JP2003526249A

JP2003526249A - Ｃｄｍａ受信機用ｉｒｒフィルタ

Info

Publication number: JP2003526249A
Application number: JP2001564481A
Authority: JP
Inventors: ホカン，ベニトエリクソン，; ヨアキムアールグレン，; ミヒャエル，ラルスブレッシェル，
Original assignee: テレフオンアクチーボラゲットエルエムエリクソン（パブル）
Priority date: 2000-02-29
Filing date: 2001-02-05
Publication date: 2003-09-02
Also published as: US20010040933A1; AU2001230244A1; WO2001065713A1; GB2359950B; GB0004872D0; GB2359950A

Abstract

(57)【要約】信号フィルタは、各々が第１及び第２の入力と出力とをもち、１組の入力信号の合計を表す出力信号を備えるために動作可能である複数の加算要素（２１）を有する。そのフィルタはまた、夫々が入力と出力とをもち、その入力から出力への入力信号の転送を所定の時間だけ遅延させるために動作可能である複数の遅延ライン要素（２２）を含む。その複数の加算要素（２１）と遅延ライン要素（２２）とは直列に接続されて、その直列になった複数の加算要素の最後の加算要素を除いて、各加算要素の出力が関連する遅延ライン要素を介して直列になった次の加算要素の第１の入力に接続され、その直列になった最後の加算要素の出力が遅延ライン要素を介してその直列になった最初の加算要素の第１の入力に接続される。その複数の加算要素の第２の入力は各入力信号を受信するために接続されている。そのフィルタはＣＤＭＡパイロット信号の探索器において用いられる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】本発明は一般的には信号フィルタリングに関し、特に、ＣＤＭＡ（符号分割多
元接続）の無線通信システムにおいて使用するのに適したフィルタに関する。

【０００２】関連技術の説明 “第３世代移動通信用の広帯域ＣＤＭＡ（Wide Band CDMA For Third Generat
ion Mobile Telecommunications）”（オジャンペラ（Ojanpera）とプラサド（P
rasad）著）、アークテックハウス出版（Arctec House Publisher）１９９８
年で説明されているような広帯域ＣＤＭＡ通信システムは、パイロット信号チャ
ネルを用いて受信機と到来する送信信号との同期をとることを可能にしている。
探索器についての要件は３ＧＰＰ標準化文書である“物理チャネルと物理チャネ
ルへのトランスポートチャネルのマッピング（Physical channels and mapping
of transport channels into physical channels）（ＦＤＤ）”、ＴＳ２５．
２１１と２．４．０（１９９９−０９）で与えられている。

【０００３】しかしながら、ＷＣＤＭＡのためにパイロット信号探索器を実現することは、
電力消費とシリコン領域との面から費用がかかるものと予想されている。それ故
に、そのような探査器の実現を最適化することが望まれる。

【０００４】パイロット信号探索器は図１に示されており、それは４つの異なる部分から構
成される。即ち、マッチングされたフィルタ１（おそらくは、相関器の集合体（
bank）として、或いは何か別の適切な手段によって実現される）と、コヒーレン
トな累積のための第１の累積器２と、コヒーレントではない累積のための第２の
累積器３と、ピーク検出器４である。その探索器の説明を可能にするために、い
くつかの用語が定義されねばならない。

【０００５】 αで示される拡散因子はシンボル当たりのチップの数である。基地局は、パイ
ロットを送信する。

【０００６】

【数１】ここで、ｌ∈［１，２］はアンテナを示し、ｉ∈［１，……，α］はシンボルｊ
内のチップである。この表記はＷＣＤＭＡシステムに対して定義されるようなス
ロット構造を考慮していない。さらにその上、ａ_iは実数値のショートコードで
あり、ｃ_i,jは複素数値のロングコードであり、ｐ^(l) _jはパイロットシンボルで
ある。同じ基地局を発する異なる物理チャネルは、異なる相互に直交するショー
トコードａ_iが用いられるので、異なるのである。物理チャネルのタイプと送信
ダイバーシティのモードに依存して、パイロットシンボルｐ^(l) _jの構成は異なる
。

【０００７】ｒ（ｔ）を複素数値をもつ受信信号とし、１／Ｔ_cがチップレートである。ま
た、受信機は、全てのマルチパス成分が既知の境界に相対した［０，Ｍ−１］チ
ップ内にあるように同期がとられる。パス探索器においてマッチングされたフィ
ルタの出力は次の式によって与えられる。

【０００８】

【数２】

【０００９】第１の累積器は各パイロットシンボルに関してこの信号を次のようにコヒーレ
ントに結合する。

【００１０】

【数３】ここで、Ω_kはコヒーレントに累積された隣接するシンボルのセットに対応して
いる。第２の累積器の出力は次のように与えられる。

【００１１】

【数４】ここで、Ω_kはコヒーレントに累積された第１の累積器の出力のセットに対応し
ている。式（２）のマッチングされたフィルタはもちろん、式（２）によって実
行されたコヒーレントな累積の部分とともに、いくつかのパイロットシンボルに
マッチングされて良い。

【００１２】基本的には２つの異なる種類のパイロット、即ち、共通パイロットと専用パイ
ロットとがある。共通パイロットは共通物理チャネルを用いて連続的に送信され
るが、専用パイロットは専用物理チャネルにおいて時間的に多重化される。基地
局がビーム形成と指向性との少なくともいずれかのアンテナを用いて専用物理チ
ャネルを送信するとき、一般には、マルチパスの時間同期に関して共通パイロッ
トを信頼することはできない。これは、無指向性アンテナを発した共通物理チャ
ネルが、指向性アンテナを発した専用物理チャネルと比較して異なるパスをとり
えたかもしれないという事実による。

【００１３】実際のパイロットパターンは、用いられるパイロットチャネルのタイプと、送
信ダイバーシティがどんなモードであるのかに依存する。３ＧＰＰでは、基地局
はダウンリンクにおける性能向上のために送信ダイバーシティを用いるオプショ
ンをもつべきである。送信ダイバーシティを用いると、各トラフィックチャネル
は２つの異なるアンテナを用いて２つの物理チャネルで送信される。これらのア
ンテナは、マルチパスがおおよそ同じ遅延をもつために十分に近接し、しかし、
各パスで相関のないフェーディングがあるように十分に分離されて設置されるこ
とが想定される。符号空間を節約するため、２つの物理チャネルは、データシン
ボルの空間−時間符号化を用いることにより、或いはアンテナを切り替えること
により同じ符号を用いて送信される。このことはまた、異なるダイバーシティパ
スにおいて独立なチャネル評価を可能とするために選択されるパイロットシンボ
ルにも適用する。

【００１４】もし、指向性アンテナが用いられて専用物理チャネルを送信するなら、共通物
理チャネルは分離したアンテナの組を用いて送信されねばならない。

【００１５】共通パイロットチャネル（ＣＰＩＣＨ）が無指向性アンテナを用いて連続的に
送信される。Ａ＝１＋ｊとしよう。アンテナ１を用いて送信されるＣＰＩＣＨに
ついてのパイロットパターンは次のようである。

【００１６】

【数５】

【００１７】オープンループ送信ダイバーシティが用いられてＣＰＩＣＨを送信することが
できる。アンテナ２におけるＣＰＩＣＨパイロットパターンは次のようである。

【００１８】

【数６】

【００１９】２つのタイプのＣＰＩＣＨが存在する。主要なＣＰＩＣＨと副次的なＣＰＩＣ
Ｈである。主要なＣＰＩＣＨは常に同じショートコードを用いて送信されるが、
多数の副次的なＣＰＩＣＨが存在してそれらが異なるショートコードを用いて多
重化されることが可能であるので、異なっている。

【００２０】専用パイロット信号は専用物理チャネルで時間的に多重化される。その実際の
構成は拡散因子と各スロットにおけるパイロットシンボルの数に依存している。

【００２１】オープンループ送信ダイバーシティは２つの異なる方法、即ち、空間時間ブロ
ック符号化に基づいた送信アンテナダイバーシティ（ＳＴＴＤ）と、時間切り替
え送信ダイバーシティ（ＴＳＴＤ）とを用いて成し遂げられる。オープンループ
送信ダイバーシティが用いられて全てのダウンリンク物理チャネルを送信するこ
とが可能であるが、これは主にＰＣＣＰＣＨ、ＳＣＨ、ＳＣＣＰＣＨ、ＰＩＣＨ
、及びＡＩＣＨのような共通物理チャネルのために用いられる。また、オープン
ループ送信ダイバーシティは、クローズドループ送信ダイバーシティが専用物理
チャネルについて確立される前に初期的に用いられる。さらにその上、専用チャ
ネルのソフトハンドオーバの間に、オープンループ送信ダイバーシティは用いら
れる。ＳＴＴＤモードは相互に直交するパイロット信号を用いる。即ち、各スロ
ットについて、２つのアンテナにおいて送信されるパイロットパターンは直交す
る。ＴＳＴＤモードは両方のアンテナで（同時にではなく）同じパイロットパタ
ーンを用いる。ＴＳＴＤモードはＳＣＨチャネルに対して用いられるだけであり
、従って、そのパイロット信号探索器はＴＳＴＤモードをサポートする必要はな
い。

【００２２】フィードバック送信ダイバーシティは専用物理チャネルを送信するのに用いら
れる。フィードバック送信ダイバーシティは２つのモードで定義される。即ち、
ＣＰＩＣＨと専用物理チャネルが別々のアンテナを用いて送信されるときに第１
のモードが使用される。第２のモードでは、専用物理チャネルはＣＰＩＣＨを送
信するのに用いられるように、同じアンテナの組を用いて送信されることを仮定
している。

【００２３】２つのモードは、パイロット信号がどのように選択されるのかにおいて異なっ
ている。第１のモードは相互に直交するパイロット信号を用いる。即ち、各スロ
ットについて、２つのアンテナで送信されるパイロット信号は直交している。第
２のモードは両方のアンテナで同じパイロットパターンを用いる。

【００２４】サービスの場所を突き止めるために、ユーザ機器は多数の基地局を聴取するこ
とによりその場所を見出すことができる、このことは、各基地局によって送信さ
れるように、知られたパイロット信号との相関をとることによってなされる。こ
れらのパイロットは所定の短い時間間隔内で同時に送信される。従って、ＵＴは
これらの間隔に対応する受信信号を格納できなければならず、それから各基地局
についてこの信号を用いて相関をとる。その相関の結果、数多くの連続する測定
に関して平均がとられ、信号対雑音比を改善する。位置決めを容易にするために
、その実施形ではチップ解像度の４分の１で受信信号を格納することをサポート
しなければならない。それから、相関がＤＳＰにより、或いは、パイロット信号
探索器のマッチングされたフィルタを用いてとられる。

【００２５】本発明はマッチングされたフィルタ１の設計に関するものである。マッチング
されたフィルタ１の最も簡単な公知の実施形はＦＩＲ（有限衝撃応答）フィルタ
の使用である。そのような実施は入力を遅延ラインを介してフィルタにフィード
することに頼っている。長いＦＩＲフィルタに関して、これは電力消費とシリコ
ン領域の面から費用がかかるものとなる。例えば、２５６の拡散因子をもつダウ
ンリンク物理チャネルと４つのシンボルのパイロット信号を用いると、完全なパ
イロット信号は１０２４チップ長となる。もし、マッチングされたフィルタがチ
ップ解像度を備えることが意図されているなら、即ち、そのサンプリング率がチ
ップレートに等しいなら、このパイロットについての簡単なＦＩＲマッチングさ
れたフィルタは１０２４の長さであることが必要である。これに代わる公知のや
り方は集合した相関器に基づく実施形である。そのときの問題は、相関器の係数
を更新するのに効率的で便利な方法を見出すことである。

【００２６】添付図面の図１と図２を参照して、知られたマッチングされたフィルタについ
て説明する。

【００２７】まず、マッチングされたフィルタ１の機能性を検討する必要がある。ｘ_k＝ｃ_k _-r ＋ｎ_kをマッチングされたフィルタ１への入力を表すとしよう。ここで、ｃ_kは
パイロットシーケンスであり、ｎ_kは付加的な雑音である。パイロットシーケン
スは知られており、その長さは、ｋ＜０とｋ＞Ｌ−１ではｃ_k＝０であるように
有限である。そのパイロット信号の位置は遅延τ∈［０，１，……，Ｍ−１］に
よって決定される。パイロットのマッチングされたフィルタの出力は式（７）に
よって与えられる。

【００２８】

【数７】ここで、ｈ_i＝ｃ^* _L-1-iであり、＊は共役複素数である。

【００２９】遅延τ∈［０，１，……，Ｍ−１］を評価するために、探索器のピーク検出器
３は次の観測間隔で累積器ｇ_kの出力を検証しなければならない。

【００３０】

【数８】

【００３１】従って、注目すべき間隔のみは｛ｇ_k｜ｋ∈Ω｝である。

【００３２】受信機は基地局に同期し、相対的に短い観測間隔Ωでのピークを探索すること
に関心があるのであるから、そのような間隔にわたる探索は適切である。このこ
とは、対応するマッチングされるフィルタ出力｛ｙ_k｜ｋ∈Ω｝が計算されるこ
とのみを必要とする。この観測間隔はチャネルの期待される最大の遅延拡散に対
応するべきである。

【００３３】図２に図示されたようなＮ個のサブフィルタ１０（１０₀……１０_N-1）へと分
割したパイロットのマッチングされたフィルタと、加算器１３とを考える。説明
を簡単にし、かつ、一般性を失わないために、ＮがＬ／Ｎが整数であるような数
であり、サブフィルタ１０₀から１０_N-1の係数を以下のように定義する。

【００３４】

【数９】

【００３５】もし、ｘ_kが各サブフィルタに供給される入力であるなら、図２を参照されたいが、各サブフィルタの出力は式（１０）によって与えられる。

【００３６】

【数１０】

【００３７】マッチングされたフィルタの全体出力は、そのとき、式（１１）によって与え
られる。

【００３８】

【数１１】

【００３９】簡単なＦＩＲフィルタの実施形での主要な問題とは遅延ライン（Ｚ^-nL/N）が、特に、長いパイロット信号については、かなり多くの電力とシリコン領域を消
費することである。パイロット信号とマッチングされたフィルタとをサブフィル
タに分割することはこの問題を解決しない。

【００４０】もし、その観測間隔が演繹的に知られているなら、相関の集合体（bank）を用
いてマッチングされたフィルタ出力｛ｙ_k｜ｋ∈Ω｝を計算することは可能であ
る。このことは、図３で描かれているようになされる。その累積器の集合体（ba
nk）は複数の乗算器１５を有し、夫々が入力信号ｘ_kと、各係数ｃ^* _Rからｃ^* _R-M+ ₁ を受信する。乗算器１５の出力は各加算器１６に供給され、その加算器はマッ
チングされた出力ａ₀（ｋ）からａ_m-1（ｋ）を備える。レジスタ１７は、ｋ＝０
の直前にゼロに初期化される。そのマッチングされたフィルタの出力はそのとき
、ｐ∈｛０，１，……，Ｍ−１｝のとき、ｙ_L-1+p＝ａ_p（Ｌ−１）として与えら
れる。

【００４１】相関器の集合体（bank）を用いることの１つの問題は相関係数の更新のしかた
である。簡単な解決法は、遅延ライン（不図示）を通してその相関係数をフィー
ドすることである。しかしながら、これは再び、電力消費とシリコン領域の面か
ら費用のかかる解決法である。

【００４２】それ故に、何らかのＣＤＭＡ端末或いはマッチングされたフィルタを用いる何
らかの同期方式の使用のために、サイズが小さくなり、より単純な、改良された
マッチングされたフィルタを提供することが望まれる。

【００４３】本発明の要約本発明を１つの側面から見れば、各々が第１及び第２の入力と出力とをもち、
１組の入力信号の合計を表す出力信号を備えるために動作可能である複数の加算
要素と、夫々が入力と出力とをもち、前記入力から前記出力への入力信号の転送
を所定の時間だけ遅延させるために動作可能である複数の遅延ライン要素とを有
し、これら複数の加算要素と遅延ライン要素とは直列に接続されて、その直列に
なった複数の加算要素の最後の加算要素を除いて、各加算要素の出力が関連する
遅延ライン要素を介して、その直列になった次の加算要素の第１の入力に接続さ
れ、その直列になった最後の加算要素の出力が遅延ライン要素を介してその直列
になった最初の加算要素の第１の入力に接続されており、これら複数の加算要素
の第２の入力は各入力信号を受信するために接続されていることを特徴とする信
号フィルタが備えられる。

【００４４】好適な実施形態の説明本発明を実施する第１のフィルタが図４に描写されている。そのフィルタは、
Ｍ個のパラレル乗算器２０（０〜Ｍ−１）と、Ｍ個の合算手段２１と、Ｍ個のレ
ジスタ２２とを有している。合算手段２１と結合したＭ個のレジスタ２２は回転
巡回累積器（ＲＣＡ：Rotating Circular Accumulator）として言及される。

【００４５】乗算器２０は入力信号ｘ_kと各係数の値ｑ₀……ｑ_m-1を入力するために結合されている。乗算器２０の出力は各合算手段２１に供給される。合算手段２１は直
列に配置されて、各々の合算手段２１（最初のものを除く）が対応する乗算器２
０の出力と前段の合算手段２１の出力とを受信するようになっている。最初の合
算手段は最初の乗算器の出力と最後の合算手段の出力とを受信する。合算手段２
１からの出力は、それが次段の合算手段２１に供給される前に、各レジスタ２２
により遅延させられる。各合算手段２１は、そこへの２つの入力の合計に相当す
る出力を生成する。或いは、負の値の係数が“負の”合算手段と結合されて用い
られ、乗算器の入力値が前段の合算手段の入力から減算されても良い。

【００４６】時刻がゼロ（ｋ＝０）である直前に、レジスタと係数ｑ_kとは全て（好ましくはゼロに、しかし、以下を参照のこと）初期化される。それから、時刻ｋ＝０に
おいて、１つの係数ｑ₀が、以下に説明する方式に従って第１の乗算器に供給さ
れる。それから、Ｍ個の乗算がパラレルに（即ち、全ての乗算器が）実行され、
これらの乗算器の出力が合算手段とレジスタとにフィードされる（ＲＣＡ）。Ｒ
ＣＡにおけるレジスタではクロック計測がなされる。これを行なうとき、乗算器
からのｋ＝０という結果は合算手段では利用可能である。ｋ＝１において、次の
新しい係数（ｑ₁）がロードされ、乗算が実行され、ＲＣＡはクロックで計測さ
れる。各時刻ｋにおいて、１つの係数がＲＣＡへとロードされる。その係数は次
の式によって与える。

【００４７】

【数１２】ここで、ｃ_kはパイロットシーケンスの知られたサンプルである。ｋの各値に関
して、係数ｃ^* _kがｍｏｄ（ｋ，Ｍ）によって与えられる位置でＲＣＡへとロード
される、即ち、ｋ＝０において、ｑ₀はｃ^* ₀にセットされ、ｋ＝１において、ｑ₁ はｃ^* ₁にセットされ、このようなことがｋ＝Ｍ−１まで続くことが分かる。それ
から、ｋ＝Ｍでは、ｑ₀はｃ^* _Mにセットされ、ｋ＝Ｍ＋１では、ｑ₁はｃ^* _M+1にセ
ットされる。そのとき、最終的な結果がレジスタｑ₀……ｑ_M-1で利用可能であり
、その出力は、例えば、全てのｉに関してｑ_i＝０をセットし、ＲＣＡにおける
最後のレジスタの後にＭ個のサンプルをシフトすることによりアクセス可能であ
る。図４を参照されたい。

【００４８】観測インターバルが始まる前に式（１３）に従って係数を起こすことには益が
ある。

【００４９】

【数１３】そのとき、ｋ＝０では式（１４）のようになる。

【００５０】

【数１４】

【００５１】マッチングされたフィルタ出力ｙ_kはそのとき、例えば、全てのｉに関してｑ_i ＝０をセットし（或いは入力をｘ＝０とし）、ＲＣＡからの結果をクロックで計
測することによって得られる。

【００５２】合算地点において、循環（wrap-around）を避け、同時に効率的な実行をする
ことが重要である。最悪の場合についてのワード長を満たすことは、もし可能な
らば、電力とシリコン領域を削減するために避けるべきである。このことは、各
合算地点における加算と飽和についての標準的な方法を用いることにより解決さ
れる。しかしながら、探索器において、このことは、マッチングされたフィルタ
出力の局所的な極大を見出すため可能性を劣化させるかもしれないので、好適な
方法ではない。

【００５３】重要な観測とは、相関出力が極端な値（大きな値）をとるという受信信号品質
が良好なのはいつかという点である。従って、これらの場合には、相関が発生す
る時間にわたってより短いパイロットシーケンスを用いることで十分かもしれな
い。

【００５４】本発明の別の実施形態において、制御ユニット（ＣＵ）が直列になった最後と
最初の合算手段の間のＲＣＡループに備えられる。図５を参照されたい。ＣＵは
循環（wrap-around）が起こらないことを保証するために動作する。例えば、Ｃ
Ｕへの入力の絶対値が一定の量よりも大きいなら、ＣＵは動作を中断させ、これ
により時間を節約し、循環に陥るのを回避する。或いは、ＲＣＡが探索器とは別
の目的のために用いられるとき、ＣＵは、その出力の飽和とスケーリングとの少
なくともいずれかを実行して循環（wrap-around）に陥るのを回避できる。

【００５５】符号Ｃ_kの各シンボルは有限のアルファベットに属している。従って、このア
ルファベットのサイズがＭ（これはたいていの場合においてもっとな仮定である
）より小さいなら、非常に効率的な方法で乗算器を実現する可能性があるかもし
れない。全ての乗算器は異なる符号の値を同じ入力信号に適用し、限定されたセ
ットの符号の値があるので、限定されたセットの出力値があることにもなる。例
えば、その符号が４つの異なる値（ＱＰＳＫ）をとることができるなら、そのと
きは、ただ４つだけの異なる出力があり得る。従って、ただ４つの乗算を必要と
するだけである。さて、問題はこれら４つの出力値をＲＣＡにどのように分配す
るかである。このことは図６に示されているように解決される。デジタルネット
ワーク２６が乗算と逆多重化の両方を実行するための乗算器の代わりに備えられ
る。

【００５６】ＲＣＡのより一般化されたバージョンでは、各遅延要素は１サンプル以上信号
を遅延させることができ、乗算器はＦＩＲフィルタ２８或いはＩＩＲフィルタに
さえも一般化できる。図７〜図９を参照されたい。図７において、全てのＦＩＲ
フィルタ２８は、ＲＣＡにおいて遅延の長さに等しい同じ長さＬ／Ｎをもってい
る。図８において、ＲＣＡにおける遅延はフィルタに独立である、最後に、図９
において、フィルタリングはデジタルネットワークによって行なわれる。

【図面の簡単な説明】

【図１】パイロット信号探索器を図示するブロック図である。

【図２】図１の探索器からのマッチングしたフィルタを図示している。

【図３】図１の探索器からの別のマッチングしたフィルタを図示している。

【図４】本発明を実施する第１のフィルタを図示している。

【図５】本発明を実施する第２のフィルタを図示している。

【図６】本発明を実施する第３のフィルタを図示している。

【図７】本発明を実施する第４のフィルタを図示している。

【図８】本発明を実施する第５のフィルタを図示している。

【図９】本発明を実施する第６のフィルタを図示している。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ，ＴＲ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＭＺ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＢＺ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＤＺ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＭＺ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ (72)発明者ブレッシェル，ミヒャエル，ラルススウェーデン国マルメエス−222 40，メレヴェニスヴェーゲン 16 Ｆターム(参考） 5K022 EE02 EE32 5K067 AA33 CC10 CC24 EE02 EE10 GG11 HH21 JJ15

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】各々が第１及び第２の入力と出力とをもち、１組の入力信号の
合計を表す出力信号を備えるために動作可能である複数の加算要素と、夫々が入力と出力とをもち、前記入力から前記出力への入力信号の転送を所定
の時間だけ遅延させるために動作可能である複数の遅延ライン要素とを有し、前記複数の加算要素と前記遅延ライン要素とは直列に接続されて、前記直列に
なった複数の加算要素の最後の加算要素を除いて、各加算要素の出力が関連する
遅延ライン要素を介して前記直列になった次の加算要素の第１の入力に接続され
、前記直列になった最後の加算要素の出力が遅延ライン要素を介して前記直列に
なった最初の加算要素の第１の入力に接続されており、前記複数の加算要素の第２の入力は各入力信号を受信するために接続されてい
ることを特徴とする信号フィルタ。
【請求項２】入力と複数の出力とをもつ乗算手段をさらに有し、前記乗算手段は入力信号と複数の係数信号とを受信して、各係数信号によって
乗算された入力信号を表す複数の出力信号を生成するために動作可能であり、前
記乗算手段の出力は各加算要素の第２の入力に接続されていることを特徴とする
請求項１に記載の信号フィルタ。
【請求項３】前記乗算手段は有限衝撃応答フィルタによって備えられること
を特徴とする請求項１又は２に記載の信号フィルタ。
【請求項４】前記乗算手段は無限衝撃応答フィルタによって備えられること
を特徴とする請求項１又は２に記載の信号フィルタ。
【請求項５】受信入力信号からフィルタされた出力信号を提供するフィルタ
であって、前記フィルタは、入力信号を受信する入力と、出力信号を送信する出力と、各々が前記入力からの前記入力信号と各係数とを受信するために接続され、前
記入力信号と前記係数とに依存して各出力信号を生成するのに動作可能な第１の
複数の乗算器と、第１の入力として各乗算器の出力信号を受信するのに接続された第２の複数の
加算手段とを有し、前記第２の複数は前記第１の複数と等しく、前記加算手段は直列に配置されて前記直列となった加算手段各々は、前記直列
になった最初の加算手段を除き、第２の入力として前記直列となった前段にある
加算手段の出力を受信するようにし、前記直列となった最初の加算手段は第２の
入力として前記直列となった最後の加算手段の出力を受信し、各加算手段は遅延ライン要素を介してその第２の入力を受信し、前記直列とな
った最後の加算手段の出力は前記フィルタの出力を提供することを特徴とするフ
ィルタ。
【請求項６】ＣＤＭＡ通信システムにおいて用いられるパイロット信号探索
器であって、前記探索器は請求項１乃至５のいずれかに記載のフィルタを含むことを特徴と
するパイロット信号探索器。
【請求項７】通信システムにおける時間同期受信機用のパイロット信号探索
器であって、前記探索器は請求項１乃至５のいずれかに記載のフィルタを含むことを特徴と
するパイロット信号探索器。