CN101375517B - 在利用码分多址方案的高速分组数据系统中的装备有多个天线的移动站中根据合并方法控制权向量的动态范围的设备和方法 - Google Patents

Abstract

提供了一种用于在高速分组数据系统的移动站中根据合并方法控制权向量的动态范围以拟合信道解码器的输入范围的设备和方法。该设备包括：权向量计算器，用于根据多径信号的合并方法，利用经由每一天线的接收路径的信道估计值和/或来自接收的导频码元的自相关矩阵值，来计算权向量；控制器，用于通过根据合并方法拟合信道解码器的输入范围，而输出修改的权向量；和合并器，用于通过将解扰的接收信号和修改的权向量相乘，来输出合并信号。因此，即使当在移动站中接收数据时使用各种合并方法，也可使得信道解码器的性能降级最小化。

Description

在利用码分多址方案的高速分组数据系统中的装备有多个天线的移动站中根据合并方法控制权向量的动态范围的设备和方法

技术领域

本发明一般涉及在利用码分多址(CDMA)方案的高速分组数据系统中的移动站的接收设备和方法，并更具体地，涉及用于在利用各种合并方法的移动站中根据所述各种合并方法控制权向量的动态范围、以拟合信道解码器的输入范围的设备和方法。

背景技术

一般来说，基于通信方法将移动通信系统分类为其中将预定频带划分为多个频率信道并将每一信道分配给单独订户的频分多址(FDMA)方案、其中多个订户通过对频率信道进行时间切片而共享单一频率信道的时分多址(TDMA)方案、和其中多个订户利用分配给其的不同代码而同时共享同一频带的码分多址(CDMA)方案。通信技术的快速发展已允许移动通信系统在移动站中提供传统电话呼叫服务和高速数据服务，该高速数据服务用于不仅传送电子邮件或静止图像，而且传送例如运动画面的大批数字数据。

利用CDMA方案的提供高速数据服务的移动通信系统的代表性示例是仅演进数据(EV-DO)以及数据和语音的演进(EV-DV)，在EV-DO中，可以按照高速率传送数据，而提出EV-DV是为了解决不能同时支持语音服务和数据服务的EV-DO的问题。

在利用CDMA方案的高速分组数据系统中，由于当从基站传送的RF信号在受到移动站附近的各种散射体的反射之后到达移动站时发生的根据多径的频选衰落、当移动站移动时发生的根据多普勒扩展的时选衰落、以及当频率再用性接近1时相邻基站影响的共信道干扰，很难提供高质量的高速分组数据服务。

为了解决该问题，已提出了作为多天线方案之一的多输入多输出(MIMO)技术。当基站向移动站传送高速分组数据时，如果与传送分集相关的基站的天线数目增加，并且如果与接收分集相关的移动站的天线数目增加，则分集增益增加。利用这些方案，可有效降低上述衰落和干扰，并可降低移动站的每一天线的接收路径的角度扩展，并且如果每一路径的入射角不同，并且利用多个天线可降低由于多个路径的干扰，并因此，已开发了利用多个天线的通信系统。

然而，由于每一移动站的尺寸有限，所以事实上很难在移动站上装备多于两个天线。当移动站从与该移动站维持当前链路的基站向相邻基站移动时，移动站在维持当前链路的同时连接到相邻基站的链路的动作被称为软切换。由于同步CDMA系统中的每一基站具有唯一短伪随机噪声(PN)码，所以移动站可在维持频率再用性1的同时，维持与两个或三个基站的链路。

然而，在TDMA系统中，移动站不能在同一时隙中同时与两个基站通信，而在FDMA系统中，移动站不能在同一频隙中同时与两个基站通信，并由此，在TDMA或FDMA方案中的具有接近1的频率再用性的软切换的实现比CDMA方案中更难。然而，当使用CDMA方案时，软切换易于实现，但是在移动站维持与单一基站的链路而没有软切换的情况下，从相邻基站接收的信号充当干扰。

在CDMA方案中，使用具有每一移动站唯一的正交性的沃尔什码。仅当在时间轴上的同一时间点处排列沃尔什码时，才满足正交性。在不同时间点处排列的沃尔什码由于非正交性而在多径环境中充当严重干扰。短PN码减轻由于非正交性引起的干扰。即，由于彼此隔开多于一个码片的两个短PN码具有接近0的自相关系数，该自相关系数与码长度成反比，所以降低了通过沃尔什解码器的信号中的将充当干扰的信号的能量。尽管如此，如果充当干扰的从相邻基站接收的信号的强度大，则由于从维持当前链路的服务基站接收的信号的强度相对低，所以服务基站必须通过正确执行功率控制来辐射电波。

在该情况下，功率控制是必要的，并且与同时向多个移动站传送电波的语音服务不同，EV-DO或EV-DV系统中的基站同时向单一移动站传送数据。由此，在EV-DO或EV-DV系统中，前向分组数据信道示出了时分特性，并且借助于速率控制代替功率控制来确定数据速率。对于高速数据服务，前向分组数据信道使用多个沃尔什码，并且如果利用所有沃尔什码支持软切换，则两个或三个基站为单一移动站分配时间轴上的时隙是复杂的。

由此，由作为标准化组织的第三代伙伴项目2(3GPP2)提出的EV-DO和EV-DV系统被定义为不在前向分组数据信道中使用软切换。因此，由于从相邻基站向另一移动站传送的分组数据充当对于由特定移动站从维持当前链路的基站接收的分组数据的同一信道中的干扰信号，所以，需要降低干扰信号的技术。

为了降低干扰信号，EV-DO或EV-DV系统中的装备有多个天线的移动站的接收端包括瑞克接收机，向多个路径中的每一个分配支路(finger)，解扰短PN码信号，通过执行信道估计而将解扰后的信号和合适的权向量相乘，并合并相乘后的信号。沃尔什解码器解扩该合并信号，并且软度量(metric)发生器和误差校正解码器确定所传送的比特。

将解扰后的信号和权向量相乘所获得的合并信号输入到信道解码器，并且存在用于计算权向量的各种合并方法。尽管合并信号的范围根据每一合并方法而变化，但是合并信号所输入到的信道解码器的输入范围一般有限。由此，需要用于控制权向量的动态范围、以拟合甚至利用所述各种合并方法的信道解码器的输入范围的技术。

发明内容

本发明的一方面是基本上解决至少以上问题和/或缺点，并提供至少以下优点。因此，本发明的一方面是提供一种高速分组数据系统中的用于防止信道解码器的性能在包括多个天线的移动站中降级、并选择性使用至少一种合并方法的设备和方法。

本发明的另一方面是提供一种在支持多输入多输出(MIMO)技术的高速分组数据系统的移动站中用于控制每一合并方法的权向量的动态范围、以拟合信道解码器的输入范围的设备和方法。

本发明的另一方面是提供一种利用码分多址(CDMA)方案的高速分组数据系统中的用于控制每一合并方法的权向量的动态范围以拟合包括多个天线的移动站中的信道解码器的输入范围、并选择性使用至少一种合并方法的设备和方法。

根据本发明的一个方面，提供了一种设备，用于在高速分组数据系统的移动站中控制权向量的范围，以生成多径接收信号的合并信号，该设备包括：信道估计器，用于接收来自基站的导频码元，并计算每一天线的接收路径的信道估计值；自相关矩阵计算器，用于从所接收的导频码元中计算在每一确定的码片持续时间中的自相关矩阵值；权向量计算器，用于根据多径接收信号的合并方法，利用所述信道估计值和/或自相关矩阵值，来计算权向量；控制器，用于通过根据该合并方法拟合信道解码器的输入范围，而输出修改的权向量；和合并器，用于通过将解扰的接收信号和修改的权向量相乘，来输出合并信号。

根据本发明的另一方面，提供了一种方法，用于在高速分组数据系统的移动站中控制权向量的范围，以生成多径接收信号的合并信号，该方法包括以下步骤：接收来自基站的导频码元，计算每一天线的接收路径的信道估计值，并从所接收的导频码元中计算在每一码片持续时间中的自相关矩阵值；根据多径信号的合并方法，利用所述信道估计值和/或自相关矩阵值，来计算权向量；通过根据合并方法拟合信道解码器的输入范围，而计算修改的权向量；和通过将解扰的接收信号和修改的权向量相乘，来输出合并信号。

附图说明

通过结合附图进行的以下详细描述，本发明的以上和其它方面、特征和优点将变得更明显，其中：

图1图示了根据本发明的利用码分多址(CDMA)方案的高速分组数据系统的无线环境；

图2是根据本发明的高速分组数据系统中的用于控制施加到移动站的合并器的权向量的动态范围的设备的框图；

图3A是示出了在传统高速分组数据系统的移动站中输入到信道解码器的合并信号的分布范围根据合并方法而不同的状态的图；

图3B是示出了当根据本发明控制权向量的动态范围时、输入到信道解码器的合并信号的分布范围即使在不同合并方法中也相同的状态的图；和

图4是图示了根据本发明的用于控制施加到移动站的合并器的权向量的动态范围的方法的流程图。

具体实施方式

下面将参考附图在这里描述本发明的优选实施例。在以下描述中，不对公知功能或构造进行详细描述，因为它们将以不必要的细节使得本发明模糊。

为了帮助本发明的理解，现在将参考图1来描述根据本发明的利用码分多址(CDMA)方案的高速分组数据系统的无线环境。尽管将通过图示仅演进数据(EV-DO)或数据和语音的演进(EV-DV)系统来描述根据本发明的高速分组数据系统，但是高速分组数据系统不限于EV-DO或EV-DV系统。在当前实施例中，为了便于描述，假设移动站的多个天线的数目为2。

参考图1，高速分组数据系统包括第一和第二基站102和104、与基站102和104传送和接收射频(RF)信号的移动站106、以及提供其中传送RF信号的多径环境的散射体108。第一和第二基站102和104中的每一个包括单一传送天线112或114，而移动站106包括多个天线116和118。如果假设移动站106维持与第一基站102的链路并从第二(相邻)基站104接收干扰信号，则移动站106解调从第一基站102传送的信号所需的信号是4路径信号X_1，1、X_2，1、X_1，2、和X_2，2，而干扰信号是2路径信号Y_1，1和Y_2，1。

在所述多个路径中，通过第一路径的信号是X_1，1和X_2，1，而通过第二路径的信号是X_1，2和X_2，2。上述每一路径信号的第一下标表示用于区分移动站106的天线116和118的数字，而第二下标表示用于区分路径的数字。基于从第一基站102传送的同一传送信息，由于第二路径信号是X_1，2和X_2，2是散射体108反射的信号，所以在第二路径信号X_1，2和X_2，2中发生比第一路径信号X_1，1和X_2，1更长的延迟。仅当该传送延迟大于CDMA方案中的单一码片时，才可区分该传送延迟。

另外，多径信道具有多于两个传送路径，移动站106的天线116和118之间的距离一般短于传送电波的波长的一半，并且CDMA方案的码片长度大于传送电波的波长。由此，可忽略第一路径信号X_1，1和X_2，1之间的延迟以及第二路径信号X_1，2和X_2，2之间的延迟。

图2是根据本发明的高速分组数据系统中的用于控制施加到移动站的合并器的权向量的动态范围的设备的框图。

参考图2，信道估计器202利用基站和移动站两者已知的导频码元来估计由支路(未示出)分配给每一天线的接收路径的信道，并输出信道估计值h₁(k)到h_L(k)，如等式(1)所定义。

h_l(k)＝[h_1，l(k)h_2，l(k)]^T ......(1)

在等式(1)中，变量k表示码片索引，h_1，l(k)表示分配给第一天线的第1路径的支路的信道估计值，而h_2，l(k)表示分配给第二天线的第1路径的支路的信道估计值。

另外，T表示转置矩阵，而信道估计值h_1，l(k)和h_2，l(k)可通过导频码元获得。

在EV-DV系统中，一旦达到两个导频码元之间的持续时间(64或128码片)，就更新信道估计器202的信道估计值。如果每一导频码元的长度是128码片，而持续时间中的信道估计值是h_l(1)到h_l(128)，则该持续时间中的h_l(k)，1≤k≤128具有相同值，而与码片索引k无关。

在EV-DO系统中，通过执行多于两个接收导频码元的平滑或内插，来估计两个导频码元之间的数据部分(800码片)的信道估计值。如果信道估计值是h_l(1)到h_l(800)，则h_l(k)，1≤k≤800可根据码片索引k而不同。

由于EV-DV或EV-DO系统中的信道估计器202的结构对于本领域技术人员来说是公知的，所以省略详细描述。

自相关矩阵计算器204根据从基站接收的导频码元估计噪声方差和噪声协方差，并输出自相关矩阵R₁(k)到R_L(k)。

例如，在EV-DV系统中，一旦达到两个导频码元之间的持续时间(64或128码片)，就更新自相关矩阵值，而在EV-DO系统中，一旦达到一半时隙(1024码片)，就更新自相关矩阵值。

等式(2)代表自相关矩阵。

$R_l\left(k\right)=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\σ}}_{1,l}^2\left(k\right)& {\mathrm{\ρ}}_l\left(k\right)\\ {\mathrm{\ρ}}_l^{*}\left(k\right)& {\mathrm{\σ}}_{2,l}^2\left(k\right)\end{array}\right]---\left(2\right)$

在等式(2)中，σ_1，l ²(k)表示分配给第一天线的第1路径的支路估计的PN加扰信号的第一噪声方差，σ_2，l ²(k)表示分配给第二天线的第1路径的支路估计的PN加扰信号的第二噪声方差，ρ_l(k)表示第一和第二噪声方差的协方差，而^*表示共轭。自相关矩阵R_l(k)的数目等于多个路径的数目。

由于估计噪声方差和噪声协方差的方法是本领域技术人员公知的，所以省略详细描述。

权向量计算器206利用等式(1)的信道估计值、等式(2)的自相关矩阵值、和从下述三种合并方法中选择的合并方法，来计算根据该合并方法的权向量。由此，权向量计算器206具有用于执行所选择的合并方法的算法。

移动站的接收机通过将解扰的接收信号与权向量相乘来生成合并信号，并且如公知的那样存在各种合并方法。代表性合并方法是导频加权合并(PWC)方法、最大比率合并(MRC)方法、和最小均方误差合并(MMSEC)方法。

PWC方法是将信道补偿器(未示出)的输出信号确定为权重的方法，而MRC方法是通过考虑在每一解扰支路输出信号中存在的噪声的方差来确定权重的方法。检测来自两个天线的相同路径的两个支路的输出信号被相关。MMSEC方法是通过考虑相关值来确定权重的方法。借助于这三种合并方法输出的每一合并信号的动态范围根据使用哪种合并方法而变化。

现在将参考等式(3)到(5)来描述PWC、MRC和MMSEC方法的每一种的权向量等式和所选择的合并方法的优点和缺点。这三种合并方法仅是代表性合并方法，并且其它合并方法可应用到本发明。

在PWC方法中，利用等式(3)来计算权向量。

w_l(k)＝[h_1，l(k)h_2，l(k)]^T   ......(3)

PWC方法具有比其它合并方法低的性能，但是比其它合并方法容易实现。

在MRC方法中，利用等式(4)来计算权向量。

$w_l\left(k\right)={\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\σ}}_{1.l}^2\left(k\right)& 0\\ 0& {\mathrm{\σ}}_{2,l}^2\left(k\right)\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{h}_{1,l}\left(k\right)\\ h_{2,l}\left(k\right)\end{array}\right]---\left(4\right)$

$={\left[\begin{array}{cc}\frac{h_{1,l}\left(k\right)}{{\mathrm{\σ}}_{1,l}^2\left(k\right)}& \frac{h_{2,l}\left(k\right)}{{\mathrm{\σ}}_{2,l}^2\left(k\right)}\end{array}\right]}^T$

MRC方法提供通用性能，并且比MMSEC方法容易实现。

在MMSEC方法中，利用等式(5)来计算权向量。

$w_l\left(k\right)={\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\σ}}_{1.l}^2\left(k\right)& {\mathrm{\ρ}}_l\left(k\right)\\ {\mathrm{\ρ}}_l^{*}\left(k\right)& {\mathrm{\σ}}_{2,l}^2\left(k\right)\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{h}_{1,l}\left(k\right)\\ h_{2,l}\left(k\right)\end{array}\right]---\left(5\right)$

与PWC和MRC方法相比，MMSEC方法保证更高性能，但是更难实现。

图3A是示出了在传统高速分组数据系统的移动站中输入到信道解码器(未示出)的合并信号的分布范围根据合并方法而不同的状态的图。

图3A示出了当将利用等式(3)、(4)或(5)计算的权向量w₁(k)到w_L(k)与解扰的支路输出信号y₁(k)到y_L(k)相乘时、利用PWC、MRC和MMSEC方法中的每一种从合并器210输出的合并信号的概率密度函数的分布。

如果没有修改地使用从权向量计算器206输出的权向量w₁(k)到w_L(k)，则从合并器210输出并输入到信道解码器的合并信号的范围根据使用的合并方法具有不同分布。

一般来说，考虑到信道解码器的复杂性，在信道解码器中包括的软度量发生器(未示出)的输入范围具有有限范围，并且确定该输入范围所基本使用的合并方法是PWC方法。然而，如果没有修改地使用利用MRC、MMSEC、或其它合并方法计算的权向量，则由于合并信号的输入比特范围变化，所以具有有限输入范围的信道解码器的性能降级。

为了使得即使使用各种合并方法时的信道解码器的性能降级最小化，必须能够控制(从合并器210输出的)输入到信道解码器的合并信号的范围。为此，在当前实施例中，控制从权向量计算器206输出的权向量的动态范围。

权向量计算器206利用从PWC、MRC和MMSEC方法中选择的合并方法来计算权向量w₁(k)到w_L(k)，并向控制器208输出权向量w₁(k)到w_L(k)。控制器208输出利用等式(6)、(7)和(8)控制权向量w₁(k)到w_L(k)的动态范围而修改的权向量v₁(k)到v_L(k)，以即使选择了任意合并方法，仍拟合信道解码器的输入范围。图3B是示出了当根据本发明控制权向量的动态范围时、即使当使用不同合并方法时、输入到信道解码器的合并信号的分布范围也相同的状态的图。

控制器208控制用于生成输入到沃尔什解码器(未示出)和软度量发生器(即信道解码器)的合并信号的权向量的动态范围。

在当前实施例中，利用等式(6)定义用于控制权向量的动态范围的比例因子Z(k)。

$Z\left(k\right)=\frac{\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^H\left(k\right)h_l\left(k\right)}{\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{w}_l^H\left(k\right)h_l\left(k\right)}---\left(6\right)$

在等式(6)中，L表示多个路径的数目，h_l(k)和w_l(k)的上标H表示厄密共轭转置。例如，当向量x是x＝[1+j，2-3*j]^T时，x^H＝[1-j，2+3*j]。这里，T表示转置矩阵，x表示列向量，而xH表示行向量。由于H，所以比例因子Z(k)不是虚数而是实数。

通过如等式(7)代表的那样延迟等式(6)的比例因子Z(k)，而使用从控制器208输出的修改的权向量v_l(k)。

v_l(k)＝f(Z(k)，Z(k-1)，Z(k-2)，…，Z(k-P))w_l(k)......(7)

在等式(7)中，变量P是正数，而比例因子延迟函数f可以例如如等式(8)定义的那样。

使用比例因子Z(k)来将利用权向量的合并信号拟合到信道解码器的输入数据范围，并且变量P用于确定使用多少比例因子来获得修改的权向量v_l(k)，其中每一比例因子延迟了码片间隔。

f(Z(k-1)，Z(k-2)，…，Z(k-P))＝Z(k-64)......(8)

在等式(8)的Z(k-64)中，“64”是EV-DV系统中的两个导频码元之间的持续时间为64码片的情况下的示例，并在将等式(8)应用到另一系统的情况下或两个导频码元之间的持续时间不同的情况下，被设置为相关码片持续时间。

如果假设分配给第一天线的第1路径的支路的PN解扰信号是y_1，l(k)而分配给第二天线的第1路径的支路的PN解扰信号是y_2，l(k)，则输入到合并器210的解扰信号y_l(k)如等式(9)那样定义。

y_l(k)＝[y_1，l(k)y_2，l(k)]^T......(9)

如果假设合并器210的输出信号是a(k)而根据本发明修改的权向量为v_l(k)，则如等式(10)那样定义a(k)。

$a\left(k\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{v}_l^H\left(k\right)y_l\left(k\right)---\left(10\right)$

在等式(10)中，上标H表示厄密共轭转置，而厄密共轭转置用于对抗在前向信道中发生的相位旋转。

图4是图示了根据本发明的用于控制施加到移动站的合并器的权向量的动态范围的方法的流程图。

参考图4，在步骤401中，已从基站接收了RF信号的移动站的信道估计器202通过计算等式(1)利用基站和移动站两者已知的导频码元，来估计分配给每一天线接收路径的信道。自相关矩阵计算器204通过计算等式(2)从导频码元中估计噪声方差和噪声协方差。

在步骤403中，权向量计算器206通过向等式(3)、(4)和(5)施加信道估计值和/或自相关矩阵值，而计算与根据信道环境选择的合并方法对应的权向量。控制器208在步骤405中确定是否已选择了PWC方法作为合并方法。如果在步骤405中确定已选择了PWC方法，则控制器208没有修改地输出利用等式3计算的权向量。

合并器210在步骤407中将PN解扰信号和利用等式(3)计算的权向量相乘，并在步骤415中通过向从每一支路输出的信号添加合适的延迟，而输出合并信号。

如果在步骤405中确定还没有选择PWC方法，则控制器208在步骤409中通过计算等式(6)，利用所选择的合并方法的信道估计值和权向量，来计算比例因子。

在步骤411中，控制器208通过将根据等式(4)的MRC方法(或根据等式(5)的MMSEC方法)计算的权向量与延迟的比例因子相乘，而输出修改为拟合信道解码器的输入范围的权向量。已接收到修改的权向量的合并器210在步骤413中将PN解扰信号与修改的权向量相乘，并在步骤415中通过向从每一支路输出的信号添加合适的延迟，而输出合并信号。

如上所述，根据本发明，即使当在利用CDMA方案的高速分组数据系统的移动站中接收数据时使用各种合并方法，也可使得信道解码器的性能降级最小化。

另外，可在利用各种合并方法的高速分组数据系统的移动站中控制与PN解扰信号相乘的权向量的动态范围。

另外，在利用各种合并方法的高速分组数据系统的移动站中，可根据信道环境使用各种合并方法，而无需改变与合并器邻接的数据路径的精度。

尽管已参考本发明的某些优选实施例而示出和描述了本发明，但是本领域技术人员将理解，可在这里进行形式和细节的各种改变，而不脱离所附权利要求限定的本发明的精神和范围。

Claims (16)

1.一种设备，用于在高速分组数据系统的移动站中控制权向量的范围，以生成接收的多径信号的合并信号，该设备包括：

信道估计器，用于接收来自基站的导频码元，并计算经由每一天线的接收路径的信道估计值；

自相关矩阵计算器，用于从所接收的导频码元中计算在每一码片持续时间中的自相关矩阵值；

权向量计算器，用于根据多径信号的合并方法，利用所述信道估计值和/或自相关矩阵值，来计算权向量；

控制器，用于通过根据合并方法拟合信道解码器的输入范围，而输出修改的权向量；和

合并器，用于通过将解扰的接收信号和修改的权向量相乘，来输出合并信号。

2.根据权利要求1的设备，其中该合并方法包括导频加权合并(PWC)方法、最大比率合并(MRC)方法、和最小均方误差合并(MMSEC)方法中的至少一种。

3.根据权利要求1的设备，其中该控制器还被配置为根据信道环境选择合并方法。

4.根据权利要求1的设备，其中该控制器还被配置为基于使用的合并方法确定是否修改权向量。

5.根据权利要求1的设备，其中该控制器利用用于控制权向量的动态范围的比例因子，来修改权向量。

6.根据权利要求5的设备，其中如果假设比例因子为Z(k)，则通过下式来定义比例因子

$Z\left(k\right)=\frac{\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^H\left(k\right)h_l\left(k\right)}{\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{w}_l^H\left(k\right)h_l\left(k\right)}$

其中w(k)表示根据合并方法的权向量，h(k)表示信道估计值，L表示多个路径的数目，h(k)和w(k)中的上标H表示厄密共轭转置。

7.根据权利要求6的设备，其中根据下式通过延迟比例因子Z(k)来使用修改的权向量v_l(k)

v_l(k)＝f(Z(k)，Z(k-1)，Z(k-2)，...，Z(k-P))w_l(k)

其中P是表示延迟该比例因子的码片持续时间的正数，而f表示比例因子延迟函数。

8.根据权利要求7的设备，其中当该移动站包括两个天线时，如果第一天线的第1路径的PN解扰信号是y_1，l(k)而第二天线的第1路径的PN解扰信号是y_2，l(k)，则输入到合并器的第1路径的解扰的接收信号y_l(k)被定义为

y_l(k)＝[y_1，l(k)y_2，l(k)]^T

并且如果合并信号为a(k)而修改的权向量为v_l(k)，则合并信号被定义为

$a\left(k\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{v}_l^H\left(k\right)y_l\left(k\right),$

其中，上标T表示矩阵转置，上标H表示厄密共轭转置。

9.一种方法，用于在高速分组数据系统的移动站中控制权向量的范围，以生成接收的多径信号的合并信号，该方法包括以下步骤：

接收来自基站的导频码元，计算经由每一天线的接收路径的信道估计值，并从所接收的导频码元中计算在每一码片持续时间中的自相关矩阵值；

根据多径信号的合并方法，利用所述信道估计值和/或自相关矩阵值，来计算权向量；

通过根据合并方法拟合信道解码器的输入范围，而计算修改的权向量；和

通过将解扰的接收信号和修改的权向量相乘，来输出合并信号。

10.根据权利要求9的方法，其中该合并方法包括导频加权合并(PWC)方法、最大比率合并(MRC)方法、和最小均方误差合并(MMSEC)方法中的至少一种。

11.根据权利要求9的方法，其中所述计算权向量的步骤还包括根据信道环境选择合并方法。

12.根据权利要求9的方法，其中所述计算修改的权向量的步骤还包括基于使用的合并方法来确定是否修改权向量。

13.根据权利要求9的方法，其中所述计算修改的权向量的步骤还包括利用比例因子，来修改权向量的动态范围。

14.根据权利要求13的方法，其中如果假设比例因子为Z(k)，则通过下式来定义比例因子

$Z\left(k\right)=\frac{\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^H\left(k\right)h_l\left(k\right)}{\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{w}_l^H\left(k\right)h_l\left(k\right)}$

其中w(k)表示根据合并方法的权向量，h(k)表示信道估计值，L表示多个路径的数目，h(k)和w(k)中的上标H表示厄密共轭转置。

15.根据权利要求14的方法，其中根据下式通过延迟比例因子Z(k)来使用修改的权向量v_l(k)

v_l(k)＝f(Z(k)，Z(k-1)，Z(k-2)，...，Z(k-P))w_l(k)

其中P是表示延迟该比例因子的码片持续时间的正数，而f表示比例因子延迟函数。

16.根据权利要求15的方法，其中当该移动站包括两个天线时，如果假设第一天线的第1路径的PN解扰信号是y_1，l(k)而第二天线的第1路径的PN解扰信号是y_2，l(k)，则输入到合并器的第1路径的解扰的接收信号y_l(k)被定义为

y_l(k)＝[y_1，l(k)y_2，l(k)]^T

并且如果合并信号为a(k)而修改的权向量为v_l(k)，则合并信号被定义为

$a\left(k\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{v}_l^H\left(k\right)y_l\left(k\right),$

其中，上标T表示矩阵转置，上标H表示厄密共轭转置。

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