JP2003279606A - 正弦波信号の位相のディジタル測定法及びディジタル測定回路 - Google Patents

正弦波信号の位相のディジタル測定法及びディジタル測定回路

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JP2003279606A
JP2003279606A JP2002300218A JP2002300218A JP2003279606A JP 2003279606 A JP2003279606 A JP 2003279606A JP 2002300218 A JP2002300218 A JP 2002300218A JP 2002300218 A JP2002300218 A JP 2002300218A JP 2003279606 A JP2003279606 A JP 2003279606A
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Abstract

(57)【要約】 標本化周期Ｔ／ｒにより標本化される角周波数がω＝２
π／Ｔのほぼ正弦波信号の位相を最大誤差Ｅを有して測
定する方法であって、前記位相は前記信号の中央値の両
側にある２つの続いた標本値を横切る直線が前記中央値
に達する時間として計算され、ｒｏｕｎｄ（ｘ）を実数
ｘに最も近い整数とし、ｉを標本値が符号化されるビッ
ト数とし、Ｇ1を前記標本化信号の振幅の補正の実数項
とし、Ｇが２iＧ1に等しい時、次の関係式 【数１】 を満たす値ｒ０と値ｒ０の２倍から３倍に等しい値の間
を含む範囲から数ｒを選択する段階を含むことを特徴と
する測定方法である。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明はアナログ信号の位
相のディジタル測定に関し、より詳細には光ディスクの
読取り装置が発生するほぼ正弦波の可変周波数信号の位
相のディジタル測定に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１はレーザディスクプレーヤ又は光デ
ィスクプレーヤを非常に概括的に示している。ディスク
Ｄの表面上にトラックＴｒが刻まれている前記ディスク
Ｄは前記ディスクの回転軸Ｏの回りに回転が保たれてい
る。トラックＴｒは軸Ｏの上に中心があり、ＲＺ及びＮ
Ｚであるそれぞれ反射領域および無反射領域が交互にあ
る一連の螺旋状の領域を形成している。更に、前記トラ
ックは以下には記載していない実施例に基づく同心円も
形成する。前記反射領域及び無反射領域が交互にある領
域の長さは変えることができ、更に前記領域の長さによ
り前記トラック上に情報を符号化することができる。デ
ィスク読取り装置は前記ディスクの刻まれた表面に面す
るように配置された読取りヘッドＲＨを含んでいる。前
記読取りヘッド上にある光源ＬＳはトラックの点Ｔｒを
照らしている。読取りヘッドＲＨは前記ディスクに対し
容易に動き前記トラックの全ての点を照らすことができ
る。４つの感光性のセルＡ，Ｂ，Ｃ及びＤは前記ヘッド
の上に配置され、前記トラックにより反射された光を受
ける。前記読取りヘッドが前記トラックに位置を合わせ
られると、前記４つの感光性のセルは振幅と位相が同じ
電圧信号ＶＡ，ＶＢ，ＶＣ及びＶＤを発生する。前記電
圧信号は前記トラックの反射領域及び無反射領域の半波
の長さと一緒に変化する周波数を有するほぼ正弦波に従
う。これらの信号の周波数Ｆは、前記半波の最小の長さ
に対する最大周波数Ｆｍａｘと前記半波の最大の長さに
対する最小周波数Ｆｍｉｎの間で変化する。電圧信号Ｖ
Ａ，ＶＢ，ＶＣ及びＶＤの周波数の変化を分析すること
により、トラックＴｒ上で符号化された情報を見つける
ことができる。しかし、前記読取りヘッドが前記トラッ
クに対しずれていると、前記感光性のセルは異なる振幅
と位相ずれの電圧信号ＶＡ，ＶＢ，ＶＣ及びＶＤを発生
する。その後、前記電圧信号の位相のずれが測定され、
前記読取りヘッドの半径方向の位置を制御する手段（図
示していない）に加えられる。前記手段は前記トラック
上で前記読取りヘッドの位置を再び合わせるように作用
する。読取りヘッドの位置を制御する前記手段はアナロ
グ回路又はディジタル回路の形で実現できる。この制御
回路が感光性のセルにより発生する電圧信号の位相のず
れに対しディジタル測定を使用する場合を以下に考察す
る。
【０００３】図２は感光性のセルＡ，Ｂ，Ｃ及びＤの１
つにより発生する電圧信号Ｖの位相ＰＨを測定し、クロ
ック信号ＣＫの周波数でこの位相をディジタル化するた
め使用されている従来の装置を概括的に示している。同
様の装置が他の感光性のセルにより発生する電圧信号の
位相を測定するため与えられている。図示していない手
段によりこのように測定された２つの位相の引き算が行
われる。電圧コンパレータ２により信号Ｖと信号Ｖの平
均値にほぼ等しい信号Ｖｓが比較される。位相同期ルー
プ４はクロック信号ＣＫを受け、クロック信号ＣＫの周
期を１６分の１だけ相互にずらした１６個のレプリカＣ
Ｋ０，ＣＫ１，…，ＣＫ１５を発生する。コンパレータ
２の出力によりレート付けられる１６個のＤフリップフ
ロップＦＦ０，ＦＦ１，…，ＦＦ１５は、それぞれ位相
同期ループ４が発生したレプリカＣＫ０，ＣＫ１，…，
ＣＫ１５の１つを入力として受ける。論理ブロック６は
フリップフロップＦＦ０，ＦＦ１，…，ＦＦ１５の出力
を受け、４ビットで符号化されている位相信号ＰＨを応
答として発生する。
【０００４】信号Ｖが値Ｖｓに達する時間毎に、コンパ
レータ２はＤフリップフロップＦＦ０からＦＦ１５をレ
ート付ける。次に、ＤフリップフロップＦＦ０からＦＦ
１５のそれぞれは、対応するレプリカＣＫ０からＣＫ１
５が０か又は１かに基づき１又は０に等しい信号を発生
する。レプリカＣＫ０からＣＫ１５はそれぞれクロック
信号ＣＫの周期の１６分の１ずれているので、Ｄフリッ
プフロップＦＦ０からＦＦ１５が発生する信号の論理処
理により、クロック信号ＣＫの周期の開始後値Ｖｓに達
した時間において、クロック信号ＣＫの周期の１６分の
１の精度で決定することができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】この種の装置は満足に
動作するが、位相同期ループ又は同種のアナログの構造
を使用してクロック信号ＣＫのレプリカＣＫ０からＣＫ
１５を発生させる必要がある。この種の装置が集積回路
の形で実現される時、製造過程のあらゆる変更に対し重
大な修正を受ける事があり、これは好ましくない。更
に、この種のアナログの構造は試験が難しく更に製造後
に評価が必要であり、これは高価である。
【０００６】これらの欠点を避けるため、信号の位相の
測定に対しディジタル処理を与える要望が出ている。デ
ィジタル法は位相を測定しようとする信号を標本化し、
得られた標本値に基づき位相を決定する。従来、この種
の方法は重要なシリコン表面領域を占める計算手段即ち
テーブルの使用を含んでいる。標本化された信号が２つ
の続いた標本値の間で直線と同じとみなすアルゴリズム
も使用される。これらのアルゴリズムからより簡単な回
路を作ることができるが、一般に速い標本化速度を必要
とすることが認められている。従って、標本化周波数は
位相を測定しようとする信号の周波数より一般に少なく
とも１０倍大きくなるように選ばれる。現在、出来るだ
け小さい標本化周波数を使用することが望まれている。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この発明の目的は、小さ
な表面領域で、簡単なディジタル回路の形で実現でき、
更に最大信号周波数より少しだけ大きな標本化周波数を
使用してほぼ正弦波信号の位相を測定する方法を提供す
ることである。
【０００８】この発明によれば、この正弦波信号の中央
値の両側にある２つの標本値の間で前記正弦波信号を直
線に同じとみなすことにより該信号の位相を測定するこ
とが与えられている。この発明者により標本値があまり
接近していない場合でも誤差を十分小さくでき、所定の
精度を有して前記正弦波信号の位相を決めることができ
ることが知られている。この発明は所要の精度を得るた
め使用される最小の標本化周波数を決定する方法を提供
し、更に前記最小の周波数に近い標本化周波数を選ぶこ
とを提供している。
【０００９】この発明は更にこの方法を実施する回路も
提供している。より詳細には、この発明はＴが可変長の
周期で、ｒが必ずしも整数とは限らない数の時、標本化
周期Ｔ／ｒにより標本化される前記周期Ｔと角周波数が
ω＝２π／Ｔのほぼ正弦波信号の位相を所定の最大誤差
Ｅを有して測定する方法であって、前記位相は前記信号
の中央値の両側にある２つの続いた標本値を横切る直線
が前記中央値に達する時間として計算され、更に全ての
可能な周期Ｔの値、及び−Ｔ／ｒ０から０の間の標本化
周期の期間にわたり変化するｔに対し、ｒｏｕｎｄ
（ｘ）を実数ｘに最も近い整数とし、ｉを標本値が符号
化されるビット数とし、Ｇ1を０と１の間に含まれ、前
記標本化信号の振幅の補正の実数項としＧが２iＧ1に等
しい時、次の関係式
【数３】 を満たす値ｒ０と値ｒ０の２倍から３倍に等しい値の間
を含む範囲から数ｒを選択する段階を含むことを特徴と
する測定方法を与えている。
【００１０】この発明の実施例によれば、前記位相の計
算が次の段階： ａ、前記標本値が離れている標本化周期の半分の中で直
線が中央値に達することを決め、次にこの様に決められ
た前記周期の半分に等しいサーチ間隔を区切り、前記サ
ーチ間隔が前記周期の第１の半分で有るならば２進数の
最重要ビットを０に等しく、前記期間の第１の半分で無
ければ１とする段階と、 ｂ、サーチ間隔の半分の中で、前記直線が前記値に達す
ることを決める前記段階をｊ−１回繰返し、次に前記サ
ーチ間隔を前記サーチ間隔の半分に限定し、前記直線が
前記サーチ間隔の前記第１の半分の中で前記値に達する
ならばその前の段階で計算した最重要ビットより重要度
の小さい二進数のビットを０にし、達しなければ１にす
る段階、を含んでいる。
【００１１】この発明は更に全ての可能な周期Ｔの値、
及び−Ｔ／ｒ０から０の間で標本化周期の期間により変
化するｔに対しｉを前記標本値が符号化されるビット数
とし、Ｇ1を０と１の間に含まれ、前記標本化信号の振
幅の補正の実数項とする時、次の関係式
【数４】 を満たす値ｒ０と値ｒ０の２倍から３倍に等しい値の範
囲を含み、ｒを必ずしも整数とは限らない数とする時、
可変長の周期ｔと、角周波数がω＝２π／Ｔであり、標
本化周期Ｔ／ｒで標本化されほぼ正弦波信号の位相を所
定の最大誤差Ｅを有してｊビットの二進数の形で測定
し、前記標本化信号を受け、２つの連続する標本値が異
なる符号の時、第１の出力端子に第１の標本値の絶対値
の逆数と、第２の出力端子に前記２つの標本値の絶対値
の和とを与える初期化セルと；第１の計算セルが前記初
期化セルの第１と第２の出力端子に接続されたそれぞれ
第１と第２の入力端子を有し、前記第１の計算セルの第
１の出力端子に前記第１の入力端子で受けた値と前記第
２の入力端子で受けた値の半分の和とを与え、前記第１
の計算セルの第２の出力端子に前記半分を与え、更に第
３の出力端子に前記和の前記符号の逆の符号を与える前
記第１の計算セルと；更に、後段の計算セルのそれぞれ
が、その前段にある計算セルの第１、第２及び第３の出
力端子に接続されたそれぞれ第１、第２及び第３の入力
端子を有し、第３の入力端子が１に等しい信号を受ける
時は第１の入力端子で受けた値と第２の入力端子で受け
た値の半分の和を、等しい信号を受けない時は第１の入
力端子で受ける値と第２の入力端子で受ける値の半分の
逆数の和を第１の出力端子に与え、前記半分を第２の出
力端子に与え更に前記和の符号の逆の符号を第３の出力
端子に与えるｊ−１個の後段の計算セル；を含む測定回
路を与えている。
【００１２】この発明の実施例によれば、初期化セル
が：標本化信号を受け、速度がクロック信号であるＤフ
リップフロップと；前記Ｄフリップフロップの入力と出
力にある値の符号を入力に受けるＸ−ＯＲゲートと；前
記Ｘ−ＯＲゲートの出力が１か又は０に等しいかに基づ
き、Ｄフリップフロップの出力か又は０かのいずれかを
与えるように接続された第１のマルチプレクサと、前記
Ｘ−ＯＲゲートの出力が１か又は０に等しいかに基づ
き、Ｄフリップフロップの入力か又は０かのいずれかを
与えるように接続された第２のマルチプレクサであっ
て、前記第１のマルチプレクサの出力の絶対値がマイナ
ス１の利得の要素と第１の加算器の第１の入力に加えら
れ、前記第２のマルチプレクサの出力の絶対値が前記第
１の加算器の第２の入力に与えられ、マイナス１の利得
の要素の出力と前記第１の加算器の出力のそれぞれが前
記初期化セルの第１の出力端子と第２の出力端子に接続
されていることを特徴とする前記第１及び第２のマルチ
プレクサ；を含んでいる。
【００１３】この発明の実施例によれば、第１の計算セ
ルが：前記第１の計算セルの第２の入力端子に接続され
た入力を有する２分割のデバイダと；前記第１の計算セ
ルの第３の入力端子が受ける信号が１に等しいか又は０
に等しいかに基づき前記デバイダの出力か又はその逆数
のいずれかを与えるため接続されている第３のマルチプ
レクサと；前記第１の計算セルの第１の入力端子からと
前記第３のマルチプレクサの出力から受ける前記信号を
加える第２の加算器であって、前記第２の加算器の出力
は前記第１の計算セルの第１の出力端子に接続されてお
り、前記第１の計算セルの第２の出力端子は前記デバイ
ダの出力に接続されており、前記第２の加算器が発生す
る前記信号の前記符号の逆の符号は前記第１の計算セル
の第３の出力端子に加えられており、更に前記第１の計
算セルの第３の入力端子は値１に保たれていることを特
徴する第２の加算器；を含んでいる。
【００１４】この発明の実施例によれば、第１の計算セ
ルと同じ構造をその後段の計算セルのそれぞれが有して
いる。
【００１５】この発明の実施例によれば、第１の計算セ
ルとその後段の計算セルのそれぞれの第３の出力端子
が、サーチされた位相の最重要ビットと次の最重要ビッ
トに与えられている。
【００１６】この発明の実施例によれば、数ｉが８に等
しく、数ｊが４に等しく、誤差Ｅが標本化周期の１６分
の１に等しく、比ｒが３．４からほぼ１０の間の範囲に
ある。
【００１７】この発明の前述の目的、特徴及び利点を添
付の図面に関連した特別な実施例に関連する記載であ
り、これに限定されない記載の中で詳細に述べる。
【００１８】
【発明の実施の形態】簡略化のため、以下では分析する
信号は正の電圧と負の電圧の間で変化し、時間０で中央
値Ｖｓ＝０となり、周期がＴ，角周波数がω＝２π／Ｔ
の正弦波信号であるとして検討する。標本化の後、標本
化された信号Ｖの標本値Ｖ（ｔ）は次の様に書くことが
出来る： Ｖ（ｔ）＝ｒｏｕｎｄ（Ｇ．ｓｉｎ（ωｔ）） ここにｒｏｕｎｄ（ｘ）は実数ｘに最も近い整数であ
り、Ｇ＝２iＧ1である。値ｉは標本値Ｖ（ｔ）が符号化
されるビット数である。Ｇ1は標本化された信号の振幅
の補正に関する０より大きく１以下の実数である。値Ｖ
ｓ＝０の両側にあり、周期Ｔより必ずしも整数とは限ら
ない実数の比ｒだけ小さい１標本化周期Ｔｅだけ離れて
いる２つの連続する標本値Ｖ（ｔ１），Ｖ（ｔ２）を検
討する。標本値Ｖ（ｔ１）とＶ（ｔ２）は以下に記載す
る図４Ａに示している。両方の標本値Ｖを横切る直線Ｄ
（ｔ）を考えると次の値を有する：
【数５】 ここに、ｔ２−ｔ１＝Ｔｅ＝Ｔ／ｒは１標本化周期に対
応している。直線Ｄ（ｔ）は時間的な０とは異なる場合
を有する時間ｔ０で０になる。値ｔ０は正弦波信号Ｖ
（ｔ）が直線Ｄ（ｔ）とみなす時生ずる誤差εmaxに対
応している。本発明者により、分析された周波数と標本
化周波数の間の所定の比ｒに対し生ずる最大誤差はｔが
−Ｔ／ｒから０の間で変化するｔに対し次式に等しい：
【数６】 この発明に基づく方法の第１の段階は周期Ｔと１０未満
に選んだ比ｒに対し、生じた最大誤差εmaxが未だ所要
の最大値Ｅより小さいか調べることから成る。生じた最
大誤差εmaxは、信号Ｖがｔ＝０で位相をはずれ最早キ
ャンセルされない時は変化しないことを示すことができ
る。この発明の実施例によれば、時間ｔ１，ｔ２及びｔ
０が二進数のｊビットの形で符号化され、時間ｔ０，ｔ
１，ｔ２及び誤差Ｅ、更にεmaxは、それぞれ標本化周
波数Ｔ／ｒの２のｊ乗分の１の整数倍で表される。この
ような実施例をこれ以後の記載で検討する。
【００１９】図３はｊを４に、ｉを８に設定した時、標
本化周期Ｔ／ｒの１６分の１で表され、発生した最大誤
差εmaxの変化を比ｒに基づき表した曲線を示してい
る。この種の曲線によりこの発明に基づく位相を計算す
ることが出来る最小の比ｒを決めることができる。
【００２０】前記誤差はｒ＝３の時１．５に、ｒ＝３．
４の時１に、ｒ＝５の時０．５に、ｒ＝１０の時０．１
５に、ｒ＝２０の時０．１３に、ｒ＝４０の時０．１７
に、ｒ＝１００の時０．５に、ｒ＝２００の時１に及び
ｒ＝３００の時１．５にほぼ等しい。驚いたことに、ほ
ぼｒ＝２０からほぼ前記誤差は比ｒとともに増加する
が、理論的にｒが増えると標本値はより接近し、２つの
標本値間の信号Ｖは益々直線の様になる。この発明は比
ｒが増える時標本化期間は短くなるので、時間ｔ０の測
定がより細かくなり、処理する最大誤差εmaxは標本化
周期のより多くの部分を表すことを示している。既に述
べたことから判るように、所定の周波数の信号に対し使
用できる最小の標本化周波数を決めることが行われる。
これを行うため、この発明では所要の最大誤差Ｅに対し
使用できる最小の比ｒをサーチすることを与えている。
可変周波数の信号Ｖを検討する時、この発明では処理す
る最大周波数εmaxが信号Ｖの周波数の全ての可能な値
に対し所要の最大誤差Ｅより小さくなることを保つ様に
標本化周波数を選ぶことを与えている。
【００２１】例えば、図３は好ましい最大誤差１に対
し、ｊを４に設定すると、使用可能な最大の比ｒが３．
４であることを示している。安全性からの理由と、この
発明を実施する回路の特性に生ずる可能性があるドリフ
トを防ぐため、この最小の比の１倍から３倍の間の範囲
の比、例えば４から１０の間の比が使用される。読取り
速度が２．５ｘのＤＶＤフォーマットの光ディスクの場
合、信号Ｖの前記最大周波数Ｆｍａｘは１０．９ＭＨｚ
に等しい。３８ＭＨｚの最小標本化周波数Ｆｅはこの発
明に基づき信号Ｖの位相ＰＨを測定するため使用され
る。実際には、４０から１００ＭＨｚの範囲の周波数が
使用される。
【００２２】図４Ａから図４Ｃは４ビットの二進数の形
で信号Ｖの位相ＰＨをこの発明に基づき測定を行うこと
を示している。２つの標本時間ｔ１とｔ２で取った符号
の異なる２つの続いた標本値Ｖ（ｔ１）とＶ（ｔ２）を
検討する。この発明により標本値Ｖ（ｔ１）とＶ（ｔ
２）を横切る直線Ｄ（ｔ）が０に達する時間ｔ０として
前記位相を計算することが与えられている。信号Ｖの位
相は時間ｔ０，ｔ１及び標本化期間ｔ２−ｔ１の値から
計算される。簡略化のため、以下では時間ｔ０＝０，ｔ
２＝１及び時間ｔ０は信号Ｖの位相ＰＨに等しいとして
検討する。
【００２３】図４Ａは時間ｔ１からｔ２まで離れている
標本化周期の半分の周期において標本値Ｖ（ｔ１）とＶ
（ｔ２）を横切る直線Ｄ（ｔ）が０になることを決める
第１の段階を示している。（ｔ２−ｔ１）／２に等しい
時間ｔ３で直線Ｄ（ｔ）の値Ｄ（ｔ３）が計算される。
値Ｄ（ｔ３）が０より大きければ、標本化周波数の第１
の半分の周波数で直線Ｄ（ｔ）は０になり、位相の最重
要ビットＰＨ（３）は値０になる。次に、前記計算は時
間ｔ１とｔ３を含むサーチ期間続けられる。（図示して
いないが）反対に、値Ｄ（ｔ３）が０より小さければ、
位相の最重要ビットＰＨ（３）は１となる。次に、前記
計算はｔ３からｔ２の間のサーチ期間行われる。
【００２４】図４Ｂは前の段階で定められたサーチ期間
の半分の期間において直線Ｄ（ｔ）が０となることを決
める第２の段階を図示している。直線Ｄ（ｔ）の値Ｄ
（ｔ４）は前記サーチ期間の半分の期間における時間ｔ
４で計算される。値Ｄ（ｔ４）が０より大きければ位相
の第２の最重要ビットＰＨ（２）は値０になり、前記サ
ーチ期間は第１の半分の期間に限定される。反対に０よ
り小さければ、前記位相の第２の最重要ビットＰＨ
（２）は値１になり、サーチ期間は第２の半分の間隔に
限定される。
【００２５】図４Ｃと図４Ｄは第２の段階と同じ過程を
有する第３と第４の段階をそれぞれ示している。直線Ｄ
（ｔ）の値Ｄ（ｔ５）とＤ（ｔ６）は時間ｔ５とｔ６で
計算され、前記時間ｔ５とｔ６は前の段階で決定された
サーチ期間の半分の期間に位置している。値Ｄ（ｔ５）
とＤ（ｔ６）の符号により位相ＰＨのビットＰＨ（１）
とＰＨ（０）に値が与えられる。図示の例では位相ＰＨ
＝０１０１＝５が得られ、これは直線Ｄ（ｔ）が時間ｔ
１からｔ２の間の期間の５／１６で０になることを意味
している。
【００２６】図５はこの発明に基づく位相測定回路の実
施例を概略的に示している。前記回路に外付けであるｉ
ビットのアナログ−ディジタルコンバータ８は、クロッ
ク信号ＣＫの速度で信号Ｖを標本化する。アナログ−デ
ィジタルコンバータの出力は符号の付いた２値数に符号
化されており、クロック信号ＣＫでレートづけられるＤ
フリップフロップ１０に加えられる。連続する２つの標
本値Ｖ（ｔ）とＶ（ｔ＋１）はこの様に前記出力とフリ
ップフロップ１０の入力に常に存在している。標本値Ｖ
（ｔ）とＶ（ｔ＋１）の符号はＸ−ＯＲゲート１２の入
力端子に与えられる。マルチプレクサ１４は第１の入力
に値０を受け、第２の入力に標本値Ｖ（ｔ）を受ける。
第２のマルチプレクサ１６は第１の入力に値０を受け、
第２の入力に標本値Ｖ（ｔ＋１）を受ける。マルチプレ
クサ１４と１６はゲート１２の出力端子に接続され、値
Ｖ（ｔ）とＶ（ｔ＋１）が異なる符号の時それぞれ値Ｖ
（ｔ）とＶ（ｔ＋１）を出力し、符号が同じ時値０を出
力する。マルチプレクサ１４の前記出力の絶対値は利得
がマイナス１の要素１８と加算器２０の第１の端子に加
えられる。マルチプレクサ１６の出力の絶対値は加算器
２０の第２の入力に与えられる。要素１８と加算器２０
のそれぞれの出力端子は計算セル２２の第１の入力端子
と第２の入力端子にそれぞれ接続されている。
【００２７】計算セル２２は前記セル２２の第２の入力
端子に接続された入力端子を有する２分割デバイダ２４
を含んでいる。計算セル２２は更に前記セル２２の第３
の入力端子に接続された制御端子を有するマルチプレク
サ２６を含んでおり、前記制御端子は値１を保ってい
る。マルチプレクサ２６の第１の入力端子はデバイダ２
４の出力の逆数を受ける。マルチプレクサ２６は制御端
子が０ならば第１の入力端子に受けた信号を出力し、前
記制御端子が０でなければ第２の入力端子に受けた前記
信号を出力する。加算器２８の第１の入力端子は計算セ
ル２２の第１の入力端子に接続され、その第２の入力端
子はマルチプレクサ２６の出力端子に接続されている。
加算器２８の出力端子は計算セル２２の第１の出力端子
に接続されている。計算セル２２の第２の出力端子はデ
バイダ２４の出力端子に接続されている。加算器２８が
発生する信号の符号の逆は計算セル２２の第３の出力セ
ルに与えられている。
【００２８】計算セル２２の第１、第２及び第３の出力
端子は、前記セル２２に等しい計算セル３０の第１、第
２及び第３の入力端子にそれぞれ接続されている。同様
に、計算セル３０に等しい計算セル３２は計算セル３０
の次に接続され、計算セル３２に等しい計算セル３４は
前記セル３２の次に接続されている。前記セル２２，３
０，３２及び３４の第３の出力端子は、サーチされた位
相信号ＰＨのビットＰＨ（３），ＰＨ（２），ＰＨ
（１）及びＰＨ（０）をそれぞれ発生する。
【００２９】Ｘ−ＯＲゲート１２は連続する標本値Ｖ
（ｔ）とＶ（ｔ＋１）の符号を比較し、前記標本値が異
なる符号の時位相ＰＨの計算にトリガをかける。前記セ
ル２２，３０，３２及び３４は第１の負の標本値で動作
する様に与えられている。第１のサンプルが正である場
合が予測される為、利得がマイナス１の要素１８は任意
に第１の標本値Ｖ（ｔ）の値をその絶対値の逆の値に設
定する。加算器２０は標本値Ｖ（ｔ）とＶ（ｔ＋１）の
間の距離を計算する。計算セル２２において、前記標本
値を離している距離の半分が計算され、次に前記第１の
標本値の値に加えられ、標本値Ｖ（ｔ）とＶ（ｔ＋１）
が作る間隔の半分の間隔を計算する。この様に計算され
た中間の値は前記値が正か負かに基づき次のサーチ間隔
の上側又は下側の端を形成する。次の計算セル３０，３
２及び３４のそれぞれにおいて、前記サーチ間隔の前記
の２つの端を離す距離の半分が計算され、前のセルで計
算された中間の値に加算又は減算が行われる。計算セル
２２で計算された中間の値の符号によりサーチされた位
相ＰＨの最重要ビットの値が決定される。その次の計算
セルのそれぞれにより位相ＰＨの計算に１ビットだけ加
えられる。図示の例により４ビットの位相ＰＨが計算さ
れるが、この数を増やすことは図示のセル３４の後に計
算セルを加えることで十分できる。
【００３０】図５に示す回路は非同期動作を行う要素に
より本質的に作られ、図５に示す回路の計算時間は幾つ
かの動作条件ではクロック信号ＣＫの周波数より大き
い。第１の解決策は前記回路を作るため使用する素子の
スピードを上げることからなる。第２の解決策は信号Ｃ
ＫでレートづけられるＤフリップフロップが相互に接続
される幾つかのブロックに前記回路を分けることからな
る。Ｄフリップフロップのそれぞれは信号ＣＫのそれぞ
れの期間で入力に接続されている前記ブロックにより行
われる計算の結果を記憶し、出力に接続されている前記
ブロックに次の期間で前記の結果を与える。この解決策
は信号Ｖの位相ＰＨを計算する時間が長くなるが、位相
ＰＨが信号Ｖを横切る０の直後で使用されない時にこの
解決策だけを使用できる。光ディスク読取り装置の例で
は、読取りヘッドの感光性セルが発生する信号Ｖの位相
ＰＨは信号ＣＫの周波数に対し非常にゆっくり変化する
位置補正信号を発生させるため使用される。クロックＣ
Ｋの幾つかの周期分だけ位相ＰＨの測定を遅らせ、この
様な補正信号を発生することができる。信号ＣＫの速度
のＤフリップフロップを、例えば計算セル２２，３０，
３２及び３４のそれぞれの入力端子の前に差入れると図
５の回路の動作を適正にすることができる。
【００３１】この発明は、当業者が容易に考えることが
できる種々の変更、修正及び改善を有することは勿論で
ある。例えば、この発明は所定の負の値と所定の正の値
の間でゼロを取り囲んで変化するほぼ正弦波信号Ｖに関
して記載したが、当業者は２つのあらゆる所定の間で変
化する信号にこの発明を容易に適用できる。
【００３２】この発明は４つの感光性のセルＡ，Ｂ，Ｃ
及びＤを含む読取りヘッドに関して記載したが、当業者
はより多くの感光性セル、例えば６個のセルを含む読取
りヘッドにこの発明を容易に適用できる。
【００３３】この様な変更、修正及び改善はこの開示の
一部分であり、この発明の精神と範囲の中である。従っ
て、上記の記載は一例であり、これにより制限されな
い。この発明は請求項及びそれに均等なものにのみ制限
される。
【図面の簡単な説明】
【図１】光ディスク読取り装置を概括的に示す図であ
る。
【図２】従来の位相測定回路を概略的に示す図である。
【図３】この発明に基づき標本化信号を選びほぼ正弦波
信号の位相を測定する曲線を示す図である。
【図４】この発明に基づき位相の測定を行う図である。
【図５】この発明に基づく回路の実施例を示す図であ
る。
【符号の説明】
２ 電圧コンパレータ ４ 位相同期ループ ６ 論理ブロック ８ アナログ−ディジタルコンバータ １０ Ｄフリップフロップ １２ Ｘ−ＯＲゲート １４ 第１のマルチプレクサ １６ 第２のマルチプレクサ １８ 利得がマイナス１の要素 ２０ 第１の加算器 ２２ 第１の計算セル ２４ デバイダ ２６ 第３のマルチプレクサ ２８ 第２の加算器 ３０，３２，３４ 計算セル

Claims (8)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 可変周期Ｔで角周波数ω＝２π／Ｔのほ
    ぼ正弦波信号を標本化周期Ｔ／ｒで、ｒは整数である必
    要はない、標本化した位相（ＰＨ）を所定の最大誤差Ｅ
    で測定する方法において、 位相（ＰＨ）は前記信号の中央値の両側の２つの連続す
    る標本値と交差する直線（Ｄ（ｔ））が前記値に達する
    時間として計算され、 値ｒを値ｒ０とｒ０の２〜３倍に等しい範囲から選択
    し、ｒ０は全ての可能なＴと、−Ｔ／ｒ０と０の間の標
    本化周期の期間にわたって変化するｔに対し、次の式を
    満足し、 【数１】 ｒｏｕｎｄ(ｘ)は実数ｘに最も近い整数、Ｇは２iＧ1，
    ｉは標本値が符号化されるビット数、Ｇ1は、０と１の
    間の、標本化信号の振幅の補正の実数項、であることを
    特徴とする方法。
  2. 【請求項２】 位相の計算が次の段階： ａ、標本値（Ｖ（ｔ），Ｖ（ｔ＋１））が離れている標
    本化周期の半分の中で直線（Ｄ（ｔ））が中央値に達す
    ることを決め、次にこの様に決められた前記周期の半分
    に等しいサーチ間隔を区切り、前記サーチ間隔が前記周
    期の第１の半分で有るならば二進数の最重要ビット（Ｐ
    Ｈ）を０に等しく、前記周期の第１の半分で無ければ１
    とする段階と、 ｂ、サーチ間隔の半分の中で、前記直線が前記値に達す
    ることを決める前記段階をｊ−１回繰返し、次に前記サ
    ーチ間隔を前記サーチ間隔の半分に限定し、前記直線が
    前記サーチ間隔の前記第１の半分の中で前記値に達する
    ならばその前の段階で計算した前記２進数の最重要ビッ
    トより重要度の小さい二進数のビットを０にし、達しな
    ければ１にする段階、を含むことを特徴とする請求項１
    に記載の方法。
  3. 【請求項３】 全ての可能な周期Ｔの値、及び−Ｔ／ｒ
    ０から０の間で標本化周期の期間により変化するｔに対
    しｉを前記標本値が符号化されるビット数とし、Ｇ1を
    ０と１の間に含まれ、前記標本化信号の振幅の補正の実
    数項とする時、次の関係式 【数２】 を満たす値ｒ０と値ｒ０の２倍から３倍に等しい値の範
    囲を含み、ｒを必ずしも整数とは限らない数とする時、
    可変長の周期ｔと、角周波数がω＝２π／Ｔであり、標
    本化周期Ｔ／ｒで標本化されほぼ正弦波信号（Ｖ）の位
    相（ＰＨ）を所定の最大誤差Ｅを有してｊビットの二進
    数の形で測定し、 前記標本化信号を受け、２つの連続する標本値が異なる
    符号の時、第１の出力端子に第１の標本値の絶対値の逆
    数と、第２の出力端子に前記２つの標本値の絶対値の和
    とを与える初期化セルと；第１の計算セル（２２）が前
    記初期化計算セルの第１と第２の出力端子に接続された
    それぞれ第１と第２の入力端子を有し、前記第１の計算
    セルの第１の出力端子に前記第１の入力端子で受けた値
    と前記第２の入力端子で受けた値の半分の和とを与え、
    前記第１の計算セルの第２の出力端子に前記半分を与
    え、更に第３の出力端子に前記和の前記符号の逆の符号
    を与える前記第１の計算セル（２２）と；更に、 後段にある計算セル（３０，３２，３４）のそれぞれが
    その前段にある計算セルの第１、第２及び第３の出力端
    子に接続されたそれぞれ第１、第２及び第３の入力端子
    を有し、第３の入力端子が１に等しい信号を受ける時は
    第１の入力端子で受けた値と第２の入力端子で受けた値
    の半分の和を、等しい信号を受けない時は第１の入力端
    子で受ける値と第２の入力端子で受ける値の半分の逆数
    との和を前記第１の出力端子に与え、前記半分を前記第
    ２の出力端子に与え、更に前記和の符号の逆の符号を第
    ３の出力端子に与えるｊ−１個の前記後段にある計算セ
    ル（３０，３２，３４）；を含む測定回路。
  4. 【請求項４】 初期化セルが：標本化信号を受け、速度
    がクロック信号（ＣＫ）であるＤフリップフロップ（１
    ０）と；前記Ｄフリップフロップ（１０）の入力と出力
    にある値（Ｖ（ｔ），Ｖ（ｔ＋１））の符号を入力に受
    けるＸ−ＯＲゲート（１２）と；前記Ｘ−ＯＲゲート
    （１２）の出力が１又は０に等しいかに基づき、Ｄフリ
    ップフロップ（１０）の出力か又は０かのいずれかを与
    えるように接続された第１のマルチプレクサ（１４）
    と、前記Ｘ−ＯＲゲート（１２）の出力が１か又は０に
    等しいかに基づき、Ｄフリップフロップ（１０）の入力
    か又は０かのいずれかを与えるように接続された第２の
    マルチプレクサ（１６）であって、前記第１のマルチプ
    レクサ（１４）の出力の絶対値がマイナス１の利得の要
    素（１８）と第１の加算器（２０）の第１の入力に加え
    られ、前記第２のマルチプレクサ（１６）の出力の絶対
    値が前記第１の加算器（２０）の第２の入力に与えら
    れ、マイナス１の利得の要素（１８）の出力と前記第１
    の加算器（２０）の出力それぞれが前記初期化セルの第
    １の出力端子と第２の出力端子に接続されていることを
    特徴とする前記第１及び第２のマルチプレクサ；を含む
    ことを特徴とする請求項３に記載の回路。
  5. 【請求項５】 第１の計算セル（２２）が：前記第１の
    計算セル（２２）の第２の入力端子に接続された入力を
    有する２分割のデバイダ（２４）と；前記第１の計算セ
    ル（２２）の第３の入力端子が受ける信号が１に等しい
    か又は０に等しいかに基づき前記デバイダ（２４）の出
    力か又はその逆数のいずれかを与えるため接続されてい
    る第３のマルチプレクサ（２６）と；前記第１の計算セ
    ル（２２）の第１の入力端子からと前記第３のマルチプ
    レクサ（２６）の出力から受ける前記信号を加える第２
    の加算器（２８）であって、前記第２の加算器（２８）
    の出力は前記第１の計算セル（２２）の第１の出力端子
    に接続されており、前記第１の計算セル（２２）の第２
    の出力端子は前記デバイダ（２４）の出力に接続されて
    おり、前記第２の加算器（２８）が発生する前記信号の
    前記符号の逆の符号は前記第１の計算セル（２２）の第
    ３の出力端子に加えられており、更に前記第１の計算セ
    ルの第３の入力端子は値１に保たれていることを特徴す
    る前記第２の加算器（２８）；を含むことを特徴とする
    請求項３に記載の回路。
  6. 【請求項６】 第１の計算セルと同じ構造をその後段に
    ある計算セル（３０，３２，３４）のそれぞれが有して
    いることを特徴とする請求項５に記載の回路。
  7. 【請求項７】 第１の計算セル（２２）とその後段にあ
    る計算セル（３０，３２，３４）のそれぞれの第３の出
    力端子が、サーチされた位相（ＰＨ）の最重要ビット
    （ＰＨ（３））とその次の最重要ビット（ＰＨ（２），
    ＰＨ（１），ＰＨ（０））に与えられることを特徴とす
    る請求項６に記載の回路。
  8. 【請求項８】 数ｉが８に等しく、数ｊが４に等しく、
    誤差Ｅが標本化周期の１６分の１に等しく、比ｒが３．
    ４からほぼ１０の間の範囲にあることを特徴とする請求
    項３から７のいずれか１つに記載の回路。
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