JP2003333668A

JP2003333668A - 高速下りリンクにおけるパケットアクセスのためのシグナリング方法および移動通信システム

Info

Publication number: JP2003333668A
Application number: JP2003105464A
Authority: JP
Inventors: Thanh Ngoc Bui; ゴックブイタン
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 2002-04-09
Filing date: 2003-04-09
Publication date: 2003-11-21
Anticipated expiration: 2023-04-09
Also published as: JP4829469B2; AUPS164702A0

Abstract

(57)【要約】【課題】シグナリング方式を改善すること。【解決手段】ハイブリッド自動再送要求（ＨＡＲＱ）
を使用する基地局から移動局までの移動通信ネットワー
クにおける信号の方法であって、前記方法は、前記基地
局において、新しいデータあるいは再送信されたデータ
の送信を示すコードを選択する段階と、前記コードに、
冗長バージョン・パラメータ及び／またはビット・リア
レンジメント・パラメータの組み合わせを設ける段階
と、前記選択されたコードを前記移動局に送信する段階
を有し、前記選択されたコードは、利用できる組み合わ
せの数を増加するか、あるいはＨＡＲＱシグナリング方
式に必要とされるビット数を減少させる効果を有する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は移動通信ネットワー
クにおけるシグナリング方法及びシステムに関し、特
に、高速下りリンク・パケット・アクセス（ＨＳＤＰ
Ａ：High Speed Downlink Packet Access）においてハ
イブリッド自動再送要求（ＨＡＲＱ：Hybrid Automatic
Repeat Request）を使用する改良されたシグナリング
方式のための方法及びシステムに関する。

【０００２】

【従来の技術】ＨＳＤＰＡは、下りリンク方向でのマル
チメディア・サービスをサポートするために提案されて
いる第３世代無線通信標準の広帯域符号分割多重接続方
式（Ｗ−ＣＤＭＡ）における基本的な機能の１つであ
る。名称が示すように、ＨＳＤＰＡは第３世代（３Ｇ）
端末に対して高速のデータ受け渡しを可能とし、有効な
マルチメディア能力を必要としているユーザーが、無線
アクセス・ネットワークの限界によって従来は利用でき
なかったデータ転送速度の恩恵を得ることを保証する。
無線アクセス・ネットワークは、ユーザー端末と移動通
信ネットワークの基地局の間を結んでいる。

【０００３】第３世代パートナーシップ・プロジェクト
（３ＧＰＰ：3rd Generation Partnership Project）標
準リリース５の一部として、すべての主要な移動電話製
造業者、第３世代通信事業者、第３世代関係者は、実現
可能で信頼性の高い完全なＨＳＤＰＡ機能を実現するた
めに現在懸命に努力している。この機能が実現すると、
ＨＳＤＰＡは、下りリンク方向で５メガヘルツ以上の帯
域幅で最高１０Ｍｂｐｓの非常に高速のデータ転送速度
を提供する。この特に高速のデータ転送速度を使用し
て、ビデオ・ストリーミング、対話型のアプリケーショ
ン及びビデオ・オン・デマンドのような高品質なアプリ
ケーションが保証される。この目標に到達するために、
たとえば、適応変調符号化（ＡＭＣ：Adaptive Modulat
ion and Coding）、ハイブリッド自動再送要求（ＨＡＲ
Ｑ：Hybrid Automatic Repeat Request）、複数入力−
複数出力（ＭＩＭＯ：Multiple Input-Multiple Outpu
t）、高速セル選択（ＦＣＳ：fast cell selection）、
独立型の下りリンク共有チャネル（ＤＳＣＨ：Standalo
ne Down link Shared Channel）及び下りリンクチャネ
ル構造、等の基本的な技術が３ＧＰＰ標準の関係者によ
って研究されてきた。

【０００４】これらの機能の完全で適切な動作を保証す
るために、シグナリングが必要とされる。現時点では、
ＨＳＤＰＡ標準は、冗長バージョン（redundancy versi
on）及び新データ・インディケータ（ＮＤＩ：New Data
Indicator）に専用の４ビットを使用する。シグナリン
グにおけるこれらの態様のために使用されるビット数を
減少して符号化に対してより大きい容量を備えるか、あ
るいは、冗長バージョンと新データ・インディケータに
４ビットの使用を維持するが、同じシグナリング方式必
要条件を仮定した場合に、移動通信システム内の送信ノ
ードに対して選択するべき自由度を増すために、冗長バ
ージョン内の組み合わせの数を増加するかの、いずれか
が望ましいであろう。

【０００５】ＨＳＤＰＡシグナリング方式の背景を次に
説明する。初めに、ＨＡＲＱに対する下りリンクシグナ
リング方式の必要条件は、ＨＡＲＱプロセス数（proces
s number）に対して３ビット、冗長バージョンに対して
２ビット及び新データ・インディケータに対して１ビッ
トで構成されている。理論的には、冗長バージョン信号
に対しては、５ビット、すなわち、ｓに対して１ビッ
ト、ｒに対して２ビット、ｂに対して２ビットの信号が
必要であろう。冗長バージョン信号を２ビット及び３ビ
ットに減少する試みが、以前に行われた。３ビットシグ
ナリング方式の案はＴＲ２５．８５８Ｖ１．１．２とし
て参照される３ＧＰＰテクニカル・リポートの新しいド
ラフトに含まれており、したがって現在は、ＨＡＲＱに
対する下りリンクシグナリング方式の必要条件は、ＨＡ
ＲＱプロセス数に対して３ビット、冗長バージョンに対
して３ビット、新データ・インディケータに対して１ビ
ットである。

【０００６】初期のドラフトにおける３ビットシグナリ
ング方式の案では、冗長バージョン（ＲＶ）パラメータ
ｒ、ｓ、及びコンステレーション・バージョン・パラメ
ータｂは、一緒に符号化され、値Ｘ_rvを作る。値Ｘ
_rvは、あるいは数列ｘ_rv1、ｘ_rv2、ｘ_rv3として表さ
れ、ここでｘ_rv1は最上位のビットである。これは、使
用される変調方式に応じて、次の表によって行われる。
下記の表１は１６ＱＡＭ（直交振幅変調）に対する冗長
バージョン（ＲＶ）符号化を示し、表２は直交位相偏移
キーイング（ＱＰＳＫ）に対するＲＶ符号化を示す。

【０００７】

【表１】

【０００８】

【表２】

【０００９】物理層ＨＡＲＱ機能は、ＨＳ−ＤＳＣＨ物
理チャネルのビット総数に対するチャネル符号化（ター
ボ符号器）の出力におけるビット数に対応する。ＨＡＲ
Ｑ機能は冗長バージョン（ＲＶ）パラメータにより制御
される、すなわち、物理層ＨＡＲＱ機能の出力における
ビットの正確な集合は、入力ビット数、出力ビット数及
びＲＶパラメータに依存する。

【００１０】物理層ＨＡＲＱ機能は、図２に示すよう
に、２つのレート・マッチング・ステージから成る。第
１のレート・マッチング・ステージは、システマティッ
ク・ビットに対する１つのビット・ストリーム、パリテ
ィ１ビットに対する１つのビット・ストリーム、及びパ
リティ２ビットに対する別の第３のビット・ストリーム
の、３つのビット・ストリームを受信する。第１のレー
ト・マッチング・ステージは、出力ビット数がＨＳ−Ｄ
ＳＣＨＴＴＩ（送信時間間隔）で利用できる物理チャネ
ル・ビットの数と一致しないこと以外は、リリース９９
レート・マッチング機能と同じである。代わりに、出力
ビットの数は、利用可能なユーザー装置のソフト・バッ
ファリングの能力と対応する。ソフト・バッファリング
の能力についての情報は上位層により提供される。入力
ビットの数がユーザー装置のソフト・バッファリングの
能力を超えなければ、第１のレート・マッチング・ステ
ージはそのまま通過するものであることに注目された
い。

【００１１】第２のレート・マッチング・ステージは、
第１のレート・マッチング・ステージからのビット数
を、ＨＳ−ＤＳＣＨＴＴＩで利用できる物理チャネル・
ビットの数と照合する。第２のレート・マッチング・ス
テージは、さらにリリース９９レート・マッチング・ア
ルゴリズムを使用している。しかし、レート・マッチン
グは、第１のレート・マッチング・ステージによって抜
き取り処理（puncture）されていないビットを考慮する
のみであり、特定の送信で使用されたレート・マッチン
グ・パラメータはＲＶパラメータにより制御される。

【００１２】一般にチャネル・レート・マッチングと呼
ばれる第２のレート・マッチング・ステージにおいて、
ＨＳ−ＤＳＣＨトランスポート・チャネルに対するＨＡ
ＲＱレート・マッチングは、ＴＳ２５．２１２の４．
２．７．５章で説明されている一般的な方法で、次の特
有のパラメータを使用して行われる。既に説明したよう
に、第２のレート・マッチング・ステージのパラメータ
は、ＲＶパラメータのｓとｒの値に依存する。パラメー
タｓは、自己復号可能な（ｓ＝１）送信と自己復号不能
な（ｓ＝０）送信を区別するために、値０あるいは１を
取ることができる。０からｒ_maxの範囲を有するパラメ
ータｒは、抜き取り処理の場合に、初期の誤差変数ｅ
_iniを変更する。繰り返し挿入処理の場合には、両パラ
メータｒ及びｓが、初期の誤差変数ｅ_iniを変更する。
パラメータＸ、ｅ_plus及びｅ_minusは、下記の表３に示
すように計算される。

【００１３】

【表３】

【００１４】第２のレート・マッチングが行われる前の
ビット数はシステマティック・ビットに対してはＮ_sys
で、パリティ１ビットに対してはＮ_p1で、パリティ２ビ
ットに対してはＮ_p2で、それぞれ示される。符号化され
た複合トランスポート・チャネル（ＣＣＴｒＣＨ）に使
用される物理チャネルの数は、Ｐで示される。１つの無
線フレーム内のＣＣＴｒＣＨで利用できるビットの数
は、Ｎ_dataで示され、Ｐｘ３ｘＮ_data1に等しく、Ｎ
_data1はＴＳ２５．２１２で定義されている。レート・
マッチング・パラメータは次のように決定される。

【００１５】Ｎ_data≦Ｎ_sys＋Ｎ_p1＋Ｎ_p2に対しては、
抜き取り処理（puncturing）が第２のレート・マッチン
グ・ステージで実行される。再送信において送信される
システマティック・ビットの数は、自己復号可能な形式
の送信に対してはＮ_t,sys＝ｍｉｎ｛Ｎ_sys，Ｎ_data｝で
あり、自己復号不能の場合にはＮ_t,sys＝ｍａｘ｛（Ｎ
_data−（Ｎ_p1＋Ｎ_p2），０｝である。

【００１６】Ｎ_data＞Ｎ_sys＋Ｎ_p1＋Ｎ_p2に対しては、
第２のレート・マッチング・ステージで繰り返し挿入処
理（repetition）が実行される。すべてのビット・スト
リーム内の類似の繰り返し挿入処理レートは、送信され
るシステマティック・ビットの数をＮ_t,sys＝［Ｎ_sys×
Ｎ_data／Ｎ_sys＋２Ｎ_p2］に設定することにより行われ
る。

【００１７】送信におけるパリティビットの数は、それ
ぞれ、パリティ１ビットに対してＮ _t,p1＝［Ｎ_data−Ｎ
_t,sys／２］であり、パリティ２ビットに対してＮ_t,p2
＝［Ｎ_data−Ｎ_t,sys／２］である。上記の表３は、第
２のレート・マッチング・ステージに対して結果として
生ずるパラメータ選択を要約しており、ここで、パラメ
ータａは、パリティ１に対してはａ＝２を使用し、パリ
ティ２に対してはａ＝１を使用して選択される。

【００１８】レート・マッチング・パラメータｅ
_iniは、抜き取り処理の場合には、ｅ_ini（ｒ）＝｛［Ｘ
_i−（ｒ×ｅ_plus／ｒ_max）−１］ｍｏｄｅ_plus｝＋
１、すなわち、Ｎ_data≦Ｎ_sys＋Ｎ_p1＋Ｎ_p2を使用し、
繰り返し挿入処理に対しては、ｅ_ini（ｒ）＝｛［Ｘ_i−
（（ｓ＋２×ｒ）×ｅ_plus／（２×ｒ_max））−１］ｍ
ｏｄｅ_plus｝＋１、すなわち、Ｎ_data＞Ｎ_sys＋Ｎ_p1＋
Ｎ_p2を使用して、ＲＶパラメータｒ及びａによって各ビ
ット・ストリームに対して計算される。ここで、ｒ∈
｛０，１，・・・，ｒ_ma _x−１｝及びｒ_maxは、ｒを変化
させることにより許容される冗長バージョンの総数であ
る。ｒ_maxは、変調モードによって変化することに注目
されたい。

【００１９】モジュロ演算（modulo operation）に対し
て次の解明が使用されたことにも注目されたい。（ｘ
ｍｏｄｙ）の値は厳密に０からｙ−１の範囲内にある
（すなわち、−１ｍｏｄ１０＝９）である。

【００２０】以下は、ビット・リアレンジメント・パラ
メータとしても知られている、現在の３ＧＰＰテクニカ
ル・リポートで提案されているコンステレーション・バ
ージョン・パラメータｂの説明である。ビット・リアレ
ンジメントは、１６ＱＡＭ変調されたビットにのみ適用
される。ＱＰＳＫの場合には、ビット・リアレンジメン
トは発生しない。表４は、異なるリアレンジメントを作
る操作を説明している。

【００２１】

【表４】

【００２２】入力シーケンスのビットは、Ｖ_pk、
Ｖ_pk+1、Ｖ_pk+2及びＶ_pk+3が、ｉ₁、ｉ₂、ｑ₁、ｑ₂にマ
ッピングされるように、４つのグループにマッピングさ
れる。ここで、ｋｍｏｄ４＝０である。上の表４か
らの出力ビット・シーケンスは、４つのグループ、すな
わち、ｒ_pk、ｒ_pk+1、ｒ_pk+2及びｒ_pk+3の中の出力ビッ
トにマッピングされる。ここで、ｋｍｏｄ４＝０で
ある。１６ＱＡＭに対する上のビット・リアレンジメン
トは、インターリーブされた後の物理チャネル・マッピ
ングを包含しており、それによって、ビットストリーム
は、ビット・リアレンジメントを受け、物理チャネルに
変換される。

【００２３】

【発明が解決しようとする課題】上の説明は、ＨＳＤＰ
Ａにおいて提案されているシグナリング方式の現状につ
いての背景を提供している。本発明は、他の符号化を実
行するのに利用できる少なくとも１ビットを余分に追加
することにより、あるいは、（ＨＳ−ＤＳＣＨのよう
な）データ伝送の性能を最適化するために、（基地局の
ような）ノードＢによる使用のために選択するべき追加
の組み合わせを設けることにより、シグナリング方式の
改善を追求している。

【００２４】

【課題を解決するための手段】本発明による第１の態様
によれば、ハイブリッド自動再送要求（ＨＡＲＱ）を使
用する基地局から移動局までの移動通信ネットワークに
おける信号の方法であって、前記方法は、前記基地局に
おいて、新しいデータあるいは再送信されたデータの送
信を示すコードを選択する段階と、前記コードに、冗長
バージョン・パラメータ及び／またはビット・リアレン
ジメント・パラメータの組み合わせを設ける段階と、前
記選択されたコードを前記移動局に送信する段階を有
し、前記選択されたコードは、利用できる組み合わせの
数を増加するか、あるいはＨＡＲＱシグナリング方式に
必要とされるビット数を減少させる効果を有する、ハイ
ブリッド自動再送要求（ＨＡＲＱ）を使用する基地局か
ら移動局までの移動通信ネットワークにおける信号の方
法が提供される。

【００２５】前記方法は、新データ・インディケータ・
フィールドを、前記組み合わせのそれぞれを定める信号
値Ｘｒｖとマージする段階をさらに有してもよい。前記
新データ・インディケータが１の値を有する場合、前記
新データ・インディケータは新しいデータ伝送を示すこ
とが望ましい。前記新データ・インディケータが零の値
を有する場合、前記新データ・インディケータは再送信
されたデータを示すことが望ましい。

【００２６】前記冗長バージョン・パラメータはｓ及び
ｒであり、ｓ＝１は自己復号可能な送信を示し、ｓ＝０
は自己復号不能な送信を示す。

【００２７】前記選択されたコードは、自己復号可能な
冗長性バージョンと自己復号不能な冗長性バージョンの
間の直交性を改善するために、自己復号可能なインディ
ケータ、冗長バージョン・インディケータ及びビット・
リアレンジメント・パラメータの少なくとも１つの組み
合わせを有してもよい。

【００２８】第１の送信において、ＮＤＩが１の値を有
する場合は、パラメータｓも１の値を有するであろうこ
とが望ましい。前記第１の送信において、ｒは零の値を
有し、ビット・リアレンジメント・パラメータｂは零の
値を有することが望ましい。

【００２９】前記組み合わせを表す前記信号値は、最高
８つの組み合わせを提供する３ビット、あるいは最高１
６の組み合わせを提供する４ビットのいずれかにより定
められてもよい。前記選択されたコードが利用可能な組
み合わせの数を増加させる効果を有する場合、４ビット
が使用されることが望ましい。前記選択されたコードが
ＨＡＲＱシグナリング方式に必要とされるビット数を減
少させる効果を有する場合、３ビットが使用されること
が望ましい。

【００３０】ＱＰＳＫあるいは１６ＱＡＭのいずれか
が、前記選択されたコードを送信するための変調方式と
して使用されることが望ましい。

【００３１】本発明による第２の態様によれば、ハイブ
リッド自動再送要求（ＨＡＲＱ）を使用する移動通信シ
グナリング方式であって、前記移動通信シグナリング方
式は、１つまたは複数の基地局と、前記基地局と無線通
信する１つまたは複数の移動局を有し、前記基地局の１
つにおいて、新しいデータあるいは再送信されたデータ
の送信を示すコードが選択され、前記コードに、冗長バ
ージョン・パラメータ及び／またはビット・アレンジメ
ント・パラメータの組み合わせが設けられ、前記選択さ
れたコードは、少なくとも１つの前記移動局に送信さ
れ、利用可能な組み合わせの数を増加させるか、あるい
は、ＨＡＲＱシグナリング方式のために必要とされるビ
ット数を減少させる効果を有するハイブリッド自動再送
要求（ＨＡＲＱ）を使用する移動通信シグナリング方式
が提供される。

【００３２】前記シグナリング方式は前記ＨＳＤＰＡ方
式の一部を形成してもよい。

【００３３】

【発明の実施の形態】図１を参照すると、たとえばイン
ターネットであってもよい他の通信網４にリンクされて
いる基本的な移動通信網２が示されている。移動通信網
２は、移動通信網２と通信網４の間を結ぶゲートウェイ
移動通信交換局６を有する。ゲートウェイ移動通信交換
局６は、移動通信網２と通信網４の間で加入者データと
シグナリング方式を処理する。移動通信網２は、少なく
とも１つの基地送受信局１０にリンクされている移動通
信交換局８を有する。基地送受信局１０は、ユーザー装
置として知られている移動局１２、１４あるいはモバイ
ル型のコンピューター１６の任意の１つと通信を行って
いることがある。基地送受信局１０はノードＢとも呼ば
れ、下りリンク方向、すなわち、ＢＴＳ１０から移動局
へのＨＳＤＰＡプロトコルのシグナリング方式の改良が
提案されているのは、基地送受信局（ＢＴＳ）１０と移
動局１２あるいは移動局１４の間のインタフェイスであ
る。

【００３４】既に説明した表１及び表２を参照すると、
ＨＡＲＱのための下りリンクシグナリング方式の必要条
件に対するこの提案は、冗長バージョンに対して３ビッ
ト、新データ・インディケータに対して１ビットを使用
することが指摘される。これはＸ_rvのための信号値を３
ビットのみで可能とし、他のビットは単独で新データ・
インディケータのために使用される。

【００３５】好適実施例において、以下の表５、６、７
及び８のそれぞれに示すように、本発明は、ＮＤＩと信
号値（Ｘ_rv）のフィールドを、よりコンパクトなシグナ
リング方式フォーマットにマージするプロセスを使用す
る。

【００３６】

【表５】

【００３７】

【表６】

【００３８】

【表７】

【００３９】

【表８】

【００４０】ＮＤＩに対するビット・フィールドと信号
値をマージすることは、２つの利点をもたらす。すなわ
ち、信号値の８つの組み合わせのすべてに対して３ビッ
トが使用される場合、現在の下りリンク・プロトコルで
提案された元の４のビットのうちの余分のビットは、符
号化のために使用できる。組み合わせの数を増加する必
要はなく、それは冗長バージョンであるが、ＨＡＲＱの
シグナリング方式必要条件のためのビット数を減少させ
る。したがって、１ビットが節約され、この節約された
ビットは、既に説明したように、他のシグナリング方式
の目的のために使用することができる。これは、２つの
変調方式１６ＱＡＭ及びＱＰＳＫのそれぞれに対して、
表５及び表６で明らかに示されている。

【００４１】第２の利点は、オリジナルの４つの信号ビ
ットが以前に提案されたように未だに使用されていれ
ば、同じシグナリング方式必要条件を仮定した場合に、
信号値の組み合わせの数は、すなわち１６ＱＡＭの場合
には冗長バージョンに対するものであるが、ノードＢ
（ＢＴＳ１０）に対してさらに多くの選択するべき自由
度を作り出すために、使用することができることであ
る。したがって、第４のビットの使用により創出された
追加の８つの信号値は、新データ・インディケータと信
号値フィールドのマージングを使用することにより、得
ることが可能である。これは表７及び表８に示され、元
々提案された８ではなく、合計１６の組み合わせを使用
することができる。

【００４２】第１の送信において、新データ・インディ
ケータ、すなわち、ＮＤＩ＝１である場合、自己復号可
能な送信、すなわちｓ＝１であるとき、が使用されなけ
ればならないことが、認められる。これは、システマテ
ィック・ビットがパリティ・ビットよりも重要であると
考えられるからである。したがって、ｓ＝１である場
合、パリティ１及びパリティ２ビット・ストリームは、
抜き取り処理されるように努力されるが、システマティ
ック・ビット・ストリームはそうではない。どの冗長バ
ージョンが使用されるかは重要ではないので、一般性を
損なうことなく、ｒ＝０と仮定することが可能である。
３ＧＰＰテクニカル・リポートの現在のドラフトでは、
「ビット・コレクション」及び「第２のインターリー
バ」は、ｂ＝０がＳＭＰ（優先権にもとづくシンボル・
マッピング法）に対応するように指定されている。

【００４３】したがって、ｓ＝１、ｒ＝０及びｂ＝０で
ある組み合わせは、一般性を何等損なうことなく、第１
の送信のためのデフォルトとして使用することができ
る。さらに、ＲＶパラメータの「インクリメンタル・レ
ダンダンシー」及びｂパラメータを使用する「コンステ
レーション・リアレンジメント」は、新データ・インデ
ィケータ＝０である場合の再送信に使用するために、本
来設計されている。

【００４４】したがって、表５及び表６から、ＮＤＩビ
ットを考慮すると使用される信号ビットの数は減少し、
これはシグナリング方式の性能の改良をもたらし、それ
により余分の単数あるいは複数のビットは符号化のよう
な他の目的のために使用することが可能であることが判
る。これは、使用すべきノードＢに対して組み合わせの
数を増加する必要がないという仮定をしている。表６に
おいて、ＱＰＳＫ変調方式のシグナリング方式の必要条
件は、１６ＱＡＭのような制約が多くないので、ｂパラ
メータは必要がない。表７及び表８では、ＮＤＩビット
を考慮して、信号値は８から１６に増加している。信号
値０から５及び８、１２、１４ならびに１５は、現在の
組み合わせでありボールド体で記されている。他の信号
値６、７、９、１０、１１及び１３は、ＮＤＩビットを
考慮した拡張された組み合わせである。ＱＰＳＫに対す
る表８でも、ｂパラメータは必要ではない。

【００４５】第２の好適な実施例は、自己復号可能な冗
長バージョンと自己復号不能な冗長バージョンの間の劣
悪な直交性の問題を説明しており、現在のＸ_rv、ＨＳ−
ＳＣＨ性能は１６ＱＡＭの場合には最適状態には及んで
いない。ＨＳ−ＤＳＣＨに対してより最適な性能を提供
するために、Ｘ_rvの新しい選択が使用されるべきであ
る。第２の実施例は、第１の役割として、この欠点を緩
和することを目標としている。さらに、ＨＳ−ＤＳＣＨ
性能がさらに最適化できるように、Ｘ_rvの数を増加する
必要がある。したがって、１ビットの新データ・インデ
ィケータの「冗長性情報」を利用する新しいシグナリン
グ方式の提案が、使用される。この情報とｓ、ｒ及びｂ
パラメータをマージすることにより、新しいシグナリン
グ方式の提案は１６Ｘ_rvをサポートし、したがって、現
在使用されている信号ビットと同じ総数を必要とする異
なる状態で、ＨＳ−ＤＳＣＨの性能最適化において多く
の自由度を可能にする。

【００４６】ｅ_ini計算のための現在の数式は、自己復
号可能な冗長性バージョンの相互間及び自己復号不能な
冗長性バージョンの相互間で良い直交性をもたらす。し
かし、信号値の現在の選択は自己復号可能な冗長性バー
ジョンと自己復号不能な冗長性バージョンの間で劣悪な
直交性を与え、これは、これらの両形式を送信に使用す
ることは、高速下りリンク共有チャネル（ＨＳ−ＤＳＣ
Ｈ）に対して次善の性能をもたらすであろうことを意味
する。したがって、自己復号可能な冗長性バージョンと
自己復号不能な冗長性バージョンの間でより良い直交
性、したがって、現在の提案よりもＨＳ−ＤＳＣＨに対
してより良い性能を与える信号値の選択を提供すること
が提案される。この新しい選択が最適であるとしても、
第１のレート・マッチングがトランスペアレントである
場合にのみ、これが最適で有り得ることも注目される。
したがって、より良い最適化を保証するために、ｓ、ｒ
及びｂの追加の組み合わせを有することが望ましい。

【００４７】以下は、Ｘ_rvの最適な選択に関する検討と
提案である。ＨＡＲＱに関連する提案（ＩＲ、ＺｏＲ
ｅ、ｅ_ini計算に対する数式．．．）の背景にある最も
基本的な動機の１つは、合成トレリス内のエネルギー分
布が均一であるほど、一般的により良い性能が得られる
ことである。下記の例１において、自己復号可能なバー
ジョンと自己復号不能なバージョンの両方が後続の送信
に使用される場合には、現在のシグナリング方式はこの
基本的原理に一致していないことが示される。ここで
は、参考文献Ｒ１−０２−０２７３、ミーティング２
４、「２階梯のレート・マッチング及びＢｃＲｅに対す
るＤＬシグナリング方式」、に開示されているように、
第１のレート・マッチングはトランスペアレントである
と仮定されている。非トランスペアレントの第１のレー
ト・マッチングは、本明細書でさらに説明する。

【００４８】次の例１、例２及び例３のそれぞれにおい
て、１６ＱＡＭの中速から高速の符号化レートの場合の
使用に対して、前述の参考文献の表６に推薦されている
ように、４つの送信のシーケンスが使用される。第１と
第３の送信は異なるｒを有する自己復号可能（ｓ＝１）
を使用し、第２と第４の送信は異なるｒを有する自己復
号不能（ｓ＝０）を使用する。

【００４９】例１：４つの送信のパリティ１トレリスを
考える。ここで、符号化レート５／８（Ｎ_p1＝Ｎsys＝
１２００、Ｎ_data＝１９２０）及び符号化レート３／４
（Ｎ_p ₁＝Ｎ_sys＝ｌ４４０、Ｎ_data＝１９２０）を有す
る１６ＱＡＭが使用される。ｒ _max＝２であることに注
目されたい。次の表（例２及び例３の表を含む）のそれ
ぞれにおいて、正方形は抜き取り処理された位置を示
し、「良」により示された位置はパスされた、すなわち
送信されたパケットである。

【００５０】

【表９】

【００５１】

【表１０】

【００５２】現在のシグナリング方式は、自己復号可能
な冗長バージョンと自己復号不能な冗長バージョンの間
で劣悪な直交性を与えることが判る。結果として、３回
の送信の後に合成トレリスには未だ抜き取り処理された
位置が存在するが、他の位置は既に繰り返し処理されて
おり、これは、２回、３回及び４回の送信の後に、合成
トレリスに明らかなエネルギー・アンバランスをもたら
す。

【００５３】下記の例２では、Ｘ_rvの新しい選択の使用
は、例１よりも良い直交性と合成トレリスのより均一な
分布（したがって、より良いＨＳ−ＤＳＣＨ性能）を与
えることが判る。

【００５４】例２４回の送信のパリティ１トレリスを
考える。ここで、符号化レート５／８（Ｎ_p1＝Ｎ_sys＝
１２００、Ｎ_data＝１９２０）及び符号化レート３／４
（Ｎ_p ₁＝Ｎ_sys＝ｌ４４０、Ｎ_data＝１９２０）を有す
る１６ＱＡＭが使用される。ｒ _max＝４であることに注
目されたい。

【００５５】

【表１１】

【００５６】

【表１２】

【００５７】自己復号可能な冗長バージョンと自己復号
不能な冗長バージョンの間により良い直交性があること
が判る。結果として、すべてのビットは３回の送信の後
に送信される。２回、３回及び４回の送信の後に、合成
トレリスには良く均一なエネルギー分布も存在する。リ
ンク・レベル・シミュレーションの結果（図３参照）
は、例２は例１よりも約０．２ｄＢ性能が改善されてい
ることを示している。シミュレーションは、ＴＲ２５．
８５８Ｖ１．１．２のように、現在の実用的な仮定を使
用している。送信に使用されたパラメータｂの値は、参
考文献の表６と同じである。

【００５８】したがって、次の表９に記載する以下の最
小限の信号セットを使用するべきことが推奨される。１
６ＱＡＭに対して、ここでｒ_max＝４であることに注目
されたい。

【００５９】

【表１３】

【００６０】以下は信号容量の拡張についての提案に対
する説明である。前述のように、上述の参考文献で提案
された８Ｘ_rvの選択は、第１のレート・マッチングがト
ランスペアレントであるという仮定にもとづいている。
下記の例３では、表９のＸ_rvの新しいセットは現在のシ
グナリング方式よりも最適な性能を提供してはいるが、
非トランスペアレントの第１のレート・マッチングを考
えれば、それは次善のものとなる恐れがあることが示さ
れている。

【００６１】参考文献で提案された８Ｘ_rvの選択は、第
１のレート・マッチングはトランスペアレントであると
いう仮定にもとづいている。下記の例３において、表９
のＸ _rvの新しいセットは現在のシグナリング方式よりも
最適な性能を提供してはいるが、非トランスペアレント
の第１のレート・マッチングを考えれば、それは次善の
ものとなる恐れがあることを本発明者は示す。

【００６２】例３：４回の送信のパリティ１トレリスを
考える。ここで、符号化レート３／４（Ｎ_sys＝１４４
０、Ｎ_data＝１９２０）を有する１６ＱＡＭが使用され
ている。ユーザ装置の能力は、Ｎ_pl＝１２００であるよ
うに制限されていると仮定する。ｒ_max＝４であること
に注目されたい。

【００６３】

【表１４】

【００６４】新しく提案されたシグナリング方式さえも
次善である。

【００６５】

【表１５】

【００６６】最適なシーケンスは８Ｘ_rvの最小限のセッ
トではサポートされない。

【００６７】トランスペアレントな第１のレート・マッ
チングの場合に最適なシーケンスは、ノントランスペア
レントな第１のレート・マッチングの場合には次善にな
ることが判る（３回の送信の後に合成トレリスに抜き取
り処理された位置が存在する）。非トランスペアレント
な第１のレート・マッチングに対して最適なシーケンス
は、２回の送信の後にすべてのビットが送信されること
を可能にし、２回及び４回の送信の後に合成トレリスに
完全に均一な分布をもたらす。しかし、このシーケンス
の第２及び第３の送信のパラメータは、最小限の信号セ
ット（ｓ＝０とｒ＝０、ｓ＝１とｒ＝１）の内には存在
しない。したがって、ノードＢが異なる場合に対して最
適な選択をすることができるように、より多くの組み合
わせのＸ _rvを有することが望ましい。

【００６８】前述のように、パラメータｓ、ｒ及びｂに
対する信号のために、ｓに対して１ビット、ｒに対して
２ビット、ｂに対して２ビットの、５ビット信号（３２
Ｘ_rv）が必要とされるであろう。しかし、上述の参考文
献及び参考文献２「Ｒ１−０２、０２７６ミーティン
グ」、Ｎｏ．２４、「ＨＳＤＰＡに対するＲｒｖ及びＣ
ｏＲｅのシグナリング方式」によるシミュレーション研
究は、シグナリング方式のためには２ビットのみが使用
されるべきであるとの初期制限に適合するように、効果
的な組み合わせの数は、３２Ｘ_rvから８Ｘ_rv及び４Ｘ_rv
まで、それぞれ減少できることを示している。参考文献
で説明された方式は３ビットを使用するが、ＨＳ−ＳＣ
ＣＨの性能は僅かに劣化するのみである。より重要なこ
とは、参考文献で説明された方式は、ジーメンス参考文
献の提案よりも、現在最高８回の送信を想定しているＨ
Ｓ−ＤＳＣＨに対して良い性能最適化を提供することで
ある。これは４Ｘ_rvを使用すると最高４回の送信の後に
ノードＢは組み合わせを再利用しなければならないから
であり、これは後続の送信でチェイス合成（Chasecombi
ning）が使用され、かつ、４回の送信後の性能は次善で
あることも意味している。８Ｘ_rvの使用で状態は改善さ
れるが、少なくとも５回の送信の後にノードＢは依然と
して次善のチェイス合成を使用しなければならない。
（参考文献２の表６及び表７参照）したがって、最高８
回の送信に対してノードＢが常に最適な選択をすること
ができるように、より多くのＸ_rvの組み合わせを有する
ことが望ましい。

【００６９】ＨＡＲＱに対するシグナリング方式に追加
の組み合わせが含まれるべき必要を論じてきたが、１６
Ｘ_rvを備える新しいシグナリング方式は現在使用されて
いるシグナリング方式と同数のビットを必要とすること
が提案される。

【００７０】第１の例を参照して開示したように、新デ
ータ・インディケータＮＤＩ＝１である第１の送信にお
いて、自己復号可能な送信が使用されなければならな
い、すなわちｓ＝１であることが判る。これは、システ
マティック・ビットがパリティビットより重要であると
考えられる場合である。さらに、どの冗長バージョンが
使用されるべきであるかは重要ではない。したがって、
一般性を損なうことなく、ｒ＝０が仮定できる。参考文
献３、ＴＲ２５．８５８Ｖ１．１．２において、「ビッ
ト収集」及び「第２のインターリーバ」は、ｂ＝０がＳ
ＭＰに対応するように、設計されている。

【００７１】したがって、ｓ＝ｌ、ｒ＝０及びｂ＝０の
組み合わせは、一般性を何等損なうことなく、第１の送
信に対してデフォルトとして使用することができる。
（参考文献３の表６から表８参照）「インクリメント・レダンダンシー」及び「コンステレ
ーション・リアレンジメント」は、ＮＤＩ＝０である場
合の再送信に使用するために、本来設計されている。す
べてのパラメータＮＤＩ、ｓ、ｒ及びｂは、ＨＡＲＱに
関する情報であり、タイミング及び正確性に関して等し
く重要であることが判る。

【００７２】この結果から、ＮＤＩの冗長性を効果的に
省くことによってシグナリング方式能力を増加するため
に、ＮＤＩ、ｓ、ｒ及びｂフィールドは、新しいシグナ
リング方式フォーマットにマージされる。Ｘ_rvの選択の
最適性についての上の説明を考慮すると、新しいシグナ
リング方式は下記の表１０で提案するようになる。

【００７３】

【表１６】

【００７４】表９及び表１０のそれぞれにおいて選択さ
れた値は、自己復号可能な冗長バージョンと自己復号不
能な冗長バージョンの間により良い直交性を保証するこ
とにより、現在の信号値より最適な性能を提供する。表
９及び表６のそれぞれは、組み合わせの数を増加する必
要がない仮定で、ＮＤＩビットを考慮することによる信
号ビット数の減少を示している。表１０は、ＮＤＩビッ
トを考慮することによる信号値の拡張を示す。ボールド
体で識別される０から１１までの信号値は、トランスペ
アレント・マッチングの場合の最高８回の送信に対する
最適な選択であり、ここで符号化レートは３／４未満で
ある。信号値１２、１３、１４及び１５は、ノントラン
スペアレントの第１のレート・マッチングの場合及び／
または符号化レートが３／４以上である場合に、性能を
最適化するために使用できる暫定的な組み合わせであ
る。ＱＰＳＫに対するシグナリング方式の必要条件は１
６ＱＡＭに対するよりもはるかに少ないから、ＱＰＳＫ
のために信号を増加する必要がない場合には、ＨＡＲＱ
のための共通のシグナリング方式フォーマットを得るた
めに、表８を使用することができる。

【００７５】結論として、下りリンクＨＡＲＱ信号のた
めに利用できる同数のビットを使用して、１６Ｘ_rvを使
用する新しいシグナリング方式は、ＨＳ−ＤＳＣＨに対
する性能の最適化において、より良い性能とより多くの
自由度を提供する。したがって、第２の実施形態では、
第１のオプションで組み合わせの数（すなわち冗長バー
ジョン）を増加する必要が無ければ、ＨＡＲＱシグナリ
ング方式必要条件に対するビット数を減少できることが
判る。したがって１ビットを節約することが可能であ
り、この節約されたビットは、他の信号形式のために、
あるいは信号チャネルの性能を改善するために使用でき
る。すなわち、ＨＳ−ＳＣＣＨに対するより良いチャネ
ル符号化。オプション２において、信号ビットの数を現
在使用されている数と同じに維持することにより、この
ような組み合わせを選択するためにノードＢに対してよ
り多くの自由度を作るために、１６ＱＡＭの場合に組み
合わせの数を増加させることが可能である。（すなわち
冗長バージョン）これは、Ｈ−ＤＳＣＨの性能をさらに
最適化する。

【００７６】本明細書に添付する特許請求の範囲で定め
る本発明の範囲を逸脱せずに、上述のシグナリング方式
の多くの変形と修正が存在しうることを、当業者は十分
に理解するであろう。

【図面の簡単な説明】

【図１】加入者端末を含む簡単な移動通信ネットワーク
のブロック図である。

【図２】物理層ＨＡＲＱ機能のブロック図である。

【図３】リンク・レベルのシミュレーション結果のプロ
ットを示す。

【符号の説明】

２移動通信網４通信網６ゲートウェイ移動通信交換局８移動通信交換局１０基地送受信局１２、１４移動局１６モバイル・パーソナル・コンピューター

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】基地局から移動局までの移動通信ネット
ワークにおけるハイブリッド自動再送要求を使用するシ
グナリング方法であって、前記基地局において、新しいデータあるいは再送信され
たデータの送信であることを示すコードを選択するステ
ップと、前記コードに、冗長バージョン・パラメータ及び／また
はビット・リアレンジメント・パラメータの組み合わせ
を設けるステップと、前記選択されたコードを前記移動局に送信するステップ
を有し、前記選択されたコードは、利用できる組み合わせの数を
増加するか、あるいはハイブリッド自動再送要求に必要
とされるビット数を減少させる効果を有するシグナリン
グ方法。
【請求項２】送信が新しいデータであることを示すコ
ードが格納される新データ・インディケータ・フィール
ドを、前記組み合わせのそれぞれを定める信号値Ｘ_rvと
マージするステップをさらに有する請求項１記載の方
法。
【請求項３】送信が新しいデータであることを示す新
データ・インディケータが１の値を有する場合、前記新
データ・インディケータは新しいデータ伝送を示す請求
項２記載の方法。
【請求項４】送信が新しいデータであることを示す新
データ・インディケータが零の値を有する場合、前記新
データ・インディケータは再送信されたデータを示す請
求項２記載の方法。
【請求項５】前記冗長バージョン・パラメータはｓ及
びｒであり、ｓ＝１は自己復号可能な送信を示し、ｓ＝
０は自己復号不能な送信を示す請求項１記載の方法。
【請求項６】前記選択されたコードは、自己復号可能
な冗長性バージョンと自己復号不能な冗長性バージョン
の間の直交性を改善するために、自己復号可能なインデ
ィケータ、冗長バージョン・インディケータ及びビット
・リアレンジメント・パラメータの少なくとも１つの組
み合わせを有する請求項１記載の方法。
【請求項７】送信が新しいデータであることを示す新
データ・インディケータが１の値を有する場合は、パラ
メータｓも１の値を有する請求項５記載の方法。
【請求項８】前記送信において、ｒは零の値を有し、
ビット・リアレンジメント・パラメータｂは零の値を有
する請求項５記載の方法。
【請求項９】前記組み合わせを表す前記信号値は、最
高８つの組み合わせを提供する３ビット、あるいは最高
１６の組み合わせを提供する４ビットのいずれかにより
定められる請求項１記載の方法。
【請求項１０】前記選択されたコードが利用可能な組
み合わせの数を増加させる効果を有する場合、４ビット
が使用される請求項９記載の方法。
【請求項１１】前記選択されたコードがＨＡＲＱシグ
ナリング方式に必要とされるビット数を減少させる効果
を有する場合、３ビットが使用される請求項９記載の方
法。
【請求項１２】ＱＰＳＫあるいは１６ＱＡＭが前記選
択されたコードを送信するための変調方式として使用さ
れる請求項１記載の方法。
【請求項１３】ハイブリッド自動再送要求を使用する
移動通信システムであって、１つまたは複数の基地局と、前記基地局と無線通信する１つまたは複数の移動局を有
し、前記基地局の１つにおいて、新しいデータあるいは再送信されたデータの送信を示す
コードが選択され、前記コードに、冗長バージョン・パラメータ及び／また
はビット・アレンジメント・パラメータの組み合わせが
設けられ、前記選択されたコードは、少なくとも１つの前記移動局
に送信され、利用可能な組み合わせの数を増加させる
か、あるいは、ハイブリッド自動再送要求のために必要
とされるビット数を減少させる効果を有する移動通信シ
ステム。
【請求項１４】前記システムは高速下りリンク・パケ
ット・アクセスの一部を形成する請求項１３記載の移動
通信信号システム。