JP2974659B1 - アレーアンテナの制御装置 - Google Patents

Abstract

【要約】 【課題】 マルチパス伝搬路における信号相関係数の絶
対値を高くすることができ、構成が簡単であって実用化
することができる。 【解決手段】 複数Ｎ個のアンテナ素子からなるアレー
アンテナを制御するためのアレーアンテナの制御装置で
ある。分析フィルタバンク６−１乃至６−Ｎは、複数Ｎ
個の受信信号をそれぞれ複数Ｍ個の所定のサブバンドに
帯域分割した後ダウンサンプリングレートＭ／２でダウ
ンサンプリングする。荷重係数加算回路７−１乃至７−
Ｍは、分析フィルタバンク６−１乃至６−Ｎからの複数
Ｎ個の信号を所定の荷重係数で乗算した後加算して出力
する。合成フィルタバンク９は、荷重係数加算回路７−
１乃至７−Ｍからの信号をアップサンプリングレートＭ
／２でアップサンプリングした後、各２個のサブバンド
毎に帯域合成した後加算して受信信号として出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、所定の配置形状で
近接して並置された所定の複数のアンテナ素子からなる
アレーアンテナを制御するためのアレーアンテナの制御
装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】陸上移動通信システムでは、移動局が送
信する信号は、環境によって反射、散乱した後で基地局
に到達するため、マルチパスフェージングが生じる（例
えば、従来技術文献１「W.C.Lee,“Mobile Communicati
on Engineering”,McGraw-Hill,1982」参照。）。マル
チメディア通信システムに対する需要が高まるにつれ、
移動通信システムは高速デジタル通信システムへと発展
している。この場合は、通信チャンネルが周波数選択性
となることが予想され、符号間干渉（Inter-Symbol Int
erference；ＩＳＩ）が重要な問題となる。移動通信シ
ステムにはこの他に、セルラーシステムにおける周波数
の再使用に起因する同一チャンネル干渉（Co-Channel I
nterference；ＣＣＩ）という極めて重要な問題があ
る。アダプティブ（適応型）アレーアンテナは、単独で
又は時間領域の等化技術又はダイバーシティ技術ととも
に、ＩＳＩ及びＣＣＩの両方を抑圧し通信性能を大幅に
向上させる有望な装置であり、これによって通信容量も
また増大する（例えば、従来技術文献２「Y.Ogawa,M.Oh
miya,and K.Itoh,“An LMS adaptive array for multip
ath fading reduction”,IEEE Trans.Aerosp.Electron.
Syst.,vol.AES-23,no.1,pp.17-23,Jan.1987」、従来技
術文献３「S.Anderson,M.Millnert,M.Viberg,andB.Wahl
berg,“An adaptive array for mobile communication
systems”,IEEE Trans.Veh.Technol.,vol.VT-40,pp.230
-236,1991」、従来技術文献４「Y.Zhang,“Multipath f
ading equalization by an adaptive array”,in Proc.
Int.Symp.Antennas Propagat.,Sapporo,pp.149-152,Au
g.1992」及び従来技術文献５「A.F.Naguib,A.Paulraj,a
nd T.Kailath,“Capacity improvements with base-sta
tionantenna arrays in cellular CDMA”,IEEE Trans.V
eh. Technol．,vol.VT-43,no.3,pp.691-698,Aug.1994」
参照。）。

【０００３】陸上移動通信環境において基地局でアダプ
ティブアレーアンテナを使用する場合には、チャンネル
が周波数選択性であるときに、等化装置がしばしば同時
に必要とされる（例えば、従来技術文献６「Y.Ogawa,Y.
Nagashima,and J.Itoh,“Anadaptive antenna system f
or high-speed digital mobile communications”,IEIC
E Trans.Commun.,vol.E75-B,no.5,pp.413-421,May 199
2」、従来技術文献７「N.Ishii and R.Kohno,“Spatial
and temporal equalization based on an adaptive ta
pped-delay-line array antenna”,IEICE Trans.Commu
n.,vol.E78-B,no.8,pp.1162-1169,Aug.1995」及び従来
技術文献８「Y.Doi,T.Ohgane,and E.Ogawa,“ISI and C
CI canceller combining the adaptive array antennas
and theViterbi equalizer in a digital mobile radi
o”,in Proc.IEEE VTC,pp.81-85,April 1996」参
照。）。

【０００４】アダプティブアレーアンテナと等化装置か
らなるこのような方法はしばしば、時間空間信号処理と
呼ばれ、移動通信システムではＩＳＩ及びＣＣＩ両方の
影響を軽減する主要な方法である。時間空間信号処理
は、最適なアレーアンテナの特性を提供することができ
る。

【０００５】今までのところ、広帯域信号処理には処理
速度の低減（例えば、従来技術文献１４「T.Sekiguchi
and Y.Karasawa,“Multidimentional signal processin
g for antenna arrays”,Tech.Rep.of IEICE,CAS97-89,
Jan.1988」参照。）と迅速な収束の達成（例えば、従来
技術文献１５「J.M.Khalab and M.K.Ibrahim,“Novelmu
ltirate adaptive beamforming technique”,Electron.
Lett.,vol.30.no.15,pp.1194-1195,1994」及び従来技術
文献１６「A.Gilloire and M.Vetterli,“Adaptive fil
tering in sub-bands”,IEEE Signal Proc.Mag.,pp.291
-294,1998」参照。）を目的とするサブバンドアダプテ
ィブアレーアンテナ信号処理方式が提案されている（例
えば、従来技術文献１２「F.Lorenzelli et.al.,“Broa
dband array processing using subband techniques”,
in Proc.IEEE Int’l Conf.Acoust.,Speech,Signal Pro
cess.,pp.2876-2879,1976」従来技術文献１３「R.T.Com
pton,Jr.,“The relationship between tapped delay-l
ine and FFT processing in adaptive arrays”,IEEE T
rans.Antennas Propagat.,vol.AP-36,no.1,Jan.1988」
参照。）。ここで、従来技術文献１３では、コンプトン
が時間空間領域及び周波数・空間領域での信号処理の等
価を示している。サブバンド信号分解の下では、信号処
理速度の大幅な低減が可能であり（例えば、従来技術文
献１４参照。）、ハードウェアの実現にとって有利であ
る。ＬＭＳアルゴリズムを使用する場合、サブバンドア
ダプティブアレーアンテナ処理は、サブバンド信号のエ
ネルギーが少ないことから、適応ステップサイズを小さ
くすることができ、収束が高速化する（例えば、従来技
術文献１５参照。）。実際のところ、サブバンドアダプ
ティブアレーアンテナの場合、各サブバンドでのアレー
アンテナ信号処理が狭帯域で実行されるため、各チャン
ネルのタップ付き遅延線に多くのウエイトを必要とする
時間空間信号処理を使用する場合よりも収束が著しく速
い。

【０００６】従来技術を要約すれば、例えば、上記従来
技術文献１３においては、ＦＦＴを使用した周波数空間
信号処理を広帯域信号のアレー処理に適用することにつ
いて開示しており、その特性は、時間空間処理とほぼ同
様のものが得られている。この文献では、帯域内の周波
数特性の補正のためにＤＦＴフィルタバンクを用いてい
る（以下、第１の従来例という。）。

【０００７】また、上記従来技術文献１５においては、
ＱＭＦフィルタバンクを使用したサブバンドアレーアン
テナ装置（以下、第２の従来例という。）についての検
討について開示されており、通常のアダプティブアレー
アンテナ装置よりも荷重係数の計算値の収束が速くなる
ことを示している。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】陸上移動通信における
マルチパスフェージング軽減のために、フィルタバンク
を活用した実施が容易なサブバンドアダプティブアレー
アンテナ処理装置を形成することができる。サブバンド
アダプティブアレーアンテナは、周波数空間信号処理の
関係では、サブバンドで最適な特性を提供し、これによ
りアレーアンテナ信号処理以前のマルチパス波間の信号
相関を高めている。各サブバンドにおいては、フィルタ
バンクの分析フィルタが適正に設計されていれば、マル
チパス波のサブバンド成分間の信号相関を高めることが
できる。サブバンド技術による信号相関の増大は、それ
が到来信号の認識を何ら必要としないという意味でブラ
インド（盲目）である。コヒーレンスが増大すると、希
望信号と干渉信号の両方に関連したマルチパスフェージ
ングの影響が大幅に低減できることから、アレーアンテ
ナ信号処理が急速に収束して、アレーアンテナ自由度
（ＤＯＦ）がより効果的となる。

【０００９】時間空間信号処理を用いたアレーアンテナ
の制御装置では、その構成がきわめて複雑となり、実用
化が難しいという問題点があった（例えば、従来技術文
献１０「J-W.Liang and A. Paulraj,“Two stage CCI/I
SI reduction with space-time processing in TDMA ce
llular networks,”in Proc. 30th Annual AsilomarCon
f. on Signals, Systems, and Computers, Pacific Gro
ve, CA, Nov. 1996」及び従来技術文献１１「A. J. Pau
lraj and C. B. Papadias, “Space-time processing f
or wireless communications,” IEEE Signal Processi
ng Magazine,pp. 49-83, Nov. 1997」参照。)。また、
第１及び第２の従来例では、マルチパス伝搬路における
信号相関係数の絶対値が比較的低く、広帯域信号を伝送
することが難しいという問題点があった。

【００１０】本発明の目的は以上の問題点を解決し、従
来例と比較して、マルチパス伝搬路における信号相関係
数の絶対値を高くすることができ、しかも構成が簡単で
あって実用化することができるアレーアンテナの制御装
置を提供することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明に係るアレーアン
テナの制御装置は、所定の配置形状で近接して並置され
た所定の複数Ｎ個のアンテナ素子からなるアレーアンテ
ナを制御するためのアレーアンテナの制御装置におい
て、上記アレーアンテナの各アンテナ素子でそれぞれ受
信された複数Ｎ個の受信信号を複数Ｎ個のディジタル受
信信号にＡ／Ｄ変換して出力する変換手段と、上記複数
Ｎ個のアンテナ素子に対応して複数Ｎ個設けられ、上記
変換手段から出力される複数Ｎ個のディジタル受信信号
をそれぞれ複数Ｍ個の所定のサブバンドに帯域分割した
後所定のダウンサンプリングレートでダウンサンプリン
グして出力する分析フィルタ手段と、上記複数Ｍ個のサ
ブバンドに対応して複数Ｍ個設けられ、上記分析フィル
タ手段から出力される複数Ｎ個の信号をそれぞれ所定の
各Ｎ個の荷重係数で乗算した後加算して出力する荷重係
数加算手段と、上記複数Ｍ個の荷重係数加算手段から出
力される各信号をそれぞれ所定のアップサンプリングレ
ートでアップサンプリングした後、各２個のサブバンド
毎に帯域通過ろ波しかつ帯域合成した後加算して受信信
号として出力する合成フィルタ手段と、上記複数Ｍ個の
荷重係数加算手段から出力される各Ｎ個の信号と、上記
複数Ｎ個の分析フィルタ手段から出力される各Ｍ個の信
号と、所定の参照信号とに基づいて、上記参照信号と上
記荷重係数加算手段からの対応する各Ｍ個の信号との誤
差が最小となるように、上記各（Ｍ×Ｎ）個の荷重係数
を決定して制御設定する荷重係数制御手段とを備え、上
記各分析フィルタ手段と上記合成フィルタ手段との組み
合わせは、近似的な完全再構成条件を満たすＱＭＦフィ
ルタバンクであり、上記各分析フィルタ手段は、互いに
異なる通過帯域を有する複数Ｍ個の第１の帯域通過フィ
ルタと、Ｍ／２のダウンサンプリングレートを有する複
数Ｍ個のダウンサンプラとを備え、上記各分析フィルタ
手段によって帯域ろ波される全帯域をより低い第１の帯
域とより高い第２の帯域とに２分割したときに、上記第
１の帯域の各サブバンドをそれぞれ上記第２の帯域の各
サブバンドに周波数の順序で対応させ、上記合成フィル
タ手段は、上記複数Ｍ個の荷重係数加算手段から出力さ
れる各信号をそれぞれＭ／２のアップサンプリングレー
トでアップサンプリングして出力する複数Ｍ個のアップ
サンプラと、上記第１の帯域の各サブバンドをそれぞれ
上記第２の帯域の各サブバンドに周波数の順序で対応さ
せたときの、対応する各２個のサブバンド毎の上記アッ
プサンプラからの信号をそれぞれ帯域通過ろ波しかつ帯
域合成する複数Ｍ／２個の第２の帯域通過フィルタと、
上記複数Ｍ個の第２の帯域通過フィルタからの複数Ｍ／
２個の信号を加算する加算器とを備えたことを特徴とす
る。

【００１２】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明に係
る実施形態について説明する。

【００１３】図１及び図２は、本発明に係る一実施形態
であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック
図である。本実施形態のアレーアンテナの制御装置は、
図７に示す改善されたＱＭＦフィルタバンク３００を用
いて構成したことを特徴とする。本実施形態では、陸上
移動通信におけるマルチパスフェージング軽減のため
に、フィルタバンクを活用した実施が容易なサブバンド
アダプティブアレーアンテナ処理装置を開示している。
まず、マルチパス波の存在下におけるアダプティブアレ
ーアンテナの特性について説明する。

【００１４】２波のマルチパス波を有する希望信号と、
２波のマルチパス波を有するＣＣＩ信号が、Ｎ個のアン
テナ素子１−１乃至１−Ｎを備えたアレーアンテナ１０
０に到来する簡単なケースを仮定する。アレーアンテナ
１００で受信された受信信号のベクトルは、次式で表さ
れる。

【００１５】

【数１】ｘ（ｔ）＝Ａ（Θ_D）ｓ_D（ｔ）＋Ａ（Θ_I）ｓ_I
（ｔ）＋ｎ（ｔ）

【００１６】ここで、Ａ（Θ_D）＝［ａ（θ_D1），ａ
（θ_D2）］は希望信号に対する２つの電波指向ベクトル
の集合であり、ｓ_D（ｔ）＝［ｓ_D1（ｔ），ｓ
_D2（ｔ）］^Tは受信された希望信号の複素包絡線を示す
ベクトルである。同様に、Ａ（Θ_I）＝［ａ（θ_I1），
ａ（θ_I2）］及びｓ_I（ｔ）＝［ｓ_I1（ｔ），ｓ
_I2（ｔ）］^TはＣＣＩ信号に対するそれらを表してい
る。希望信号とＣＣＩ信号は、独立した信号であるもの
とする。ｎ（ｔ）は雑音ベクトルである。雑音ベクトル
の要素は、平均値が０であり、独立で同一の確率分布に
従う（ｉ．ｉ．ｄ．：independent identically distri
butedの略である。）ガウスランダム性を有する要素
と、共分散行列σ²Ｉとを含み、ここで、ＩはＮ×Ｎ個
の単位行列である。

【００１７】一般性を失うことなく、ｓ_D1（ｔ）は、直
接波であるＳＯＩ（Signal Of Interest：所望信号）で
あると仮定する。マルチパス波であるｓ_D2（ｔ）は、Ｓ
ＯＩとコヒーレントである成分と、ＳＯＩに対して直交
する成分との２成分に分離することができる（例えば、
従来技術文献１７「J.Yang and A.Swindlehurst,“Maxi
mum SINR beamforming for correlated sources”,in P
roc.ICASSP’95,Detroit,pp.1916-1919,May 1995」参
照。）。

【００１８】

【数２】ｓ_D2（ｔ）＝ｓ_D ^⊥（ｔ）＋ρ_D ^*ξ_Dｓ_D1（ｔ）

【００１９】ここで、Ｅ［ｓ_D ^⊥（ｔ）ｓ_D1（ｔ）］＝
０であり、ρ_Dは２波間の信号相関係数であり、次式で
定義される。

【００２０】

【数３】ρ_D＝Ｅ［ｓ_D1（ｔ）ｓ_D2 ^*（ｔ）］／σ_D1σ_D2

【００２１】σ_D ²≡σ_D1 ²とσ_D2 ²はそれぞれ希望信号の
２波の電力である。ξ_D＝σ_D2／σ_D1は、２波の信号レ
ベルの比の値である。Ｅ［・］は統計学的平均値を表
し、（・）^*は複素共役を表す。ｓ_D（ｔ）の共分散行列
は、次式で定義される。

【００２２】

【数４】

【００２３】ここで、（・）^Hは複素共役転置を表す。
従って、次式を得る。

【００２４】

【数５】

【００２５】数５の右辺の第１項は、次式に示される一
般化したＳＯＩ信号ベクトルの共分散行列である。一般
化したＳＯＩ信号では、ＳＯＩ信号ｓ_D1（ｔ）のほか、
遅延波ｓ_D2（ｔ）に含まれる相関成分も含む。

【００２６】

【数６】ｓh_D（ｔ）＝［ａ（θ_D1）＋ρ_D ^*ξ_Dａ
（θ_D2）］ｓ_D1（ｔ） ここで、 ａh_D＝ａ（θ_D1）＋ρ_D ^*ξ_Dａ（θ_D2）

【００２７】ここで、ａh_Dは、処理対象成分の一般化さ
れた指向ベクトルである。ａh_Dの第２項は、直交成分ｓ
_D ^⊥（ｔ）によって生じる干渉波成分であり、直交成分
ｓ_D ^⊥（ｔ）は、｜ρ_D｜が１に近づくにつれて漸近的に
消滅する。

【００２８】参照信号（又は基準信号）ｒ（ｔ）をＳＯ
Ｉｓ_D1（ｔ）の理想的なレプリカと仮定すると、受信さ
れた信号ベクトルｘ（ｔ）と参照信号ｒ（ｔ）の間の相
関ベクトルｒ_Dは、次式で表される。

【００２９】

【数７】ｒ_D ＝Ｅ［ｘ（ｔ）ｒ^*（ｔ）］ ＝Ｅ［ｘ（ｔ）Ｓ_D1 ^*（ｔ）］ ＝σ_D ²ａh_D

【００３０】数７は、数６において与えられるように、
処理対象成分の一般化された指向ベクトルに一致する。
従って、ＬＭＳアルゴリズムの定常状態最適ウエイトベ
クトルは、次式で与えられる（例えば、従来技術文献１
８「I.J.Gupta,“Effect ofjammer power on the perfo
rmance of adaptive arrays”,IEEE Trans.AntennasPro
pagat.,vol.AP-32,no.9,Sept.1984」参照。）。

【００３１】

【数８】ｗ＝Ｒ_XX ^-1ｒ_D＝（１−σ_D1 ²ａh_D ^HＲ_xx ^-1ａ
h_D）Ｒ_N ^-1ａh_D ここで、

【数９】Ｒ_XX＝Ｅ［ｘ（ｔ）ｘ^H（ｔ）］＝Ｒ_N＋σ_Dａh
_Dａh_D ^H

【数１０】Ｒ_N＝（１−｜ρ_D｜²）σ_D2 ²ａ（θ_D2）ａ^H
（θ_D2）＋Ｒ_IN Ｒ_IN＝Ｒ_II＋Ｅ［ｎ（ｔ）ｎ^H（ｔ）］＝Ｒ_II＋σ_N ²Ｉ

【００３２】ここで、行列Ｒ_Nは合計の干渉波成分の等
価的共分散行列である。また、行列Ｒ_IIは数１４で定義
される。逆行列の公式を使用すると、次式を得る。

【００３３】

【数１１】 Ｒ_N ^-1＝Ｒ_IN ^-1−εＲ_IN ^-1ａ（θ_D2）ａ^H（θ_D2）Ｒ_IN ^-1 ここで、

【数１２】ε＝(１−｜ρ_D｜²)／{１＋(１−｜ρ_D｜²)
σ_D2 ²ａ^H（θ_D2）Ｒ_IN ^-1ａ(θ_D2)}

【００３４】上記数１２は、｜ρ_D｜の増加に伴って単
調に減少する。上記数８と数１１を使用することによっ
て、干渉波と雑音成分との和に対する出力信号の比（以
下、出力ＳＩＮＲという。）次式で表される。

【００３５】

【数１３】 ＳＩＮＲ ＝Ｅ｛｜Ｗ^Hｓh_D（ｔ）ａh_D｜²｝／Ｅ｛ｗ^HＲ_Nｗ｝ ＝（σ_D ²｜ａh_D ^HＲ_N ^-1ａh_D｜²）／（ａh_D ^HＲ_N ^-1Ｒ_NＲ_N ^-1ａh_D） ＝σ_D ²ａh_D ^HＲ_N ^-1ａh_D ＝σ_D ²ａh_D ^HＲ_IN ^-1ａh_D−εσ_D ²｜ａh_D ^HＲ_IN ^-1ａ（θ_D2）｜²

【００３６】従って、出力ＳＩＮＲに与えるｓ
_D ^⊥（ｔ）の影響は、｜ρ_D｜の増加に伴って単調に減少
する。ＣＣＩ信号に対して、全ての成分の抑圧すべきで
あるので、固有値分解の方法を用いて考えることが適当
である。

【００３７】

【数１４】Ｒ_II＝Ａ（Θ_I）Ｅ［ｓ_I（ｔ）ｓ_I ^H（ｔ）］
Ａ^H（Θ_I）

【００３８】ここで、λ_Ii（ｉ＝１，２）は行列Ｒ_IIの
固有値であり、ｕ_Iiはそれに関連する固有ベクトルであ
る。２つの固有値は、次式で与えられる（例えば、従来
技術文献１９「J.E.Hudson,“Adaptive Array Principl
es”,Peter Peregrinus,1989」参照。）。

【００３９】

【数１５】 λ_I1,2 ＝（Ｎ／２）［σ_I1 ²＋σ_I2 ²＋２σ_I1σ_I2Ｒｅ（ρ_Iβ_I ^*）］ ×［１±√｛１−（４σ_I1 ²σ_I2 ²（１−｜β_I｜²）（１−｜ρ_I｜²）） ／（σ_I1 ²＋σ_I2 ²＋２σ_I1σ_I2Ｒｅ（ρ_Iβ_I ^*））｝］

【００４０】ここで、σ_I1 ²とσ_I2 ²はそれぞれＣＣＩ信
号の２波の電力である。ρ_Iは２波間の信号時間相関係
数であり、β_Iは２波の到来方向（ＤＯＡ）における空
間相関係数であって、次式のように定義される。

【００４１】

【数１６】β_I＝（１／Ｎ）ａ^H（θ_I1）ａ（θ_I2）

【００４２】ここで、｜ρ_I｜及び｜β_I｜の一方又は両
方が１になると、λ_I2が０になり、また２波が単一波と
しての特性を有する。従って、一般に、アレーアンテナ
は信号相関の低い２波を効果的に抑圧するために、２つ
の自由度を必要とするが、２波の統計的及び／又は空間
的相関が高い場合は１つの自由度がアレーアンテナにあ
ればよい。

【００４３】次いで、フィルタバンクを使用することに
よる信号相関の強化について説明する。上述したよう
に、マルチパス波の存在下におけるアダプティブアレー
アンテナの特性について検討し、希望信号のマルチパス
波間の信号相関が増大すると、符号間干渉の影響が軽減
される。ＣＣＩ信号のマルチパス波間の信号相関が極め
て高い場合は、マルチパス波を１つの等価波として処理
することができるため、マルチパス波をアレーアンテナ
の１つの自由度により抑圧することができる。

【００４４】以下では、サブバンド信号処理によるマル
チパス波の信号相関の強化について説明する。まず、フ
ィルタバンクを使用するサブバンド信号処理の概念につ
いて簡単に説明し、次に理想フィルタでサブバンドを分
割することによる信号相関を強化する基本原理について
述べる。また、ＤＦＴフィルタバンク及びＱＭＦフィル
タバンクを基礎とする実際的なフィルタバンクの特性に
ついて検討し、信号相関強化の特性を比較する。

【００４５】ここで、まず、フィルタバンクを使用する
サブバンド信号処理について説明する。フィルタバンク
は、複数のサンプリング演算子によって、並びにときど
き複数の遅延素子によって接続された一連のフィルタで
ある。

【００４６】図３は、比較例１の理想フィルタバンク２
００の構成を示すブロック図である。理想フィルタバン
ク２００は、理想的なフィルタバンクであって、Ｍ分配
器２１０と、分析フィルタバンク２０１と、合成フィル
タバンク２０２と、加算器２１５を備える。ここで、分
析フィルタバンク２０１は、それぞれ伝達関数Ｈ^(m-1)
（ｚ）を有するＭ個の帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）２１
１−ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）と、それぞれダウンサン
プリングレートＭを有するＭ個のダウンサンプラ２１２
−ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）とを備え、Ｍ分配器２１０
によりＭ分配されたＭ個の入力信号ｘ（ｎ）がそれぞれ
帯域通過フィルタ２１１−ｍに入力され、帯域ろ波され
た後、帯域分割されたサブバンド毎に、ダウンサンプラ
２１２−ｍによってダウンサンプリングされ、合成フィ
ルタバンク２０２に伝送される。一方、合成フィルタバ
ンク２０２は、それぞれアップサンプリングレートＭを
有するＭ個のアップサンプラ２１３−ｍ（ｍ＝１，２，
…，Ｍ）と、それぞれ伝達関数Ｆ^(m-1)（ｚ）を有する
Ｍ個の帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）２１４−ｍ（ｍ＝
１，２，…，Ｍ）とを備え、分析フィルタバンク２０１
からのＭ個の信号がそれぞれ、帯域分割されたサブバン
ド毎に、Ｍ個のアップサンプラ２１３−ｍに入力されて
アップサンプリングされた後、帯域分割されたサブバン
ド毎にＭ個の帯域通過フィルタ２１４−ｍにより帯域ろ
波される。そして、帯域ろ波されたＭ個の信号は，加算
器２１５により加算されて、加算結果が出力信号ｙ
（ｎ）となる。

【００４７】図３において、出力信号ｙ（ｎ）のｚ変換
は、次式で表される。

【００４８】

【数１７】

【００４９】ここで、Ｘ（ｚ）はｘ（ｎ）のｚ変換であ
り、次式を得る。

【００５０】

【数１８】

【数１９】

【００５１】また、Ｍはサブバンドの数、すなわち帯域
分割数である。デシメーションレートは同一であるもの
とする。このようなフィルタバンクは、最大にデシメー
ションされたフィルタバンクと呼ばれる。数１７の右辺
の第１項は非エイリアジング成分であり、最後の項はエ
イリアジング成分である。フィルタバンクの完全再構成
（ＰＲ）を実現するためには、次式が成立する必要があ
る。

【００５２】

【数２０】Ｔ（ｚ）＝ｚ^−ｎ０

【数２１】Ａ_ｋ（ｚ）＝０，ｋ＝１，２，…，Ｍ−１

【００５３】ここで、ｎ₀＞０は任意の整数である。完
全再構成条件のもとでは、フィルタバンクの出力は、歪
みなしのフィルタバンクの入力信号の遅延されたバージ
ョンであり、すなわち次式で表される。

【数２２】ｙ（ｎ）＝ｘ（ｎ−ｎ₀） 理想フィルタで構成されるフィルタバンクを使用する場
合、すなわち、

【数２３】 Ｈ^(k)（ｆ） ＝Ｆ^(k)（ｆ） ＝１；−Ｂ／２＋（ｋ−１）Ｂ／Ｍ≦ｆ＜−Ｂ／２＋ｋＢ／Ｍのとき ＝０；その他のとき である場合は、明らかにこのフィルタバンクは完全再構
成条件を満足している。

【００５４】理想フィルタバンク２００は実現不可能で
あるが、その式が簡単であるため、以下では、まずこれ
を使用してサブバンド分割によるコヒーレンス性の強化
の基本原理について説明する。帯域制限された確率信号
ｓ（ｔ）について考える。解析の便宜上、次式のｐ
（ｆ）で示される電力スペクトル密度関数（ＰＳＤＦ）
は帯域幅Ｂの中では一様であるものとする。

【００５５】

【数２４】ｐ（ｆ） ＝１；−Ｂ／２≦ｆ≦Ｂ／２のとき ＝０；その他のとき

【００５６】次式のｒ（τ）で示される関連する自己相
関関数は、ｐ（ｆ）のフーリエ変換によって与えられ
る。

【００５７】

【数２５】ｒ（τ） ＝Ｅ｛ｓ（ｔ）ｓ^*（ｔ−τ）｝ ＝（ｓｉｎ（πＢτ））／（πτ）

【００５８】ここで、次式のように、ｐ（ｆ）をＭ個の
サブバンドに分割する。

【００５９】

【数２６】

【数２７】 ｐ^(k)（ｆ） ＝１；−Ｂ／２＋ｋＢ／Ｍ≦ｆ＜−Ｂ／２＋（ｋ＋１）Ｂ／Ｍのとき ＝０；その他のとき

【００６０】このとき、ｋ番目のサブバンド信号ｓ^(k)
（ｔ）の自己相関関数は、次式で表される。

【００６１】

【数２８】ｒ^(k)（τ） ＝Ｅ｛ｓ^(k)（ｔ）ｓ^(k)*（ｔ−τ）｝ ＝｛ｓｉｎ（πＢτ／Ｍ）／πτ｝×ｅｘｐ｛（ｊπＢ
τ／Ｍ）（２ｋ−Ｍ−１）｝

【００６２】従って、受信信号ｓ（ｔ）とその遅延され
たレプリカｓ（ｔ−τ）の信号相関係数は、次式で表さ
れる。

【００６３】

【数２９】ρ（τ）＝αｒ（τ）／ｒ（０）＝α｛ｓｉ
ｎ（πＢτ）｝／（πＢτ）

【００６４】ここでは、α（｜α｜＝１）は、電波伝搬
によって生じた位相差を示すパラメータである。同様
に、ｋ番目のサブバンド信号に対して、次式で表され
る。

【００６５】

【数３０】ρ^(k)（τ） ＝αｒ^(k)（τ）／ｒ^(k)（０） ＝α｛ｓｉｎ（πＢτ／Ｍ）｝／（πＢτ／Ｍ）×ｅｘ
ｐ｛ｊ（２ｋ−Ｍ−１）πＢτ／Ｍ｝

【００６６】上記数２９と数３０とを比較すると、サブ
バンド信号の信号相関は、時間軸においてＭ倍に広がる
ことが解る。｜ρ^(k)（τ）｜はｋとともに変化しない
ため、異なるサブバンドの信号相関は均等に強化され
る。例えば、τ＝１／Ｂのときは、ρ（１／Ｂ）＝０で
あるが、これは２つの信号が相関しないことを意味して
いる。信号がＭ個のサブバンドに分割されるとき、 ｜ρ^(k)（１／Ｂ）｜＝｛ｓｉｎ（π／Ｍ）｝／（π／
Ｍ） となり、これはＭ＝１６で０．９９３６に等しい。従っ
て、相関しない２つの波は複数のサブバンドにおいてほ
ぼコヒーレントとなる。Ｂτ＝１における、｜ρ
^(k)（τ）｜とＭとの関係を図５に実線で示す。

【００６７】上述のように、理想フィルタに基づくフィ
ルタバンクについて考察した。しかしながら、実現可能
なシステムの場合、ＦＩＲフィルタの伝達関数は矩形パ
ルスの形状を有していない。最も実用的に使用されてい
るフィルタバンクは、ＤＦＴ及びＱＭＦフィルタバンク
を基礎として完全再構成又は準完全再構成を実現してい
る（例えば、従来技術文献９及び従来技術文献２１「T.
Q.Nguyen,“Near-perfect-reconstruction pseudo-QMF
banks”,IEEE Trans.Signal Proc.,vol.SP-42,pp.65-7
6,1994」参照。）。

【００６８】以下では、ＤＦＴフィルタバンク３００を
使用する場合の信号相関強化の特性について解析する。
図４において、ＤＦＴフィルタバンク３００は、分析フ
ィルタバンク３０１と合成フィルタバンク３０２とを備
え、分析フィルタバンク３０１は、互いに縦続接続され
た（Ｍ−１）個の遅延回路３１０−１乃至３１０−（Ｍ
−１）と、Ｍ個のダウンサンプラ３１１−１乃至３１１
−Ｍと、ＤＦＴ回路３１２とを備えて構成される一方、
合成フィルタバンク３０２は、ＩＤＦＴ回路３１３と、
Ｍ個のアップサンプラ３１４−１乃至３１４−Ｍと、互
いに縦続接続された（Ｍ−１）個の遅延回路３１５−１
乃至３１５−（Ｍ−１）とを備えて構成される。

【００６９】データシーケンスｘ（ｎ）の離散的フーリ
エ変換（ＤＦＴ）は次式のように定義される。

【００７０】

【数３１】

【００７１】ここで、Ｗ＝ｅｘｐ（−ｊ２π／Ｍ）であ
る。ＤＦＴのｋ番目のサブバンド出力は、次式で表され
る。

【００７２】

【数３２】

【００７３】ここで、０≦ｋ≦Ｍ−１である。但し、ｘ
（ｎ）はデータシーケンスであり、Ｔ_sはサンプリング
間隔である。ここでは、シンボルレートでのサンプリン
グを仮定しており、Ｔ_s＝１／Ｂである。ｋ番目のサブ
バンドのＤＦＴ分析のインパルス応答、及び合成フィル
タのインパルス応答は、以下のように表すことができ
る。

【００７４】

【数３３】 ｈ_k（ｎ）＝ｅｘｐ｛−ｊ２π（Ｍ−１−ｎ）ｋ／Ｍ｝ ｆ_k（ｎ）＝ｅｘｐ（ｊ２πｎｋ／Ｍ）， ここで、０≦ｎ≦Ｍ−１，０≦ｋ≦Ｍ−１

【００７５】従って、フィルタの伝達関数は、次式で表
される。

【００７６】

【数３４】

【００７７】また、ｋ番目の分析フィルタの周波数応答
は、次式で表される。

【００７８】

【数３５】 Ｈ^(k)（ｆ） Ｍ−１ ＝ Σ ｅｘｐ（−ｊ２πｎｆ）ｅｘｐ｛−ｊ２π（Ｍ−１−ｎ）ｋ／Ｍ｝ ｎ＝０ ＝｛ｓｉｎ（πＭ（ｆ−ｋ／Ｍ））／ｓｉｎ（π（ｆ−ｋ／Ｍ））｝ ×ｅｘｐ｛−ｊπ（Ｍ−１）（ｆ−ｋ／Ｍ）｝

【００７９】但し、ｆは信号帯域幅Ｂに関する正規化周
波数を示す。上記数３５及び、次式の

【数３６】ｐ^(k)（ｆ）＝｜Ｈ^(k)（ｆ）｜²ｐ（ｆ） から、ｋ番目のサブバンドフィルタ出力信号の自己相関
関数及び信号相関係数が以下のように得られる。

【００８０】

【数３７】 及び、

【数３８】ρ^(k)（τ）＝αｒ^(k)（τ）／ｒ^(k)（０）

【００８１】異なるサブバンドｋに対する信号相関係数
を図６に示す。図６から明らかなように、τ／Ｔ_sが整
数の場合にのみ、この曲線が平坦であることがわかる。
他の場合には、信号相関係数はｋ＝０で最大値を有し、
また、ｋ＝Ｍ／２において、特に、τ／Ｔ_sの小数部が
０．５の場合に当該信号相関係数は非常に小さくなる。

【００８２】Ｂτ＝１、ｋ＝０のときの２波間の相関係
数を、図５において点線で示している。Ｍ＝１６のと
き、｜ρ^(k)（τ）｜は約０．９３５である。図５及び
図６から明らかなように、ＤＦＴフィルタバンク３００
が提供する信号相関の強化はかなり弱いことがわかる。

【００８３】効果的なサブバンド信号処理の実現には、
完全再構成又は近似完全再構成（Near Perfect Reconst
ruction:ＮＰＲ）のＱＭＦ（Quadrature mirror filte
r；直交ミラーフィルタ）フィルタバンク、又はより実
際的には疑似ＱＭＦフィルタバンクが多く使用される
（例えば、従来技術文献９、従来技術文献２０「R.D.Ko
ipillai and P.P.Vaidyanathan,“New results of cosi
ne-modulated FIR filterbanks satisfying perfect re
construction”,in Proc.IEEE Int.Conf.ASSP,Toronto,
pp.1789-1792,May 1991」及び従来技術文献２１参
照。）。

【００８４】次いで、ＱＭＦフィルタバンクによるサブ
バンド分割について説明する。ＱＭＦフィルタバンクま
たは擬似ＱＭＦフィルタバンクの構造は、図３に示す理
想フィルタバンク２００の構造と同様であるが、個々の
フィルタ特性は、実現不可能な理想フィルタと異なり、
有限個タップの有限長インパルス応答フィルタ（以下、
ＦＩＲフィルタという。）で構成できる。近似完全再構
成（ＮＰＲ）疑似ＱＭＦ分析のインパルス応答ｈ
_k’（ｎ）及び合成フィルタのインパルス応答ｆ
_k’（ｎ）はそれぞれ、基本フィルタｈ（ｎ）の実線形
位相インパルス応答の余弦波で変調されたバージョンで
あり、次式のように表される。

【００８５】

【数３９】 ｈ_k’（ｎ） ＝２ｈ(ｎ)ｃｏｓ{(２ｋ’＋１)(π／２Ｍ’）（ｎ−（Ｎ−１）／２） ＋（−１）^k’（π／４）｝ ｆ_k’（ｎ） ＝２ｈ（ｎ）ｃｏｓ｛（２ｋ’＋１）（π／２Ｍ’）（ｎ−（Ｎ−１）／２） −（−１）^k’π／４） ここで、０≦ｎ≦Ｎ−１，０≦ｋ≦Ｍ’−１

【００８６】ここで、ＮはＦＩＲタップ数である。ここ
で、ｈ（ｎ）のｚ変換は、 Ｈ（ｚ）＝Σ_n=0 ^N-1ｈ（ｎ）ｚ^-n であり、ｈ_k’（ｎ）のｚ変換は、次式で表される。

【００８７】

【数４０】 Ｈ^(k’)（ｚ） ＝ａ_k’ｃ_k’Ｈ（ｚＷ^(k+1/2)）＋ａ_k’ ^*ｃ_k’ ^*Ｈ（ｚＷ^-(k’+1/2)） ＝Ｈ^(k’,1)（ｚ）＋Ｈ^(k’,2)（ｚ） ここで、 Ｗ＝ｅｘｐ（−ｊπ／Ｍ’）， ａ_k’＝ｅｘｐ（ｊθｋ’）， ｃ_k’＝Ｗ^{(k’+1/2)((N-1)/2)}， 及び θ_k’＝（−１）^k’（π／４）

【００８８】ミラー効果のため、ＱＭＦサブバンドフィ
ルタを直接使用しても異なるサブバンドに対してサブバ
ンド信号相関係数が均等に強化されない。この問題点を
解決するため、本発明に係る実施形態では、各サブバン
ド分析フィルタを２つのサブバンドフィルタ、Ｈ^(k,1)
（ｚ）及びＨ^(k,2)（ｚ）に分割する。従って、我々が
改善されたＱＭＦサブバンド処理方法において、分析フ
ィルタバンクは２Ｍ’個のサブバンド符号化（ＳＢＣ）
フィルタバンクとなる一方、合成フィルタバンクはＭ’
個のＱＭＦバンクとなる。

【００８９】表記法を簡単化しかつ統一するために、次
式のように、サブバンドインデックス（ｋ’，ｉ）をｋ
と表す。

【００９０】

【数４１】ｋ ＝ｋ’ ；ｉ＝１のとき ＝ｋ’＋Ｍ’；ｉ＝２のとき

【００９１】このとき、次式を得る。

【００９２】

【数４２】 Ｈ^(k)（ｚ） ＝ａ_kｃ_kＨ（ｚＷ^(k+1/2)）；０≦ｋ＜Ｍ／２のとき ＝ａ_k-M/2 ^*ｃ_k-M/2 ^*Ｈ（ｚＷ^-(k+(1-M)/2）；Ｍ／２≦ｋ＜Ｍのとき Ｆ^(k)（ｚ） ＝ａ_k ^*ｃ_kＨ（ｚＷ^(k+1/2)）＋ａ_kｃ_k ^*Ｈ（ｚＷ^-(k+1/2)）； ０≦ｋ＜Ｍ／２のとき 並びに、

【数４３】 ｈ_k（ｎ） ＝２ｈ（ｎ）ｅｘｐ｛（２ｋ＋１）（π／Ｍ）（ｎ−（Ｎ−１）／２） ＋（−１）^k（π／４）｝；０≦ｋ＜Ｍ／２のとき ＝２ｈ（ｎ）ｅｘｐ｛−（２ｋ−Ｍ＋１）（π／Ｍ）（ｎ−（Ｎ−１）／２） −（−１）^(k-M/2)（π／４）｝；Ｍ／２≦ｋ＜Ｍのとき ｆ_k（ｎ） ＝２ｈ（ｎ）ｃｏｓ｛（２ｋ＋１）（π／Ｍ）（ｎ−（Ｎ−１）／２） −（−１）^k（π／４）｝；０≦ｋ＜Ｍ／２のとき

【００９３】合成フィルタに対して、ただ（Ｍ／２）個
のフィルタを必要とするために、合成フィルタでは、０
≦ｋ＜（Ｍ／２）となる。ｋ番目のサブバンド（ｋ≧Ｍ
／２）は、（ｋ−Ｍ／２）番目のサブバンドの同一の合
成フィルタを使用する。

【００９４】図７に、本発明に係る実施形態である改善
されたＱＭＦフィルタバンク３００の構成を示す。図７
において、改善されたＱＭＦフィルタバンク３００は、
Ｍ分配器５ａと、分析フィルタバンク６と、合成フィル
タバンク９と、加算器２１０とを備える。ここで、分析
フィルタバンク６は、それぞれ数４２で表された伝達関
数を有するＭ個の帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）６１−１
乃至６１−Ｍと、それぞれダウンサンプリングレートＭ
／２を有するＭ個のダウンサンプラ６２−１乃至６２−
Ｍとを備える。ここで、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）６
１−１，６１−３，…，６１−（Ｍ−３），６１−（Ｍ
−１）の伝達関数は、Ｈ⁽⁰⁾（ｚ），Ｈ⁽¹⁾（ｚ），…，
Ｈ^(M/2-2)（ｚ），Ｈ^(M/2-1)（ｚ）に設定され、帯域通
過フィルタ（ＢＰＦ）６１−２，６１−４，…，６１−
（Ｍ−２），６１−Ｍの伝達関数は、Ｈ^(M/2)（ｚ），
Ｈ^(M/2+1)（ｚ），…，Ｈ^(M-2)（ｚ），Ｈ^(M-1)（ｚ）
に設定される。

【００９５】ここで、Ｍ分配器５ａによりＭ分配された
Ｍ個の入力信号ｘ（ｎ）がそれぞれ帯域通過フィルタ６
１−１乃至６１−Ｍに入力され、帯域ろ波された後、帯
域分割されたサブバンド毎に、ダウンサンプラ６２−１
乃至６２−Ｍによってダウンサンプリングされ、合成フ
ィルタバンク９に伝送される。一方、合成フィルタバン
ク９は、それぞれアップサンプリングレートＭ／２を有
するＭ個のアップサンプラ９１−１乃至９１−Ｍと、そ
れぞれ数４２で表された伝達関数を有するＭ／２個の帯
域通過フィルタ（ＢＰＦ）９２−１乃至９２−（Ｍ／
２）とを備え、分析フィルタバンク６からのＭ個の信号
がそれぞれ、帯域分割されたサブバンド毎に、Ｍ個のア
ップサンプラ９１−１乃至９１−Ｍに入力されてアップ
サンプリングされた後、帯域分割されたサブバンドの２
つ毎にＭ／２個の帯域通過フィルタ９２−１乃至９２−
（Ｍ／２）により帯域ろ波される。そして、帯域ろ波さ
れたＭ／２個の信号は，加算器１０により加算されて、
加算結果が出力信号ｙ（ｎ）となる。ここで、帯域通過
フィルタ（ＢＰＦ）９２−１乃至９２−（Ｍ／２）の伝
達関数は、Ｆ⁽⁰⁾（ｚ），Ｆ⁽¹⁾（ｚ），Ｆ⁽²⁾（ｚ），
…，Ｆ^(M/2-2)（ｚ），Ｆ^(M/2-1)（ｚ）に設定される。
各帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）９２−１乃至９２−（Ｍ
／２）はそれぞれ、入力される２つの信号に基づいて、
数４２の第３式に従って，帯域ろ波して帯域ろ波後の１
つの信号を加算器１０に出力する。

【００９６】図７の改善されたＱＭＦフィルタバンク３
００では、数３７と同様に、こうした２種類のサブバン
ドフィルタの出力の自己相関関数が以下のように得られ
る。

【００９７】

【数４４】

【００９８】ここで、参照信号ｒ^(k+M/2)（０≦ｋ＜Ｍ
／２）は参照信号ｒ^(k)の複素共役であるので、上記数
４４から明らかなように、ｋ番目の２つのサブサブバン
ドフィルタ出力における２個のマルチパス波成分間の信
号相関係数は次式によって計算されることがわかる。

【００９９】

【数４５】ρ^(k)（τ）＝αｒ^(k)（τ）／ｒ^(k)（０）

【０１００】図８は、改善されたＱＭＦフィルタバンク
３００における異なるサブバンドｋの信号相関係数を示
している。ＦＩＲ係数は従来技術文献２１に基づいて計
算しており、Ｍ＝４、８、１６、３２に対するタップ数
はそれぞれ４８、６４、１２８、２５６である。図８か
ら明らかなように、ｋ＝Ｍ／２−１及びｋ＝Ｍ／２の２
つのサブサブバンドを除いて全体のサブバンドにわたっ
て｜ρ^(k)（τ）｜は平坦であることがわかる。従っ
て、ＱＭＦフィルタバンクに基づくサブバンド信号処理
の後は、異なるサブバンドに対しても信号相関がほぼ等
しく強化される。

【０１０１】改善されたＱＭＦフィルタバンクにおい
て、Ｂτ＝１、ｋ＝０の場合の信号相関係数を図５にお
いて点線で示す。図５から明らかなように、ＱＭＦに基
づく改善されたフィルタバンクが、理想ＦＩＲフィルタ
の場合に極めて近い信号相関強化の特性を有することが
わかる。

【０１０２】次いで、サブバンドアダプティブアレーア
ンテナについて説明する。上述したように、マルチパス
波間の信号相関の増加、及びフィルタバンクを活用した
サブバンド信号処理による信号相関の強化に伴ってアレ
ーアンテナの特性が向上することについて説明した。従
って、サブバンド信号処理方法をアダプティブアレーア
ンテナに適用すれば、マルチパスフェージング環境にお
けるアレーアンテナ特性の向上を可能にするサブバンド
アダプティブアレーアンテナが形成される。以下では、
サブバンドアダプティブアレーアンテナの動作について
説明する。

【０１０３】ここでは、改善された擬似ＱＭＦフィルタ
バンクを有するＬＭＳアダプティブアレーアンテナにつ
いて考える。アレーアンテナ１００のアンテナ素子１−
１乃至１−Ｎの各出力と参照信号はそれぞれＭ個のサブ
バンドに分割され、各サブバンドでの各荷重係数は、サ
ブバンド参照信号に収束するように、合成されたサブバ
ンド出力を制御する。システムは参照信号をほぼ完全に
再構成するように設計されているため、アレーアンテナ
は参照信号に収束した後に近似完全再構成（ＮＰＲ）と
なることが保証されている。従って、ｋ番目のサブバン
ドにおける定常状態の最適な荷重係数ベクトルは次式に
よって与えられる。

【０１０４】

【数４６】 ｗ^(k)＝Ｒ_XX ^(k)-1ｒ_D ^(k)；ｋ＝１，２，…，Ｍ ここで、

【数４７】Ｒ_XX ^(k)＝Ｅ［ｘ^(k)H（ｔ）ｘ^(k)（ｔ）］

【数４８】ｒ_D ^(k)＝Ｅ［ｘ^(k)（ｔ）ｒ^(k)*（ｔ）］

【０１０５】上述の考察から、各サブバンドではマルチ
パス波が極めて高い信号相関を有しており、またサブバ
ンド数Ｍの増加に伴って漸近的に単一波としての特性を
有する。従って、上記数４６によって表される荷重係数
を各サブバンド信号に対して荷重した後に合成すること
により、マルチパスフェージングの影響が軽減される。
つまり、希望信号の場合、マルチパス波は等化によって
最大比で合成され、またマルチパス波を有するＣＣＩ信
号は信号アレーの自由度によって抑圧される。

【０１０６】上述の考察に基づいて、また，上記数１３
からｋ番目のサブバンドにおける出力ＳＩＮＲを次式の
ように得ることができる。

【０１０７】

【数４９】 ＳＩＮＲ^(k) ＝Ｐ_S ^(k)／Ｐ_IN ^(k) ＝（σ_D ^(k)2｜ａh_D ^(k)HＲ_N ^(k)-1ａh_D ^(k)｜²）／（ａh_D ^(k)HＲ_N ^(k)-1ａh_D ^(k)）

【０１０８】ここで、Ｐ（ｋ）_S、Ｐ（ｋ）_INはそれぞ
れ、ｋ番目のサブバンドにおける処理対象の出力信号電
力及び干渉信号出力電力である。従って、アレーアンテ
ナの出力ＳＩＮＲ_SUBは以下のようになる。

【０１０９】

【数５０】

【０１１０】さらに、図１及び図２を参照してアレーア
ンテナの制御装置の構成及び動作について説明する。ア
レーアンテナ１００は、例えば１直線上に例えば半波長
の間隔で配置された複数Ｎ個のアンテナ素子１−１乃至
１−Ｎを備えて構成される。なお、アレーアンテナ１０
０においては、複数Ｎ個のアンテナ素子１−１乃至１−
Ｎは２次元の所定の配置形状で互いに所定の間隔で近接
して配置されてもよい。

【０１１１】相手方の送信局からの送信信号は、複数Ｎ
個のアンテナ素子１−１乃至１−Ｎが並置される直線に
対して垂直な直線に対して定義される入射角（到来角：
ＤＯＡ）θで入力してアレーアンテナ１００で受信され
る。各アンテナ素子１−１乃至１−Ｎで受信された受信
信号はそれぞれダウンコンバータ２−１乃至２−Ｎに入
力される。ダウンコンバータ２−１乃至２−Ｎはそれぞ
れ、入力される受信信号を所定の中間周波数の信号（以
下、ＩＦ信号という。）に低域変換して、ＩＦ／ＩＱ変
換器３−１乃至３−Ｎに出力する。次いで、ＩＦ／ＩＱ
変換器３−１乃至３−Ｎはそれぞれ、互いに直交する２
つの局部発振信号を用いて、入力されるＩＦ信号を、互
いに直交するＩ信号とＱ信号とに変換してＡ／Ｄ変換器
４−１乃至４−Ｎに出力する。図１及び図２の信号にお
いて、ＩＦ／ＩＱ変換器３−１乃至３−Ｎ及び参照信号
発生器１４よりも以降の信号はすべて互いに直交するＩ
信号とＱ信号で処理している。さらに、Ａ／Ｄ変換器４
−１乃至４−Ｎはそれぞれ、入力されるＩ信号とＱ信号
をＡ／Ｄ変換してディジタルＩ信号とディジタルＱ信号
とに変換してＭ分配器５−１乃至５−Ｎに出力する。各
Ｍ分配器５−１乃至５−Ｎは、入力された信号をＭ分配
して分析フィルタバンク６−１乃至６−Ｎの各帯域通過
フィルタ（ＢＰＦ）６１−１乃至６１−Ｍに出力する。
各分析フィルタバンク６−１乃至６−Ｎは、互いに同様
にかつ図７と同様に構成され、入力されたＭ個の信号を
サブバンド毎に帯域ろ波した後ダウンサンプリングして
図２の荷重係数加算回路７−１乃至７−Ｍ及び荷重係数
制御回路１１−１乃至１１−Ｍに出力する。

【０１１２】一方、参照信号発生器１４は、送信局から
送信される同期パターンと同一の同期パターンを含む参
照信号ｒ（ｔ）を互いに直交するＩ信号とＱ信号の形式
で発生してＭ分配器１５に出力する。Ｍ分配器１５は、
入力された信号をＭ分配して分析フィルタバンク１６の
各帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）６３−１乃至６３−Ｍに
出力する。分析フィルタバンク１６は、Ｍ個の帯域通過
フィルタ（ＢＰＦ）６３−１乃至６３−ＭとＭ個のダウ
ンサンプラ６４−１乃至６４−Ｍとを備えて、図７と同
様に構成され、入力されたＭ個の信号をサブバンド毎に
帯域ろ波した後ダウンサンプリングして図２の荷重係数
制御回路１１−１乃至１１−Ｍに出力する。

【０１１３】荷重係数加算回路７−１乃至７−Ｍは各サ
ブバンド毎に設けられ、互いに同様に構成され、対応す
るサブバンドにおける分析フィルタのろ波後のＮ個の信
号を荷重係数制御回路１１−１乃至１１−Ｍによって決
定された荷重係数ｗ₁（ｍ）乃至ｗ_N（ｍ）（Ｍ＝１，
２，３，…，Ｍ）で乗算する乗算器７１−１乃至７１−
Ｎと、乗算器７１−１乃至７１−Ｎからの出力信号を加
算する加算器７２とを備えて構成される。各荷重係数加
算回路７−１乃至７−Ｍの加算器７２からの出力信号は
それぞれ、（Ｎ＋１）分配器８−１乃至８−Ｍに入力さ
れて（Ｎ＋１）分配された後、合成フィルタバンク９の
各アップサンプラ９１−１乃至９１−Ｍ及び荷重係数制
御回路１１−１乃至１１−Ｍに出力される。

【０１１４】合成フィルタバンク９は、Ｍ個のアップサ
ンプラ９１−１乃至９１−Ｍと、Ｍ／２個の帯域通過フ
ィルタ９２−１乃至９２−（Ｍ／２）とを備えて、図７
と同様に構成され、入力されるＭ個の信号をアップサン
プリングした後、上述の帯域ろ波を行なって加算器１０
に出力する。加算器１０は入力されるＭ／２個の信号を
加算合成して受信信号ｙ（ｔ）として出力する。

【０１１５】一方、Ｍ個の荷重係数制御回路１１−１乃
至１１−Ｍはサブバンド毎に互いに同様に構成され、入
力される参照信号ｒ^(m)（Ｍ＝１，２，３，…，Ｍ；以
下同様である。）と（Ｍ＋１）分配された信号ｓａ^(m)
との差を加算器１１１で演算した後、素子に対応して設
けられる荷重係数制御器１１３−１乃至１１３−Ｎに入
力され、荷重係数制御器１１３−１乃至１１３−Ｎは、
この入力信号と、さらには、分析フィルタバンク６−１
乃至６−Ｍから出力されるサブバンド信号ｘ₁ ^(m)，ｘ₂
^(m)，…，ｘ_N ^(m)とに基づいて、例えば公知のＬＭＳア
ルゴリズムを用いて、上記差の２乗平均が最小となるよ
うに、乗算器７１−１乃至７１−Ｎの荷重係数ｗ
₁（ｍ）乃至ｗ_N（ｍ）を制御設定する。本実施形態で
は、ＬＭＳアルゴリズムを用いて荷重係数を計算してい
るが、本発明はこれに限らず、例えば、公知のＣＭＡ
（Constant Modulus Algorithm）アルゴリズムなどを用
いてもよい。

【０１１６】以上の実施形態において、各分析フィルタ
バンク６−１乃至６−Ｎと合成フィルタバンク９との組
み合わせは、近似的な完全再構成条件を満たすＱＭＦフ
ィルタバンクである。ここで、各分析フィルタバンク６
−１乃至６−Ｎは、互いに異なる通過帯域を有する複数
Ｍ個の第１の帯域通過フィルタ６１−１乃至６１−Ｍ
と、Ｍ／２のダウンサンプリングレートを有する複数Ｍ
個のダウンサンプラ６２−１乃至６２−Ｍとを備える。
各分析フィルタバンク６−１乃至６−Ｍによって帯域ろ
波される全帯域をより低い第１の帯域とより高い第２の
帯域とに２分割したときに、上記第１の帯域の各サブバ
ンドをそれぞれ上記第２の帯域の各サブバンドに周波数
の昇順で対応させる。すなわち、帯域通過フィルタ６１
−１のサブバンドと帯域通過フィルタ６１−２のサブバ
ンドを対応させ、帯域通過フィルタ６１−３のサブバン
ドと帯域通過フィルタ６１−４のサブバンドを対応さ
せ、以下同様にして、帯域通過フィルタ６１−（Ｍ−
１）のサブバンドと帯域通過フィルタ６１−Ｍのサブバ
ンドを対応させる。合成フィルタバンク９は、（ａ）複
数Ｍ個の荷重係数加算回路７−１乃至７−Ｍから出力さ
れる各信号をそれぞれＭ／２のアップサンプリングレー
トでアップサンプリングして出力する複数Ｍ個のアップ
サンプラ９１−１乃至９１−Ｍと、（ｂ）上述のよう
に、第１の帯域の各サブバンドをそれぞれ上記第２の帯
域の各サブバンドに周波数の昇順で対応させたときの、
対応する各２個のサブバンド毎の上記アップサンプラか
らの信号をそれぞれ帯域通過ろ波しかつ帯域合成する複
数Ｍ／２個の第２の帯域通過フィルタ９１−１乃至９１
−Ｍ（ここで、図７に示すように、アップサンプラ９１
−１と９１−２の出力が帯域通過フィルタ９２−１に入
力され、アップサンプラ９１−３と９１−４の出力が帯
域通過フィルタ９２−２に入力され、以下同様にして、
アップサンプラ９１−（Ｍ−１）と９１−Ｍの出力が帯
域通過フィルタ９２−（Ｍ／２）に入力される。）と、
（ｃ）上記複数Ｍ個の第２の帯域通過フィルタ９２−１
乃至９２−（Ｍ／２）からの複数Ｍ／２個の信号を加算
する加算器１０とを備えて構成される。

【０１１７】

【実施例】本発明者は、上述の解析及び装置動作を評価
するため、コンピュータによるシミュレーションを行な
った。シミュレーションは、等間隔のリニア３素子のＬ
ＭＳアダプティブアレーアンテナを対象にして行う。素
子間間隔は半波長である。希望信号及び干渉信号は両方
共、ＱＰＳＫ変調によって変調されているものとする。
ロールオフ比は０．５である。

【０１１８】まず最初に２波を有する希望信号のみが存
在するケースについて考察する。ここで、σ_D1 ²＝σ_D2 ²
＝１０ｄＢ、σ_N ²＝０ｄＢである。図９は、出力ＳＩＮ
Ｒとサブバンド数Ｍとの関係を示している。以下の各図
では、Ｍ＝１はサブバンドの分解なしに信号を処理する
ケースを表わしている。これらの図では、直接波のＤＯ
Ａ（到来角）は、ブロードサイド方向から０゜である。
遅延波のＤＯＡがそれぞれ４０゜及び２゜である２つの
ケースについて示す。２波間の遅延時間はＴ_sである。

【０１１９】図９から明らかなように、両方のケース共
に出力ＳＩＮＲがサブバンド数Ｍに伴って増加すること
が確認される。θ_D2＝４０゜のとき、直接波と遅延波が
十分離れており、アレーアンテナＤＯＦが非相関遅延波
の抑圧に十分であるため、サブバンド信号処理を行なわ
なくてもアレーアンテナ出力ＳＩＮＲは非常に高い。従
って、サブバンド信号処理による向上は顕著ではない。

【０１２０】しかしながらθ_D2＝２゜の場合は、通常の
アレーアンテナを用いるときに、出力ＳＩＮＲが非常に
低い（１．７ｄＢ）。２信号のＤＯＡが非常に接近して
いるため、アレーアンテナの分解限界によって出力ＳＩ
ＮＲの減衰が生じる。サブバンド数Ｍが増加すると、ア
レーアンテナ出力ＳＩＮＲの特性が急速に向上する。こ
れは、サブバンド信号処理の等化能力を確認するもので
ある。

【０１２１】上記のケースにさらに２つのマルチパス波
を追加し、図１０にその出力ＳＩＮＲを示す。新たなマ
ルチパス波は同じ入力信号レベルを有し、そのＤＯＡは
それぞれ２０°、６０°であり、直接波に関する遅延時
間は２Ｔ_s及び３Ｔ_sである。この場合、サブバンド信号
処理を行なわなければ、すべてのマルチパス波は互いに
相関せず、アレーアンテナは３つの遅延波を抑圧しよう
とする。３素子のアレーアンテナは２つのＤＯＦを有し
ている。従って、アレーアンテナＤＯＦでは不充分であ
り、アレーアンテナは良好な特性を発揮することができ
ない。図１０から明らかなように、この出力ＳＩＮＲが
ほぼ０ｄＢであることがわかる。

【０１２２】これに対して、サブバンド信号処理を行う
場合は、４波を一つの等価波として漸近的に処理され、
サブバンド数Ｍの増加に伴って出力ＳＩＮＲが急速に増
加する。サブバンド数Ｍが４以上の時、ビットエラーレ
ート（ＢＥＲ）が１０^-5より低く、また、出力ＳＩＮＲ
は１３ｄＢを超過する。

【０１２３】図１１は、図９で考察したケースに２つの
ＣＣＩ信号を加えた場合の出力ＳＩＮＲを示している。
σ_I1 ²＝σ_I2 ²＝２０ｄＢ、またＤＯＡをそれぞれ２０
゜、６０゜と仮定する。両者間の遅延時間はＴ_sとす
る。サブバンド信号処理を行わない場合、アレーアンテ
ナは希望信号の遅延波と２つの非相関ＣＣＩ波を抑圧す
る。図１０のケースと同様に、アレーアンテナＤＯＦは
十分でなく、出力ＳＩＮＲは−１．６ｄＢと悪い。サブ
バンド信号処理を行う場合は、希望信号２波が等価の単
一信号として処理され、ＣＣＩ信号２波が他の等価波と
して処理される。従って、アレーアンテナＤＯＦは十分
であり、出力ＳＩＮＲは、Ｍ＝４で７．１ｄＢに、Ｍ＝
８で１２ｄＢに増加する。図１２は、それに対応するＢ
ＥＲ特性を示している。ＢＥＲ特性は、Ｍの増加に伴っ
て急速に減少する。

【０１２４】以上説明したように、本発明に係る実施形
態では、マルチパスフェージングを軽減するサブバンド
アダプティブアレーアンテナを提案し、詳細な分析を行
ってきた。準最適な周波数空間信号処理を提供するサブ
バンドアダプティブアレーアンテナは、移動通信におけ
るマルチパスフェージング問題を軽減し、同一チャンネ
ル干渉（ＣＣＩ）信号を抑圧する強力な方法である。サ
ブバンドの観点からパラレルの狭帯域信号処理を行なう
こうした方法は、他の時間空間信号処理方式の場合より
も速い収束性のあることは、従来技術文献１５で確認さ
れている。従って、本実施形態によれば、従来例と比較
して、マルチパス伝搬路における信号相関係数の絶対値
を高くすることができ、これにより、マルチパスフェー
ジングを軽減し、同一チャンネル干渉（ＣＣＩ）信号を
抑圧することができる。さらに、合成フィルタバンク９
の帯域通過フィルタの個数を半減することができ、構成
が簡単であって実用化することができるアレーアンテナ
の制御装置を提供することができる。

【０１２５】

【発明の効果】以上詳述したように本発明に係るアレー
アンテナの制御装置によれば、所定の配置形状で近接し
て並置された所定の複数Ｎ個のアンテナ素子からなるア
レーアンテナを制御するためのアレーアンテナの制御装
置において、上記アレーアンテナの各アンテナ素子でそ
れぞれ受信された複数Ｎ個の受信信号を複数Ｎ個のディ
ジタル受信信号にＡ／Ｄ変換して出力する変換手段と、
上記複数Ｎ個のアンテナ素子に対応して複数Ｎ個設けら
れ、上記変換手段から出力される複数Ｎ個のディジタル
受信信号をそれぞれ複数Ｍ個の所定のサブバンドに帯域
分割した後所定のダウンサンプリングレートでダウンサ
ンプリングして出力する分析フィルタ手段と、上記複数
Ｍ個のサブバンドに対応して複数Ｍ個設けられ、上記分
析フィルタ手段から出力される複数Ｎ個の信号をそれぞ
れ所定の各Ｎ個の荷重係数で乗算した後加算して出力す
る荷重係数加算手段と、上記複数Ｍ個の荷重係数加算手
段から出力される各信号をそれぞれ所定のアップサンプ
リングレートでアップサンプリングした後、各２個のサ
ブバンド毎に帯域通過ろ波しかつ帯域合成した後加算し
て受信信号として出力する合成フィルタ手段と、上記複
数Ｍ個の荷重係数加算手段から出力される各Ｎ個の信号
と、上記複数Ｎ個の分析フィルタ手段から出力される各
Ｍ個の信号と、所定の参照信号とに基づいて、上記参照
信号と上記荷重係数加算手段からの対応する各Ｍ個の信
号との誤差が最小となるように、上記各（Ｍ×Ｎ）個の
荷重係数を決定して制御設定する荷重係数制御手段とを
備え、上記各分析フィルタ手段と上記合成フィルタ手段
との組み合わせは、近似的な完全再構成条件を満たすＱ
ＭＦフィルタバンクであり、上記各分析フィルタ手段
は、互いに異なる通過帯域を有する複数Ｍ個の第１の帯
域通過フィルタと、Ｍ／２のダウンサンプリングレート
を有する複数Ｍ個のダウンサンプラとを備え、上記各分
析フィルタ手段によって帯域ろ波される全帯域をより低
い第１の帯域とより高い第２の帯域とに２分割したとき
に、上記第１の帯域の各サブバンドをそれぞれ上記第２
の帯域の各サブバンドに周波数の順序で対応させ、上記
合成フィルタ手段は、上記複数Ｍ個の荷重係数加算手段
から出力される各信号をそれぞれＭ／２のアップサンプ
リングレートでアップサンプリングして出力する複数Ｍ
個のアップサンプラと、上記第１の帯域の各サブバンド
をそれぞれ上記第２の帯域の各サブバンドに周波数の順
序で対応させたときの、対応する各２個のサブバンド毎
の上記アップサンプラからの信号をそれぞれ帯域通過ろ
波しかつ帯域合成する複数Ｍ／２個の第２の帯域通過フ
ィルタと、上記複数Ｍ個の第２の帯域通過フィルタから
の複数Ｍ／２個の信号を加算する加算器とを備える。

【０１２６】従って、本発明によれば、従来例と比較し
て、マルチパス伝搬路における信号相関係数の絶対値を
高くすることができ、これにより、マルチパスフェージ
ングを軽減し、同一チャンネル干渉（ＣＣＩ）信号を抑
圧することができる。さらに、合成フィルタバンク９の
帯域通過フィルタの個数を半減することができ、構成が
簡単であって実用化することができるアレーアンテナの
制御装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明に係る一実施形態であるアレーアンテ
ナの制御装置の第１の部分の構成を示すブロック図であ
る。

【図２】 本発明に係る一実施形態であるアレーアンテ
ナの制御装置の第２の部分の構成を示すブロック図であ
る。

【図３】 比較例１の理想フィルタバンク２００の構成
を示すブロック図である。

【図４】 比較例２のＤＦＴフィルタバンク３００の構
成を示すブロック図である。

【図５】 実施形態及び比較例２並びに理想状態におけ
る遅延時間がＴｓのときのサブバンド数Ｍに対する信号
相関係数の絶対値を示すグラフである。

【図６】 比較例２におけるサブバンドｋに対する信号
相関係数の絶対値を示すグラフである。

【図７】 本実施形態に係る改善されたＱＭＦフィルタ
バンク３００の構成を示すブロック図である。

【図８】 図７のＱＭＦフィルタバンク３００の実験結
果であって、サブバンドｋに対する信号相関係数の絶対
値を示すグラフである。

【図９】 図７のＱＭＦフィルタバンク３００の実験結
果であって、サブバンド数Ｍに対する出力ＳＩＮＲの第
１の例を示すグラフである。

【図１０】 図７のＱＭＦフィルタバンク３００の実験
結果であって、サブバンド数Ｍに対する出力ＳＩＮＲの
第２の例を示すグラフである。

【図１１】 図７のＱＭＦフィルタバンク３００の実験
結果であって、サブバンド数Ｍに対する出力ＳＩＮＲの
第３の例を示すグラフである。

【図１２】 図７のＱＭＦフィルタバンク３００の実験
結果であって、サブバンド数Ｍに対するビットエラーレ
ートを示すグラフである。

【符号の説明】

１−１乃至１−Ｎ…アンテナ素子、 ２−１乃至２−Ｎ…ダウンコンバータ、 ３−１乃至３−Ｎ…ＩＦ／ＩＱ変換器、 ４−１乃至４−Ｎ…Ａ／Ｄ変換器、 ５−１乃至５−Ｎ，５ａ…Ｍ分配器、 ６−１乃至６−Ｎ…分析フィルタバンク、 ７−１乃至７−Ｍ…荷重係数加算回路、 ８−１乃至８−Ｍ…（Ｎ＋１）分配器、 ９…合成フィルタバンク、 １０…加算器、 １１−１乃至１１−Ｍ…荷重係数制御回路、 １４…参照信号発生器、 １５…Ｍ分配器、 １６…分析フィルタバンク、 ６１−１乃至６１−Ｍ，６３−１乃至６３−Ｍ…帯域通
過フィルタ（ＢＰＦ）、 ６２−１乃至６２−Ｍ，６４−１乃至６４−Ｍ…ダウン
サンプラ、 ７１−１乃至７１−Ｎ…乗算器、 ７２…加算器、 ９１−１乃至９１−Ｍ…アップサンプラ、 ９２−１乃至９２−（Ｍ／２）…帯域通過フィルタ（Ｂ
ＰＦ）、 １１１…加算器、 １１２…Ｎ分配器、 １１３−１乃至１１３−Ｎ…荷重係数制御器、 １００…アレーアンテナ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 電子情報通信学会、1997年通信ソサイ エティ大会、講演論文集１、Ｂ−１− 59、「帯域分割／合成型ＣＭＡアダプテ ィブアレー」、1997年９月 (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H01Q 3/26

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 所定の配置形状で近接して並置された所
   定の複数Ｎ個のアンテナ素子からなるアレーアンテナを
   制御するためのアレーアンテナの制御装置において、 上記アレーアンテナの各アンテナ素子でそれぞれ受信さ
   れた複数Ｎ個の受信信号を複数Ｎ個のディジタル受信信
   号にＡ／Ｄ変換して出力する変換手段と、 上記複数Ｎ個のアンテナ素子に対応して複数Ｎ個設けら
   れ、上記変換手段から出力される複数Ｎ個のディジタル
   受信信号をそれぞれ複数Ｍ個の所定のサブバンドに帯域
   分割した後所定のダウンサンプリングレートでダウンサ
   ンプリングして出力する分析フィルタ手段と、 上記複数Ｍ個のサブバンドに対応して複数Ｍ個設けら
   れ、上記分析フィルタ手段から出力される複数Ｎ個の信
   号をそれぞれ所定の各Ｎ個の荷重係数で乗算した後加算
   して出力する荷重係数加算手段と、 上記複数Ｍ個の荷重係数加算手段から出力される各信号
   をそれぞれ所定のアップサンプリングレートでアップサ
   ンプリングした後、各２個のサブバンド毎に帯域通過ろ
   波しかつ帯域合成した後加算して受信信号として出力す
   る合成フィルタ手段と、 上記複数Ｍ個の荷重係数加算手段から出力される各Ｎ個
   の信号と、上記複数Ｎ個の分析フィルタ手段から出力さ
   れる各Ｍ個の信号と、所定の参照信号とに基づいて、上
   記参照信号と上記荷重係数加算手段からの対応する各Ｍ
   個の信号との誤差が最小となるように、上記各（Ｍ×
   Ｎ）個の荷重係数を決定して制御設定する荷重係数制御
   手段とを備え、 上記各分析フィルタ手段と上記合成フィルタ手段との組
   み合わせは、近似的な完全再構成条件を満たすＱＭＦフ
   ィルタバンクであり、 上記各分析フィルタ手段は、互いに異なる通過帯域を有
   する複数Ｍ個の第１の帯域通過フィルタと、Ｍ／２のダ
   ウンサンプリングレートを有する複数Ｍ個のダウンサン
   プラとを備え、 上記各分析フィルタ手段によって帯域ろ波される全帯域
   をより低い第１の帯域とより高い第２の帯域とに２分割
   したときに、上記第１の帯域の各サブバンドをそれぞれ
   上記第２の帯域の各サブバンドに周波数の順序で対応さ
   せ、 上記合成フィルタ手段は、 上記複数Ｍ個の荷重係数加算手段から出力される各信号
   をそれぞれＭ／２のアップサンプリングレートでアップ
   サンプリングして出力する複数Ｍ個のアップサンプラ
   と、 上記第１の帯域の各サブバンドをそれぞれ上記第２の帯
   域の各サブバンドに周波数の順序で対応させたときの、
   対応する各２個のサブバンド毎の上記アップサンプラか
   らの信号をそれぞれ帯域通過ろ波しかつ帯域合成する複
   数Ｍ／２個の第２の帯域通過フィルタと、 上記複数Ｍ個の第２の帯域通過フィルタからの複数Ｍ／
   ２個の信号を加算する加算器とを備えたことを特徴とす
   るアレーアンテナの制御装置。