JP2003315372A - 電流測定装置 - Google Patents
電流測定装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＧＩＳの中心導体電流や接地線電流の測定を
行う電流測定装置において、定常時電流を高精度に測定
し、且つ雷撃電流や地絡／短絡などの事故電流をも測定
可能な装置を安価なＡＤ変換器を用いて実現する。 【解決手段】 導体１に流れる電流に対応した電圧をロ
ゴスキーコイル２で検出し、入力調整回路３を調整され
た第１のアナログ値としてサンプルホールド回路４で保
持し、第１のアナログ値と、さらに安価なＡＤ変換器５
ＡおよびＤ／Ａ変換器６を介した第２のアナログ値との
電圧偏差を差動アンプ７で増幅し、電圧偏差を安価なＡ
Ｄ変換器８でデジタル値に変換してＣＰＵ９Ａに入力す
る。ＣＰＵ９Ａは、ＡＤ変換器５Ａ、８の各デジタル値
から各種電流を検出する。
行う電流測定装置において、定常時電流を高精度に測定
し、且つ雷撃電流や地絡／短絡などの事故電流をも測定
可能な装置を安価なＡＤ変換器を用いて実現する。 【解決手段】 導体１に流れる電流に対応した電圧をロ
ゴスキーコイル２で検出し、入力調整回路３を調整され
た第１のアナログ値としてサンプルホールド回路４で保
持し、第１のアナログ値と、さらに安価なＡＤ変換器５
ＡおよびＤ／Ａ変換器６を介した第２のアナログ値との
電圧偏差を差動アンプ７で増幅し、電圧偏差を安価なＡ
Ｄ変換器８でデジタル値に変換してＣＰＵ９Ａに入力す
る。ＣＰＵ９Ａは、ＡＤ変換器５Ａ、８の各デジタル値
から各種電流を検出する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、たとえばＧＩＳ
（ガス絶縁装置）の中心導体や接地線などに流れる各種
電流を測定する電流測定装置に関し、特に電流検出精度
を損なうことなくコストダウンを実現した電流測定装置
に関するものである。
（ガス絶縁装置）の中心導体や接地線などに流れる各種
電流を測定する電流測定装置に関し、特に電流検出精度
を損なうことなくコストダウンを実現した電流測定装置
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図５はたとえば特公平７−７０２１号公
報に記載された従来の電流測定装置を示す回路ブロック
図であり、ロゴスキーコイルを用いた電流測定装置を示
している。
報に記載された従来の電流測定装置を示す回路ブロック
図であり、ロゴスキーコイルを用いた電流測定装置を示
している。
【０００３】図５において、１は電流測定の対象となる
ＧＩＳ中心導体などの導体、２は導体１に取り付けられ
て導体１に流れる電流を検出するロゴスキーコイル、３
はロゴスキーコイル２から出力される検出電流値を適正
な電圧値に変換する入力調整回路、５は入力調整回路３
の出力電圧値（アナログ値）をデジタル値に変換するＡ
Ｄ変換器である。
ＧＩＳ中心導体などの導体、２は導体１に取り付けられ
て導体１に流れる電流を検出するロゴスキーコイル、３
はロゴスキーコイル２から出力される検出電流値を適正
な電圧値に変換する入力調整回路、５は入力調整回路３
の出力電圧値（アナログ値）をデジタル値に変換するＡ
Ｄ変換器である。
【０００４】９は電流測定装置の演算処理部を構成する
ＣＰＵ（マイクロコンピュータ）であり、ＡＤ変換器５
を制御して検出電圧値のＡＤ変換動作を実行させるとと
もに、ＡＤ変換結果を取り込み、電流検出用の演算を実
行する。１０はＣＰＵ９の演算結果を表示させる表示器
であり、ディスプレイやプリンタなどにより構成されて
いる。
ＣＰＵ（マイクロコンピュータ）であり、ＡＤ変換器５
を制御して検出電圧値のＡＤ変換動作を実行させるとと
もに、ＡＤ変換結果を取り込み、電流検出用の演算を実
行する。１０はＣＰＵ９の演算結果を表示させる表示器
であり、ディスプレイやプリンタなどにより構成されて
いる。
【０００５】次に、図５に示した従来の電流測定装置の
動作について説明する。まず、導体１に電流が流れる
と、ロゴスキーコイル２の両端には、導体１の電流の大
きさに対応した電圧が発生する。
動作について説明する。まず、導体１に電流が流れる
と、ロゴスキーコイル２の両端には、導体１の電流の大
きさに対応した電圧が発生する。
【０００６】ロゴスキーコイル２の両端に発生した電圧
（検出電流値に相当）は、入力調整回路３に入力され、
その後の電流検出処理に適正な電圧値に調整されて、Ａ
Ｄ変換器５に入力される。
（検出電流値に相当）は、入力調整回路３に入力され、
その後の電流検出処理に適正な電圧値に調整されて、Ａ
Ｄ変換器５に入力される。
【０００７】ＣＰＵ９は、ＡＤ変換器５を制御しながら
入力調整回路３の出力電圧値を取り込み、その後の電流
検出処理に適正な電圧値（デジタル値）として演算する
とともに、演算結果（電流測定値）を表示器１０に表示
する。
入力調整回路３の出力電圧値を取り込み、その後の電流
検出処理に適正な電圧値（デジタル値）として演算する
とともに、演算結果（電流測定値）を表示器１０に表示
する。
【０００８】しかしながら、図５のように、単一のＡＤ
変換器５を用いた従来の電流測定装置は、たとえばＧＩ
Ｓの中心導体に流れる電流測定や接地線電流の測定に適
用しようとした場合に、定常時電流を高精度に測定可能
で且つ雷撃電流や地絡／短絡などの事故電流をも測定可
能にするためには、ＡＤ変換器５として、最小分解能の
数万倍以上の計測範囲（以下、「ダイナミックレンジ」
という）を有する非常に高価なものを用いる必要があ
る。
変換器５を用いた従来の電流測定装置は、たとえばＧＩ
Ｓの中心導体に流れる電流測定や接地線電流の測定に適
用しようとした場合に、定常時電流を高精度に測定可能
で且つ雷撃電流や地絡／短絡などの事故電流をも測定可
能にするためには、ＡＤ変換器５として、最小分解能の
数万倍以上の計測範囲（以下、「ダイナミックレンジ」
という）を有する非常に高価なものを用いる必要があ
る。
【０００９】具体的には、導体１を変電所機器の導体と
し、導体１の電流測定用の電力用計器として図５のシス
テムを用いた場合、定常時電流値４ｋＡに対して０．２
％の測定精度が要求される。つまり、８Ａ（＝４ｋＡ×
０．００２）よりも細かな検出精度が必要となる。
し、導体１の電流測定用の電力用計器として図５のシス
テムを用いた場合、定常時電流値４ｋＡに対して０．２
％の測定精度が要求される。つまり、８Ａ（＝４ｋＡ×
０．００２）よりも細かな検出精度が必要となる。
【００１０】一方、事故時の電流は１２８ｋＡ（通常電
流の３２倍）に達するので、フルスケールで１２８ｋＡ
の電流が測定可能で、且つ検出精度は８Ａよりも小さな
検出能力が要求されることになる。
流の３２倍）に達するので、フルスケールで１２８ｋＡ
の電流が測定可能で、且つ検出精度は８Ａよりも小さな
検出能力が要求されることになる。
【００１１】したがって、ＡＤ変換器５に必要な分解能
は、８Ａ／１２８ｋＡ（＝１／１６０００）となり、Ａ
Ｄ変換器５のビット数として、検出精度を確保するため
には、１４ビット（＝１／１６７６８）以上が必要とな
る。
は、８Ａ／１２８ｋＡ（＝１／１６０００）となり、Ａ
Ｄ変換器５のビット数として、検出精度を確保するため
には、１４ビット（＝１／１６７６８）以上が必要とな
る。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】従来の電流測定装置は
以上のように構成されているので、たとえばＧＩＳの中
心導体に流れる電流測定などに適用した場合に、最小分
解能の数万倍以上のダイナミックレンジを有する高価な
ＡＤ変換器５を用いる必要があり、装置全体のコストア
ップを招くという問題点があった。
以上のように構成されているので、たとえばＧＩＳの中
心導体に流れる電流測定などに適用した場合に、最小分
解能の数万倍以上のダイナミックレンジを有する高価な
ＡＤ変換器５を用いる必要があり、装置全体のコストア
ップを招くという問題点があった。
【００１３】この発明は上記のような問題点を解決する
ためになされたもので、低分解能で安価なＡＤ変換器お
よびＤ／Ａ変換器を用いて広範なダイナミックレンジを
実現することにより、極めて安価な電流測定装置を得る
ことを目的とする。
ためになされたもので、低分解能で安価なＡＤ変換器お
よびＤ／Ａ変換器を用いて広範なダイナミックレンジを
実現することにより、極めて安価な電流測定装置を得る
ことを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】この発明に係る電流測定
装置は、測定対象となる導体に取り付けられて、導体に
流れる電流を検出するためのロゴスキーコイルと、ロゴ
スキーコイルの検出値に対応した電圧値を第１のアナロ
グ値として出力する入力調整回路と、第１のアナログ値
を第１のデジタル値に変換する第１のＡＤ変換器と、第
１のデジタル値を第２のアナログ値に変換するＤ／Ａ変
換器と、第１のアナログ値と第２のアナログ値との電圧
偏差を増幅して出力する差動アンプと、電圧偏差を第２
のデジタル値に変換する第２のＡＤ変換器と、Ｄ／Ａ変
換器、第１および第２のＡＤ変換器を制御するととも
に、第１および第２のデジタル値を取り込んで各種電流
値を検出するマイクロコンピュータとを備え、マイクロ
コンピュータは、第１および第２のデジタル値に基づい
て、導体に流れる通常電流および雷撃電流を検出するも
のである。
装置は、測定対象となる導体に取り付けられて、導体に
流れる電流を検出するためのロゴスキーコイルと、ロゴ
スキーコイルの検出値に対応した電圧値を第１のアナロ
グ値として出力する入力調整回路と、第１のアナログ値
を第１のデジタル値に変換する第１のＡＤ変換器と、第
１のデジタル値を第２のアナログ値に変換するＤ／Ａ変
換器と、第１のアナログ値と第２のアナログ値との電圧
偏差を増幅して出力する差動アンプと、電圧偏差を第２
のデジタル値に変換する第２のＡＤ変換器と、Ｄ／Ａ変
換器、第１および第２のＡＤ変換器を制御するととも
に、第１および第２のデジタル値を取り込んで各種電流
値を検出するマイクロコンピュータとを備え、マイクロ
コンピュータは、第１および第２のデジタル値に基づい
て、導体に流れる通常電流および雷撃電流を検出するも
のである。
【００１５】また、この発明に係る電流測定装置は、入
力調整回路の出力端子に挿入されて、第１のアナログ値
を保持するためのサンプルホールド回路を備え、サンプ
ルホールド回路に保持された第１のアナログ値は、第１
のＡＤ変換器および差動アンプに入力されるものであ
る。
力調整回路の出力端子に挿入されて、第１のアナログ値
を保持するためのサンプルホールド回路を備え、サンプ
ルホールド回路に保持された第１のアナログ値は、第１
のＡＤ変換器および差動アンプに入力されるものであ
る。
【００１６】
【発明の実施の形態】実施の形態１．以下、図面を参照
しながらこの発明の実施の形態１について詳細に説明す
る。図１はこの発明の実施の形態１を示す回路構成図で
あり、前述（図５参照）と同様のものについては、同一
符号を付して、または、符号の後に「Ａ」を付して詳述
を省略する。
しながらこの発明の実施の形態１について詳細に説明す
る。図１はこの発明の実施の形態１を示す回路構成図で
あり、前述（図５参照）と同様のものについては、同一
符号を付して、または、符号の後に「Ａ」を付して詳述
を省略する。
【００１７】図１において、入力調整回路３は、ロゴス
キーコイル２の検出値に対応した電圧値を第１のアナロ
グ値として出力する。４は入力調整回路３の出力電圧
（第１のアナログ値）を保持するサンプルホールド回路
である。
キーコイル２の検出値に対応した電圧値を第１のアナロ
グ値として出力する。４は入力調整回路３の出力電圧
（第１のアナログ値）を保持するサンプルホールド回路
である。
【００１８】５Ａはサンプルホールド回路４の出力電圧
（第１のアナログ値）をアナログ／デジタル変換する第
１のＡＤ変換器（以下、単に「ＡＤ変換器」という）で
あり、第１のアナログ値を第１のデジタル値に変換して
出力する。
（第１のアナログ値）をアナログ／デジタル変換する第
１のＡＤ変換器（以下、単に「ＡＤ変換器」という）で
あり、第１のアナログ値を第１のデジタル値に変換して
出力する。
【００１９】６はＡＤ変換器５Ａのデジタル出力（第１
のデジタル値）をデジタル／アナログ変換するＤ／Ａ変
換器であり、第１のデジタル値を第２のアナログ値に変
換して出力する。
のデジタル値）をデジタル／アナログ変換するＤ／Ａ変
換器であり、第１のデジタル値を第２のアナログ値に変
換して出力する。
【００２０】７は差動アンプであり、サンプルホールド
回路４の出力（第１のアナログ値）とＤ／Ａ変換器６の
出力（第２のアナログ値）との電圧偏差を増幅して出力
する。
回路４の出力（第１のアナログ値）とＤ／Ａ変換器６の
出力（第２のアナログ値）との電圧偏差を増幅して出力
する。
【００２１】８は第２のＡＤ変換器（以下、単に「ＡＤ
変換器」という）であり、差動アンプ７の出力（電圧偏
差）をアナログ／デジタル変換して第２のデジタル値を
出力する。
変換器」という）であり、差動アンプ７の出力（電圧偏
差）をアナログ／デジタル変換して第２のデジタル値を
出力する。
【００２２】ＣＰＵ９Ａは、サンプルホールド回路４、
Ｄ／Ａ変換器６、各ＡＤ変換器５Ａおよび８を制御する
とともに、各ＡＤ変換器５Ａおよび８のデジタル出力値
（第１および第２のデジタル値）を取り込んで処理し、
導体１に流れる各種電流値（通常電流および雷撃電流）
を検出する。
Ｄ／Ａ変換器６、各ＡＤ変換器５Ａおよび８を制御する
とともに、各ＡＤ変換器５Ａおよび８のデジタル出力値
（第１および第２のデジタル値）を取り込んで処理し、
導体１に流れる各種電流値（通常電流および雷撃電流）
を検出する。
【００２３】Ｃ４〜Ｃ６およびＣ８はＣＰＵ９Ａから出
力される制御信号であり、Ｃ４はサンプルホールド回路
４に対する制御信号、Ｃ５はＡＤ変換器５Ａに対する制
御信号、Ｃ６はＤ／Ａ変換器６に対する制御信号、Ｃ８
はＡＤ変換器８に対する制御信号である。
力される制御信号であり、Ｃ４はサンプルホールド回路
４に対する制御信号、Ｃ５はＡＤ変換器５Ａに対する制
御信号、Ｃ６はＤ／Ａ変換器６に対する制御信号、Ｃ８
はＡＤ変換器８に対する制御信号である。
【００２４】次に、図１に示したこの発明の実施の形態
１による動作について説明する。まず、導体１に流れる
電流に対応した電圧信号は、ロゴスキーコイル２で検出
され、入力調整回路３で適正な電圧値に調整された後、
サンプルホールド回路４に入力される。
１による動作について説明する。まず、導体１に流れる
電流に対応した電圧信号は、ロゴスキーコイル２で検出
され、入力調整回路３で適正な電圧値に調整された後、
サンプルホールド回路４に入力される。
【００２５】ＣＰＵ９Ａの制御下で、サンプルホールド
回路４の出力電圧（第１のアナログ値）は、ＡＤ変換器
５Ａおよび８からの各デジタル値が検出されるまで保持
される（後に詳述する）。
回路４の出力電圧（第１のアナログ値）は、ＡＤ変換器
５Ａおよび８からの各デジタル値が検出されるまで保持
される（後に詳述する）。
【００２６】ＣＰＵ９Ａは、サンプルホールド回路４の
出力保持後に制御信号Ｃ４を生成して、ＡＤ変換器５Ａ
によるアナログ／デジタル変換を開始させる。また、Ｃ
ＰＵ９Ａは、ＡＤ変換器５Ａの変換処理後に制御信号Ｃ
５を生成して、Ｄ／Ａ変換器６のデジタル／アナログ変
換を開始させる。
出力保持後に制御信号Ｃ４を生成して、ＡＤ変換器５Ａ
によるアナログ／デジタル変換を開始させる。また、Ｃ
ＰＵ９Ａは、ＡＤ変換器５Ａの変換処理後に制御信号Ｃ
５を生成して、Ｄ／Ａ変換器６のデジタル／アナログ変
換を開始させる。
【００２７】Ｄ／Ａ変換器６は、変換処理終了後に、Ａ
Ｄ変換器５Ａからのデジタル出力に対応した電圧（第２
のアナログ値）を、差動アンプ７の一方の入力端子に入
力する。なお、差動アンプ７の他方の入力端子には、サ
ンプルホールド回路４の出力電圧（第１のアナログ値）
が入力される。
Ｄ変換器５Ａからのデジタル出力に対応した電圧（第２
のアナログ値）を、差動アンプ７の一方の入力端子に入
力する。なお、差動アンプ７の他方の入力端子には、サ
ンプルホールド回路４の出力電圧（第１のアナログ値）
が入力される。
【００２８】差動アンプ７は、サンプルホールド回路４
からの第１のアナログ値と、Ｄ／Ａ変換器６からの第２
のアナログ値との電圧偏差を増幅して、ＡＤ変換器８に
入力する。
からの第１のアナログ値と、Ｄ／Ａ変換器６からの第２
のアナログ値との電圧偏差を増幅して、ＡＤ変換器８に
入力する。
【００２９】ＣＰＵ９Ａは、制御信号Ｃ６を生成してＤ
／Ａ変換器６の変換処理を実行させた後、制御信号Ｃ８
を生成してＡＤ変換器８の変換処理を実行させ、ＡＤ変
換器８から出力される第２のデジタル値を取得する。
／Ａ変換器６の変換処理を実行させた後、制御信号Ｃ８
を生成してＡＤ変換器８の変換処理を実行させ、ＡＤ変
換器８から出力される第２のデジタル値を取得する。
【００３０】つまり、ＡＤ変換器５Ａのデジタル変換処
理で発生する誤差を、差動アンプ７で増幅してＡＤ変換
器８で検出することにより、ＡＤ変換器５Ａで発生した
デジタル誤差を検出することができる。
理で発生する誤差を、差動アンプ７で増幅してＡＤ変換
器８で検出することにより、ＡＤ変換器５Ａで発生した
デジタル誤差を検出することができる。
【００３１】したがって、図１のように、ＡＤ変換器５
Ａからの第１のデジタル値とＡＤ変換器８からの第２の
デジタル値とを取り込むことにより、ＣＰＵ９Ａは、高
分解能な電流検出を実現することができる。
Ａからの第１のデジタル値とＡＤ変換器８からの第２の
デジタル値とを取り込むことにより、ＣＰＵ９Ａは、高
分解能な電流検出を実現することができる。
【００３２】以下、図２の説明図を参照しながら、この
発明の実施の形態１による電流検出タイミングについて
具体的に説明する。図２は、各ＡＤ変換器５Ａ、８の分
解能をそれぞれ８ビットとした場合の具体的な電流検出
例を示している。
発明の実施の形態１による電流検出タイミングについて
具体的に説明する。図２は、各ＡＤ変換器５Ａ、８の分
解能をそれぞれ８ビットとした場合の具体的な電流検出
例を示している。
【００３３】図２において、矢印で示すタイミングで、
サンプルホールド回路４をサンプルホールド動作させた
場合、サンプルホールド回路４の出力レベルは、ＡＤ変
換器５Ａのビットスケール「Ｎ」と「Ｎ＋１」との間に
あるので、ＡＤ変換器５Ａの検出値（第１のデジタル
値）は「Ｎ」となる。
サンプルホールド回路４をサンプルホールド動作させた
場合、サンプルホールド回路４の出力レベルは、ＡＤ変
換器５Ａのビットスケール「Ｎ」と「Ｎ＋１」との間に
あるので、ＡＤ変換器５Ａの検出値（第１のデジタル
値）は「Ｎ」となる。
【００３４】このとき、分解能が８ビットのＡＤ変換器
５Ａの検出値は、フルスケールの２５６（＝２８）等分
となるので、ＡＤ変換器５Ａにおいて、最大０．３９％
（＝１／２５６）のデジタル誤差が発生する。
５Ａの検出値は、フルスケールの２５６（＝２８）等分
となるので、ＡＤ変換器５Ａにおいて、最大０．３９％
（＝１／２５６）のデジタル誤差が発生する。
【００３５】そこで、この最大誤差分（０．３９％）
を、ＡＤ変換器８のフルスケールで検出できるようにす
るため、差動アンプ７のゲインを、ＡＤ変換器８の分解
能（８ビット）である２５６倍（＝２８）に設定する。
を、ＡＤ変換器８のフルスケールで検出できるようにす
るため、差動アンプ７のゲインを、ＡＤ変換器８の分解
能（８ビット）である２５６倍（＝２８）に設定する。
【００３６】これにより、ＡＤ変換器５Ａの最大誤差
０．３９％は、ＡＤ変換器８で２５６等分されるので、
トータルで、ＡＤ変換器５Ａのフルスケールの０．００
１５％（０．３９％／２５６）の精度で検出することが
可能となる。
０．３９％は、ＡＤ変換器８で２５６等分されるので、
トータルで、ＡＤ変換器５Ａのフルスケールの０．００
１５％（０．３９％／２５６）の精度で検出することが
可能となる。
【００３７】この結果、各８ビットの分解能の安価なＡ
Ｄ変換器５Ａ、８およびＤ／Ａ変換器６を用いても、ト
ータルで、１６ビットの分解能のＡＤ変換器に相当する
検出分解能を実現することができる。
Ｄ変換器５Ａ、８およびＤ／Ａ変換器６を用いても、ト
ータルで、１６ビットの分解能のＡＤ変換器に相当する
検出分解能を実現することができる。
【００３８】すなわち、安価な低分解能のＡＤ変換器５
Ａ、８およびＤ／Ａ変換器６を用いても、サンプルホー
ルド回路４の出力電圧振幅ΔＶ１は、ＡＤ変換器８にお
いて２５６倍に増幅されるので、ＣＰＵ９Ａは、各種電
流を高精度に検出することができる。
Ａ、８およびＤ／Ａ変換器６を用いても、サンプルホー
ルド回路４の出力電圧振幅ΔＶ１は、ＡＤ変換器８にお
いて２５６倍に増幅されるので、ＣＰＵ９Ａは、各種電
流を高精度に検出することができる。
【００３９】また、サンプルホールド回路４の出力電圧
をＡＤ変換器５Ａおよび差動アンプ７に入力することに
より、ＡＤ変換器５ＡおよびＤ／Ａ変換器６の変換処理
時間の影響（後述する）を受けることがないので、さら
に検出精度を向上させることができる。
をＡＤ変換器５Ａおよび差動アンプ７に入力することに
より、ＡＤ変換器５ＡおよびＤ／Ａ変換器６の変換処理
時間の影響（後述する）を受けることがないので、さら
に検出精度を向上させることができる。
【００４０】実施の形態２．なお、上記実施の形態１で
は、入力調整回路３の出力端子にサンプルホールド回路
４を挿入したが、サンプルホールド回路４を省略しても
よい。
は、入力調整回路３の出力端子にサンプルホールド回路
４を挿入したが、サンプルホールド回路４を省略しても
よい。
【００４１】図３はサンプルホールド回路４を省略した
この発明の実施の形態２を示す回路ブロック図であり、
前述（図１参照）と同様のものについては、同一符号を
付して、または、符号の後に「Ｂ」を付して詳述を省略
する。また、図４はこの発明の実施の形態２による電流
検出タイミングを示す説明図である。
この発明の実施の形態２を示す回路ブロック図であり、
前述（図１参照）と同様のものについては、同一符号を
付して、または、符号の後に「Ｂ」を付して詳述を省略
する。また、図４はこの発明の実施の形態２による電流
検出タイミングを示す説明図である。
【００４２】図３において、サンプルホールド回路４が
削除された点のみが前述と異なり、ＣＰＵ９Ｂは、ＡＤ
変換器５Ａ、８およびＤ／Ａ変換器６に対する制御信号
Ｃ５、Ｃ６およびＣ８のみを出力する。
削除された点のみが前述と異なり、ＣＰＵ９Ｂは、ＡＤ
変換器５Ａ、８およびＤ／Ａ変換器６に対する制御信号
Ｃ５、Ｃ６およびＣ８のみを出力する。
【００４３】次に、図３に示したこの発明の実施の形態
２による動作について説明する。まず、ロゴスキーコイ
ル２で検出された電圧信号（電流値に対応）は、入力調
整回路３により適正な電圧（第１のアナログ値）に調整
された後、ＡＤ変換器５Ａおよび差動アンプ７に入力さ
れる。
２による動作について説明する。まず、ロゴスキーコイ
ル２で検出された電圧信号（電流値に対応）は、入力調
整回路３により適正な電圧（第１のアナログ値）に調整
された後、ＡＤ変換器５Ａおよび差動アンプ７に入力さ
れる。
【００４４】次に、ＣＰＵ９Ｂは、制御信号Ｃ５を生成
して、ＡＤ変換器５Ａのアナログ／デジタル変換処理を
開始させ、ＡＤ変換終了後に制御信号Ｃ６を生成して、
Ｄ／Ａ変換器６のデジタル／アナログ変換処理を開始さ
せる。
して、ＡＤ変換器５Ａのアナログ／デジタル変換処理を
開始させ、ＡＤ変換終了後に制御信号Ｃ６を生成して、
Ｄ／Ａ変換器６のデジタル／アナログ変換処理を開始さ
せる。
【００４５】以下、前述と同様に、Ｄ／Ａ変換器６は、
ＡＤ変換器５Ａのデジタル出力に対応した第２のアナロ
グ値を出力し、差動アンプ７は、第１のアナログ値と第
２のアナログ値との電圧偏差（ＡＤ変換器５Ａによるデ
ジタル誤差）を増幅し、ＡＤ変換器８は電圧偏差を検出
する。
ＡＤ変換器５Ａのデジタル出力に対応した第２のアナロ
グ値を出力し、差動アンプ７は、第１のアナログ値と第
２のアナログ値との電圧偏差（ＡＤ変換器５Ａによるデ
ジタル誤差）を増幅し、ＡＤ変換器８は電圧偏差を検出
する。
【００４６】こうして、ＡＤ変換器５Ａで発生したデジ
タル誤差を検出することができる。ただし、差動アンプ
７への入力電圧のうち、Ｄ／Ａ変換器６からの第２のア
ナログ値は、制御信号Ｃ５によるＡＤ変換器５Ａの変換
開始時の値であるのに対し、入力調整回路３からの第１
のアナログ値は、リアルタイムの値となっており、各ア
ナログ値の時間差分の変動が上乗せされてしまうことに
なる。
タル誤差を検出することができる。ただし、差動アンプ
７への入力電圧のうち、Ｄ／Ａ変換器６からの第２のア
ナログ値は、制御信号Ｃ５によるＡＤ変換器５Ａの変換
開始時の値であるのに対し、入力調整回路３からの第１
のアナログ値は、リアルタイムの値となっており、各ア
ナログ値の時間差分の変動が上乗せされてしまうことに
なる。
【００４７】たとえば、ＡＤ変換器５Ａのアナログ／デ
ジタル変換時間を「ｔ１」、Ｄ／Ａ変換器６の変換時間
を「ｔ２」とすると、差動アンプ７の入力信号の電圧は
最低でも、時間「ｔ１＋ｔ２」での入力調整回路３の変
動値が上乗せされる。
ジタル変換時間を「ｔ１」、Ｄ／Ａ変換器６の変換時間
を「ｔ２」とすると、差動アンプ７の入力信号の電圧は
最低でも、時間「ｔ１＋ｔ２」での入力調整回路３の変
動値が上乗せされる。
【００４８】以下、図４を参照しながら、この発明の実
施の形態２による電流検出タイミングについて具体的に
説明する。図４において、ΔＶ２は、ＡＤ変換器５Ａお
よびＤ／Ａ変換器６の各変換時間ｔ１、ｔ２による振幅
信号であり、本来の振幅信号ΔＶ１に上乗せされてい
る。
施の形態２による電流検出タイミングについて具体的に
説明する。図４において、ΔＶ２は、ＡＤ変換器５Ａお
よびＤ／Ａ変換器６の各変換時間ｔ１、ｔ２による振幅
信号であり、本来の振幅信号ΔＶ１に上乗せされてい
る。
【００４９】この場合、入力調整回路３の出力電圧が変
化すると、差動アンプ７は、本来、振幅信号「ΔＶ１」
のみを増幅すべきであるにもかかわらず、振幅信号「Δ
Ｖ１＋ΔＶ２」を増幅してしまうので、厳密には、精度
の高い電流検出を実現することができなくなる。
化すると、差動アンプ７は、本来、振幅信号「ΔＶ１」
のみを増幅すべきであるにもかかわらず、振幅信号「Δ
Ｖ１＋ΔＶ２」を増幅してしまうので、厳密には、精度
の高い電流検出を実現することができなくなる。
【００５０】たとえば、正弦波の電圧を検出する場合、
ゼロクロス時に振幅信号ΔＶ２は最大となる。ここで、
正弦波電圧の周波数を「５０Ｈｚ」、ＡＤ変換器５Ａお
よびＤ／Ａ変換器６の各変換時間ｔ１、ｔ２を「ｔ１＝
ｔ２＝２０μｓｅｃ」とした場合、振幅信号ΔＶ２は、
全体のフルスケールの１．２６％（＝ｓｉｎ（４０μｓ
ｅｃ／２０ｍｓｅｃ×３６０°））に達する。
ゼロクロス時に振幅信号ΔＶ２は最大となる。ここで、
正弦波電圧の周波数を「５０Ｈｚ」、ＡＤ変換器５Ａお
よびＤ／Ａ変換器６の各変換時間ｔ１、ｔ２を「ｔ１＝
ｔ２＝２０μｓｅｃ」とした場合、振幅信号ΔＶ２は、
全体のフルスケールの１．２６％（＝ｓｉｎ（４０μｓ
ｅｃ／２０ｍｓｅｃ×３６０°））に達する。
【００５１】実際には、ＣＰＵ９ＢがＡＤ変換器５Ａや
Ｄ／Ａ変換器６などの変換処理完了を検出する時間も発
生するので、さらに時間幅が増えて、上乗せされる振幅
信号ΔＶ２は増大する。
Ｄ／Ａ変換器６などの変換処理完了を検出する時間も発
生するので、さらに時間幅が増えて、上乗せされる振幅
信号ΔＶ２は増大する。
【００５２】そこで、上記のような変動を抑制するため
に、前述の実施の形態１では、サンプルホールド回路４
を設けて、差動アンプ７への入力が変換時間内で変動が
発生しないように制御することにより、振幅信号ΔＶ１
のみを増幅検出対象として、さらに高精度の電流検出を
実現している。
に、前述の実施の形態１では、サンプルホールド回路４
を設けて、差動アンプ７への入力が変換時間内で変動が
発生しないように制御することにより、振幅信号ΔＶ１
のみを増幅検出対象として、さらに高精度の電流検出を
実現している。
【００５３】しかしながら、図３に示したこの発明の実
施の形態２による回路構成においても、上乗せされる振
幅信号ΔＶ２を容認できる範囲であれば、安価なＡＤ変
換器５Ａ、８およびＤ／Ａ変換器６を用いて、比較的高
精度な電流検出を実現することができる。
施の形態２による回路構成においても、上乗せされる振
幅信号ΔＶ２を容認できる範囲であれば、安価なＡＤ変
換器５Ａ、８およびＤ／Ａ変換器６を用いて、比較的高
精度な電流検出を実現することができる。
【００５４】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、測定
対象となる導体に取り付けられて、導体に流れる電流を
検出するためのロゴスキーコイルと、ロゴスキーコイル
の検出値に対応した電圧値を第１のアナログ値として出
力する入力調整回路と、第１のアナログ値を第１のデジ
タル値に変換する第１のＡＤ変換器と、第１のデジタル
値を第２のアナログ値に変換するＤ／Ａ変換器と、第１
のアナログ値と第２のアナログ値との電圧偏差を増幅し
て出力する差動アンプと、電圧偏差を第２のデジタル値
に変換する第２のＡＤ変換器と、Ｄ／Ａ変換器、第１お
よび第２のＡＤ変換器を制御するとともに、第１および
第２のデジタル値を取り込んで各種電流値を検出するマ
イクロコンピュータとを備え、マイクロコンピュータ
は、第１および第２のデジタル値に基づいて、導体に流
れる通常電流および雷撃電流を検出するようにしたの
で、低分解能で安価なＡＤ変換器およびＤ／Ａ変換器を
用いて広範なダイナミックレンジを実現することがで
き、極めて安価な電流測定装置が得られる効果がある。
対象となる導体に取り付けられて、導体に流れる電流を
検出するためのロゴスキーコイルと、ロゴスキーコイル
の検出値に対応した電圧値を第１のアナログ値として出
力する入力調整回路と、第１のアナログ値を第１のデジ
タル値に変換する第１のＡＤ変換器と、第１のデジタル
値を第２のアナログ値に変換するＤ／Ａ変換器と、第１
のアナログ値と第２のアナログ値との電圧偏差を増幅し
て出力する差動アンプと、電圧偏差を第２のデジタル値
に変換する第２のＡＤ変換器と、Ｄ／Ａ変換器、第１お
よび第２のＡＤ変換器を制御するとともに、第１および
第２のデジタル値を取り込んで各種電流値を検出するマ
イクロコンピュータとを備え、マイクロコンピュータ
は、第１および第２のデジタル値に基づいて、導体に流
れる通常電流および雷撃電流を検出するようにしたの
で、低分解能で安価なＡＤ変換器およびＤ／Ａ変換器を
用いて広範なダイナミックレンジを実現することがで
き、極めて安価な電流測定装置が得られる効果がある。
【００５５】また、この発明に係る電流測定装置は、入
力調整回路の出力端子に挿入されて、第１のアナログ値
を保持するためのサンプルホールド回路を備え、サンプ
ルホールド回路に保持された第１のアナログ値は、第１
のＡＤ変換器および差動アンプに入力されるようにした
ので、第１のＡＤ変換器およびＤ／Ａ変換器の変換処理
時間の影響を受けることがなく、さらに高精度な電流測
定装置が得られる効果がある。
力調整回路の出力端子に挿入されて、第１のアナログ値
を保持するためのサンプルホールド回路を備え、サンプ
ルホールド回路に保持された第１のアナログ値は、第１
のＡＤ変換器および差動アンプに入力されるようにした
ので、第１のＡＤ変換器およびＤ／Ａ変換器の変換処理
時間の影響を受けることがなく、さらに高精度な電流測
定装置が得られる効果がある。
【図１】 この発明の実施の形態１を示す回路ブロック
図である。
図である。
【図２】 この発明の実施の形態１による電流検出タイ
ミングを示す説明図である。
ミングを示す説明図である。
【図３】 この発明の実施の形態２を示す回路ブロック
図である。
図である。
【図４】 この発明の実施の形態２による電流検出タイ
ミングを示す説明図である。
ミングを示す説明図である。
【図５】 従来の電流測定装置を示す回路ブロック図で
ある。
ある。
１ 導体、２ ロゴスキーコイル、３ 入力調整回路、
４ サンプルホールド回路、５Ａ 第１のＡＤ変換器、
６ Ｄ／Ａ変換器、７ 差動アンプ、８ 第２のＡＤ変
換器、９Ａ、９Ｂ ＣＰＵ（マイクロコンピュータ）Ｃ
４、Ｃ５、Ｃ６、Ｃ８ 制御信号。
４ サンプルホールド回路、５Ａ 第１のＡＤ変換器、
６ Ｄ／Ａ変換器、７ 差動アンプ、８ 第２のＡＤ変
換器、９Ａ、９Ｂ ＣＰＵ（マイクロコンピュータ）Ｃ
４、Ｃ５、Ｃ６、Ｃ８ 制御信号。
Claims (2)
- 【請求項１】 測定対象となる導体に取り付けられて、
前記導体に流れる電流を検出するためのロゴスキーコイ
ルと、 前記ロゴスキーコイルの検出値に対応した電圧値を第１
のアナログ値として出力する入力調整回路と、 前記第１のアナログ値を第１のデジタル値に変換する第
１のＡＤ変換器と、 前記第１のデジタル値を第２のアナログ値に変換するＤ
／Ａ変換器と、 前記第１のアナログ値と前記第２のアナログ値との電圧
偏差を増幅して出力する差動アンプと、 前記電圧偏差を第２のデジタル値に変換する第２のＡＤ
変換器と、 前記Ｄ／Ａ変換器、前記第１および第２のＡＤ変換器を
制御するとともに、前記第１および第２のデジタル値を
取り込んで各種電流値を検出するマイクロコンピュータ
とを備え、 前記マイクロコンピュータは、前記第１および第２のデ
ジタル値に基づいて、前記導体に流れる通常電流および
雷撃電流を検出することを特徴とする電流測定装置。 - 【請求項２】 前記入力調整回路の出力端子に挿入され
て、前記第１のアナログ値を保持するためのサンプルホ
ールド回路を備え、 前記サンプルホールド回路に保持された第１のアナログ
値は、前記第１のＡＤ変換器および前記差動アンプに入
力されることを特徴とする請求項１に記載の電流測定装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002122714A JP2003315372A (ja) | 2002-04-24 | 2002-04-24 | 電流測定装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002122714A JP2003315372A (ja) | 2002-04-24 | 2002-04-24 | 電流測定装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003315372A true JP2003315372A (ja) | 2003-11-06 |
Family
ID=29538246
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002122714A Pending JP2003315372A (ja) | 2002-04-24 | 2002-04-24 | 電流測定装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003315372A (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100605023B1 (ko) * | 2004-05-14 | 2006-07-26 | 장용무 | 로고스키 코일을 이용한 전류 측정 장치 |
| KR100606422B1 (ko) | 2004-07-12 | 2006-07-31 | 엘에스산전 주식회사 | 전압/전류 측정장치 |
| JP2009247155A (ja) * | 2008-03-31 | 2009-10-22 | Railway Technical Res Inst | 高抵抗地絡検出方法及び装置 |
| CN102401855A (zh) * | 2011-11-22 | 2012-04-04 | 李云宏 | 采用罗氏线圈电流互感器的电力数字仪表 |
| KR101308710B1 (ko) | 2012-08-21 | 2013-09-13 | 한국단자공업 주식회사 | 전류센서에서의 전류 검출방법 |
| JP2013250243A (ja) * | 2012-06-04 | 2013-12-12 | Soft Energy Controls Inc | 電流検出器及び電流検出方法 |
| CN103616549A (zh) * | 2013-11-29 | 2014-03-05 | 国家电网公司 | 一种基于隔离式pcb型罗氏线圈的宽频小电流测量装置 |
| KR101476819B1 (ko) * | 2013-10-28 | 2014-12-29 | (주) 트랜스온 | 로고스키 코일을 이용한 전류 측정 장치 |
| CN105021876A (zh) * | 2014-04-28 | 2015-11-04 | 国家电网公司 | 电流监测仪和电流监测系统 |
| CN111902726A (zh) * | 2018-03-19 | 2020-11-06 | 西门子股份公司 | 利用罗戈夫斯基电流互感器来测量交流电流的方法和设备 |
-
2002
- 2002-04-24 JP JP2002122714A patent/JP2003315372A/ja active Pending
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| KR101476819B1 (ko) * | 2013-10-28 | 2014-12-29 | (주) 트랜스온 | 로고스키 코일을 이용한 전류 측정 장치 |
| CN103616549A (zh) * | 2013-11-29 | 2014-03-05 | 国家电网公司 | 一种基于隔离式pcb型罗氏线圈的宽频小电流测量装置 |
| CN105021876A (zh) * | 2014-04-28 | 2015-11-04 | 国家电网公司 | 电流监测仪和电流监测系统 |
| CN111902726A (zh) * | 2018-03-19 | 2020-11-06 | 西门子股份公司 | 利用罗戈夫斯基电流互感器来测量交流电流的方法和设备 |
| CN111902726B (zh) * | 2018-03-19 | 2023-07-28 | 西门子股份公司 | 利用罗戈夫斯基电流互感器来测量交流电流的方法和设备 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A711 | Notification of change in applicant |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A712 Effective date: 20040128 |