KR102091513B1 - Rfid 리더기의 수신 장치 및 수신 방법 - Google Patents

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Abstract

RFID 리더기의 수신 장치는 복수의 수신 안테나를 통해 수신된 태그 응답 신호를 이용하여 각각 복수의 수신 안테나별 채널 계수를 추정하고, 추정된 복수의 수신 안테나별 채널 계수를 이용하여 복수의 수신 안테나별 수신된 태그 응답 신호를 보상한 후 보상된 복수의 수신 안테나별 태그 응답 신호를 결합한 후 결합된 신호로부터 비트를 검출한다.

Description

RFID 리더기의 수신 장치 및 수신 방법{APPARATUS AND METHOD FOR RECEIVING OF RFID READER}
본 발명은 RFID 리더기의 수신 장치 및 수신 방법에 관한 것으로, 특히 다중경로 페이딩(multipath fading)에 따른 태그 인식률 저하를 개선할 수 있는 RFID 리더기에 관한 것이다.
일반적으로 RFID(Radio Frequency Identification) 기술은 각 사물에 태그를 부착하고, 사물의 고유 식별자(ID)를 무선으로 인식하여, 해당 정보를 수집, 저장, 가공, 추적함으로써 사물에 대한 측위, 원격처리, 관리 및 사물간 정보교환의 서비스를 제공하는 기술이다. 이러한 RFID 기술은 기존의 바코드를 대체하여 자재 관리 및 유통뿐만 아니라, 보안 등의 다양한 분야에 적용됨으로써, 새로운 시장을 형성할 것으로 예상된다.
UHF 대역 900MHz RFID 시스템은 수동형(Passive) 타입이며, 데이터 전송방식은 역산란 변조를 사용한다. 여기서 역산란 변조란 리더기로부터 송출된 연속파(Continuous Wave, CW)를 태그가 산란시켜 리더기에게 되돌려 보낼 때, 그 산란되는 전자파의 크기를 변환시켜서 태그의 정보를 보내는 방법이다.
수동형 RFID 시스템의 통신규약에 따르면, 리더기의 송신기는 디지털 처리부, 예컨대 모뎀으로부터 기저대역 신호를 입력 받으면, 변조신호와 연속파 신호를 번갈아 송신한다. 리더기의 송신기가 변조신호를 송신할 경우에, 태그는 수신만 하고 그에 대한 응답 신호를 보내지 않기 때문에 리더기의 수신기에서 수신되는 신호는 없다. 반면에, 리더기의 송신기가 연속파를 송신할 경우에는 태그로부터의 응답 신호가 있기 때문에 리더기 수신기는 응답신호를 수신하여 처리한다.
태그는 리더기로부터의 연속파 신호 중에서 일부를 흡수하고 나머지 일부를 반사시킨다. 이와 같이 반사된 신호가 태그로부터의 응답 신호이며, 반사율에 변화를 줌으로써 태그 정보가 실리게 된다.
리더기는 연속파 신호를 송신하는 동안에 응답 신호 수신도 동시에 한다. 이러한 결과, 리더기에서는 송신과 수신이 동일한 주파수를 사용하게 되는 것이다.
태그와 리더기간 데이터 전송 방식을 살펴보면 무선 통신 채널을 통해 리더기로부터 송신된 연속파 신호는 태그의 임피던스 부정합을 통해 동일한 주파수의 역산란 변조 신호로 되돌아온다. 이때 되돌아오는 역산란 변조 신호는 주변 환경의 다중경로 페이딩의 영향이나 태그 밀집 환경으로 인한 태그간 간섭 등으로 인해 신호의 크기 및 위상이 심하게 왜곡(distortion)되는 현상이 발생되며, 이로 인해 리더기의 수신기에서는 태그로부터의 응답 신호를 복원하기가 힘들며, 이로 인해 태그 인식률이 저하되는 문제점이 있다.
본 발명이 해결하려는 과제는 다중경로 페이딩의 영향으로 인한 태그 인식률 저하를 개선할 수 있는 RFID 리더기의 수신 장치 및 수신 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 한 실시 예에 따르면, 태그에 의해 역산란 변조된 응답 신호를 수신하는 RFID 리더기의 수신 장치가 제공된다. RFID 리더기의 수신 장치는 복수의 수신 안테나, 복수의 채널 추정부, 복수의 채널 보상부, 결합부, 그리고 비교부를 포함한다. 상기 복수의 수신 안테나는 상기 응답 신호를 수신한다. 상기 복수의 채널 추정부는 상기 복수의 수신 안테나를 통해 수신된 신호를 이용하여 각각 채널 계수를 추정한다. 상기 복수의 채널 보상부는 상기 복수의 채널 추정부에 의해 각각 추정된 채널 계수를 이용하여 상기 복수의 수신 안테나를 통해 수신된 신호를 보상한다. 상기 결합부는 보상된 복수의 신호를 결합하여 하나의 채널 결합 신호를 생성한다. 그리고 비교부는 상기 채널 결합 신호로부터 비트를 검출한다.
상기 응답 신호는 프리앰블 신호를 포함하며, 상기 복수의 채널 추정부는 각각 상기 복수의 수신 안테나를 통해 프리앰블 구간에 수신되는 프리앰블 신호와 미리 알고 있는 파일럿 신호와의 상관을 이용하여 채널 계수를 추정할 수 있다.
상기 프리앰블 신호는 FMO 프리앰블 신호 또는 밀러(Miller) 프리앰블 신호를 포함할 수 있다.
상기 프리앰블 신호는 구형파의 서브캐리어로 표현되는 비트 패턴을 포함할 수 있다.
상기 복수의 채널 추정부 각각은 대응하는 수신 안테나를 통해서 상기 프리앰블 구간에 수신된 I 채널 신호와 상기 파일럿 신호와의 상관 값을 계산하는 I 채널 상관기, 상기 대응하는 수신 안테나를 통해서 상기 프리앰블 구간에 수신된 Q 채널 신호와 상기 파일럿 신호와의 상관 값을 계산하는 Q 채널 상관기, 상기 I 채널 신호의 상관 값과 상기 Q 채널 신호의 상관 값을 이용하여 상관 에너지 값을 계산하는 에너지 계산부, 그리고 상기 프리앰블 구간에 대응하는 주기 동안 상기 에너지 계산부에 의해 계산된 상관 에너지 값의 최대 값을 이용하여 상기 I 채널 신호의 채널 계수와 상기 Q 채널 신호의 채널 계수를 계산하는 채널 계수 계산부를 포함할 수 있다.
상기 에너지 계산부는 상기 I 채널 신호의 상관 값을 제곱한 값과 상기 Q 채널 신호의 상관 값을 제곱한 값을 합하여 상기 상관 에너지 값을 계산할 수 있다.
상기 RFID 리더기의 수신 장치는 복수의 프리앰블 검출부를 더 포함할 수 있다. 상기 복수의 프리앰블 검출부는 상기 복수의 수신 안테나를 통해 수신되는 신호와 상기 파일럿 신호와의 상관을 이용하여 상기 복수의 수신 안테나를 통해 수신되는 신호로부터 상기 프리앰블 신호의 시작점을 검출한다. 이때 상기 복수의 채널 추정부는 각각 해당하는 프리앰블 검출부에 의해 검출된 프리앰블 신호의 시작점으로부터 상기 프리앰블 구간을 판단할 수 있다.
상기 복수의 채널 보상부는, 각각 대응하는 수신 안테나를 통해 상기 프리앰블 구간 이후에 수신되는 신호의 I 채널 신호와 Q 채널 신호에, 대응하는 채널 추정부에 의해 추정된 채널 계수의 켤레 값을 곱할 수 있다.
상기 복수의 채널 보상부는, 각각 대응하는 수신 안테나를 통해 상기 프리앰블 구간 이후에 수신되는 신호의 I 채널 신호와 Q 채널 신호에, 대응하는 채널 추정부에 의해 추정된 채널 계수의 켤레 값을 정규한 값을 곱할 수 있다.
본 발명의 다른 한 실시 예에 따르면, 태그에 의해 역산란 변조된 응답 신호를 수신하는 RFID 리더기의 수신 방법이 제공된다. RFID 리더기의 수신 방법은 복수의 수신 안테나를 통해 상기 응답 신호를 수신하는 단계, 상기 복수의 수신 안테나를 통해 각각 수신되는 응답 신호를 이용하여 상기 복수의 수신 안테나별 채널 계수를 추정하는 단계, 추정된 상기 복수의 수신 안테나별 채널 계수를 이용하여 복수의 수신 안테나별 수신된 응답 신호를 보상하는 단계, 보상된 상기 복수의 수신 안테나별 응답 신호를 하나의 채널 결합 신호로 결합하는 단계, 그리고 상기 채널 결합 신호로부터 비트를 검출하는 단계를 포함한다.
상기 응답 신호는 태그 정보 및 상기 태그 정보 앞에 프리앰블 신호를 포함하며, 상기 추정하는 단계는 상기 복수의 수신 안테나를 통해 각각 수신되는 응답 신호로부터 각각 상기 프리앰블 신호의 시작점을 검출하는 단계, 그리고 상기 복수의 수신 안테나를 통해 수신되는 프리앰블 신호와 미리 알고 있는 파일럿 신호의 상관 값을 이용하여 상기 복수의 수신 안테나별 채널 계수를 추정하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 프리앰블 신호는 FMO 프리앰블 신호 또는 밀러(Miller) 프리앰블 신호를 포함할 수있다.
상기 프리앰블 신호의 시작점을 검출하는 단계는 대응하는 수신 안테나를 통해 수신되는 신호와 상기 파일럿 신호와의 상관을 이용하여 상기 대응하는 수신 안테나를 통해 수신되는 신호로부터 상기 프리앰블 신호의 시작점을 검출하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 보상하는 단계는 상기 복수의 수신 안테나를 통해 상기 프리앰블 신호 이후에 수신되는 신호에 상기 추정된 복수의 수신 안테나별 추정된 채널 계수의 켤레 값을 곱하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 보상하는 단계는 상기 복수의 수신 안테나를 통해 상기 프리앰블 신호 이후에 수신되는 신호에 상기 추정된 복수의 수신 안테나별 추정된 채널 계수의 켤레 값을 정규화한 값을 곱하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 검출하는 단계는 비트 0에 해당하는 기준 신호와 상기 채널 결합 신호를 상관하여 제1 상관 값을 계산하는 단계, 비트 1에 해당하는 기준 신호와 상기 채널 결합 신호를 상관하여 제2 상관 값을 계산하는 단계, 그리고 상기 제1 상관 값과 상기 제2 상관 값의 비교를 통해서 비트 0인지 비트 1인지 결정하는 단계를 포함할 수 있다.
본 발명의 실시 예에 의하면, RFID 리더기는 단일 채널/단일 안테나를 가지는 기존의 RFID 리더기와 달리 다중 안테나/다중 채널을 포함하며, 안테나 위치에 따라 달리 수신되는 태그 응답 신호에 적절한 가중치(weighting)를 주고 결합(combining)하는 신호 처리 과정을 통해 다중 경로 페이딩으로 인한 전파 음영 지역(dead zone)을 제거함으로써, RFID 태그 인식률을 향상 시킬 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 RFID 시스템을 나타낸 도면이다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 RFID 리더기를 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 RFID 리더기의 수신 장치를 나타낸 도면이다.
도 4는 ISO/IEC 18000-63 표준에 정의된 밀러(Miller) 방식의 프리앰블 신호 구조를 나타낸 도면이다.
도 5는 도 3에 도시된 비트 검출부를 나타낸 도면이다.
도 6은 도 3에 도시된 채널 추정부를 나타낸 도면이다.
도 7은 도 3에 도시된 채널 보상부의 일 예를 나타낸 도면이다.
도 8은 도 3에 도시된 채널 보상부의 다른 일 예를 나타낸 도면이다.
도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 RFID 리더기의 신호 수신 방법을 나타낸 흐름도이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시 예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시 예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 및 청구범위 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성 요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성 요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
이제 본 발명의 실시 예에 따른 RFID 리더기의 수신 장치 및 수신 방법에 대하여 도면을 참고로 하여 상세하게 설명한다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 RFID 시스템을 나타낸 도면이다.
도 1을 참고하면, RFID 태그(100) 및 RFID 리더기(200)를 포함한다.
RFID 태그(100)를 부착한 객체가 RFID 리더기(200)의 인식 영역(read zone)에 놓이게 되면, RFID 리더기(200)는 RFID 태그(100)에게 질문 신호(interrogation)를 보내고, RFID 태그(100)는 RFID 리더기(200)의 질문 신호에 응답한다. RFID 리더기(200)는 특정 무선 주파수(Radio Frequency, RF) 신호를 변조하여 RFID 태그(100)에게 질문 신호를 송출할 수 있고, RFID 태그(100)는 RFID 리더기(200)로부터 송출된 RF 신호를 역산란 변조(Backscattered Modulation)시켜 내부 메모리에 저장된 자신의 고유 식별 코드 및 데이터 정보(이하, "태그 정보"라 함)를 RFID 리더기(200)에게 전달한다. 즉 RFID 태그(100)에 의해 역산란 변조된 신호가 RFID 태그(100)의 응답 신호이다.
RFID 태그(100)로부터 RFID 리더기(200)로 되돌아오는 역산란 변조 신호는 주변 환경의 다중경로 페이딩의 영향으로 인해 응답 신호의 크기 및 위상이 심하게 왜곡되는 현상이 발생될 수 있다. 여기서 다중경로 페이딩이란 서로 다른 경로를 따라 수신되는 전파들이 여러 물체에 의한 다중반사로 인하여 서로 상호작용을 일으켜 특정장소에서 진폭 및 위상 등이 불규칙하게 변하는 현상을 말한다. 이러한 다중경로 페이딩의 영향으로 RFID 리더기(200)의 태그 인식률이 크게 저하될 수 있다. 아래에서는 다중경로 페이딩의 영향으로 인한 태그 인식률을 개선할 수 있는 RFID 리더기(200)에 대하여 자세하게 설명한다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 RFID 리더기를 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 2를 참고하면, RFID 리더기(200)는 하나의 송신 안테나(210)와 복수의 수신 안테나(2201~220N)를 사용하는 SIMO(single input multiple output) 구조를 가진다.
RFID 리더기(200)는 복수의 수신 안테나(2201~220N)를 통해 각각 수신되는 태그 응답 신호로부터 태그 정보를 복원한다. RFID 리더기(200)는 복수의 수신 안테나(2201~220N)를 통해 각각 수신되는 태그 응답 신호에 독립적인 가중치를 곱한 후 결합하여 태그 정보를 복원한다.
RFID 태그(100)의 태그 안테나와 RFID 리더기(200)의 복수의 수신 안테나(2201~220N)간 다중채널을 통해 수신되는 신호 중 어느 하나의 신호가 깊은 페이딩을 겪을 때 다른 신호는 깊은 페이딩을 겪을 확률이 적다. 따라서 RFID 리더기(200)는 복수의 수신 안테나(2201~220N)를 통해 각각 수신되는 태그 응답 신호에 적절한 가중치를 곱한 후 결합하여 다중 경로 페이딩으로 인한 전파 음영 지역(dead zone)을 제거함으로써, RFID 태그(100)의 인식률을 향상시킬 수 있다.
그러면, 본 발명의 실시 예에 따른 RFID 리더기의 신호 수신 방법에 대하여 도 3 내지 도 9를 참고로 하여 자세하게 설명한다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 RFID 리더기의 수신 장치를 나타낸 도면이다.
도 3을 참고하면, RFID 리더기(200)의 수신 장치(300)는 수신 안테나(3101, 3102), 수신 처리부(3201, 3202), 프리앰블 검출부(3301, 3302), 채널 추정부(3401, 3402), 채널 보상부(3501, 3502), 결합부(360), 상관기(3701, 3702), 비교부(380) 및 에러 검출부(390)를 포함한다.
수신 처리부(3201, 3202), 프리앰블 검출부(3301, 3302), 채널 추정부(3401, 3402) 및 채널 보상부(3501, 3502)의 개수는 수신 안테나(3101, 3102)의 개수에 대응한다. 도 3에서는 설명의 편의상 2개의 수신 안테나(3201, 3202)만을 도시하였으나, 그 이상의 수신 안테나가 존재할 수 있다.
수신 안테나(3101, 3102)는 RFID 태그(100)로부터의 태그 응답 신호를 수신한다.
수신 처리부(3201, 3202)는 각각 수신 안테나(3101, 3102)를 통해 수신된 태그 응답 신호(이하, "수신 신호"라 함)에 대하여 신호 처리를 수행한다. 수신 처리부(3201, 3202)는 수신 신호에 대하여 주파수 변환 및 필터링을 수행한 후, 수신 신호의 I 채널 신호와 Q 채널 신호를 각각 아날로그 신호에서 디지털 신호로 변환하고, 디지털 신호로 변환된 수신 신호의 I 채널 신호와 Q 채널 신호를 필터링하여 대역외 신호(Out-of-band)를 제거한다.
프리앰블 검출부(3301, 3302)는 각각 해당 수신 신호의 필터링된 I 채널 신호와 Q 채널 신호로부터 프리앰블 신호의 시작점을 검출한다. 프리앰블 검출부(3301, 3302)는 각각 UHF 대역 RFID 국제 표준 규격인 ISO/IEC 18000-63에 정의된 태그의 프리앰블 비트 패턴(프리앰블 신호)과의 패턴 매칭을 통해서 프리앰블 신호의 시작점을 검출할 수 있다.
채널 추정부(3401, 3402)는 프리앰블 신호의 시작점이 검출되면, 이 시점부터 프리앰블 신호인 것으로 판단하고 이 시점부터 수신되는 I 채널 신호와 Q 채널 신호를 이용하여 I 채널 및 Q 채널 계수를 추정한다. 채널 추정부(3401, 3402) 또한 UHF 대역 RFID 국제 표준 규격인 ISO/IEC 18000-63에 정의된 태그의 프리앰블 비트 패턴(프리앰블 신호)과의 패턴 매칭을 통해서 I 채널 및 Q 채널 계수를 추정할 수 있다. ISO/IEC 18000-63에 정의된 태그의 프리앰블 신호로는 FMO 프리앰블 신호 또는 밀러(Miller) 프리앰블 신호이다.
채널 보상부(3501, 3502)는 채널 추정부(3401, 3402)에 의해 추정된 I 채널 및 Q 채널 계수를 이용하여 프리앰블 신호에 이어서 수신되는 신호의 I 채널 신호와 Q 채널 신호를 보상한다.
결합부(360)는 채널 보상부(3501, 3502)에 의해 각각 보상된 I 채널 신호와 Q 채널 신호를 결합하여 하나의 채널 결합 신호를 생성한다.
상관기(3701)는 비트 0에 해당하는 기준 신호를 가지며, 비트 0에 해당하는 기준 신호와 채널 결합 신호를 상관하고 상관 값을 비교부(380)로 출력한다.
상관기(3702)는 비트 1에 해당하는 기준 신호를 가지며, 비트 1에 해당하는 기준 신호와 채널 결합 신호를 상관하고 상관 값을 비교부(380)로 출력한다.
비교부(380)는 상관기(3701, 3702)의 상관 값을 비교하여 RFID 리더기(200)의 수신 장치(300)에서 수신한 신호가 비트 0인지 비트 1인지 판단함으로써, RFID 태그(100)로부터 송신된 비트들을 검출한다.
에러 검출부(390)는 검출된 비트의 CRC(cyclic redundancy checks) 체크를 통해 에러를 검출하고, 검출된 비트에 에러가 없으면 검출된 비트들 최종 복원 데이터로 판단한다.
도 4는 ISO/IEC 18000-63 표준에 정의된 밀러(Miller) 방식의 프리앰블 신호 구조를 나타낸 도면으로, 자세한 설명은 생략한다.
도 4를 참고하면, RFID 태그(100)에서 사용하는 프리앰블 신호는 M 값에 따라 비트 주기에 반복되는 서브캐리어 횟수가 결정된다. M은 심볼당 부반송파 주기의 수를 나타내며, 예를 들어 M=4일 경우, 비트 0을 표현하기 위해서 4주기의 구형파(square wave) 형태의 서브캐리어가 사용될 수 있다.
RFID 태그(100) 및 RFID 리더기(200)는 도 4에 도시된 프리앰블 신호 중 {0, 1, 0, 1, 1, 1}로 정의된 특정 프리앰블 비트 패턴을 사용한다. 수신 장치의 구조에 따라 사용되는 비트 수는 달라질 수 있다. 실제로 RFID 리더기(200)에서 채널 추정에 사용되는 파일럿 신호[p(n)]는 그 길이가 6비트보다 길다. 그 이유는 하나의 비트를 표현하기 위해서 수 주기의 구형파가 사용되기 때문이다. 예를 들면, M=4인 경우 6 비트를 표현하기 위해 총 24주기의 서브캐리어 구형파가 사용되고 각 서브캐리어 구형파에는 중간에 위상 반전이 존재하기 때문에 6 비트를 표현하기 위해서는 총 48개의 하이(high)/로우(low) 값들이 사용된다. 따라서 6 비트를 채널 추정에 사용할 경우 실제 RFID 리더기(200)에서는 하이/로우 값을 가지는 24개의 구형파 길이의 파일럿 신호를 사용하여 채널 추정을 실시하는 것과 같게 된다.
도 5는 도 3에 도시된 비트 검출부를 나타낸 도면으로, 도 5에서는 프리앰블 검출부(3301, 3302) 중 하나의 프리앰블 검출부(3301)만을 도시하였으며, 프리앰블 검출부(3302) 또한 프리앰블 검출부(3301)와 동일하게 구성될 수 있다.
도 5를 참고하면, 프리앰블 검출부(3301)는 I 채널 상관기(332), Q 채널 상관기(334), 에너지 계산부(336) 및 비교부(338)를 포함한다.
I 채널 상관기(332)는 비트 단위로 현재 입력되는 I 채널 신호[rI(n)]와 그 직전에 입력된 (N-1)개의 I 채널 신호[rI(n-1), …, rI(n-N+1)]에 각각 미리 알고 있는 N 길이의 파일럿 신호[p(n)]의 각 비트[p(N), p(N-1), …, p(1)]를 곱한 후 합산하여 I 채널 신호의 상관 값을 계산한다. 이때 I 채널 상관기(332)는 직렬로 연결되어 있는 D 플립플롭과 같은 복수의 지연 소자(D)를 통해 직전에 입력된 (N-1)개의 I 채널 신호[rI(n-1), …, rI(n-N+1)]를 저장할 수 있다.
I 채널 신호의 상관 값은 수학식 1과 같이 계산될 수 있다. N 길이의 파일럿 신호[p(n)]는 프리앰블 신호의 프리앰블 비트 패턴과 동일한 신호이다.
Figure 112013103005287-pat00001
Q 채널 상관기(334)는 비트 단위로 현재 입력되는 Q 채널 신호[rQ(n)]와 그 직전에 입력된 (N-1)개의 I 채널 신호[rQ(n-1), …, rQ(n-N+1)]에 각각 N 길이의 파일럿 시퀀스[p(n)]의 각 비트[p(N), p(N-1), …, p(1)]를 곱한 후 합산하여 Q 채널 신호의 상관 값을 계산한다. 이때 I 채널 상관기(332)는 직렬로 연결되어 있는 D 플립플롭과 같은 복수의 지연 소자(D)를 통해 직전에 입력된 (N-1)개의 I 채널 신호[rI(n-1), …, rI(n-N+1)]를 저장할 수 있다.
Q 채널 신호의 상관 값은 수학식 2와 같이 계산될 수 있다.
Figure 112013103005287-pat00002
에너지 계산부(336)는 I 채널 상관기(332)에 의해 계산된 I 채널 신호의 상관 값과 Q 채널 상관기(3334)에 의해 계산된 Q 채널 신호의 상관 값을 이용하여 I 채널 신호와 Q 채널 신호의 에너지 값의 합을 계산한다. I 채널 신호의 에너지는 I 채널 신호의 상관 값을 제곱(EI 2)해서 계산될 수 있으며, Q 채널 신호의 에너지는 Q 채널 신호의 상관 값을 제곱(EQ 2)해서 계산될 수 있다. 즉, 에너지 계산부(3426)는 I 채널 신호의 상관 값을 제곱한 값(EI 2)과 Q 채널 신호의 상관 값을 제곱한 값(EI 2)의 합(EI 2+EQ 2)으로부터 I 채널 신호와 Q 채널 신호의 에너지 값의 합을 계산할 수 있다.
비교기(338)는 에너지 계산부(336)에 의해 계산된 에너지 값을 미리 정해진 임계 값과 비교하고, 에너지 값이 임계 값을 넘는 시점을 프리앰블 신호의 시작점으로 판단한다. 비교기(338)는 프리앰블 신호의 시작점을 프리앰블 추정부(3401)로 전달한다.
도 6은 도 3에 도시된 채널 추정부를 나타낸 도면으로, 도 6에서는 채널 추정부(3401, 3402) 중 하나의 채널 추정부(3401)만을 도시하였으며, 채널 추정부(3402) 또한 채널 추정부(3401)와 동일하게 구성될 수 있다.
도 6을 참고하면, 채널 추정부(3401)는 I 채널 상관기(341), Q 채널 상관기(342), 에너지 계산부(343), 비교부(344) 및 채널 계수 계산부(345)를 포함한다.
I 채널 상관기(341), Q 채널 상관기(342) 및 에너지 계산부(343)의 기능은 도 5를 토대로 설명한 I 채널 상관기(332), Q 채널 상관기(334) 및 에너지 계산부(336)의 기능과 동일하므로, 자세한 설명은 생략한다. 다만, I 채널 상관기(341) 및 Q 채널 상관기(342)는 검출된 프리앰블 신호의 시작점부터 수신되는 신호를 프리앰블 신호로 간주하고, 검출된 프리앰블 신호의 시작점부터 수신되는 신호와 파일럿 신호간의 상관 값을 계산한다.
비교부(344)는 검출된 프리앰블 신호의 시작점부터 N 길이의 주기 동안 에너지 계산부(343)에 의해 계산된 에너지 값 중 최대 값을 검출하여 채널 계수 계산부(345)로 전달한다.
채널 계수 계산부(345)는 비교부(344)에 의해 검출된 최대 값에 해당하는 I 채널 신호의 상관 값에 파일럿 신호의 길이(N)의 역수를 곱하여 I 채널의 채널 계수를 계산하고, 비교부(344)에 의해 검출된 최대 값에 해당하는 Q 채널 신호의 상관 값에 파일럿 신호의 길이(N)의 역수를 곱하여 Q 채널의 채널 계수를 계산한다.
채널 추정부(3401)에서 수신된 신호[rI(n), rQ(n)]는 수학식 3과 같이 나타낼 수 있으며, 이때 I 채널 및 Q 채널의 채널 계수(
Figure 112013103005287-pat00003
,
Figure 112013103005287-pat00004
)는 수학식 4 및 수학식 5와 같이 추정될 수 있다.
Figure 112013103005287-pat00005
수학식 3에서, p(n)은 송신 신호를 나타낸다. zI(n)은 I 채널의 잡음 신호이고, zQ(n)은 I 채널의 잡음 신호이다.
Figure 112013103005287-pat00006
Figure 112013103005287-pat00007
수신 안테나의 수에 따라서 구해진 채널 계수를 가지고 채널 보상이 이루어진다. 채널 보상을 통해 수신 장치(300)의 다이버시티 이득을 얻는 방법은 크게 두 가지 방법이 있을 수 있다. 하나는 MRC(Maximal Ratio Combining)이며, 다른 하나는 EGC(Equal Gain Combining)이다.
수신 안테나의 개수가 L개인 경우에, MRC는 L개의 수신 신호에 독립적인 가중치를 적용하여 채널을 보상한 후 채널 보상된 L개의 신호를 결합하여 수신 신호의 SNR을 높이는 방법이다. 즉, 수신 안테나 별 채널 계수의 크기 및 위상을 추정하여 채널 계수의 크기가 큰 신호는 그 만큼 수신 신호의 성능이 우수한 것으로 판단되어 채널 계수의 크기가 큰 신호에 더 큰 가중치를 부여하여 채널을 보상하는 방법이다.
EGC는 L개의 수신 신호에 동일한 가중치를 적용하여 채널을 보상한 후 채널 보상된 L개의 신호를 결합하여 수신 신호의 SNR을 높이는 방법이다. 즉, 수신 안테나 별 채널 계수의 크기 및 위상을 추정하여 수신 안테나 별 채널 계수의 값을 정규화(normalize)하여 수신 안테나 별로 수신된 신호에 곱하여 결합하는 방법이다.
MRC 방식의 채널 보상 방법에 대해서 도 8을 참고로 하여 자세하게 설명하고, EGC 방식의 채널 보상 방법에 대해서 도 9를 참고로 하여 자세하게 설명하고
도 7은 도 3에 도시된 채널 보상부의 일 예를 나타낸 도면이다.
도 7을 참고하면, 채널 보상부(3501, 3502)는 수신 안테나(3101, 3102)에 대응하는 I 채널 계수 및 Q 채널 계수가 추정되면, 수신 안테나(3101, 3102)별 추정된 채널 신호의 켤레(conjugate) 신호를 구한 후 프리앰블 신호에 이어서 수신되는 신호에 켤레 신호를 곱함으로써, 수신되는 신호의 채널을 보상한다. 이때 켤레(conjugate) 신호의 크기가 가중치에 해당된다.
구체적으로, 채널 추정부(3401, 3402)에 의해 추정된 수신 안테나(3101, 3102)에 해당하는 채널 신호가 각각
Figure 112013103005287-pat00008
및
Figure 112013103005287-pat00009
라 가정하면, 채널 보상부(3501)는 채널 신호(
Figure 112013103005287-pat00010
)의 켤레 신호(
Figure 112013103005287-pat00011
)를 구한 후 수신 안테나(3101)를 통해 프리앰블 신호에 이어서 수신되는 신호의 I 채널 신호에 켤레 신호(
Figure 112013103005287-pat00012
)의 실수 값(
Figure 112013103005287-pat00013
)을 곱하고, Q 채널 신호에 켤레 신호(
Figure 112013103005287-pat00014
)의 허수 값(-
Figure 112013103005287-pat00015
)을 곱한 후 두 신호를 결합한다. 또한 채널 보상부(3502)는 채널 계수(
Figure 112013103005287-pat00016
)의 켤레 신호(
Figure 112013103005287-pat00017
)를 구한 후 수신 안테나(3102)를 통해 프리앰블 신호에 이어서 수신되는 신호의 I 채널 신호에 켤레 신호(
Figure 112013103005287-pat00018
)의 실수 값(
Figure 112013103005287-pat00019
)을 곱하고, Q 채널 신호에 켤레 신호(
Figure 112013103005287-pat00020
)의 허수 값(-
Figure 112013103005287-pat00021
)을 곱한 후 두 신호를 결합한다.
이와 같은 방법을 통해서 수신 장치(300)의 다이버시티 이득은 SNR(signal to noise ratio) 측면에서 최대 3dB까지 향상시킬 수 있다.
도 8은 도 3에 도시된 채널 보상부의 다른 일 예를 나타낸 도면이다.
도 8을 참고하면, 채널 보상부(3501, 3502)는 수신 안테나(3101, 3102)에 대응하는 I 채널 계수 및 Q 채널 계수가 추정되면, 수신 안테나(3101, 3102)별 추정된 채널 신호의 켤레(conjugate) 신호의 크기를 정규화(normalized)하고, 정규화된 채널 신호의 켤레 신호를 구한 후 프리앰블 신호에 이어서 수신되는 신호에 곱함으로써, 수신되는 신호의 채널을 보상한다.
구체적으로, 채널 추정부(3401, 3402)에 의해 추정된 수신 안테나(3101, 3102)에 해당하는 채널 신호가 각각
Figure 112013103005287-pat00022
및
Figure 112013103005287-pat00023
라 가정하면, 채널 보상부(3501, 3502)는 각각 수신 안테나(3101, 3102)에 해당하는 채널 신호(
Figure 112013103005287-pat00024
,
Figure 112013103005287-pat00025
)의 크기를 정규화한다. 수신 안테나의 채널 신호(
Figure 112013103005287-pat00026
,
Figure 112013103005287-pat00027
)의 크기는 수학식 6 및 수학식 7과 같이 정규화될 수 있다.
Figure 112013103005287-pat00028
Figure 112013103005287-pat00029
채널 보상부(3501, 3502)는 각각 정규화된 채널 신호(
Figure 112013103005287-pat00030
,
Figure 112013103005287-pat00031
)의 켤레 신호(
Figure 112013103005287-pat00032
,
Figure 112013103005287-pat00033
)를 구한다.
채널 보상부(3501)는 수신 안테나(3101)를 통해 프리앰블 신호에 이어서 수신되는 신호의 I 채널 신호에 켤레 신호(
Figure 112013103005287-pat00034
)의 실수 값(
Figure 112013103005287-pat00035
)을 곱하고, Q 채널 신호에 켤레 신호(
Figure 112013103005287-pat00036
)의 허수 값(-
Figure 112013103005287-pat00037
)을 곱한 후 두 신호를 결합하여 결합부(360)로 출력한다.
또한 채널 보상부(3502)는 수신 안테나(3102)를 통해 프리앰블 신호에 이어서 수신되는 신호의 I 채널 신호에 켤레 신호(
Figure 112013103005287-pat00038
)의 실수 값(
Figure 112013103005287-pat00039
)을 곱하고, Q 채널 신호에 켤레 신호(
Figure 112013103005287-pat00040
)의 허수 값(-
Figure 112013103005287-pat00041
)을 곱한 후 두 신호를 결합하여 결합부(360)로 출력한다.
MRC 및 EGC 기법 모두 수신 안테나의 개수가 늘어나더라도 도 7 및 도 8의 방식을 수신 안테나의 개수만큼 병렬로 확장하여 적용될 수 있다.
도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 RFID 리더기의 신호 수신 방법을 나타낸 흐름도이다.
도 9를 참고하면, 수신 안테나(3101, 3102)는 RFID 태그(100)로부터 역산란 변조된 태그 응답 신호를 수신한다(S910). 수신 안테나(3101, 3102)를 통해 수신된 태그 응답 신호는 수신 처리부(3201, 3202)에 의해 각각 신호 처리되어 프리앰블 검출부(3301, 3302)로 전달된다.
수신 처리부(3201, 3202)에 의해 각각 신호 처리된 신호의 I 채널 신호와 Q 채널 신호로부터 프리앰블 검출부(3301, 3302)에 의해 프리앰블 신호의 시작점이 검출된다(S920).
다음, 채널 추정부(3401, 3402)에 의해 프리앰블 신호의 시작점부터 수신되는 I 채널 신호와 Q 채널 신호를 이용하여 수신 안테나(3101, 3102)별 I 채널 및 Q 채널 계수가 추정되고(S930), 채널 보상부(3501, 3502)에 의해 추정된 I 채널 및 Q 채널 계수를 이용하여 프리앰블 신호에 이어서 수신되는 신호의 I 채널 신호와 Q 채널 신호가 보상된다(S940).
채널 보상부(3501, 3502)에 의해 각각 보상된 I 채널 신호와 Q 채널 신호는 결합부(360)에 의해 하나의 채널 결합 신호로 결합되고(S950), 상관기(3701, 3702)에 의해 각각 해당 기준 신호와 채널 결합 신호와의 상관 값이 계산된다(S960).
비교기(380)에 의해 상관기(3701, 3702)의 상관 값으로부터 비트 결합 신호가 비트 0인지 비트 1인지 검출된다(S960).
다음, 에러 검출부(390)에 의해 검출된 비트에 대한 에러 여부가 검출된다.
본 발명의 실시 예는 이상에서 설명한 장치 및/또는 방법을 통해서만 구현되는 것은 아니며, 본 발명의 실시 예의 구성에 대응하는 기능을 실현하는 프로그램 또는 그 프로그램이 기록된 기록 매체를 통해 구현될 수도 있으며, 이러한 구현은 앞서 설명한 실시 예의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술 분야의 전문가라면 쉽게 구현할 수 있는 것이다.
이상에서 본 발명의 실시 예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리 범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리 범위에 속하는 것이다.

Claims (18)

  1. 태그에 의해 역산란 변조된 응답 신호를 수신하는 RFID 리더기의 수신 장치로서,
    상기 응답 신호를 수신하는 복수의 수신 안테나,
    상기 복수의 수신 안테나를 통해 수신된 신호를 이용하여 각각 채널 계수를 추정하는 복수의 채널 추정부,
    상기 복수의 채널 추정부에 의해 각각 추정된 채널 계수를 이용하여 상기 복수의 수신 안테나를 통해 수신된 신호를 보상하는 복수의 채널 보상부,
    보상된 복수의 신호를 결합하여 하나의 채널 결합 신호를 생성하는 결합부, 그리고
    상기 채널 결합 신호로부터 비트를 검출하는 비교부
    를 포함하고,
    상기 응답 신호는 프리앰블 신호를 포함하며,
    상기 복수의 채널 추정부 각각은
    대응하는 수신 안테나를 통해서 상기 프리앰블 구간에 수신된 I 채널 신호와 파일럿 신호와의 상관 값을 계산하는 I 채널 상관기,
    상기 대응하는 수신 안테나를 통해서 상기 프리앰블 구간에 수신된 Q 채널 신호와 상기 파일럿 신호와의 상관 값을 계산하는 Q 채널 상관기,
    상기 I 채널 신호의 상관 값과 상기 Q 채널 신호의 상관 값을 이용하여 상관 에너지 값을 계산하는 에너지 계산부, 그리고
    상기 프리앰블 구간에 대응하는 주기 동안 상기 에너지 계산부에 의해 계산된 상관 에너지 값의 최대 값을 이용하여 상기 I 채널 신호의 채널 계수와 상기 Q 채널 신호의 채널 계수를 계산하는 채널 계수 계산부를 포함하는 RFID 리더기의 수신 장치.
  2. 삭제
  3. 제1항에서,
    상기 프리앰블 신호는 FMO 프리앰블 신호 또는 밀러(Miller) 프리앰블 신호를 포함하는 RFID 리더기의 수신 장치.
  4. 제1항에서,
    상기 프리앰블 신호는 구형파의 서브캐리어로 표현되는 비트 패턴을 포함하는 RFID 리더기의 수신 장치.
  5. 삭제
  6. 제1항에서,
    상기 에너지 계산부는 상기 I 채널 신호의 상관 값을 제곱한 값과 상기 Q 채널 신호의 상관 값을 제곱한 값을 합하여 상기 상관 에너지 값을 계산하는 RFID 리더기의 수신 장치.
  7. 제1항에서,
    상기 복수의 수신 안테나를 통해 수신되는 신호와 상기 파일럿 신호와의 상관을 이용하여 상기 복수의 수신 안테나를 통해 수신되는 신호로부터 상기 프리앰블 신호의 시작점을 검출하는 복수의 프리앰블 검출부
    를 더 포함하며,
    상기 복수의 채널 추정부는 각각 해당하는 프리앰블 검출부에 의해 검출된 프리앰블 신호의 시작점으로부터 상기 프리앰블 구간을 판단하는 RFID 리더기의 수신 장치.
  8. 제1항에서,
    상기 복수의 채널 보상부는, 각각 대응하는 수신 안테나를 통해 상기 프리앰블 구간 이후에 수신되는 신호의 I 채널 신호와 Q 채널 신호에, 대응하는 채널 추정부에 의해 추정된 채널 계수의 켤레 값을 곱하는 RFID 리더기의 수신 장치.
  9. 제1항에서,
    상기 복수의 채널 보상부는, 각각 대응하는 수신 안테나를 통해 상기 프리앰블 구간 이후에 수신되는 신호의 I 채널 신호와 Q 채널 신호에, 대응하는 채널 추정부에 의해 추정된 채널 계수의 켤레 값을 정규한 값을 곱하는 RFID 리더기의 수신 장치.
  10. 태그에 의해 역산란 변조된 응답 신호를 수신하는 RFID 리더기의 수신 방법으로서,
    복수의 수신 안테나를 통해 상기 응답 신호를 수신하는 단계,
    상기 복수의 수신 안테나를 통해 각각 수신되는 응답 신호를 이용하여 상기 복수의 수신 안테나별 채널 계수를 추정하는 단계,
    추정된 상기 복수의 수신 안테나별 채널 계수를 이용하여 복수의 수신 안테나별 수신된 응답 신호를 보상하는 단계,
    보상된 상기 복수의 수신 안테나별 응답 신호를 하나의 채널 결합 신호로 결합하는 단계, 그리고
    상기 채널 결합 신호로부터 비트를 검출하는 단계
    를 포함하고,
    상기 응답 신호는 태그 정보 및 상기 태그 정보 앞에 프리앰블 신호를 포함하며,
    상기 추정하는 단계는
    상기 복수의 수신 안테나를 통해 각각 수신되는 응답 신호로부터 각각 상기 프리앰블 신호의 시작점을 검출하는 단계,
    각 수신 안테나를 통해서 수신되는 프리앰블 신호의 I 채널 신호와 미리 알고 있는 파일럿 신호와의 상관 값을 계산하는 단계,
    상기 각 수신 안테나를 통해서 수신되는 상기 프리앰블 신호의 Q 채널 신호와 상기 파일럿 신호와의 상관 값을 계산하는 단계,
    상기 I 채널 신호의 상관 값과 상기 Q 채널 신호의 상관 값을 이용하여 상관 에너지 값을 계산하는 단계, 그리고
    상기 프리앰블 구간에 대응하는 주기 동안 상기 계산된 상관 에너지 값의 최대 값을 이용하여 상기 I 채널 신호의 채널 계수와 상기 Q 채널 신호의 채널 계수를 계산하는 단계를 포함하는 RFID 리더기의 수신 방법.
  11. 삭제
  12. 제10항에서,
    상기 프리앰블 신호는 FMO 프리앰블 신호 또는 밀러(Miller) 프리앰블 신호를 포함하는 RFID 리더기의 수신 방법.
  13. 제10항에서,
    상기 프리앰블 신호는 구형파의 서브캐리어로 표현되는 비트 패턴을 포함하는 RFID 리더기의 수신 방법.
  14. 제10항에서,
    상기 프리앰블 신호의 시작점을 검출하는 단계는
    대응하는 수신 안테나를 통해 수신되는 신호와 상기 파일럿 신호와의 상관을 이용하여 상기 대응하는 수신 안테나를 통해 수신되는 신호로부터 상기 프리앰블 신호의 시작점을 검출하는 단계를 포함하는 RFID 리더기의 수신 방법.
  15. 제10항에서,
    상기 보상하는 단계는 상기 복수의 수신 안테나를 통해 상기 프리앰블 신호 이후에 수신되는 신호에 상기 추정된 복수의 수신 안테나별 추정된 채널 계수의 켤레 값을 곱하는 단계를 포함하는 RFID 리더기의 수신 방법.
  16. 제10항에서,
    상기 보상하는 단계는
    상기 복수의 수신 안테나를 통해 상기 프리앰블 신호 이후에 수신되는 신호에 상기 추정된 복수의 수신 안테나별 추정된 채널 계수의 켤레 값을 정규화한 값을 곱하는 단계를 포함하는 RFID 리더기의 수신 방법.
  17. 제10항에서,
    상기 비트를 검출하는 단계는
    비트 0에 해당하는 기준 신호와 상기 채널 결합 신호를 상관하여 제1 상관 값을 계산하는 단계,
    비트 1에 해당하는 기준 신호와 상기 채널 결합 신호를 상관하여 제2 상관 값을 계산하는 단계, 그리고
    상기 제1 상관 값과 상기 제2 상관 값의 비교를 통해서 비트 0인지 비트 1인지 결정하는 단계를 포함하는 RFID 리더기의 수신 방법.
  18. 제10항에서,
    상기 검출된 비트로부터 오류를 검출하는 단계
    를 더 포함하는 RFID 리더기의 수신 방법.
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