JP3725793B2 - アレーアンテナの制御装置及び制御方法 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナ装置の指向特性を変化させることができるアレーアンテナの制御装置及び制御方法に関し、特に、指向特性を適応的に変化させることができる電子制御導波器アレーアンテナ装置（Electronically Steerable Passive Array Radiator (ESPAR) Antenna；以下、エスパアンテナという。）であるアレーアンテナのための制御装置及び制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来技術のエスパアンテナの基本的な構成は、例えば、従来技術文献１「T. Ohira, "Microwave signal processing and devices for adaptive beamforming," IEEE Antenna and Propagation society International Symposium vol. two, pp. 583-586, Salt Lake City, Utah July 16-21, 2000」や特願平１１−１９４４８７号の特許出願において提案されている。このエスパアンテナは、無線信号が送受信される励振素子と、この励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が送受信されない少なくとも１個の非励振素子と、この非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナを備え、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記アレーアンテナの指向特性を変化させることができる。
【０００３】
また、無線通信システムにおいては、マルチパス伝搬と、同一チャンネル干渉（ＣＣＩ）とが、無線システムに悪影響を及ぼす２つの問題として存在する。これらの問題は共に、符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）無線システムに対するシンボル間干渉（ＩＳＩ）及びマルチユーザアクセス干渉（ＭＡＩ）として現れる。時空間適応化処理（ＳＴＡＰ）は、ＩＳＩ及びＣＣＩ双方を抑圧する卓越した性能を提供すると考えられている。その基本原理は、従来技術文献２「J. Paulraj et al., "Space-time processing for wireless communications," IEEE Signal Processing Magazine, vol. 14, no. 6, pp. 49-83, Nov. 1997」に記述されている。最近では、直接拡散ＣＤＭＡ（ＤＳ−ＣＤＭＡ）無線通信システムのための時空間適応化処理の方法が提案されかつ解析され、２次元ＲＡＫＥ受信機と称されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来技術文献１においては、より狭いビームを形成する原理が考察されていない。また、従来技術文献２においては、ＣＤＭＡ信号波形を適応的に処理するための方法が考察されていない。さらに、その複雑さとコスト面から、ＤＳ−ＣＤＭＡや、２次元ＲＡＫＥ等の無線システムを、ユーザ端末アンテナなどの民生機器として広く実用化することは困難である。それよりも、さほど複雑でない低コストの無線システムを開発することの方が望ましい。
【０００５】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、従来技術に比較して構成が簡単であり、マルチパス環境においてＤＳ−ＣＤＭＡ信号を受信しかつより狭いビームを形成して適応化処理を実行することができるアレーアンテナの制御装置及び制御方法を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るアレーアンテナの制御装置は、無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることによりアレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置において、
上記無線信号は送信側でスペクトル拡散変調された無線信号であり、
入力される所望の設定ビームパターンに基づいて、それに対応したリアクタンス値信号を演算して上記各可変リアクタンス素子に出力することにより上記アレーアンテナの指向特性を設定するビームパターン設定手段と、
トランスバーサルフィルタ回路で構成され、上記ビームパターン設定手段による上記アレーアンテナの指向特性の設定の後において、上記アレーアンテナによって受信された無線信号を互いに異なる複数の遅延時間だけ遅延することにより複数の時間領域のサブ信号に分割し、上記分割した複数のサブ信号に対してそれぞれ所定の重み係数を乗算して各乗算結果の信号を得た後、上記各乗算結果の信号を加算して、当該加算結果の信号を処理信号として出力する時間領域信号処理手段と、
所定の学習シーケンス信号と上記各サブ信号とに基づいて、上記処理信号と上記学習シーケンス信号との誤差信号が最小となるように上記重み係数を演算して上記時間領域信号処理手段に出力することにより適応制御処理を実行する適応型制御手段とを備えたことを特徴とする。
【０００７】
また、上記アレーアンテナの制御装置において、上記時間領域信号処理手段は、好ましくは、
上記分割した複数のサブ信号に対してそれぞれ所望の拡散信号を復号化する複数のマッチドフィルタと、
上記各マッチドフィルタからそれぞれ出力される復号化された各信号に対して所定の重み係数を乗算した後、当該各乗算結果の信号を加算することにより時間領域の信号処理を実行する複数のサブ信号処理回路と、
上記各サブ信号処理回路から出力される信号を加算して処理信号として出力する加算器とを備えたことを特徴とする。
【０００８】
さらに、本発明に係るアレーアンテナの制御方法は、無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることによりアレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法において、
上記無線信号は送信側で直接拡散変調法によりスペクトル拡散変調された無線信号であり、
入力される所望の設定ビームパターンに基づいて、それに対応したリアクタンス値信号を演算して上記各可変リアクタンス素子に出力することにより上記アレーアンテナの指向特性を設定するステップと、
トランスバーサルフィルタ回路を用いて、上記アレーアンテナの指向特性の設定の後において、上記アレーアンテナによって受信された無線信号を互いに異なる複数の遅延時間だけ遅延することにより複数の時間領域のサブ信号に分割し、上記分割した複数のサブ信号に対してそれぞれ所定の重み係数を乗算して各乗算結果の信号を得た後、上記各乗算結果の信号を加算して、当該加算結果の信号を処理信号として出力するステップと、
所定の学習シーケンス信号と上記各サブ信号とに基づいて、上記処理信号と上記学習シーケンス信号との誤差信号が最小となるように上記重み係数を演算して設定することにより適応制御処理を実行するステップとを含むことを特徴とする。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
【００１０】
図１は、本発明に係る実施形態のアレーアンテナの制御装置のブロック図である。本実施形態のアレーアンテナの制御装置は、図１に示すように、１つの励振素子Ａ０と、６個の非励振素子Ａ１乃至Ａ６とを備えてなるエスパアンテナであるアレーアンテナ装置１００を用いて、送信側で直接拡散変調法によりスペクトル拡散変調された無線信号を受信するための制御装置であって、特に、ビームパターンコントローラ８と、時間領域信号処理部４と、適応制御型コントローラ７とを備えたことを特徴としている。
【００１１】
図１において、アレーアンテナ装置１００は、接地導体１１上に設けられた励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６から構成され、励振素子Ａ０は、半径ｒの円周上に設けられた６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６によって囲まれるように配置されている。好ましくは、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は上記半径ｒの円周上に互いに等間隔を保って設けられる。ここで、各励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長さは、好ましくは、所望波の無線信号の波長λの約１／４になるように構成され、また、上記半径ｒはλ／４になるように構成される。励振素子Ａ０の給電点は同軸ケーブル９を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に接続され、また、非励振素子Ａ１乃至Ａ６にはそれぞれ可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に接続され、これら可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の各リアクタンス値はビームパターンコントローラ８からのリアクタンス値信号によって設定される。
【００１２】
図２は、図１のアレーアンテナ装置１００の縦断面図である。励振素子Ａ０は接地導体１１と電気的に絶縁され、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６を介して、接地導体１１に対して高周波的に接地される。可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の動作を説明すると、例えば放射素子Ａ０と非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長手方向の長さが実質的に同一であるとき、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がインダクタンス性（Ｌ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は延長コイルとなり、非励振素子Ａ１乃至Ａ６の電気長が励振素子Ａ０に比較して長くなり、反射器として働く。一方、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がキャパシタンス性（Ｃ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は短縮コンデンサとなり、非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ０に比較して短くなり、導波器として働く。
【００１３】
従って、図１のアレーアンテナ装置１００において、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に接続された可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を変化させることにより、アレーアンテナ装置１００の平面指向特性を変化させることができる。
【００１４】
図１のアレーアンテナの制御装置において、アレーアンテナ装置１００は無線信号を受信し、上記受信された信号は同軸ケーブル９を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に入力されて増幅され、次いで、ダウンコンバータ２は増幅された信号を所定の中間周波数の信号（ＩＦ信号）に低域変換する。さらに、Ａ／Ｄ変換器３は低域変換されたアナログ信号をディジタル信号にＡ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換されたディジタル信号を時間領域信号処理部４に出力する。ここで、ビームパターンコントローラ８は、ユーザによりキーボードなどの入力手段を用いて入力される所望の設定ビームパターンに基づいて、それに対応したリアクタンス値信号を演算して各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力することによりアレーアンテナ装置１００の指向特性を設定する。このビームパターンの設定は通信開始前に予め行われる。次いで、時間領域信号処理部４は、アレーアンテナ装置１００によって受信された無線信号ｙ（ｔ）を複数の時間領域のサブ信号に分割し、分割した複数のサブ信号からなる信号ベクトル［Ｘｃ］を適応制御型コントローラ７に出力し、また、分割した複数のサブ信号に対してそれぞれ所定の重み係数を乗算した後加算することにより時間領域の信号処理を実行して処理信号ｚ（ｔ）として出力する。そして、適応制御型コントローラ７は、学習シーケンス信号発生器６により発生された学習シーケンス信号から処理信号ｚ（ｔ）を減算して誤差信号を計算し、さらに、適応制御型コントローラ７は、上記学習シーケンス信号及び信号ベクトル［Ｘｃ］に基づいて誤差信号が最小となるように上記重み係数を演算して、最適な重み係数ベクトル［Ｗ］を時間領域信号処理部４に出力することにより適応制御処理を実行する。
【００１５】
アレーアンテナ装置１００で受信される無線信号を送信する送信局は、学習シーケンス信号発生器６で発生される所定の学習シーケンス信号と同一の学習シーケンス信号を含む所定のシンボルレートのディジタルデータ信号に従って、無線周波数の搬送波信号を直接拡散変調法を用いてスペクトル拡散変調し、当該変調信号を電力増幅して受信局のアレーアンテナ装置１００に向けて送信する。この実施形態においては、データ通信を行う前に、送信局から受信局に向けて学習シーケンス信号を含む無線信号が送信され、受信局では、適応制御型コントローラ７による適応制御処理が実行される。
【００１６】
図３は、図１の時間領域信号処理部４の詳細構成を示すブロック図である。図３において、時間領域信号処理部４は、互いに縦続接続された複数（Ｊ−１）個のシフトレジスタ（ＳＲ）１３−１乃至１３−（Ｊ−１）と、複数Ｊ個のダウンサンプラ１４−１乃至１４−Ｊと、複数Ｊ個のマッチドフィルタ（matched fiter；整合フィルタともいう。）１５−１乃至１５−Ｊと、複数Ｊ個のサブ信号処理回路１６−１乃至１６−Ｊと、加算器１７とを備えて構成される。なお、シフトレジスタ１３−１乃至１３−（Ｊ−１）はそれぞれ、入力されるクロックに基づいて入力信号を１シンボル期間だけ遅延して出力する。
【００１７】
図１のＡ／Ｄ変換器３から出力された受信信号ｙ（ｔ）は、ダウンサンプラ１４−１と、シフトレジスタ１３−１に入力される。ダウンサンプラ１４−１は、入力された受信信号ｙ（ｔ）を、Ａ／Ｄ変換器３のサンプリング周波数の１／Ｊ倍のサンプリング周波数でダウンサンプリングし、処理後の信号をマッチドフィルタ１５−１に出力する。次いで、マッチドフィルタ１５−１は、ダウンサンプリングされた信号を、受信機のコントローラ（図示せず。）から入力される所望波のユーザの拡散符号のデータＤｃｐに基づいて、白色雑音の中にうずもされた所望波信号を最大のＳＮ比で検出し、具体的には、拡散符号の１周期ごとにパルス信号を出力する。そして、マッチドフィルタ１５−１からの信号は、詳細後述するサブ信号処理回路１６−１を介して加算器１７に出力される。
【００１８】
シフトレジスタ１３−１から出力される信号は、ダウンサンプラ１４−２とシフトレジスタ１３−２に入力され、ダウンサンプラ１４−２は入力された信号を、Ａ／Ｄ変換器３のサンプリング周波数の１／Ｊ倍のサンプリング周波数でダウンサンプリングし、処理後の信号をマッチドフィルタ１５−２及びサブ信号処理回路１６−２を介して加算器１７に出力する。以下同様に、シフトレジスタ１３−ｊ（ｊ＝２，３，…，Ｊ−１）から出力される信号は、ダウンサンプラ１４−（ｊ＋１）とシフトレジスタ１３−（ｊ＋１）に入力され、ダウンサンプラ１４−（ｊ＋１）は入力された信号を、Ａ／Ｄ変換器３のサンプリング周波数の１／Ｊ倍のサンプリング周波数でダウンサンプリングし、処理後の信号をマッチドフィルタ１５−（ｊ＋１）及びサブ信号処理回路１６−（ｊ＋１）を介して加算器１７に出力する。さらに、加算器１７は入力された複数Ｊ個の信号を加算して加算結果の信号を処理信号ｚ（ｔ）として出力する。
【００１９】
次いで、サブ信号処理回路１６−１の詳細構成について説明する。サブ信号処理回路１６−１は、それぞれ所定の遅延時間Ｔｃを有して縦続接続された複数（Ｎｃ−１）個の遅延回路２１−１乃至２１−（Ｎｃ−１）と、複数Ｎｃ個のダウンサンプラ２２−１乃至２２−Ｎｃと、複数Ｎｃ個のトランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｎｃと、加算器２４とを備えて構成される。マッチドフィルタ１５−１から出力された信号は、遅延回路２１−１とダウンサンプラ２２−１に入力され、ダウンサンプラ２２−１は入力された信号を、ダウンサンプラ１４−１乃至１４−Ｊのサンプリング周波数の１／Ｎｃ倍のサンプリング周波数でダウンサンプリングし、処理後の信号をトランスバーサルフィルタ回路２３−１を介して加算器２４に出力する。以下同様に、遅延回路２１−ｎｃ（ｎｃ＝２，３，…，Ｎｃ−１）から出力される信号は、遅延回路２１−（ｎｃ＋１）とダウンサンプラ２２−（ｎｃ＋１）に入力され、ダウンサンプラ２２−（ｎｃ＋１）は入力された信号を、ダウンサンプラ１４−１乃至１４−Ｊのサンプリング周波数の１／Ｎｃ倍のサンプリング周波数でダウンサンプリングし、処理後の信号をトランスバーサルフィルタ回路２３−（ｎｃ＋１）を介して加算器２４に出力する。さらに、加算器２４は入力される複数Ｎｃ個の信号を加算して加算結果の信号を加算器１７に出力する。
【００２０】
ここで、図３において、適応制御型コントローラ７から各トランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｎｃへ入力される重み係数データはそれぞれ、Ｄｗ１，Ｄｗ２，…，ＤｗＮｃで表されている。また、重み係数の演算のために各トランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｎｃから適応制御型コントローラ７に出力される複数の異なる時間遅延のサブ信号のデータはそれぞれ、Ｄｘ１，Ｄｘ２，…，ＤｘＮｃで表されている。また、他のサブ信号処理回路１６−２乃至１６−Ｊは上述のサブ信号処理回路１６−１と同様に構成される。
【００２１】
図４は、図３のサブ信号処理回路１６−１内のトランスバーサルフィルタ回路２３−１の構成を示すブロック図である。トランスバーサルフィルタ回路２３−１は、入力信号を例えば１シンボルの１／４乃至１／２の時間だけそれぞれ遅延させ互いに縦続接続された（Ｍ−１）個の遅延回路２５−１乃至２５−（Ｍ−１）と、複数Ｍ個の乗算器２６−１乃至２６−Ｍと、加算器２７とを備えて構成される。トランスバーサルフィルタ回路２３−１に入力される信号は、サブ信号のデータとして適応制御型コントローラ７に出力され、かつ、重み係数ｗ_{１，１，１}の乗算係数を有する乗算器２６−１を介して加算器２７に出力されるとともに、互いに縦続接続された（Ｍ−１）個の遅延回路２５−１乃至２５−（Ｍ−１）、並びに重み係数ｗ_{１，１，Ｍ}の乗算係数を有する乗算器２６−Ｍを介して加算器２７に出力される。また、遅延回路２５−１から出力される信号は、適応制御型コントローラ７に出力されるとともに、重み係数ｗ_{１，１，２}の乗算係数を有する乗算器２６−２を介して加算器２７に出力され、以下同様にして、遅延回路２５−ｍａ（ｍａ＝２，３，…，Ｍ−１）から出力される信号は、適応制御型コントローラ７に出力されるとともに、重み係数ｗ_{１，１，ｍａ＋１}の乗算係数を有する乗算器２６−（ｍａ＋１）を介して加算器２７に出力される。さらに、加算器２７は入力される複数Ｍ個の信号を加算して加算結果の信号を出力する。
【００２２】
ここで、重み係数ｗの添え字は、第１の添え字でサブ信号処理回路１６−１乃至１６−Ｊのシリアル番号１乃至Ｊを、第２の添え字で各サブ信号処理回路１６−１乃至１６−Ｊ内のトランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｎｃのシリアル番号１乃至Ｎｃを、第３の添え字で各トランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｎｃ内の乗算器２６−１乃至２６−Ｍのシリアル番号１乃至Ｍを表す。
【００２３】
なお、他のトランスバーサルフィルタ回路２３−２乃至２３−２３−Ｎｃは、上述のトランスバーサルフィルタ回路２３−１と同様に構成される。
【００２４】
以上のように構成されたアレーアンテナの制御装置においては、適応制御型コントローラ７は、Ｊ×Ｎｃ個の各トランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｎｃから出力された全てのサブ信号からなる信号ベクトル［Ｘｃ］と、学習シーケンス信号とに基づいて、例えば最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）基準を用いた所定の適応制御アルゴリズムを用いて、誤差信号が最小となるように、サブ信号処理回路１６−１乃至１６−Ｊのすべてのトランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｎｃのための各重み係数を演算し、各トランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｎｃに帰還して設定する。
【００２５】
次いで、本発明に係る実施形態のアレーアンテナの制御装置及び制御方法の動作原理について詳細に説明する。
【００２６】
最初に、アレーアンテナ装置１００で受信された信号の信号モデルを導入する。初めに、Ｐ個のＤＳ−ＣＤＭＡのユーザ端末を有するＮ個（Ｎ＞１）のアンテナ素子からなるアレーアンテナ装置１００について定式化する。ｐ番目のユーザ端末の送信された信号のベースバンド波形信号ｓ_ｐ（ｔ）は次式で表される。
【００２７】
【数１】

【００２８】
ここで、ｓａ_ｐ（ｍ）はｐ番目のユーザ端末のｍ番目の情報シンボルを示し、ρ_ｐ（ｔ）は、次式のようにｐ番目のユーザ端末のパルス波形整形関数を示す。
【００２９】
【数２】

（０≦ｔ≦Ｔ）
【００３０】
｛ｃ_ｐ（ｊ）｝，ｊ＝０，…，Ｎｃ−１はｐ番目のユーザ端末に割り当てられた拡散コードであり、Ｔはチップ間隔Ｔｃとシンボル毎のチップ数Ｎｃ（例えば、Ｎｃ＝１２７）との積に等しいシンボル継続時間であり、また、Ψ（ｔ）は時間区間［０，Ｔｃ］内で定義される正規化されたチップ波形信号である。さらに、オーバーサンプリング周期をΔとすると、Ｔｃ／Δ＝２であり、伝送ビットレートをｆｂとするとシンボルビットレートは２×１２７×ｆｂで表される。拡散符号シーケンスは、採用する規格に依存して周期的であってもよいし、非周期的であってもよい。本実施形態では、周期的であるケースであって、すなわち非ランダム性のＣＤＭＡ無線システムについて考察する。Ｎ個のアンテナ素子からなるアレーアンテナ装置で受信されたアレー受信信号ベクトル［ｘ（ｔ）］は、次式のように表されるＮ次元ベクトルである。以下、本願明細書においては、ベクトル又は行列を［ ］で表す。
【００３１】
【数３】

【００３２】
ここで、Ｎ次元ベクトル［ｇ_ｐ（ｔ）］を表す次式を、ｐ番目のユーザ端末の、時空間シンボル波形信号、又はシンボルレベルの時空間チャンネルインパルス応答という。
【００３３】
【数４】

【００３４】
θ_ｌｐ ^ｐ，τ_ｌｐ ^ｐ，ξ_ｌｐ ^ｐはそれぞれ、ｐ番目のユーザ端末のｌｐ番目の経路に対応する到来角（ＡＯＡ）、遅延時間、及び伝搬損失を表す。さらに、Ｎ次元ベクトル［ａ（θ）］は到来角θに対応するアレーのステアリングベクトルを表し、Ｌ_ｐはｐ番目のユーザ端末のマルチパス波の総数を示し、Ｎ次元ベクトル［ｎ（ｔ）］はアレーノイズベクトルを示す。
【００３５】
数５をｐ番目のユーザ端末の時空間チップ波形信号、又はチップレベルの時空間チャンネルインパルス応答であるＮ次元ベクトルとして定義すると、数６のように、上記時空間チップ波形と時空間シンボル波形［ｇ_ｐ（ｔ）］との関係式が得られる。
【００３６】
【数５】

【数６】

【００３７】
数６から、時空間シンボル波形信号［ｇ_ｐ（ｔ）］はｐ番目のユーザ端末の拡散符号コードによって、時空間チップ波形信号［ｈ_ｐ（ｔ）］を符号化した波形信号であり、時空間シンボル波形信号［ｇ_ｐ（ｔ）］の継続時間は時空間チップ波形信号［ｈ_ｐ（ｔ）］の継続時間に依存することが分かる。数５及び数６を数３に包含させると、次式が得られる。
【００３８】
【数７】

【００３９】
次いで、以下のことを仮定する。
＜仮定１＞
情報シンボルｓａ_ｐ（ｍ），ｐ＝１，２，…，Ｐは独立かつ同一の分布であり、次式を満足する。
【００４０】
【数８】
Ｅ｛ｓａ_ｐ（ｍ）ｓａ_ｑ ^＊（ｎ）｝＝δ_ｐ，ｑδ_ｍ，ｎ
【００４１】
ここで、Ｅはエルゴード性の統計に基づくアンサンブル時間平均である期待値、［・］^＊は複素共役を示し、δ_ｐ，ｑはクロネッカーのデルタ関数を示す。
【００４２】
＜仮定２＞
複数のチャンネルｈ_ｐ（ｔ），ｐ＝１，２，…，Ｐは、所定のデータ通信を行う関心を持たれた周期の間は線形かつ時間について不変であり、時間区間［０，Ｄ_ｐＴｃ］内の有限の継続時間に属する。
【００４３】
＜仮定３＞ノイズベクトルはゼロ平均であり、次の２つの式を満足し、さらに、時間的及び空間的に白色である。
【００４４】
【数９】
Ｅ｛［ｎ（ｔ）］_Ｎ［ｎ（ｔ）］_Ｎ ^Ｔ｝＝０
【数１０】
Ｅ｛［ｎ（ｔ）］_Ｎ［ｎ（ｔ）］_Ｎ ^Ｈ｝＝σ^２Ｉ
【００４５】
ここで、［・］^Ｔ及び［・］^Ｈはそれぞれ転置及び共役転置を示し、σ^２はノイズパワーを表し、Ｉは単位行列である。ノイズベクトルはまた、ユーザ端末信号との相関性はないものと仮定される。
【００４６】
さらに、アレーアンテナ装置１００の信号モデルについて説明する。図１に図示された励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６を備えたアレーアンテナ装置１００からの出力受信信号ｙ（ｔ）は次式で表される。
【００４７】
【数１１】
ｙ（ｔ）＝［ｉ］^Ｔ［ｘ（ｔ）］
【００４８】
数１１については、従来技術文献３「大平孝ほか，「エスパアンテナの等価ウェイトベクトルとアレーファクタ表現式」，電子情報通信学会技術報告，Ａ・Ｐ２０００−４４，ＳＡＴ２０００−４１，ＭＷ２０００−４４，２０００年７月」において詳細に説明されており、これを参照して以下に簡単に説明する。
【００４９】
アンテナ素子数Ｎが７であるアレーアンテナ装置１００においては、アレーアンテナ装置１００のステアリングベクトル［ａ（θ）］は次式で示される。
【００５０】
【数１２】
［ａ（θ）］
＝［１，ｅｘｐ（ｊ（２πｒ／λ）ｃｏｓ（θ）），
…，ｅｘｐ（ｊ（２πｒ／λ）ｃｏｓ（θ−５×２π／６））］^Ｔ
【００５１】
ここで、アレーアンテナ装置１００の半径ｒ＝λ／４、λは所望波の無線信号の波長を表し、従来技術文献３において考察された等価ウェイトベクトル［ｉ］は、次のように導出される。
【００５２】
【数１３】
［ｉ］＝Ｃ［Ｉ＋ＹＸ］^−１［ｙ_０］
【００５３】
ここで、
【数１４】
［ｙ_０］＝［ｙ_００，ｙ_１０，ｙ_１０，ｙ_１０，ｙ_１０，ｙ_１０，ｙ_１０］^Ｔ
【数１５】

【数１６】

【００５４】
Ｘはアレーアンテナ装置１００のビームパターンを設定する可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を要素に含むリアンクタンス行列であり、Ｙはアレーアンテナ装置１００のアンテナ素子間の相互結合を表すアドミタンス行列である。また、アドミタンス行列Ｙの各要素は以下の意義を有する。
【００５５】
（ａ）ｙ_００は励振素子Ａ０の自己入力アドミタンスを表す。
（ｂ）ｙ_１０は励振素子Ａ０と各非励振素子Ａ１乃至Ａ６との結合アドミタンスを表す。
（ｃ）ｙ_１１は各非励振素子Ａ１乃至Ａ６の自己入力アドミタンスを表す。
（ｄ）ｙ_２１は互いに隣接する１対の非励振素子Ａ１乃至Ａ６の結合アドミタンスを表す。
（ｅ）ｙ_３１は間に１つの非励振素子を挟んで並置する１対の非励振素子Ａ１乃至Ａ６の結合アドミタンスを表す。
（ｆ）ｙ_４１は励振素子Ａ０を挟んで対向する１対の非励振素子Ａ１乃至Ａ６の結合アドミタンスを表す。
【００５６】
相反性とアレーアンテナ装置１００の巡回的な対称性のために、以上のように６つの成分のみが独立である。さらに、数１３の係数Ｃは、アンテナの利得に関する係数である。本実施形態のアレーアンテナ装置１００の場合には、実際に測定した結果より、Ｃ＝約１３１．２を得た。アドミタンスベクトル［ｙ_０］及びアドミタンス行列Ｙのためのエントリの一実施例を表１に示す。
【００５７】
【表１】
――――――――――――――――――――――――――――――――――――
ｙ_００＝０．００８６００３５−０．０３１５８４４ｊ
ｙ_１０＝−０．００３７２６４２＋０．００７２３１９ｊ
ｙ_１１＝０．００９６２２９５−０．０１６５６８３５ｊ
ｙ_２１＝−０．０００３７７４５９＋０．０１１７８６７ｊ
ｙ_３１＝０．００００２７２０８８５−０．００６３７３６ｊ
ｙ_４１＝０．００１７７９５２５＋０．００２２０８３３５ｊ
――――――――――――――――――――――――――――――――――――
【００５８】
ところで、数３を数１１に代入し、相加性ノイズを考慮すれば、アレーアンテナの制御装置１００からの受信信号ｙ（ｔ）は次式で表される。
【００５９】
【数１７】

【００６０】
ここで、
【数１８】
ｇａ_ｐ（ｔ）＝［ｉ］^Ｔ［ｇ_ｐ（ｔ）］
である。
【００６１】
次いで、［ｇ_ｐ（ｔ）］と同様に、ｇａ_ｐ（ｔ）もｐ番目のユーザ端末の時空間シンボル波形信号と呼ばれる。アレーアンテナ装置１００の構成及びリアクタンス行列が個別に固定されるか否かに関わらず、時空間シンボル波形信号のｇａ_ｐ（ｔ）及び［ｇ_ｐ（ｔ）］は異なる次元の数値であることは明らかである。従って、処理の複雑さは低減されるであろう。空間的ノイズが合計ノイズ出力信号を支配しているとき、ノイズベクトル［ｎ（ｔ）］と、数１７におけるノイズｎａ（ｔ）は、次式を満たす。
【００６２】
【数１９】
ｎａ（ｔ）＝［ｉ］^Ｔ［ｎ（ｔ）］
【００６３】
抵抗及びリアクタンスのノイズがノイズ入力を支配しているとき、ノイズｎａ（ｔ）は時間的な白色雑音と考えられることが分かる。
【００６４】
数４から数７までの定義と同様に、数１７に関連した時空間チップ波形信号ｈａ_ｐ（ｔ）と時空間シンボル波形信号ｇａ_ｐ（ｔ）は次式のように定義される。
【００６５】
【数２０】

【数２１】

【数２２】
ｆ（θ）
＝ｆ（θ，Ｘ_１，Ｘ_２，Ｘ_３，Ｘ_４，Ｘ_５，Ｘ_６）
＝［ｉ］^Ｔ［ａ（θ）］
【００６６】
アレーのステアリングベクトルと等価ウェイトベクトルとの内積であるｆ（θ）は、実際の測定によると、その最大が約６ｄＢのパターンである。
【００６７】
次いで、時間領域信号処理部４において実行される処理について説明する。シフトレジスタ１３−１乃至１３−（Ｊ−１）において用いられるサンプリング周期を、Δ＝Ｔｃ／Ｊと表記する。ここで、Ｊ≧１はオーバーサンプリングの係数を表す整数である。実施形態において、Ｊを例えば１又は２に定めることができる。こうして、時間ｔを、ｎＴｃ−ｉΔ（ｎは０以上の任意の整数；ｉ＝０，…，Ｊ−１）で表されるようにサンプリングすると、数１７の受信信号ｙ（ｔ）の離散形式の表現は次式のようになる。
【００６８】
【数２３】

【００６９】
数２３で表された信号ｙ（ｎＴｃ−ｉΔ）を、ｉ＝０，…，Ｊ−１まで積み重ねることによって、下記のようなＪ次元の新たな信号ベクトル［ｙａ（ｎＴｃ）］が得られる。
【００７０】
【数２４】

【００７１】
ここで、［ｙａ（ｎＴｃ）］，［ｇｂ_ｐ（ｎＴｃ−ｍＴ）］，［ｈｂ_ｐ（ｎＴｃ−ｊＴｃ−ｍＴ）］，［ｎｂ（ｎＴｃ）］を、それぞれ以下のように、信号ベクトル、時空間シンボル波形信号、時空間チップ波形信号、及びノイズを示すＪ次元ベクトルを意味する。
【００７２】
【数２５】
［ｙａ（ｎＴｃ）］＝［ｙ（ｎＴｃ），…，ｙ（ｎＴｃ−（Ｊ−１）Δ）］^Ｔ
【数２６】
［ｇｂ_ｐ（ｎＴｃ−ｍＴ）］
＝［ｇａ_ｐ（ｎＴｃ−ｍＴ），…，ｇａ_ｐ（ｎＴｃ−（Ｊ−１）Δ−ｍＴ）］^Ｔ
【数２７】
［ｈｂ_ｐ（ｎＴｃ−ｊＴｃ−ｍＴ）］
＝［ｈａ_ｐ（ｎＴｃ−ｊＴｃ−ｍＴ），…，
ｈａ_ｐ（ｎＴｃ−（Ｊ−１）Δ−ｊＴｃ−ｍＴ）］^Ｔ
【数２８】
［ｎｂ（ｎＴｃ）］
＝［ｎａ（ｎＴｃ），…，ｎａ（ｎＴｃ−（Ｊ−１）Δ）］^Ｔ
【００７３】
次いで、本実施形態に係るアレーアンテナの制御装置における適応制御処理について説明する。
【００７４】
まず、所望の方向にメインビームを形成することについて説明する。与えられた方向に向けてビームを形成することの目的は、所望されたユーザ端末の信号が到来する方向を含み、かつ、望ましくないユーザ端末の信号を、より小さなサイドローブによってビームの外側に抑圧することである。与えられた角度に向けられたビームを設計又は構成することは、所望の与えられたビームに整合するように、適当なリアクタンスのセットを見出すことである。例えば、ある理想的なビームパターンｆ_０（θ）を設定ビームパターンとして入力し、次式の右辺に含まれた基準関数を最小化することによって、好ましいリアクタンス値のセット（Ｘ_１ ^（０），Ｘ_２ ^（０），Ｘ_３ ^（０），Ｘ_４ ^（０），Ｘ_５ ^（０），Ｘ_６ ^（０））を見出すことができる。
【００７５】
【数２９】

【００７６】
ここで、関数ａｒｇｍｉｎは、引数を最小化するときのリアクタンス値のセット（Ｘ_１，Ｘ_２，Ｘ_３，Ｘ_４，Ｘ_５，Ｘ_６）を示す。積分範囲のΩはアレーアンテナ装置１００の視野（すなわち、０≦θ＜２π）を表す。数２９は、未知の環境において所望されたユーザ端末を探索するために、それぞれ異なる方向を向いたビームのグループを設計又は構成するための方法を提供する。数２９に基づいて発見されたリアクタンス値のセットは、リアクタンス値信号として可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に対して出力され、それによって、アレーアンテナ装置１００の指向特性を変化させることができる。実際に上記リアクタンス値信号の探索を実行する制御装置であるビームパターンコントローラ８は、最も単純なディジタル論理回路と、１個のＰＲＯＭ（プログラム可能な読み出し専用メモリ）チップとによって、容易に実現することができる。具体的には、ビームパターンコントローラ８は、メインビームの方向角度θと、リアクタンス値のセット（Ｘ_１ ^（０），Ｘ_２ ^（０），Ｘ_３ ^（０），Ｘ_４ ^（０），Ｘ_５ ^（０），Ｘ_６ ^（０））とのデータベースをＰＲＯＭに格納しておき、当該データベースを上記数２９の右辺を満たすようなリアクタンス値のセット（Ｘ_１，Ｘ_２，Ｘ_３，Ｘ_４，Ｘ_５，Ｘ_６）を検索することにより、求めることができる。
【００７７】
次いで、最適なシンボルレベルの処理について説明する。ここでは、ＤＳ−ＣＤＭＡ無線システムのための最適処理の方法について詳述する。シンボルレベルの処理は、処理が時空間フィルタにおいてシンボルレートで実行されるために、このように呼ばれる。
【００７８】
正規化されたチップ波形信号を次式で表されると仮定する。
【数３０】
Ψ（ｎＴｃ−ｌＴｃ）＝δ_ｎｌ
【００７９】
このとき、ｐ番目のユーザ端末の離散的なパルス波形整形関数は次式のように表される。
【００８０】
【数３１】

（０≦ｌ≦Ｎｃ−１）
【００８１】
表記を簡単にするために、以下、拡散符号コードｃ_ｐ（ｊ）を次式で表す。
【数３２】
ｃａ_ｐ（ｌ）＝ｃ_ｐ（Ｎｃ−ｌ），０≦ｌ≦Ｎｃ−１
【００８２】
このとき、ｐ_０番目のユーザ端末のパルス波形整形関数によって、マッチドフィルタ１５−１乃至１５−Ｊにおいて処理された出力信号ベクトルは、次のように定義される。
【００８３】
【数３３】

【００８４】
数２４を数３３に代入すると、次式が得られる。
【００８５】
【数３４】

【００８６】
ここで、
【数３５】

【数３６】

【数３７】

【００８７】
数２４において作成されたオーバーサンプリングに基づくサブチャンネルモデリングと同様に、サブ信号処理回路１６−１乃至１６−Ｎｃでの処理を説明するために、ｎＴｃをｋＴ−ｊＴｃ（ここで、０≦ｊ≦Ｎｃ−１）として、シンボルレベルの時空間信号ベクトル［Ｘｂ（ｋＴ）］を次式のように、Ｎｃ個のＪ次元ベクトルからなるＪ×Ｎｃ次元ベクトルで定義する。
【００８８】
【数３８】
［Ｘｂ（ｋＴ）］
＝［［Ｘ^Ｔ（ｋＴ）］，…，［Ｘ^Ｔ（ｋＴ−（Ｎｃ−１）Ｔｃ）］］^Ｔ
【００８９】
数３６及び数３８から、次式が得られる。
【００９０】
【数３９】

【００９１】
ここで、数３９において以下の表記法に従ってＪ×Ｎｃ次元ベクトルを表す。
【００９２】
【数４０】

【数４１】

【数４２】
［Ｘｂ_ｎ（ｋＴ）］
＝［［Ｘ_ｎ（ｋＴ）］^Ｔ，…，［Ｘ_ｎ（ｋＴ−（Ｎｃ−１）Ｔｃ）］^Ｔ］^Ｔ
【００９３】
Ｊ×Ｎｃ次元ベクトル
【数４３】

の継続時間は制限されるため、数３９の時空間信号ベクトルは次のように表すことができる。
【００９４】
【数４４】

【００９５】
ここで、Ｄ_ｐは、ｐ番目のユーザ端末チャンネルのシンボルレベルの長さである。数４４では、
【数４５】

は、ｐ_０番目のユーザ端末のコードに対してマッチドフィルタ１５−１乃至１５−Ｊにおいて処理をした後も依然としてｐ番目のユーザ端末の離散的時空間波形信号と呼ぶことができ、シンボルレベル時空間信号ベクトルにおける所望のユーザ端末のピークは波形信号
【数４６】

のピーク成分である。数４４から、式の右辺の第１項は所望のユーザ端末のシンボル成分を含み、第２項は抑圧されなければならない望ましくないユーザ端末の重ねあわされた相互相関成分を含むことが分かる。
【００９６】
図４で説明された、Ｊ×Ｎｃ個のトランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｎｃにおいて実行されるシンボルレベルの適応化処理は、数４４に基づいて行うことができる。すなわち、次式を満たす。
【００９７】
【数４７】

【００９８】
ここで、図４に図示された重み係数より次のＪ×Ｎｃ次元ベクトルを生成する。
【数４８】
［ｗ_ｍａ］
＝［ｗ_{１，１，ｍａ}，ｗ_{２，１，ｍａ}，…，ｗ_{Ｊ，１，ｍａ}，ｗ_{１，２，ｍａ}，ｗ_{２，２，ｍａ}，…，
ｗ_{Ｊ，２，ｍａ}，…，ｗ_{１，Ｎｃ，ｍａ}，ｗ_{２，Ｎｃ，ｍａ}，…，ｗ_{Ｊ，Ｎｃ，ｍａ}］^Ｔ
（ｍａ＝１，２，…，Ｍ）
【００９９】
これによって、次式のように数４７のＪ×Ｎｃ×Ｍ次元重み係数ベクトル［Ｗ］を表すものとする。また、Ｊ×Ｎｃ×Ｍ次元信号ベクトル［Ｘｃ（ｋＴ）］も次式のように定義される。
【０１００】
【数４９】
［Ｗ］＝［［ｗ_０］^Ｔ，…，［ｗ_Ｍ−１］^Ｔ］^Ｔ
【数５０】
［Ｘｃ（ｋＴ）］
＝［［Ｘｂ（ｋＴ）］^Ｔ，…，［Ｘｂ（ｋＴ−（Ｍ−１）Ｔ_ｃ）］^Ｔ］^Ｔ
【０１０１】
前述のように、信号ベクトル［Ｘｃ（ｋＴ）］は、時間領域信号処理部４の中のＪ×Ｎｃ個の各トランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｎｃから出力された全てのサブ信号の要素から構成される。また、重み係数ベクトル［Ｗ］は、適応制御型コントローラ７によって以下に説明される基準に基づいて演算され、適応制御型コントローラ７は演算された重み係数ベクトル［Ｗ］を各トランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｎｃ内のＪ×Ｎｃ×Ｍ個の乗算器２６−１乃至２６−Ｍに出力し、次いで、乗算器２６−１乃至２６−Ｍと加算器２７，２４及び１７によって数４７の演算が実行された後に、処理信号ｚ（ｔ）を出力する。
【０１０２】
トランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｎｃのタップ長Ｍは、第ｐ_０番目のユーザ端末チャンネルのシンボルレベルの長さ
【数５１】

と、同一チャンネルユーザ端末の数と、性能条件とに従って選択する。時空間適応化処理（ＳＴＡＰ）の完全な処理状態は、ノイズのない状態として表すことができ、すべてのユーザ端末の成分数はすべての有効チャンネルで構成される信号ベクトルの次元より少ない。すなわち、次式を満たす。
【０１０３】
【数５２】

【０１０４】
特に、次式を満たす場合は、要求された性能が満足されればシンボルレベルタップは不要である。
【０１０５】
【数５３】

【０１０６】
数５４のＭＭＳＥ基準の下では、最適の重みベクトルは数５５のように得られる。
【０１０７】
【数５４】

【数５５】

【０１０８】
ここで、
【数５６】
［Ｒ_ｃ］＝Ｅ｛［Ｘｃ（ｋＴ）］［Ｘｃ（ｋＴ）］^Ｈ｝
【数５７】

【０１０９】
【数５８】

は、学習シーケンス信号発生器６によって発生された、ｐ_０番目のユーザ端末の情報シンボルである学習シーケンス信号を表し、遅延時間ｖは最高性能を出力するように選択される。数５４から明らかなように、適応制御型コントローラ７は、学習シーケンス信号を所定の遅延時間だけ遅延した信号ｓａ_ｐ０（ｋ−ｖ）と、処理信号ｚ（ｋ）との誤差が最小となるように重み係数ベクトル［Ｗ］を演算することにより適応制御する。より具体的には、図１を参照すると、適応制御型コントローラ７は、複数のサブ信号からなる信号ベクトル［Ｘｃ］と、学習シーケンス信号とに基づいて数５５を用いて重み係数ベクトル［Ｗ］を計算して時間領域信号処理部４に出力し、数５４の基準を満たすように上述の処理を繰り返して収束させることにより、出力信号ｚ（ｋ）の残留誤差パワーを最小化する。
【０１１０】
本発明に係る実施形態によって、数３３に基づく処理の方法が実現されている。与えられた所望波の方向にステアリングされたビームと、時間領域の適応処理とによって最小化された残留誤差パワーは次式で表される。
【０１１１】
【数５９】

【０１１２】
【実施例】
本発明者らは、本実施形態に係る適応化処理に基づいたアレーアンテナの制御装置の有効性を確認するために、コンピュータシミュレーションを行なった。コンピュータシミュレーションによって定常状態性能を評価し、収束速度の問題について議論する。これらのシミュレーションでは、図１に図示されたような７素子より成るアレーアンテナ装置１００を採用し、そこにおいて、その中央の励振素子Ａ０が受信された信号を出力し、それを取り囲む非励振素子Ａ１乃至Ａ６が可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６を有する反射器又は導波器である可変リアクタンス素子である。当該シミュレーションでは、１５個のＣＤＭＡユーザ端末の信号が存在するものとし、第１のユーザ端末を所望のユーザ端末であるとする。すべてのユーザ端末の信号のコード長さは１２７である。各ユーザ端末は、６つのマルチパス波を有している。各ユーザ端末の経路のＡＯＡはガウス分布し、それらの伝搬損失及び時間遅延は、それぞれレイリー分布及び指数分布に従う。所望の第１のユーザ端末の詳細なパラメータを表２に示す。
【０１１３】
【表２】
――――――――――――――――――――――――――――――――――――
Ｎｏ． θ（度） τ（シンボル） ξ（伝搬損失）
――――――――――――――――――――――――――――――――――――
１ １２．３０ ０．００ −０．９６６９＋０．２５５０ｊ
２ ２１．５０ ０．０４ ０．７４３７−０．３０８１ｊ
３ ２０．２０ ０．０５ −０．５２０６−０．５１００ｊ
４ ８．７０ ０．１２ −０．３０８１−０．４５６９ｊ
５ ２３．４０ ０．３３ −０．１８０６＋０．３９３１ｊ
６ １３．２０ ０．４７ −０．１９１２＋０．１２７５ｊ
――――――――――――――――――――――――――――――――――――
【０１１４】
第１のユーザ端末の直接波のアレーアンテナ装置１００でのＳＮＲを、−１０ｄＢと仮定する。他のすべてのユーザ端末のＳＮＲは、−２６．５５ｄＢから−４．７６ｄＢの間でランダムに変動することが分かる。また、すべてのユーザ端末のマルチパス波のＡＯＡを、アレーアンテナ装置１００の視野内で一様に分布されているもの仮定する。
【０１１５】
本発明者らは、図４のトランスバーサルフィルタ回路２３−１乃至２３−Ｎｃの段数Ｍを１とした方法を、本シミュレーションにおける処理方法として用いて実験する。一般性を失うことなく、オーバーサンプリング係数Ｊ＝１を仮定する。シミュレーションでは、アレーアンテナの制御装置の最大利得を１と仮定している。与えられたリアクタンス値におけるシンボルレベルの適応化処理の定常状態残留誤差パワーを表３に示す。
【０１１６】
【表３】

【０１１７】
リアクタンスパラメータは、理想的な狭いビームパターンとして数２９から得られた。表３より、当該アンテナの最大出力残留誤差パワーは約６ｄＢ向上していることが分かる。これは、無線アドホックネットワークシステムにとって非常に重要である。
【０１１８】
図５は、シンボルの反復数と残留誤差パワーとの関係を示す曲線図であって、ＬＭＳアルゴリズムの収束性能を示している。この図５から明らかなように、本実施形態のアレーアンテナの制御装置であれば、約２００シンボルで収束している。
【０１１９】
比較のために、表３に係る異なる方向で設計又は構成された５つのビームに対するシミュレーション結果を図６乃至図１０に示す。図６は表３のケースＡに係るビームパターンを示すグラフであり、図７は表３のケースＢ、図８は表３のケースＣ、図９は表３のケースＤ、及び図１０は表３のケースＥに係るビームパターンを示すグラフである。これら種々のケースで設定するビームパターンを変化させている。アレーアンテナの制御装置及び制御方法は、所望のユーザ端末信号の到来波を包含するように構成されたビームに対して、より良い性能を提供することが分かる。本シミュレーションから、良好に設計又は構成されたビームを使用するとより良い性能が得られることが分かった。
【０１２０】
本発明らは、ＤＳ−ＣＤＭＡ信号波形のためのエスパアンテナに基づく信号処理の方法を提案し、本実施形態の定常状態性能及び収束性能を示した。適正にパターン形成されたエスパアンテナを使用することによって、少なくとも６．５ｄＢの性能向上を達成でき、それによって、本発明のアレーアンテナの制御装置及び制御方法は、アドホック無線ネットワークシステムにおいて適当に性能を向上させるために経済的な方法を提供することが分かる。
【０１２１】
エスパアンテナの、所望波信号に対してビームを空間的に形成し、望ましくない信号に対してヌルを空間的に形成する能力は、アドホック無線通信システムにおいて用いられると好適である。本発明において、本発明者らは、無線アドホックネットワークシステムにおけるＤＳ−ＣＤＭＡ信号波形のためのエスパアンテナに基づいた信号処理の方法を提供した。エスパンテナの空間的なフィルタリングのために、チャンネル間のユーザ局の信号の抑圧は非常に改善される。
【０１２２】
以上説明したように、本実施形態によれば、ＤＳ−ＣＤＭＡ信号を受信するために、ビームパターンコントローラ８により所望のビームパターンに設定することによりユーザ端末の信号の同一チャンネル干渉を空間的に抑圧するとともに、ＤＳ−ＣＤＭＡ信号を時間領域信号処理部４により所望信号のシンボル間干渉を抑圧することができる。
【０１２３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明においては、無線信号は送信側でスペクトル拡散変調された無線信号であり、入力される所望の設定ビームパターンに基づいて、それに対応したリアクタンス値信号を演算して上記各可変リアクタンス素子に出力することにより上記アレーアンテナの指向特性を設定した後、上記受信された無線信号を複数の時間領域のサブ信号に分割し、分割した複数のサブ信号に対してそれぞれ所定の重み係数を乗算した後加算することにより時間領域の信号処理を実行して処理信号として出力し、上記処理信号と所定の学習シーケンス信号との誤差信号が最小となるように上記重み係数を演算して設定することにより適応制御処理を実行する。従って、従来技術に比較して構成が簡単であり、製造コストを大幅に軽減できるとともに、マルチパス環境においてＤＳ−ＣＤＭＡ信号を受信しかつより狭いビームを形成して適応化処理を実行することができる。
【０１２４】
さらに、本発明によれば、無線通信システム、特にアドホック無線ネットワークシステムにおいて用いられるエスパアンテナにおいて、同一チャンネル干渉とシンボル間干渉を抑圧する性能を大幅に改善させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施形態に係るアレーアンテナ制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】 図１のアレーアンテナ装置１００の縦断面図である。
【図３】 図１の時間領域信号処理部４の詳細構成を示すブロック図である。
【図４】 図３のトランスバーサルフィルタ回路２３−１の構成を示すブロック図である。
【図５】 図１のアレーアンテナの制御装置のシミュレーション結果であって、繰り返しシンボル数に対する残留誤差パワーを示すグラフである。
【図６】 表３のケースＡに係るビームパターンを示すグラフである。
【図７】 表３のケースＢに係るビームパターンを示すグラフである。
【図８】 表３のケースＣに係るビームパターンを示すグラフである。
【図９】 表３のケースＤに係るビームパターンを示すグラフである。
【図１０】 表３のケースＥに係るビームパターンを示すグラフである。
【符号の説明】
Ａ０…励振素子、
Ａ１乃至Ａ６…非励振素子、
１…低雑音増幅器、
２…ダウンコンバータ、
３…Ａ／Ｄ変換器、
４…時間領域信号処理部、
６…学習シーケンス信号発生器、
７…適応制御型コントローラ、
８…ビームパターンコントローラ、
９…同軸ケーブル、
１１…接地導体、
１２−１乃至１２−６…可変リアクタンス素子、
１３−１乃至１３−（Ｊ−１）…シフトレジスタ、
１４−１乃至１４−Ｊ，２２−１乃至２２−Ｎｃ…ダウンサンプラ、
１５−１乃至１５−Ｊ…マッチドフィルタ、
１６−１乃至１６−Ｊ…サブ信号処理回路、
１７，２４，２７…加算器、
２３−１乃至２３−Ｎｃ…トランスバーサルフィルタ回路、
２１−１乃至２１−（Ｎｃ−１），２５−１乃至２５−（Ｍ−１）…遅延回路、
２６−１乃至２６−Ｍ…乗算器、
１００…アレーアンテナ装置。

Claims (3)

1. 無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることによりアレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置において、
   上記無線信号は送信側でスペクトル拡散変調された無線信号であり、
   入力される所望の設定ビームパターンに基づいて、それに対応したリアクタンス値信号を演算して上記各可変リアクタンス素子に出力することにより上記アレーアンテナの指向特性を設定するビームパターン設定手段と、
   トランスバーサルフィルタ回路で構成され、上記ビームパターン設定手段による上記アレーアンテナの指向特性の設定の後において、上記アレーアンテナによって受信された無線信号を互いに異なる複数の遅延時間だけ遅延することにより複数の時間領域のサブ信号に分割し、上記分割した複数のサブ信号に対してそれぞれ所定の重み係数を乗算して各乗算結果の信号を得た後、上記各乗算結果の信号を加算して、当該加算結果の信号を処理信号として出力する時間領域信号処理手段と、
   所定の学習シーケンス信号と上記各サブ信号とに基づいて、上記処理信号と上記学習シーケンス信号との誤差信号が最小となるように上記重み係数を演算して上記時間領域信号処理手段に出力することにより適応制御処理を実行する適応型制御手段とを備えたことを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
2. 上記時間領域信号処理手段は、
   上記分割した複数のサブ信号に対してそれぞれ所望の拡散信号を復号化する複数のマッチドフィルタと、
   上記各マッチドフィルタからそれぞれ出力される復号化された各信号に対して所定の重み係数を乗算した後、当該各乗算結果の信号を加算することにより時間領域の信号処理を実行する複数のサブ信号処理回路と、
   上記各サブ信号処理回路から出力される信号を加算して処理信号として出力する加算器とを備えたことを特徴とする請求項１記載のアレーアンテナの制御装置。
3. 無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることによりアレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法において、
   上記無線信号は送信側で直接拡散変調法によりスペクトル拡散変調された無線信号であり、
   入力される所望の設定ビームパターンに基づいて、それに対応したリアクタンス値信号を演算して上記各可変リアクタンス素子に出力することにより上記アレーアンテナの指向特性を設定するステップと、
   トランスバーサルフィルタ回路を用いて、上記アレーアンテナの指向特性の設定の後において、上記アレーアンテナによって受信された無線信号を互いに異なる複数の遅延時間だけ遅延することにより複数の時間領域のサブ信号に分割し、上記分割した複数のサブ信号に対してそれぞれ所定の重み係数を乗算して各乗算結果の信号を得た後、上記各乗算結果の信号を加算して、当該加算結果の信号を処理信号として出力するステップと、
   所定の学習シーケンス信号と上記各サブ信号とに基づいて、上記処理信号と上記学習シーケンス信号との誤差信号が最小となるように上記重み係数を演算して設定することにより適応制御処理を実行するステップとを含むことを特徴とするアレーアンテナの制御方法。

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