JP2003332819A - アレーアンテナの制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 アレーアンテナ装置において参照信号を用い
ずに主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向に
ヌルを向ける。 【解決手段】 適応制御型コントローラ１０は、無線信
号を受信する励振素子Ａ０と、可変リアクタンス素子が
それぞれ接続された非励振素子Ａ１乃至Ａ６とを備えた
アレーアンテナ装置１００において、各可変リアクタン
ス素子のリアクタンス値を順次摂動させ、各リアクタン
ス値に対する所定の目的関数の勾配ベクトルを計算し、
勾配ベクトルに基づいて目的関数の値が最大となるよう
に各リアクタンス値を計算して設定する。目的関数は４
個の変数を有する４次のキュムラントにおいて、変数と
して２個の同一のアレーアンテナの受信信号と２個の同
一の受信信号の複素共役の信号とを含む受信信号のキュ
ムラントを計算し、受信信号のパワーを計算し、計算さ
れた受信信号のパワーの２乗に対する受信信号のキュム
ラントの比の値を計算して演算される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、複数のアンテナ素
子からなるアレーアンテナ装置の指向特性を変化させる
ことができるアレーアンテナの制御装置及び制御方法に
関し、特に、指向特性を適応的に変化させることができ
る電子制御導波器アレーアンテナ装置（Electronically
Steerable Passive Array Radiator (ESPAR) Antenn
a；以下、エスパアンテナという。）の制御方法に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】送信される複数の干渉波信号の中から所
望波信号を受信側端末装置で適応的にフィルタリングす
るために、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナ
を受信側で適応制御することによって、所望波の方向に
主ビームを向けかつ干渉波の方向にヌルを形成する技術
が存在している。また、無線通信には、マルチパス伝搬
と、同一チャンネル干渉（ＣＣＩ）とが、無線システム
に悪影響を及ぼす２つの問題として存在する。これらの
問題はそれぞれ、ＴＤＭＡ無線システムにおける周波数
の再使用に起因するシンボル間干渉（ＩＳＩ）及び同一
チャンネル干渉、又はＣＤＭＡ無線システムにおけるマ
ルチユーザアクセス干渉（ＭＡＩ）として現れる。

【０００３】無線通信において、アレーアンテナに基づ
く時空間適応型処理（従来技術文献１「K. Yang 他, "A
signal subspace-based subband approach to space-t
imeadaptive processing for mobule communications",
IEEE Transactions on Signal Processing, Vol. 49,
No. 2, pp. 401-413, ２００１年２月」を参照）は、シ
ンボル間干渉（ＩＳＩ）及び同一チャンネルユーザ干渉
（ＣＣＩ）を共に抑圧することに効果を示している。特
に、ＴＤＭＡ又は直接拡散（シーケンス）ＣＤＭＡ（Ｄ
Ｓ−ＣＤＭＡ）無線通信システムに対して、時空間適応
型処理の方法が提案され、解析されている。しかしなが
ら、ハードウェア実装における大きな複雑さと高コスト
とのために、そのアプリケーションは制限されている。

【０００４】最近、複数の非励振素子を使用する単一ポ
ートの電子制御導波器アレーアンテナ装置（ＥＳＰＡＲ
（エスパ）アンテナ）が開発された。エスパアンテナ
は、例えば、従来技術文献２「T. Ohira, "Microwave s
ignal processing and devicesfor adaptive beamformi
ng," IEEE Antenna and Propagation society Internat
ional Symposium Vol. two, pp. 583-586, Salt Lake C
ity, Utah July 16-21,2000」や特開２００１−２４４
３１号公報において提案されている。このエスパアンテ
ナは、無線信号が送受信される励振素子と、この励振素
子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が送受
信されない少なくとも１個の非励振素子と、この非励振
素子に接続された可変リアクタンス素子とから成るアレ
ーアンテナを備え、上記可変リアクタンス素子のリアク
タンス値を変化させることにより、上記アレーアンテナ
の指向特性を変化させることができる。このアレーアン
テナを受信側で適応制御する方法としては、送信側で各
無線パケットデータの先頭部分に学習シーケンス信号な
どの参照信号を予め含ませておき、当該学習シーケンス
信号と同一の信号を受信側でも発生させ、受信側におい
て、受信された学習シーケンス信号と、上記発生された
学習シーケンス信号との相互相関が最大となることを規
範（評価基準）として、上記可変リアクタンス素子のリ
アクタンス値を変化させてその指向特性を変化させ、こ
れにより、アレーアンテナの指向性を最適パターンとな
るように、すなわち所望波の方向に主ビームを向けかつ
干渉波の方向にヌルを形成するパターンとなるように適
応制御する。本発明者らは、特願２００１−５９９８１
号の特許出願において、アドホック無線通信システムの
ための、小さい複雑さと低いコストの、エスパアンテナ
に基づく時空間適応型フィルタリング（ＳＴＡＦ）の制
御方法を提案した。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
特許出願における時空間適応型フィルタリングの制御方
法では、エスパアンテナの非励振素子に関連したリアク
タンスと、縦続接続された時間領域等化器の重み係数と
を制御（トレーニング又は学習）するために、長い参照
信号が必要であり、この長い参照信号は、実際には、情
報ビットの減少と同期化のコストとをもたらす。また、
従来の制御方法では、この参照信号を予め送信側及び受
信側の両方で一致させておく必要があり、これにより、
適応制御のための回路が複雑になるという問題点があっ
た。実際には、例えば、パイロット信号の時間が限定さ
れるような移動体通信システム、又は通信の逆探知シス
テム、ソナーなどのアプリケーションシステムにおい
て、所望される信号源の参照信号の継続時間の長さが短
かったり、もしくは参照信号をまったく利用できないな
どの状況が存在する。この場合には、上述の適応制御の
方法を用いることができないという問題があった。従っ
て、参照信号（学習シーケンス）なしの方法、すなわち
ブラインドの方法を開発することが重要な問題となる。

【０００６】本発明の目的は以上の問題点を解決し、参
照信号を必要とせずに、制御回路が簡単であって、アレ
ーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波
の方向にヌルを向けるように適応制御することができる
アレーアンテナの制御方法を提供することにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明に係る第１の態様
のアレーアンテナの制御方法は、無線信号を受信するた
めの放射素子と、上記放射素子から所定の間隔だけ離れ
て設けられた複数の非励振素子と、上記複数の非励振素
子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子と
を備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値
を変化させることにより、上記複数の非励振素子をそれ
ぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナ
の指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法にお
いて、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を
順次所定のシフト量だけ摂動させ、各リアクタンス値に
対する所定の目的関数の勾配ベクトルを計算し、計算さ
れた勾配ベクトルに基づいて上記目的関数の値が最大と
なるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の
方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可
変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定す
るステップを含み、２以上の自然数であるｍ個の第１の
変数と、ｍ個の第２の変数とを有する２ｍ次のキュムラ
ントにおいて、第１の変数としてｍ個の同一の当該アレ
ーアンテナの受信信号を含み、第２の変数としてｍ個の
同一の上記受信信号の複素共役の信号を含む受信信号の
キュムラントを計算し、上記受信信号のパワーを計算
し、上記計算された受信信号のパワーのｍ乗に対する上
記受信信号のキュムラントの比の値を計算することによ
って上記目的関数は演算されることを特徴とする。

【０００８】本発明に係る第２の態様のアレーアンテナ
の制御方法は、無線信号を受信するための放射素子と、
上記放射素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数
の非励振素子と、上記複数の非励振素子にそれぞれ接続
された複数の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可
変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させること
により、上記複数の非励振素子をそれぞれ導波器又は反
射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化
させるアレーアンテナの制御方法において、上記アレー
アンテナにおいて受信された無線信号を複数の時間領域
のサブ信号に分割し、上記分割した複数のサブ信号に対
してそれぞれ所定の重み係数を乗算した後加算すること
により時間領域の信号処理を実行して出力信号として出
力するステップを含み、上記重み係数は、上記各可変リ
アクタンス素子のリアクタンス値が変化されるたびに、
上記各サブ信号と上記出力信号に基づいて、所定の目的
関数が最大化されるように演算され、上記各可変リアク
タンス素子のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ
摂動させ、各リアクタンス値に対する上記目的関数の勾
配ベクトルを計算し、計算された勾配ベクトルに基づい
て上記目的関数の値が最大となるように、上記アレーア
ンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方
向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリア
クタンス値を計算して設定するステップを含み、２以上
の自然数であるｍ個の第１の変数と、ｍ個の第２の変数
とを有する２ｍ次のキュムラントにおいて、第１の変数
としてｍ個の同一の上記出力信号を含み、第２の変数と
してｍ個の同一の上記出力信号の複素共役の信号を含む
出力信号のキュムラントを計算し、上記出力信号のパワ
ーを計算し、上記計算された出力信号のパワーのｍ乗に
対する上記出力信号のキュムラントの比の値を計算する
ことによって上記目的関数は演算されることを特徴とす
る。

【０００９】上記アレーアンテナの制御方法において、
上記各サブ信号を成分とする受信信号ベクトルＹの自己
相関行列Ｒを計算する第１のステップと、複数Ｎ個の上
記サブ信号に対して、複数Ｎ個の所定の重み係数をそれ
ぞれ乗算した後、乗算結果の各信号を加算した結果の出
力信号ｙを出力する第２のステップと、ｍ個の第１の変
数と、（ｍ−１）個の第２の変数と、１個の第３の変数
とを有する２ｍ次のキュムラントにおいて、第１の変数
としてｍ個の同一の上記出力信号ｙを含み、第２の変数
として（ｍ−１）個の同一の上記出力信号の複素共役の
信号ｙ^＊を含み、第３の変数として上記受信信号ベクト
ルＹの複素共役ベクトルＹ^＊を含むキュムラントベクト
ルｄを計算する第３のステップと、上記計算された受信
信号ベクトルＹの自己相関行列Ｒと、上記計算されたキ
ュムラントベクトルｄとに基づいて、次式

【数２】 を用いて、上記各重み係数を成分とする重み係数ベクト
ルＷを計算して設定する第４のステップと、上記第２乃
至第４のステップを繰り返すことによって、所望波以外
の信号を抑圧するように上記時間領域の信号処理を実行
する第５のステップと、所定の反復で出力された出力信
号ｙに基づいて計算された目的関数の値と、上記所定の
反復の前回の反復で出力された出力信号ｙに基づいて計
算された目的関数の値との差が所定のしきい値よりも小
さいときに上記第５のステップの処理を停止する第６の
ステップとを実行することによって上記重み係数は演算
されることを特徴とする。

【００１０】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施形態について説明する。

【００１１】＜第１の実施形態＞図１は本発明の第１の
実施形態に係るブラインド適応制御処理（又はブライン
ド空間ビーム形成）を実行するアレーアンテナの制御装
置のブロック図である。本実施形態のアレーアンテナの
制御方法は、特に、送信局で発生される学習シーケンス
信号と同一のデータ系列を有する学習シーケンス信号を
受信端末で発生させて参照することを必要とせず（本願
明細書では、このことをブラインドと呼ぶ。）、所望波
信号の到来方向にビームを向け、干渉波信号にヌルを向
けることを特徴としている。

【００１２】図１に示すように、アレーアンテナの制御
装置は、１つの励振素子Ａ０と６個の非励振素子Ａ１乃
至Ａ６とを備えてなる従来技術のエスパアンテナで構成
されたアレーアンテナ装置１００と、上記アレーアンテ
ナ装置１００で受信された無線信号に基づいてリアクタ
ンス値を計算し、アレーアンテナ装置１００に出力して
設定する適応制御型コントローラ１０とを備えたことを
特徴とする。

【００１３】アレーアンテナ装置１００は、接地導体１
１上に設けられた励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至
Ａ６から構成され、励振素子Ａ０は、半径ｒの円周上に
設けられた６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６によって囲ま
れるように配置されている。好ましくは、各非励振素子
Ａ１乃至Ａ６は上記半径ｒの円周上に互いに等間隔を保
って設けられる。各励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃
至Ａ６の長さは、例えば、所望波の波長λの約１／４に
なるように構成され、また、上記半径ｒはλ／４になる
ように構成される。励振素子Ａ０の給電点は同軸ケーブ
ル９を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に接続され、ま
た、非励振素子Ａ１乃至Ａ６はそれぞれ可変リアクタン
ス素子１２−１乃至１２−６に接続され、これら可変リ
アクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値
は適応制御型コントローラ１０からのリアクタンス値信
号によって設定される。

【００１４】図２は、アレーアンテナ装置１００の縦断
面図である。励振素子Ａ０は接地導体１１と電気的に絶
縁され、各非励振素子Ａ０乃至Ａ６は、可変リアクタン
ス素子１２−１乃至１２−６を介して、接地導体１１に
対して高周波的に接地される。可変リアクタンス素子１
２−１乃至１２−６の動作を説明すると、例えば放射素
子Ａ０と非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長手方向の長さが実
質的に同一であるとき、例えば、可変リアクタンス素子
１２−１がインダクタンス性（Ｌ性）を有するときは、
可変リアクタンス素子１２−１は延長コイルとなり、非
励振素子Ａ１乃至Ａ６の電気長が励振素子Ａ０に比較し
て長くなり、反射器として働く。一方、例えば、可変リ
アクタンス素子１２−１がキャパシタンス性（Ｃ性）を
有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は短縮コ
ンデンサとなり、非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ
０に比較して短くなり、導波器として働く。

【００１５】従って、図１のアレーアンテナ装置１００
において、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に接続された可変
リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス
値を変化させることにより、アレーアンテナ装置１００
の平面指向性特性を変化させることができる。

【００１６】図１のアレーアンテナの制御装置におい
て、アレーアンテナ装置１００は無線信号を受信し、上
記受信された信号は同軸ケーブル９を介して低雑音増幅
器（ＬＮＡ）１に入力されて増幅され、次いで、ダウン
コンバータ（Ｄ／Ｃ）２は増幅された信号を所定の中間
周波数の信号（ＩＦ信号）に低域変換する。さらに、Ａ
／Ｄ変換器３は低域変換されたアナログ信号をディジタ
ル信号にＡ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換されたディジタル信
号を適応制御型コントローラ１０と復調器（図示せ
ず。）とに出力する。次いで、適応制御型コントローラ
１０は、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６
のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、
各リアクタンス値に対する所定の目的関数の勾配ベクト
ルを計算し、計算された勾配ベクトルに基づいて上記目
的関数の値が最大となるように、上記アレーアンテナの
主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌル
を向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス
値を計算して、上記リアクタンス値を表すリアクタンス
値信号を各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６
に出力して設定する。

【００１７】次いで、本発明に係る実施形態のアレーア
ンテナの制御方法の基本原理について説明する。

【００１８】初めに、Ｐ個のユーザ端末を擁し、Ｎ（Ｎ
＞１）個の素子で構成されるアンテナアレーに到来する
信号のモデルについて考察する。本実施形態で用いるエ
スパアンテナは、特願２００１−５９９８１号の明細書
に開示されたアレーアンテナの制御装置で使われたもの
と同様のものであり、λを無線周波の波長として、半径
ｒ＝λ／４の円周に均等に分布された６つの非励振素子
と単一の出力ポートとしての励振素子を有している。マ
ルチパス波の存在下でのエスパアンテナであるアレーア
ンテナ装置１００の出力信号（すなわち、Ａ／Ｄ変換器
３からの出力信号）は、次式のように表される。

【００１９】

【数３】

【００２０】ここで、

【数４】 である。

【００２１】パラメータθ_１ ^ｐ，τ_１ ^ｐ，ξ_１ ^ｐはそれ
ぞれ、ｐ番目のユーザ端末の信号のｌ番目の経路に対応
する到来角（ＡＯＡ）、時間遅延、及び伝搬損失であ
り、Ｔはシンボル継続時間又はシンボル周期である。ま
た、ｓ_ｐ（ｍ），Ｌ_ｐはそれぞれ、ｐ番目のユーザ端末
の信号に係るｍ番目の情報シンボル、マルチパス波の総
数であり、ρ_ｐ（ｔ）はＴＤＭＡ又はＣＤＭＡシンボル
として使用可能な情報シンボルの波形信号であり、ω
（ｔ）は雑音であり、また、ｇ_ｐ（ｔ）はｐ番目のユー
ザ端末の信号の時空間インパルス応答の波形信号であ
り、波形信号ρ_ｐ（ｔ）との比較で時空間シンボル波形
信号とも呼ぶことができる。さらに、Γ（θ）はエスパ
アンテナのパターンであり、非励振素子のリアクタンス
Ｘ_１，…，Ｘ_６の関数であって、パターンΓ（θ）は次
式のように表記することができる。

【００２２】

【数５】 Γ（θ）＝Γ（θ，Ｘ_１，…，Ｘ_６）＝ｉ^Ｔａ（θ）

【００２３】ここで、ａ（θ）はアレーアンテナのステ
アリングベクトルを表す。すなわち、次式を意味する。

【００２４】

【数６】

【００２５】ｉは電流ベクトルを表わすが、ビーム形成
の観点からすると重み係数ベクトルと等価とされ（従来
技術文献３「大平他, "Electrically steerable passiv
e array radiator antennas for low-cost analog adap
tive beamforming", Proceeding of IEEE Internationa
l Conference on Phased Array System and Technolog
y, pp. 101-104, Dana Point, CA ２００１年５月２１
−２６日」）、次式のように導出される（従来技術文献
４「大平他, "Equivalent weight vector and array fa
ctor formulation for ESPAR antennas", Technical Re
port IEICE, pp.7-14, A.P200-44, SAT200-41, MW2000-
44」）。

【００２６】

【数７】ｉ＝Ｃ（Ｉ＋Ｙ_７×７Ｘ_７×７）^−１ｙ_０

【００２７】ここで、以下の表記を用いた。

【００２８】

【数８】ｙ_０＝［ｙ_００，ｙ_１０，ｙ_１０，ｙ_１０，ｙ
_１０，ｙ_１０，ｙ_１０］^Ｔ

【数９】

【数１０】

【００２９】Ｉは７×７の単位行列を示し、Ｘはアンテ
ナのパターンを調整するためのリアクタンス行列であ
り、Ｒ_０＝５０Ωは無線周波受信機の入力インピーダン
スであり、Ｘ_１，…，Ｘ_６は、適応制御型コントローラ
１０からリアクタンス値信号として出力されるパラメー
タである。Ｙはアンテナの素子間の相互結合を表すアド
ミタンス行列、ｙ_０は関連したアドミタンスベクトルで
あって、その成分は以下のものを含む。

【００３０】（ａ）ｙ_００は励振素子Ａ０の自己入力ア
ドミタンスを表す。 （ｂ）ｙ_１０は励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１乃至Ａ６
との結合アドミタンスを表す。 （ｃ）ｙ_１１は非励振素子Ａ１乃至Ａ６の自己入力アド
ミタンスを表す。 （ｄ）ｙ_２１は互いに隣接する非励振素子Ａ１とＡ２、
Ａ２とＡ３、Ａ３とＡ４、Ａ４とＡ５、Ａ５とＡ６、乃
至Ａ６とＡ１の結合アドミタンスを表す。 （ｅ）ｙ_３１は間に１つの非励振素子をはさんで並ぶ２
つの非励振素子Ａ１とＡ３、Ａ２とＡ４、Ａ３とＡ５、
Ａ４とＡ６、Ａ５とＡ１、乃至Ａ６とＡ２の結合アドミ
タンスを表し、 （ｆ）ｙ_４１は励振素子Ａ０をはさんで対向する２つの
非励振素子Ａ１とＡ４、Ａ２とＡ５、乃至Ａ３とＡ６の
結合アドミタンスを表す。

【００３１】相反性とアレーアンテナ装置１００の回転
対称性のために、以上のように６つの成分のみが独立で
ある。ベクトルｙ_０及びアドミタンス行列Ｙ_７×７のす
べてのエントリは、表１に記載されている。

【００３２】

【表１】 ―――――――――――――――――――――――――――――――――――― ｙ_００ ０．００８６００３５−０．０３１５８４４ｊ ｙ_１０ −０．００３７２６４２＋０．００７２３１９ｊ ｙ_１１ ０．００９６２２９５−０．０１６５６８３５ｊ ｙ_２１ −０．０００３７７４５９＋０．０１１７８６７ｊ ｙ_３１ ０．００００２７２０８８５−０．００６３７３６ｊ ｙ_４１ ０．００１７７９５２５＋０．００２２０８３３５ｊ ――――――――――――――――――――――――――――――――――――

【００３３】また、Ｃはアンテナの利得に関するスケー
ルファクタである。スケールファクタＣの理論的な結果
は次式に等しい。

【００３４】

【数１１】Ｃ＝２Ｒ_０√Ｄ

【００３５】ここで、Ｄ（＝１．６４）は半波長ダイポ
ールの指向係数である。図１に示したエスパアンテナの
場合、いくつかの実際の測定結果に基づいて、われわれ
は近似的にＣ＝１３１．２を取得した。

【００３６】数３で示される信号モデルについて、次の
＜Ａ１＞乃至＜Ａ４＞が仮定されている。

【００３７】＜Ａ１＞受信される信号は、分数間隔のシ
ンボルサイクルでサンプリングされる場合には広義の周
期的定常状態であり、シンボルレートでサンプリングさ
れる場合には広義の定常状態である。広義の周期的定常
状態の信号ベクトルは、次式で定義される。

【００３８】

【数１２】Ｅ［ｘ（ｔ_１）ｘ^Ｈ（ｔ_２）］＝Ｅ［ｘ（ｔ
_１＋Ｔ）ｘ^Ｈ（ｔ_２＋Ｔ）］

【００３９】ここで、（・）^Ｈは複素共役転置を示し、
Ｅ［・］は統計的期待値を示す。

【００４０】＜Ａ２＞情報シンボルｓ_ｐ（ｍ），ｐ＝
１，…，Ｐはｉ．ｉ．ｄ．（独立かつ同一分布されてい
る）でありかつ非ガウス的に分布され、互いに統計的に
相関しない。すなわち、次式を満たす。

【００４１】

【数１３】 Ｅ｛ｓ_ｐ（ｍ）ｓ_ｑ ^＊（ｎ）｝＝δ_ｐ，ｑδ_ｍ，ｎ

【００４２】ここで、（・）^＊は複素共役を示し、δ
_ｐ，ｑはクロネッカーのデルタを示す。

【００４３】＜Ａ３＞時空間シンボル波形信号のチャン
ネル｛ｇ_ｐ（ｔ），ｐ＝１，…，Ｐ｝は線形であって、
関心を持たれた周期の間は有限の継続時間［０，Ｄ
_ｐＴ］に対して時間不変である。

【００４４】＜Ａ４＞相加性雑音は、次式を満たすゼロ
平均の白色雑音である。

【００４５】

【数１４】Ｅ｛ω^２（ｔ）｝＝０

【数１５】Ｅ｜ω（ｔ）｜^２＝σ^２

【００４６】ここで、σ^２は雑音のパワーを表す。相加
性雑音はまた、すべてのユーザ端末の信号に対して相関
されない。

【００４７】次に、本発明において目的関数を計算する
ために用いられ、第２及び第３の実施形態ではさらに時
間領域の重み係数を計算するために用いられる「キュム
ラント」の定義について説明する。従来技術文献５「J.
M. Mendel, "Tutorial on higher-order statistics
(spectra) in signal processing and sysytem theory:
theoretical results and some applications", Proce
edings IEEE, Vol. 79,No. 3, pp.278-305, １９９１年
３月」に従って、ｘ_１，ｘ_２，ｘ_３，ｘ_４がゼロ平均の
ランダム変数であると仮定する。それの、２次、３次及
び４次のキュムラントは以下のように定義される。

【００４８】

【数１６】 ｃｕｍ（ｘ_１；ｘ_２）＝Ｅ｛ｘ_１ｘ_２｝

【数１７】 ｃｕｍ（ｘ_１；ｘ_２；ｘ_３）＝Ｅ｛ｘ_１ｘ_２ｘ_３｝

【数１８】ｃｕｍ（ｘ_１；ｘ_２；ｘ_３；ｘ_４）＝Ｅ｛ｘ
_１ｘ_２ｘ_３ｘ_４｝−ｃｕｍ（ｘ_１；ｘ_２）ｃｕｍ
（ｘ_３；ｘ_４）−ｃｕｍ（ｘ_１；ｘ_３）ｃｕｍ（ｘ_２；
ｘ_４）−ｃｕｍ（ｘ_１；ｘ_４）ｃｕｍ（ｘ_２；ｘ_３）

【００４９】４次よりも高い次数に対する、又はゼロで
ない平均を有するランダム変数に対する、より高次のキ
ュムラントの詳細については、従来技術文献５を参照せ
よ。本願明細書では、一般性を失なうことなく４次のキ
ュムラントについて考察する。

【００５０】次いで、適応制御処理の収束を評価するた
めの目的関数として用いる、アレーアンテナの制御装置
の逆フィルタ基準（ＩＦＣ）について説明する。この逆
フィルタ基準の目的関数（ＩＦＣ関数）は、本実施形態
の目的関数として用いられるとともに、本発明に係る第
２及び第３の実施形態においても目的関数として用いら
れる。数３では、受信信号ｙ（ｔ）を連続時間ｔの関数
として表記したが、以下では離散的なサンプル時間ｎに
基づく離散的な受信信号ｙ（ｎ）として表記する。キュ
ムラントに基づく逆フィルタ基準は、次式のように定義
される（従来技術文献６「O. Shalvi et al., "New cri
teria for blind deconvolution of nonminimum phase
systems (channels)", IEEE Transactions on Informat
ion Theory, Vol. 36, No. 2, pp. 312-321,１９９０年
３月」を参照）。

【００５１】

【数１９】 ｍ＝２，４，６，…

【００５２】ここで、

【数２０】 は、出力信号ｙ（ｎ）の次数２ｍのキュムラントであ
る。以下、上記逆フィルタ基準Ｊ（ｙ（ｎ））を、当該
システムに係る目的関数と呼ぶ。従って、上記目的関数
Ｊ（ｙ（ｎ））は、２以上の自然数であるｍ個の第１の
変数と、ｍ個の第２の変数とを有する２ｍ次のキュムラ
ントにおいて、第１の変数としてｍ個の同一の当該アレ
ーアンテナの受信信号ｙ（ｎ）を含み、第２の変数とし
てｍ個の同一の上記受信信号の複素共役の信号ｙ
^＊（ｎ）を含む受信信号のキュムラントＣ_{２ ｍ}｛ｙ
（ｎ）｝を計算し、上記受信信号のパワーＥ｛｜ｙ
（ｎ）｜^２｝を計算し、上記計算された受信信号のパワ
ーのｍ乗に対する上記受信信号のキュムラントの比の値
を計算することによって演算される。

【００５３】目的関数Ｊ（ｙ（ｎ））の分子の｜Ｃ_２ｍ
｛ｙ（ｎ）｝｜をＣ_２ｍ｛ｙ（ｎ）｝で置換した式もま
た、正規化された２ｍ次のキュムラントと呼ぶことを注
意する。本実施形態では簡単化のために、ｍ＝２の場合
（すなわち４次のキュムラントに基づく目的関数）につ
いてのみ考察する。ｍ＝２に基づく結果は、ｍ＝４，
６，８，…に直接拡張することができる。出力信号ｙ
（ｎ）の関連する４次のキュムラントは、次式のように
なることが容易に分かる。

【００５４】

【数２１】 Ｃ_４｛ｙ（ｎ）｝＝ｃｕｍ｛ｙ（ｎ），ｙ（ｎ），ｙ（ｎ）^＊，ｙ（ｎ）^＊｝ ＝Ｅ｛｜ｙ（ｎ）｜^４｝−２（Ｅ｛｜ｙ（ｎ）｜^２｝）^２ −｜Ｅ｛（ｙ（ｎ））^２｝｜^２

【００５５】信号対雑音比（ＳＮＲ）が無限大になって
いる場合（すなわち、σ^２＝０）には、目的関数Ｊ（ｙ
（ｎ））がいくつかの局所的な最小値を有することが示
されている（特願２００２−８１０７４号の明細書を参
照）。局所的な最小値の個数は、関連するシステムの自
由度に、又は完全処理の条件に依存する（従来技術文献
７「K. Yang et al., "A signal subspace-based subba
nd approach to space-time adaptive processing for
mobile communications", IEEE Transactoinson Signal
Processing, Vol. 49, No. 2, pp. 401-413, ２００１
年２月」を参照）。有限のＳＮＲの場合、システムの自
由度の個数が完全処理の条件に一致するときは、目的関
数値Ｊ（ｙ（ｎ））を最大化することは、最強の（ユー
ザ端末の）信号又は最強の信号成分が強化される一方
で、同一チャンネル間ユーザ干渉が抑圧されるか、又は
同一チャンネル間ユーザ干渉とシンボル間干渉の両方が
抑圧されることを意味する。本願明細書では、この目的
関数を使用してエスパアンテナに基づく適応ビーム形成
及びエスパアンテナに基づく時空間適応型フィルタリン
グを行う。

【００５６】マルチパス波が存在しない場合、数３にお
けるエスパアンテナの出力は、非励振素子の関連付けら
れたリアクタンスによって制御されるパターンΓ（θ，
Ｘ_１，…，Ｘ_６）に依存する。数５及び数７からは、パ
ターンがリアクタンスに関する非線形関数であることが
分かり、従って、ユーザ端末の信号の利得（これは、到
来方向に依存する）を、与えられた一定のレベルで維持
することはきわめて困難である。このことはまた、エス
パアンテナに基づく適応型空間ビーム形成に対してＣＭ
Ａ（定包絡線アルゴリズム、又は一定モジュラスアルゴ
リズム）を適用することはほとんど不可能であることを
意味している。

【００５７】前述されたように、逆フィルタ基準は、基
本的に、すべての信号の正規化された２ｍ次のキュムラ
ントが同一であるとき、最強の信号のみを強化する（又
は抽出する）（特願２００２−８１０７４号の明細書を
参照）。これは、逆フィルタ基準がエスパアンテナに基
づく適応ビーム形成に適していることを意味する。数１
９によって、ｍ＝２に対する目的関数は次式によって与
えられる。

【００５８】

【数２２】

【００５９】数２２は、リアクタンス値を各成分に含む
リアクタンスベクトルＸ＝［Ｘ_１，…，Ｘ_６］^Ｔを、次
の勾配型のアルゴリズム（最急勾配法）を用いて更新す
ることによって最大化される。

【００６０】

【数２３】Ｘ（ｕ＋１）＝Ｘ（ｕ）＋α∇_ＸＪ（Ｘ）｜
_{Ｘ＝Ｘ（ｕ）}

【数２４】

【数２５】 ｉ＝１，…，６

【００６１】ここで、αは更新のステップサイズパラメ
ータであり、Δは正又は負の定数であるリアクタンスの
摂動のステップサイズパラメータであり、ｅ_ｉは６×６
の単位行列のｉ番目の列ベクトルを示し、∇_ＸＪ（Ｘ）
はリアクタンスベクトルＸに関するＪ（Ｘ）の勾配ベク
トルを示す。リアクタンスベクトルの更新は、数２２の
目的関数が変化しなくなるときに停止する。実際のアプ
リケーションでは、目的関数は、受信信号のデータブロ
ックの離散的なサンプルから評価されることが可能であ
る。すなわち、数２２に代わって次式を用いる。

【００６２】

【数２６】

【００６３】ここで、

【数２７】

【数２８】 であり、ｍ_ｌ＝Ｎｔ×ｌ，ｌ＝１，…，Ｍｔ，であり、
Ｍｔは連続するデータブロックの数を示す。ブロックサ
イズＮｔは、期待値Ｃｄ_４｛ｙ（ｎ）｝及びＥｄ｛｜ｙ
（ｎ）｜^２｝がそれぞれキュムラントＣ_４｛ｙ（ｎ）｝
及び分散Ｅ｛｜ｙ（ｎ）｜^２｝をよく近似するように選
択される。

【００６４】適応制御型コントローラ１０によって実行
されるブラインド適応制御処理は、原理的には、以下に
説明されるように、簡単なブロック更新アルゴリズムで
ある。すなわち、リアクタンスベクトルの初期値に基づ
いて目的関数値の最大値（ここでは初期値）Ｊｍａｘを
計算して設定し、次いで、反復ステップとして、受信信
号ｙ（ｎ）に基づいて数２５及び数２４から目的関数の
勾配を計算して、さらに数２３を用いて更新されたリア
クタンスベクトルを計算し、上記リアクタンスベクトル
に基づく目的関数値を計算する。決定ステップとして、
計算された目的関数値が、目的関数値の最大値Ｊｍａｘ
よりも所定のしきい値だけ大きいときは、この計算され
た目的関数値を最大値Ｊｍａｘとして設定して反復ステ
ップに戻り、そうでないときは、処理を終了する。

【００６５】図３に、本実施形態に係るブラインド適応
制御処理のフローチャートが示されている。ステップＳ
１で、ループの反復回数ｕを０に設定し、ステップＳ２
で、初期化ステップとして、反復制御数εと、ステップ
サイズパラメータα及びΔと、リアクタンスベクトルの
初期値Ｘ（０）＝［Ｘ_１（０），…，Ｘ_６（０）］^Ｔを
与えられたものとし、リアクタンスベクトルＸ（０）を
表すリアクタンス値信号の初期値Ｘ（０）を可変リアク
タンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定する。
ステップＳ３で、受信信号ｙ（ｎ）に基づき数２６を用
いて目的関数値Ｊｄ（ｘ（０））を計算し、目的関数の
最大値Ｊｍａｘの初期値として設定する。

【００６６】次いで、ステップＳ４において目的関数の
勾配計算処理を実行する。本実施形態では、リアクタン
ス値を正に摂動させたときの勾配と負に摂動させたとき
の勾配とを用いて最急降下法によって次のリアクタンス
値を計算し、各リアクタンス値のうちで目的関数値をよ
り大きくするほうを、更新されたリアクタンス値に決定
する。従って、ステップＳ４では目的関数の２種類の勾
配を計算し、そのため、数２３乃至数２５の代わりに、
次式を用いる。

【００６７】

【数２９】Ｘ_＋Δ（ｕ＋１）＝Ｘ（ｕ）＋α∇_Ｘ，＋Δ
Ｊｄ（Ｘ）｜_{Ｘ＝Ｘ（ｕ）}

【数３０】

【数３１】 ｉ＝１，…，６

【数３２】Ｘ_−Δ（ｕ＋１）＝Ｘ（ｕ）＋α∇_Ｘ，−Δ
Ｊ（Ｘ）｜_{Ｘ＝Ｘ（ｕ）}

【数３３】

【数３４】 ｉ＝１，…，６

【００６８】図４のサブルーチンを参照すると、ステッ
プＳ２１において、リアクタンスベクトルＸ（ｕ）を表
すリアクタンス値信号Ｘ（ｕ）を可変リアクタンス素子
１２−１乃至１２−６に出力して設定し、受信信号ｙ
（ｎ）に基づき数２６を用いて目的関数値Ｊｄ（Ｘ
（ｕ））を計算する。ステップＳ２２において、各可変
リアクタンス素子を表すパラメータｉを１に設定し、次
いで、ステップＳ２３において、第ｉ成分のリアクタン
ス値を＋Δ摂動させたリアクタンスベクトルを表すリア
クタンス値信号Ｘ（ｕ）＋Δ・ｅ_ｉを可変リアクタンス
素子１２−１乃至１２−６に出力して設定し、受信信号
ｙ（ｎ）に基づき数２６を用いて目的関数値Ｊｄ（Ｘ
（ｕ）＋Δ・ｅ_ｉ）を計算する。ステップＳ２４で、す
でに、すべての摂動されたリアクタンス値に基づく目的
関数値Ｊｄ（Ｘ（ｕ）＋Δ・ｅ_ｉ）（ｉ＝１，…，６）
がそれぞれ計算されていたならば、ステップＳ２６に進
み、そうでないときは、ステップＳ２５でパラメータｉ
を１だけインクリメントしてステップＳ２３を繰り返
す。次いで、ステップＳ２６において、数３１及び数３
０を用いて目的関数の勾配∇_Ｘ，＋ΔＪｄ（Ｘ）｜
_{Ｘ＝Ｘ（ｕ）}を計算する。

【００６９】次に、ステップＳ２７乃至ステップＳ３１
において、＋Δの摂動の代わりに−Δの摂動を用いてス
テップＳ２２乃至ステップＳ２６と同様の計算を実行す
る。その結果として、ステップＳ２８では、パラメータ
ｉ＝１，…，６のそれぞれに対して目的関数値Ｊｄ（Ｘ
（ｕ）−Δ・ｅ_ｉ）が計算され、ステップＳ３１では、
数３４及び数３３を用いて目的関数の勾配∇_Ｘ，−ΔＪ
ｄ（Ｘ）｜_{Ｘ＝Ｘ（ｕ ）}が計算される。

【００７０】図３に戻り、ステップＳ５において、ステ
ップＳ２６で計算された目的関数の勾配∇_Ｘ，＋ΔＪｄ
（Ｘ）｜_{Ｘ＝Ｘ（ｕ）}に基づき、数２９を用いてリアク
タンスベクトルＸ_＋Δ（ｕ＋１）を計算し、これを表す
リアクタンス値信号を可変リアクタンス素子１２−１乃
至１２−６に出力して設定し、次いで、受信信号ｙ
（ｎ）に基づき数２６を用いて目的関数値Ｊｄ（Ｘ_＋Δ
（ｕ＋１））を計算する。ステップＳ６でも同様に、ス
テップＳ３１で計算された目的関数の勾配∇_{Ｘ，− Δ}Ｊ
ｄ（Ｘ）｜_{Ｘ＝Ｘ（ｕ）}に基づき、数３２を用いてリア
クタンスベクトルＸ _−Δ（ｕ＋１）を計算し、これを表
すリアクタンス値信号を可変リアクタンス素子１２−１
乃至１２−６に出力して設定し、次いで、受信信号ｙ
（ｎ）に基づき数２６を用いて目的関数値Ｊｄ（Ｘ_−Δ
（ｕ＋１））を計算する。次いで、ステップＳ７におい
て、目的関数値Ｊｄ（Ｘ_＋Δ（ｕ＋１））とＪｄ（Ｘ
_−Δ（ｕ＋１））のうちの大きい値と、それに対応する
リアクタンスベクトル（Ｘ_＋Δ（ｕ＋１）又はＸ
_−Δ（ｕ＋１））をそれぞれ、目的関数値Ｊｄ（Ｘ（ｕ
＋１））及びリアクタンスベクトルＸ（ｕ＋１）として
選択する。

【００７１】ステップＳ８以降は決定ステップである。
本実施形態では、収束を保証するために、連続した８回
の反復で所定の収束条件が満たされることを条件として
課し、さらに、収束条件が満たされないときは、ステッ
プサイズパラメータα及びΔを変化させて処理を繰り返
す。まず、ステップＳ８において、目的関数値Ｊｄ（Ｘ
（ｕ＋１））について次式が成り立つか否かが判断され
る。

【００７２】

【数３５】Ｊｄ（Ｘ（ｕ＋１））−Ｊｍａｘ≧ε

【００７３】この不等式が成り立つときは、ステップＳ
１２で目的関数値Ｊｄ（Ｘ（ｕ＋１））を新しい最大値
Ｊｍａｘとして設定し、ステップＳ１３でステップサイ
ズパラメータα及びΔにそれぞれ０．６１８を加算し、
次いで、ステップＳ１４で、ループの反復回数ｕを１だ
けインクリメントしてステップＳ４に戻る。ステップＳ
８の不等式が満たされないときは、ステップＳ９におい
て、目的関数値Ｊｄ（Ｘ（ｕ＋１））が、その前回の反
復までにおける最大値Ｊｍａｘよりも小さいか否かが判
断される。ＹＥＳのときは、ステップＳ１５でステップ
サイズパラメータα及びΔにそれぞれ０．６１８を乗算
し、次いで、ステップＳ１６で、ループの反復回数ｕを
１だけインクリメントしてステップＳ４に戻る。ステッ
プＳ９がＮＯであるときは、連続した８回の反復ｖ（ｕ
−７≦ｖ≦ｕ）に対して次式が成り立つか否かが判断さ
れる。

【００７４】

【数３６】Ｊｄ（Ｘ（ｖ））−Ｊｍａｘ＜ε

【００７５】上式が成り立たないときは、ステップＳ１
２乃至Ｓ１４を実行してステップＳ４に戻る。上式が成
り立つときは、リアクタンスベクトルＸ（ｕ＋１）を表
すリアクタンス値信号を可変リアクタンス素子１２−１
乃至１２−６に出力して設定し、処理を終了する。

【００７６】このアルゴリズムが収束するとき、目的関
数値Ｊｍａｘに関連付けられた最適の受信信号ｙ（ｎ）
が取得される。上述の手順は、エスパアンテナに基づく
ブラインド適応制御処理の簡単な方法を示す。この方法
によれば、学習シーケンス信号などの参照信号を必要と
せずに、アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向
けかつ干渉波の方向にヌルを向けるようにビーム形成す
ることができる。また、この方法では、受信側端末装置
において、送信局で発生されるものと同一の参照信号を
発生させたり、送信される参照信号と受信側で発生され
る参照信号とを同期させたりすることを必要としないの
で、制御回路が簡単になる。

【００７７】＜第２の実施形態＞図５は本発明の第２の
実施形態に係るブラインド時空間適応制御処理（又は、
ブラインド時空間適応フィルタリング（ブラインドＳＴ
ＡＦ））を実行するアレーアンテナの制御装置のブロッ
ク図である。本実施形態のアレーアンテナの制御装置
は、図１に示された第１の実施形態に係るアレーアンテ
ナの制御装置に加えて、アレーアンテナ装置１００で受
信された無線信号を処理する時間領域信号処理部５をさ
らに備え、適応制御型コントローラ１０に代わりに設け
られた時空間適応制御型コントローラ２０は、可変リア
クタンス素子１２−１乃至１２−６を制御するだけでな
く、上記時間領域信号処理部５も制御して時間領域の信
号処理を実行することを特徴とする。

【００７８】図５のアレーアンテナの制御装置におい
て、アレーアンテナ装置１００からＡ／Ｄ変換器３まで
の構成と動作は、図１のアレーアンテナの制御装置と同
様である。次いで、時間領域信号処理部５は、アレーア
ンテナ装置１００によって受信された無線信号ｙ（ｎ）
を複数の時間領域のサブ信号に分割し、分割した複数の
サブ信号からなる受信信号ベクトルＹを時空間適応制御
型コントローラ２０に出力し、また、分割された複数の
サブ信号に対してそれぞれ所定の重み係数を乗算した後
加算することにより時間領域の信号処理を実行して出力
信号ｙ_Ｏ（ｎ）として出力する。ここで、重み係数は、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値が変化さ
れるたびに、受信信号ベクトルＹと出力信号ｙ_Ｏ（ｎ）
に基づいて、所定の目的関数が最大化されるように演算
される。そして、時空間適応制御型コントローラ２０
は、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリ
アクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、各リ
アクタンス値に対する上記目的関数の勾配ベクトルを計
算し、計算された勾配ベクトルに基づいて上記目的関数
の値が最大となるように各リアクタンス値を計算して設
定することにより、上記アレーアンテナの主ビームを所
望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるため
のブラインド時空間適応制御処理を実行する。

【００７９】次に、図６乃至図８を参照して、図５の時
間領域信号処理部５についてより詳細に説明する。図６
は、時間領域信号処理部５の第１の実施形態であるＴＤ
ＭＡ用時間領域信号処理部５−１のブロック図である。
ＴＤＭＡ用時間領域信号処理部５−１は、互いに縦続接
続された複数（Ｊ−１）個のシフトレジスタ（ＳＲ）１
３−１乃至１３−（Ｊ−１）と、複数Ｊ個のダウンサン
プラ１４−１乃至１４−Ｊと、複数Ｊ個のトランスバー
サルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｊと、加算器１７
とを備えて構成される。上記シフトレジスタ（ＳＲ）１
３−１乃至１３−（Ｊ−１）はそれぞれ、入力されるク
ロックに基づいて入力信号を１シンボル期間だけ遅延し
て出力する。トランスバーサルフィルタ回路２３−１乃
至２３−Ｊは、重み係数の演算のために、複数の時間遅
延のサブ信号に分割された信号データＤｙ１乃至ＤｙＪ
を時空間適応制御型コントローラ２０に出力し、かつ、
時空間適応制御型コントローラ２０によって演算された
重み係数データＤｗ１乃至ＤｗＪを、入力された各信号
に乗算して出力する。

【００８０】図５のＡ／Ｄ変換器３から出力された受信
信号ｙ（ｎ）は、ダウンサンプラ１４−１と、シフトレ
ジスタ１３−１に入力される。ダウンサンプラ１４−１
は、入力された受信信号ｙ（ｎ）を、Ａ／Ｄ変換器３の
サンプリング周波数の１／Ｊ倍のサンプリング周波数で
ダウンサンプリングし、処理後の信号を詳細後述するト
ランスバーサルフィルタ回路２３−１を介して加算器１
７に出力する。シフトレジスタ１３−１から出力された
信号は、ダウンサンプラ１４−２と、シフトレジスタ１
３−２に入力される。ダウンサンプラ１４−２は、入力
された信号を、Ａ／Ｄ変換器３のサンプリング周波数の
１／Ｊ倍のサンプリング周波数でダウンサンプリング
し、処理後の信号をトランスバーサルフィルタ回路２３
−２を介して加算器１７に出力する。以下同様に、シフ
トレジスタ１３−ｊ（ｊ＝２，３，…，Ｊ−１）から出
力された信号は、ダウンサンプラ１４−（ｊ＋１）と、
シフトレジスタ１３−（ｊ＋１）に出力される。ダウン
サンプラ１４−（ｊ＋１）は、入力された信号を、Ａ／
Ｄ変換器３のサンプリング周波数の１／Ｊ倍のサンプリ
ング周波数でダウンサンプリングし、処理後の信号をト
ランスバーサルフィルタ回路２３−（ｊ＋１）を介して
加算器１７に出力する。さらに、加算器１７は、入力さ
れた複数Ｊ個の信号を加算し、加算結果の信号を出力信
号ｙ_Ｏ（ｔ）として出力する。

【００８１】図７は、図３のトランスバーサルフィルタ
回路２３−１の構成を示すブロック図である。トランス
バーサルフィルタ回路２３−１は、ダウンサンプラ２２
−１を通過して入力される信号を、例えば１シンボルの
１／４乃至１／２の時間だけそれぞれ遅延させ互いに縦
続接続された複数（Ｍ−１）個の遅延回路２５−１乃至
２５−（Ｍ−１）と、複数Ｍ個の乗算器２６−１乃至２
６−Ｍと、加算器２７とを備えて構成される。トランス
バーサルフィルタ回路２３−１に入力される信号は、サ
ブ信号のデータとして時空間適応制御型コントローラ２
０に出力され、かつ、重み係数ｗ_１，１の乗算係数を有
する乗算器２６−１を介して加算器２７に出力されると
ともに、互いに縦続接続された（Ｍ−１）個の遅延回路
２５−１乃至２５−（Ｍ−１）と、重み係数ｗ_１，Ｍの
乗算係数を有する乗算器２６−Ｍとを介して加算器２７
に出力される。ここで、重み係数ｗの添え字は、第１の
添え字でトランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２
３−Ｊのシリアル番号１乃至Ｊを、第２の添え字で上記
各トランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｊ
内の乗算器のシリアル番号１乃至Ｍを表す。また、遅延
回路２５−１から出力される信号は、時空間適応制御型
コントローラ２０に出力されるとともに、重み係数ｗ
_１，２の乗算係数を有する乗算器２６−２を介して加算
器２７に出力され、さらに、遅延回路２５−２から出力
される信号は、時空間適応制御型コントローラ２０に出
力されるとともに、重み係数ｗ_１，３の乗算係数を有す
る乗算器２６−３を介して加算器１７に出力される。以
下同様にして、遅延回路２６−ｍａ（ｍａ＝３，…，Ｍ
−１）から出力される信号は、時空間適応制御型コント
ローラ２０に出力されるとともに、重み係数ｗ
_{１，ｍａ＋１}の乗算係数を有する乗算器２６−（ｍａ＋
１）を介して加算器２７に出力される。そして、加算器
２７は入力されるＭ個の信号を加算し、加算結果の信号
を加算器１７に出力する。

【００８２】また、図６のトランスバーサルフィルタ回
路２３−２乃至２３−Ｊは、互いに縦続接続された複数
（Ｍ−１）個の遅延回路と、複数Ｍ個の乗算器と、加算
器とを備えて、トランスバーサルフィルタ回路２３−１
と同様に構成される。時間領域信号処理部５は、各トラ
ンスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｊから出
力された信号データＤｙ１乃至ＤｙＪを、受信信号ベク
トルＹを表す信号に合成して時空間適応制御型コントロ
ーラ２０に出力する。また、時間領域信号処理部５は、
時空間適応制御型コントローラ２０から入力された重み
係数ベクトルＷを表す信号を重み係数データＤｗ１乃至
ＤｗＪに分解して、各トランスバーサルフィルタ回路２
３−１乃至２３−Ｊにおいてそこに入力された信号と乗
算する。

【００８３】＜第３の実施形態＞図８は、本発明の第３
の実施形態に係るアレーアンテナの制御装置の構成の一
部を示す図であって、図６のＴＤＭＡ用時間領域信号処
理部５−１に取って代わる、時間領域信号処理部５の第
２の実施形態であるＣＤＭＡ用時間領域信号処理部５−
２のブロック図である。本実施形態においては、図６の
トランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｊの
代わりに、複数Ｊ個のマッチドフィルタ（matched filt
er；整合フィルタともいう。）１５−１乃至１５−Ｊ
と、上記各マッチドフィルタ１５−１乃至１５−Ｊに接
続されたサブ信号処理回路１６−１乃至１６−Ｊとを備
えたことを特徴とし、それ以外の構成は図６のＴＤＭＡ
用時間領域信号処理部５−１と同様であり、その詳細な
説明は省略する。

【００８４】図８において、互いに縦続接続されたＪ−
１個のシフトレジスタ１３−１乃至１３−（Ｊ−１）
と、Ｊ個のダウンサンプラ１４−１乃至１４−Ｊとは、
ＴＤＭＡ用時間領域信号処理部５−１と同様に構成され
る。ダウンサンプラ１４−１から出力された信号はマッ
チドフィルタ１５−１に入力され、マッチドフィルタ１
５−１は、ダウンサンプリングされた信号を、受信機の
コントローラ（図示せず。）から入力される所望波のユ
ーザ端末の拡散符号のデータＤｃｐに基づいて、白色雑
音の中にうずもれた所望波信号を最大のＳＮ比で検出
し、具体的には、拡散符号の１周期毎にパルス信号を出
力する。次いで、マッチドフィルタ１５−１からの信号
は、詳細後述するサブ信号処理回路１６−１を介して加
算器１７に出力される。また、ダウンサンプラ１４−２
から出力された信号は、マッチドフィルタ１５−２及び
サブ信号処理回路１６−２を介して加算器１７に出力さ
れる。以下同様に、各マッチドフィルタ１５−ｊ（ｊ＝
３，４，…，Ｊ）は、ダウンサンプラ１４−ｆａから出
力された信号を、サブ信号処理回路１６−ｊを介して加
算器１７に出力する。

【００８５】次いで、図８のサブ信号処理回路１６−１
の詳細構成について説明する。サブ信号処理回路１６−
１は、それぞれ所定の遅延時間Ｔｃを有して縦続接続さ
れた複数（Ｎｃ−１）個の遅延回路２１−１乃至２１−
（Ｎｃ−１）と、複数Ｎｃ個のダウンサンプラ２２−１
乃至２２−Ｎｃと、複数Ｎｃ個のトランスバーサルフィ
ルタ回路２３−１乃至２３−Ｎｃと、加算器２４とを備
えて構成される。マッチドフィルタ１５−１から出力さ
れた信号は、遅延回路２１−１及びダウンサンプラ２２
−１に出力される。ダウンサンプラ２２−１は入力され
た信号を、ダウンサンプラ１４−１乃至１４−Ｊのサン
プリング周波数の１／Ｎｃ倍のサンプリング周波数でダ
ウンサンプリングし、処理後の信号をトランスバーサル
フィルタ回路２３−１を介して加算器２４に出力する。

【００８６】トランスバーサルフィルタ回路２３−１乃
至２３−Ｎｃは、重み係数の演算のために、複数の時間
遅延のサブ信号に分割された信号データＤｙ１乃至Ｄｙ
Ｎｃを時空間適応制御型コントローラ２０に出力し、か
つ、入力された各信号に、時空間適応制御型コントロー
ラ２０によって演算された重み係数のデータＤｗ１乃至
ＤｗＮｃをそれぞれ乗算する。トランスバーサルフィル
タ回路２３−１乃至２３−Ｎｃの詳細構成は、図７のＴ
ＤＭＡ用時間領域信号処理部５−１のトランスバーサル
フィルタ回路と同様である。

【００８７】また、遅延回路２１−１から出力された信
号は、遅延回路２１−２とダウンサンプラ２２−２に入
力され、ダウンサンプラ２２−２は入力された信号を、
ダウンサンプラ１４−１乃至１４−Ｊのサンプリング周
波数の１／Ｎｃ倍のサンプリング周波数でダウンサンプ
リングし、処理後の信号をトランスバーサルフィルタ回
路２３−２を介して加算器２４に出力する。以下同様
に、遅延回路２１−ｎｃ（ｎｃ＝２，３，…，Ｎｃ−
１）から出力された信号は、遅延回路２１−（ｎｃ＋
１）とダウンサンプラ２２−（ｎｃ＋１）に入力され、
ダウンサンプラ２２−（ｎｃ＋１）は入力された信号
を、ダウンサンプラ１４−１乃至１４−Ｊのサンプリン
グ周波数の１／Ｎｃ倍のサンプリング周波数でダウンサ
ンプリングし、処理後の信号をトランスバーサルフィル
タ回路２３−（ｎｃ＋１）を介して加算器２４に出力す
る。さらに、加算器２４は入力される複数Ｎｃ個の信号
を加算して加算結果の信号を加算器１７に出力する。

【００８８】サブ信号処理回路１６−２乃至１６−Ｊに
ついても、その内部は、サブ信号処理回路１６−１と同
様に構成される。加算器１７は、サブ信号処理回路１６
−１乃至１６−Ｊから出力される複数Ｊ個の適応制御さ
れた信号を加算して、加算結果の信号を出力信号ｙ
_Ｏ（ｔ）として出力する。時間領域信号処理部５は、サ
ブ信号処理回路１６−１乃至１６−Ｊ内の複数Ｊ×Ｎｃ
個の各トランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３
−Ｎｃから出力された信号データＤｙ１乃至ＤｙＮｃ
を、受信信号ベクトルＹを表す信号に合成して時空間適
応制御型コントローラ２０に出力する。また、時間領域
信号処理部５は、時空間適応制御型コントローラ２０か
ら入力された重み係数ベクトルＷを表す信号を重み係数
データＤｗ１乃至ＤｗＮｃに分解して、複数Ｊ×Ｎｃ個
の各トランスバーサルフィルタ回路２３−２乃至２３−
Ｎｃにおいてそこに入力された信号と乗算する。

【００８９】以上のように構成されたアレーアンテナの
制御装置においては、時空間適応制御型コントローラ２
０は、時間領域信号処理部５から出力される受信信号ベ
クトルＹと出力信号ｙ_Ｏ（ｎ）とに基づいて、キュムラ
ントに基づく逆フィルタ基準を目的関数として用いた所
定の適応制御アルゴリズムを用いて、目的関数が最大化
されるように複数Ｊ×Ｎｃ×Ｍ個の乗算器２６−１乃至
２６−Ｍのための各重み係数を演算し、各乗算器２６−
１乃至２６−Ｍにフィードバックして設定する。

【００９０】時空間適応制御型コントローラ２０は、さ
らに、アレーアンテナ装置１００の指向性を制御するた
めのリアクタンス値信号を出力する。ここで、時空間適
応制御型コントローラ２０は、例えばコンピュータなど
のディジタル計算機で構成され、各可変リアクタンス素
子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を順次所定の
シフト量だけ摂動させ、各リアクタンス値に係る出力信
号ｙ_Ｏ（ｎ）に基づいた目的関数の勾配ベクトルを計算
し、計算された勾配ベクトルに基づいて目的関数の値が
最大となるように最急勾配法によって各リアクタンス値
を計算して設定することにより、上記アレーアンテナの
主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌル
を向けるためのブラインド時空間適応制御処理を実行す
ることを特徴とする。

【００９１】次いで、本発明の第２及び第３の実施形態
に係るアレーアンテナの制御方法であるブラインド時空
間適応制御処理（ブラインド時空間適応型フィルタリン
グ；ブラインドＳＴＡＦ）の原理について説明する。初
めに、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリ
アクタンス値が予め設定されているときの受信信号ベク
トルＹ及び出力信号ｙ_Ｏ（ｎ）を定式化する。

【００９２】マルチパス波が存在するとき、エスパアン
テナに基づく適応処理は時空間適応型フィルタリングに
なる。ブラインドＳＴＡＦの場合の受信信号ベクトルＹ
は、特願２００１−５９９８１号の明細書に詳述され
た、ブラインドでないＳＴＡＦの場合の信号ベクトルと
同様である。後続の説明の便宜上、第２及び第３の実施
形態のための関連付けられた受信信号ベクトルをそれぞ
れ次に簡単に定式化する。

【００９３】第２の実施形態（ＴＤＭＡの場合）におい
て、ｐ番目のユーザ端末の信号に係る情報シンボルの波
形信号ρ_ｐ（ｔ）は２乗された余弦パルスであることが
多く、すべてのユーザ端末の波形信号は同一である。δ
はサンプリング周期を示し、η＝Ｔ／δ（ηは１以上の
整数）をオーバーサンプリング係数とする。数３によっ
て与えられた受信信号ｙ（ｔ）をｔ＝ｍＴ−ｉδ，ｍ∈
（−∞，＋∞）でサンプリングすると、次式が得られ
る。

【００９４】

【数３７】 ｉ＝０，…，η−１

【００９５】仮定Ａ１に記載されたユーザ端末の信号の
周期的な定常状態を利用すると、オーバーサンプリング
成分をスタックすることによって定式化される、拡張さ
れたマルチチャンネルモデルの信号ベクトルは、次式を
満たす。

【００９６】

【数３８】

【００９７】ここで、以下の表記を用いている。

【００９８】

【数３９】ｈ_ｐ（ｄ）＝［ｇ_ｐ（ｄＴ），ｇ_ｐ（ｄＴ−
δ），…，ｇ_ｐ（ｄＴ−（η−１）δ）］^Ｔ

【数４０】ωａ（ｍ）＝［ω（ｍＴ），ω（ｍＴ−
δ），…ω（ｍＴ−（η−１）δ）］^Ｔ

【００９９】オーバーサンプリング係数η（ｙ（ｍ）の
次元）は、オーバーサンプリングに基づくチャンネルの
数と呼ばれる。オーバーサンプリングによって拡張され
たチャンネルは、関連付けられたシステムのシンボルレ
ベルの自由度を同等（equivalently）に増大させる。こ
のことは、ブラインド処理にとって重大であり、かつ適
応処理の性能を高めるためにも非常に重要である（従来
技術文献７を参照）。オーバーサンプリング係数ηの限
界は、従来技術文献８「A. J. van der Veen,“Resolut
ion limits of blind multi-user multi-channel ident
ification schemes - the band limited case”, Proce
eding of ICASSP '96, Vol. 5, pp. 2722-2725, Atlant
a, Georgia, U.S.A. １９９６年５月」で議論されてい
る。

【０１００】Ｍ個のシンボルの周期の間の連続的なサン
プルに対して、次の受信信号ベクトルが定式化される。

【０１０１】

【数４１】

【０１０２】ここで、次の表記を用いた。

【０１０３】

【数４２】

【数４３】Ｓ_ｐ（ｍ）＝［ｓ_ｐ（ｍ），ｓ_ｐ（ｍ−１）
…，ｓ_ｐ（ｍ−Ｍ−Ｄ_ｐ＋１）］^Ｔ

【数４４】ωｂ（ｍ）＝［ωａ^Ｔ（ｍ），ωａ^Ｔ（ｍ−
１），…，ωａ^Ｔ（ｍ−Ｍ＋１）］^Ｔ

【０１０４】数４１のパラメータｍを離散的パラメータ
ｎで読み替えた受信信号ベクトルＹ _Ｔ（ｍ）＝Ｙ
_Ｔ（ｎ）に基づいて、時間領域の適応型フィルタリング
に係る出力信号ｙ_Ｏ（ｎ）は、次式によって与えられ
る。

【０１０５】

【数４５】ｙ_Ｏ（ｎ）＝Ｗ^ＴＹ_Ｔ（ｎ）

【０１０６】ここで、Ｗは図６の重み係数データＤｗ１
乃至ＤｗＪ（又は図７の重み係数Ｗ _ｊ，ｍ，１≦ｊ≦
Ｊ，１≦ｍ≦Ｍ）が表すすべての重み係数を成分として
含む重み係数ベクトルである。

【０１０７】次に、第３の実施形態（ＣＤＭＡの場合）
では、ｐ番目のユーザ端末の情報シンボルのシグニチャ
ー波形信号ρ_ｐ（ｔ）は次のように表すことが可能であ
る。

【０１０８】

【数４６】 ０≦ｔ≦Ｔ

【０１０９】ここで、｛ｃ_ｐ（ｊ）｝，ｊ＝０，…，Ｎ
ｃ−１はｐ番目のユーザ端末の信号に割り当てられた拡
散コードであり、時間期間Ｔは、チップ間隔Ｔｃと、シ
ンボル当たりのチップ数Ｎｃとの積に等しく（Ｔ＝Ｎｃ
×Ｔｃ）、ψ（ｔ）は区間［０，Ｔｃ］内で定義される
正規化されたチップ波形信号である。拡散シーケンスは
周期的である場合も非周期的である場合もあり、採用さ
れる基準に依存する。本実施形態では、周期的である場
合について考察する。

【０１１０】簡単化のために、ψ（ｋＴｃ−ｌＴｃ）＝
δ_ｋ，ｌを仮定すると、ｐ番目のユーザ端末の離散的な
波形信号は次式のようになることが容易に分かる。

【０１１１】

【数４７】

【０１１２】サンプリング周期をδ＝Ｔｃ／ηとする
（η≧１はオーバーサンプリング係数）。受信信号ｙ
（ｔ）をｔ＝ｌＴｃ−ｉδ，ｉ＝０，…，η−１でサン
プリングすると、数３の離散形式を次式のように得るこ
とができる。

【０１１３】

【数４８】

【０１１４】数３８の定式化と同様に、ｙ（ｌＴｃ−ｉ
δ），ｉ＝１，…，η−１を信号ベクトルとしてスタッ
クする。

【０１１５】

【数４９】ｙｂ（ｌＴｃ）＝［ｙ（ｌＴｃ），…，ｙ
（ｌＴｃ−（η−１）δ）］^Ｔ

【０１１６】ｐ_０番目のユーザ端末のシグニチャー波形
信号に係るマッチドフィルタを用いて逆拡散された後の
出力信号ベクトルは、次式で表すことができる。

【０１１７】

【数５０】

【０１１８】ｌＴｃ＝ｋＴ−ｉ_ｊＴｃ，１≦ｊ≦μ，０
≦ｉ_ｊ≦Ｎｃ−１を、逆拡散マッチドフィルタ出力にお
けるμ個のピークの指数とすると、シンボルレベルの信
号ベクトルは次のように定義される。

【０１１９】

【数５１】ｙｄ（ｋＴ）＝［ｙｃ^Ｔ（ｋＴ−ｉ_１Ｔ
ｃ），…，ｙｃ^Ｔ（ｋＴ−ｉ_μＴｃ）］^Ｔ

【０１２０】Ｍ個のシンボルの周期の間の連続するサン
プルに関しては、下記の受信信号ベクトルを定式化する
ことができる。

【０１２１】

【数５２】Ｙ_Ｃ（ｋ）＝［ｙｄ^Ｔ（ｋＴ），…，ｙｄ^Ｔ
（ｋＴ−（Ｍ−１）Ｔ）］^Ｔ

【０１２２】数５２の受信信号ベクトルＹ_Ｃの定式化に
ついての詳細は、特願２００１−５９９８１号の明細書
の記述が参照される。与えられたリアクタンスセットの
下では、時間領域の適応型フィルタリングが、ＴＤＭＡ
の場合と同様に次式によって実行される。ここで、パラ
メータｋを離散パラメータｎで読み替えている。

【０１２３】

【数５３】ｙ_Ｏ（ｎ）＝Ｗ^ＴＹ_Ｃ（ｎ）

【０１２４】ここでＷは、図８が示す重み係数データＤ
ｗ（各重み係数データＤｗは、複数の重み係数ｗを含
む。）を成分として有する関連付けられた重み係数ベク
トルである。

【０１２５】注目すべき点は、仮定Ａ３によって、数４
１及び数５２によって与えられるシンボルレベルのベク
トル信号シーケンスが定常状態にあって、このことは、
非励振素子のリアクタンスが観測の時間間隔において一
定に維持されなければならないこと、すなわち関連付け
られたパターン形状は上記時間間隔において変化されず
に保持されることを意味している。この条件は、次の時
空間結合処理において必要となる。

【０１２６】以上に定式化された信号環境に基づいて、
与えられたリアクタンス値のセット下でのブラインド時
間領域適応制御処理を定式化する。

【０１２７】ところで、特願２００２−８１０７４号の
明細書に記載されたように、フェーズドアレーアンテナ
（リニアアレーアンテナ等）の各アンテナ素子で受信さ
れた信号を成分とするアレーアンテナ信号ベクトルｘ
（ｔ）に対して、各重み係数を成分として含む重み係数
ベクトルｃを用いた適応ビーム形成は次のように実行さ
れる。

【０１２８】

【数５４】ｚ（ｔ）＝ｃ^Ｔｘ（ｔ）

【０１２９】上記明細書に開示された超指数的ブライン
ドビーム形成アルゴリズムは、各反復において、重み付
けベクトルを次のように更新する。

【０１３０】

【数５５】

【数５６】ｄ^{（ｋ−１）}＝ｃｕｍ（ｚ
^{（ｋ−１）}（ｔ）；ｚ^{（ｋ−１）}（ｔ）；ｚ
^{（ｋ−１）＊}（ｔ）；ｘ^＊（ｔ））

【数５７】 ｚ^{（ｋ−１）}（ｔ）＝（ｃ^{（ｋ−１）}）^Ｔｘ（ｔ）

【０１３１】ここで、

【数５８】Ｒ＝Ｅ［ｘ（ｔ）ｘ^Ｈ（ｔ）］はアンテナア
レー信号ベクトルｘ（ｔ）の自己相関行列であり、ま
た、キュムラントベクトルｄ^{（ｋ−１）}は次式を意味す
る。

【０１３２】

【数５９】ｃｕｍ（ｚ^{（ｋ−１）}（ｔ）；ｚ^{（ｋ−１）}
（ｔ）；ｚ^{（ｋ−１）＊}（ｔ）；ｘ^＊（ｔ））＝Ｅ（｜
ｚ（ｔ）｜^２ｚ（ｔ）ｘ^＊（ｔ））−２Ｅ（｜ｚ（ｔ）
｜^２）Ｅ（ｚ（ｔ）ｘ^＊（ｔ））

【０１３３】数５５乃至数５７は、従来技術文献９「O.
Shalvi et al., "Super-exponential methods for bli
nd deconvolution", IEEE Transactions on Informatio
n Theory, Vol. 39, No. 2, pp.504-519, １９９３年３
月」に提示されている超指数的ブラインド分解（デコン
ボリューション）反復式から拡張されたものであること
を注意する。超指数的ブラインド適応ビーム形成アルゴ
リズム（特願２００２−８１０７４号の明細書を参照）
は、反復回数に対してべき乗のべき乗の速さで（すなわ
ち超指数的に）収束するものであり、次の３つのステッ
プを含む。

【０１３４】ステップ１：反復回数ｋ＝１を設定し、収
束精度ε（＝１０^−６）と、重み係数ベクトルの初期値
ｃ^（０）を与えられたものとする。 ステップ２：数５５乃至数５７を実行し、重み係数ベク
トルｃ^（ｋ）を得る。 ステップ３：出力信号ｚ^（ｋ）（ｔ）の目的関数値Ｊ
（ｚ^（ｋ）（ｔ））を計算し、

【数６０】│Ｊ（ｚ^（ｋ）（ｔ））−Ｊ（ｚ^{（ｋ−１）}
（ｔ））│＜εであれば実行を停止し、そうでなけれ
ば、反復回数ｋを１だけインクリメントしてステップ２
に進む。

【０１３５】目的関数はステップ３の条件が満たされた
時点で最大になる。この最大化は、特願２００２−８１
０７４号の明細書の定理４において証明されている。

【０１３６】数４１及び数５２の受信信号ベクトルの下
付き文字（Ｔ及びＣ）を省略すると、数４５及び５３の
適応型フィルタリングは同じ形式を有する。仮定Ａ２に
より、受信信号ベクトル４１又は数５２は、特願２００
２−８１０７４号の明細書に提示されたアンテナアレー
信号ベクトルと同じ形式を有する。このことは、フェー
ズドアレーアンテナのための超指数的ブラインド適応ビ
ーム形成アルゴリズムを、ＴＤＭＡ及びＣＤＭＡのため
の、エスパアンテナに基づく時間領域適応型フィルタリ
ングに直接適用可能であることを意味している。ブライ
ンド時空間適応制御処理に係る以下の議論は、第２の実
施形態（ＴＤＭＡ）と第３の実施形態（ＣＤＭＡ）とに
共通である。与えられたリアクタンスセットの下では、
時間領域適応型フィルタリングの目的関数（ＩＦＣ関
数）は次のようになる。

【０１３７】

【数６１】

【０１３８】ここで、Ｃｄ_４｛ｙ_Ｏ ^（ｎ）｝及びＥｄ
｛｜ｙ_Ｏ ^（ｎ）｜^２｝は数２７及び数２８で定義されて
いる。また、数５８より、次の受信信号ベクトルＹの離
散化された自己相関行列Ｒｄを用いる。

【０１３９】

【数６２】

【０１４０】ここで、ｍ_ｌ＝Ｎｔ×ｌ，ｌ＝１，…，Ｍ
ｔであり、Ｍｔは連続するデータブロックの数を示す。
Ｎｔは、ブロックサイズを示し、項Ｃｄ
_４｛ｙ_Ｏ ^（ｎ）｝及びＥｄ｛｜ｙ_Ｏ ^（ｎ）｜^２｝がそれ
ぞれキュムラントＣ_４｛ｙ_Ｏ（ｎ）｝及び分散Ｅ｛｜ｙ
_Ｏ（ｎ）｜^２｝に対するよい期待値になるように選択さ
れる。ブラインド時間領域適応型フィルタリングは、次
の２つのステップで実現される。

【０１４１】初期化：収束精度ε’（＝１０^−５）を与
えられたものとし、与えられた重み係数ベクトルの初期
値Ｗ（０）を時間領域信号処理部５に出力して設定し、
処理の反復回数ｋを０に設定し、

【数６３】Ｊｍａｘ＝Ｊ（ｙ_Ｏ ^（０）（ｎ））を設定す
る。

【０１４２】ステップ１：次式を実行する。

【０１４３】

【数６４】

【数６５】

【数６６】ｙ_Ｏ ^（ｋ）（ｎ）＝（Ｗ^（ｋ））^ＴＹ（ｎ）

【０１４４】ステップ２：

【数６７】 Ｊ（ｙ_Ｏ ^{（ｋ＋１）}（ｎ））−Ｊｍａｘ≧ε’ であれば、

【数６８】Ｊｍａｘ＝Ｊ（ｙ_Ｏ ^{（ｋ＋１）}（ｎ）） 及び

【数６９】ｋ＝ｋ＋１ とし、ステップ１に進む。そうでなければ、処理を停止
する。アルゴリズムが収束し、ステップ２の条件が満た
されるとき、目的関数Ｊ（ｙ_Ｏ ^（ｋ）（ｎ））はほぼ最
大化される。以上の方法によって重み係数を計算する
と、最適な重み係数に向かって超指数的に（べき乗のべ
き乗の速さで）収束する。

【０１４５】上述されたリアクタンス値が予め与えられ
ていたときの時間領域適応制御処理に基づいて、重み係
数ベクトルＷを計算するとともにリアクタンス値Ｘも計
算することができるブラインド時空間適応制御処理を以
下に説明する。

【０１４６】時間良識の処理と空間領域の処理とが結合
された時空間適応型フィルタリングの場合、最大化され
るべき目的関数（ＩＦＣ関数）は、リアクタンスと重み
係数ベクトルの両方に関する結合関数（joint functio
n）であり、与えられたリアクタンス値が表記されてい
ることを除いて、下記のように数６１によって与えられ
るものと同様の形式を有する。

【０１４７】

【数７０】

【０１４８】上述されたように、適応型フィルタリング
のためのデータは定常状態になければならず（従来技術
文献１０「S.Haykin, "Adaptive Filter Theory", thir
d edition, Prentice-Hall, 1996」を参照）、定常的な
データは、与えられたリアクタンスセット又は与えられ
たパターンの下で取得される。与えられた固定リアクタ
ンスセットが異なれば、異なる定常データブロックが取
得される可能性もある。特願２００１−５９９８１号の
明細書に開示されたＳＴＡＦは、定常的なデータブロッ
クに対してのみ動作するので、提案されるブラインドＳ
ＴＡＦは、与えられたリアクタンスのセットの下で、定
常的なデータブロック内でのブラインド時間領域適応型
フィルタリングを実行するとともに、リアクタンスを更
新するために、いくつかの定常的なデータブロックを用
いてブラインド空間フィルタリング（ビーム形成）を実
行する。

【０１４９】時間領域適応型フィルタリングは与えられ
たリアクタンスセット下で実行されるので、ゆえに、時
間領域適応型フィルタの重み係数ベクトルはリアクタン
スの関数である。すなわち、次のように表記できる。

【０１５０】

【数７１】Ｗ＝Ｗ（Ｘ）＝Ｗ（Ｘ_１，…，Ｘ_６）

【０１５１】これは、数７０を次式のように表示できる
ことを意味する。

【０１５２】

【数７２】

【０１５３】また、上述された手順から、最適化された
重み係数ベクトルＷｏｐｔは、次式のように目的関数を
時間領域重み係数ベクトルに関して最適化することによ
って取得されることが分かる。

【０１５４】

【数７３】

【０１５５】従って、リアクタンスベクトルの更新は、
第１の実施形態に係るブラインド適応制御処理で提示さ
れたものと同様の方法で次のように定式化される。

【０１５６】

【数７４】Ｘ（ｕ＋１）＝Ｘ（ｕ）＋α∇_ＸＪｄ（Ｗｏ
ｐｔ（Ｘ），Ｘ）｜_{Ｘ＝Ｘ（ｕ）}

【数７５】

【数７６】 ｉ＝１，…，６

【０１５７】ここで、αは更新のステップサイズパラメ
ータであり、Δは正又は負の定数であるリアクタンスの
摂動のステップサイズパラメータであり、ｅ_ｉは６×６
の単位行列のｉ番目の列ベクトルを示す。ｅ_０は、すべ
て０の成分を有する６×１ベクトルを示し、∇_ＸＪｄ
（Ｗｏｐｔ（Ｘ），Ｘ）はリアクタンスベクトルに関す
る目的関数の勾配ベクトルを示す。ブラインド時空間適
応制御処理に係るリアクタンスベクトルＸ及び時間領域
重み係数ベクトルＷは、以下のステップの手順によって
交互に更新される。すなわち、第１のステップとして、
リアクタンスベクトルの初期値及び重み係数ベクトルの
初期値に基づいて、数６４乃至数６６を用いて更新され
た重み係数ベクトルを計算する。また、リアクタンスに
関する目的関数の勾配を計算するために、摂動されたリ
アクタンスベクトルに基づいて、数６４乃至数６６を用
いて更新された重み係数ベクトルと、それに対応する目
的関数値とを計算する。次いで、第２のステップで、摂
動されたリアクタンスベクトルに対応する目的関数値に
基づいて数７６及び数７５から目的関数の勾配を計算し
て、さらに数７４を用いて更新されたリアクタンスベク
トルを計算し、上記リアクタンスベクトルに基づく目的
関数値を計算する。第３のステップとして、計算された
目的関数値が、目的関数値の最大値ＪＪｍａｘよりも所
定のしきい値だけ大きいときは、この計算された目的関
数値を最大値ＪＪｍａｘとして設定して、更新されたリ
アクタンスベクトルに基づいて重み係数ベクトル及び対
応する目的関数値を計算する第１のステップを繰り返
し、そうでないときは処理を終了する。

【０１５８】図９を参照すると、本発明の第２及び第３
の実施形態に係るブラインド時空間適応制御処理のフロ
ーチャートが示されている。ステップＳ４１で、ループ
の反復回数ｕを０に設定し、ステップＳ２で、初期化ス
テップとして、反復制御数ε及びε’と、ステップサイ
ズパラメータα及びΔと、リアクタンスベクトルの初期
値Ｘ（０）＝［Ｘ_１（０），…，Ｘ_６（０）］^Ｔを与え
られたものとし、リアクタンスベクトルＸ（０）を表す
リアクタンス値信号の初期値Ｘ（０）を可変リアクタン
ス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定する。ステ
ップＳ３で、目的関数の最大値Ｊｍａｘを０に設定す
る。

【０１５９】次いで、ステップＳ４４乃至Ｓ４６では、
目的関数の勾配を計算するために、リアクタンスベクト
ルＸ（０）及び摂動されたリアクタンスベクトルＸ
（０）±Δ・ｅ_ｉ（ｉ＝１，…，６）に基づく最適な重
み係数ベクトルＷと、それに対応する目的関数値とを計
算する。本実施形態でも、第１の実施形態と同様に、リ
アクタンス値を正に摂動させたときの勾配と負に摂動さ
せたときの勾配とを用いて次のリアクタンス値を計算
し、各リアクタンス値のうちで目的関数値をより大きく
するほうを、更新されたリアクタンス値に決定するため
に、ステップＳ４５及びＳ４６で正と負に摂動された目
的関数値をそれぞれ計算し、次いで、数７４乃至数７６
の代わりに次式を用いて目的関数の勾配を計算する。

【０１６０】

【数７７】Ｘ_＋Δ（ｕ＋１）＝Ｘ（ｕ）＋α∇_Ｘ，＋Δ
Ｊｄ（Ｗｏｐｔ（Ｘ），Ｘ）｜_{Ｘ＝Ｘ（ｕ）}

【数７８】

【数７９】 ｉ＝１，…，６

【数８０】Ｘ_−Δ（ｕ＋１）＝Ｘ（ｕ）＋α∇_Ｘ，−Δ
Ｊｄ（Ｗｏｐｔ（Ｘ），Ｘ）｜_{Ｘ＝Ｘ（ｕ）}

【数８１】

【数８２】 ｉ＝１，…，６

【０１６１】ステップＳ４４の目的関数値Ｊｄ（Ｗｏｐ
ｔ（Ｘ（ｕ）），Ｘ（ｕ））計算処理では、リアクタン
スベクトルの初期値Ｘ（０）に基づく最適な重み係数ベ
クトルＷｏｐｔ（Ｘ（０））と、それに対応する目的関
数値Ｊｄ（Ｗｏｐｔ（Ｘ（０）），Ｘ（０））とを計算
する。図１０に示されたステップＳ４４のサブルーチン
を参照すると、ステップＳ６１で反復回数ｋを０に設定
し、ステップＳ６２で、重み係数ベクトルの初期値Ｗ
（０）を時間領域信号処理部５に出力して設定する。次
いで、ステップＳ６３において、出力信号ｙ_Ｏ（ｎ）に
基づき数７２を用いて目的関数値Ｊｄ（Ｗ（０），Ｘ
（０））を計算し、目的関数の最大値Ｊｍａｘの初期値
に設定する。ステップＳ６４において、受信信号ベクト
ルＹ（ｎ）及び出力信号ｙ_Ｏ（ｎ）＝ｙ_Ｏ ^（ｋ）（ｎ）
に基づいて、数６２、数６５及び数６４を用いて重み係
数ベクトルＷ（ｋ＋１）を計算する。重み係数ベクトル
Ｗ（ｋ＋１）を計算するための自己相関行列Ｒｄは、最
初の反復のみで計算されてもよい（数６２）。ステップ
Ｓ６５において、重み係数ベクトルＷ（ｋ＋１）を表す
重み係数データ信号を時間領域信号処理部５に出力して
設定する。ステップＳ６６において、出力信号ｙ
_Ｏ（ｎ）に基づき数７２を用いて目的関数値Ｊｄ（Ｗ
（Ｘ（ｋ＋１）），Ｘ（０））を計算する。ステップＳ
６７以降は決定ステップである。本実施形態では、図３
のステップＳ８及びＳ１０と同様、ある反復でステップ
Ｓ５２の条件が満たされたのちに、収束を保証するため
に、連続した８回の反復で所定の収束条件が満たされる
ことを条件として課している。まず、ステップＳ６７に
おいて、目的関数値Ｊｄ（Ｗ（ｋ＋１），Ｘ（０））に
ついて次式が成り立つか否かが判断される。

【０１６２】

【数８３】 Ｊｄ（Ｗ（ｋ＋１），Ｘ（０））−Ｊｍａｘ≧ε’

【０１６３】上式が成り立つときは、ステップＳ７０で
目的関数値Ｊｄ（Ｗ（ｋ＋１），Ｘ（０））をその最大
値Ｊｍａｘとして設定し、ステップＳ７１で反復回数ｋ
を１だけインクリメントしてステップＳ６４に戻る。ス
テップＳ６７がＮＯであるときは、連続した８回の反復
ｍ（ｋ−７≦ｍ≦ｋ）に対して次式が成り立つか否かが
判断される。

【０１６４】

【数８４】Ｊｄ（Ｗ（ｍ），Ｘ（０））−Ｊｍａｘ＜
ε’

【０１６５】上式が成り立たないときは、ステップＳ７
０及びＳ７１を実行してステップＳ６４に戻る。上式が
成り立つときは、ステップＳ６９で、重み係数ベクトル
Ｗ（ｋ＋１）を最適な重み係数ベクトルＷｏｐｔ（Ｘ
（ｕ））と設定して図９のフローにリターンする。

【０１６６】ステップＳ４５の目的関数値Ｊｄ（Ｗｏｐ
ｔ（Ｘ（ｕ）＋Δ・ｅ_ｉ），Ｘ（ｕ）＋Δ・ｅ_ｉ）計算
処理では、摂動されたリアクタンスベクトルＸ（ｕ）＋
Δ・ｅ_ｉ（ｉ＝１，…，６）に基づく最適な重み係数ベ
クトルＷｏｐｔ（Ｘ（ｕ）＋Δ・ｅ_ｉ）と、それに対応
する目的関数値Ｊｄ（Ｗｏｐｔ（Ｘ（ｕ）＋Δ・
ｅ_ｉ），Ｘ（ｕ）＋Δ・ｅ_ｉ）とを計算する。図１１に
示されたステップＳ４５のサブルーチンを参照すると、
ステップＳ８１において、各可変リアクタンス素子を表
すパラメータｉを１に設定し、ステップＳ８２で反復回
数ｋを０に設定し、ステップＳ８３で、重み係数ベクト
ルの初期値Ｗ（０）を時間領域信号処理部５に出力して
設定する。次いで、ステップＳ８４において、出力信号
ｙ_Ｏ（ｎ）に基づき数７２を用いて目的関数値Ｊｄ（Ｗ
（０），Ｘ（ｕ））を計算し、目的関数の最大値Ｊｍａ
ｘの初期値に設定する。ステップＳ８５において、ｉ番
目の成分のみ＋Δだけ摂動されたリアクタンスベクトル
Ｘ（ｕ）＋Δ・ｅ_ｉを表すリアクタンス値信号を、可変
リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定
する。ステップＳ８６で、受信信号ベクトルＹ（ｎ）及
び出力信号ｙ_Ｏ（ｎ）＝ｙ _Ｏ ^（ｋ）（ｎ）に基づいて、
数６２、数６５及び数６４を用いて重み係数ベクトルＷ
（ｋ＋１）を計算する。重み係数ベクトルＷ（ｋ＋１）
を計算するための自己相関行列Ｒｄは、最初の反復のみ
で計算されてもよい（数６２）。ステップＳ８７におい
て、重み係数ベクトルＷ（ｋ＋１）を表す重み係数デー
タ信号を時間領域信号処理部５に出力して設定する。ス
テップＳ８８において、出力信号ｙ_Ｏ（ｎ）に基づき数
７２を用いて目的関数値Ｊｄ（Ｗ（Ｘ（ｋ＋１），Ｘ
（ｕ）＋Δ・ｅ_ｉ）を計算する。ステップＳ８９以降は
決定ステップである。ステップＳ４４と同様、収束を保
証するために、連続した８回の反復で所定の収束条件が
満たされることを条件として課している。まず、ステッ
プＳ８９において、目的関数値Ｊｄ（Ｗ（ｋ＋１），Ｘ
（ｕ）＋Δ・ｅ_ｉ）について次式が成り立つか否かが判
断される。

【０１６７】

【数８５】Ｊｄ（Ｗ（ｋ＋１），Ｘ（ｕ）＋Δ・ｅ_ｉ）
−Ｊｍａｘ≧ε’

【０１６８】上式が成り立つときは、ステップＳ９１で
目的関数値Ｊｄ（Ｗ（ｋ＋１），Ｘ（ｕ）＋Δ・ｅ_ｉ）
をその最大値Ｊｍａｘとして設定し、ステップＳ９２で
反復回数ｋを１だけインクリメントしてステップＳ８５
に戻る。ステップＳ８９がＮＯであるときは、連続した
８回の反復ｍ（ｋ−７≦ｍ≦ｋ）に対して次式が成り立
つか否かが判断される。

【０１６９】

【数８６】Ｊｄ（Ｗ（ｍ），Ｘ（ｕ）＋Δ・ｅ_ｉ）−Ｊ
ｍａｘ＜ε’

【０１７０】上式が成り立たないときは、ステップＳ９
１及びＳ９２を実行してステップＳ８５に戻る。上式が
成り立つときは、ステップＳ９３で、重み係数ベクトル
Ｗ（ｋ＋１）を最適な重み係数ベクトルＷｏｐｔ（Ｘ
（ｕ）＋Δ・ｅ_ｉ）として設定し、次いで、ステップＳ
９４において、すべての摂動されたリアクタンス値Ｘ
（ｕ）＋Δ・ｅ_ｉ（ｉ＝１，…，６）について目的関数
値が計算されたと判断されたときは、図９のフローにリ
ターンする。そうでないときは、ステップＳ９５でパラ
メータｉを１だけインクリメントして、ステップＳ８２
にもどる。

【０１７１】ステップＳ４６の目的関数値Ｊｄ（Ｗｏｐ
ｔ（Ｘ（ｕ）−Δ・ｅ_ｉ），Ｘ（ｕ）−Δ・ｅ_ｉ）計算
処理では、摂動されたリアクタンスベクトルＸ（ｕ）−
Δ・ｅ_ｉ（ｉ＝１，…，６）に基づく最適な重み係数ベ
クトルＷｏｐｔ（Ｘ（ｕ）−Δ・ｅ_ｉ）と、それに対応
する目的関数値Ｊｄ（Ｗｏｐｔ（Ｘ（ｕ）−Δ・
ｅ_ｉ），Ｘ（ｕ）−Δ・ｅ_ｉ）とを計算する。図１２に
そのサブルーチンが示されているが、リアクタンス値を
摂動させる量が＋Δの代わりに−Δであることを除いて
ステップＳ４５と同様なので、説明は省略する。

【０１７２】図９のステップＳ４７において、数７８、
数７９、数８１及び数８２を用いて、目的関数の勾配∇
_Ｘ，＋ΔＪｄ（Ｗｏｐｔ（Ｘ），Ｘ）｜_{Ｘ＝Ｘ（ｕ）}及
び∇ _Ｘ，＋ΔＪｄ（Ｗｏｐｔ（Ｘ），Ｘ）｜
_{Ｘ＝Ｘ（ｕ）}をそれぞれ計算する。ステップＳ４８にお
いて、数７７を用いてリアクタンスベクトルＸ_＋Δ（ｕ
＋１）を計算し、これを表すリアクタンス値信号を可変
リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定
し、出力信号ｙ_Ｏ（ｎ）に基づき数７２を用いて目的関
数値Ｊｄ（Ｘ_＋Δ（ｕ＋１））を計算する。ステップＳ
４９でも同様に、数８０を用いてリアクタンスベクトル
Ｘ_−Δ（ｕ＋１）を計算し、これを表すリアクタンス値
信号を可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出
力して設定し、出力信号ｙ_Ｏ（ｎ）に基づき数７２を用
いて目的関数値Ｊｄ（Ｘ_−Δ（ｕ＋１））を計算する。
次いで、ステップＳ５０において、目的関数値Ｊｄ（Ｘ
_＋Δ（ｕ＋１））及びＪｄ（Ｘ_−Δ（ｕ＋１））のうち
の大きい値に対応するリアクタンスベクトルを、リアク
タンスベクトルＸ（ｕ＋１）として選択する。次のステ
ップＳ５１の目的関数値Ｊｄ（Ｗｏｐｔ（Ｘ（ｕ＋
１）），Ｘ（ｕ＋１））計算処理では、リアクタンスベ
クトルＸ（ｕ＋１）に基づく最適な重み係数ベクトルＷ
ｏｐｔ（Ｘ（ｕ＋１））と、それに対応する目的関数値
Ｊｄ（Ｗｏｐｔ（Ｘ（ｕ＋１）），Ｘ（ｕ＋１））とを
計算する。ステップＳ５１は、ステップＳ４４と同様に
実行される。

【０１７３】ステップＳ５２以降は、図３のステップＳ
８以降の決定ステップと同様に、収束を保証するため
に、連続した８回の反復で所定の収束条件が満たされる
ことを条件として課し、さらに、収束条件が満たされな
いときは、ステップサイズパラメータα及びΔを変化さ
せて処理を繰り返す。まず、ステップＳ３２において、
目的関数値Ｊｄ（Ｘ（ｕ＋１））について次式が成り立
つか否かが判断される。

【０１７４】

【数８７】Ｊｄ（Ｗｏｐｔ（Ｘ（ｕ＋１）），Ｘ（ｕ＋
１））−ＪＪｍａｘ≧ε

【０１７５】この不等式が成り立つときは、ステップＳ
５６で目的関数値Ｊｄ（Ｗｏｐｔ（Ｘ（ｕ＋１）），Ｘ
（ｕ＋１））を新しい最大値ＪＪｍａｘとして設定し、
ステップＳ５７で、ループの反復回数ｕを１だけインク
リメントしてステップＳ４５に戻る。ステップＳ５２の
不等式が満たされないときは、ステップＳ５３におい
て、目的関数値Ｊｄ（Ｗｏｐｔ（Ｘ（ｕ＋１）），Ｘ
（ｕ＋１））が、その最大値ＪＪｍａｘよりも小さいか
否かが判断される。ＹＥＳのときは、ステップＳ５８で
ステップサイズパラメータα及びΔにそれぞれ０．６１
８を乗算し、次いで、ステップＳ５９で、ループの反復
回数ｕを１だけインクリメントしてステップＳ４５に戻
る。ステップＳ５３がＮＯであるときは、連続した８回
の反復ｖ（ｕ−７≦ｖ≦ｕ）に対して次式が成り立つか
否かが判断される。

【０１７６】

【数８８】Ｊｄ（Ｗｏｐｔ（Ｘ（ｖ）），Ｘ（ｖ））−
ＪＪｍａｘ＜ε

【０１７７】上式が成り立たないときは、ステップＳ５
６及びＳ５７を実行してステップＳ４５に戻る。上式が
成り立つときは、リアクタンスベクトルＸ（ｕ＋１）を
表すリアクタンス値信号を可変リアクタンス素子１２−
１乃至１２−６に出力して設定し、処理を終了する。

【０１７８】ブラインド時空間適応制御処理は、リアク
タンスを更新するための外側のループと、時間領域フィ
ルタの重み係数を更新するための内側のループとの入れ
子構造を有するアルゴリズムであるということと、内側
のループの時間領域の重み係数ベクトルに係る反復に対
しては、収束の理由によって同一の重み係数ベクトルの
初期値Ｗ（０）を選択することが望ましいということが
注意されるべきである。このブラインド時空間適応制御
処理を実行することによって、参照信号を必要とせず
に、アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けか
つ干渉波の方向にヌルを向けるようにビーム形成するこ
とができ、かつ、マルチパス波を抑圧するように時間領
域の信号処理を実行することができる。

【０１７９】

【実施例】次に、提案されたエスパアンテナを用いるブ
ラインド適応制御処理及びブラインド時空間適応制御処
理のそれぞれの有効性を明らかにするために、いくつか
のシミュレーション結果を提示する。

【０１８０】周知の通り、数１９における受信信号ｙ
（ｎ）がソースのシーケンスであれば、ｍ＝２につい
て、数１９の目的関数（ＩＦＣ関数）はソースの正規化
された尖度を表す（従来技術文献１１「Z. Ding et a
l., "Stationary points of a Kurtosis maximization
algorithm for blind signal separation and antenna
beamforming", IEEE Transactions on Signal Processi
ng, Vol. 48, No. 6, pp. 1587-1596, ２０００年６
月」）。すべての信号成分が同じ尖度であるとき、適応
型システムの出力の目的関数を最大にすることは、適応
型システムの出力を最強の信号にして、それと同時に他
の弱い信号を抑圧する。

【０１８１】一方で、ガウス分布された雑音の２次より
も高次のキュムラントはゼロであるが、これは高次のキ
ュムラントの重要な性質である（従来技術文献５を参
照）。この性質により、ガウス雑音及び単一ソースの場
合では、逆フィルタ基準（ＩＦＣ）下でのブラインド適
応ビーム形成は不定である、すなわち、ビームは存在し
ない、又はビームが存在したとしてもビームの方向はソ
ースに向かわない。マルチパス波を有する単一のソース
が利用可能であれば、ブラインド時空間適応制御処理で
も同様の状況が発生する。実際には、雑音はガウス雑音
と考えられることが多い。以下のシミュレーションで
は、雑音はガウス分布されていることが仮定され、シミ
ュレーションは、複数ソース下のブラインド空間適応ビ
ーム形成について、及びマルチパス波を有する複数ソー
ス下のブラインド時空間適応制御処理について実行され
た。

【０１８２】まず、第１の実施形態に係るブラインド適
応制御処理のシミュレーション結果について述べる。Ｑ
ＰＳＫ変調される３つのユーザ端末信号が存在する場合
を仮定する。ＱＰＳＫ信号の正規化された尖度は−１で
ある。３個のユーザ端末の信号の到来方向（ＤＯＡ）は
それぞれ、１２．３゜，１００．２゜，−１３３．７゜
である。これらのＳＮＲはそれぞれ、１０ｄＢ，７ｄＢ
及び６ｄＢである。ブラインド反復処理では、リアクタ
ンスベクトルの初期値をＸ（０）＝［０，…，０］^Ｔと
し、リアクタンスの更新のステップサイズパラメータを
Δ＝３０Ω、更新のステップサイズパラメータをα＝４
００、及び収束制御の精度をε＝１０^{− ６}，ε’＝１０
^−５と選択する。高い収束のために、反復処理におい
て、可変の反復ステップ及びリアクタンスステップを使
用する。図３のフローチャートに示されたように、目的
関数が増大するとき、ステップサイズパラメータα及び
Δは０．６１８の増分でそれぞれ増加される。しかしな
がら、目的関数が減少するとき、ステップサイズパラメ
ータα及びΔは０．６１８をそれぞれ乗算される。ルー
プの反復においては、あるｕ＝ｕ_０に対して、

【数８９】Ｊ（Ｘ（ｕ））−Ｊｍａｘ＜ε が発生し、８個の連続的な反復において

【数９０】Ｊ（Ｘ（ｕ））−Ｊｍａｘ≧ε ｕ＝ｕ_０＋１，…，ｕ_０＋８ が満たされないことが保証されるとき、収束が決定され
る。

【０１８３】利用可能なブロック数は、Ｍｔ＝５０×１
４＋１に設定している。１つのブロックは、与えられた
初期値リアクタンスベクトルＸ（０）下での目的関数値
Ｊｄ（Ｘ（０））の評価のためである。１２個のブロッ
クは、それぞれ負のリアクタンスステップサイズ及び正
のリアクタンスステップサイズを使用する数２９乃至数
３４による２つの数値（numerical）勾配ベクトルの評
価のためである。上記２つの数値勾配ベクトルに基づい
て、リアクタンスベクトルが数２９及び数３２を用いる
２つの方法で更新され、２つの異なる更新されたリアク
タンスベクトルが取得される。２つのブロックは、２つ
の更新結果のリアクタンスベクトルに関する目的関数値
の評価のためであり、これらから、次の反復のために、
より高い方の目的関数値を有する１つの更新されたリア
クタンスベクトルが選択される。

【０１８４】図３のフローチャートに基づいてブライン
ド適応制御処理を実行する。図１３に、反復回数に関す
る目的関数値が、ブロックサイズＮｔ＝５００，１００
０，３０００を用いてブラインド適応制御処理されたと
きのそれぞれに対してプロットされ、図１４乃至図１６
に、ブロックサイズＮｔ＝５００，１０００，３０００
を用いてブラインド適応制御処理されたときの、収束後
の関連付けられた各ビームパターンがそれぞれプロット
されている。図１３より、目的関数値は、収束前にいく
ぶんかの小さな変動は存在するにしても、ＱＰＳＫ信号
の正規化された尖度の絶対値（これは１に等しい。）に
向かって高速に増大することが分かる。図１４乃至図１
６より、ビームパターンのそれぞれは、最強のユーザ端
末に向かう主ビームと、２つのより弱いユーザ端末に向
かう２つのヌル（ノッチ）とを有することが分かる。さ
らに、より大きなブロックサイズが選択されるほど、ヌ
ル（ノッチ）はより深くなる。図１７は、ブラインドビ
ーム形成が適用される前におけるエスパアンテナの出力
信号の信号配置位相図（コンステレーション）を示し、
図１８乃至図２０は、ブラインドビーム形成が適用され
た後におけるエスパアンテナの出力信号の信号配置位相
図を、ブロックサイズＮｔ＝５００，１０００，３００
０のそれぞれに対して示している。これらの位相図は、
提案されたブラインドビーム形成アルゴリズムが有効で
あることを支持している。

【０１８５】次に本発明の第２の実施形態に係るブライ
ンド時空間適応制御処理のシミュレーション結果につい
て述べる。このシミュレーションでは、第１の実施形態
のシミュレーションで用いた３個のユーザ端末の信号
が、それぞれ６つのマルチパス波を含むものとする。３
個のユーザ端末の最強の到来波のＳＮＲ及び角度はそれ
ぞれ、１０ｄＢ，７ｄＢ及び６ｄＢと、１２．３゜，１
００．７゜，−１３０．２゜である。３個のユーザ端末
の信号経路に係るすべてのパラメータ（ＤＯＡ、伝搬遅
延、及び伝搬損失）は、表２乃至表４に明記されてい
る。

【０１８６】

【表２】 第１のユーザ端末の信号のパラメータ ―――――――――――――――――――――――――――――――――――― 到来波の番号 角度（度） 遅延τ（シンボル） 伝搬損失ξ ―――――――――――――――――――――――――――――――――――― １ １２．３ ０ −０．９０１１７−０．４３３４７ｉ ２ ２９．１ ０．０８ ０．２９６５９−０．７０７２４ｉ ３ ６．１ ０．１８ ０．６１５９９＋０．３４２２２ｉ ４ １．６ ０．６６ ０．６１５９９−０．０４５６２９ｉ ５ ４．８ ０．８２ ０．２１６７４−０．３８７８４ｉ ６ １７．８ ２．０２ ０．３１９４＋０．０２２８１４ｉ ――――――――――――――――――――――――――――――――――――

【表３】 第２のユーザ端末の信号のパラメータ ―――――――――――――――――――――――――――――――――――― 到来波の番号 角度（度） 遅延τ（シンボル） 伝搬損失ξ ―――――――――――――――――――――――――――――――――――― １ １００．７ ０ −０．９７０７３＋０．２４０１８ｉ ２ １００．９ ０．０３ ０．４００３＋０．４００３ｉ ３ １０５．１ ０．２６ −０．３９０２９−０．２９０２２ｉ ４ ８７ ０．２８ ０．１３０１−０．３９０２９ｉ ５ １０７．３ １．８１ ０．２５０１９＋０．２００１５ｉ ６ １０８．７ ３．７ −０．１８０１４＋０．１８０１４ｉ ――――――――――――――――――――――――――――――――――――

【表４】 第３のユーザ端末の信号のパラメータ ―――――――――――――――――――――――――――――――――――― 到来波の番号 角度（度） 遅延τ（シンボル） 伝搬損失ξ ―――――――――――――――――――――――――――――――――――― １ −１３０．２ ０ ０．７６５１５＋０．６４３８５ｉ ２ −１４１．７ ０．０３ ０．１３０６４−０．８０２４８ｉ ３ −１２７．３ ０．５２ ０．６４３８５−０．２４２６１ｉ ４ −１３３．９ ０．９４ ０．１８６６２＋０．６５３１８ｉ ５ −１４５．５ ０．９４ −０．２５１９４＋０．５５９８７ｉ ６ −１３７．１ ３．５９ −０．５１３２１−０．３１７２６ｉ ――――――――――――――――――――――――――――――――――――

【０１８７】シミュレーションでは、ＴＤＭＡの変調方
式を採用し、提示されたブラインド時空間適応制御処理
のアルゴリズムとη＝２のオーバーサンプリング係数を
用いた。

【０１８８】外側のループ反復処理（すなわち、リアク
タンスの更新に係る反復）では、リアクタンスベクトル
の初期値をＸ（０）＝［０，…，０］^Ｔとし、リアクタ
ンスの摂動のステップサイズパラメータをΔ＝２０Ω、
更新のステップサイズパラメータをα＝２００と選択す
る。内側のループ反復処理では、時間領域重み係数ベク
トルの初期値は、すべての内側のループにおいて、Ｗ
（０）＝［１，０，…，０］^Ｔと選択される。収束制御
精度を、ε＝１０^−６，ε’＝１０^−５に選択する。収
束を目的として、リアクタンスベクトルＸを変化させた
結果、目的関数値が増大するときは、ステップサイズパ
ラメータα及びΔを変化しないように保持し、目的関数
値が減少するときは減少するように保持する。ステップ
サイズパラメータα及びΔの減分は、０．６１８の乗数
を用いて実行される。また、次式の条件

【数９１】Ｊｄ（Ｗｏｐｔ（Ｘ（ｕ＋１），Ｘ（ｕ＋
１））−ＪＪｍａｘ≧εｕ＝ｕ_０＋１，…，ｕ_０＋８ （ｕ_０は目的関数が収縮（shrink）するときの反復回
数）が満たされなければ、ステップサイズパラメータα
及びΔの８回の連続的な縮小が許容される。利用可能な
ブロック数は、Ｍｔ＝５０×１４＋１に設定し、ブロッ
クサイズは、Ｎｔ＝７５０を設定している。１つのブロ
ックは、与えられた初期値ベクトルＸ（０）及び重み係
数ベクトルＷ（０）下で、Ｊｄ（Ｗｏｐｔ（Ｘ（０），
Ｘ（０））を評価するためである。１２個のブロック
は、それぞれ負のリアクタンスステップサイズ及び正の
リアクタンスステップサイズを使用する数７７乃至数８
２による２つの数値勾配ベクトルを評価するためであ
る。上記２つの数値勾配ベクトルに基づいて、リアクタ
ンスベクトルが数７７及び数８０を用いた２つの方法で
更新され、２つの更新されたリアクタンスベクトルが取
得される。２個のブロックは、２つの更新されたリアク
タンスベクトルの結果に関する目的関数値を評価するた
めであり、これから、次の反復のために、より高い目的
関数値を有する１つの更新されたリアクタンスベクトル
が選択される。

【０１８９】図９乃至図１２のフローチャートを参照し
て説明された手順に基づいてブラインド時空間適応制御
処理を実行する。図２１は、Ｍ＝８及び１２に等しいＦ
ＩＲフィルタバンクの長さ（図７を参照）について反復
回数に関する目的関数値を示し、図２２及び図２３は、
ＦＩＲフィルタバンクの長さＭ＝８及び１２にそれぞれ
対応する収束後の各ビームパターンを示している。再
び、図２２及び図２３に係る各目的関数値値は、数回の
反復に対してわずかに減衰する（decay a lit）ことが
あるが、ＱＰＳＫ信号の尖度の絶対値に向かって急速に
増大する。図２２及び図２３より、各パターンは、最強
のユーザ端末に向かう主ビームと、２つのより弱いユー
ザ端末に向かう２つのヌル（ノッチ）とから構成され、
ＦＩＲフィルタバンクの長さが長いほど、他の２つのよ
り弱いユーザ端末に向いたヌル（ノッチ）はより深くな
るということを観察することができる。図２４及び図２
５は、Ｍ＝８及びＭ＝１２のそれぞれについてブライン
ド時空間適応制御処理が適用された後のエスパ出力信号
の信号配置位相図を示し、エスパアンテナを用いる、提
案されたブラインド時空間適応制御処理のアルゴリズム
が有効であることを支持している。

【０１９０】数１９によって示される目的関数（ＩＦＣ
関数）が、リアクタンス及び時間領域適応型フィルタリ
ング重み係数ベクトルの非線形関数であることは正し
い。しかしながらこれは、出力信号の尖度を表す。目的
関数が最大化されるとき、すべての干渉が抑圧されるこ
とは明らかである。また、干渉は目的関数の値に大きく
影響する。これは、目的関数が明確な最大ポイントを保
有することを含意している。何回ものシミュレーション
を行った経験から、われわれは、ステップ及びブロック
サイズを適正に選択すれば、良好な収束結果が得られる
ことを発見した。さらに、図１３及び図２１に示された
ように速い収束が期待される。

【０１９１】以上説明したように、本発明に係る第１の
実施形態のアレーアンテナの制御方法（ブラインド適応
制御処理）によれば、参照信号を必要とせずに、アレー
アンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の
方向にヌルを向けるようにビーム形成することができ
る。また、本発明に係る第２及び第３の実施形態のアレ
ーアンテナの制御方法（ブラインド時空間適応制御処
理）によれば、参照信号を必要とせずに、アレーアンテ
ナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向に
ヌルを向けるようにビーム形成することができ、かつ、
マルチパス波を抑圧するように時間領域の信号処理を実
行することができる。また、これらの方法では、受信側
端末装置において、送信局で発生されるものと同一の参
照信号を発生させたり、送信される参照信号と受信側で
発生される参照信号とを同期させたりすることを必要と
しないので、制御回路が簡単になる。

【０１９２】われわれは、逆フィルタ基準に基づき、エ
スパアンテナを用いるブラインド適応制御処理（ブライ
ンド空間適応ビーム形成アルゴリズム）及びブラインド
時空間適応制御処理（ブラインド時空間適応型フィルタ
リングアルゴリズム）を提案した。データブロックにつ
いてより大きなブロックサイズが用いられるとき、それ
らの性能は改善される。より大きなブロックサイズの使
用は、実際のシステムの性能要件に依存する。シミュレ
ーション結果は、提案された２つのアルゴリズムが有効
であることを示している。

【０１９３】エスパアンテナは、複数の非励振素子を備
えた一種の単一ポートアンテナである。エスパアンテナ
を使用すると、時空間適応型フィルタリング（ＳＴＡ
Ｆ）をより軽減した複雑さとより低いコストで実現する
ことができる。しかしながら、従来のＳＴＡＦの実現に
は長い学習シーケンス信号が必要であり、このことは、
実際にそれの適用を大幅に制限していた。本発明におい
て、われわれは、高次の統計量（すなわち、キュムラン
ト）を用い、かつ、学習シーケンス信号を必要としない
空間ビーム形成及び時空間適応型フィルタリングのため
の、逆フィルタ基準に基づくブラインド・エスパアンテ
ナを提案した。ブラインド空間ビーム形成は、逆フィル
タ基準に基づいて提案され、ブラインドＳＴＡＦは、逆
フィルタ基準と、高次のキュムラントに基づく超指数的
適応型ビーム形成アルゴリズムとに従って提示される。

【０１９４】

【発明の効果】以上詳述したように、本発明に係るアレ
ーアンテナの制御方法によれば、エスパアンテナの各可
変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のシフ
ト量だけ摂動させ、各リアクタンス値に対する所定の目
的関数の勾配ベクトルを計算し、計算された勾配ベクト
ルに基づいて上記目的関数の値が最大となるように、上
記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ
干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス
素子のリアクタンス値を計算して設定する。従って、参
照信号を必要とせずに、アレーアンテナの主ビームを所
望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるよう
にビーム形成することができる。

【０１９５】エスパアンテナにおいて受信された無線信
号を複数の時間領域のサブ信号に分割し、上記分割した
複数のサブ信号に対してそれぞれ所定の重み係数を乗算
した後加算することにより時間領域の信号処理を実行し
て出力信号として出力するステップを含み、上記重み係
数は、エスパンテナの各可変リアクタンス素子のリアク
タンス値が変化されるたびに、上記各サブ信号と上記出
力信号に基づいて、所定の目的関数が最大化されるよう
に演算され、上記各可変リアクタンス素子のリアクタン
ス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、各リアクタン
ス値に対する上記目的関数の勾配ベクトルを計算し、計
算された勾配ベクトルに基づいて上記目的関数の値が最
大となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望
波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための
各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設
定する。従って、参照信号を必要とせずに、アレーアン
テナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向
にヌルを向けるようにビーム形成することができ、か
つ、マルチパス波を抑圧するように時間領域の信号処理
を実行することができる。時間領域の信号処理では、計
算される重み係数は、最適な重み係数に向かって超指数
的に（べき乗のべき乗の速さで）収束する。

【０１９６】また、これらの方法では、受信側端末装置
において、送信局で発生されるものと同一の参照信号を
発生させたり、送信される参照信号と受信側で発生され
る参照信号とを同期させたりすることを必要としないの
で、制御回路が簡単になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明に係る第１の実施形態のアレーアンテ
ナの制御装置の構成を示すブロック図である。

【図２】 図１のアレーアンテナ装置１００の断面図で
ある。

【図３】 図１の適応制御型コントローラ１０によって
実行されるブラインド適応制御処理を説明するフローチ
ャートである。

【図４】 図３の目的関数の勾配計算処理Ｓ４に係るサ
ブルーチンを示すフローチャートである。

【図５】 本発明に係る第２の実施形態のアレーアンテ
ナの制御装置の構成を示すブロック図である。

【図６】 図５の時間領域信号処理部５の第１の実施形
態であって、ＴＤＭＡ用時間領域信号処理部５−１の構
成を示すブロック図である。

【図７】 図６のトランスバーサルフィルタ回路２３−
１の構成を示すブロック図である。

【図８】 本発明に係る第３の実施形態のアレーアンテ
ナの制御装置の構成の一部であって、図５の時間領域信
号処理部５の第２の実施形態に係るＣＤＭＡ用時間領域
信号処理部５−２の構成を示すブロック図である。

【図９】 図５の時空間適応制御型コントローラ２０に
よって実行されるブラインド時空間適応制御処理を説明
するフローチャートである。

【図１０】 図９の目的関数値Ｊｄ（Ｗｏｐｔ（Ｘ
（ｕ）），Ｘ（ｕ））計算処理Ｓ４４（Ｓ５１）に係る
サブルーチンを示すフローチャートである。

【図１１】 図９の目的関数値Ｊｄ（Ｗｏｐｔ（Ｘ
（ｕ）＋Δ・ｅ_ｉ），Ｘ（ｕ）＋Δ・ｅ_ｉ）計算処理Ｓ
４５に係るサブルーチンを示すフローチャートである。

【図１２】 図９の目的関数値Ｊｄ（Ｗｏｐｔ（Ｘ
（ｕ）−Δ・ｅ_ｉ），Ｘ（ｕ）−Δ・ｅ_ｉ）計算処理Ｓ
４６に係るサブルーチンを示すフローチャートである。

【図１３】 第１の実施形態に係る目的関数値Ｊの収束
を示すグラフである。

【図１４】 第１の実施形態においてブロックサイズＮ
ｔ＝５００を用いてブラインド適応制御処理されたとき
の収束後のビームパターンを示す図である。

【図１５】 第１の実施形態においてブロックサイズＮ
ｔ＝１０００を用いてブラインド適応制御処理されたと
きの収束後のビームパターンを示す図である。

【図１６】 第１の実施形態においてブロックサイズＮ
ｔ＝３０００を用いてブラインド適応制御処理されたと
きの収束後のビームパターンを示す図である。

【図１７】 ブラインド適応制御処理される前の受信信
号ｙ（ｎ）を示す信号配置位相図である。

【図１８】 第１の実施形態においてブロックサイズＮ
ｔ＝５００を用いてブラインド適応制御処理されたとき
の受信信号ｙ（ｎ）を示す信号配置位相図である。

【図１９】 第１の実施形態においてブロックサイズＮ
ｔ＝１０００を用いてブラインド適応制御処理されたと
きの受信信号ｙ（ｎ）を示す信号配置位相図である。

【図２０】 第１の実施形態においてブロックサイズＮ
ｔ＝３０００を用いてブラインド適応制御処理されたと
きの受信信号ｙ（ｎ）を示す信号配置位相図である。

【図２１】 第２の実施形態に係る目的関数値Ｊの収束
を示すグラフである。

【図２２】 第２の実施形態においてＦＩＲフィルタバ
ンクの長さＭ＝８を用いてブラインド時空間適応制御処
理されたときの収束後のビームパターンを示す図であ
る。

【図２３】 第２の実施形態においてＦＩＲフィルタバ
ンクの長さＭ＝１２を用いてブラインド時空間適応制御
処理されたときの収束後のビームパターンを示す図であ
る。

【図２４】 第２の実施形態においてＦＩＲフィルタバ
ンクの長さＭ＝８を用いてブラインド時空間適応制御処
理されたときの出力信号ｙ_Ｏ（ｎ）を示す信号配置位相
図である。

【図２５】 第２の実施形態においてＦＩＲフィルタバ
ンクの長さＭ＝１２を用いてブラインド時空間適応制御
処理されたときの出力信号ｙ_Ｏ（ｎ）を示す信号配置位
相図である。

【符号の説明】

Ａ０…励振素子、 Ａ１乃至Ａ６…非励振素子、 １…低雑音増幅器、 ２…ダウンコンバータ、 ３…Ａ／Ｄ変換器、 ５…時間領域信号処理部、 ５−１…ＴＤＭＡ用時間領域信号処理部、 ５−２…ＣＤＭＡ用時間領域信号処理部、 ９…同軸ケーブル、 １０…適応制御型コントローラ、 １１…接地導体、 １２−１乃至１２−６…可変リアクタンス素子、 １３−１乃至１３−（Ｊ−１）…シフトレジスタ、 １４−１乃至１４−Ｊ，２２−１乃至２２−Ｎｃ…ダウ
ンサンプラ、 １５−１乃至１５−Ｊ…マッチドフィルタ、 １６−１乃至１６−Ｊ…サブ信号処理回路、 １７，２４，２７…加算器、 ２０…時空間適応制御型コントローラ、 ２３−１乃至２３−Ｊ，２３−１乃至２３−Ｎｃ…トラ
ンスバーサルフィルタ回路、 ２１−１乃至２１−（Ｎｃ−１），２５−１乃至２５−
（Ｍ−１）…遅延回路、 ２６−１乃至２６−Ｍ…乗算器、 １００…アレーアンテナ装置。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０４Ｂ 7/10 Ｈ０４Ｂ 7/10 Ａ (72)発明者 祁 忠勇 台湾30013新竹市光復路二段101號 国立清 華大学内 Ｆターム(参考） 5J020 BA02 BC02 BC08 DA03 DA04 DA10 5J021 AA08 AB02 CA06 DB01 EA04 FA09 FA14 FA16 FA23 FA32 GA06 HA10 JA07 5K059 CC04 DD33 DD37

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 無線信号を受信するための放射素子と、
   上記放射素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数
   の非励振素子と、上記複数の非励振素子にそれぞれ接続
   された複数の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可
   変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させること
   により、上記複数の非励振素子をそれぞれ導波器又は反
   射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化
   させるアレーアンテナの制御方法において、 上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所
   定のシフト量だけ摂動させ、各リアクタンス値に対する
   所定の目的関数の勾配ベクトルを計算し、計算された勾
   配ベクトルに基づいて上記目的関数の値が最大となるよ
   うに、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に
   向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リア
   クタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステ
   ップを含み、 ２以上の自然数であるｍ個の第１の変数と、ｍ個の第２
   の変数とを有する２ｍ次のキュムラントにおいて、第１
   の変数としてｍ個の同一の当該アレーアンテナの受信信
   号を含み、第２の変数としてｍ個の同一の上記受信信号
   の複素共役の信号を含む受信信号のキュムラントを計算
   し、上記受信信号のパワーを計算し、上記計算された受
   信信号のパワーのｍ乗に対する上記受信信号のキュムラ
   ントの比の値を計算することによって上記目的関数は演
   算されることを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
2. 【請求項２】 無線信号を受信するための放射素子と、
   上記放射素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数
   の非励振素子と、上記複数の非励振素子にそれぞれ接続
   された複数の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可
   変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させること
   により、上記複数の非励振素子をそれぞれ導波器又は反
   射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化
   させるアレーアンテナの制御方法において、 上記アレーアンテナにおいて受信された無線信号を複数
   の時間領域のサブ信号に分割し、上記分割した複数のサ
   ブ信号に対してそれぞれ所定の重み係数を乗算した後加
   算することにより時間領域の信号処理を実行して出力信
   号として出力するステップを含み、上記重み係数は、上
   記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値が変化され
   るたびに、上記各サブ信号と上記出力信号に基づいて、
   所定の目的関数が最大化されるように演算され、 上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所
   定のシフト量だけ摂動させ、各リアクタンス値に対する
   上記目的関数の勾配ベクトルを計算し、計算された勾配
   ベクトルに基づいて上記目的関数の値が最大となるよう
   に、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向
   けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアク
   タンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステッ
   プを含み、 ２以上の自然数であるｍ個の第１の変数と、ｍ個の第２
   の変数とを有する２ｍ次のキュムラントにおいて、第１
   の変数としてｍ個の同一の上記出力信号を含み、第２の
   変数としてｍ個の同一の上記出力信号の複素共役の信号
   を含む出力信号のキュムラントを計算し、上記出力信号
   のパワーを計算し、上記計算された出力信号のパワーの
   ｍ乗に対する上記出力信号のキュムラントの比の値を計
   算することによって上記目的関数は演算されることを特
   徴とするアレーアンテナの制御方法。
3. 【請求項３】 上記各サブ信号を成分とする受信信号ベ
   クトルＹの自己相関行列Ｒを計算する第１のステップ
   と、 複数Ｎ個の上記サブ信号に対して、複数Ｎ個の所定の重
   み係数をそれぞれ乗算した後、乗算結果の各信号を加算
   した結果の出力信号ｙを出力する第２のステップと、 ｍ個の第１の変数と、（ｍ−１）個の第２の変数と、１
   個の第３の変数とを有する２ｍ次のキュムラントにおい
   て、第１の変数としてｍ個の同一の上記出力信号ｙを含
   み、第２の変数として（ｍ−１）個の同一の上記出力信
   号の複素共役の信号ｙ^＊を含み、第３の変数として上記
   受信信号ベクトルＹの複素共役ベクトルＹ^＊を含むキュ
   ムラントベクトルｄを計算する第３のステップと、 上記計算された受信信号ベクトルＹの自己相関行列Ｒ
   と、上記計算されたキュムラントベクトルｄとに基づい
   て、次式 【数１】 を用いて、上記各重み係数を成分とする重み係数ベクト
   ルＷを計算して設定する第４のステップと、 上記第２乃至第４のステップを繰り返すことによって、
   所望波以外の信号を抑圧するように上記時間領域の信号
   処理を実行する第５のステップと、 所定の反復で出力された出力信号ｙに基づいて計算され
   た目的関数の値と、上記所定の反復の前回の反復で出力
   された出力信号ｙに基づいて計算された目的関数の値と
   の差が所定のしきい値よりも小さいときに上記第５のス
   テップの処理を停止する第６のステップとを実行するこ
   とによって上記重み係数は演算されることを特徴とする
   請求項２記載のアレーアンテナの制御方法。