JP3727857B2 - アレーアンテナの制御装置及び制御方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナ装置の指向特性を変化させることができるアレーアンテナの制御装置及び制御方法に関し、特に、指向特性を適応的に変化させることができる電子制御導波器アレーアンテナ装置（Electronically Steerable Passive Array Radiator (ESPAR) Antenna；以下、エスパアンテナという。）であって、ＴＤＭＡ受信信号又はＣＤＭＡ受信信号を処理可能なアレーアンテナの制御装置及び制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
エスパアンテナは、例えば、従来技術文献１「T. Ohira, "Microwave signal processing and devices for adaptive beamforming," IEEE Antenna and Propagation society International Symposium vol. two, pp. 583-586, Salt Lake City, Utah July 16-21, 2000」や特願平１１−１９４４８７号の特許出願において提案されている。このエスパアンテナは、無線信号が送受信される励振素子と、この励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が送受信されない少なくとも１個の非励振素子と、この非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナを備え、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記アレーアンテナの指向特性を変化させることができる。
【０００３】
また、無線通信には、マルチパス伝搬と、同一チャンネル干渉（ＣＣＩ）とが、無線システムに悪影響を及ぼす２つの問題として存在する。これらの問題はそれぞれ、ＴＤＭＡ無線システムにおける周波数の再使用に起因するシンボル間干渉（ＩＳＩ）及び同一チャンネル干渉、又はＣＤＭＡ無線システムにおけるマルチユーザアクセス干渉（ＭＡＩ）として現れる。
【０００４】
以上の問題点を解決するために、時空間適応型処理（ＳＴＡＰ）（従来技術文献２「J. Paulraj et al., "Space-time processing for wireless communications," IEEE Signal Processing Magazine, Vol. 14, No. 6, pp. 49-83, November 1997」参照。）が提案され、この処理は、ＩＳＩ及びＣＣＩ双方の抑制において卓越した性能を発揮するものと考えられている。最近では、ＴＤＭＡ又は直接拡散（シーケンス）ＣＤＭＡ（ＤＳ−ＣＤＭＡ）無線通信システムに対して、時空間適応型処理（ＳＴＡＰ）の方法が提案され、解析されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ＳＴＡＰシステムのアンテナアレーチャンネルの実現は複雑で高コストであるため、例えば無線構内ネットワークシステム、あるいはユーザ端末機のようにコストが極めて重要な要素であるとされる状況では特に、これらを実際に広く適用することは困難である。これは、構成が簡単であってより低いコストのＳＴＡＰシステムを開発することが実際的な重要事項であることを意味している。
【０００６】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、従来技術に比較して簡単な構成を有しかつ製造コストが安価であり、エスパアンテナのための時空間適応処理を行うことができるアレーアンテナの制御装置及び制御方法を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るアレーアンテナの制御装置は、無線信号を受信するための放射素子と、上記放射素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の可変リアクタンス素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置において、
上記アレーアンテナにおいて受信された無線信号を複数の時間領域のサブ信号に分割し、上記分割した複数のサブ信号に対してそれぞれ所定の重み係数を乗算した後加算することにより時間領域の信号処理を実行して処理信号として出力する時間領域信号処理手段と、
所定の学習シーケンス信号と上記各サブ信号とに基づいて、上記処理信号と上記学習シーケンス信号との誤差信号が最小となるように上記重み係数を演算して上記時間領域信号処理手段に出力し、上記誤差信号に対応する値を示す所定の基準関数の勾配ベクトルを計算し、上記基準関数の値が最小となるように上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定する適応型制御手段とを備え、
上記基準関数は、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変数とする関数であり、上記受信された無線信号を含む関数として表されたことを特徴とする。
また、上記アレーアンテナの制御装置において、上記基準関数は、上記受信された無線信号のパワーから所定のスカラー値を減算してなる関数として表されたことを特徴とする。
さらに、上記アレーアンテナの制御装置において、上記基準関数は、上記受信された無線信号のパワーから所定のスカラー値を減算してなる関数として表されたことを特徴とする。
【０００８】
また、本発明に係るアレーアンテナの制御方法は、無線信号を受信するための放射素子と、上記放射素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の可変リアクタンス素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法において、
上記アレーアンテナにおいて受信された無線信号を複数の時間領域のサブ信号に分割し、上記分割した複数のサブ信号に対してそれぞれ所定の重み係数を乗算した後加算することにより時間領域の信号処理を実行して処理信号として出力するステップと、
所定の学習シーケンス信号と上記各サブ信号とに基づいて、上記処理信号と上記学習シーケンス信号との誤差信号が最小となるように上記重み係数を演算して上記時間領域の信号処理のために出力し、上記誤差信号に対応する値を示す所定の基準関数の勾配ベクトルを計算し、上記基準関数の値が最小となるように上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステップとを含み、
上記基準関数は、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変数とする関数であり、上記受信された無線信号を含む関数として表されたことを特徴とする。
また、上記アレーアンテナの制御方法において、上記基準関数は、上記受信された無線信号のパワーから所定のスカラー値を減算してなる関数として表されたことを特徴とする。
さらに、上記アレーアンテナの制御方法において、上記基準関数は、上記受信された無線信号のパワーから、上記受信された無線信号と上記学習シーケンス信号とから算出されるスカラー値を減算してなる関数として表されたことを特徴とする。
【０００９】
【発明の実施の形態】
従来の適応型アルゴリズムで形成されるヌル、又は信号処理に先立って予め形成される（formed in advance before）ビームとは異なり、本発明では、可変なビームパターンと時間領域の等化器とを併用して時空間適応型フィルタリングを実現することができるアレーアンテナの制御装置及び制御方法を提供する。エスパアンテナは、最小コストで所望の信号に向けて空間的にビームを形成する能力を有すると考えられている。本発明では、ＴＤＭＡ又はＣＤＭＡ信号波形のためにエスパアンテナを使用して時空間適応型フィルタリング（ＳＴＡＦ）を実現するためのアレーアンテナの制御装置及び制御方法を提案する。
【００１０】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
【００１１】
図１は本発明に係る実施形態のアレーアンテナの制御装置のブロック図である。本実施形態のアレーアンテナの制御装置は、図１に示すように、１つの励振素子Ａ０と６個の非励振素子Ａ１乃至Ａ６とを備えてなる従来技術のエスパアンテナで構成されたアレーアンテナ装置１００と、上記アレーアンテナ装置１００で受信された無線信号を処理する時間領域信号処理部４と、それらを制御する適応制御型コントローラ７とを備えたことを特徴とする。
【００１２】
図１において、アレーアンテナ装置１００は、接地導体１１上に設けられた励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６から構成され、励振素子Ａ０は、半径ｒの円周上に設けられた６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６によって囲まれるように配置されている。好ましくは、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は上記半径ｒの円周上に互いに等間隔を保って設けられる。各励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長さは、例えば、所望波の波長λの約１／４になるように構成され、また、上記半径ｒはλ／４になるように構成される。励振素子Ａ０の給電点は同軸ケーブル９を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に接続され、また、非励振素子Ａ１乃至Ａ６はそれぞれ可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に接続され、これら可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値は適応制御型コントローラ７からのリアクタンス値信号によって設定される。
【００１３】
図２は、アレーアンテナ装置１００の縦断面図である。励振素子Ａ０は接地導体１１と電気的に絶縁され、各非励振素子Ａ０乃至Ａ６は、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６を介して、接地導体１１に対して高周波的に接地される。可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の動作を説明すると、例えば放射素子Ａ０と非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長手方向の長さが実質的に同一であるとき、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がインダクタンス性（Ｌ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は延長コイルとなり、非励振素子Ａ１乃至Ａ６の電気長が励振素子Ａ０に比較して長くなり、反射器として働く。一方、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がキャパシタンス性（Ｃ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は短縮コンデンサとなり、非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ０に比較して短くなり、導波器として働く。
【００１４】
従って、図１のアレーアンテナ装置１００において、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に接続された可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を変化させることにより、アレーアンテナ装置１００の平面指向性特性を変化させることができる。
【００１５】
図１のアレーアンテナの制御装置において、アレーアンテナ装置１００は無線信号を受信し、上記受信された信号は同軸ケーブル９を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に入力されて増幅され、次いで、ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）２は増幅された信号を所定の中間周波数の信号（ＩＦ信号）に低域変換する。さらに、Ａ／Ｄ変換器３は低域変換されたアナログ信号をディジタル信号にＡ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換されたディジタル信号を時間領域信号処理部４に出力する。次いで、時間領域信号処理部４は、アレーアンテナ装置１００によって受信された無線信号ｙ（ｔ）を複数の時間領域のサブ信号に分割し、分割した複数のサブ信号からなる信号ベクトル［Ｙ］を適応制御型コントローラ７に出力し、また、分割された複数のサブ信号に対してそれぞれ所定の重み係数を乗算した後加算することにより時間領域の信号処理を実行して処理信号ｚ（ｔ）として出力する。そして、適応制御型コントローラ７は、学習シーケンス信号発生器６により発生された学習シーケンス信号から上記処理信号ｚ（ｔ）を減算して誤差信号を計算し、さらに、適応制御型コントローラ７は、上記学習シーケンス信号及び信号ベクトル［Ｙ］に基づいて誤差信号が最小となるように最適な重み係数ベクトル［Ｗ］を演算して時間領域信号処理部４に出力することにより適応制御処理を実行する。ここで、具体的には、適応制御型コントローラ７は、学習シーケンス信号と上記各サブ信号とに基づいて、処理信号ｚ（ｔ）と学習シーケンス信号との誤差信号が最小となるように上記重み係数を演算して時間領域信号処理部４に出力し、上記誤差信号に対応する値を示す所定の基準関数の勾配ベクトルを計算し、上記基準関数の値が最小となるように各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を計算して設定する。
【００１６】
アレーアンテナ１００で受信される無線信号を送信する送信局は、学習シーケンス信号発生器６で発生される所定の学習シーケンス信号と同一の学習シーケンス信号を含む所定のシンボルレートのディジタルデータ信号に従って、無線周波数の搬送波信号を、例えばＱＰＳＫなどのディジタル変調法、又は直接拡散スペクトル拡散変調法を用いて変調し、当該変調信号を電力増幅して受信局のアレーアンテナ装置１００に向けて送信する。本発明に係る実施形態においては、データ通信を行う前に、送信局から受信局に向けて学習シーケンス信号を含む無線信号が送信され、受信局では、適応制御型コントローラ７による適応制御処理が実行される。
【００１７】
次に、図３乃至図５を参照して、図１の時間領域信号処理部４についてより詳細に説明する。図３は、時間領域信号処理部４の第１の実施形態であるＴＤＭＡ用時間領域信号処理部４−１のブロック図である。ＴＤＭＡ用時間領域信号処理部４−１は、互いに縦続接続された複数（Ｊ−１）個のシフトレジスタ（ＳＲ）１３−１乃至１３−（Ｊ−１）と、複数Ｊ個のダウンサンプラ１４−１乃至１４−Ｊと、複数Ｊ個のトランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｊと、加算器１７とを備えて構成される。上記シフトレジスタ（ＳＲ）１３−１乃至１３−（Ｊ−１）はそれぞれ、入力されるクロックに基づいて入力信号を１シンボル期間だけ遅延して出力する。トランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｊは、重み係数の演算のために、複数の時間遅延のサブ信号に分割された信号データＤｘ１乃至ＤｘＪを適応制御型コントローラ７に出力し、かつ、適応制御型コントローラ７によって演算された重み係数データＤｗ１乃至ＤｗＪを、入力された各信号に乗算して出力する。
【００１８】
図１のＡ／Ｄ変換器３から出力された受信信号ｙ（ｔ）は、ダウンサンプラ１４−１と、シフトレジスタ１３−１に入力される。ダウンサンプラ１４−１は、入力された受信信号ｙ（ｔ）を、Ａ／Ｄ変換器３のサンプリング周波数の１／Ｊ倍のサンプリング周波数でダウンサンプリングし、処理後の信号を詳細後述するトランスバーサルフィルタ回路２３−１を介して加算器１７に出力する。シフトレジスタ１３−１から出力された信号は、ダウンサンプラ１４−２と、シフトレジスタ１３−２に入力される。ダウンサンプラ１４−２は、入力された信号を、Ａ／Ｄ変換器３のサンプリング周波数の１／Ｊ倍のサンプリング周波数でダウンサンプリングし、処理後の信号をトランスバーサルフィルタ回路２３−２を介して加算器１７に出力する。以下同様に、シフトレジスタ１３−ｊ（ｊ＝２，３，…，Ｊ−１）から出力された信号は、ダウンサンプラ１４−（ｊ＋１）と、シフトレジスタ１３−（ｊ＋１）に出力される。ダウンサンプラ１４−（ｊ＋１）は、入力された信号を、Ａ／Ｄ変換器３のサンプリング周波数の１／Ｊ倍のサンプリング周波数でダウンサンプリングし、処理後の信号をトランスバーサルフィルタ回路２３−（ｊ＋１）を介して加算器１７に出力する。さらに、加算器１７は、入力された複数Ｊ個の信号を加算し、加算結果の信号を処理信号ｚ（ｔ）として出力する。
【００１９】
図４は、図３のトランスバーサルフィルタ回路２３−１の構成を示すブロック図である。トランスバーサルフィルタ回路２３−１は、ダウンサンプラ２２−１を通過して入力される信号を、例えば１シンボルの１／４乃至１／２の時間だけそれぞれ遅延させ互いに縦続接続された複数（Ｍ−１）個の遅延回路２５−１乃至２５−（Ｍ−１）と、複数Ｍ個の乗算器２６−１乃至２６−Ｍと、加算器２７とを備えて構成される。トランスバーサルフィルタ回路２３−１に入力される信号は、サブ信号のデータとして適応制御型コントローラ７に出力され、かつ、重み係数ｗ１，１の乗算係数を有する乗算器２６−１を介して加算器２７に出力されるとともに、互いに縦続接続された（Ｍ−１）個の遅延回路２５−１乃至２５−（Ｍ−１）と、重み係数ｗ１，Ｍの乗算係数を有する乗算器２６−Ｍとを介して加算器２７に出力される。ここで、重み係数ｗの添え字は、第１の添え字でトランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｊのシリアル番号１乃至Ｊを、第２の添え字で上記各トランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｊ内の乗算器のシリアル番号１乃至Ｍを表す。また、遅延回路２５−１から出力される信号は、適応制御型コントローラ７に出力されるとともに、重み係数ｗ１，２の乗算係数を有する乗算器２６−２を介して加算器２７に出力され、さらに、遅延回路２５−２から出力される信号は、適応制御型コントローラ７に出力されるとともに、重み係数ｗ１，３の乗算係数を有する乗算器２６−３を介して加算器１７に出力される。以下同様にして、遅延回路２６−ｍａ（ｍａ＝３，…，Ｍ−１）から出力される信号は、適応制御型コントローラ７に出力されるとともに、重み係数ｗ１，ｍａ＋１の乗算係数を有する乗算器２６−（ｍａ＋１）を介して加算器２７に出力される。そして、加算器２７は入力されるＭ個の信号を加算し、加算結果の信号を加算器１７に出力する。
【００２０】
また、図３のトランスバーサルフィルタ回路２３−２乃至２３−Ｊは、互いに縦続接続された複数（Ｍ−１）個の遅延回路と、複数Ｍ個の乗算器と、加算器とを備えて、トランスバーサルフィルタ回路２３−１と同様に構成される。時間領域信号処理部４は、各トランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｊから出力された信号データＤｘ１乃至ＤｘＪを、信号ベクトル［Ｙ］に合成して適応制御型コントローラ７に出力する。また、時間領域信号処理部４は、適応制御型コントローラ７から入力された重み係数ベクトル［Ｗ］を、重み係数データＤｗ１乃至ＤｗＪに分解して、各トランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｊにおいてそこに入力された信号と乗算する。
【００２１】
図５は、図３の第１の実施形態に取って代わる、時間領域信号処理部４の第２の実施形態に係るＣＤＭＡ用時間領域信号処理部４−２のブロック図である。本実施形態においては、第１の実施形態に係るトランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｊの代わりに、複数Ｊ個のマッチドフィルタ（matched filter；整合フィルタともいう。）１５−１乃至１５−Ｊと、上記各マッチドフィルタ１５−１乃至１５−Ｊに接続されたサブ信号処理回路１６−１乃至１６−Ｊとを備えたことを特徴とし、それ以外の構成は第１の実施形態のＴＤＭＡ用時間領域信号処理部４−１と同様であり、その詳細な説明は省略する。
【００２２】
図５において、互いに縦続接続されたＪ−１個のシフトレジスタ１３−１乃至１３−（Ｊ−１）と、Ｊ個のダウンサンプラ１４−１乃至１４−Ｊとは、ＴＤＭＡ用時間領域信号処理部４−１と同様に構成される。ダウンサンプラ１４−１から出力された信号はマッチドフィルタ１５−１に入力され、マッチドフィルタ１５−１は、ダウンサンプリングされた信号を、受信機のコントローラ（図示せず。）から入力される所望波のユーザ端末の拡散符号のデータＤｃｐに基づいて、白色雑音の中にうずもれた所望波信号を最大のＳＮ比で検出し、具体的には、拡散符号の１周期毎にパルス信号を出力する。次いで、マッチドフィルタ１５−１からの信号は、詳細後述するサブ信号処理回路１６−１を介して加算器１７に出力される。また、ダウンサンプラ１４−２から出力された信号は、マッチドフィルタ１５−２及びサブ信号処理回路１６−２を介して加算器１７に出力される。以下同様に、各マッチドフィルタ１５−ｊ（ｊ＝３，４，…，Ｊ）は、ダウンサンプラ１４−ｆａから出力された信号を、サブ信号処理回路１６−ｊを介して加算器１７に出力する。
【００２３】
次いで、図５のサブ信号処理回路１６−１の詳細構成について説明する。サブ信号処理回路１６−１は、それぞれ所定の遅延時間Ｔｃを有して縦続接続された複数（Ｎｃ−１）個の遅延回路２１−１乃至２１−（Ｎｃ−１）と、複数Ｎｃ個のダウンサンプラ２２−１乃至２２−Ｎｃと、複数Ｎｃ個のトランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｎｃと、加算器２４とを備えて構成される。マッチドフィルタ１５−１から出力された信号は、遅延回路２１−１及びダウンサンプラ２２−１に出力される。ダウンサンプラ２２−１は入力された信号を、ダウンサンプラ１４−１乃至１４−Ｊのサンプリング周波数の１／Ｎｃ倍のサンプリング周波数でダウンサンプリングし、処理後の信号をトランスバーサルフィルタ回路２３−１を介して加算器２４に出力する。
【００２４】
トランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｎｃは、重み係数の演算のために、複数の時間遅延のサブ信号に分割された信号データＤｘ１乃至ＤｘＮｃを適応制御型コントローラ７に出力し、かつ、入力された各信号に、適応制御型コントローラ７によって演算された重み係数のデータＤｗ１乃至ＤｗＮｃをそれぞれ乗算する。トランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｎｃの詳細構成は、第１の実施形態に係るＴＤＭＡ用時間領域信号処理部４−１のトランスバーサルフィルタ回路と同様である（図４参照。）。ここで、乗算される各重み係数ｗを区別するために、重み係数ｗの添え字は、第１の添え字でサブ信号処理回路１６−１乃至１６−Ｊのシリアル番号１乃至Ｊを、第２の添え字で上記各サブ信号処理回路の中のトランスバーサルフィルタ回路のシリアル番号１乃至Ｎｃを、第３の添え字で上記各トランスバーサルフィルタ回路の中の乗算器のシリアル番号１乃至Ｍを表すものとする。
【００２５】
また、遅延回路２１−１から出力された信号は、遅延回路２１−２とダウンサンプラ２２−２に入力され、ダウンサンプラ２２−２は入力された信号を、ダウンサンプラ１４−１乃至１４−Ｊのサンプリング周波数の１／Ｎｃ倍のサンプリング周波数でダウンサンプリングし、処理後の信号をトランスバーサルフィルタ回路２３−２を介して加算器２４に出力する。以下同様に、遅延回路２１−ｎｃ（ｎｃ＝２，３，…，Ｎｃ−１）から出力された信号は、遅延回路２１−（ｎｃ＋１）とダウンサンプラ２２−（ｎｃ＋１）に入力され、ダウンサンプラ２２−（ｎｃ＋１）は入力された信号を、ダウンサンプラ１４−１乃至１４−Ｊのサンプリング周波数の１／Ｎｃ倍のサンプリング周波数でダウンサンプリングし、処理後の信号をトランスバーサルフィルタ回路２３−（ｎｃ＋１）を介して加算器２４に出力する。さらに、加算器２４は入力される複数Ｎｃ個の信号を加算して加算結果の信号を加算器１７に出力する。
【００２６】
サブ信号処理回路１６−２乃至１６−Ｊについても、その内部は、サブ信号処理回路１６−１と同様に構成される。加算器１７は、サブ信号処理回路１６−１乃至１６−Ｊから出力される複数Ｊ個の適応制御された信号を加算して、加算結果の信号を処理信号ｚ（ｔ）として出力する。時間領域信号処理部４は、サブ信号処理回路１６−１乃至１６−Ｊ内の複数Ｊ×Ｎｃ個の各トランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｎｃから出力された信号データＤｘ１乃至ＤｘＮｃを、信号ベクトル［Ｙ］に合成して適応制御型コントローラ７に出力する。また、時間領域信号処理部４は、適応制御型コントローラ７から入力された重み係数ベクトル［Ｗ］を、重み係数データＤｗ１乃至ＤｗＮｃに分解して、複数Ｊ×Ｎｃ個の各トランスバーサルフィルタ回路２３−２乃至２３−Ｎｃにおいてそこに入力された信号と乗算する。
【００２７】
以上のように構成されたアレーアンテナの制御装置においては、適応制御型コントローラ７は、時間領域信号処理部４から出力される信号ベクトル［Ｙ］と所定の学習シーケンス信号とに基づいて、例えば最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）基準を用いた所定の適応制御アルゴリズムを用いて、誤差信号が最小となるように複数Ｊ×Ｎｃ×Ｍ個の乗算器２６−１乃至２６−Ｍのための各重み係数を演算し、各乗算器２６−１乃至２６−Ｍにフィードバックして設定する。
【００２８】
適応制御型コントローラ７は、さらに、アレーアンテナ装置１００の指向性を制御するためのリアクタンス値信号を出力する。ここで、適応制御型コントローラ７は、例えばコンピュータなどのディジタル計算機で構成され、データ通信を開始する前に、時間領域信号処理部４で発生されたサブ信号と、学習シーケンス信号発生器６で発生された学習シーケンス信号ｓｂｐ（ｍ）とに基づいて、図６のフローチャートに図示された適応制御処理を実行することにより上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値Ｘ１，…，Ｘ６を計算して設定することを特徴としている。具体的には、適応制御型コントローラ７は、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値Ｘ１，…，Ｘ６を順次所定のシフト量ΔＸだけ摂動させ、各リアクタンス値を変数とする所定の基準関数（本実施形態では、後述する数６８における、受信信号ｙ（ｔ）から演算されたサブ信号と上記発生された学習シーケンス信号ｓｂｐ（ｍ）との関数ｆｈ）の勾配ベクトルを計算する。次いで、計算された勾配ベクトルに基づいて当該基準関数値が最大となるようにリアクタンス値Ｘ１，Ｘ２，…，Ｘ６を計算し、リアクタンス値Ｘ１，Ｘ２，…，Ｘ６からなるリアクタンス値信号を可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に向けて出力し、それによって、上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように設定する
【００２９】
次いで、本発明に係る実施形態のアレーアンテナの制御装置及び制御方法の原理について説明する。
【００３０】
初めに、Ｐ名のユーザ端末を擁するＮ（Ｎ＞１）個の素子で構成されるアンテナアレーに到来する信号のモデルについて考察する。送信局から送信された無線信号は、接地導体１１を含む平面内で定義される入射角（到来角（Angle of Arrival；ＡＯＡ）ともいう。）θで入射して、アレーアンテナ装置１００で受信される。本実施形態では、励振素子Ａ０を中心として、非励振素子Ａ１の方向をθ＝０と定める。送信される信号のｐ番目のユーザ端末のベースバンド波形信号ｓｐ（ｔ）は、次のように表される。
【００３１】
【数１】
【００３２】
ここで、ｓｂｐ（ｍ）はｐ番目のユーザ端末の信号に係るｍ番目の情報シンボルを示し、ρp（ｔ）は情報シンボル波形を表す。ＴＤＭＡシステムでは、情報シンボル波形ρp（ｔ）は各ユーザ端末の信号に対して同一であることが多く、スペクトル拡散された余弦変調波形として考えられる。Ｔは、シンボル持続時間又はシンボル周期を示す。ＣＤＭＡシステムでは次式が成立し、これをｐ番目のユーザ端末のパルス波形整形関数と呼ぶ。
【００３３】
【数２】
（０≦ｔ≦Ｔ）
【００３４】
ここで、｛ｃｐ（ｊ）｝，ｊ＝０，…，Ｎｃ−１はｐ番目のユーザ端末に割り当てられた拡散コードであり、Ｔはチップ間隔Ｔｃとシンボル当たりのチップ数Ｎｃとの積に等しいシンボル継続時間であり、Ψ（ｔ）は時間区間［０，Ｔｃ］で定義される正規化されたチップ波形信号である。さらに、オーバーサンプリング周期をΔとすると、Ｔｃ／Δ＝２であり、伝送ビットレートをｆｂとするとシンボルビットレートは２×１２７×ｆｂで表される。拡散符号シーケンスは、採用する規格に依存して周期的であっても、非周期的であってもよい。本願明細書では、周期的な場合について考察する。雑音のない、Ｎ個のアンテナ素子からなるアレーアンテナ装置で受信された、Ｎ次元のアレー受信信号ベクトル［ｘ（ｔ）］は、次のように表される。以下、本願明細書においてベクトル又は行列を［・］で表す。
【００３５】
【数３】
【００３６】
ここで、数３の中のＮ次元ベクトル［ｇｐ（ｔ）］を次式のようにｐ番目のユーザ端末の時空間シンボル波形信号、又はシンボルレベルの時空間チャンネルインパルス応答と呼ぶ。
【００３７】
【数４】
【００３８】
θｌ ｐ，τｌ ｐ，ξｌ ｐはそれぞれ、ｐ番目のユーザ端末の信号のｌ番目の経路に対応する到来角（ＡＯＡ）、時間遅延及び伝搬損失を表す。さらに、Ｎ次元ベクトル［ａ（θ）］はθに対応するアレーステアリングベクトルを表し、ｓｂｐ（ｍ）及びＬｐはそれぞれ、ｐ番目のユーザ端末の信号に係るｍ番目の情報シンボル、マルチパス波の総数を示す。数３の成分に対して、以下の事項を仮定している。
＜仮定１＞受信する信号は、分数間隔（fractionally spaced）のシンボル周期でサンプリングされた場合は広義の周期的な定常状態であり、シンボルレートでサンプリングされた場合は広義の定常状態である。広義の周期的な定常状態の信号ベクトル［ｘ（ｔ）］は、次式で定義される。
【００３９】
【数５】
Ｅ｛［ｘ（ｔ１）］［ｘ（ｔ２）］Ｈ｝
＝Ｅ｛［ｘ（ｔ１＋Ｔ）］［ｘ（ｔ２＋Ｔ）］Ｈ｝
【００４０】
ここで、［・］Ｈは共役転置を、Ｅ｛・｝は統計的期待値を示す。
＜仮定２＞情報シンボルｓｂｐ（ｍ），ｐ＝１，２，…，Ｐは独立かつ同一分布であり、かつ次式を満たす。
【００４１】
【数６】
Ｅ｛ｓｂｐ（ｍ）ｓｂｐ ＊（ｎ）｝＝δｐ，ｑδｍ，ｎ
【００４２】
ここで、［・］＊は複素共役を、δp ， qはクロネッカーのデルタ関数を示す。＜仮定３＞複数のチャンネル｛ｇｐ（ｔ）｝，ｐ＝１，２，…，Ｐは、所定のデータ通信を行う関心を持たれた周期の間は線形かつ時間的に不変であり、時間区間［０，ＤｐＴ］内で有限の持続時間に属する。
【００４３】
次に、特にアレーアンテナ装置１００で受信された信号のモデルについて定式化する。図１が示す励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６を備えたアレーアンテナ装置１００から出力された、雑音のない受信信号ｙ（ｔ）は、次式で特定される（従来技術文献３「大平孝ほか，“エスパアンテナの等価ウェイトベクトルとアレーファクタ表現式”，電子情報通信学会技術報告，Ａ・Ｐ２０００−４４，ＳＡＴ２０００−４１，ＭＷ２０００−４４，２０００年７月」を参照）。
【００４４】
【数７】
ｙ（ｔ）＝［ｉ］Ｔ［ｘ（ｔ）］
【００４５】
また、ステアリングベクトル［ａ（θ）］は次式で表される。
【００４６】
【数８】
［ａ（θ）］
＝［１，ｅｘｐ（ｊ（２πｒ／λ）ｃｏｓ（θ）），
…，ｅｘｐ（ｊ（２πｒ／λ）ｃｏｓ（θ−５×２π／６））］Ｔ
【００４７】
ここで、アレーの直径はｒ＝λ／４であり、λは所望波の無線周波数の波長を表し、従来技術文献３において考察された等価ウェイトベクトル［ｉ］は次式のように導出される。
【００４８】
【数９】
［ｉ］＝Ｃ［Ｉ＋ＹＸ］−１［ｙ０］
【００４９】
ここで、Ｉは単位行列である。
【００５０】
【数１０】
［ｙ０］＝［ｙ００，ｙ１０，ｙ１０，ｙ１０，ｙ１０，ｙ１０，ｙ１０］Ｔ
【数１１】
【数１２】
【００５１】
Ｘはアンテナのパターンを調整するためのリアクタンス行列であり、Ｒ０＝５０Ωは無線受信機の入力インピーダンスであり、Ｘ１，…，Ｘ６は、適応制御型コントローラ７からリアクタンス値信号として出力されるパラメータである。Ｙはアンテナの素子間の相互結合を表すアドミタンス行列、［ｙ０］は関連したアドミタンスベクトルであって、その成分は以下のものを含む。
【００５２】
（ａ）ｙ００は励振素子Ａ０の自己入力アドミタンスを表す。
（ｂ）ｙ１０は励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１乃至Ａ６との結合アドミタンスを表す。
（ｃ）ｙ１１は非励振素子Ａ１乃至Ａ６の自己入力アドミタンスを表す。
（ｄ）ｙ２１は互いに隣接する非励振素子Ａ１とＡ２、Ａ２とＡ３、Ａ３とＡ４、Ａ４とＡ５、Ａ５とＡ６、乃至Ａ６とＡ１の結合アドミタンスを表す。
（ｅ）ｙ３１は間に１つの非励振素子をはさんで並ぶ２つの非励振素子Ａ１とＡ３、Ａ２とＡ４、Ａ３とＡ５、Ａ４とＡ６、Ａ５とＡ１、乃至Ａ６とＡ２の結合アドミタンスを表し、
（ｆ）ｙ４１は励振素子Ａ０をはさんで対向する２つの非励振素子Ａ１とＡ４、Ａ２とＡ５、乃至Ａ３とＡ６の結合アドミタンスを表す。
【００５３】
相反性とアレーアンテナ装置１００の巡回的な対称性のために、以上のように６つの成分のみが独立である。また、Ｃはアンテナの利得に関する係数である。図１が示すアレーアンテナ装置１００の場合、実際の測定結果から近似的にＣ＝１３１．２という値を得ている。表１には、アドミタンスベクトル［ｙ０］とアドミタンス行列Ｙへの異なる入力値（エントリ）が示されている。
【００５４】
【表１】
――――――――――――――――――――――――――――――――――――
ｙ００＝０．００８６００３５−０．０３１５８４４ｊ
ｙ１０＝−０．００３７２６４２＋０．００７２３１９ｊ
ｙ１１＝０．００９６２２９５−０．０１６５６８３５ｊ
ｙ２１＝−０．０００３７７４５９＋０．０１１７８６７ｊ
ｙ３１＝０．００００２７２０８８５−０．００６３７３６ｊ
ｙ４１＝０．００１７７９５２５＋０．００２２０８３３５ｊ
――――――――――――――――――――――――――――――――――――
【００５５】
数３を数７に代入しかつ相加性雑音を考慮すると、アレーアンテナ装置１００の単一ポートから出力された受信信号ｙ（ｔ）は次式のように表すことができる。
【００５６】
【数１３】
【００５７】
ここで、数１３に含まれた次の関数も、ｐ番目のユーザ端末の時空間シンボル波形信号と呼ばれる。
【００５８】
【数１４】
【００５９】
ここで、次式で表されるｆ（θ）はアレーアンテナ装置１００のパターンである。
【００６０】
【数１５】
ｆ（θ）＝ｆ（θ，Ｘ１，…，Ｘ６）＝［ｉ］Ｔ［ａ（θ）］
【００６１】
２つの時空間インパルス応答ｇｐ（ｔ）と［ｇｐ（ｔ）］は、明らかに同じ持続時間を有している。相加性雑音は、以下の仮定を満足している。
＜仮定４＞相加性雑音は、次の２つの式を満たすゼロ平均の白色雑音であり、ユーザ端末の信号とは無相関である。
【００６２】
【数１６】
Ｅ｛ｎ２（ｔ）}＝０
【数１７】
Ｅ｜ｎ（ｔ）｜２＝σ２
【００６３】
ここで、σ２はノイズのパワーを表す。
【００６４】
数９乃至数１４より、アレーアンテナ装置１００の出力信号もリアクタンスＸ１，Ｘ２，…，Ｘ６の非線形関数であることが分かる。
【００６５】
次に、時間領域信号処理部４で実行される、望ましくない信号を除去するための時空間適応型フィルタリングについて説明する。アレーアンテナ装置１００の可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６が、与えられたリアクタンス値のセットを有するときのアレーアンテナの制御装置の時間的処理を、最初に、図３に図示されたＴＤＭＡ用時間領域信号処理部４−１を用いて実行する。ＴＤＭＡの場合は、シンボル波形信号に基づいて処理が行われる。シフトレジスタ１３−１乃至１３−（Ｊ−１）におけるサンプリング周期をΔで表し、Ｊ＝Ｔ／Δ（Ｊは１以上の整数）をオーバーサンプリングの係数とする。受信信号ｙ（ｔ）を仮定Ａ２により時間ｔ＝ｉΔ＋ｍＴ（ここで、ｍは任意の整数；ｉ＝０，１，…，Ｊ−１）でサンプリングすると、数１３は次式のようになる。
【００６６】
【数１８】
（ｉ＝０，１，…，Ｊ−１）
【００６７】
仮定Ａ１に記述された端末の信号の周期的な定常状態を利用すると（従来技術文献４「L. Tong et al., "Blind identification and equalization based on second-order statistics: a time domain approach," IEEE Transaction. Information Theory, Vol. 40, pp. 340-349, March 1994」参照。）、図３に図示された分数間隔の等化器であるトランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｊの拡張されたマルチチャンネルモデルの方法は、次式のように容易に確立することができる。
【００６８】
【数１９】
【００６９】
ここで、Ｊ次元の信号ベクトル［ｙｂ（ｔ）］、時空間インパルス応答ベクトル［ｈｐ（ｄ）］、及びノイズベクトル［ｎｂ（ｍ）］は次式で表される。
【００７０】
【数２０】
［ｙｂ（ｍ）］
＝［ｙ（ｍＴ），ｙ（ｍＴ−Δ），…，ｙ（ｍＴ−（Ｊ−１）Δ）］Ｔ
【数２１】
［ｈｐ（ｄ）］
＝［ｇａｐ（ｄＴ），ｇａｐ（ｄＴ−Δ），
…，ｇａｐ（ｄＴ−（Ｊ−１）Δ）］Ｔ
【数２２】
［ｎｂ（ｍ）］
＝［ｎ（ｍＴ），ｎ（ｍＴ−Δ），…，ｎ（ｍＴ−（Ｊ−１）Δ）］Ｔ
【００７１】
各ｍについて受信信号［ｙｂ（ｍ）］の次元はＪであり、Ｊは「オーバーサンプリングチャンネルの数」と呼ばれる。オーバーサンプリングによる拡張チャンネル数の限界については、従来技術文献５「A. J. van der Veen, "Resolution limits of blind multi-user multi-channel identification scheme - the band-limited case", in Proceeding of ICASSP '96, Atlanta, GA, May 1996」に議論されている。Ｍ個のシンボルの周期内の連続サンプルについて、次のＪ×Ｍ次元信号ベクトル［ＹＴ（ｍ）］と、ｐ番目のユーザ端末の信号に係るＭ＋Ｄｐ個の情報シンボルからなるシンボルベクトル［Ｓｐ（ｍ）］と、Ｊ×Ｍ次元ノイズベクトル［Ｎ（ｍ）］とを形成する。
【００７２】
【数２３】
［ＹＴ（ｍ）］＝［ｙｂ（ｍ），ｙｂ（ｍ−１），…，ｙｂ（ｍ−Ｍ＋１）］Ｔ
【数２４】
［Ｓｐ（ｍ）］
＝［ｓｂｐ（ｍ），ｓｂｐ（ｍ−１），…，ｓｂｐ（ｍ−Ｍ−Ｄｐ＋１）］Ｔ
【数２５】
［Ｎ（ｍ）］＝［ｎｂ（ｍ），ｎｂ（ｍ−１），…，ｎｂ（ｍ−Ｍ＋１）］Ｔ
【００７３】
ユーザ端末ｐに係る次のシルベスター（Sylvester）たたみ込み行列を、そのチャンネルの（Ｄｐ＋１）×Ｊの長さ（次元）のインパルス応答［［ｈｐ（０）］Ｔ，［ｈｐ（１）］Ｔ，…，［ｈｐ（Ｄｐ）］Ｔ］Ｔの項で定義すると、次式のようなＭＪ×（Ｍ＋Ｄｐ）次行列になる。
【００７４】
【数２６】
【００７５】
ここで、“０”は、Ｊ次元の０ベクトルを表す。数１９は次式へと拡張することができる。
【００７６】
【数２７】
【００７７】
ゆえに、ＴＤＭＡ用時間領域信号処理部４−１におけるサブ信号に対する等化は、次式によって実行することができる。
【００７８】
【数２８】
ｚＴ（ｍ）＝［Ｗ］Ｔ［ＹＴ（ｍ）］
【００７９】
ここで、
【数２９】
［Ｗ］＝［ｗ１，０，…，ｗJ ，０，…，ｗ１， M −１，…，ｗJ ， M −１］Ｔ
は、図４に図示された等化器であるトランスバーサルフィルタ回路２３−１のための重み係数ベクトルである。最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）基準に基づいて、トランスバーサルフィルタ回路２３−１のための最適な重み係数は、数３０から解かれ、かつ公知のウィーナー−ホップの解、すなわち数３１によって与えられる。
【００８０】
【数３０】
【数３１】
［ＷＭＭＳＥ］＊＝［ＲＴ］−１［ｒ（ｖ）］
【００８１】
ここで、ｓｂ１（ｍ）は所望のユーザ端末の信号の学習シーケンス信号であり、ｖ≧０は、遅延時間ｖを考慮した因果的フィルタリング（causal filtering）の実現に必要な学習シーケンス信号の遅延である。数３０から明らかなように、適応制御型コントローラ７は、学習シーケンス信号を所定の遅延時間ｖだけ遅延した信号ｓｂ１（ｍ−ｖ）と、処理信号ｚＴ（ｍ）との誤差が最小となるように重み係数ベクトル［Ｗ］を演算することにより適応制御する。［ＲＴ］及び［ｒ（ｖ）］はそれぞれ、以下のように演算される、信号ベクトルの時間的相関行列と、学習シーケンス信号と信号ベクトルの間の相関ベクトルである。
【００８２】
【数３２】
［ＲＴ］＝Ｅ｛［ＹＴ（ｍ）］［ＹＴ（ｍ）］Ｈ｝
【数３３】
［ｒ（ｖ）］＝Ｅ｛ｓｂ１ ＊（ｍ−ｖ）［ＹＴ（ｍ）］｝
【００８３】
適応制御型コントローラ７は、数３１乃至３３によって求められた重み係数ベクトル［Ｗ］を時間領域信号処理部４に出力し、重み係数ベクトル［Ｗ］は、複数Ｊ×Ｍ個の乗算器２６−１乃至２６−Ｍにおいて信号ベクトル［ＹＴ］と乗算され、乗算結果の信号が加算器２７及び１７で加算されて出力される。出力された信号ｚＴ（ｋ）と学習シーケンス信号との誤差信号に基づいて、適応制御型コントローラ７は上述の処理を繰り返して数３０の誤差を収束させることにより、出力信号ｚＴ（ｋ）の残留誤差パワーを最小化させる。また、アレーアンテナ装置１００の可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６が、与えられたリアクタンス値のセットを有するときの最小の残留誤差パワーは、次式のように求められる。
【００８４】
【数３４】
【００８５】
実際には、数３４の最小残留誤差パワーは、リアクタンス値Ｘ１，…，Ｘ６の関数である。
【００８６】
アレーアンテナ装置１００の可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６が、与えられたリアクタンス値のセットを有するときのアレーアンテナの制御装置の時間領域処理を、次に、図５に図示されたＣＤＭＡ用時間領域信号処理部４−２を用いた場合について説明する。ＣＤＭＡの場合は、当該時間領域処理は、パルス波形整形関数及びそれらの関連したマッチドフィルタ１５−１乃至１５−Ｊからの出力信号に対して行われる。シフトレジスタ１３−１乃至１３−（Ｊ−１）におけるサンプリング周期をΔ＝Ｔｃ／Ｊで示し（Ｊは自然数であるオーバーサンプリング係数）、受信信号ｙ（ｔ）を時間ｔ＝ｌａＴｃ−ｉΔ，（ｌａは自然数；ｉ＝０，１，…，Ｊ−１）でサンプリングすると、数１３の離散形式は、次式のようになる。
【００８７】
【数３５】
【００８８】
離散化された受信信号ｙ（ｌａＴｃ−ｉΔ），ｉ＝０，…，Ｊ−１を積み重ねると、次式のような信号ベクトルが得られる。
【００８９】
【数３６】
【００９０】
ここで、［ｙｖ（ｌａＴｃ）］，［ｇｖｐ（ｌａＴｃ）］，［ｎｖ（ｌａＴｃ）］によって、それぞれ以下のように、信号ベクトル、時空間シンボル波形信号、及びノイズを示すＪ次元ベクトルを意味する。
【００９１】
【数３７】
［ｙｖ（ｌａＴｃ）］
＝［ｙ（ｌａＴｃ），…，ｙ（ｌａＴｃ−（Ｊ−１）Δ）］Ｔ
【数３８】
［ｇｖｐ（ｌａＴｃ）］
＝［ｇａｐ（ｌａＴｃ），…，ｇａｐ（ｌａＴｃ−（Ｊ−１）Δ）］Ｔ
【数３９】
［ｎｖ（ｌａＴｃ）］
＝［ｎ（ｌａＴｃ），…，ｎ（ｌａＴｃ−（Ｊ−１）Δ）］Ｔ
【００９２】
正規化されたチップ波形について、次式を仮定する。
【００９３】
【数４０】
Ψ（kＴｃ−ｌａＴｃ）＝δk ｌ
【００９４】
このとき、ｐ番目のユーザ端末の離散的なパルス波形整形関数は、次式で示される。
【００９５】
【数４１】
（０≦ｌａ≦Ｎｃ−１）
【００９６】
表記を簡単にするために、
【数４２】
ｃｂｐ（ｌａ）＝ｃｐ（Ｎｃ−ｌａ）， ０≦ｌａ≦Ｎｃ−１
とすると、マッチドフィルタ１５−１乃至１５−Ｊによって、ｐ０番目のユーザ端末のパルス波形整形関数を逆拡散した後の出力信号ベクトルは、次式で示すことができる。
【００９７】
【数４３】
【００９８】
ここで、
【数４４】
【数４５】
【００９９】
数１９のベクトルの定式化と同様に、ｌａＴｃをｋＴ−ｊＴｃ（ここで、０≦ｊ≦Ｎｃ−１）で表し、サブ信号処理回路１６−１乃至１６−Ｎｃ内におけるシンボルレベルの信号ベクトルを次式のように定義する。
【０１００】
【数４６】
［Ｘｃ（ｋＴ）］
＝［［Ｘｂ（ｋＴ）］Ｔ，…，［Ｘｂ（ｋＴ−（Ｎｃ−１）Ｔｃ）］Ｔ］Ｔ
【０１０１】
数４３により、数４６は、次式で示すことができる。
【０１０２】
【数４７】
【０１０３】
ここで、
【数４８】
【数４９】
【０１０４】
仮定３より、Ｊ×Ｎｃ次元の波形信号
【数５０】
の持続時間が制限されていることが知られている。ゆえに、数４７は次式のように表すことができる。
【０１０５】
【数５１】
【０１０６】
ここで、
【数５２】
は、ｐ０番目のユーザ端末チャンネルのシンボルレベルの長さである。数５１は、右辺の第１項が所望のユーザ端末からの信号の全成分を包含しているのに対して、第２項は望ましくないユーザ端末からの信号の重ね合わされた相互相関成分を含んでいることを示している。上記相互相関成分は抑圧されなければならない。数５１に基づいて、シンボルレベルの適応型処理は次式のように実行することができる。
【０１０７】
【数５３】
【０１０８】
ここで、Ｊ×Ｎｃ×Ｍ次元の信号ベクトル［ＹＣ（ｋ）］と、重み係数ベクトル［Ｗ］は次式で表される。
【０１０９】
【数５４】
［ＹＣ（ｋ）］
＝［［Ｘｃ（ｋＴ）］Ｔ，…，［Ｘｃ（ｋＴ−（Ｍ−１）Ｔ）］Ｔ］Ｔ
【０１１０】
【数５５】
［Ｗ］＝［［ｗ０］Ｔ，…，［ｗＭ−１］Ｔ］
【数５６】
［ｗｍａ］
＝［ｗ１，１，ｍａ，ｗ２，１，ｍａ，…，ｗＪ，１，ｍａ，ｗ１，２，ｍａ，ｗ２，２，ｍａ，…，
ｗＪ，２，ｍａ，…，ｗ１，Ｎｃ，ｍａ，ｗ２，Ｎｃ，ｍａ，…，ｗＪ，Ｎｃ，ｍａ］Ｔ
（ｍａ＝１，２，…，Ｍ）
【０１１１】
数５６は、信号ベクトル［ＹＣ（ｋＴ）］に乗算される重み係数であり、その全ての重み係数から、数５５の重み係数ベクトル［Ｗ］が生成される。トランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｎｃのタップ数Ｍは、ｐ０番目のユーザ端末チャンネルのシンボルレベルの長さ
【数５７】
と、同一チャンネルのユーザ端末数と、性能要件とに従って選択される。ＴＤＭＡの場合の処理と同様に、ＭＭＳＥ基準、すなわち、数５８に基づいて、最適な重み係数ベクトルが数５９のように取得される。
【０１１２】
【数５８】
【数５９】
【０１１３】
ここで、信号ベクトルの時間的相関行列［Ｒｃ］と、学習シーケンス信号と信号ベクトルとの相関ベクトル［γｐ０（ｖ）］とはそれぞれ次式で表される。
【０１１４】
【数６０】
［ＲＣ］＝Ｅ｛［ＹＣ（ｋ）］［ＹＣ（ｋ）］Ｈ｝
【数６１】
【０１１５】
ここで、
【数６２】
はｐ０番目のユーザ端末の学習シーケンス信号（学習シンボルシーケンス）を示す。数５８から明らかなように、適応制御型コントローラ７は、学習シーケンス信号を所定の遅延時間ｖだけ遅延した信号ｓｂｐ０（ｋ−ｖ）と、処理信号ｚＣ（ｋ）との誤差が最小化され、アレーアンテナの制御装置が最良の性能を出力するように重み係数ベクトル［Ｗ］を演算することにより適応制御する。適応制御型コントローラ７は、数５９乃至６１によって求められた重み係数ベクトル［Ｗ］を時間領域信号処理部４に出力し、重み係数ベクトル［Ｗ］は、Ｊ×Ｎｃ個のトランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｎｃにおいて信号ベクトル［ＹＣ］と乗算され、乗算結果の信号が加算器２４において加算されてサブ信号処理回路１６−１乃至１６−Ｎｃから出力される。出力される処理信号ｚ（ｋ）と学習シーケンス信号との誤差信号に基づいて、適応制御型コントローラ７は上述の処理を繰り返して収束させることにより、出力される処理信号ｚ（ｋ）の残留誤差パワーを最小化させる。数３４と同様に、アレーアンテナ装置１００の可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６が与えられたリアクタンス値のセットを有するときの最小残留誤差パワーは、次式のように表される。
【０１１６】
【数６３】
【０１１７】
適応制御型コントローラ７は、以上説明したように、時間領域信号処理部４において所望信号を時間領域において適応処理すると同時に、アレーアンテナ装置１００において所望信号を空間領域において処理することができる（時空間併用適応型フィルタリング）。上記の内容から、アレーアンテナ装置１００の可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６が所定のリアクタンス値のセットを有するときは、ＴＤＭＡの場合もＣＤＭＡの場合も共に処理の定式化が同一の方法に包含され得ることが分かる。以下、処理信号ｚ（ｍ）は、ＴＤＭＡ及びＣＤＭＡ双方の場合の処理出力を表し、これは次式で表される。
【０１１８】
【数６４】
ｚ（ｍ）＝［Ｗ］Ｔ［Ｙ（ｍ）］
【０１１９】
上述のように、信号ベクトル［Ｙ（ｍ）］は、また、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値の関数であり、ｐ番目のユーザ端末の信号に対する最適な時空間の処理を併用する適応型フィルタリングは、重み係数ベクトル［Ｗ］及びリアクタンス値Ｘ１，Ｘ２，…，Ｘ６を同時に参照して数６５を最小化すること、すなわち、数６６のように表記される。
【０１２０】
【数６５】
σｔｏｔａｌ ２＝Ｅ｜ｓｂｐ（ｍ−ｖ）−ｚ（ｍ）｜２
【数６６】
【０１２１】
与えられたデータのセットの下では、数６６の最適な重み係数ベクトル及びリアクタンス値の解法は、関連付けられたフィールド上での大域的な検索の実行であることが知られている。しかしながら、こうした時間のかかる大域的な検索を実際に使用することは不可能である。よって、何らかの代替方法を考える必要がある。
【０１２２】
最適化方法の中でも最も基本的な方法は、座標に基づいた択一検索法（alternative search）であり、多くの用途に首尾良く適用されている。本願明細書では、この座標に基づいた択一検索法を使用して数６６の最適化問題を解く。
【０１２３】
次いで、上記時空間併用適応型フィルタリングを実際に行うためのブロック更新アルゴリズムについて説明する。以上の説明においては、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値が予め与えられた値を有すると仮定して、重み係数ベクトル［Ｗ］を計算する手順が説明された。本願明細書の以下の部分では、図６のフローチャートに基づいて、適応制御型コントローラ４によって実行される、アレーアンテナ装置１００のリアクタンス値の適応制御処理について説明する。座標に基づく択一検索の点において、数６６の最適化問題を、視点の異なる２つの段階の手順から定式化する。まず、一般的な手順の説明として、リアクタンス値Ｘ１，Ｘ２，…，Ｘ６が固定されていると仮定し、最適な重み係数ベクトルを解く。これは、数３１又は数５９に示されている。従って、数６６は、次式のようになる。
【０１２４】
【数６７】
【０１２５】
ここで、
【数６８】
［Ｗｏｐｔ］＊＝［Ｒ］−１［ｒ（ｖ）］
【数６９】
［Ｒ］＝Ｅ｛［Ｙ（ｍ）］［Ｙ（ｍ）］Ｈ｝
【数７０】
［ｒ（ｖ）］＝Ｅ｛ｓｂｐ ＊（ｍ−ｖ）［Ｙ（ｍ）］｝
【０１２６】
学習シーケンス信号の遅延時間ｖは、数３０及び数５８の基準に基づいて、時間ｖだけ遅延された学習シーケンス信号と処理信号ｚ（ｔ）との誤差が最小化されるように、適応制御型コントローラ７によって予め決定されている。また次式は、ｐ番目のユーザ端末のシンボル信号のパワーである。
【０１２７】
【数７１】
σｐ ２＝Ｅ｜ｓｂｐ（ｍ）｜２
【０１２８】
次いで、最適化問題を解くブロック更新の手順をより具体的に説明する。受信データの制限された長さと数６７に従って最適なリアクタンス値を探し、それによって信号ベクトルの時間的相関行列［Ｒ］と、学習シーケンス信号と信号ベクトルとの相関ベクトル［ｒ（ｖ）］とを推定する。すなわち、次の２つの演算を実行する。
【０１２９】
【数７２】
【数７３】
【０１３０】
ここで、ｍｋ＝Ｎｔｌ，ｌ＝０，１，…，Ｍｔであり、Ｍｔは収束に必要なデータブロック数を示す。シンボル数Ｎｔは、与えられたリアクタンス値のセットの下では、最小平均２乗（ＬＭＳ）アルゴリズムの使用によって、重み係数ベクトル［Ｗ］がＮｔ個のシンボル周期内で定常状態に収束できるように選択される。数７、数９、数１３、数２６、数５４及びこれらに関連する等式により、信号ベクトル［Ｙ（ｍ）］はリアクタンス値Ｘ１，Ｘ２，…，Ｘ６が陽に表現された関数ではないことが分かる。つまり、相関ベクトルの２次形式の項［ｒ（ｖ）］Ｈ［Ｒ］−１［ｒ（ｖ）］はリアクタンス値Ｘ１，Ｘ２，…，Ｘ６の陰関数であることを意味する。
【０１３１】
陰関数に対して、最適なリアクタンス（Ｘｈ１，Ｘｈ２，…，Ｘｈ６）ｏｐｔを発見するために適当な更新アルゴリズムは、リアクタンスを更新するための最急降下アルゴリズムであり、リアクタンス値Ｘ１，Ｘ２，…，Ｘ６に関する項［ｒ（ｖ）］Ｈ［Ｒ］−１［ｒ（ｖ）］の勾配ベクトルが評価されなければならない。項［ｒ（ｖ）］Ｈ［Ｒ］−１［ｒ（ｖ）］は、長さの限定された、与えられたデータブロックに従って評価されるため、ブロック更新アルゴリズムは、項［ｒ（ｖ）］Ｈ［Ｒ］−１［ｒ（ｖ）］のデータブロックに基づく推定値に関して構成される。次式を基準関数として仮定する。
【０１３２】
【数７４】
【０１３３】
ここで、右辺の第２項はリアクタンス値Ｘ１，…，Ｘ６を変数とする。σｈｐ ２はｐ番目のユーザ端末のシンボル信号の評価されたパワーである。最急降下アルゴリズム（従来技術文献６「R. A. Monzingo et al., "Introduction to Adaptive Arrays", John Wiley & Sons, Inc., 1980」を参照）の文脈においては、数７４より、リアクタンス値に対して適応制御処理を実行するための、次のような更新方程式が得られる。
【０１３４】
【数７５】
【０１３５】
ここで、
【数７６】
Ｘｖ＝［Ｘ１，Ｘ２，…，Ｘ６］Ｔ
【数７７】
Ｘｖ（ｋ）＝［Ｘ１ （ｋ），Ｘ２ （ｋ），…，Ｘ６ （ｋ）］Ｔ
【０１３６】
【数７８】
【数７９】
【０１３７】
ここで、αは更新のためのステップサイズであり、例えば１０００乃至２０００の値を取る。
【０１３８】
図６に図示された適応制御処理によるリアクタンス値の更新の手順は以下のように実行される。ステップＳ１において、リアクタンス値更新の反復回数を制御する数εを設定し、さらに、初期状態としてリアクタンスの更新回数ｋを０に定める。次に、ステップＳ２において、リアクタンス値ベクトルの初期値Ｘｖ（０）＝（Ｘ１ （０），Ｘ２ （０），…，Ｘ６ （０））を設定し、次いで、ステップＳ３において、リアクタンス値ベクトルＸｖ（ｋ）に対応するリアクタンス値信号を発生して、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定する。例えば、リアクタンス値ベクトルの初期値を０ベクトルに設定し、全方向性のビームパターン（図９を参照）から更新アルゴリズムを開始することができる。そして、ステップＳ４において、受信信号ベクトル［Ｙ（ｍ）］及び学習シーケンス信号ベクトルｓｂｐ（ｍ）に基づいて、数７２及び数７３を用いて、相関行列［Ｒ］及び相関ベクトル［ｒ（ｖ）］を計算し、数６８を用いて最適な重みベクトル［Ｗｏｐｔ］を計算して時間領域信号処理部４に出力する。次いで、ステップＳ５において、数７８及び数７９を用いて基準関数ｆｈの勾配を計算し、さらに、数７５によってリアクタンス値ベクトルＸｖ（ｋ）からリアクタンス値ベクトルＸｖ（ｋ＋１）を計算する。次いで、ステップＳ６において、次式の不等式が成立するか否かを決定する。
【０１３９】
【数８０】
｜ｆｈ（Ｘｖ（ｋ））−ｆｈ（Ｘｖ（ｋ＋１））｜≦ε
【０１４０】
ここで、εは反復しきい値であり、ステップＳ６において数８０の不等式が成立するときはステップＳ８に進む一方、成立しないとき（ＮＯ）はステップＳ７に進み、ｋを１だけインクリメントしてステップＳ３に戻る。ステップＳ８において、リアクタンス値ベクトルＸｖ（ｋ＋１）に対応するリアクタンス値信号を発生して、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定し、適応制御処理を終了する。
【０１４１】
以上説明したエスパアンテナに基づいた時空間適応型フィルタリングを用いれば、所望信号の到来方向にアレーアンテナ装置１００のビームをステアリングして空間的な干渉を抑圧し、時間領域信号処理部４によって受信信号の中に含まれるＩＳＩ等の時間的な干渉を抑圧することができる。
【０１４２】
【実施例】
本発明者らは、図１のアレーアンテナの制御装置についてコンピュータシミュレーションを実行し、このアレーアンテナの制御装置を用いることによる時空間適応型フィルタリングの有効性を確かめた。このシミュレーションでは、構内ネットワークシステムであって、１５個の同一チャンネルのＤＳ−ＣＤＭＡユーザ端末の信号が存在し、ユーザ１を所望ユーザとする。全てのユーザ端末の信号のコード長さは、１２７に設定する。各ユーザ端末の信号は６つのマルチパス波を有し、角度が互いに８度の間隔を有するように設定された各ユーザ端末の信号の経路のＡＯＡはガウス分布し、かつそれらの時間遅延は１.１シンボル周期で広がった遅延を有する指数分布に従うものと仮定する。マルチパス波の伝搬損失は、ユーザ端末の信号の直接波のアレー素子のＳＮＲに包含されるものとする。この場合は、ユーザ１の端末の信号に対するＳＮＲが−１０ｄＢと仮定されており、他の全てのユーザ端末の信号のＳＮＲは−２６.５５ｄＢ乃至−４.７６ｄＢでランダムに変化する。また全てのユーザ端末は、アレーアンテナ装置１００の視野内に一様に分布しているものとする。表２は、ユーザ１の端末の信号の詳細なパラメータを記載している。
【０１４３】
【表２】
――――――――――――――――――――――――――――――――――――
経路 θ（度） τ（シンボル） ξ（伝搬損失）
――――――――――――――――――――――――――――――――――――
１ １２．３０ ０ −０．９６６９＋０．２５５０ｊ
２ ２１．５０ ０．０４ ０．７４３７−０．３０８１ｊ
３ ２０．２０ ０．０５ −０．５２０６−０．５１００ｊ
４ ８．７０ ０．１２ −０．３０８１−０．４５６９ｊ
５ ２３．４０ ０．３３ −０．１８０６＋０．３９３１ｊ
６ １３．２０ ０．４７ −０．１９１２＋０．１２７５ｊ
――――――――――――――――――――――――――――――――――――
【０１４４】
ここでは、オーバーサンプリング係数をＪ＝１と設定し、またトランスバーサルフィルタ回路のタップ数をＭ＝１と設定している。上述したように、例えば、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６が、
【数８１】
Ｘｖ＝［−５３，−１３６，６１，５１，５９，−１４６］Ｔ
のような与えられたリアクタンス値のセットを有する場合、Ｎｔはシンボルレベルのサンプル数であり、これに基づいて数６４の重み係数ベクトルは従来のＬＭＳアルゴリズムによって数６８のその定常状態へと収束することができる。
【０１４５】
図７は図６の適応制御処理において、定常状態に収束するシンボルレベルのサンプル数Ｎｔを決定するための残留誤差パワーの収束曲線の一例を表すグラフである。図７から明らかなように、重み係数ベクトルは約２００のシンボル周期内でその定常状態へと収束することが分かる。これは、シンボル周期の数Ｎｔ＝２００を採用できることを意味している。このシミュレーションのリアクタンスの反復では、シンボル周期の数としてＮｔ＝２００を採用している。更新アルゴリズムの収束の際の挙動を示すため、データブロック数Ｍｔ＝７×２０と、数８１のための反復しきい値ε＝１×１０−１０を設定する。
【０１４６】
図８は、図６の適応制御処理において、データブロック更新のための基準関数値の収束曲線の一例を示すグラフであり、図９は、図６の適応制御処理を実行したときの、リアクタンス値ベクトルの初期値Ｘｖ（０）＝（０，０，０，０，０，０）に対応するアレーアンテナ装置１００のビームパターンのグラフである。このリアクタンス値ベクトルの初期値Ｘｖ（０）から開始して図６の適応制御処理を実行して更新し、更新の回数ｋがそれぞれ、２回、４回、９回、１３回、１９回のときのビームパターンを図１０乃至図１４に示す。表２及び図１４から明らかなように、所望のユーザ端末の信号の全てのマルチパス波は定常状態パターンによって包含されかつ強化され、望ましくないユーザ端末の信号のマルチパス波は定常状態パターンの低位ローブによって軽減されることが分かる。この２つの図面から、アレーアンテナ装置１００のビームパターン形成と時間領域信号処理部における受信信号の時間的な等化とを併せて実施することにより、時空間適応型フィルタリングを効果的に実現できることは明らかである。
【０１４７】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明によれば、エスパアンテナにおいて受信された無線信号を複数の時間領域のサブ信号に分割し、上記分割した複数のサブ信号に対してそれぞれ所定の重み係数を乗算した後加算することにより時間領域の信号処理を実行して処理信号として出力し、所定の学習シーケンス信号と上記各サブ信号とに基づいて、上記処理信号と上記学習シーケンス信号との誤差信号が最小となるように上記重み係数を演算して上記時間領域信号処理手段に出力し、上記誤差信号に対応する値を示す所定の基準関数の勾配ベクトルを計算し、上記基準関数の値が最小となるように上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するように構成した。従って、従来技術に比較して簡単な構成を有しかつ製造コストが安価であり、エスパアンテナのための時空間適応処理を行うことができる。また、同一チャンネル干渉信号を適応的なビームパターン形成によって空間的に有効的に抑制することができ、また、シンボル間干渉信号は時間的な波形に基づく適応型等化によって有効的に抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に係る実施形態のアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】 図１のアレーアンテナ装置１００の断面図である。
【図３】 図１の時間領域信号処理部４の第１の実施形態であって、ＴＤＭＡ用時間領域信号処理部４−１の構成を示すブロック図である。
【図４】 図３のトランスバーサルフィルタ回路２３−１の構成を示すブロック図である。
【図５】 図１の時間領域信号処理部４の第２の実施形態であって、ＣＤＭＡ用時間領域信号処理部４−２の構成を示すブロック図である。
【図６】 図１の適応制御型コントローラ７によって実行される適応制御処理を説明するフローチャートである。
【図７】 図６の適応制御処理において、定常状態に収束するシンボルレベルのサンプル数Ｎｔを決定するための残留誤差パワーの収束曲線の一例を表すグラフである。
【図８】 図６の適応制御処理において、データブロック更新のための基準関数値の収束曲線の一例を示すグラフである。
【図９】 図６の適応制御処理を実行したときの、リアクタンス値ベクトルの初期値Ｘｖ（０）＝（０，０，０，０，０，０）に対応するアレーアンテナ装置１００のビームパターンのグラフである。
【図１０】 図６の適応制御処理を実行し、リアクタンス値の更新回数が２回であるときのアレーアンテナ装置１００のビームパターンのグラフである。
【図１１】 図６の適応制御処理を実行し、リアクタンス値の更新回数が４回であるときのアレーアンテナ装置１００のビームパターンのグラフである。
【図１２】 図６の適応制御処理を実行し、リアクタンス値の更新回数が９回であるときのアレーアンテナ装置１００のビームパターンのグラフである。
【図１３】 図６の適応制御処理を実行し、リアクタンス値の更新回数が１３回であるときのアレーアンテナ装置１００のビームパターンのグラフである。
【図１４】 図６の適応制御処理を実行し、リアクタンス値の更新回数が１９回であるときのアレーアンテナ装置１００のビームパターンのグラフである。
【符号の説明】
Ａ０…励振素子、
Ａ１乃至Ａ６…非励振素子、
１…低雑音増幅器、
２…ダウンコンバータ、
３…Ａ／Ｄ変換器、
４…時間領域信号処理部、
４−１…ＴＤＭＡ用時間領域信号処理部、
４−２…ＣＤＭＡ用時間領域信号処理部、
６…学習シーケンス信号発生器、
７…適応制御型コントローラ、
９…同軸ケーブル、
１１…接地導体、
１２−１乃至１２−６…可変リアクタンス素子、
１３−１乃至１３−（Ｊ−１）…シフトレジスタ、
１４−１乃至１４−Ｊ，２２−１乃至２２−Ｎｃ…ダウンサンプラ、
１５−１乃至１５−Ｊ…マッチドフィルタ、
１６−１乃至１６−Ｊ…サブ信号処理回路、
１７，２４，２７…加算器、
２３−１乃至２３−Ｊ，２３−１乃至２３−Ｎｃ…トランスバーサルフィルタ回路、
２１−１乃至２１−（Ｎｃ−１），２５−１乃至２５−（Ｍ−１）…遅延回路、
２６−１乃至２６−Ｍ…乗算器、
１００…アレーアンテナ装置。
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナ装置の指向特性を変化させることができるアレーアンテナの制御装置及び制御方法に関し、特に、指向特性を適応的に変化させることができる電子制御導波器アレーアンテナ装置（Electronically Steerable Passive Array Radiator (ESPAR) Antenna；以下、エスパアンテナという。）であって、ＴＤＭＡ受信信号又はＣＤＭＡ受信信号を処理可能なアレーアンテナの制御装置及び制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
エスパアンテナは、例えば、従来技術文献１「T. Ohira, "Microwave signal processing and devices for adaptive beamforming," IEEE Antenna and Propagation society International Symposium vol. two, pp. 583-586, Salt Lake City, Utah July 16-21, 2000」や特願平１１−１９４４８７号の特許出願において提案されている。このエスパアンテナは、無線信号が送受信される励振素子と、この励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が送受信されない少なくとも１個の非励振素子と、この非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナを備え、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記アレーアンテナの指向特性を変化させることができる。
【０００３】
また、無線通信には、マルチパス伝搬と、同一チャンネル干渉（ＣＣＩ）とが、無線システムに悪影響を及ぼす２つの問題として存在する。これらの問題はそれぞれ、ＴＤＭＡ無線システムにおける周波数の再使用に起因するシンボル間干渉（ＩＳＩ）及び同一チャンネル干渉、又はＣＤＭＡ無線システムにおけるマルチユーザアクセス干渉（ＭＡＩ）として現れる。
【０００４】
以上の問題点を解決するために、時空間適応型処理（ＳＴＡＰ）（従来技術文献２「J. Paulraj et al., "Space-time processing for wireless communications," IEEE Signal Processing Magazine, Vol. 14, No. 6, pp. 49-83, November 1997」参照。）が提案され、この処理は、ＩＳＩ及びＣＣＩ双方の抑制において卓越した性能を発揮するものと考えられている。最近では、ＴＤＭＡ又は直接拡散（シーケンス）ＣＤＭＡ（ＤＳ−ＣＤＭＡ）無線通信システムに対して、時空間適応型処理（ＳＴＡＰ）の方法が提案され、解析されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ＳＴＡＰシステムのアンテナアレーチャンネルの実現は複雑で高コストであるため、例えば無線構内ネットワークシステム、あるいはユーザ端末機のようにコストが極めて重要な要素であるとされる状況では特に、これらを実際に広く適用することは困難である。これは、構成が簡単であってより低いコストのＳＴＡＰシステムを開発することが実際的な重要事項であることを意味している。
【０００６】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、従来技術に比較して簡単な構成を有しかつ製造コストが安価であり、エスパアンテナのための時空間適応処理を行うことができるアレーアンテナの制御装置及び制御方法を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るアレーアンテナの制御装置は、無線信号を受信するための放射素子と、上記放射素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の可変リアクタンス素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置において、
上記アレーアンテナにおいて受信された無線信号を複数の時間領域のサブ信号に分割し、上記分割した複数のサブ信号に対してそれぞれ所定の重み係数を乗算した後加算することにより時間領域の信号処理を実行して処理信号として出力する時間領域信号処理手段と、
所定の学習シーケンス信号と上記各サブ信号とに基づいて、上記処理信号と上記学習シーケンス信号との誤差信号が最小となるように上記重み係数を演算して上記時間領域信号処理手段に出力し、上記誤差信号に対応する値を示す所定の基準関数の勾配ベクトルを計算し、上記基準関数の値が最小となるように上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定する適応型制御手段とを備え、
上記基準関数は、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変数とする関数であり、上記受信された無線信号を含む関数として表されたことを特徴とする。
また、上記アレーアンテナの制御装置において、上記基準関数は、上記受信された無線信号のパワーから所定のスカラー値を減算してなる関数として表されたことを特徴とする。
さらに、上記アレーアンテナの制御装置において、上記基準関数は、上記受信された無線信号のパワーから所定のスカラー値を減算してなる関数として表されたことを特徴とする。
【０００８】
また、本発明に係るアレーアンテナの制御方法は、無線信号を受信するための放射素子と、上記放射素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の可変リアクタンス素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法において、
上記アレーアンテナにおいて受信された無線信号を複数の時間領域のサブ信号に分割し、上記分割した複数のサブ信号に対してそれぞれ所定の重み係数を乗算した後加算することにより時間領域の信号処理を実行して処理信号として出力するステップと、
所定の学習シーケンス信号と上記各サブ信号とに基づいて、上記処理信号と上記学習シーケンス信号との誤差信号が最小となるように上記重み係数を演算して上記時間領域の信号処理のために出力し、上記誤差信号に対応する値を示す所定の基準関数の勾配ベクトルを計算し、上記基準関数の値が最小となるように上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステップとを含み、
上記基準関数は、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変数とする関数であり、上記受信された無線信号を含む関数として表されたことを特徴とする。
また、上記アレーアンテナの制御方法において、上記基準関数は、上記受信された無線信号のパワーから所定のスカラー値を減算してなる関数として表されたことを特徴とする。
さらに、上記アレーアンテナの制御方法において、上記基準関数は、上記受信された無線信号のパワーから、上記受信された無線信号と上記学習シーケンス信号とから算出されるスカラー値を減算してなる関数として表されたことを特徴とする。
【０００９】
【発明の実施の形態】
従来の適応型アルゴリズムで形成されるヌル、又は信号処理に先立って予め形成される（formed in advance before）ビームとは異なり、本発明では、可変なビームパターンと時間領域の等化器とを併用して時空間適応型フィルタリングを実現することができるアレーアンテナの制御装置及び制御方法を提供する。エスパアンテナは、最小コストで所望の信号に向けて空間的にビームを形成する能力を有すると考えられている。本発明では、ＴＤＭＡ又はＣＤＭＡ信号波形のためにエスパアンテナを使用して時空間適応型フィルタリング（ＳＴＡＦ）を実現するためのアレーアンテナの制御装置及び制御方法を提案する。
【００１０】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
【００１１】
図１は本発明に係る実施形態のアレーアンテナの制御装置のブロック図である。本実施形態のアレーアンテナの制御装置は、図１に示すように、１つの励振素子Ａ０と６個の非励振素子Ａ１乃至Ａ６とを備えてなる従来技術のエスパアンテナで構成されたアレーアンテナ装置１００と、上記アレーアンテナ装置１００で受信された無線信号を処理する時間領域信号処理部４と、それらを制御する適応制御型コントローラ７とを備えたことを特徴とする。
【００１２】
図１において、アレーアンテナ装置１００は、接地導体１１上に設けられた励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６から構成され、励振素子Ａ０は、半径ｒの円周上に設けられた６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６によって囲まれるように配置されている。好ましくは、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は上記半径ｒの円周上に互いに等間隔を保って設けられる。各励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長さは、例えば、所望波の波長λの約１／４になるように構成され、また、上記半径ｒはλ／４になるように構成される。励振素子Ａ０の給電点は同軸ケーブル９を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に接続され、また、非励振素子Ａ１乃至Ａ６はそれぞれ可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に接続され、これら可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値は適応制御型コントローラ７からのリアクタンス値信号によって設定される。
【００１３】
図２は、アレーアンテナ装置１００の縦断面図である。励振素子Ａ０は接地導体１１と電気的に絶縁され、各非励振素子Ａ０乃至Ａ６は、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６を介して、接地導体１１に対して高周波的に接地される。可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の動作を説明すると、例えば放射素子Ａ０と非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長手方向の長さが実質的に同一であるとき、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がインダクタンス性（Ｌ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は延長コイルとなり、非励振素子Ａ１乃至Ａ６の電気長が励振素子Ａ０に比較して長くなり、反射器として働く。一方、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がキャパシタンス性（Ｃ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は短縮コンデンサとなり、非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ０に比較して短くなり、導波器として働く。
【００１４】
従って、図１のアレーアンテナ装置１００において、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に接続された可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を変化させることにより、アレーアンテナ装置１００の平面指向性特性を変化させることができる。
【００１５】
図１のアレーアンテナの制御装置において、アレーアンテナ装置１００は無線信号を受信し、上記受信された信号は同軸ケーブル９を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に入力されて増幅され、次いで、ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）２は増幅された信号を所定の中間周波数の信号（ＩＦ信号）に低域変換する。さらに、Ａ／Ｄ変換器３は低域変換されたアナログ信号をディジタル信号にＡ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換されたディジタル信号を時間領域信号処理部４に出力する。次いで、時間領域信号処理部４は、アレーアンテナ装置１００によって受信された無線信号ｙ（ｔ）を複数の時間領域のサブ信号に分割し、分割した複数のサブ信号からなる信号ベクトル［Ｙ］を適応制御型コントローラ７に出力し、また、分割された複数のサブ信号に対してそれぞれ所定の重み係数を乗算した後加算することにより時間領域の信号処理を実行して処理信号ｚ（ｔ）として出力する。そして、適応制御型コントローラ７は、学習シーケンス信号発生器６により発生された学習シーケンス信号から上記処理信号ｚ（ｔ）を減算して誤差信号を計算し、さらに、適応制御型コントローラ７は、上記学習シーケンス信号及び信号ベクトル［Ｙ］に基づいて誤差信号が最小となるように最適な重み係数ベクトル［Ｗ］を演算して時間領域信号処理部４に出力することにより適応制御処理を実行する。ここで、具体的には、適応制御型コントローラ７は、学習シーケンス信号と上記各サブ信号とに基づいて、処理信号ｚ（ｔ）と学習シーケンス信号との誤差信号が最小となるように上記重み係数を演算して時間領域信号処理部４に出力し、上記誤差信号に対応する値を示す所定の基準関数の勾配ベクトルを計算し、上記基準関数の値が最小となるように各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を計算して設定する。
【００１６】
アレーアンテナ１００で受信される無線信号を送信する送信局は、学習シーケンス信号発生器６で発生される所定の学習シーケンス信号と同一の学習シーケンス信号を含む所定のシンボルレートのディジタルデータ信号に従って、無線周波数の搬送波信号を、例えばＱＰＳＫなどのディジタル変調法、又は直接拡散スペクトル拡散変調法を用いて変調し、当該変調信号を電力増幅して受信局のアレーアンテナ装置１００に向けて送信する。本発明に係る実施形態においては、データ通信を行う前に、送信局から受信局に向けて学習シーケンス信号を含む無線信号が送信され、受信局では、適応制御型コントローラ７による適応制御処理が実行される。
【００１７】
次に、図３乃至図５を参照して、図１の時間領域信号処理部４についてより詳細に説明する。図３は、時間領域信号処理部４の第１の実施形態であるＴＤＭＡ用時間領域信号処理部４−１のブロック図である。ＴＤＭＡ用時間領域信号処理部４−１は、互いに縦続接続された複数（Ｊ−１）個のシフトレジスタ（ＳＲ）１３−１乃至１３−（Ｊ−１）と、複数Ｊ個のダウンサンプラ１４−１乃至１４−Ｊと、複数Ｊ個のトランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｊと、加算器１７とを備えて構成される。上記シフトレジスタ（ＳＲ）１３−１乃至１３−（Ｊ−１）はそれぞれ、入力されるクロックに基づいて入力信号を１シンボル期間だけ遅延して出力する。トランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｊは、重み係数の演算のために、複数の時間遅延のサブ信号に分割された信号データＤｘ１乃至ＤｘＪを適応制御型コントローラ７に出力し、かつ、適応制御型コントローラ７によって演算された重み係数データＤｗ１乃至ＤｗＪを、入力された各信号に乗算して出力する。
【００１８】
図１のＡ／Ｄ変換器３から出力された受信信号ｙ（ｔ）は、ダウンサンプラ１４−１と、シフトレジスタ１３−１に入力される。ダウンサンプラ１４−１は、入力された受信信号ｙ（ｔ）を、Ａ／Ｄ変換器３のサンプリング周波数の１／Ｊ倍のサンプリング周波数でダウンサンプリングし、処理後の信号を詳細後述するトランスバーサルフィルタ回路２３−１を介して加算器１７に出力する。シフトレジスタ１３−１から出力された信号は、ダウンサンプラ１４−２と、シフトレジスタ１３−２に入力される。ダウンサンプラ１４−２は、入力された信号を、Ａ／Ｄ変換器３のサンプリング周波数の１／Ｊ倍のサンプリング周波数でダウンサンプリングし、処理後の信号をトランスバーサルフィルタ回路２３−２を介して加算器１７に出力する。以下同様に、シフトレジスタ１３−ｊ（ｊ＝２，３，…，Ｊ−１）から出力された信号は、ダウンサンプラ１４−（ｊ＋１）と、シフトレジスタ１３−（ｊ＋１）に出力される。ダウンサンプラ１４−（ｊ＋１）は、入力された信号を、Ａ／Ｄ変換器３のサンプリング周波数の１／Ｊ倍のサンプリング周波数でダウンサンプリングし、処理後の信号をトランスバーサルフィルタ回路２３−（ｊ＋１）を介して加算器１７に出力する。さらに、加算器１７は、入力された複数Ｊ個の信号を加算し、加算結果の信号を処理信号ｚ（ｔ）として出力する。
【００１９】
図４は、図３のトランスバーサルフィルタ回路２３−１の構成を示すブロック図である。トランスバーサルフィルタ回路２３−１は、ダウンサンプラ２２−１を通過して入力される信号を、例えば１シンボルの１／４乃至１／２の時間だけそれぞれ遅延させ互いに縦続接続された複数（Ｍ−１）個の遅延回路２５−１乃至２５−（Ｍ−１）と、複数Ｍ個の乗算器２６−１乃至２６−Ｍと、加算器２７とを備えて構成される。トランスバーサルフィルタ回路２３−１に入力される信号は、サブ信号のデータとして適応制御型コントローラ７に出力され、かつ、重み係数ｗ１，１の乗算係数を有する乗算器２６−１を介して加算器２７に出力されるとともに、互いに縦続接続された（Ｍ−１）個の遅延回路２５−１乃至２５−（Ｍ−１）と、重み係数ｗ１，Ｍの乗算係数を有する乗算器２６−Ｍとを介して加算器２７に出力される。ここで、重み係数ｗの添え字は、第１の添え字でトランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｊのシリアル番号１乃至Ｊを、第２の添え字で上記各トランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｊ内の乗算器のシリアル番号１乃至Ｍを表す。また、遅延回路２５−１から出力される信号は、適応制御型コントローラ７に出力されるとともに、重み係数ｗ１，２の乗算係数を有する乗算器２６−２を介して加算器２７に出力され、さらに、遅延回路２５−２から出力される信号は、適応制御型コントローラ７に出力されるとともに、重み係数ｗ１，３の乗算係数を有する乗算器２６−３を介して加算器１７に出力される。以下同様にして、遅延回路２６−ｍａ（ｍａ＝３，…，Ｍ−１）から出力される信号は、適応制御型コントローラ７に出力されるとともに、重み係数ｗ１，ｍａ＋１の乗算係数を有する乗算器２６−（ｍａ＋１）を介して加算器２７に出力される。そして、加算器２７は入力されるＭ個の信号を加算し、加算結果の信号を加算器１７に出力する。
【００２０】
また、図３のトランスバーサルフィルタ回路２３−２乃至２３−Ｊは、互いに縦続接続された複数（Ｍ−１）個の遅延回路と、複数Ｍ個の乗算器と、加算器とを備えて、トランスバーサルフィルタ回路２３−１と同様に構成される。時間領域信号処理部４は、各トランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｊから出力された信号データＤｘ１乃至ＤｘＪを、信号ベクトル［Ｙ］に合成して適応制御型コントローラ７に出力する。また、時間領域信号処理部４は、適応制御型コントローラ７から入力された重み係数ベクトル［Ｗ］を、重み係数データＤｗ１乃至ＤｗＪに分解して、各トランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｊにおいてそこに入力された信号と乗算する。
【００２１】
図５は、図３の第１の実施形態に取って代わる、時間領域信号処理部４の第２の実施形態に係るＣＤＭＡ用時間領域信号処理部４−２のブロック図である。本実施形態においては、第１の実施形態に係るトランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｊの代わりに、複数Ｊ個のマッチドフィルタ（matched filter；整合フィルタともいう。）１５−１乃至１５−Ｊと、上記各マッチドフィルタ１５−１乃至１５−Ｊに接続されたサブ信号処理回路１６−１乃至１６−Ｊとを備えたことを特徴とし、それ以外の構成は第１の実施形態のＴＤＭＡ用時間領域信号処理部４−１と同様であり、その詳細な説明は省略する。
【００２２】
図５において、互いに縦続接続されたＪ−１個のシフトレジスタ１３−１乃至１３−（Ｊ−１）と、Ｊ個のダウンサンプラ１４−１乃至１４−Ｊとは、ＴＤＭＡ用時間領域信号処理部４−１と同様に構成される。ダウンサンプラ１４−１から出力された信号はマッチドフィルタ１５−１に入力され、マッチドフィルタ１５−１は、ダウンサンプリングされた信号を、受信機のコントローラ（図示せず。）から入力される所望波のユーザ端末の拡散符号のデータＤｃｐに基づいて、白色雑音の中にうずもれた所望波信号を最大のＳＮ比で検出し、具体的には、拡散符号の１周期毎にパルス信号を出力する。次いで、マッチドフィルタ１５−１からの信号は、詳細後述するサブ信号処理回路１６−１を介して加算器１７に出力される。また、ダウンサンプラ１４−２から出力された信号は、マッチドフィルタ１５−２及びサブ信号処理回路１６−２を介して加算器１７に出力される。以下同様に、各マッチドフィルタ１５−ｊ（ｊ＝３，４，…，Ｊ）は、ダウンサンプラ１４−ｆａから出力された信号を、サブ信号処理回路１６−ｊを介して加算器１７に出力する。
【００２３】
次いで、図５のサブ信号処理回路１６−１の詳細構成について説明する。サブ信号処理回路１６−１は、それぞれ所定の遅延時間Ｔｃを有して縦続接続された複数（Ｎｃ−１）個の遅延回路２１−１乃至２１−（Ｎｃ−１）と、複数Ｎｃ個のダウンサンプラ２２−１乃至２２−Ｎｃと、複数Ｎｃ個のトランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｎｃと、加算器２４とを備えて構成される。マッチドフィルタ１５−１から出力された信号は、遅延回路２１−１及びダウンサンプラ２２−１に出力される。ダウンサンプラ２２−１は入力された信号を、ダウンサンプラ１４−１乃至１４−Ｊのサンプリング周波数の１／Ｎｃ倍のサンプリング周波数でダウンサンプリングし、処理後の信号をトランスバーサルフィルタ回路２３−１を介して加算器２４に出力する。
【００２４】
トランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｎｃは、重み係数の演算のために、複数の時間遅延のサブ信号に分割された信号データＤｘ１乃至ＤｘＮｃを適応制御型コントローラ７に出力し、かつ、入力された各信号に、適応制御型コントローラ７によって演算された重み係数のデータＤｗ１乃至ＤｗＮｃをそれぞれ乗算する。トランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｎｃの詳細構成は、第１の実施形態に係るＴＤＭＡ用時間領域信号処理部４−１のトランスバーサルフィルタ回路と同様である（図４参照。）。ここで、乗算される各重み係数ｗを区別するために、重み係数ｗの添え字は、第１の添え字でサブ信号処理回路１６−１乃至１６−Ｊのシリアル番号１乃至Ｊを、第２の添え字で上記各サブ信号処理回路の中のトランスバーサルフィルタ回路のシリアル番号１乃至Ｎｃを、第３の添え字で上記各トランスバーサルフィルタ回路の中の乗算器のシリアル番号１乃至Ｍを表すものとする。
【００２５】
また、遅延回路２１−１から出力された信号は、遅延回路２１−２とダウンサンプラ２２−２に入力され、ダウンサンプラ２２−２は入力された信号を、ダウンサンプラ１４−１乃至１４−Ｊのサンプリング周波数の１／Ｎｃ倍のサンプリング周波数でダウンサンプリングし、処理後の信号をトランスバーサルフィルタ回路２３−２を介して加算器２４に出力する。以下同様に、遅延回路２１−ｎｃ（ｎｃ＝２，３，…，Ｎｃ−１）から出力された信号は、遅延回路２１−（ｎｃ＋１）とダウンサンプラ２２−（ｎｃ＋１）に入力され、ダウンサンプラ２２−（ｎｃ＋１）は入力された信号を、ダウンサンプラ１４−１乃至１４−Ｊのサンプリング周波数の１／Ｎｃ倍のサンプリング周波数でダウンサンプリングし、処理後の信号をトランスバーサルフィルタ回路２３−（ｎｃ＋１）を介して加算器２４に出力する。さらに、加算器２４は入力される複数Ｎｃ個の信号を加算して加算結果の信号を加算器１７に出力する。
【００２６】
サブ信号処理回路１６−２乃至１６−Ｊについても、その内部は、サブ信号処理回路１６−１と同様に構成される。加算器１７は、サブ信号処理回路１６−１乃至１６−Ｊから出力される複数Ｊ個の適応制御された信号を加算して、加算結果の信号を処理信号ｚ（ｔ）として出力する。時間領域信号処理部４は、サブ信号処理回路１６−１乃至１６−Ｊ内の複数Ｊ×Ｎｃ個の各トランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｎｃから出力された信号データＤｘ１乃至ＤｘＮｃを、信号ベクトル［Ｙ］に合成して適応制御型コントローラ７に出力する。また、時間領域信号処理部４は、適応制御型コントローラ７から入力された重み係数ベクトル［Ｗ］を、重み係数データＤｗ１乃至ＤｗＮｃに分解して、複数Ｊ×Ｎｃ個の各トランスバーサルフィルタ回路２３−２乃至２３−Ｎｃにおいてそこに入力された信号と乗算する。
【００２７】
以上のように構成されたアレーアンテナの制御装置においては、適応制御型コントローラ７は、時間領域信号処理部４から出力される信号ベクトル［Ｙ］と所定の学習シーケンス信号とに基づいて、例えば最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）基準を用いた所定の適応制御アルゴリズムを用いて、誤差信号が最小となるように複数Ｊ×Ｎｃ×Ｍ個の乗算器２６−１乃至２６−Ｍのための各重み係数を演算し、各乗算器２６−１乃至２６−Ｍにフィードバックして設定する。
【００２８】
適応制御型コントローラ７は、さらに、アレーアンテナ装置１００の指向性を制御するためのリアクタンス値信号を出力する。ここで、適応制御型コントローラ７は、例えばコンピュータなどのディジタル計算機で構成され、データ通信を開始する前に、時間領域信号処理部４で発生されたサブ信号と、学習シーケンス信号発生器６で発生された学習シーケンス信号ｓｂｐ（ｍ）とに基づいて、図６のフローチャートに図示された適応制御処理を実行することにより上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値Ｘ１，…，Ｘ６を計算して設定することを特徴としている。具体的には、適応制御型コントローラ７は、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値Ｘ１，…，Ｘ６を順次所定のシフト量ΔＸだけ摂動させ、各リアクタンス値を変数とする所定の基準関数（本実施形態では、後述する数６８における、受信信号ｙ（ｔ）から演算されたサブ信号と上記発生された学習シーケンス信号ｓｂｐ（ｍ）との関数ｆｈ）の勾配ベクトルを計算する。次いで、計算された勾配ベクトルに基づいて当該基準関数値が最大となるようにリアクタンス値Ｘ１，Ｘ２，…，Ｘ６を計算し、リアクタンス値Ｘ１，Ｘ２，…，Ｘ６からなるリアクタンス値信号を可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に向けて出力し、それによって、上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように設定する
【００２９】
次いで、本発明に係る実施形態のアレーアンテナの制御装置及び制御方法の原理について説明する。
【００３０】
初めに、Ｐ名のユーザ端末を擁するＮ（Ｎ＞１）個の素子で構成されるアンテナアレーに到来する信号のモデルについて考察する。送信局から送信された無線信号は、接地導体１１を含む平面内で定義される入射角（到来角（Angle of Arrival；ＡＯＡ）ともいう。）θで入射して、アレーアンテナ装置１００で受信される。本実施形態では、励振素子Ａ０を中心として、非励振素子Ａ１の方向をθ＝０と定める。送信される信号のｐ番目のユーザ端末のベースバンド波形信号ｓｐ（ｔ）は、次のように表される。
【００３１】
【数１】
ここで、ｓｂｐ（ｍ）はｐ番目のユーザ端末の信号に係るｍ番目の情報シンボルを示し、ρp（ｔ）は情報シンボル波形を表す。ＴＤＭＡシステムでは、情報シンボル波形ρp（ｔ）は各ユーザ端末の信号に対して同一であることが多く、スペクトル拡散された余弦変調波形として考えられる。Ｔは、シンボル持続時間又はシンボル周期を示す。ＣＤＭＡシステムでは次式が成立し、これをｐ番目のユーザ端末のパルス波形整形関数と呼ぶ。
【００３３】
【数２】
【００３４】
ここで、｛ｃｐ（ｊ）｝，ｊ＝０，…，Ｎｃ−１はｐ番目のユーザ端末に割り当てられた拡散コードであり、Ｔはチップ間隔Ｔｃとシンボル当たりのチップ数Ｎｃとの積に等しいシンボル継続時間であり、Ψ（ｔ）は時間区間［０，Ｔｃ］で定義される正規化されたチップ波形信号である。さらに、オーバーサンプリング周期をΔとすると、Ｔｃ／Δ＝２であり、伝送ビットレートをｆｂとするとシンボルビットレートは２×１２７×ｆｂで表される。拡散符号シーケンスは、採用する規格に依存して周期的であっても、非周期的であってもよい。本願明細書では、周期的な場合について考察する。雑音のない、Ｎ個のアンテナ素子からなるアレーアンテナ装置で受信された、Ｎ次元のアレー受信信号ベクトル［ｘ（ｔ）］は、次のように表される。以下、本願明細書においてベクトル又は行列を［・］で表す。
【００３５】
【数３】
ここで、数３の中のＮ次元ベクトル［ｇｐ（ｔ）］を次式のようにｐ番目のユーザ端末の時空間シンボル波形信号、又はシンボルレベルの時空間チャンネルインパルス応答と呼ぶ。
【００３７】
【数４】
θｌ ｐ，τｌ ｐ，ξｌ ｐはそれぞれ、ｐ番目のユーザ端末の信号のｌ番目の経路に対応する到来角（ＡＯＡ）、時間遅延及び伝搬損失を表す。さらに、Ｎ次元ベクトル［ａ（θ）］はθに対応するアレーステアリングベクトルを表し、ｓｂｐ（ｍ）及びＬｐはそれぞれ、ｐ番目のユーザ端末の信号に係るｍ番目の情報シンボル、マルチパス波の総数を示す。数３の成分に対して、以下の事項を仮定している。
＜仮定１＞受信する信号は、分数間隔（fractionally spaced）のシンボル周期でサンプリングされた場合は広義の周期的な定常状態であり、シンボルレートでサンプリングされた場合は広義の定常状態である。広義の周期的な定常状態の信号ベクトル［ｘ（ｔ）］は、次式で定義される。
【００３９】
【数５】
Ｅ｛［ｘ（ｔ１）］［ｘ（ｔ２）］Ｈ｝
＝Ｅ｛［ｘ（ｔ１＋Ｔ）］［ｘ（ｔ２＋Ｔ）］Ｈ｝
【００４０】
ここで、［・］Ｈは共役転置を、Ｅ｛・｝は統計的期待値を示す。
＜仮定２＞情報シンボルｓｂｐ（ｍ），ｐ＝１，２，…，Ｐは独立かつ同一分布であり、かつ次式を満たす。
【００４１】
【数６】
Ｅ｛ｓｂｐ（ｍ）ｓｂｐ ＊（ｎ）｝＝δｐ，ｑδｍ，ｎ
【００４２】
ここで、［・］＊は複素共役を、δp ， qはクロネッカーのデルタ関数を示す。＜仮定３＞複数のチャンネル｛ｇｐ（ｔ）｝，ｐ＝１，２，…，Ｐは、所定のデータ通信を行う関心を持たれた周期の間は線形かつ時間的に不変であり、時間区間［０，ＤｐＴ］内で有限の持続時間に属する。
【００４３】
次に、特にアレーアンテナ装置１００で受信された信号のモデルについて定式化する。図１が示す励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６を備えたアレーアンテナ装置１００から出力された、雑音のない受信信号ｙ（ｔ）は、次式で特定される（従来技術文献３「大平孝ほか，“エスパアンテナの等価ウェイトベクトルとアレーファクタ表現式”，電子情報通信学会技術報告，Ａ・Ｐ２０００−４４，ＳＡＴ２０００−４１，ＭＷ２０００−４４，２０００年７月」を参照）。
【００４４】
【数７】
ｙ（ｔ）＝［ｉ］Ｔ［ｘ（ｔ）］
【００４５】
また、ステアリングベクトル［ａ（θ）］は次式で表される。
【００４６】
【数８】
［ａ（θ）］
＝［１，ｅｘｐ（ｊ（２πｒ／λ）ｃｏｓ（θ）），
…，ｅｘｐ（ｊ（２πｒ／λ）ｃｏｓ（θ−５×２π／６））］Ｔ
【００４７】
ここで、アレーの直径はｒ＝λ／４であり、λは所望波の無線周波数の波長を表し、従来技術文献３において考察された等価ウェイトベクトル［ｉ］は次式のように導出される。
【００４８】
【数９】
［ｉ］＝Ｃ［Ｉ＋ＹＸ］−１［ｙ０］
【００４９】
ここで、Ｉは単位行列である。
【００５０】
【数１０】
［ｙ０］＝［ｙ００，ｙ１０，ｙ１０，ｙ１０，ｙ１０，ｙ１０，ｙ１０］Ｔ
【数１１】
Ｘはアンテナのパターンを調整するためのリアクタンス行列であり、Ｒ０＝５０Ωは無線受信機の入力インピーダンスであり、Ｘ１，…，Ｘ６は、適応制御型コントローラ７からリアクタンス値信号として出力されるパラメータである。Ｙはアンテナの素子間の相互結合を表すアドミタンス行列、［ｙ０］は関連したアドミタンスベクトルであって、その成分は以下のものを含む。
【００５２】
（ａ）ｙ００は励振素子Ａ０の自己入力アドミタンスを表す。
（ｂ）ｙ１０は励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１乃至Ａ６との結合アドミタンスを表す。
（ｃ）ｙ１１は非励振素子Ａ１乃至Ａ６の自己入力アドミタンスを表す。
（ｄ）ｙ２１は互いに隣接する非励振素子Ａ１とＡ２、Ａ２とＡ３、Ａ３とＡ４、Ａ４とＡ５、Ａ５とＡ６、乃至Ａ６とＡ１の結合アドミタンスを表す。
（ｅ）ｙ３１は間に１つの非励振素子をはさんで並ぶ２つの非励振素子Ａ１とＡ３、Ａ２とＡ４、Ａ３とＡ５、Ａ４とＡ６、Ａ５とＡ１、乃至Ａ６とＡ２の結合アドミタンスを表し、
（ｆ）ｙ４１は励振素子Ａ０をはさんで対向する２つの非励振素子Ａ１とＡ４、Ａ２とＡ５、乃至Ａ３とＡ６の結合アドミタンスを表す。
【００５３】
相反性とアレーアンテナ装置１００の巡回的な対称性のために、以上のように６つの成分のみが独立である。また、Ｃはアンテナの利得に関する係数である。図１が示すアレーアンテナ装置１００の場合、実際の測定結果から近似的にＣ＝１３１．２という値を得ている。表１には、アドミタンスベクトル［ｙ０］とアドミタンス行列Ｙへの異なる入力値（エントリ）が示されている。
【００５４】
【表１】
――――――――――――――――――――――――――――――――――――
ｙ００＝０．００８６００３５−０．０３１５８４４ｊ
ｙ１０＝−０．００３７２６４２＋０．００７２３１９ｊ
ｙ１１＝０．００９６２２９５−０．０１６５６８３５ｊ
ｙ２１＝−０．０００３７７４５９＋０．０１１７８６７ｊ
ｙ３１＝０．００００２７２０８８５−０．００６３７３６ｊ
ｙ４１＝０．００１７７９５２５＋０．００２２０８３３５ｊ
――――――――――――――――――――――――――――――――――――
【００５５】
数３を数７に代入しかつ相加性雑音を考慮すると、アレーアンテナ装置１００の単一ポートから出力された受信信号ｙ（ｔ）は次式のように表すことができる。
【００５６】
【数１３】
ここで、数１３に含まれた次の関数も、ｐ番目のユーザ端末の時空間シンボル波形信号と呼ばれる。
【００５８】
【数１４】
ここで、次式で表されるｆ（θ）はアレーアンテナ装置１００のパターンである。
【００６０】
【数１５】
ｆ（θ）＝ｆ（θ，Ｘ１，…，Ｘ６）＝［ｉ］Ｔ［ａ（θ）］
【００６１】
２つの時空間インパルス応答ｇｐ（ｔ）と［ｇｐ（ｔ）］は、明らかに同じ持続時間を有している。相加性雑音は、以下の仮定を満足している。
＜仮定４＞相加性雑音は、次の２つの式を満たすゼロ平均の白色雑音であり、ユーザ端末の信号とは無相関である。
【００６２】
【数１６】
Ｅ｛ｎ２（ｔ）}＝０
【数１７】
Ｅ｜ｎ（ｔ）｜２＝σ２
【００６３】
ここで、σ２はノイズのパワーを表す。
【００６４】
数９乃至数１４より、アレーアンテナ装置１００の出力信号もリアクタンスＸ１，Ｘ２，…，Ｘ６の非線形関数であることが分かる。
【００６５】
次に、時間領域信号処理部４で実行される、望ましくない信号を除去するための時空間適応型フィルタリングについて説明する。アレーアンテナ装置１００の可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６が、与えられたリアクタンス値のセットを有するときのアレーアンテナの制御装置の時間的処理を、最初に、図３に図示されたＴＤＭＡ用時間領域信号処理部４−１を用いて実行する。ＴＤＭＡの場合は、シンボル波形信号に基づいて処理が行われる。シフトレジスタ１３−１乃至１３−（Ｊ−１）におけるサンプリング周期をΔで表し、Ｊ＝Ｔ／Δ（Ｊは１以上の整数）をオーバーサンプリングの係数とする。受信信号ｙ（ｔ）を仮定Ａ２により時間ｔ＝ｉΔ＋ｍＴ（ここで、ｍは任意の整数；ｉ＝０，１，…，Ｊ−１）でサンプリングすると、数１３は次式のようになる。
【００６６】
【数１８】
【００６７】
仮定Ａ１に記述された端末の信号の周期的な定常状態を利用すると（従来技術文献４「L. Tong et al., "Blind identification and equalization based on second-order statistics: a time domain approach," IEEE Transaction. Information Theory, Vol. 40, pp. 340-349, March 1994」参照。）、図３に図示された分数間隔の等化器であるトランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｊの拡張されたマルチチャンネルモデルの方法は、次式のように容易に確立することができる。
【００６８】
【数１９】
ここで、Ｊ次元の信号ベクトル［ｙｂ（ｔ）］、時空間インパルス応答ベクトル［ｈｐ（ｄ）］、及びノイズベクトル［ｎｂ（ｍ）］は次式で表される。
【００７０】
【数２０】
［ｙｂ（ｍ）］
＝［ｙ（ｍＴ），ｙ（ｍＴ−Δ），…，ｙ（ｍＴ−（Ｊ−１）Δ）］Ｔ
【数２１】
［ｈｐ（ｄ）］
＝［ｇａｐ（ｄＴ），ｇａｐ（ｄＴ−Δ），
…，ｇａｐ（ｄＴ−（Ｊ−１）Δ）］Ｔ
【数２２】
［ｎｂ（ｍ）］
＝［ｎ（ｍＴ），ｎ（ｍＴ−Δ），…，ｎ（ｍＴ−（Ｊ−１）Δ）］Ｔ
【００７１】
各ｍについて受信信号［ｙｂ（ｍ）］の次元はＪであり、Ｊは「オーバーサンプリングチャンネルの数」と呼ばれる。オーバーサンプリングによる拡張チャンネル数の限界については、従来技術文献５「A. J. van der Veen, "Resolution limits of blind multi-user multi-channel identification scheme - the band-limited case", in Proceeding of ICASSP '96, Atlanta, GA, May 1996」に議論されている。Ｍ個のシンボルの周期内の連続サンプルについて、次のＪ×Ｍ次元信号ベクトル［ＹＴ（ｍ）］と、ｐ番目のユーザ端末の信号に係るＭ＋Ｄｐ個の情報シンボルからなるシンボルベクトル［Ｓｐ（ｍ）］と、Ｊ×Ｍ次元ノイズベクトル［Ｎ（ｍ）］とを形成する。
【００７２】
【数２３】
［ＹＴ（ｍ）］＝［ｙｂ（ｍ），ｙｂ（ｍ−１），…，ｙｂ（ｍ−Ｍ＋１）］Ｔ
【数２４】
［Ｓｐ（ｍ）］
＝［ｓｂｐ（ｍ），ｓｂｐ（ｍ−１），…，ｓｂｐ（ｍ−Ｍ−Ｄｐ＋１）］Ｔ
【数２５】
［Ｎ（ｍ）］＝［ｎｂ（ｍ），ｎｂ（ｍ−１），…，ｎｂ（ｍ−Ｍ＋１）］Ｔ
【００７３】
ユーザ端末ｐに係る次のシルベスター（Sylvester）たたみ込み行列を、そのチャンネルの（Ｄｐ＋１）×Ｊの長さ（次元）のインパルス応答［［ｈｐ（０）］Ｔ，［ｈｐ（１）］Ｔ，…，［ｈｐ（Ｄｐ）］Ｔ］Ｔの項で定義すると、次式のようなＭＪ×（Ｍ＋Ｄｐ）次行列になる。
【００７４】
【数２６】
ここで、“０”は、Ｊ次元の０ベクトルを表す。数１９は次式へと拡張することができる。
【００７６】
【数２７】
ゆえに、ＴＤＭＡ用時間領域信号処理部４−１におけるサブ信号に対する等化は、次式によって実行することができる。
【００７８】
【数２８】
ｚＴ（ｍ）＝［Ｗ］Ｔ［ＹＴ（ｍ）］
【００７９】
ここで、
【数２９】
［Ｗ］＝［ｗ１，０，…，ｗJ ，０，…，ｗ１， M −１，…，ｗJ ， M −１］Ｔ
は、図４に図示された等化器であるトランスバーサルフィルタ回路２３−１のための重み係数ベクトルである。最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）基準に基づいて、トランスバーサルフィルタ回路２３−１のための最適な重み係数は、数３０から解かれ、かつ公知のウィーナー−ホップの解、すなわち数３１によって与えられる。
【００８０】
【数３０】
［ＷＭＭＳＥ］＊＝［ＲＴ］−１［ｒ（ｖ）］
【００８１】
ここで、ｓｂ１（ｍ）は所望のユーザ端末の信号の学習シーケンス信号であり、ｖ≧０は、遅延時間ｖを考慮した因果的フィルタリング（causal filtering）の実現に必要な学習シーケンス信号の遅延である。数３０から明らかなように、適応制御型コントローラ７は、学習シーケンス信号を所定の遅延時間ｖだけ遅延した信号ｓｂ１（ｍ−ｖ）と、処理信号ｚＴ（ｍ）との誤差が最小となるように重み係数ベクトル［Ｗ］を演算することにより適応制御する。［ＲＴ］及び［ｒ（ｖ）］はそれぞれ、以下のように演算される、信号ベクトルの時間的相関行列と、学習シーケンス信号と信号ベクトルの間の相関ベクトルである。
【００８２】
【数３２】
［ＲＴ］＝Ｅ｛［ＹＴ（ｍ）］［ＹＴ（ｍ）］Ｈ｝
【数３３】
［ｒ（ｖ）］＝Ｅ｛ｓｂ１ ＊（ｍ−ｖ）［ＹＴ（ｍ）］｝
【００８３】
適応制御型コントローラ７は、数３１乃至３３によって求められた重み係数ベクトル［Ｗ］を時間領域信号処理部４に出力し、重み係数ベクトル［Ｗ］は、複数Ｊ×Ｍ個の乗算器２６−１乃至２６−Ｍにおいて信号ベクトル［ＹＴ］と乗算され、乗算結果の信号が加算器２７及び１７で加算されて出力される。出力された信号ｚＴ（ｋ）と学習シーケンス信号との誤差信号に基づいて、適応制御型コントローラ７は上述の処理を繰り返して数３０の誤差を収束させることにより、出力信号ｚＴ（ｋ）の残留誤差パワーを最小化させる。また、アレーアンテナ装置１００の可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６が、与えられたリアクタンス値のセットを有するときの最小の残留誤差パワーは、次式のように求められる。
【００８４】
【数３４】
実際には、数３４の最小残留誤差パワーは、リアクタンス値Ｘ１，…，Ｘ６の関数である。
【００８６】
アレーアンテナ装置１００の可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６が、与えられたリアクタンス値のセットを有するときのアレーアンテナの制御装置の時間領域処理を、次に、図５に図示されたＣＤＭＡ用時間領域信号処理部４−２を用いた場合について説明する。ＣＤＭＡの場合は、当該時間領域処理は、パルス波形整形関数及びそれらの関連したマッチドフィルタ１５−１乃至１５−Ｊからの出力信号に対して行われる。シフトレジスタ１３−１乃至１３−（Ｊ−１）におけるサンプリング周期をΔ＝Ｔｃ／Ｊで示し（Ｊは自然数であるオーバーサンプリング係数）、受信信号ｙ（ｔ）を時間ｔ＝ｌａＴｃ−ｉΔ，（ｌａは自然数；ｉ＝０，１，…，Ｊ−１）でサンプリングすると、数１３の離散形式は、次式のようになる。
【００８７】
【数３５】
離散化された受信信号ｙ（ｌａＴｃ−ｉΔ），ｉ＝０，…，Ｊ−１を積み重ねると、次式のような信号ベクトルが得られる。
【００８９】
【数３６】
ここで、［ｙｖ（ｌａＴｃ）］，［ｇｖｐ（ｌａＴｃ）］，［ｎｖ（ｌａＴｃ）］によって、それぞれ以下のように、信号ベクトル、時空間シンボル波形信号、及びノイズを示すＪ次元ベクトルを意味する。
【００９１】
【数３７】
［ｙｖ（ｌａＴｃ）］
＝［ｙ（ｌａＴｃ），…，ｙ（ｌａＴｃ−（Ｊ−１）Δ）］Ｔ
【数３８】
［ｇｖｐ（ｌａＴｃ）］
＝［ｇａｐ（ｌａＴｃ），…，ｇａｐ（ｌａＴｃ−（Ｊ−１）Δ）］Ｔ
【数３９】
［ｎｖ（ｌａＴｃ）］
＝［ｎ（ｌａＴｃ），…，ｎ（ｌａＴｃ−（Ｊ−１）Δ）］Ｔ
【００９２】
正規化されたチップ波形について、次式を仮定する。
【００９３】
【数４０】
Ψ（kＴｃ−ｌａＴｃ）＝δk ｌ
【００９４】
このとき、ｐ番目のユーザ端末の離散的なパルス波形整形関数は、次式で示される。
【００９５】
【数４１】
【００９６】
表記を簡単にするために、
【数４２】
ｃｂｐ（ｌａ）＝ｃｐ（Ｎｃ−ｌａ）， ０≦ｌａ≦Ｎｃ−１
とすると、マッチドフィルタ１５−１乃至１５−Ｊによって、ｐ０番目のユーザ端末のパルス波形整形関数を逆拡散した後の出力信号ベクトルは、次式で示すことができる。
【００９７】
【数４３】
ここで、
【数４４】
数１９のベクトルの定式化と同様に、ｌａＴｃをｋＴ−ｊＴｃ（ここで、０≦ｊ≦Ｎｃ−１）で表し、サブ信号処理回路１６−１乃至１６−Ｎｃ内におけるシンボルレベルの信号ベクトルを次式のように定義する。
【０１００】
【数４６】
［Ｘｃ（ｋＴ）］
＝［［Ｘｂ（ｋＴ）］Ｔ，…，［Ｘｂ（ｋＴ−（Ｎｃ−１）Ｔｃ）］Ｔ］Ｔ
【０１０１】
数４３により、数４６は、次式で示すことができる。
【０１０２】
【数４７】
ここで、
【数４８】
仮定３より、Ｊ×Ｎｃ次元の波形信号
【数５０】
【０１０５】
【数５１】
ここで、
【数５２】
【０１０７】
【数５３】
ここで、Ｊ×Ｎｃ×Ｍ次元の信号ベクトル［ＹＣ（ｋ）］と、重み係数ベクトル［Ｗ］は次式で表される。
【０１０９】
【数５４】
［ＹＣ（ｋ）］
＝［［Ｘｃ（ｋＴ）］Ｔ，…，［Ｘｃ（ｋＴ−（Ｍ−１）Ｔ）］Ｔ］Ｔ
【０１１０】
【数５５】
［Ｗ］＝［［ｗ０］Ｔ，…，［ｗＭ−１］Ｔ］
【数５６】
［ｗｍａ］
＝［ｗ１，１，ｍａ，ｗ２，１，ｍａ，…，ｗＪ，１，ｍａ，ｗ１，２，ｍａ，ｗ２，２，ｍａ，…，
ｗＪ，２，ｍａ，…，ｗ１，Ｎｃ，ｍａ，ｗ２，Ｎｃ，ｍａ，…，ｗＪ，Ｎｃ，ｍａ］Ｔ
（ｍａ＝１，２，…，Ｍ）
【０１１１】
数５６は、信号ベクトル［ＹＣ（ｋＴ）］に乗算される重み係数であり、その全ての重み係数から、数５５の重み係数ベクトル［Ｗ］が生成される。トランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｎｃのタップ数Ｍは、ｐ０番目のユーザ端末チャンネルのシンボルレベルの長さ
【数５７】
【０１１２】
【数５８】
ここで、信号ベクトルの時間的相関行列［Ｒｃ］と、学習シーケンス信号と信号ベクトルとの相関ベクトル［γｐ０（ｖ）］とはそれぞれ次式で表される。
【０１１４】
【数６０】
［ＲＣ］＝Ｅ｛［ＹＣ（ｋ）］［ＹＣ（ｋ）］Ｈ｝
【数６１】
ここで、
【数６２】
【０１１６】
【数６３】
適応制御型コントローラ７は、以上説明したように、時間領域信号処理部４において所望信号を時間領域において適応処理すると同時に、アレーアンテナ装置１００において所望信号を空間領域において処理することができる（時空間併用適応型フィルタリング）。上記の内容から、アレーアンテナ装置１００の可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６が所定のリアクタンス値のセットを有するときは、ＴＤＭＡの場合もＣＤＭＡの場合も共に処理の定式化が同一の方法に包含され得ることが分かる。以下、処理信号ｚ（ｍ）は、ＴＤＭＡ及びＣＤＭＡ双方の場合の処理出力を表し、これは次式で表される。
【０１１８】
【数６４】
ｚ（ｍ）＝［Ｗ］Ｔ［Ｙ（ｍ）］
【０１１９】
上述のように、信号ベクトル［Ｙ（ｍ）］は、また、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値の関数であり、ｐ番目のユーザ端末の信号に対する最適な時空間の処理を併用する適応型フィルタリングは、重み係数ベクトル［Ｗ］及びリアクタンス値Ｘ１，Ｘ２，…，Ｘ６を同時に参照して数６５を最小化すること、すなわち、数６６のように表記される。
【０１２０】
【数６５】
σｔｏｔａｌ ２＝Ｅ｜ｓｂｐ（ｍ−ｖ）−ｚ（ｍ）｜２
【数６６】
与えられたデータのセットの下では、数６６の最適な重み係数ベクトル及びリアクタンス値の解法は、関連付けられたフィールド上での大域的な検索の実行であることが知られている。しかしながら、こうした時間のかかる大域的な検索を実際に使用することは不可能である。よって、何らかの代替方法を考える必要がある。
【０１２２】
最適化方法の中でも最も基本的な方法は、座標に基づいた択一検索法（alternative search）であり、多くの用途に首尾良く適用されている。本願明細書では、この座標に基づいた択一検索法を使用して数６６の最適化問題を解く。
【０１２３】
次いで、上記時空間併用適応型フィルタリングを実際に行うためのブロック更新アルゴリズムについて説明する。以上の説明においては、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値が予め与えられた値を有すると仮定して、重み係数ベクトル［Ｗ］を計算する手順が説明された。本願明細書の以下の部分では、図６のフローチャートに基づいて、適応制御型コントローラ４によって実行される、アレーアンテナ装置１００のリアクタンス値の適応制御処理について説明する。座標に基づく択一検索の点において、数６６の最適化問題を、視点の異なる２つの段階の手順から定式化する。まず、一般的な手順の説明として、リアクタンス値Ｘ１，Ｘ２，…，Ｘ６が固定されていると仮定し、最適な重み係数ベクトルを解く。これは、数３１又は数５９に示されている。従って、数６６は、次式のようになる。
【０１２４】
【数６７】
ここで、
【数６８】
［Ｗｏｐｔ］＊＝［Ｒ］−１［ｒ（ｖ）］
【数６９】
［Ｒ］＝Ｅ｛［Ｙ（ｍ）］［Ｙ（ｍ）］Ｈ｝
【数７０】
［ｒ（ｖ）］＝Ｅ｛ｓｂｐ ＊（ｍ−ｖ）［Ｙ（ｍ）］｝
【０１２６】
学習シーケンス信号の遅延時間ｖは、数３０及び数５８の基準に基づいて、時間ｖだけ遅延された学習シーケンス信号と処理信号ｚ（ｔ）との誤差が最小化されるように、適応制御型コントローラ７によって予め決定されている。また次式は、ｐ番目のユーザ端末のシンボル信号のパワーである。
【０１２７】
【数７１】
σｐ ２＝Ｅ｜ｓｂｐ（ｍ）｜２
【０１２８】
次いで、最適化問題を解くブロック更新の手順をより具体的に説明する。受信データの制限された長さと数６７に従って最適なリアクタンス値を探し、それによって信号ベクトルの時間的相関行列［Ｒ］と、学習シーケンス信号と信号ベクトルとの相関ベクトル［ｒ（ｖ）］とを推定する。すなわち、次の２つの演算を実行する。
【０１２９】
【数７２】
ここで、ｍｋ＝Ｎｔｌ，ｌ＝０，１，…，Ｍｔであり、Ｍｔは収束に必要なデータブロック数を示す。シンボル数Ｎｔは、与えられたリアクタンス値のセットの下では、最小平均２乗（ＬＭＳ）アルゴリズムの使用によって、重み係数ベクトル［Ｗ］がＮｔ個のシンボル周期内で定常状態に収束できるように選択される。数７、数９、数１３、数２６、数５４及びこれらに関連する等式により、信号ベクトル［Ｙ（ｍ）］はリアクタンス値Ｘ１，Ｘ２，…，Ｘ６が陽に表現された関数ではないことが分かる。つまり、相関ベクトルの２次形式の項［ｒ（ｖ）］Ｈ［Ｒ］−１［ｒ（ｖ）］はリアクタンス値Ｘ１，Ｘ２，…，Ｘ６の陰関数であることを意味する。
【０１３１】
陰関数に対して、最適なリアクタンス（Ｘｈ１，Ｘｈ２，…，Ｘｈ６）ｏｐｔを発見するために適当な更新アルゴリズムは、リアクタンスを更新するための最急降下アルゴリズムであり、リアクタンス値Ｘ１，Ｘ２，…，Ｘ６に関する項［ｒ（ｖ）］Ｈ［Ｒ］−１［ｒ（ｖ）］の勾配ベクトルが評価されなければならない。項［ｒ（ｖ）］Ｈ［Ｒ］−１［ｒ（ｖ）］は、長さの限定された、与えられたデータブロックに従って評価されるため、ブロック更新アルゴリズムは、項［ｒ（ｖ）］Ｈ［Ｒ］−１［ｒ（ｖ）］のデータブロックに基づく推定値に関して構成される。次式を基準関数として仮定する。
【０１３２】
【数７４】
ここで、右辺の第２項はリアクタンス値Ｘ１，…，Ｘ６を変数とする。σｈｐ ２はｐ番目のユーザ端末のシンボル信号の評価されたパワーである。最急降下アルゴリズム（従来技術文献６「R. A. Monzingo et al., "Introduction to Adaptive Arrays", John Wiley & Sons, Inc., 1980」を参照）の文脈においては、数７４より、リアクタンス値に対して適応制御処理を実行するための、次のような更新方程式が得られる。
【０１３４】
【数７５】
ここで、
【数７６】
Ｘｖ＝［Ｘ１，Ｘ２，…，Ｘ６］Ｔ
【数７７】
Ｘｖ（ｋ）＝［Ｘ１ （ｋ），Ｘ２ （ｋ），…，Ｘ６ （ｋ）］Ｔ
【０１３６】
【数７８】
ここで、αは更新のためのステップサイズであり、例えば１０００乃至２０００の値を取る。
【０１３８】
図６に図示された適応制御処理によるリアクタンス値の更新の手順は以下のように実行される。ステップＳ１において、リアクタンス値更新の反復回数を制御する数εを設定し、さらに、初期状態としてリアクタンスの更新回数ｋを０に定める。次に、ステップＳ２において、リアクタンス値ベクトルの初期値Ｘｖ（０）＝（Ｘ１ （０），Ｘ２ （０），…，Ｘ６ （０））を設定し、次いで、ステップＳ３において、リアクタンス値ベクトルＸｖ（ｋ）に対応するリアクタンス値信号を発生して、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定する。例えば、リアクタンス値ベクトルの初期値を０ベクトルに設定し、全方向性のビームパターン（図９を参照）から更新アルゴリズムを開始することができる。そして、ステップＳ４において、受信信号ベクトル［Ｙ（ｍ）］及び学習シーケンス信号ベクトルｓｂｐ（ｍ）に基づいて、数７２及び数７３を用いて、相関行列［Ｒ］及び相関ベクトル［ｒ（ｖ）］を計算し、数６８を用いて最適な重みベクトル［Ｗｏｐｔ］を計算して時間領域信号処理部４に出力する。次いで、ステップＳ５において、数７８及び数７９を用いて基準関数ｆｈの勾配を計算し、さらに、数７５によってリアクタンス値ベクトルＸｖ（ｋ）からリアクタンス値ベクトルＸｖ（ｋ＋１）を計算する。次いで、ステップＳ６において、次式の不等式が成立するか否かを決定する。
【０１３９】
【数８０】
｜ｆｈ（Ｘｖ（ｋ））−ｆｈ（Ｘｖ（ｋ＋１））｜≦ε
【０１４０】
ここで、εは反復しきい値であり、ステップＳ６において数８０の不等式が成立するときはステップＳ８に進む一方、成立しないとき（ＮＯ）はステップＳ７に進み、ｋを１だけインクリメントしてステップＳ３に戻る。ステップＳ８において、リアクタンス値ベクトルＸｖ（ｋ＋１）に対応するリアクタンス値信号を発生して、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定し、適応制御処理を終了する。
【０１４１】
以上説明したエスパアンテナに基づいた時空間適応型フィルタリングを用いれば、所望信号の到来方向にアレーアンテナ装置１００のビームをステアリングして空間的な干渉を抑圧し、時間領域信号処理部４によって受信信号の中に含まれるＩＳＩ等の時間的な干渉を抑圧することができる。
【０１４２】
【実施例】
本発明者らは、図１のアレーアンテナの制御装置についてコンピュータシミュレーションを実行し、このアレーアンテナの制御装置を用いることによる時空間適応型フィルタリングの有効性を確かめた。このシミュレーションでは、構内ネットワークシステムであって、１５個の同一チャンネルのＤＳ−ＣＤＭＡユーザ端末の信号が存在し、ユーザ１を所望ユーザとする。全てのユーザ端末の信号のコード長さは、１２７に設定する。各ユーザ端末の信号は６つのマルチパス波を有し、角度が互いに８度の間隔を有するように設定された各ユーザ端末の信号の経路のＡＯＡはガウス分布し、かつそれらの時間遅延は１.１シンボル周期で広がった遅延を有する指数分布に従うものと仮定する。マルチパス波の伝搬損失は、ユーザ端末の信号の直接波のアレー素子のＳＮＲに包含されるものとする。この場合は、ユーザ１の端末の信号に対するＳＮＲが−１０ｄＢと仮定されており、他の全てのユーザ端末の信号のＳＮＲは−２６.５５ｄＢ乃至−４.７６ｄＢでランダムに変化する。また全てのユーザ端末は、アレーアンテナ装置１００の視野内に一様に分布しているものとする。表２は、ユーザ１の端末の信号の詳細なパラメータを記載している。
【０１４３】
【表２】
――――――――――――――――――――――――――――――――――――
経路 θ（度） τ（シンボル） ξ（伝搬損失）
――――――――――――――――――――――――――――――――――――
１ １２．３０ ０ −０．９６６９＋０．２５５０ｊ
２ ２１．５０ ０．０４ ０．７４３７−０．３０８１ｊ
３ ２０．２０ ０．０５ −０．５２０６−０．５１００ｊ
４ ８．７０ ０．１２ −０．３０８１−０．４５６９ｊ
５ ２３．４０ ０．３３ −０．１８０６＋０．３９３１ｊ
６ １３．２０ ０．４７ −０．１９１２＋０．１２７５ｊ
――――――――――――――――――――――――――――――――――――
【０１４４】
ここでは、オーバーサンプリング係数をＪ＝１と設定し、またトランスバーサルフィルタ回路のタップ数をＭ＝１と設定している。上述したように、例えば、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６が、
【数８１】
Ｘｖ＝［−５３，−１３６，６１，５１，５９，−１４６］Ｔ
のような与えられたリアクタンス値のセットを有する場合、Ｎｔはシンボルレベルのサンプル数であり、これに基づいて数６４の重み係数ベクトルは従来のＬＭＳアルゴリズムによって数６８のその定常状態へと収束することができる。
【０１４５】
図７は図６の適応制御処理において、定常状態に収束するシンボルレベルのサンプル数Ｎｔを決定するための残留誤差パワーの収束曲線の一例を表すグラフである。図７から明らかなように、重み係数ベクトルは約２００のシンボル周期内でその定常状態へと収束することが分かる。これは、シンボル周期の数Ｎｔ＝２００を採用できることを意味している。このシミュレーションのリアクタンスの反復では、シンボル周期の数としてＮｔ＝２００を採用している。更新アルゴリズムの収束の際の挙動を示すため、データブロック数Ｍｔ＝７×２０と、数８１のための反復しきい値ε＝１×１０−１０を設定する。
【０１４６】
図８は、図６の適応制御処理において、データブロック更新のための基準関数値の収束曲線の一例を示すグラフであり、図９は、図６の適応制御処理を実行したときの、リアクタンス値ベクトルの初期値Ｘｖ（０）＝（０，０，０，０，０，０）に対応するアレーアンテナ装置１００のビームパターンのグラフである。このリアクタンス値ベクトルの初期値Ｘｖ（０）から開始して図６の適応制御処理を実行して更新し、更新の回数ｋがそれぞれ、２回、４回、９回、１３回、１９回のときのビームパターンを図１０乃至図１４に示す。表２及び図１４から明らかなように、所望のユーザ端末の信号の全てのマルチパス波は定常状態パターンによって包含されかつ強化され、望ましくないユーザ端末の信号のマルチパス波は定常状態パターンの低位ローブによって軽減されることが分かる。この２つの図面から、アレーアンテナ装置１００のビームパターン形成と時間領域信号処理部における受信信号の時間的な等化とを併せて実施することにより、時空間適応型フィルタリングを効果的に実現できることは明らかである。
【０１４７】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明によれば、エスパアンテナにおいて受信された無線信号を複数の時間領域のサブ信号に分割し、上記分割した複数のサブ信号に対してそれぞれ所定の重み係数を乗算した後加算することにより時間領域の信号処理を実行して処理信号として出力し、所定の学習シーケンス信号と上記各サブ信号とに基づいて、上記処理信号と上記学習シーケンス信号との誤差信号が最小となるように上記重み係数を演算して上記時間領域信号処理手段に出力し、上記誤差信号に対応する値を示す所定の基準関数の勾配ベクトルを計算し、上記基準関数の値が最小となるように上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するように構成した。従って、従来技術に比較して簡単な構成を有しかつ製造コストが安価であり、エスパアンテナのための時空間適応処理を行うことができる。また、同一チャンネル干渉信号を適応的なビームパターン形成によって空間的に有効的に抑制することができ、また、シンボル間干渉信号は時間的な波形に基づく適応型等化によって有効的に抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に係る実施形態のアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】 図１のアレーアンテナ装置１００の断面図である。
【図３】 図１の時間領域信号処理部４の第１の実施形態であって、ＴＤＭＡ用時間領域信号処理部４−１の構成を示すブロック図である。
【図４】 図３のトランスバーサルフィルタ回路２３−１の構成を示すブロック図である。
【図５】 図１の時間領域信号処理部４の第２の実施形態であって、ＣＤＭＡ用時間領域信号処理部４−２の構成を示すブロック図である。
【図６】 図１の適応制御型コントローラ７によって実行される適応制御処理を説明するフローチャートである。
【図７】 図６の適応制御処理において、定常状態に収束するシンボルレベルのサンプル数Ｎｔを決定するための残留誤差パワーの収束曲線の一例を表すグラフである。
【図８】 図６の適応制御処理において、データブロック更新のための基準関数値の収束曲線の一例を示すグラフである。
【図９】 図６の適応制御処理を実行したときの、リアクタンス値ベクトルの初期値Ｘｖ（０）＝（０，０，０，０，０，０）に対応するアレーアンテナ装置１００のビームパターンのグラフである。
【図１０】 図６の適応制御処理を実行し、リアクタンス値の更新回数が２回であるときのアレーアンテナ装置１００のビームパターンのグラフである。
【図１１】 図６の適応制御処理を実行し、リアクタンス値の更新回数が４回であるときのアレーアンテナ装置１００のビームパターンのグラフである。
【図１２】 図６の適応制御処理を実行し、リアクタンス値の更新回数が９回であるときのアレーアンテナ装置１００のビームパターンのグラフである。
【図１３】 図６の適応制御処理を実行し、リアクタンス値の更新回数が１３回であるときのアレーアンテナ装置１００のビームパターンのグラフである。
【図１４】 図６の適応制御処理を実行し、リアクタンス値の更新回数が１９回であるときのアレーアンテナ装置１００のビームパターンのグラフである。
【符号の説明】
Ａ０…励振素子、
Ａ１乃至Ａ６…非励振素子、
１…低雑音増幅器、
２…ダウンコンバータ、
３…Ａ／Ｄ変換器、
４…時間領域信号処理部、
４−１…ＴＤＭＡ用時間領域信号処理部、
４−２…ＣＤＭＡ用時間領域信号処理部、
６…学習シーケンス信号発生器、
７…適応制御型コントローラ、
９…同軸ケーブル、
１１…接地導体、
１２−１乃至１２−６…可変リアクタンス素子、
１３−１乃至１３−（Ｊ−１）…シフトレジスタ、
１４−１乃至１４−Ｊ，２２−１乃至２２−Ｎｃ…ダウンサンプラ、
１５−１乃至１５−Ｊ…マッチドフィルタ、
１６−１乃至１６−Ｊ…サブ信号処理回路、
１７，２４，２７…加算器、
２３−１乃至２３−Ｊ，２３−１乃至２３−Ｎｃ…トランスバーサルフィルタ回路、
２１−１乃至２１−（Ｎｃ−１），２５−１乃至２５−（Ｍ−１）…遅延回路、
２６−１乃至２６−Ｍ…乗算器、
１００…アレーアンテナ装置。
Claims (6)
- 無線信号を受信するための放射素子と、上記放射素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の可変リアクタンス素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置において、
上記アレーアンテナにおいて受信された無線信号を複数の時間領域のサブ信号に分割し、上記分割した複数のサブ信号に対してそれぞれ所定の重み係数を乗算した後加算することにより時間領域の信号処理を実行して処理信号として出力する時間領域信号処理手段と、
所定の学習シーケンス信号と上記各サブ信号とに基づいて、上記処理信号と上記学習シーケンス信号との誤差信号が最小となるように上記重み係数を演算して上記時間領域信号処理手段に出力し、上記誤差信号に対応する値を示す所定の基準関数の勾配ベクトルを計算し、上記基準関数の値が最小となるように上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定する適応型制御手段とを備え、
上記基準関数は、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変数とする関数であり、上記受信された無線信号を含む関数として表されたことを特徴とするアレーアンテナの制御装置。 - 上記基準関数は、上記受信された無線信号のパワーから所定のスカラー値を減算してなる関数として表されたことを特徴とする請求項１記載のアレーアンテナの制御装置。
- 上記基準関数は、上記受信された無線信号のパワーから、上記受信された無線信号と上記学習シーケンス信号とから算出されるスカラー値を減算してなる関数として表されたことを特徴とする請求項１記載のアレーアンテナの制御装置。
- 無線信号を受信するための放射素子と、上記放射素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の可変リアクタンス素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法において、
上記アレーアンテナにおいて受信された無線信号を複数の時間領域のサブ信号に分割し、上記分割した複数のサブ信号に対してそれぞれ所定の重み係数を乗算した後加算することにより時間領域の信号処理を実行して処理信号として出力するステップと、
所定の学習シーケンス信号と上記各サブ信号とに基づいて、上記処理信号と上記学習シーケンス信号との誤差信号が最小となるように上記重み係数を演算して上記時間領域の信号処理のために出力し、上記誤差信号に対応する値を示す所定の基準関数の勾配ベクトルを計算し、上記基準関数の値が最小となるように上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステップとを含み、
上記基準関数は、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変数とする関数であり、上記受信された無線信号を含む関数として表されたことを特徴とするアレーアンテナの制御方法。 - 上記基準関数は、上記受信された無線信号のパワーから所定のスカラー値を減算してなる関数として表されたことを特徴とする請求項４記載のアレーアンテナの制御方法。
- 上記基準関数は、上記受信された無線信号のパワーから、上記受信された無線信号と上記学習シーケンス信号とから算出されるスカラー値を減算してなる関数として表されたことを特徴とする請求項４記載のアレーアンテナの制御方法。
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2001
- 2001-03-05 JP JP2001059981A patent/JP3727857B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2739938C1 (ru) * | 2020-04-03 | 2020-12-30 | Акционерное общество научно-внедренческое предприятие "ПРОТЕК" | Способ пространственной компенсации прямого и отраженных сигналов при обнаружении отраженного сигнала от воздушной цели бистатической радиолокационной системой |
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| JP2002261531A (ja) | 2002-09-13 |
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