 図３０Ｅ、図３０Ｆ、図３０Ｇおよび図３０Ｈは、第２の相関器２９１０によ
って実行された相関プロセスの例示の結果を示す。但し、簡単な矩形波のパルス
３００６を遅延テンプレート信号２９７６として用いる。図示するように、（図
３０Ｇに示すように）受信信号２９０６が遅延、かつ、非反転のｗパルス２８１
６からなる場合には、矩形波のパルス３００６の中心と受信信号の波形の最大振
幅点との位置を合わせ、または（図３０Ｈに示すように）受信信号２９０６が遅
延、かつ、反転のｗパルス２８１８からなる場合には、矩形波の中心と受信信号
の波形の最小振幅点との位置を合わせる。しかし、（図３０Ｅに示すように）受
信信号２９０６が非遅延、かつ、非反転のｗパルス２８１２からなる場合か、ま
たは（図３０Ｆに示すように）受信信号２９０６が非遅延、かつ、反転のｗパル
ス２８１４からなる場合、矩形波３００６の中心と受信した波形のゼロ交差との
位置を合わせる。

【０１８６】 具体的に図３０Ｅを参照して、受信パルス２８１２（すなわち、受信信号２９
０６のパルス）およびテンプレートパルス３００６（すなわち、遅延テンプレー
ト信号２９７６のパルス）を第２の相関器２９１０に提供する。テンプレートパ
ルス３００６が受信パルス２８１２のゼロ交差と位置が合わされた場合、第２の
相関器２９１０の出力２９１２は（信号３００４Ｅに見られるように）理論上０
であることに留意されたい。

【０１８７】 図３０Ｆに進んで、受信反転パルス２８１４（すなわち、受信信号２９０６の
パルス）およびテンプレートパルス３００６（すなわち、遅延テンプレート信号
２９７６のパルス）を第２の相関器２９１０に提供する。テンプレートパルス３
００６が受信反転パルス２８１４のゼロ交差と位置が合わされた場合、第２の相
関器２９１０の出力２９１２は（信号３００４Ｆに見られるように）理論上０で
あることに留意されたい。

【０１８８】 図３０Ｇに進んで、受信パルス２８１６（すなわち、受信信号２９０６のパル
ス）およびテンプレートパルス３００６（すなわち、遅延テンプレート信号２９
７６のパルス）を第２の相関器２９１０に提供する。テンプレートパルス３００
６が受信パルス２８１６の中心と位置が合わされた場合、第２の相関器２９１０
の出力２９１２は（信号３００４Ｇに見られるように）正の電圧であることに留
意されたい。

【０１８９】 次に、図３０Ｈに進んで、受信パルス２８１８（すなわち、受信信号２９０６
のパルス）およびテンプレートパルス３００６（すなわち、遅延テンプレート信
号２９７６のパルス）を第２の相関器２９１０に提供する。テンプレートパルス
３００６が受信パルス２８１８の中心と位置が合わされた場合、第２の相関器２
９１０の出力２９１２は（信号３００４Ｈに見られるように）負の電圧であるこ
とに留意されたい。

【０１９０】 要約すると、第１の相関器２９０８の出力２９１４は、受信パルスが非遅延、
かつ、非反転のパルス２８１２である場合には（信号３００４Ａが示すように）
正の電圧であり、受信パルスが非遅延、かつ、反転のパルス２８１４である場合
には（信号３００４Ｂが示すように）負の電圧であり、受信パルスが遅延、かつ
、非反転のパルス２８１６である場合には（信号３００４Ｃが示すように）実質
的に０であり、そしてまた受信パルスが遅延、かつ、反転のパルス２８１８であ
る場合には（信号３００４Ｄが示すように）実質的に０である。第２の相関器２
９１０の出力２９１２は、受信パルスが非遅延、かつ、非反転のパルス２８１２
である場合には（信号３００４Ｅが示すように）実質的に０であり、さらに受信
パルスが非遅延、かつ、反転のパルス２８１４である場合にも（信号３００４Ｆ
が示すように）実質的に０であり、受信パルスが遅延、かつ、非反転のパルス２
８１６である場合には（信号３００４Ｇが示すように）正の電圧であり、そして
受信パルスが遅延、かつ、反転のパルス２８１８である場合には（信号３００４
Ｈが示すように）負の電圧である。

【０１９１】 あるいは、第２の相関器２９１０が受信パルス２８１２の先行しているゼロ交
差上で動作し得るように、第１の相関器２９０８のテンプレートパス内に遅延２
９７４を配置し得ることに留意されたい。この動作が所望される場合、制御ルー
プ信号パス内にロックを維持する発明が必要である。

【０１９２】 （ＩＩＩ．２．Ｂ．ｉｉ．データパス信号セレクタ／インバータ） 概して、データパス信号セレクタ／インバータ２９１６は、データ検出が達成
され得るように、第１のベースバンド信号２９１４および第２のベースバンド信
号２９１０を複数の信号パスに分割し、そして特定の信号パスの極性を逆転する
。以下により詳細にこれを示す。さらに、サブキャリア変調器が、受信信号２９
０６を伝送した送信機によって（例えば、送信機９０２によって）用いられた場
合、データパス信号セレクタ／インバータ２９１６はさらに、任意の必要なサブ
キャリア復調を実行し得る。

【０１９３】 図３１は、データパス信号セレクタ／インバータ２９１６の例示の実施形態を
示す。この実施形態において、入力２９１４および２９１２（すなわち、それぞ
れ第１の相関器２９０８および第２の相関器２９１０のベースバンド出力２９１
４および２９１２である）は、出力２９１８および２９２０（例えば、それぞれ
ビットの「００」およびビットの「１０」に対応し得る）にそれぞれハードワイ
ヤードされる。入力２９１４および２９１２はそれぞれインバータ３１０２およ
び３１０４にも提供される。インバータ３１０２の出力は出力２９１９（例えば
、ビットの「０１」に対応し得る）である。インバータ３１０４の出力は出力２
９２１（例えば、ビットの「１１」に対応し得る）である。出力２９１８、２９
１９、２９２０および２９２１はそれぞれ、第１のデータ状態信号、第２のデー
タ状態信号、第３のデータ状態信号および第４のデータ状態信号とも呼ばれる。
この例示の実施形態において、データパス信号セレクタ／インバータ２９１６に
よって実行されるサブキャリア復調はない。しかし、サブキャリア変調を用いる
と（すなわち、受信した伝搬信号の送信機によって）、データパス信号セレクタ
／インバータ２９１６を用いて、サブキャリア復調を実行し得る。サブキャリア
変調および復調の別の例を以下の図３３Ａおよび図３３Ｂの説明において論じる
。

【０１９４】 この実施形態において、データパス信号セレクタ／インバータ２９１６は、可
能なデータ状態に対応する電圧を表す信号２９１８、２９１９、２９２０および
２９２１を出力する。例えば、一実施形態において、信号２９１８はビットの「
００」に対応し、信号２９１９はビットの「０１」に対応し、信号２９２０はビ
ットの「１０」に対応し、そして信号２９２１はビットの「１１」に対応する。
（図２９に示すように）信号２９１８、２９１９、２９２０および２９２１を合
計累算器２９２２、２９２３、２９２４および２９２５それぞれに提供する。積
分サイクルの最後において、最大値セレクタ２９３０は、累算器２９２２、２９
２３、２９２４および２９２５の合計出力２９２６、２９２７、２９２８および
２９２９を比較して、例えば、（受信パルスに関連付けられた）データビットが
「００」、「０１」、「１０」または「１１」のいずれであるかを判定する。も
ちろん、１個より多いパルス（例えば、４個、８個または１００個のパルス）を
用いて各データ状態（例えば、ビット）を表す場合のみ累算器２９２２、２９２
３、２９２４および２９２５が必要である。例えば、１００個のパルスを用いて
各ビットの対を表す場合、累算器２９２２、２９２３、２９２４および２９２５
はそれぞれ、例えば、１００個の値を合計し（すなわち、例えば、累算器２９２
２は信号２９１８を合計し、累算器２９２３は信号２９１９を合計する）、合計
値（それぞれ信号２９２６、２９２７、２９２８および２９２９）を最大値セレ
クタ２９３０に提供し、次いで、次の１００個の値を合計し、合計値を最大値セ
レクタ２９３０に提供する。各データ状態（例えば、ビットの対）が１個のパル
スのみによって表される場合、出力信号２９１８、２９１９、２９２０および２
９２１が最大値セレクタ２９３０に直接（すなわち、累算器２９２２、２９２３
、２９２４および２９２５を必要とせずに）供給される。

【０１９５】 受信機２９０２の上述の実施形態において、データパス信号セレクタ／インバ
ータ２９１６、累算器２９２２、２９２３、２９２４および２９２５、ならびに
最大値セレクタ２９３０は、データ検出器２９１５（点線で示す）のコンポーネ
ントであると考えられ得る。データ検出器２９１５の一実施形態を上に詳細に説
明した。本発明の意図および範囲内にある場合、データ検出器２９１５の正確な
構造を改変および簡略化し得る。

【０１９６】 （ＩＩＩ．２．Ｂ．ｉｉｉ．最大値セレクタ） 最大値セレクタ２９３０は、パルスまたは複数のパルス（例えば、１００個の
パルス）が表すデータ状態（例えば、ビット）を判定する。例えば、受信信号２
９０６の１００個のパルスを用いて各データビットを表すと仮定して、最大値セ
レクタ２９３０は各１００個のパルスがビットの「００」、「０１」、「１０」
または「１１」のいずれを表すかを判定する。最大値セレクタ２９３０は、合計
出力２９２６、２９２７、２９２８または２９２９（データ状態合計とも呼ばれ
る）のいずれが最も大きいかを判定することによってこの判定を行う可能性が最
も高い。

【０１９７】 （ＩＩＩ．１．Ｂ．ｉｖ．ロックループ関数） 図２９を参照して、受信信号２９０６が第１の相関器２９０８および第２の相
関器２９１０によって同期的にサンプリングされ得るように、テンプレートパル
ストレーン２９７２および２９７６のタイミングが受信信号のパルストレーン２
９０６のタイミングと一致することが重要である。したがって、ロックループ（
制御ループとも呼ばれる）を用いて、時間調整信号２９５０、および時間軸２９
５６における任意のドリフトを補正するエラー信号２９５４を生成する。具体的
には、ロックループフィルタ２９５２、時間軸２９５６、精密なタイミング生成
器２９６０、テンプレート生成器２９７０、遅延２９７４（時に）、第１の相関
器２９０８または第２の相関器２９１０、ロックパス信号セレクタ／インバータ
２９３４および出力セレクタ２９４８を含む制御ループを用いて、エラー信号２
９５４を生成する。フィルタリング時間調整信号２９５０によって生成されたエ
ラー信号２９５４は、受信信号２９０６の位置に対する調整可能な時間軸２９５
６への調整を、時間位置周期タイミング信号２９５８に提供する。ロックループ
の関数を以下にさらに詳細に説明する。

【０１９８】 （ＩＩＩ．２．Ｂ．ｉｖ．ａ．ロックループ相関） 受信信号２９０６は第１の相関器２９０８および第２の相関器２９１０に入力
される。上述したように、第１の相関器２９０８は、受信信号２９０６とテンプ
レート信号２９７２とを相関させ、第２の相関器２９１０は、受信信号２９０６
と遅延テンプレート信号２９７６とを相関させる。遅延２９７４によって生成さ
れた遅延は、ＱＦＴＭ変調スキームで用いられる遅延（例えば、１／４の波長）
と同じである。受信信号２９０６が非遅延パルス（例えば、ｗパルス２８１２ま
たは反転ｗパルス２８１４）からなり、かつ、受信信号２９０６が非遅延テンプ
レート信号２９７２と同期を取られた場合に、第２の相関器２９１０の出力が０
であるように、遅延は正確に選択される。すなわち、非遅延パルスからなる受信
信号２９０６が非遅延テンプレート信号２９７２と同期を取られた場合に、第２
の相関器２９１０が０交差において受信信号２９０６をサンプリングするように
、変調遅延（および遅延２９７４の遅延）は正確に選択される。これにより、受
信信号２９０６が遅延パルス（例えば、遅延ｗパルス２８１６または遅延反転ｗ
パルス２８１８）からなり、かつ、受信信号２９０６が遅延テンプレート信号２
９７６と同期を取られた場合に、第１の相関器２９０８の出力が０になる。

【０１９９】 例えば、一実施形態において、遅延２９７４は１／４のパルス幅だけテンプレ
ート信号２９７２を遅延させる。したがって、（図２８に示すように）各パルス
のパルス幅が０．５ｎｓｅｃである場合、遅延２８７４はテンプレート信号２８
７２を０．１２５ｎｓｅｃ（すなわち、０．５／４＝０．１２５）だけ遅延させ
る。上述したように、これにより、テンプレート信号１８７２が非遅延パルスか
らなる受信信号２９０６と同期を取られた場合、第２の相関器２９１０の出力２
９１２が０になる。しかし、テンプレート信号２９７２が非遅延パルスからなる
受信信号２９０６より遅れ始めたり、または受信信号２９０６に先行し始めると
、第２の相関器２９１０の出力２９１２は、ロックパス信号セレクタ／インバー
タ２９３４に供給され、かつ、時間軸２９５６を補正するために用いられる電圧
である。同様に、これにより、遅延テンプレート信号２９７６が遅延パルスから
なる受信信号２９０６と同期を取られた場合に、第１の相関器２９０８の出力２
９１４が０になる。しかし、遅延テンプレート信号２９７６が遅延パルスからな
る受信信号２９０６より遅れ始めたり、または受信信号２９０６に先行し始める
と、第１の相関器２９０８の出力２９１４は、ロックパス信号セレクタ／インバ
ータ２９３４に供給され、かつ、時間軸２９５６を補正するために用いられる電
圧である。

【０２００】 具体的には、この実施形態において、テンプレート信号２９７２が非遅延、非
反転パルス（例えば、ｗパルス２８１２）からなる受信信号２９０６より遅れる
と、第２の相関器２９１２の出力２９１２は負の電圧になる。テンプレート信号
２９７２が非遅延、反転パルス（例えば、反転ｗパルス２８１４）からなる受信
信号２９０６より遅れると、第２の相関器２９１０の出力２９１２は正の電圧に
なる。テンプレート信号２９７２が非遅延、非反転パルス（例えば、ｗパルス２
８１２）からなる受信信号２９０６に先行すると、第２の相関器２９１０の出力
２９１２は正の電圧になる。そして、テンプレート信号２９７２が非遅延、反転
パルス（例えば、反転ｗパルス２８１４）からなる受信信号２９０６に先行する
と、第２の相関器２９１０の出力２９１２は負の電圧になる。

【０２０１】 さらに、この実施形態において、テンプレート信号２９７２が遅延、非反転パ
ルス（例えば、遅延ｗパルス２８１６）からなる受信信号２９０６より遅れると
、第１の相関器２９０８の出力２９１４は正の電圧になる。テンプレート信号２
９７２が遅延、反転パルス（例えば、遅延、反転ｗパルス２８１８）からなる受
信信号２９０６より遅れると、第１の相関器２９０８の出力２９１４は負の電圧
になる。テンプレート信号２９７２が遅延、非反転パルス（例えば、遅延ｗパル
ス２８１６）からなる受信信号２９０６に先行すると、第１の相関器２９０８の
出力２９１４は負の電圧になる。そして、テンプレート信号２９７２が遅延、反
転パルス（例えば、遅延、反転ｗパルス２８１８）からなる受信信号２９０６に
先行すると、第１の相関器２９０８の出力２９１４は正の電圧になる。

【０２０２】 時間軸２９５６が、周波数伝達関数（すなわち、正の電圧により周波数が増加
し、負の電圧により周波数が減少する）に対して、正の電圧を有すると仮定する
と、時間軸２９５６を補正するためには、テンプレート信号２９７２が受信信号
２９０６より遅れる場合、エラー信号２９５４（および、したがって、時間調整
信号２９５０）は正（＋）の電圧である必要があり、そしてテンプレート信号２
９７２が受信信号２９０６に先行する場合、エラー信号２９５４は負（−）の電
圧である必要がある。時間軸２９５６が周波数伝達関数に対して反転（すなわち
、負の）電圧を有する場合、時間軸２９５６を補正するためには、テンプレート
信号２９７２が受信信号２９０６より遅れる場合、エラー信号２９５４（および
、したがって、時間調整信号２９５０）は負（−）の電圧である必要があり、そ
してテンプレート信号２９７２が受信信号２９０６に先行する場合、エラー信号
２９５４は正（＋）の電圧である必要がある。

【０２０３】 図２９において、時間軸２９５６に提供されるエラー信号２９５４を示す。し
かし、時間軸２９５６を精密なタイミング生成器２９６０の一部として実現し得
ることに留意されたい。このような場合、エラー信号２９５４は精密なタイミン
グ生成器２９６０に直接提供され得る。あるいは、時間軸２９５６が精密なタイ
ミング生成器２９６０から独立している場合であっても、エラー信号２９５４は
精密なタイミング生成器２９６０に直接提供され得る。重要なのは、第１の相関
器２９０８および第２の相関器２９１０がデータ検出およびエラー補正にとって
実質的に最適な時間に受信したインパルス無線信号２９０６をサンプリングする
ように、エラー信号２９５４を用いて、受信機２９０２と受信したインパルス無
線信号２９０６との同期を取ることである。

【０２０４】 （ＩＩＩ．２．Ｂ．ｉｖ．ｂ．ロックパス信号セレクタ／インバータおよび出
力セレクタ） 概して、ロックパス信号セレクタ／インバータ２９３４は、第１の相関器２９
０８および第２の相関器２９１０の出力２９１４および２９１２を複数の信号パ
スに分割し、特定の信号パスの極性を逆転する。信号パスのうちの１つが用いら
れて、時間軸２９５６内のドリフトを補正する。以下により詳細にこれを示す。
さらに、サブキャリア変調が受信信号２９０６を伝送した送信機によって（例え
ば、送信機９０２によって）用いられると、ロックパス信号セレクタ／インバー
タ２９３４はさらに、サブキャリア変調に起因して必要な任意の調整を実行する
。

【０２０５】 図３１は、ロックパス信号セレクタ／インバータ２９３４および出力セレクタ
２９４８の例示の実施形態を示す。この実施形態において、入力２９１４および
２９１２（すなわち、それぞれ第１の相関器２９０８および第２の相関器２９１
０のベースバンド出力である）は出力２９３６および２９３８それぞれにハード
ワイヤードされる。入力２９１４および２９１２はそれぞれ、インバータ３３０
２および３３０３にも提供される。インバータ３３０２の出力は出力２９３７で
ある。インバータ３２０３の出力は出力２９３９である。この例示の実施形態に
おいて、信号はサブキャリアによって変調されていないと仮定する。

【０２０６】 この実施形態において、出力セレクタ２９４８は、信号２９３２および２９３
３（最大値セレクタ２９３０の出力）に基づいて、信号２９５０（時間軸調整信
号とも呼ばれる）が信号２９４４、２９４５、２９４６または２９４７のいずれ
に等しいかを選択するスイッチ３２０４として動作する。すなわち、以下に説明
するように、出力セレクタ２９４８は信号２９４４、２９４５、２９４６または
２９４７のいずれをロックループ内で用いるかを動的に決定する。信号２９３６
、２９３７、２９３８および２９３９はそれぞれ、第１のタイミング調整インク
リメント、第２の時間調整インクリメント、第３のタイミング調整インクリメン
トおよび第４のタイミング調整インクリメントとも呼ばれる。累算器２９４０、
２９４１、２９４２および２９４３は電圧値（すなわち、それぞれ信号２９３６
、２９３７、２９３８および２９３９）を合計し、合計（すなわち、それぞれ信
号２９４４、２９４５、２９４６および２９４７）を出力セレクタ２９４８に提
供する。出力セレクタ２９４８は出力２９４４、２９４５、２９４６および２９
４７、ならびにデータ信号２９３２および２９３３（一括して、データ信号とも
呼ばれる）を受信する。データ信号２９３２および２９３３（例えば、最大値セ
レクタ２９３２の出力）に基づいて、出力セレクタ２９４８は信号２９４４、２
９４５、２９４６または２９４７のいずれをフィードバックループ内で用いるか
を決定する。例えば、データ信号２９３２がビットの「００」を表し（すなわち
、受信信号２９０６が非遅延、非反転ｗパルスである）、出力電圧２９４６が正
であり、出力電圧２９４７が負である（テンプレート信号２９７２および２９７
６はこれらがあるべき位置より先行していることを意味する）場合、出力２９４
７はロックループフィルタ２９５２に（２９５０を介して）供給される必要があ
る。データ信号２９３２がビットの「００」を表し（すなわち、受信信号２９０
６が非遅延、非反転ｗパルスである）、出力電圧２９４６が負であり、出力電圧
２９４７が正である（テンプレート信号２９７２および２９７６はこれらがある
べき位置より遅れていることを意味する）場合、出力２９４７はロックループフ
ィルタ２９５２に（２９５０を介して）供給される必要がある。データ信号２９
３２がビットの「０１」を表し（すなわち、受信信号２９０６が非遅延、反転ｗ
パルスである）、出力電圧２９４６が正であり、出力電圧２９４７が負である（
テンプレート信号２９７２および２９７６はこれらがあるべき位置より遅れてい
ることを意味する）場合、出力２９４６はロックループフィルタ２９５２に（２
９５０を介して）供給される必要がある。データ信号２９３２が「０１」のビッ
トを表し（例えば、受信信号２９０６が非遅延、反転ｗパルスである）、出力電
圧２９４６が負であり、出力電圧２９４７が正である（テンプレート信号２９７
２および２９７６はこれらがあるべき位置より先行していることを意味する）場
合、出力信号２９４６はロックループフィルタ２９５２に（２９５０を介して）
供給される必要がある。上述したように、非遅延パルスが受信された場合に、出
力セレクタ２９４８が動作して時間軸２９５６を調整する。

【０２０７】 データ信号２９３２がビット「１０」を表し（すなわち、受信信号２９０６が
遅延、非反転ｗパルスである）、出力電圧２９４４が正であり、出力電圧２９４
５が負である（テンプレート信号２９７２および２９７６はこれらがあるべき位
置より遅れていることを意味する）場合、出力２９４４はロックループフィルタ
２９５２に（２９５０を介して）供給される必要がある。データ信号２９３２が
ビット「１０」を表し（すなわち、受信信号２９０６が遅延、非反転ｗパルスで
ある）、出力電圧２９４４が負であり、出力電圧２９４５が正である（テンプレ
ート信号２９７２および２９７６はこれらがあるべき位置に先行していることを
意味する）場合、出力２９４４はロックループフィルタ２９５２に（２９５０を
介して）供給される必要がある。データ信号２９３２がビット「１１」を表し（
すなわち、受信信号２９０６が遅延、反転ｗパルスである）、出力電圧２９４４
が正であり、出力電圧２９４５が負である（テンプレート信号２９７２および２
９７６はこれらがあるべき位置に先行していることを意味する）場合、出力２９
４５はロックループフィルタ２９５２に（２９５０を介して）供給される必要が
ある。データ信号２９３２がビット「１１」を表し（すなわち、受信信号２９０
６が遅延、反転ｗパルスである）、出力電圧２９４４が負であり、出力電圧２９
４５が正である（テンプレート信号２９７２および２９７６はこれらがあるべき
位置より遅れていることを意味する）場合、出力信号２９４５はロックループフ
ィルタ２９５２に（２９５０を介して）供給される必要がある。上述したように
、遅延パルスが受信された場合に、出力セレクタ２９４８が動作して時間軸２９
５６を調整する。

【０２０８】 要約すると、第２の相関器２９１２がゼロ交差をサンプリングするため、受信
信号２９０６が非遅延パルスからなる場合、信号２９４６または２９４７（これ
らは第２の相関器２９１０に関連する）をロックループ内で用いる。同様に、第
１の相関器２９１０がゼロ交差をサンプリングするため、受信信号２９０６が遅
延パルスからなる場合、信号２９４４または２９４５（これらは第１の相関器２
９０８に関連する）をロックループ内で用いる。出力セレクタ２９４８は、デー
タ信号２９３２および２９３３、ならびに信号２９４４、２９４５、２９４６お
よび２９４７に基づいて、テンプレート信号２９７２および２９７６が受信信号
より遅れているかまたは先行しているかを判定し、次いで、適切な信号２９４４
、２９４５、２９４６または２９４７をロックループ内で用いて時間軸２９５６
を補正する。

【０２０９】 もちろん、１個より多いパルス（例えば、１００個のパルス）を用いて各デー
タ状態（例えば、ビット（単数または複数））を表す場合のみ累算器２９４０、
２９４１、２９４２および２９４３が必要である。各データ状態（例えば、ビッ
トの対）が１個のパルスのみによって表される場合、出力信号２９３６、２９３
７、２９３８および２９３９は出力セレクタ２９４８に直接（すなわち、累算器
２９４０、２９４１、２９４２および２９４３を必要とせずに）供給される。

【０２１０】 ロックパス信号セレクタ／インバータ２９３４、累算器２９３９、２９３７、
２９３８および２９３９、ならびに出力セレクタ２９４８は、時間軸アジャスタ
２９４９（点線で示す）のコンポーネントであると考えられ得る。時間軸アジャ
スタは、時間軸アジャスタ１８３９が上述の図２５および図２６の説明において
簡略されたのと同様の様態で簡略化され得る。

【０２１１】 （ＩＩＩ．２．Ｂ．ｉｖ．ｃ．サブキャリアの使用） 図３３Ａおよび図３３Ｂを参照して、サブキャリア変調の別の例を示し得る。
４つの伝送状態を仮定する。４つの伝送状態とは、状態Ａ（インパルス２８０２
）、状態Ｂ（反転インパルス２８０４）、状態Ｃ（遅延インパルス２８０６）お
よび状態Ｄ（遅延、反転インパルス２８０８）（それぞれ、データ（例えば、ビ
ット）「００」、「０１」、「１０」および「１１」に関連付けられている）で
ある。さらに、各データ状態に対して４つのインパルスが伝送されると仮定する
。図３３Ａに示すように、データ「００」を表すために、サブキャリア変調が無
く（そしてコード化がないことを仮定して）、ＡＡＡＡ（すなわち、４つのイン
パルス２８０２）からなる信号３３０２Ａが伝送される。図３３Ｂに示すように
、データ「０１」を表すために、サブキャリア変調が無く、ＢＢＢＢ（すなわち
、４つのインパルス２８０４）からなる信号３３０２Ｂが伝送される。同様に、
データ「１０」を表すために、サブキャリア変調が無く、ＣＣＣＣ（すなわち、
４つのインパルス２８０６）からなる信号（図示せず）が伝送される。そして、
データ「１１」を表すために、ＤＤＤＤ（すなわち、４つのインパルス２８０８
）からなる信号（図示せず）が伝送される。サブキャリア変調スキームの例は、
データ「００」を表すために（図３３Ａに示すように）ＡＢＣＤからなる信号３
３０４Ａを伝送し、データ「０１」を表すために（図３３Ｂに示すように）ＢＣ
ＤＡからなる信号３３０４Ｂを伝送し、データ「１０」を表すためにＣＤＡＢか
らなる信号（図示せず）を伝送し、そして、データ「１１」を表すためにＤＡＢ
Ｃからなる信号（図示せず）を伝送することであり得る。もちろん、例えば、１
００個のインパルスを用いて各データ状態を表す場合、必要な回数分（例えば、
２５回）、上述のパターン（例えば、ＡＢＣＤ）を繰返し得る。さらに、種々の
データ状態を表すために多くの他のパターンを用いてもよい。

【０２１２】 インパルス無線受信機は通常、相互相関器のフロントエンドを備えた直接変換
受信機であり、相互相関器のフロントエンドは、モノサイクルのパルスの電磁パ
ルストレーンを１つのステージ内のベースバンド信号に一貫して変換する。次い
で、これと同じパターンが用いられて、プロセスを逆転し、検出のちょうど前に
元のデータパターンを回復する。

【０２１３】 本発明の一実施形態において、任意の必要なサブキャリア復調を実行するのは
、インパルス無線受信機２９０２のデータパス信号セレクタ／インバータ２９１
６である。具体的には、いずれのデータ状態がパルストレーンによって表された
かを最大値セレクタ２９３０が正確に判定し得るように、データパス信号セレク
タ／インバータ２９１６は、その出力２９１８、２９１９、２９２０および２９
２１を正しい累算器２９２２、２９２３、２９２４および２９２５に提供する。
したがって、データパス信号セレクタ／インバータ２９１６の正確な構造および
関数は、インパルス無線送信機によって（例えば、送信機９０２によって）用い
られるサブキャリア変調パターンに依存する。

【０２１４】 （ＩＩＩ．２．Ｂ．ｉｖ．ｄ．可変遅延） 伝送信号の伝搬上のマルチパスの影響に起因して、受信信号は伝搬パスの関数
として異なる形状を有し得る。これにより、自由空間のパルス形状と比較した場
合、パルスの形状が狭くなったり、広くなったり、または非対称になったりし得
る。本発明の一実施形態において、信号の質の測定値によって、２つの相関器間
の時間的間隔を調整し得る。好適な実施形態において、いくつかの異なる時間オ
フセット値を求めて、信号対雑音を測定し得、次いで、時間オフセット値を、信
号対雑音の最良の評価値に関連付けられたオフセット値に設定する。これを周期
的に行ってもよいし、または信号対雑音が確立された値より下がった場合に行っ
てもよい。信号対雑音を判定する方法は、１９９９年６月１４日に出願された「
Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒａｄｉｏ
Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ」という名称の共有に係る米国特許出願第０９／３
３２，５０１号に見られ得る。同文献全体を参考として本明細書に援用する。

【０２１５】 （ＩＩＩ．２．Ｂ．ｉｖ．ｅ．ゲイン制御されたロックループ） インパルス無線相関受信機に関連付けられた１つの問題は、時間オフセットの
偏差に対して相関器から得られた同期化エラー信号の感度が信号強度の関数であ
る点である。これにより、制御ループの閉ループゲインが信号強度の関数として
変化するようになる。制御ループのダイナミクスがループゲインの強い関数（ｓ
ｔｒｏｎｇ ｆｕｎｃｔｉｏｎ）であるため、信号強度の変化に対してループゲ
インを安定させることが望ましい。これは、自動ゲイン制御（ＡＧＣ）ループを
加えることによって、または信号強度を測定して、測定された信号強度によって
ループゲインを除算することによって達成され得る。このゲイン安定化を提供す
る制御ループ内の好適な場所は、特に、一体型のループフィルタの場合、ループ
フィルタの前である。これは、信号強度が変化する場合に、ループ状態を保持す
る。

【０２１６】 ロックループおよびゲイン制御のさらなる詳細および例は、「Ｖｅｃｔｏｒ
Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ Ｗｉｄ
ｅｂａｎｄ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒａｄｉｏ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」と
いう名称の共有に係る関連の米国特許出願第０９／５３８，５１９号、および「
Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒａｄｉｏ
Ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ ａｎｄ Ｌｏｃｋ」という名称の米国特許出願第０９
／５３８，２９２号に見られ得る。これらの文献両方を上において参考として援
用した。

【０２１７】 （ＩＶ．結論） 本発明の一実施形態において、「フリップ変調」と呼ばれてきたものを用いた
。「フリップ変調」において、第１のデータ状態は第１のインパルス信号に対応
し、第２のデータ状態は第１のインパルス信号の反転（すなわち、フリップ）に
対応する。別の実施形態において、「シフト変調によるフリップ変調」または「
直角フリップ時間変調」（ＱＦＴＭ）と呼ばれてきたものを用いた。ＱＦＴＭの
実施形態において、２つのさらなるデータ状態を生成する。もちろん、本発明の
教示を用いて、本発明の意図および範囲内である場合、より多くのデータ状態を
も含む変調スキームを開発し得る。例えば、本発明の教示を用いて、６個、８個
またはこれより多い異なるデータ状態を備えた変調スキームを生成し得る。した
がって、本発明の意図は、このようなさらなる変調スキーム、ならびにこれらに
関連付けられた装置、方法およびシステムを含むことである。

【０２１８】 本発明を、特定の機能の性能、ならびにこれらの機能の関係を示す機能構築ブ
ロックの助けを得て上述してきた。説明の便宜上、本明細書においてこれらの機
能構築ブロックの境界を独断的に規定した。特定の機能およびこれらの機能の関
係が適切に実行される限り、別の境界を規定してもよい。したがって、任意のこ
のような別の境界は主張する発明の範囲および意図内である。当業者であれば、
別個のコンポーネント、特定用途集積回路、適切なソフトウェアなどを実行する
プロセッサ、またはこれらの任意の組み合わせによって、これらの機能構築ブロ
ックを実現し得ることを理解する。

【０２１９】 制御プロセッサ（これは実際、コンピュータシステムを含む）によって本発明
の多くの特徴を実現および／または制御し得ることが予期される。このようなコ
ンピュータシステムは、例えば、通信バスに接続されている１つ以上のプロセッ
サを含む。電気通信特定ハードウェアを用いて本発明を実現し得るが、汎用タイ
プのコンピュータシステムの以下の説明を提供すると完全となる。

【０２２０】 コンピュータシステムは、メインメモリ（好適には、ランダムアクセスメモリ
（ＲＡＭ）も含み得、そして２次メモリも含み得る。２次メモリは、例えば、ハ
ードディスクドライブおよび／または取り外し可能な格納ドライブを含み得る。
取り外し可能な格納ドライブは、周知の様態で取り外し可能な格納装置から読み
出し、および／または取り外し可能な格納装置に書き込む。取り外し可能な格納
装置は、フロッピー（Ｒ）ディスク、磁気テープ、光ディスクなどを表し、これ
は、取り外し可能な格納ドライブによって読み出され、そして取り外し可能な格
納ドライブに書き込まれる。取り外し可能な格納装置は、内部にコンピュータソ
フトウェアおよび／またはデータを格納したコンピュータ上で使用可能な格納媒
体を含む。

【０２２１】 ２次メモリは、コンピュータプログラムまたは他の命令をコンピュータシステ
ム内にロードすることを可能にする他の同様の手段を含み得る。このような手段
は、例えば、取り外し可能な格納装置およびインターフェースを含み得る。この
ような例は、プログラムカートリッジおよびカートリッジインターフェース（例
えば、ビデオゲームデバイス内に見られるインターフェース）、取り外し可能な
メモリチップ（例えば、ＥＰＲＯＭまたはＰＲＯＭ）および関連付けられたソケ
ット、ならびに、ソフトウェアおよびデータを取り外し可能な格納装置からコン
ピュータシステム内に伝達することを可能にする他の取り外し可能な格納装置お
よびインターフェースを含み得る。

【０２２２】 コンピュータシステムは、通信インターフェースも含み得る。通信インターフ
ェースにより、ソフトウェアおよびデータをコンピュータシステムと外部デバイ
スとの間で伝達することが可能になる。通信インターフェースの例は、モデム、
ネットワークインターフェース（例えば、イーサネット（Ｒ）カード）、通信ポ
ート、ＰＣＭＣＩＡスロットおよびカードなどを含む（但し、これらに限定され
ない）。通信インターフェースを介して伝達されるソフトウェアおよびデータは
信号の形態であり、この信号は、電子信号、電磁信号、光信号または通信インタ
ーフェースによって受信されることが可能な他の信号であり得る。これらの信号
は通信インターフェースに、例えば、有線またはケーブル、光ファイバ、電話回
線、携帯電話リンク、ＲＦリンクを用いて実現され得るチャネルを介して提供さ
れる。

【０２２３】 この文書において、用語「コンピュータプログラム媒体」および「コンピュー
タ上で使用可能な媒体」は通常、取り外し可能な格納デバイス、トランシーバ内
の取り外し可能なメモリチップ（例えば、ＥＰＲＯＭまたはＰＲＯＭ）および信
号などの媒体を指すために用いられる。コンピュータプログラム製品は、ソフト
ウェアをコンピュータシステムに提供する手段である。

【０２２４】 コンピュータプログラム（コンピュータ制御論理とも呼ばれる）は、メインメ
モリおよび／または２次メモリ内に格納される。コンピュータプログラムも通信
インターフェースを介して受信され得る。このようなコンピュータプログラムは
、実行された場合、コンピュータシステムが本明細書において説明した本発明の
特定の特徴を実行するこを可能にする。特に、コンピュータプログラムは、実行
された場合、制御プロセッサが本発明の特徴を実行するこを可能にし、および／
または実行させる。したがって、このようなコンピュータプログラムは、トラン
シーバのコンピュータシステムの制御器を表す。

【０２２５】 ソフトウェアを用いて本発明を実現する一実施形態において、取り外し可能な
格納ドライブ、メモリチップまたは通信インターフェースを用いて、ソフトウェ
アをコンピュータプログラム製品内に格納し、そしてコンピュータシステム内に
ロードすることが可能である。制御論理（ソフトウェア）は、制御プロセッサに
よって実行された場合、制御プロセッサに本明細書に説明した本発明の特定の機
能を実行させる。

【０２２６】 別の実施形態において、例えば、特定用途集積回路（ＡＳＩＣ）などのハード
ウェアコンポーネントを用いて、主にハードウェア内で本発明の特徴を実現する
。本明細書に説明する機能を実行するためのハードウェア状態マシーンの実現は
当業者に明らかである。

【０２２７】 さらに別の実施形態において、ハードウェアおよびソフトウェア両方の組み合
わせを用いて本発明の特徴を実現し得る。

【０２２８】 好適な実施形態の上述の説明を提供して、当業者が本発明を製造および使用す
ることを可能にする。本発明の好適な実施形態を参照して、本発明を特に図示お
よび説明してきたが、本発明の意図および範囲から逸脱しない場合、形態および
詳細の種々の変更を本発明に行い得ることが当業者によって理解される。

【０２２９】 本発明の種々の実施形態を上述してきたが、これらは例示を目的としてのみ表
されており、本発明を限定しないことが理解されるべきである。したがって、本
発明の幅および範囲は上述の例示の実施形態のいずれによっても限定されるべき
ではなく、上掲の特許請求の範囲およびその均等物によってのみ規定されるべき
である。

【図面の簡単な説明】

【図１Ａ】 図１Ａは、代表的な時間領域のガウスモノサイクル波形を示す図である。

【図１Ｂ】 図１Ｂは、図１Ａのガウスモノサイクルの周波数領域の振幅を示す図である。

【図２Ａ】 図２Ａは、図１Ａに示されるようにパルスを含むパルストレーンを示す図であ
る。

【図２Ｂ】 図２Ｂは、図２Ａの波形の周波数領域の振幅を示す図である。

【図３】 図３は、時間符号化パルスのシーケンスの周波数領域の振幅を示す図である。

【図４】 図４は、通常の受信された信号および干渉信号を示す図である。

【図５Ａ】 図５Ａは、マルチパスにて受信された信号を生成する通常のジオメトリカルな
構成図である。

【図５Ｂ】 図５Ｂは、時間領域の例示的なマルチパスの信号を示す図である。

【図６】 図６は、例示的な超広帯域インパルス無線送信機の機能模式図である。

【図７】 図７は、例示的な超広帯域インパルス無線受信機の機能模式図である。

【図８】 図８は、本発明の実施形態による変調方式を説明するために有用な信号波形図
である。

【図９】 図９は、本発明の実施形態によるインパルス無線送信機の機能模式図である。

【図１０Ａ】 図１０Ａは、本発明の実施形態によるポジティブインパルスを生成する、図９
の送信機に用いられる、パルサーの回路図である。

【図１０Ｂ】 図１０Ｂは、本発明の実施形態によるポジティブインパルスを生成する、図９
の送信機に用いられる、パルサーの機能模式図である。

【図１１Ａ】 図１１Ａは、本発明の実施形態によるネガティブインパルスを生成する、図９
の送信機に用いられる、パルサーの回路図である。

【図１１Ｂ】 図１１Ｂは、本発明の実施形態によるネガティブインパルスを生成する、図９
の送信機に用いられる、パルサーの機能模式図である。

【図１２Ａ】 図１２Ａは、本発明の実施形態による、図９の送信機に用いられる、バイポー
ラパルサーの回路図である。

【図１２Ｂ】 図１２Ｂは、本発明の実施形態による、図９の送信機に用いられる、バイポー
ラパルサーの回路図である。

【図１３Ａ】 図１３Ａは、本発明の実施形態による、図９の送信機に用いられる、別のバイ
ポーラパルサーの回路図である。

【図１３Ｂ】 図１３Ｂは、本発明の実施形態による、図９の送信機に用いられる、別のバイ
ポーラパルサーの回路図である。

【図１４】 図１４は、本発明の実施形態にて生成される同様のインパルスの波形図である
。

【図１５】 図１５は、本発明の実施形態による、図９の送信機に用いられる、別のバイポ
ーラパルサーの回路図である。

【図１６Ａ】 図１６Ａは、図１５のバイポーラパルサーの動作を説明するように用いられる
タイミング図である。

【図１６Ｂ】 図１６Ｂは、図１５のバイポーラパルサーの動作を説明するように用いられる
タイミング図である。

【図１７】 図１７は、本発明の実施形態によるインパルス無線送信機の機能模式図である
。

【図１８】 図１８は、本発明の実施形態による、インパルス無線受信機の機能模式図であ
る。

【図１９Ａ】 図１９Ａは、図１８の受信機に関連する相関関数を示す図である。

【図１９Ｂ】 図１９Ｂは、図１８の受信機に関連する相関関数を示す図である。

【図２０Ａ】 図２０Ａは、単純化されたテンプレート信号が用いられる、図１８の受信機に
関連する相関関数を示す図である。

【図２０Ｂ】 図２０Ｂは、単純化されたテンプレート信号が用いられる、図１８の受信機に
関連する相関関数を示す図である。

【図２１】 図２１は、本発明の実施形態による、図１８の受信機のデータパス信号選択器
／反転器の機能模式図である。

【図２２】 図２２は、本発明の実施形態による、図１８の受信機の最大値選択器の機能模
式図である。

【図２３】 図２３は、本発明の実施形態による、図１８の受信機の最大値選択器の機能模
式図である。

【図２４】 図２４は、本発明の実施形態による、図１８の受信機のロックパス信号選択器
／反転器の機能模式図である。

【図２５】 図２５は、本発明の実施形態にて用いられ得る時間ベースアジャスタの機能模
式図である。

【図２６】 図２６は、本発明の実施形態にて用いられ得る時間ベースアジャスタの機能模
式図である。

【図２７Ａ】 図２７Ａは、サブキャリア変調を説明するために有用である信号波形図である
。

【図２７Ｂ】 図２７Ｂは、サブキャリア変調を説明するために有用である信号波形図である
。

【図２８】 図２８は、本発明の実施形態による変調方式を説明するために有用である信号
波形図である。

【図２９】 図２９は、本発明の実施形態によるインパルス無線受信機の機能模式図である
。

【図３０Ａ】 図３０Ａは、単純化されたテンプレート信号が用いられる、図２９に関連する
相関関数を示す図である。

【図３０Ｂ】 図３０Ｂは、単純化されたテンプレート信号が用いられる、図２９に関連する
相関関数を示す図である。

【図３０Ｃ】 図３０Ｃは、単純化されたテンプレート信号が用いられる、図２９に関連する
相関関数を示す図である。

【図３０Ｄ】 図３０Ｄは、単純化されたテンプレート信号が用いられる、図２９に関連する
相関関数を示す図である。

【図３０Ｅ】 図３０Ｅは、単純化されたテンプレート信号が用いられる、図２９に関連する
相関関数を示す図である。

【図３０Ｆ】 図３０Ｆは、単純化されたテンプレート信号が用いられる、図２９に関連する
相関関数を示す図である。

【図３０Ｇ】 図３０Ｇは、単純化されたテンプレート信号が用いられる、図２９に関連する
相関関数を示す図である。

【図３０Ｈ】 図３０Ｈは、単純化されたテンプレート信号が用いられる、図２９に関連する
相関関数を示す図である。

【図３１】 図３１は、本発明の実施形態による、図２９のデータパス選択器／反転器の機
能模式図である。

【図３２】 図３２は、本発明の実施形態による、図２９の受信機のロックパス信号選択器
／反転器および出力選択器の、機能模式図である。

【図３３】 図３３は、サブキャリア変調を説明するために有用な信号波形図である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ，ＴＲ)，ＯＡ(ＢＦ ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ， ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，Ｇ Ｍ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＭＺ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ， ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ， ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，Ｂ Ｚ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＯ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ ，ＤＫ，ＤＭ，ＤＺ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ， ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，Ｉ Ｓ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ， ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＭＺ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，Ｐ Ｔ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ， ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ (72)発明者 コウィー， イバン エイ． アメリカ合衆国 アラバマ 35758， マ ディソン， イーストビュー ドライブ 418 (72)発明者 ディクソン， デイビッド エム． アメリカ合衆国 アラバマ 35806， ハ ンツビル， インディアン クリーク ロ ード 95 ナンバー259 (72)発明者 ブレソアー， バーノン アール． アメリカ合衆国 アラバマ 35763， オ ーウェンズ クロス ローズ， ハンプト ン コーブ ウェイ 2950 (72)発明者 ジェット， プレストン アメリカ合衆国 アラバマ 35816， ハ ンツビル， ブルックミード ストリート 1312 Ｆターム(参考） 5K022 EE11 EE32 EE36 5K029 FF01

Claims (77)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 周期的タイミング信号を提供する時間軸と、 タイミングトリガ信号を生成するために、前記周期的タイミング信号を使用す
   る精密タイミング生成器と、 テンプレート信号を生成するために、前記タイミングトリガ信号を使用するテ
   ンプレート生成器と、 前記テンプレート信号を受信し、遅延したテンプレート信号を出力するための
   遅延と、 第１の相関器出力信号を生成するために、受信したインパルス無線信号と前記
   テンプレート信号とを相関させる第１の相関器と、 第２の相関器出力信号を生成するために、前記受信したインパルス無線信号と
   前記遅延したテンプレート信号とを相関させる第２の相関器と、 少なくとも前記第１の相関器出力信号を受信し、データ信号を生成するデータ
   検出器と、 少なくとも前記第２の相関器出力信号を受信し、前記時間軸および前記精密タ
   イミング生成器のうちの少なくとも１つを前記受信したインパルス無線信号と同
   調させるために使用される時間軸調整信号を生成する時間軸調整器と を含む、インパルス無線受信機。
2. 【請求項２】 前記受信したインパルス無線信号はフリップ変調されている
   、請求項１に記載のインパルス無線受信機。
3. 【請求項３】 前記受信したインパルス無線信号は、第１のタイプのパルス
   および実質的に前記第１のタイプのパルスが反転したパルスである第２のタイプ
   のパルスから構成される、請求項２に記載のインパルス無線受信機。
4. 【請求項４】 前記第１の相関器、前記第２の相関器、および前記データ検
   出器は、前記フリップ変調された受信したインパルス無線信号の復調を行う、請
   求項１に記載のインパルス無線受信機。
5. 【請求項５】 前記データ検出器は、 前記第１の相関器出力信号を受信し、第１のデータ状態に対応する第１のデー
   タ状態信号と第２のデータ状態に対応する第２のデータ状態信号とを出力するデ
   ータパス信号セレクタ／インバータと、 前記第１のデータ状態信号および前記第２のデータ状態信号のうちどちらが大
   きいかを決定し、前記決定に基づいて前記データ信号を生成する最大値セレクタ
   と を含む、請求項１に記載のインパルス無線受信機。
6. 【請求項６】 前記データ検出器は、 前記第１の相関器出力信号を受信し、第１のデータ状態に対応する複数の第１
   のデータ状態信号と第２のデータ状態に対応する複数の第２のデータ状態信号と
   を出力するデータパス信号セレクタ／インバータと、 前記複数の第１のデータ状態信号を合計し、第１のデータ状態和を出力する第
   １のアキュムレータと、 前記複数の第２のデータ状態信号を合計し、第２のデータ状態和を出力する第
   ２のアキュムレータと、 前記第１のデータ状態和および前記第２のデータ状態和のうちどちらが大きい
   かを決定し、前記決定に基づいて前記データ信号を生成する最大値セレクタと を含む、請求項１に記載のインパルス無線受信機。
7. 【請求項７】 前記時間軸調整器は、 前記第２の相関器出力信号を受信し、第１のタイミング調整増分と第２のタイ
   ミング調整増分とを出力するロックパス信号セレクタ／インバータと、 前記データ信号、前記第１のタイミング調整増分、および前記第２のタイミン
   グ調整増分を受信し、前記タイミング調整信号が前記第１のタイミング調整増分
   または前記第２のタイミング調整増分を含むべきか否かを決定する出力セレクタ
   と を含む、請求項１に記載のインパルス無線受信機。
8. 【請求項８】 前記時間軸調整器は、 前記第２の相関器出力信号を受信し、複数の第１のタイミング調整増分と複数
   の第２のタイミング調整増分とを出力するロックパス信号セレクタ／インバータ
   と、 前記複数の第１のタイミング調整増分を合計し、第１のタイミング調整和を出
   力する第１のアキュムレータと、 前記複数の第２のタイミング調整増分を合計し、第２のタイミング調整和を出
   力する第２のアキュムレータと、 前記データ信号、前記第１のタイミング調整和、および前記第２のタイミング
   調整和を受信し、前記タイミング調整信号が前記第１のタイミング調整和または
   前記第２のタイミング調整和を含むべきか否かを決定する出力セレクタと を含む、請求項１に記載のインパルス無線受信機。
9. 【請求項９】 前記データ検出器は前記第２の相関器出力信号をさらに受信
   し、前記データ検出器は前記第１のデータ出力信号および前記第２のデータ出力
   信号に基づいて前記データ信号を生成する、請求項１に記載のインパルス無線受
   信機。
10. 【請求項１０】 前記時間軸調整器は前記第１の相関器出力信号をさらに受
    信し、前記時間軸調整器は前記第１の相関器出力信号、前記第２の相関器出力信
    号、および前記データ信号に基づいて前記時間軸調整信号を生成する、請求項９
    に記載のインパルス無線受信機。
11. 【請求項１１】 前記受信したインパルス無線信号はフリップおよびシフト
    変調されている、請求項１０に記載のインパルス無線受信機。
12. 【請求項１２】 前記受信したインパルス無線信号は、第１のパルス、前記
    第１のパルスが反転したパルスである第２のパルス、遅延した第１のパルス、前
    記遅延した第１のパルスが反転したパルスである遅延した第２のパルスから構成
    される、請求項１１に記載のインパルス無線受信機。
13. 【請求項１３】 コード信号を出力するためのコード生成器をさらに含み、 前記精密タイミング生成器は前記コード信号を受信し、少なくとも前記コード
    信号および前記タイミングトリガ信号に基づいて前記テンプレート信号を生成し
    、 前記受信した信号は前記コード信号と等価な送信コード信号を用いてコード化
    されている、請求項１に記載のインパルス無線受信機。
14. 【請求項１４】 周期的タイミング信号を出力するための時間軸と、 タイミングトリガ信号を生成するために、前記周期的タイミング信号を使用す
    る精密タイミング生成器と、 テンプレート信号を生成するために、前記タイミングトリガ信号を使用するテ
    ンプレート生成器と、 前記テンプレート信号を受信し、遅延したテンプレート信号を出力するための
    遅延と、 第１の相関器出力信号を生成するために、受信したインパルス無線信号と前記
    テンプレート信号とを相関させる第１の相関器と、 第２の相関器出力信号を生成するために、前記受信したインパルス無線信号と
    前記遅延したテンプレート信号とを相関させる第２の相関器と、 前記第１の相関器出力信号および前記第２の相関器出力信号に基づいてデータ
    信号を生成するデータ検出器と、 前記データ信号、前記第１の相関器出力信号、および前記第２の相関器出力信
    号に基づいてデータベース調整信号を生成するデータベース調整器であって、こ
    こで、前記時間軸調整信号は前記時間軸および前記精密タイミング生成器のうち
    の少なくとも１つを前記受信したインパルス無線信号と同調させるために使用さ
    れる、時間軸調整器と を含む、インパルス無線受信機
15. 【請求項１５】 前記受信したインパルス無線信号はフリップおよびシフト
    変調されている、請求項１４に記載のインパルス無線受信機。
16. 【請求項１６】 前記受信したインパルス無線信号は、第１のタイプのパル
    ス、実質的に前記第１のタイプのパルスが反転したパルスである第２のタイプの
    パルス、遅延した第１のタイプのパルス、および実質的に前記遅延した第１のタ
    イプのパルスが反転したパルスである遅延した第２のタイプのパルスから構成さ
    れる、請求項１５に記載のインパルス無線受信機。
17. 【請求項１７】 前記データ検出器は、 前記第１の相関器出力信号および前記第２の相関器出力信号を受信し、第１の
    データ状態に対応する第１のデータ状態信号、第２のデータ状態に対応する第２
    のデータ状態信号、第３のデータ状態に対応する第３のデータ状態信号、および
    第４のデータ状態に対応する第４のデータ状態信号を出力するデータパス信号セ
    レクタ／インバータと、 前記第１のデータ状態信号、前記第２のデータ状態信号、前記第３のデータ状
    態信号、および前記第４のデータ状態信号のどれが最も大きいかを決定し、前記
    決定に基づいて前記データ信号を生成する最大値セレクタと を含む、請求項１４に記載のインパルス無線受信機。
18. 【請求項１８】 前記データ検出器は、 前記第１の相関器出力信号および前記第２の相関器出力信号を受信し、第１の
    データ状態に対応する複数の第１のデータ状態信号、第２のデータ状態に対応す
    る複数の第２のデータ状態信号、第３のデータ状態に対応する複数の第３のデー
    タ状態信号、および第４のデータ状態に対応する複数の第４のデータ状態信号を
    出力するデータパス信号セレクタ／インバータと、 前記複数の第１のデータ状態信号を合計し、第１のデータ状態和を出力する第
    １のアキュムレータと、 前記複数の第２のデータ状態信号を合計し、第２のデータ状態和を出力する第
    ２のアキュムレータと、 前記複数の第３のデータ状態信号を合計し、第３のデータ状態和を出力する第
    ３のアキュムレータと、 前記複数の第４のデータ状態信号を合計し、第４のデータ状態和を出力する第
    ４のアキュムレータと、 前記第１のデータ状態和、前記第２のデータ状態和、前記第３のデータ状態和
    、および前記第４のデータ状態和のどれが最も大きいかを決定し、前記決定に基
    づいて前記データ信号を生成する最大値セレクタと を含む、請求項１４に記載のインパルス無線受信機。
19. 【請求項１９】 前記時間軸調整器は、 前記第１の相関器出力信号および前記第２の相関器出力信号を受信し、第１の
    タイミング調整増分、第２のタイミング調整増分、第３のタイミング調整増分、
    および第４のタイミング調整増分を出力するロックパス信号セレクタ／インバー
    タと、 前記データ信号、前記第１のタイミング調整増分、前記第２のタイミング調整
    増分、前記第３のタイミング調整増分、および前記第４のタイミング調整増分を
    受信し、前記タイミング調整信号は前記第１のタイミング調整増分、前記第２の
    タイミング調整増分、前記第３のタイミング調整増分、または前記第４のタイミ
    ング調整増分を含むべきが否かを決定する出力セレクタと を含む、請求項１４に記載のインパルス無線受信機。
20. 【請求項２０】 前記時間軸調整器は、 前記第１の相関器出力信号および前記第２の相関器出力信号を受信し、複数の
    第１のタイミング調整増分、複数の第２のタイミング調整増分、複数の第３のタ
    イミング調整増分、および複数の第４のタイミング調整増分を出力するロックパ
    ス信号セレクタ／インバータと、 前記複数の第１のタイミング調整増分を合計し、第１のタイミング調整和を出
    力する第１のアキュムレータと、 前記複数の第２のタイミング調整増分を合計し、第２のタイミング調整和を出
    力する第２のアキュムレータと、 前記複数の第３のタイミング調整増分を合計し、第３のタイミング調整和を出
    力する第３のアキュムレータと、 前記複数の第４のタイミング調整増分を合計し、第４のタイミング調整和を出
    力する第４のアキュムレータと、 前記データ信号、前記第１のタイミング調整和、前記第２のタイミング調整和
    、前記第３のタイミング調整和、および前記第４のタイミング調整和を受信し、
    前記タイミング調整信号は前記第１のタイミング調整和、前記第２のタイミング
    調整和、前記第３のタイミング調整和、または前記第４のタイミング調整和を含
    むべきが否かを決定する出力セレクタと を含む、請求項１４に記載のインパルス無線受信機。
21. 【請求項２１】 コード信号を出力するためのコード生成器をさらに含み、 前記精密タイミング生成器は前記コード信号を受信し、前記コード信号および
    前記タイミングトリガ信号に基づいて前記テンプレート信号を生成し、 前記受信した信号は前記コード信号と等価な送信コード信号を用いてコード化
    されている、請求項１４に記載のインパルス無線受信機。
22. 【請求項２２】 インパルス無線信号を受信するための方法であって、 ａ．周期的タイミング信号を受信する工程と、 ｂ．タイミングトリガ信号を生成するために前記周期的タイミング信号を使用
    する工程と、 ｃ．前記タイミングトリガ信号を使用してテンプレート信号を生成する工程と
    、 ｄ．前記テンプレート信号を使用して遅延した出力信号を生成する工程と、 ｅ．第１の相関器出力信号を生成するために、受信したインパルス無線信号と
    前記テンプレート信号とを相関させる工程と、 ｆ．第２の相関器出力信号を生成するために、前記受信したインパルス無線信
    号と前記遅延したテンプレート信号とを相関させる工程と、 ｇ．少なくとも前記第１の相関器出力信号に基づいてデータ信号を生成する工
    程と、 ｈ．前記第２の相関器出力信号に基づいて時間軸調整信号を生成する工程と、 ｉ．前記周期タイミング信号および前記タイミングトリガ信号のうちの少なく
    とも１つを前記受信したインパルス無線信号と同調させるために前記時間軸調整
    信号を使用する工程と を包含する、方法
23. 【請求項２３】 前記受信したインパルス無線信号はフリップ変調されてい
    る、請求項２２に記載の方法。
24. 【請求項２４】 前記受信したインパルス無線信号は、第１のタイプのパル
    スおよび実質的に前記第１のタイプのパルスが反転したパルスである第２のタイ
    プのパルスから構成される、請求項２３に記載の方法。
25. 【請求項２５】 前記工程ｇは、 （ｉ）前記第１の相関器出力に基づいて、第１のデータ状態に対応する第１の
    データ状態信号および第２のデータ状態に対応する第２のデータ状態信号を生成
    する工程と、 （ｉｉ）前記第１のデータ状態信号および前記第２のデータ状態信号のどちら
    が大きいかを決定する工程と を包含する、請求項２２に記載の方法。
26. 【請求項２６】 前記工程ｇは、 （ｉ）前記第１の相関器出力に基づいて、第１のデータ状態に対応する複数の
    第１のデータ状態信号および第２のデータ状態に対応する複数の第２のデータ状
    態信号を生成する工程と、 （ｉｉ）第１のデータ状態和を生成するために、前記複数の第１のデータ状態
    信号を合計する工程と、 （ｉｉｉ）第２のデータ状態和を生成するために、前記複数の第２のデータ状
    態信号を合計する工程と、 （ｉｖ）前記第１のデータ状態和および前記第２のデータ状態和のどちらが大
    きいかを決定する工程と を包含する、請求項２２に記載の方法。
27. 【請求項２７】 前記工程ｈは、 （ｉ）前記第２の相関器出力に基づいて、第１のタイミング調整増分および第
    ２のタイミング調整増分を生成する工程と、 （ｉｉ）前記タイミング調整信号は前記第１のタイミング調整増分または前記
    第２のタイミング調整増分を含むべきか否かを決定する工程と を包含する、請求項２２に記載の方法。
28. 【請求項２８】 前記工程ｈは、 （ｉ）前記第２の相関器出力に基づいて、複数の第１のタイミング調整増分お
    よび複数の第２のタイミング調整増分を生成する工程と、 （ｉｉ）第１のタイミング調整和を生成するために、前記複数の第１のタイミ
    ング調整増分を合計する工程と、 （ｉｉｉ）第２のタイミング調整和を生成するために、前記複数の第２のタイ
    ミング調整増分を合計する工程と、 （ｉｖ）前記タイミング調整信号は前記第１のタイミング調整和または前記第
    ２のタイミング調整和を含むべきか否かを決定する工程と を包含する、請求項２２に記載の方法。
29. 【請求項２９】 前記工程ｇは、前記第１の相関器出力信号および前記第２
    の相関器出力信号に基づいて前記データ信号を生成する工程を包含する、請求項
    ２２に記載の方法。
30. 【請求項３０】 前記工程ｈは、前記第２の相関器出力信号および前記第１
    の相関器出力信号に基づいて前記時間軸調整信号を生成する工程を包含する、請
    求項２９に記載の方法。
31. 【請求項３１】 前記受信したインパルス無線信号はフリップおよびシフト
    変調されている、請求項３０に記載の方法。
32. 【請求項３２】 前記受信したインパルス無線信号は、第１のタイプのパル
    ス、実質的に前記第１のタイプのパルスが反転したパルスである第２のタイプの
    パルス、遅延した第１のタイプのパルス、および実質的に前記遅延した第１のタ
    イプのパルスが反転したパルスである遅延した第２のタイプのパルスから構成さ
    れる、請求項３１に記載の方法。
33. 【請求項３３】 前記工程ｂは前記タイミングトリガ信号およびコード信号
    を用いて前記テンプレート信号を生成する工程を包含し、ここで、前記受信した
    信号は前記コード信号と等価な送信コード信号を用いてコード化されている、請
    求項２２に記載の方法。
34. 【請求項３４】 インパルス無線信号を受信するための方法であって、 ａ．周期的タイミング信号を受信する工程と、 ｂ．少なくとも前記周期的タイミング信号を使用してタイミングトリガ信号を
    生成する工程と、 ｃ．前記タイミングトリガ信号を使用してテンプレート信号を生成する工程と
    、 ｄ．前記タイミングトリガ信号を使用して遅延した出力信号を生成する工程と
    、 ｅ．受信したインパルス無線信号と前記テンプレート信号とを相関させること
    により第１の相関器出力信号を生成する工程と、 ｆ．前記受信したインパルス無線信号と前記遅延したテンプレート信号とを相
    関させることにより第２の相関器出力信号を生成する工程と、 ｇ．前記第１の相関器出力信号および前記第２の相関器出力信号に基づいてデ
    ータ信号を生成する工程と、 ｈ．前記データ信号、前記第１の相関器出力信号、および前記第２の相関器出
    力信号に基づいて時間軸調整信号を生成する工程と、 ｉ．前記周期タイミング信号および前記タイミングトリガ信号のうちの少なく
    とも１つを前記受信したインパルス無線信号と同調させるために前記時間軸調整
    信号を使用する工程と を包含する、方法
35. 【請求項３５】 前記受信したインパルス無線信号はフリップおよびシフト
    変調されている、請求項３４に記載の方法。
36. 【請求項３６】 前記受信したインパルス無線信号は、第１のタイプのパル
    ス、実質的に前記第１のタイプのパルスが反転したパルスである第２のタイプの
    パルス、遅延した第１のタイプのパルス、および実質的に前記遅延した第１のタ
    イプのパルスが反転したパルスである遅延した第２のタイプのパルスから構成さ
    れる、請求項３５に記載の方法。
37. 【請求項３７】 前記工程ｇは、 （ｉ）前記第１の相関器出力信号および前記第２の相関器出力に基づいて、第
    １のデータ状態に対応する第１のデータ状態信号、第２のデータ状態に対応する
    第２のデータ状態信号、第３のデータ状態に対応する第３のデータ状態信号、お
    よび第４のデータ状態に対応する第４のデータ状態信号を生成する工程と、 （ｉｉ）前記第１のデータ状態信号、前記第２のデータ状態信号、前記第３の
    データ状態信号、および前記第４のデータ状態信号のどれが最も大きいかを決定
    する工程と を包含する、請求項３４に記載の方法。
38. 【請求項３８】 前記工程ｇは、 （ｉ）前記第１の相関器出力信号および前記第２の相関器出力に基づいて、第
    １のデータ状態に対応する複数の第１のデータ状態信号、第２のデータ状態に対
    応する複数の第２のデータ状態信号、第３のデータ状態に対応する複数の第３の
    データ状態信号、および第４のデータ状態に対応する複数の第４のデータ状態信
    号を生成する工程と、 （ｉｉ）第１のデータ状態和を生成するために、前記複数の第１のデータ状態
    信号を合計する工程と、 （ｉｉｉ）第２のデータ状態和を生成するために、前記複数の第２のデータ状
    態信号を合計する工程と、 （ｉｖ）第３のデータ状態和を生成するために、前記複数の第３のデータ状態
    信号を合計する工程と、 （ｖ）第４のデータ状態和を生成するために、前記複数の第４のデータ状態信
    号を合計する工程と、 （ｖｉ）前記第１のデータ状態和、前記第２のデータ状態和、前記第３のデー
    タ状態和、および前記第４のデータ状態和のどれが最も大きいかを決定する工程
    と を包含する、請求項３４に記載の方法。
39. 【請求項３９】 前記工程ｈは、 （ｉ）前記第１の相関器出力信号および前記第２の相関器出力に基づいて、第
    １のタイミング調整増分、第２のタイミング調整増分、第３のタイミング調整増
    分、および第４のタイミング調整増分を生成する工程と、 （ｉｉ）前記タイミング調整信号は前記第１のタイミング調整増分、前記第２
    のタイミング調整増分、前記第３のタイミング調整増分、または前記第４のタイ
    ミング調整増分を含むべきか否かを決定する工程と を包含する、請求項３４に記載の方法。
40. 【請求項４０】 前記工程ｈは、 （ｉ）前記第１の相関器出力信号および前記第２の相関器出力に基づいて、複
    数の第１のタイミング調整増分、複数の第２のタイミング調整増分、複数の第３
    のタイミング調整増分、および複数の第４のタイミング調整増分を生成する工程
    と、 （ｉｉ）第１のタイミング調整和を生成するために、前記複数の第１のタイミ
    ング調整増分を合計する工程と、 （ｉｉｉ）第２のタイミング調整和を生成するために、前記複数の第２のタイ
    ミング調整増分を合計する工程と、 （ｉｖ）第３のタイミング調整和を生成するために、前記複数の第３のタイミ
    ング調整増分を合計する工程と、 （ｖ）第４のタイミング調整和を生成するために、前記複数の第４のタイミン
    グ調整増分を合計する工程と、 （ｖｉ）前記タイミング調整信号は前記第１のタイミング調整和、前記第２の
    タイミング調整和、前記第３のタイミング調整和、または前記第４のタイミング
    調整和を含むべきか否かを決定する工程と を包含する、請求項３４に記載の方法。
41. 【請求項４１】 前記工程ｂは前記タイミングトリガ信号およびコード信号
    を用いて前記テンプレート信号を生成する工程を包含し、ここで、前記受信した
    信号は前記コード信号と等価な送信コード信号を用いてコード化されている、請
    求項３４に記載の方法。
42. 【請求項４２】 周期的タイミング信号および情報信号を受信し、前記情報
    信号および前記周期的タイミング信号に基づいて第１の信号および第２の信号の
    うちの少なくとも１つを生成するための精密タイミング生成器と、 前記第１の信号を受信し、前記第１の信号に応答して、第１のタイプのインパ
    ルス波形からなる第１のインパルス無線信号を生成するための第１のパルサと、 前記第２の信号を受信し、前記第２の信号に応答して、第２のタイプのインパ
    ルス波形からなる第２のインパルス無線信号を生成するための第２のパルサであ
    って、ここで、前記第２のタイプのインパルス波形は実質的に前記第１のタイプ
    のパルス波形が反転したパルス波形である、パルサと、 前記第１のインパルス無線信号と前記第２のインパルス無線信号とを合わせ、
    それによりフリップ変調されたインパルス無線信号を生成するためのコンバイナ
    と を含む、インパルス無線送信機。
43. 【請求項４３】 前記精密タイミング生成器は少なくとも前記情報信号およ
    びコード信号に基づいて前記第１の信号および前記第２の信号を生成し、ここで
    、前記第１の信号は第１のトリガ信号を含み、前記第２の信号は第２のトリガ信
    号を含む、請求項４２に記載のインパルス無線送信機。
44. 【請求項４４】 前記精密タイミング生成器は少なくとも前記情報信号およ
    びコード信号に基づいて前記第１の信号および前記第２の信号を生成し、ここで
    、前記第１の信号は第１のイネーブル信号を含み、前記第２の信号は第２のイネ
    ーブル信号を含む、請求項４２に記載のインパルス無線送信機。
45. 【請求項４５】 前記精密タイミング生成器は共通トリガ信号をさらに生成
    し、前記第１のパルサおよび前記第２のパルサは前記共通トリガ信号を受信する
    ように適合される、請求項４４に記載のインパルス無線送信機。
46. 【請求項４６】 前記第１のパルサは前記共通トリガ信号および前記第１の
    イネーブル信号の両方を受信することに応答して、前記第１のインパルス無線信
    号を生成し、 前記第２のパルサは前記共通トリガ信号および前記第２のイネーブル信号の両
    方を受信することに応答して、前記第２のインパルス無線信号を生成する、請求
    項４５に記載のインパルス無線送信機。
47. 【請求項４７】 前記第１のインパルス波形は負のインパルスから構成され
    、前記第２のインパルス波形は正のインパルスから構成される、請求項４２に記
    載のインパルス無線送信機。
48. 【請求項４８】 前記第１のインパルス波形は第１のデータ状態に対応し、
    前記第２のインパルス波形は第２のデータ状態に対応する、請求項４２に記載の
    インパルス無線送信機。
49. 【請求項４９】 周期的タイミング信号および情報信号を受信し、前記情報
    信号および前記周期的タイミング信号に基づいて第１の信号、遅延した第１の信
    号、第２の信号、および遅延した第２の信号を生成するための精密タイミング生
    成器と、 前記第１の信号に応答して第１のインパルス無線信号を生成し、前記遅延した
    第１の信号に応答して遅延した第１のインパルス無線信号を生成するための第１
    のパルサであって、ここで、前記第１のインパルス無線信号および前記遅延した
    第１のインパルス無線信号は第１のタイプのインパルス波形から構成される、第
    １のパルサと、 前記第２の信号に応答して第２のインパルス無線信号を生成し、前記遅延した
    第２の信号に応答して遅延した第２のインパルス無線信号を生成するための第２
    のパルサであって、ここで、前記第２のインパルス無線信号および前記遅延した
    第２のインパルス無線信号は第２のタイプのインパルス波形から構成され、前記
    第２のタイプのインパルス波形は実質的に前記第１のタイプのインパルス波形が
    反転したインパルス波形である、第２のパルサと、 前記第１のインパルス無線信号および前記遅延した第１のインパルス無線信号
    のうちの少なくとも１つと前記第２のインパルス無線信号および前記遅延した第
    ２のインパルス無線信号のうちの少なくとも１つとを合わせ、それによりフリッ
    プ変調されたインパルス無線信号を生成するためのコンバイナと を含む、インパルス無線送信機。
50. 【請求項５０】 前記精度タイミング生成器は前記情報信号および前記コー
    ド信号のうちの少なくとも１つに基づいて前記第１の信号、前記遅延した第１の
    信号、前記第２の信号、前記遅延した第２の信号を生成し、ここで、前記第１の
    信号は第１のトリガ信号を含み、前記遅延した第１の信号は遅延した第１のトリ
    ガ信号を含み、前記第２の信号は第２のトリガ信号を含み、前記遅延した第２の
    信号は遅延した第２のトリガ信号を含む、請求項４９に記載のインパルス無線送
    信機。
51. 【請求項５１】 前記精度タイミング生成器は前記情報信号および前記コー
    ド信号のうちの少なくとも１つに基づいて前記第１の信号、前記遅延した第１の
    信号、前記第２の信号、前記遅延した第２の信号を生成し、ここで、前記第１の
    信号は第１のイネーブル信号を含み、前記遅延した第１の信号は遅延した第１の
    イネーブル信号を含み、前記第２の信号は第２のイネーブル信号を含み、前記遅
    延した第２の信号は遅延した第２のイネーブル信号を含む、請求項４９に記載の
    インパルス無線送信機。
52. 【請求項５２】 前記精密タイミング生成器は共通トリガ信号をさらに生成
    し、前記第１のパルサおよび前記第２のパルサは前記共通トリガ信号を受信する
    ように適合される、請求項５１に記載のインパルス無線送信機。
53. 【請求項５３】 前記第１のパルサは前記共通のトリガ信号および前記第１
    のイネーブル信号の両方を受信することに応答して、前記第１のインパルス無線
    信号を生成し、 前記第１のパルサは前記共通のトリガ信号および前記遅延した第１のイネーブ
    ル信号の両方を受信することに応答して、前記遅延した第１のインパルス無線信
    号を生成し、 前記第２のパルサは前記共通のトリガ信号および前記第２のイネーブル信号の
    両方を受信することに応答して、前記第２のインパルス無線信号を生成し、 前記第２のパルサは前記共通のトリガ信号および前記遅延した第２のイネーブ
    ル信号の両方を受信することに応答して、前記遅延した第２のインパルス無線信
    号を生成する、請求項５２に記載のインパルス無線送信機。
54. 【請求項５４】 前記第１のインパルス波形は負のインパルスから構成され
    、前記第２のインパルス波形は正のインパルスから構成される、請求項４９に記
    載のインパルス無線送信機。
55. 【請求項５５】 前記第１のインパルス波形は第１のデータ状態および第２
    のデータ状態に対応し、前記第２のインパルス波形は第３のデータ状態および第
    ４のデータ状態に対応する、請求項４９に記載のインパルス無線送信機。
56. 【請求項５６】 インパルス無線信号を送信するための方法であって、 ａ．周期性タイミング信号および情報信号を使用して第１の信号および第２の
    信号を生成する工程と、 ｂ．前記第１の信号に応答して、第１のタイプのインパルス波形から構成され
    る第１のインパルス無線信号を生成する工程と、 ｃ．前記第２の信号に応答して、第２のタイプのインパルス波形から構成され
    る第２のインパルス無線信号を生成する工程であって、ここで、前記第２のタイ
    プのインパルス波形は実質的に前記第１のタイプのインパルス波形が反転したイ
    ンパルス波形である、工程と、 ｄ．前記第１のインパルス無線信号と前記第２のインパルス無線信号とを合わ
    せ、それによりフリップ変調されたインパルス無線信号を生成する工程と を包含する、方法。
57. 【請求項５７】 前記工程ａは少なくとも前記周期的タイミング信号、前記
    情報信号、および前記コード信号を用いて前記第１の信号および前記第２の信号
    を生成する工程を包含し、ここで、前記第１の信号は第１のトリガ信号を含み、
    前記第２の信号は第２のトリガ信号を含む、請求項５６に記載の方法。
58. 【請求項５８】 前記工程ａは少なくとも前記周期的タイミング信号、前記
    情報信号、および前記コード信号を用いて前記第１の信号および前記第２の信号
    を生成する工程を包含し、ここで、前記第１の信号は第１のイネーブル信号を含
    み、前記第２の信号は第２のイネーブル信号を含む、請求項５７に記載の方法。
59. 【請求項５９】 少なくとも前記周期的タイミング信号および前記情報信号
    を用いて共通のトリガ信号を生成する工程をさらに包含し、 ここで、前記工程ｂは前記第１のイネーブル信号および前記共通のトリガ信号
    に応答して前記第１のインパルス無線信号を生成する工程を包含し、前記工程ｃ
    は前記第２のイネーブル信号および前記共通のトリガ信号に応答して前記第２の
    インパルス無線信号を生成する工程を包含する、請求項５８に記載の方法。
60. 【請求項６０】 前記第１のインパルス無線信号は前記共通のトリガ信号お
    よび前記第１のイネーブル信号の両方の受信に応答して生成され、 前記第２のインパルス無線信号は前記共通のトリガ信号および前記第２のイネ
    ーブル信号の両方の受信に応答して生成される、請求項５９に記載の方法。
61. 【請求項６１】 前記第１のタイプの波形は負のインパルスを含み、前記第
    ２のタイプの波形は正のインパルスを含む、請求項５６に方法。
62. 【請求項６２】 前記第１のタイプのインパルス波形は第１のデータ状態に
    対応し、前記第２のタイプのインパルス波形は第２のデータ状態に対応する、請
    求項５６に記載の方法。
63. 【請求項６３】 インパルス無線信号を送信するための方法であって、 ａ．周期性タイミング信号および情報信号を使用して第１の信号、遅延した第
    １の信号、第２の信号、および遅延した第２の信号を生成する工程と、 ｂ．前記第１の信号に応答して、第１のタイプの波形から構成される第１のイ
    ンパルス無線信号を生成する工程と、 ｃ．前記遅延した第１の信号に応答して、第１のタイプの波形から構成される
    遅延した第１のインパルス無線信号を生成する工程と、 ｄ．前記第２の信号に応答して、第２のタイプの波形から構成される第２のイ
    ンパルス無線信号を生成する工程であって、ここで、前記第２のタイプのインパ
    ルス波形は実質的に前記第１のタイプのインパルス波形が反転したインパルス波
    形である、工程と、 ｅ．前記遅延した第２の信号に応答して、第２のタイプの波形から構成される
    遅延した第２のインパルス無線信号を生成する工程と、 ｆ．前記第１のインパルス無線信号および前記遅延した第１のインパルス無線
    信号のうちの少なくとも１つと前記第２のインパルス無線信号および前記遅延し
    た第２のインパルス無線信号とを合わせ、それによりフリップ変調されたインパ
    ルス無線信号を生成する工程と を包含する、方法。
64. 【請求項６４】 前記工程ａは少なくとも前記情報信号およびコード信号に
    基づいて前記第１の信号、前記遅延した第１の信号、前記第２の信号、および前
    記遅延した第２の信号を生成する工程を包含し、ここで、前記第１の信号は第１
    のトリガ信号を含み、前記遅延した第１の信号は遅延した第１のトリガ信号を含
    み、前記第２の信号は第２のトリガ信号を含み、前記遅延した第２の信号は遅延
    した第２のトリガ信号を含む、請求項６３に記載の方法。
65. 【請求項６５】 前記工程ａは少なくとも前記情報信号およびコード信号に
    基づいて前記第１の信号、前記遅延した第１の信号、前記第２の信号、および前
    記遅延した第２の信号を生成する工程を包含し、ここで、前記第１の信号は第１
    のイネーブル信号を含み、前記遅延した第１の信号は遅延した第１のイネーブル
    信号を含み、前記第２の信号は第２のイネーブル信号を含み、前記遅延した第２
    の信号は遅延した第２のイネーブル信号を含む、請求項６３に記載の方法。
66. 【請求項６６】 前記周期的タイミング信号および前記情報信号を用いて共
    通のトリガ信号を生成する工程をさらに包含し、 ここで、前記工程ｂは前記第１のイネーブル信号および前記共通のトリガ信号
    に応答して前記第１のインパルス無線信号を生成する工程を包含し、 前記工程ｃは前記遅延した第１のイネーブル信号および前記共通のトリガ信号
    に応答して前記遅延した第１のインパルス無線信号を生成する工程を包含し、 前記工程ｄは前記第２のイネーブル信号および前記共通のトリガ信号に応答し
    て前記第２のインパルス無線信号を生成する工程を包含し、 前記工程ｅは前記遅延した第２のイネーブル信号および前記共通のトリガ信号
    に応答して前記遅延した第２のインパルス無線信号を生成する工程を包含する、
    請求項６５に記載の方法。
67. 【請求項６７】 前記第１のインパルス無線信号は前記共通のトリガ信号お
    よび前記第１のイネーブル信号の両方の受信に応答して生成され、 前記遅延した第１のインパルス無線信号は前記共通のトリガ信号および前記遅
    延した第１のイネーブル信号の両方の受信に応答して生成され、 前記第２のインパルス無線信号は前記共通のトリガ信号および前記第２のイネ
    ーブル信号の両方の受信に応答して生成され、 前記遅延した第２のインパルス無線信号は前記共通のトリガ信号および前記遅
    延した第２のイネーブル信号の両方の受信に応答して生成される、請求項６６に
    記載の方法。
68. 【請求項６８】 前記第１のインパルス波形は負のインパルスから構成され
    、前記第２のインパルス波形は正のインパルスから構成される、請求項６３に記
    載の方法。
69. 【請求項６９】 前記第１のインパルス波形は第１のデータ状態および第２
    のデータ状態に対応し、前記第２のインパルス波形は第３のデータ状態および第
    ４のデータ状態に対応する、請求項６３に記載の方法。
70. 【請求項７０】 受信したインパルス無線信号を処理するための受信機であ
    って、 第１のタイミング信号出力と第２のタイミング出力とを有する調整可能な精密
    タイミング生成器と、 前記第１のタイミング信号出力に従って前記受信したインパルス無線信号をサ
    ンプリングするようにトリガされ、第１のサンプラー出力を提供する第１のサン
    プラーと、 前記第２のタイミング信号出力に従って前記受信したインパルス無線信号をサ
    ンプリングするようにトリガされ、第２のサンプラー出力を提供する第２のサン
    プラーと、 少なくとも前記第１のサンプラー出力を使用して、データ出力信号を生成する
    データ検出器と、 少なくとも前記第２のサンプラー出力を使用して、少なくとも前記第２のサン
    プラーを前記受信したインパルス無線信号と同調させるために使用される調整信
    号を生成するタイミング調整器と を含む、受信機
71. 【請求項７１】 前記インパルス無線信号はフリップ変調を含み、前記第１
    のサンプラー出力は前記フリップ変調を含み、前記データ検出器は少なくとも前
    記フリップ変調された第１のサンプラー出力を用いて前記データ出力信号を生成
    するように構成される、請求項７０に記載のインパルス無線受信機。
72. 【請求項７２】 コード信号を生成するコードソースをさらに含み、前記調
    整可能な精密タイミング生成器は前記コード信号を使用してタイムポジションコ
    ーディングを前記第１のタイミング信号および前記第２のタイミング信号に合計
    する、請求項７１に記載のインパルス無線受信機。
73. 【請求項７３】 前記第１のタイミング信号と前記第２のタイミング信号と
    の間にタイムオフセットをさらに含み、前記オフセットは、前記受信したインパ
    ルス無線信号との同調が達成されると、前記第１のサンプラーは実質的に最適時
    間で前記受信したインパルス信号をサンプリングし、前記データ検出器が前記デ
    ータ出力信号を生成することを可能にするように確立されている、請求項７２に
    記載のインパルス無線受信機。
74. 【請求項７４】 インパルス無線受信機であって、 受信したフリップ変調されたインパルス無線信号の第１のサンプリングおよび
    第２のサンプリングをトリガする精密タイミング生成器であって、前記第２のサ
    ンプリングは前記第１のサンプリングから丁度オフセットされている生成器と、 少なくとも前記第１のサンプリングを受信し、データ信号を生成するデータ検
    出器と、 少なくとも前記第２のサンプリングを受信し、少なくとも前記第１のサンプリ
    ングを前記受信したインパルス無線信号と同調させるために使用される時間軸調
    整信号を生成する時間軸調整器と を含む、受信機。
75. 【請求項７５】 前記受信したフリップ変調されたインパルス無線信号は、
    第１のパルスタイプおよび実質的に前記第１のパルスタイプが反転したパルスタ
    イプである第２のパルスタイプから構成される、請求項７４に記載のインパルス
    無線受信機。
76. 【請求項７６】 前記第１の相関器、前記第２の相関器、および前記データ
    検出器は、前記フリップ変調された受信したインパルス無線信号の復調を行う、
    請求項７５に記載のインパルス無線受信機。
77. 【請求項７７】 前記データ検出器は、 前記第１の相関器出力信号を受信し、第１のデータ状態に対応する第１のデー
    タ状態信号と第２のデータ状態に対応する第２のデータ状態信号とを出力するデ
    ータパス信号セレクタ／インバータと、 前記第１のデータ状態信号および前記第２のデータ状態信号のうちどちらが大
    きいかを決定し、前記決定に基づいて前記データ信号を生成する最大値セレクタ
    と を含む、請求項７４に記載のインパルス無線受信機。