JP2003309480A - 低雑音コンバータ - Google Patents
低雑音コンバータInfo
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- H01P7/00—Resonators of the waveguide type
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- H03B5/18—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance
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- H03D7/12—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes
- H03D7/125—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes with field effect transistors
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- H03D9/00—Demodulation or transference of modulation of modulated electromagnetic waves
- H03D9/06—Transference of modulation using distributed inductance and capacitance
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- H03D9/0675—Transference of modulation using distributed inductance and capacitance by means of semiconductor devices having more than two electrodes using field effect transistors
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 低価格でかつスプリアスの影響の少ない高性
能な特性を有する低雑音コンバータを提供する。 【解決手段】 各局部発振器９，１０から出力される局
部発振信号の周波数差の高調波が各ミキサ１１，１２か
ら出力される中間周波帯域および入力１，２に入力され
る偏波信号の受信帯域に入らないにように、受信周波数
帯域を１１．７ＧＨｚ〜１２．２ＧＨｚに選び、各局部
発振周波数を１０．７５ＧＨｚ，１３．８５ＧＨｚに選
び、各中間周波数帯域を９５０ＭＨｚ〜１４５０ＭＨ
ｚ，１６５０ＭＨｚ〜２１５０ＭＨｚに選ぶことによ
り、スプリアス低減のためのシールド強化などを不要に
する。
能な特性を有する低雑音コンバータを提供する。 【解決手段】 各局部発振器９，１０から出力される局
部発振信号の周波数差の高調波が各ミキサ１１，１２か
ら出力される中間周波帯域および入力１，２に入力され
る偏波信号の受信帯域に入らないにように、受信周波数
帯域を１１．７ＧＨｚ〜１２．２ＧＨｚに選び、各局部
発振周波数を１０．７５ＧＨｚ，１３．８５ＧＨｚに選
び、各中間周波数帯域を９５０ＭＨｚ〜１４５０ＭＨ
ｚ，１６５０ＭＨｚ〜２１５０ＭＨｚに選ぶことによ
り、スプリアス低減のためのシールド強化などを不要に
する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は低雑音コンバータ
に関し、特に衛星信号送受信用アンテナの受信部に搭載
されるＬＮＢ（Low Noise Block down-converter）に使
用され、偏波が異なる２つの入力信号をそれぞれ異なる
中間周波（ＩＦ）帯域に変換して屋内ユニット（インド
アレシーバー）に伝達する低雑音コンバータに関する。
に関し、特に衛星信号送受信用アンテナの受信部に搭載
されるＬＮＢ（Low Noise Block down-converter）に使
用され、偏波が異なる２つの入力信号をそれぞれ異なる
中間周波（ＩＦ）帯域に変換して屋内ユニット（インド
アレシーバー）に伝達する低雑音コンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】図９は従来の代表的な衛星放送受信シス
テムを示すブロック図である。図９において、アンテナ
１０１にはフィードホーンと直交偏波分離器１１０が取
付けられている。ＬＮＢ１０２はこのシステムのアウト
ドアと呼ばれるものの一部分であり、直交偏波分離器１
１０の後段に取り付けられる。そして、ＬＮＢ１０２
は、衛星からの微弱電波を低雑音増幅し、同軸ケーブル
１０３を介して次に接続されるインドアレシーバ１０４
に低雑音でかつ十分なレベルの信号を供給する。
テムを示すブロック図である。図９において、アンテナ
１０１にはフィードホーンと直交偏波分離器１１０が取
付けられている。ＬＮＢ１０２はこのシステムのアウト
ドアと呼ばれるものの一部分であり、直交偏波分離器１
１０の後段に取り付けられる。そして、ＬＮＢ１０２
は、衛星からの微弱電波を低雑音増幅し、同軸ケーブル
１０３を介して次に接続されるインドアレシーバ１０４
に低雑音でかつ十分なレベルの信号を供給する。
【０００３】インドアレシーバ１０４は、ＤＢＳチュー
ナ１０５とＦＭデモジュレータ１０６と映像および音声
回路１０７とＲＦモジュレータ１０８とを含み、同軸ケ
ーブル１０３から与えられる信号はこれら回路によって
処理されてテレビジョン受像機１０９に与えられる。
ナ１０５とＦＭデモジュレータ１０６と映像および音声
回路１０７とＲＦモジュレータ１０８とを含み、同軸ケ
ーブル１０３から与えられる信号はこれら回路によって
処理されてテレビジョン受像機１０９に与えられる。
【０００４】図１０は図９に示したＬＮＢの第１の従来
例を示すブロック図である。この図１０に示したＬＮＢ
は、複数偏波受信可能な衛星放送・通信受信用ＬＮＢで
あり、米国のKｕバンド衛星信号受信用に向けられたも
のである。
例を示すブロック図である。この図１０に示したＬＮＢ
は、複数偏波受信可能な衛星放送・通信受信用ＬＮＢで
あり、米国のKｕバンド衛星信号受信用に向けられたも
のである。
【０００５】図１０において、入力周波数１１．７ＧＨ
ｚ〜１２．２ＧＨｚの到来信号は、フィードホーンの後
の直交偏波分離器で水平偏波信号と垂直偏波信号とに分
割された後、それぞれの信号が異なる２つのＬＮＢの入
力である入力１と入力２とに供給される。この２つの入
力からの信号はアンテナプローブでそれぞれピックアッ
プされる。次に、入力された各信号は低雑音増幅器ＬＮ
Ａ３〜６で低雑音増幅された後、所望の周波数帯域を通
過させ、イメージ周波数帯域の信号を除去する役目を持
つＢＰＦ（Band Pass Filter）７，８を通過する。
ｚ〜１２．２ＧＨｚの到来信号は、フィードホーンの後
の直交偏波分離器で水平偏波信号と垂直偏波信号とに分
割された後、それぞれの信号が異なる２つのＬＮＢの入
力である入力１と入力２とに供給される。この２つの入
力からの信号はアンテナプローブでそれぞれピックアッ
プされる。次に、入力された各信号は低雑音増幅器ＬＮ
Ａ３〜６で低雑音増幅された後、所望の周波数帯域を通
過させ、イメージ周波数帯域の信号を除去する役目を持
つＢＰＦ（Band Pass Filter）７，８を通過する。
【０００６】その後、一方の信号は局部発振器（Local
Oscillator）９からの発振信号１０．７５ＧＨｚが、混
合回路(Mixer:ミキサ）１１に注入され、ここで９５０
ＭＨｚ〜１４５０ＭＨｚの中間周波数：ＩＦ（Intermed
iate Frequency）帯域の信号に周波数変換される。他方
の信号は局部発振器１０からの発振信号１０．１５ＧＨ
ｚが、ミキサ１２に注入され、ここで１５５０ＭＨｚ〜
２０５０ＭＨｚの中間周波数帯域の信号に周波数変換さ
れる。これらの２つの帯域の信号は結合回路：たとえば
Ｙ型２分配回路１５で結合された後、適切な雑音特性と
利得特性を持つようにＩＦ 増幅器１６に伝達・増幅さ
れ、一つのＩＦ出力端子１７から出力される。
Oscillator）９からの発振信号１０．７５ＧＨｚが、混
合回路(Mixer:ミキサ）１１に注入され、ここで９５０
ＭＨｚ〜１４５０ＭＨｚの中間周波数：ＩＦ（Intermed
iate Frequency）帯域の信号に周波数変換される。他方
の信号は局部発振器１０からの発振信号１０．１５ＧＨ
ｚが、ミキサ１２に注入され、ここで１５５０ＭＨｚ〜
２０５０ＭＨｚの中間周波数帯域の信号に周波数変換さ
れる。これらの２つの帯域の信号は結合回路：たとえば
Ｙ型２分配回路１５で結合された後、適切な雑音特性と
利得特性を持つようにＩＦ 増幅器１６に伝達・増幅さ
れ、一つのＩＦ出力端子１７から出力される。
【０００７】ＩＦ出力端子１７にはインドアレシーバ１
０４から直流電圧が出力信号に重畳されて同軸ケーブル
より送られてきており、電源回路１８はその直流電圧を
抽出して所定の電位にして各回路に供給する。
０４から直流電圧が出力信号に重畳されて同軸ケーブル
より送られてきており、電源回路１８はその直流電圧を
抽出して所定の電位にして各回路に供給する。
【０００８】図１１は第２の従来例のＬＮＢのブロック
図である。この図１１に示したＬＮＢでは、衛星からの
信号周波数は１２．２〜１２．７ＧＨｚであり、入力１
と入力２の２つの入力へはそれぞれ衛星からの信号とし
て偏波の異なる２つの信号が入力される。たとえば衛星
からの信号が右旋偏波と左旋偏波の場合には、それぞれ
がこのコンバータの前に接続される２つの円偏波を２つ
の直線偏波に変換する変換器を通過した後、このコンバ
ータの２つの入力にそれぞれ伝達される。
図である。この図１１に示したＬＮＢでは、衛星からの
信号周波数は１２．２〜１２．７ＧＨｚであり、入力１
と入力２の２つの入力へはそれぞれ衛星からの信号とし
て偏波の異なる２つの信号が入力される。たとえば衛星
からの信号が右旋偏波と左旋偏波の場合には、それぞれ
がこのコンバータの前に接続される２つの円偏波を２つ
の直線偏波に変換する変換器を通過した後、このコンバ
ータの２つの入力にそれぞれ伝達される。
【０００９】後は第１の従来例１と同様にして、低雑音
増幅器３〜６、イメージ抑圧用帯域フィルタ（ＢＰＦ）
７，８を通過したあと、一方は発振周波数が１１．２５
ＧＨｚの局部発振器９からの発振信号が注入されるミキ
サ１１へ、他方は発振周波数が１４．３５ＧＨｚの局部
発振器１０からの発振信号が注入されるミキサ１２へそ
れぞれ伝達され、それぞれの伝達周波数が９５０〜１４
５０ＭＨｚのＬＰＦ１３、１６５０〜２１５０ＭＨｚの
ＨＰＦ１４に伝達される。この２つの帯域の信号は第１
の従来例と同様に結合回路１５で結合された後、ＩＦ増
幅器１６に接続されて適切なレベルに増幅され、ＩＦ出
力端子１７から出力される。
増幅器３〜６、イメージ抑圧用帯域フィルタ（ＢＰＦ）
７，８を通過したあと、一方は発振周波数が１１．２５
ＧＨｚの局部発振器９からの発振信号が注入されるミキ
サ１１へ、他方は発振周波数が１４．３５ＧＨｚの局部
発振器１０からの発振信号が注入されるミキサ１２へそ
れぞれ伝達され、それぞれの伝達周波数が９５０〜１４
５０ＭＨｚのＬＰＦ１３、１６５０〜２１５０ＭＨｚの
ＨＰＦ１４に伝達される。この２つの帯域の信号は第１
の従来例と同様に結合回路１５で結合された後、ＩＦ増
幅器１６に接続されて適切なレベルに増幅され、ＩＦ出
力端子１７から出力される。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】図１０に示したＬＮＢ
図では、２つの局部発振器９，１０の差信号（１０．７
５ＧＨｚ−１０．１５ＧＨｚ＝０．６ＧＨｚ）の２倍の
高調波１２００ＭＨｚと３倍の高調波１８００ＭＨｚが
ＩＦ帯域９５０ＭＨｚ〜１４５０ＭＨｚと１５５０ＭＨ
ｚ〜２０５０ＭＨｚ内にスプリアスとしてそれぞれ落ち
込むため、このレベルを抑圧するためのなんらかの対策
が必要となる。
図では、２つの局部発振器９，１０の差信号（１０．７
５ＧＨｚ−１０．１５ＧＨｚ＝０．６ＧＨｚ）の２倍の
高調波１２００ＭＨｚと３倍の高調波１８００ＭＨｚが
ＩＦ帯域９５０ＭＨｚ〜１４５０ＭＨｚと１５５０ＭＨ
ｚ〜２０５０ＭＨｚ内にスプリアスとしてそれぞれ落ち
込むため、このレベルを抑圧するためのなんらかの対策
が必要となる。
【００１１】この対策としては、２つの局部発振器９，
１０のシールドの強化や、２つのミキサ１１，１２のシ
ールド強化が必要となり構造的に複雑なものとなり、コ
スト高となる。また、２つの異なる局部発振器９，１０
で変換された２つのＩＦ帯域が９５０ＭＨｚから１４５
０ＭＨｚと１５５０ＭＨｚ〜２０５０ＭＨｚのため、こ
の間のいわゆるガードバンド周波数帯域が１４５０ＭＨ
ｚ〜１５５０ＭＨｚで１００ＭＨｚ帯域と狭く、それぞ
れのＩＦ帯域の信号を得る前のＬＰＦ１３とＨＰＦ１４
でこのガード帯域を利用してそれぞれのＩＦ帯域の雑音
レベルが他方の帯域内に影響する程度を抑制するために
は急峻なＬＰＦとＨＰＦが必要となり、コスト高とな
る。
１０のシールドの強化や、２つのミキサ１１，１２のシ
ールド強化が必要となり構造的に複雑なものとなり、コ
スト高となる。また、２つの異なる局部発振器９，１０
で変換された２つのＩＦ帯域が９５０ＭＨｚから１４５
０ＭＨｚと１５５０ＭＨｚ〜２０５０ＭＨｚのため、こ
の間のいわゆるガードバンド周波数帯域が１４５０ＭＨ
ｚ〜１５５０ＭＨｚで１００ＭＨｚ帯域と狭く、それぞ
れのＩＦ帯域の信号を得る前のＬＰＦ１３とＨＰＦ１４
でこのガード帯域を利用してそれぞれのＩＦ帯域の雑音
レベルが他方の帯域内に影響する程度を抑制するために
は急峻なＬＰＦとＨＰＦが必要となり、コスト高とな
る。
【００１２】第２の従来例においては、２つの局部発振
器９，１０の差信号の周波数が３．１ＧＨｚとなり、こ
の４倍の高調波が１２．４ＧＨｚとなり、これが衛星か
らの受信信号１２．２〜１２．７ＧＨｚに対してスプリ
アスとなり、１２．４ＧＨｚの受信信号に対して妨害波
となる。この抑圧のために２つの局部発振器９，１０や
ミキサ１１，１２は第１の従来例と同様シールドの強化
など何らかの対策が必要となりコスト高となる。
器９，１０の差信号の周波数が３．１ＧＨｚとなり、こ
の４倍の高調波が１２．４ＧＨｚとなり、これが衛星か
らの受信信号１２．２〜１２．７ＧＨｚに対してスプリ
アスとなり、１２．４ＧＨｚの受信信号に対して妨害波
となる。この抑圧のために２つの局部発振器９，１０や
ミキサ１１，１２は第１の従来例と同様シールドの強化
など何らかの対策が必要となりコスト高となる。
【００１３】それゆえに、この発明の主たる目的は、低
価格でかつスプリアスの影響の少ない高性能な特性を有
する低雑音コンバータを提供することである。
価格でかつスプリアスの影響の少ない高性能な特性を有
する低雑音コンバータを提供することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】この発明は、少なくとも
２つの偏波信号が分離されて入力され、そのいずれかを
出力する低雑音コンバータであって、衛星からの入力周
波数が同一の帯域である２つの偏波信号が分離されて入
力される入力端子と、各入力端子に入力された偏波信号
を増幅する低雑音増幅器と、低雑音増幅器で増幅された
各偏波信号から所定の帯域信号を抑圧するためのバンド
パスフィルタと、各偏波信号に対応して設けられ、それ
ぞれが異なる周波数の局部発振信号を出力する局部発振
回路と、各フィルタを通過した信号と各局部発振回路か
らの所定の局部発振信号とを混合して異なる周波数帯域
の中間周波信号を出力する混合回路と、混合回路から高
い周波数帯域の中間周波信号を取出すためのハイパスフ
イルタと、混合回路から低い周波数帯域の中間周波信号
を取出すためのローパスフィルタと、ハイパスフィルタ
で取出された中間周波信号とローパスフィルタで取出さ
れた中間周波信号とを結合する結合回路と、結合回路か
ら出力される中間周波信号を増幅する中間周波増幅回路
とを備え、各局部発振回路から出力される局部発振信号
の周波数差の高調波が各中間周波帯域および受信帯域に
入らないにように、受信周波数帯域，各局部発振周波数
および各中間周波数帯域を選んだことを特徴とする。
２つの偏波信号が分離されて入力され、そのいずれかを
出力する低雑音コンバータであって、衛星からの入力周
波数が同一の帯域である２つの偏波信号が分離されて入
力される入力端子と、各入力端子に入力された偏波信号
を増幅する低雑音増幅器と、低雑音増幅器で増幅された
各偏波信号から所定の帯域信号を抑圧するためのバンド
パスフィルタと、各偏波信号に対応して設けられ、それ
ぞれが異なる周波数の局部発振信号を出力する局部発振
回路と、各フィルタを通過した信号と各局部発振回路か
らの所定の局部発振信号とを混合して異なる周波数帯域
の中間周波信号を出力する混合回路と、混合回路から高
い周波数帯域の中間周波信号を取出すためのハイパスフ
イルタと、混合回路から低い周波数帯域の中間周波信号
を取出すためのローパスフィルタと、ハイパスフィルタ
で取出された中間周波信号とローパスフィルタで取出さ
れた中間周波信号とを結合する結合回路と、結合回路か
ら出力される中間周波信号を増幅する中間周波増幅回路
とを備え、各局部発振回路から出力される局部発振信号
の周波数差の高調波が各中間周波帯域および受信帯域に
入らないにように、受信周波数帯域，各局部発振周波数
および各中間周波数帯域を選んだことを特徴とする。
【００１５】これにより、２つの局部発振回路の差信号
から発生する高調波スプリアスが理論的に入力信号ＲＦ
周波数やＩＦ信号帯域内に落ち込むことがないため、ス
プリアス低減のためのシールド強化などを施す必要がな
く構造的に簡単な構成の低雑音コンバータが実現でき
る。
から発生する高調波スプリアスが理論的に入力信号ＲＦ
周波数やＩＦ信号帯域内に落ち込むことがないため、ス
プリアス低減のためのシールド強化などを施す必要がな
く構造的に簡単な構成の低雑音コンバータが実現でき
る。
【００１６】また、入力端子には１１．７ＧＨｚ〜１
２．２ＧＨｚの帯域の偏波信号が入力され、各局部発振
回路は１０．７５ＧＨｚ，１３．８５ＧＨｚの局部発振
周波数信号を発振し、各混合回路は９５０ＭＨｚ〜１４
５０ＭＨｚ，１６５０〜２１５０ＭＨｚの中間周波信号
を出力することを特徴とする。
２．２ＧＨｚの帯域の偏波信号が入力され、各局部発振
回路は１０．７５ＧＨｚ，１３．８５ＧＨｚの局部発振
周波数信号を発振し、各混合回路は９５０ＭＨｚ〜１４
５０ＭＨｚ，１６５０〜２１５０ＭＨｚの中間周波信号
を出力することを特徴とする。
【００１７】この場合の２つの局部発振回路の周波数差
は１３．８５ＧＨｚ−１０．７５ＧＨｚ＝３．１ＧＨｚ
となり、この２倍，３倍，４倍の高調波はそれぞれ６．
２ＧＨｚ，９．３ＧＨｚ，１２．４ＧＨｚとなるので、
中間周波帯域内に落ち込むことはもとより、受信帯域の
１１．７ＧＨｚ〜１２．２ＧＨｚに落ち込むことがな
く、帯域内にスプリアスが発生することがない。したが
って、２つの局部発振回路のシールドや２つの混合回路
のシールドなどについては特にスプリアスの発生につい
て考慮する必要がなく低価格で実現できる。
は１３．８５ＧＨｚ−１０．７５ＧＨｚ＝３．１ＧＨｚ
となり、この２倍，３倍，４倍の高調波はそれぞれ６．
２ＧＨｚ，９．３ＧＨｚ，１２．４ＧＨｚとなるので、
中間周波帯域内に落ち込むことはもとより、受信帯域の
１１．７ＧＨｚ〜１２．２ＧＨｚに落ち込むことがな
く、帯域内にスプリアスが発生することがない。したが
って、２つの局部発振回路のシールドや２つの混合回路
のシールドなどについては特にスプリアスの発生につい
て考慮する必要がなく低価格で実現できる。
【００１８】また、中間周波帯域が９５０ＭＨｚ〜１４
５０ＭＨｚと１６５０ＭＨｚ〜２１５０ＭＨｚとなり、
ガードバンドは１４５０ＭＨｚ〜１６５０ＭＨｚの２０
０ＭＨｚとなるため、ハイパスフィルタとローパスフィ
ルタが従来例に比べて互いに他方の中間周波帯域への雑
音レベルの抑圧のための急峻さは鋭くなくてよく、実現
が容易になる。これにより低価格なハイパスフィルタや
ローパスフィルタを採用できる。
５０ＭＨｚと１６５０ＭＨｚ〜２１５０ＭＨｚとなり、
ガードバンドは１４５０ＭＨｚ〜１６５０ＭＨｚの２０
０ＭＨｚとなるため、ハイパスフィルタとローパスフィ
ルタが従来例に比べて互いに他方の中間周波帯域への雑
音レベルの抑圧のための急峻さは鋭くなくてよく、実現
が容易になる。これにより低価格なハイパスフィルタや
ローパスフィルタを採用できる。
【００１９】また、混合回路は能動素子により構成され
たアクチブミキサであることを特徴とする。
たアクチブミキサであることを特徴とする。
【００２０】また、局部発振回路は誘電体発振器である
ことを特徴とする。また、誘電体発振器の発振素子はシ
リコンバイポーラトランジスタであることを特徴とす
る。
ことを特徴とする。また、誘電体発振器の発振素子はシ
リコンバイポーラトランジスタであることを特徴とす
る。
【００２１】また、混合回路はダイオードミキサである
ことを特徴とする。また、ローパスフィルタ、ハイパス
フィルタは誘電体フィルタであることを特徴とする。
ことを特徴とする。また、ローパスフィルタ、ハイパス
フィルタは誘電体フィルタであることを特徴とする。
【００２２】さらに、結合回路はＹ型２分配回路であ
り、その実効波長の１／４線路が分布定数回路としてマ
イクロストリップ線路で構成されたことを特徴とする。
り、その実効波長の１／４線路が分布定数回路としてマ
イクロストリップ線路で構成されたことを特徴とする。
【００２３】さらに、結合回路はＹ型２分配回路であ
り、その実効波長の１／４線路を適切な定数のチップイ
ンダクタで構成されたことを特徴とする。
り、その実効波長の１／４線路を適切な定数のチップイ
ンダクタで構成されたことを特徴とする。
【００２４】さらに、局部発振回路は、１０．７５ＧＨ
ｚ，１３．８５ＧＨｚの発振周波数に代えて、１０．７
５０〜１０．７９９ＧＨｚ，１３．８５０〜１３．８０
１ＧＨｚの間の周波数で発振することを特徴とする。
ｚ，１３．８５ＧＨｚの発振周波数に代えて、１０．７
５０〜１０．７９９ＧＨｚ，１３．８５０〜１３．８０
１ＧＨｚの間の周波数で発振することを特徴とする。
【００２５】
【発明の実施の形態】図１はこの発明の一実施形態にお
けるＬＮＢのブロック図である。図１において、それぞ
れ受信された水平偏波、垂直偏波の信号は、入力１と入
力２を介してＨＥＭＴ（高電子移動度トランジスタ）素
子で構成される低雑音増幅器３〜６で低雑音増幅され、
イメージ周波数帯域信号抑圧のためにＢＰＦ（帯域通過
フィルタ）７，８に伝達される。このフィルタは回路基
板上の分布定数回路としてマイクロストリップ線路で構
成されており、たとえば半波長フィルタがよく使用され
る。
けるＬＮＢのブロック図である。図１において、それぞ
れ受信された水平偏波、垂直偏波の信号は、入力１と入
力２を介してＨＥＭＴ（高電子移動度トランジスタ）素
子で構成される低雑音増幅器３〜６で低雑音増幅され、
イメージ周波数帯域信号抑圧のためにＢＰＦ（帯域通過
フィルタ）７，８に伝達される。このフィルタは回路基
板上の分布定数回路としてマイクロストリップ線路で構
成されており、たとえば半波長フィルタがよく使用され
る。
【００２６】回路基板はテフロン（Ｒ）基板と呼ばれる
１２ＧＨｚ帯で低損失（約誘電損失δ＝０．００２）の
誘電率が約２．６程度の両面銅箔付き基板で、部品面の
反対側の裏面は銅箔を全面に設けており、上述のマイク
ロストリップ線路で分布定数回路が形成できるものであ
る。
１２ＧＨｚ帯で低損失（約誘電損失δ＝０．００２）の
誘電率が約２．６程度の両面銅箔付き基板で、部品面の
反対側の裏面は銅箔を全面に設けており、上述のマイク
ロストリップ線路で分布定数回路が形成できるものであ
る。
【００２７】次に、この１２ＧＨｚ帯のＲＦ信号は１〜
２ＧＨｚ帯のＩＦ信号に変換するためのミキサ１１，１
２に伝達される。これらのミキサ１１，１２はＨＥＭ
Ｔ、ＦＥＴ等で構成されたアクチブミキサであってもシ
ョットキーダイオードで構成されたダイオードミキサで
もよい。これに周波数変換のための局部発振信号を注入
する局部発振器９，１０は誘電体発振器と呼ばれる発振
回路で一つは発振周波数が１０．７５ＧＨｚ、他方の発
振周波数は１３．８５ＧＨｚであり、共に誘電体共振器
を用いた直接発振器で構成できる周波数である。発振素
子はＨＥＭＴ、ＦＥＴ、シリコントランジスタ、ＨＢＴ
などでもよい。
２ＧＨｚ帯のＩＦ信号に変換するためのミキサ１１，１
２に伝達される。これらのミキサ１１，１２はＨＥＭ
Ｔ、ＦＥＴ等で構成されたアクチブミキサであってもシ
ョットキーダイオードで構成されたダイオードミキサで
もよい。これに周波数変換のための局部発振信号を注入
する局部発振器９，１０は誘電体発振器と呼ばれる発振
回路で一つは発振周波数が１０．７５ＧＨｚ、他方の発
振周波数は１３．８５ＧＨｚであり、共に誘電体共振器
を用いた直接発振器で構成できる周波数である。発振素
子はＨＥＭＴ、ＦＥＴ、シリコントランジスタ、ＨＢＴ
などでもよい。
【００２８】次に、ミキサ１１，１２から出力された一
方のＩＦ信号は９５０〜１４５０ＭＨｚのＩＦ帯域信号
を取り出すためのローパスフィルタ（ＬＰＦ）１３、他
方のＩＦ信号は１６５０〜２１５０ＭＨｚのＩＦ帯域信
号を取り出すためのハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１４に
伝達される。
方のＩＦ信号は９５０〜１４５０ＭＨｚのＩＦ帯域信号
を取り出すためのローパスフィルタ（ＬＰＦ）１３、他
方のＩＦ信号は１６５０〜２１５０ＭＨｚのＩＦ帯域信
号を取り出すためのハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１４に
伝達される。
【００２９】上述のごとくこの実施形態では、２つの局
部発振器９，１０から発振される局部発振信号の周波数
差は１３．８５ＧＨｚ−１０．７５ＧＨｚ＝３．１ＧＨ
ｚとなり、この２倍，３倍，４倍の高調波はそれぞれ
６．２ＧＨｚ，９．３ＧＨｚ，１２．４ＧＨｚとなるの
で、９５０〜１４５０ＭＨｚのＩＦ帯域内に落ち込むこ
とはもとより、受信帯域の１１．７ＧＨｚ〜１２．２Ｇ
Ｈｚに落ち込むことがなく、帯域内にスプリアスが発生
することがない。したがって、２つの局部発振器９，１
０のシールドや２つのミキサ１１，１２のシールドなど
については特にスプリアスの発生について考慮する必要
がなく低価格で実現できる。
部発振器９，１０から発振される局部発振信号の周波数
差は１３．８５ＧＨｚ−１０．７５ＧＨｚ＝３．１ＧＨ
ｚとなり、この２倍，３倍，４倍の高調波はそれぞれ
６．２ＧＨｚ，９．３ＧＨｚ，１２．４ＧＨｚとなるの
で、９５０〜１４５０ＭＨｚのＩＦ帯域内に落ち込むこ
とはもとより、受信帯域の１１．７ＧＨｚ〜１２．２Ｇ
Ｈｚに落ち込むことがなく、帯域内にスプリアスが発生
することがない。したがって、２つの局部発振器９，１
０のシールドや２つのミキサ１１，１２のシールドなど
については特にスプリアスの発生について考慮する必要
がなく低価格で実現できる。
【００３０】また、ＩＦ帯域が９５０ＭＨｚ〜１４５０
ＭＨｚと１６５０ＭＨｚ〜２１５０ＭＨｚとなり、ガー
ドバンドは１４５０ＭＨｚ〜１６５０ＭＨｚとなるた
め、ＬＰＦ１３とＨＰＦ１４は従来例に比べて互いに他
方のＩＦ帯域への雑音レベルの抑圧のための急峻さは鋭
くなくてよく、実現が容易になる。これにより低価格な
ハイパスフィルタやローパスフィルタを採用できる。
ＭＨｚと１６５０ＭＨｚ〜２１５０ＭＨｚとなり、ガー
ドバンドは１４５０ＭＨｚ〜１６５０ＭＨｚとなるた
め、ＬＰＦ１３とＨＰＦ１４は従来例に比べて互いに他
方のＩＦ帯域への雑音レベルの抑圧のための急峻さは鋭
くなくてよく、実現が容易になる。これにより低価格な
ハイパスフィルタやローパスフィルタを採用できる。
【００３１】図２は図１に示した結合回路の一例のＹ型
２分配回路を示す図である。２つの帯域のＩＦ帯域信号
を結合する結合回路１５として、たとえばＹ型２分配回
路が用いられる。このＹ型２分配回路は、実効波長λｇ
の１／４，インピーダンスが√２Ｚ0のマイクロストリ
ップ線路をＹ型にして構成され、ポート１５２，１５３
に入力されたミキサ１１，１２からのＩＦ帯域信号を結
合してポート１５１から出力する。ポート１５２とポー
ト１５３との間には１００Ωのチップ抵抗が接続されて
いる。なお、図２においてその形状は長さによって必ず
しも図２の通りの形状でなくてもよい。
２分配回路を示す図である。２つの帯域のＩＦ帯域信号
を結合する結合回路１５として、たとえばＹ型２分配回
路が用いられる。このＹ型２分配回路は、実効波長λｇ
の１／４，インピーダンスが√２Ｚ0のマイクロストリ
ップ線路をＹ型にして構成され、ポート１５２，１５３
に入力されたミキサ１１，１２からのＩＦ帯域信号を結
合してポート１５１から出力する。ポート１５２とポー
ト１５３との間には１００Ωのチップ抵抗が接続されて
いる。なお、図２においてその形状は長さによって必ず
しも図２の通りの形状でなくてもよい。
【００３２】この図２に示したＹ型２分配回路のポート
１５１から出力されたＩＦ帯域信号は適切なレベルに増
幅するＩＦ増幅器１６に伝達され、ＩＦ出力端子１７か
らＩＦ信号が出力される。
１５１から出力されたＩＦ帯域信号は適切なレベルに増
幅するＩＦ増幅器１６に伝達され、ＩＦ出力端子１７か
らＩＦ信号が出力される。
【００３３】図３は図１に示したミキサに使用されるア
クチブミキサを示す回路図である。図３において、半導
体素子２１はＨＥＭＴあるいはＦＥＴが用いられ、ゲー
ト端子にはＲＦ信号が入力されるとともに抵抗Ｒ１を介
して負電圧が与えられる。半導体素子２１のドレイン端
子には局部発振信号が注入されるとともにドレインから
ＩＦ信号が取出され、抵抗Ｒ２，Ｒ３を介して正電圧が
供給される。負電圧供給ラインおよび正電圧供給ライン
にはＲＦ信号ストップ用マイクロストリップ線路スタブ
２２，２３が設けられており、ＲＦ信号ラインおよび局
部発振信号ラインにはミキサ特性調整用マイクロストリ
ップ線路スタブ２４，２５が設けられている。
クチブミキサを示す回路図である。図３において、半導
体素子２１はＨＥＭＴあるいはＦＥＴが用いられ、ゲー
ト端子にはＲＦ信号が入力されるとともに抵抗Ｒ１を介
して負電圧が与えられる。半導体素子２１のドレイン端
子には局部発振信号が注入されるとともにドレインから
ＩＦ信号が取出され、抵抗Ｒ２，Ｒ３を介して正電圧が
供給される。負電圧供給ラインおよび正電圧供給ライン
にはＲＦ信号ストップ用マイクロストリップ線路スタブ
２２，２３が設けられており、ＲＦ信号ラインおよび局
部発振信号ラインにはミキサ特性調整用マイクロストリ
ップ線路スタブ２４，２５が設けられている。
【００３４】図３に示したアクチブミキサにおいて最適
な変換出力を得るためにはゲート端子のスタブ２２，２
４とドレインのスタブ２３，２５の長さと太さを調整す
るとともにゲートの負電圧値を調整する。ドレイン端子
の正電圧は例えば２Ｖに一定とされる。アクチブミキサ
と呼ばれるように変換利得を持つことがダイオードミキ
サとは異なり４〜２ｄＢの変換利得を持つことができ
る。
な変換出力を得るためにはゲート端子のスタブ２２，２
４とドレインのスタブ２３，２５の長さと太さを調整す
るとともにゲートの負電圧値を調整する。ドレイン端子
の正電圧は例えば２Ｖに一定とされる。アクチブミキサ
と呼ばれるように変換利得を持つことがダイオードミキ
サとは異なり４〜２ｄＢの変換利得を持つことができ
る。
【００３５】図４は図１に示した局部発振器に用いられ
る誘電体発振器を示す図である。図４において、発振素
子３１はＨＥＭＴあるいはＦＥＴの場合の帯域反射型発
振器が採用されており、高Ｑの誘電体共振器（３０００
以上、誘電率３０以上）３２は発振素子３１のゲートの
結合線路用マイクロストリップ線路３３に結合されてい
る。供給バイアス電圧は局部発振器出力ストップ用マイ
クロストリップ線路３４を介して発振素子３１のドレイ
ンに供給されており、そのラインには発振特性調整用マ
イクロストリップ線路スタブ３５が設けられている。
る誘電体発振器を示す図である。図４において、発振素
子３１はＨＥＭＴあるいはＦＥＴの場合の帯域反射型発
振器が採用されており、高Ｑの誘電体共振器（３０００
以上、誘電率３０以上）３２は発振素子３１のゲートの
結合線路用マイクロストリップ線路３３に結合されてい
る。供給バイアス電圧は局部発振器出力ストップ用マイ
クロストリップ線路３４を介して発振素子３１のドレイ
ンに供給されており、そのラインには発振特性調整用マ
イクロストリップ線路スタブ３５が設けられている。
【００３６】また、発振素子３１のドレインには局部発
振器出力用マイクロストリップ線路３６が接続されてい
て、局部発振器出力が取出される。発振素子３１のソー
スは局部発振器出力ストップ用マイクロストリップ線路
３７を介してバイアス抵抗Ｒ４に接続されている。
振器出力用マイクロストリップ線路３６が接続されてい
て、局部発振器出力が取出される。発振素子３１のソー
スは局部発振器出力ストップ用マイクロストリップ線路
３７を介してバイアス抵抗Ｒ４に接続されている。
【００３７】この図４に示した誘電体発振器は誘電体共
振器３２の結合線路用マイクロストリップ線路３３との
結合により発振動作し、その結合位置と、ドレインに結
合されている発振特性調整用マイクロストリップ線路ス
タブ３５の長さおよび太さで最適化できる。
振器３２の結合線路用マイクロストリップ線路３３との
結合により発振動作し、その結合位置と、ドレインに結
合されている発振特性調整用マイクロストリップ線路ス
タブ３５の長さおよび太さで最適化できる。
【００３８】図５は局部発振器の他の例を示す回路図で
ある。この例は発振素子としてシリコンバイポーラトラ
ンジスタ４１を用いたものである。シリコンバイポーラ
トランジスタ４１は最近ではＦｔが３０ＧＨｚ帯まで伸
びるようになり、１０〜１５ＧＨｚの発振がＨＥＭＴ，
ＦＥＴに頼ることなく実現できるようになった。また、
位相雑音はシリコン素子のため基本的にＨＥＭＴ、ＦＥ
Ｔより良い特性が得られる特徴がある。
ある。この例は発振素子としてシリコンバイポーラトラ
ンジスタ４１を用いたものである。シリコンバイポーラ
トランジスタ４１は最近ではＦｔが３０ＧＨｚ帯まで伸
びるようになり、１０〜１５ＧＨｚの発振がＨＥＭＴ，
ＦＥＴに頼ることなく実現できるようになった。また、
位相雑音はシリコン素子のため基本的にＨＥＭＴ、ＦＥ
Ｔより良い特性が得られる特徴がある。
【００３９】図５に示すように、トランジスタ４１のベ
ースには誘電体共振器４２が結合線路用マイクロストリ
ップ線路４３によって結合され、トランジスタ４１のコ
レクタは結合線路用マイクロストリップ線路４４を介し
て誘電体共振器４２に結合されている。トランジスタ４
１のベースには供給バイアス電圧が抵抗Ｒ５を介して与
えられるとともに、局部発振器出力ストップ用マイクロ
ストリップ線路４６が設けられている。トランジスタ４
１のコレクタには局部発振出力を取出すための結合線路
用マイクロストリップ線路４５とベース側に局部発振出
力が漏れないように、局部発振器出力ストップ用マイク
ロストリップ線路４７が接続されている。
ースには誘電体共振器４２が結合線路用マイクロストリ
ップ線路４３によって結合され、トランジスタ４１のコ
レクタは結合線路用マイクロストリップ線路４４を介し
て誘電体共振器４２に結合されている。トランジスタ４
１のベースには供給バイアス電圧が抵抗Ｒ５を介して与
えられるとともに、局部発振器出力ストップ用マイクロ
ストリップ線路４６が設けられている。トランジスタ４
１のコレクタには局部発振出力を取出すための結合線路
用マイクロストリップ線路４５とベース側に局部発振出
力が漏れないように、局部発振器出力ストップ用マイク
ロストリップ線路４７が接続されている。
【００４０】この発振器においてもトランジスタ４１の
ベースとコレクタに接続されている結合線路用マイクロ
ストリップ線路４３，４４と誘電体共振器４２との結合
により発振動作を行う。
ベースとコレクタに接続されている結合線路用マイクロ
ストリップ線路４３，４４と誘電体共振器４２との結合
により発振動作を行う。
【００４１】図６はダイオードミキサの一例を示す図で
ある。この図６に示した例は、２個のショットキーダイ
オード５１，５２を用いたシングルエンドミキサと呼ば
れるものであり、変換損失は６〜８ｄＢ程度となる。
ある。この図６に示した例は、２個のショットキーダイ
オード５１，５２を用いたシングルエンドミキサと呼ば
れるものであり、変換損失は６〜８ｄＢ程度となる。
【００４２】局部発振信号はマイクロストリップ線路５
３を介してショットキーダイオード５１のアノードとシ
ョットキーダイオード５２のカソードに与えられる。シ
ョットキーダイオード５１のアノードはマイクロストリ
ップ線路５４に接続されており、このマイクロストリッ
プ線路５４には高周波（ＲＦ）信号が与えられる。ショ
ットキーダイオード５２のカソードはマイクロストリッ
プ線路５５に接続され、マイクロストリップ線路５５か
らＩＦ信号が取出される、このＩＦ信号出力ラインには
ＲＦ信号が出力されるのを阻止するためにスタブ５６，
５７が設けられている。
３を介してショットキーダイオード５１のアノードとシ
ョットキーダイオード５２のカソードに与えられる。シ
ョットキーダイオード５１のアノードはマイクロストリ
ップ線路５４に接続されており、このマイクロストリッ
プ線路５４には高周波（ＲＦ）信号が与えられる。ショ
ットキーダイオード５２のカソードはマイクロストリッ
プ線路５５に接続され、マイクロストリップ線路５５か
らＩＦ信号が取出される、このＩＦ信号出力ラインには
ＲＦ信号が出力されるのを阻止するためにスタブ５６，
５７が設けられている。
【００４３】この例では、ショットキーダイオード５
１，５２の作用により、局部発振信号と高周波信号とを
混合させてＩＦ信号を出力できる。
１，５２の作用により、局部発振信号と高周波信号とを
混合させてＩＦ信号を出力できる。
【００４４】図７は誘電体フィルタの例を示す図であ
る。この誘電体フィルタは図１に示したＬＰＦ１３，Ｈ
ＰＦ１４に適用されるチップ積層タイプのフィルタであ
る。これらの両フィルタの主な仕様は下記の通りであ
る。
る。この誘電体フィルタは図１に示したＬＰＦ１３，Ｈ
ＰＦ１４に適用されるチップ積層タイプのフィルタであ
る。これらの両フィルタの主な仕様は下記の通りであ
る。
【００４５】ローパスフィルタＬＰＦ１３…公称インピ
ーダンス：５０Ω，公称中心周波数：１２００ＭＨｚ，
通過帯域：９５０〜１４５０ＭＨｚ，挿入損失：２．０
ｄＢ最大，帯域内偏差（リップル）：１．０ｄＢ最大，
（２５MHzリップル）：０．４ｄＢ 最大，ＶＳＷＲ
：２．０最大，阻止域減衰量 ：２７ｄＢ 最小（１
６５０〜２１５０ＭＨｚ） ハイパスフィルタＨＰＦ１４…公称インピーダンス：５
０Ω，公称中心周波数：１９００ＭＨｚ，通過帯域：１
６５０〜２１５０ＭＨｚ，挿入損失： ２．０ｄＢ 最
大，帯域内偏差（リップル）：１．０ｄＢ最大，（２５
ＭＨｚリップル）：０．４ｄＢ 最大，ＶＳＷＲ ：
２．０最大，阻止域減衰量：３０ｄＢ 最小（９５０〜
１４５０ＭＨｚ） これらのフィルタを構成する材質は、たとえば本体が酸
化バリウム−酸化チタン系誘電体磁器組成物、内装導体
が銀電極、外部電極端子が銀−白金であり、形状は４．
５×３．２×２．２の角型チップ積層である。このた
め、基板上にマウントおよびリフローによる半田付けが
可能であり、コンパクトなフィルタを実現できる。
ーダンス：５０Ω，公称中心周波数：１２００ＭＨｚ，
通過帯域：９５０〜１４５０ＭＨｚ，挿入損失：２．０
ｄＢ最大，帯域内偏差（リップル）：１．０ｄＢ最大，
（２５MHzリップル）：０．４ｄＢ 最大，ＶＳＷＲ
：２．０最大，阻止域減衰量 ：２７ｄＢ 最小（１
６５０〜２１５０ＭＨｚ） ハイパスフィルタＨＰＦ１４…公称インピーダンス：５
０Ω，公称中心周波数：１９００ＭＨｚ，通過帯域：１
６５０〜２１５０ＭＨｚ，挿入損失： ２．０ｄＢ 最
大，帯域内偏差（リップル）：１．０ｄＢ最大，（２５
ＭＨｚリップル）：０．４ｄＢ 最大，ＶＳＷＲ ：
２．０最大，阻止域減衰量：３０ｄＢ 最小（９５０〜
１４５０ＭＨｚ） これらのフィルタを構成する材質は、たとえば本体が酸
化バリウム−酸化チタン系誘電体磁器組成物、内装導体
が銀電極、外部電極端子が銀−白金であり、形状は４．
５×３．２×２．２の角型チップ積層である。このた
め、基板上にマウントおよびリフローによる半田付けが
可能であり、コンパクトなフィルタを実現できる。
【００４６】図８はチップインダクタで構成されたＹ型
２分配回路の例を示す図である。この実施形態のＹ型２
分配回路は図２に示した例では、いわゆる実効波長の１
／４の長さをもつマイクロストリップ線路が必要となる
ため形状が大きくなる可能性がある。そこで、ポート６
１，６２とポート６３との間に、マイクロストリップ線
路に代えてチップインダクタ６４，６５を接続すことに
より、全体の形状をコンパクトにしたものである。
２分配回路の例を示す図である。この実施形態のＹ型２
分配回路は図２に示した例では、いわゆる実効波長の１
／４の長さをもつマイクロストリップ線路が必要となる
ため形状が大きくなる可能性がある。そこで、ポート６
１，６２とポート６３との間に、マイクロストリップ線
路に代えてチップインダクタ６４，６５を接続すことに
より、全体の形状をコンパクトにしたものである。
【００４７】さらに他の実施形態として、図１に示した
局部発振器９は、１０．７５ＧＨｚの発振周波数に代え
て１０．７５０〜１０．７９９ＧＨｚを発振し、局部発
振器１０は１３．８５ＧＨｚの発振周波数に代えて１
３．８５０〜１３．８０１ＧＨｚの間の周波数で発振す
るように構成してもよい。
局部発振器９は、１０．７５ＧＨｚの発振周波数に代え
て１０．７５０〜１０．７９９ＧＨｚを発振し、局部発
振器１０は１３．８５ＧＨｚの発振周波数に代えて１
３．８５０〜１３．８０１ＧＨｚの間の周波数で発振す
るように構成してもよい。
【００４８】これにより、ガードバンド帯域が２００Ｍ
Ｈｚから１５１ＭＨｚまで狭くなるが、スプリアス信号
帯域内への落ち込みは全くなくなり、帯域内にスプリア
スが発生することがない。
Ｈｚから１５１ＭＨｚまで狭くなるが、スプリアス信号
帯域内への落ち込みは全くなくなり、帯域内にスプリア
スが発生することがない。
【００４９】今回開示された実施の形態はすべての点で
例示であって制限的なものではないと考えられるべきで
ある。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求
の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味お
よび範囲内でのすべての変更が含まれることが意図され
る。
例示であって制限的なものではないと考えられるべきで
ある。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求
の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味お
よび範囲内でのすべての変更が含まれることが意図され
る。
【００５０】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、各局
部発振回路から出力される局部発振信号の周波数差の高
調波が各中間周波帯域および受信帯域に入らないによう
に、受信周波数帯域，各局部発振周波数および各中間周
波数帯域を選ぶようにしたので、２つの局部発振回路の
差信号から発生する高調波スプリアスが理論的に入力信
号ＲＦ周波数、ＩＦ信号帯域内に落ち込むことがないた
め、スプリアス低減のためのシールド強化などを施す必
要がなく構造的に簡単な構成のコンバータが実現でき、
結果的に低価格な低雑音コンバータが実現される。
部発振回路から出力される局部発振信号の周波数差の高
調波が各中間周波帯域および受信帯域に入らないによう
に、受信周波数帯域，各局部発振周波数および各中間周
波数帯域を選ぶようにしたので、２つの局部発振回路の
差信号から発生する高調波スプリアスが理論的に入力信
号ＲＦ周波数、ＩＦ信号帯域内に落ち込むことがないた
め、スプリアス低減のためのシールド強化などを施す必
要がなく構造的に簡単な構成のコンバータが実現でき、
結果的に低価格な低雑音コンバータが実現される。
【００５１】さらに、入力端子に１１．７ＧＨｚ〜１
２．２ＧＨｚの帯域の偏波信号を入力し、各局部発振回
路は１０．７５ＧＨｚ，１３．８５ＧＨｚの局部発振周
波数信号を発振し、各混合回路は９５０ＭＨｚ〜１４５
０ＭＨｚ，１６５０〜２１５０ＭＨｚの中間周波信号を
出力するようにすれば、ガードバンドが２００ＭＨｚあ
りチップ積層型の安価な誘電体フィルタでローパスフィ
ルタとハイパスフィルタが実現できる
２．２ＧＨｚの帯域の偏波信号を入力し、各局部発振回
路は１０．７５ＧＨｚ，１３．８５ＧＨｚの局部発振周
波数信号を発振し、各混合回路は９５０ＭＨｚ〜１４５
０ＭＨｚ，１６５０〜２１５０ＭＨｚの中間周波信号を
出力するようにすれば、ガードバンドが２００ＭＨｚあ
りチップ積層型の安価な誘電体フィルタでローパスフィ
ルタとハイパスフィルタが実現できる
【図１】 この発明の一実施形態におけるＬＮＢのブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】 図１に示したＹ型２分配器を示す図である。
【図３】 アクチブミキサの例を示す図である。
【図４】 誘電体発振器の例を示す図である。
【図５】 シリコンバイポーラトランジスタによる発振
器の例を示す図である。
器の例を示す図である。
【図６】 ダイオードミキサの例を示す図である。
【図７】 誘電体フィルタの例を示す図である。
【図８】 チップインダクタで構成されたＹ型２分配回
路の例を示す図である。
路の例を示す図である。
【図９】 従来の代表的な衛星放送受信システムを示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図１０】 図９に示したＬＮＢの第１の従来例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図１１】 第２の従来例のＬＮＢのブロック図であ
る。
る。
１，２ 入力、３〜６ 低雑音増幅器、７，８ ＢＰ
Ｆ、９，１０ 局部発振器、１１，１２ ミキサ、１３
ＬＰＦ、１４ ＨＰＦ、１５ 結合器、１６ＩＦ増幅
器、１７ ＩＦ出力端子、１８ 電源回路、２１ 半導
体素子、３１発振素子、３２，４２ 誘電体素子、３
３，４３，４４，４５ 結合線路用マイクロストリップ
線路、３４，３７，４６，４７ 局部発振器出力ストッ
プ用マイクロストリップ線路、３５ 発振特性調整用マ
イクロストリップ線路スタブ、３６ 局部発振器出力用
マイクロストリップ線路、４１ シリコンバイポーラト
ランジスタ、５１，５２ ショットキーダイオード、５
３〜５５ マイクロストリップ線路、５６，５７ スタ
ブ、６４，６５ チップインダクタ。
Ｆ、９，１０ 局部発振器、１１，１２ ミキサ、１３
ＬＰＦ、１４ ＨＰＦ、１５ 結合器、１６ＩＦ増幅
器、１７ ＩＦ出力端子、１８ 電源回路、２１ 半導
体素子、３１発振素子、３２，４２ 誘電体素子、３
３，４３，４４，４５ 結合線路用マイクロストリップ
線路、３４，３７，４６，４７ 局部発振器出力ストッ
プ用マイクロストリップ線路、３５ 発振特性調整用マ
イクロストリップ線路スタブ、３６ 局部発振器出力用
マイクロストリップ線路、４１ シリコンバイポーラト
ランジスタ、５１，５２ ショットキーダイオード、５
３〜５５ マイクロストリップ線路、５６，５７ スタ
ブ、６４，６５ チップインダクタ。
Claims (10)
- 【請求項１】 少なくとも２つの偏波信号が分離されて
入力され、そのいずれかを出力する低雑音コンバータで
あって、 衛星からの入力周波数が同一の帯域である２つの偏波信
号が分離されて入力される入力端子、 前記各入力端子に入力された偏波信号を増幅する低雑音
増幅器、 前記低雑音増幅器で増幅された各偏波信号から所定の帯
域信号を抑圧するためのバンドパスフィルタ、 各偏波信号に対応して設けられ、それぞれが異なる周波
数の局部発振信号を出力する局部発振回路、 前記各フィルタを通過した信号と前記各局部発振回路か
らの所定の局部発振信号とを混合して異なる周波数域の
中間周波信号を出力する混合回路、 前記混合回路から高い周波数帯域の中間周波信号を取出
すためのハイパスフイルタ、 前記混合回路から低い周波数帯域の中間周波信号を取出
すためのローパスフィルタ、 前記ハイパスフィルタで取出された中間周波信号と、前
記ローパスフィルタで取出された中間周波信号とを結合
する結合回路、および前記結合回路から出力される中間
周波信号を増幅する中間周波増幅回路を備え、 前記各局部発振回路から出力される局部発振信号の周波
数差の高調波が前記各中間周波帯域および受信帯域に入
らないにように、前記受信周波数帯域，前記各局部発振
周波数および各中間周波数帯域を選んだことを特徴とす
る、低雑音コンバータ。 - 【請求項２】 前記入力端子には１１．７ＧＨｚ〜１
２．２ＧＨｚの帯域の偏波信号が入力され、 前記各局部発振回路は１０．７５ＧＨｚ，１３．８５Ｇ
Ｈｚの局部発振周波数信号を発振し、 前記各混合回路は９５０ＭＨｚ〜１４５０ＭＨｚ，１６
５０〜２１５０ＭＨｚの中間周波信号を出力することを
特徴とする、請求項１に記載の低雑音コンバータ。 - 【請求項３】 前記混合回路は能動素子により構成され
たアクチブミキサであることを特徴とする、請求項１に
記載の低雑音コンバータ。 - 【請求項４】 前記局部発振回路は誘電体発振器である
ことを特徴とする、請求項１に記載の低雑音コンバー
タ。 - 【請求項５】 前記誘電体発振器の発振素子はシリコン
バイポーラトランジスタであることを特徴とする、請求
項４に記載の低雑音コンバータ。 - 【請求項６】 前記混合回路はダイオードミキサである
ことを特徴とする、請求項１に記載の低雑音コンバー
タ。 - 【請求項７】 前記ローパスフィルタ、ハイパスフィル
タは誘電体フィルタであることを特徴とする、請求項１
に記載の低雑音コンバータ。 - 【請求項８】 前記結合回路はＹ型２分配回路であり、
その実効波長の１／４線路が分布定数回路としてマイク
ロストリップ線路で構成されたことを特徴とする、請求
項１に記載の低雑音コンバータ。 - 【請求項９】 前記結合回路はＹ型２分配回路であり、
その実効波長の１／４線路を適切な定数のチップインダ
クタで構成されたことを特徴とする、請求項１に記載の
低雑音コンバータ。 - 【請求項１０】 前記局部発振回路は、前記１０．７５
ＧＨｚ，１３．８５ＧＨｚの発振周波数に代えて、１
０．７５０〜１０．７９９ＧＨｚ，１３．８５０〜１
３．８０１ＧＨｚの間の周波数で発振することを特徴と
する、請求項２または４に記載の低雑音コンバータ。
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