JP2003224536A

JP2003224536A - Ｏｆｄｍ方式の伝送装置

Info

Publication number: JP2003224536A
Application number: JP2002020802A
Authority: JP
Inventors: Toshiyuki Akiyama; 俊之秋山; Tatsuhiro Nakada; 樹広仲田; Nobuo Tsukamoto; 信夫塚本
Original assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Current assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Priority date: 2002-01-29
Filing date: 2002-01-29
Publication date: 2003-08-08
Anticipated expiration: 2022-01-29
Also published as: JP3719707B2

Abstract

(57)【要約】【課題】ＯＦＤＭ方式の受信装置において、特別なテ
スト信号を用いずに、通常の情報符号を受信しながら、
ＯＦＤＭ信号が有するガードインターバルを越える期間
の遅延プロファイルを観測できるようにする。【解決手段】ＯＦＤＭ信号が有する既知のキャリア信
号のみをＩＦＦＴして得られる既知キャリアの時間信
号、例えばパイロット信号のみをＩＦＦＴして得られる
既知キャリアの時間信号を算出し、その一部を用いて参
照信号を構成し、受信装置に記憶しておき、情報符号で
変調されている通常のＯＦＤＭ信号を受信する際、受信
されたＯＦＤＭ信号と記憶されている参照信号との間の
相関を算出し、得られた相関信号を遅延プロファイルと
して出力する回路構成にする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、互いに直交する複
数本の搬送波（キャリア）を情報符号で変調する直交周
波数分割多重変調方式（Orthogonal Frequency Divisio
n Multiplexing：以下、ＯＦＤＭ方式と記す）で変調さ
れている受信信号の遅延プロファイルを解析する遅延プ
ロファイル解析回路を有する装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、無線装置の分野では、マルチパス
フェージングに強い変調方式として、ＯＦＤＭ方式が脚
光を集め、欧州や日本を初めとする各国の次世代のテレ
ビ放送、ＦＰＵ、無線ＬＡＮ等の分野で多くの応用研究
が進められている。この内、ＵＨＦ帯の地上ディジタ
ル放送方式については、映像情報メディア学会誌１９９
８Ｖｏｌ．５２，Ｎｏ．１１に詳しく記されている。こ
の放送方式で変調された受信信号における主波に対する
反射波(遅延波等)の混入状態（遅延プロファイル）の演
算方法は、特開２０００−１３４１７６で既に提案され
ている。この発明では、ＵＨＦ帯の地上ディジタル放送
方式のキャリア構造を用い説明している。しかし、この
方式は非常に複雑で、本質を見失う恐れがある。そこ
で、より簡単なキャリア構造を有する方式に適用した場
合を例に取って説明する。

【０００３】ＯＦＤＭ方式は、図２のように、一定の伝
送帯幅内に、互いに直交するＮ本、例えば約１４００本
の搬送波(キャリア)を設け、情報符号によって指定キャ
リアを６４ＱＡＭ(６４ＱＡＭ：64 Quadrature Amplitu
de Modulation)等の変調方式で変調して伝送する方式で
ある。図３は、そのキャリア構造の一部を拡大し、さら
に詳しく説明する図であり、同様の構造が全伝送帯に渡
って繰り返されると考えて良い。図３において、横方向
に並ぶ「□」印はそれぞれ１本のキャリアを表す。横
一列の「□」印はＯＦＤＭ信号の１つのシンボルを表
し、縦方向は時間の経過を表している。ＣＰと書かれた
「□」印は、復調の際に必要になる基準信号を再生する
のに用いるパイロット信号Ｐの位置を示している。ま
た何も書かれていない「□」印は、６４ＱＡＭで変調さ
れた信号位置を表している。なお、日本のＵＨＦ帯の
地上ディジタル放送方式では、パイロット信号Ｐは、図
４のＳＰと書かれた「□」印の様に、周波数方向と時間
方向にばらまかれた位置に配置されている。そのため、
パイロット信号ＰはＳＰ(Scattered Pilot)と銘々され
ている。しかし、図３のキャリア構造ではパイロット
信号Ｐを時間方向に連続的に挿入しているので、連続性
を強調したＣＰ(Continual Pilot)に変えて示した。

【０００４】図５と図６は、ＯＦＤＭ方式の送信装置と
受信装置を構成する回路の中から、本発明に関係する部
分を取り出して示した回路図である。送信前処理回路
１に入力された情報符号は、誤り訂正符号への変換、６
４ＱＡＭへのマッピング及び図３に従ったＣＰキャリア
の挿入等の前処理により、図３の横一列に並ぶ各キャリ
アの信号を表す２０４８サンプルクロックの周波数分布
イメージの信号列に変換される。変換された信号列は
２０４８ポイントの逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を実施
するＩＦＦＴ回路２に入力され、同じ２０４８サンプル
クロックの信号で構成される時間波形を表す信号列に変
換される。図７は、送信装置から送信されるＯＦＤＭ信
号を模式的に示したものであり、ＩＦＦＴ回路２から
は、ＯＦＤＭ信号のＴｓ期間の時間波形信号が出力され
る。ガードインターバル挿入回路３は、この期間Ｔｓの
時間波形の内のｂの部分をｂ’の部分にコピーして挿入
する回路である。この様にガードインターバルを挿入
された信号は、送信後処理回路４において更に直交変
調、Ｄ／Ａ変換、アップコンバート等の後処理を施され
た後、アンテナ５から送信される。図６の受信装置のア
ンテナ６で受信された信号は、受信前処理回路７におい
てダウンコンバート、Ａ／Ｄ変換、直交復調等の前処理
を実施された後、信号切り出し回路８に入力され、図７
のＴｓ期間に対応する２０４８サンプルの信号列が切り
出される。切り出された信号列は、２０４８ポイント
のフーリエ変換（ＦＦＴ）を実施するＦＦＴ回路９に入
力され、周波数分布イメージの信号列である図３の横一
列の信号列に戻される。

【０００５】ところで、６４ＱＡＭでマッピングされた
信号を復調するには、一般の教科書にも記されている様
に、信号空間上の物差しに相当する基準信号が必要であ
る。図３のパイロット信号ＣＰは、この基準信号の再生
を可能にするために挿入された信号である。例えば図
３のキャリア２１に対する基準信号は、このキャリア近
傍に並ぶ、同じシンボル内の複数のＣＰ信号であるＣＰ
１，ＣＰ２等の信号から、内挿演算によって算出する。
そして、算出された基準信号を用いて、６４ＱＡＭの
復調を実施する。図６の受信後処理回路１０は、この
６４ＱＡＭの復調、復調符号の符号誤り訂正等の後処理
を実施する回路である。受信後処理回路１０から出力
された符号は、復号された情報符号として、受信装置か
ら出力される。

【０００６】図６において、破線で囲まれた遅延プロフ
ァイル解析回路部１１とピーク検出回路１２は、特開２
０００−１３４１７６で提案された方法を実施する回路
部である。ＦＦＴ回路９から出力された信号列は、Ｐキ
ャリア抽出＆ゼロ挿入回路１３に入力される。そし
て、図８の（ａ）に模式的に示すＦＦＴ回路９の出力信
号からＣＰキャリア信号を抽出すると共に、図８の
（ｂ）の様に残りのキャリアの信号値を零にして出力す
る。ＣＰを抽出して得られた信号列は、ＯＦＤＭ信号の
復調で用いたＦＦＴと同じポイント数２０４８のＩＦＦ
Ｔ回路１４に入力され、ＩＦＦＴされる。ＩＦＦＴ回路
１４から出力される信号波形の例を図９に示す。ＩＦＦ
Ｔ回路１４から出力される１シンボルの信号は第０から
第２０４７の２０４８サンプルクロックの信号で、図３
のキャリア構造の中にＣＰがＭｃ＝８キャリア毎に挿入
されているため、（ａ）から（ｈ）まで同じ波形が巡回
的に８回繰り返される構造になる。図９の最も大きなｍ
ａｉｎインパルスが有る位置は、図１０の（ａ）の様
に、送信装置のＩＦＦＴ回路２でＩＦＦＴされたＴｓ部
分が切り出されてＦＦＴ回路９に入力される信号成分が
有る場合に生じるインパルス位置である。受信装置で
は、受信される主波が図１０の（ａ）の位置に来るよう
に同期を引き込むので、主波はｍａｉｎインパルスの位
置に現れる。ｄｅｌインパルスは、図１０の（ｂ）の
様に、主波に対して遅延した成分の存在を表し、ｐｒｅ
インパルスは図１０の（ｃ）の様に、主波に対して先行
する成分の存在を表す。

【０００７】そこで図６の遅延プロファイル生成回路１
５では、繰り返される８個の領域の何れか、例えば図９
の（ｂ）の部分、すなわち第２５６サンプルクロックを
中心とする第１２８サンプルクロックから第３８３サン
プルクロックの領域の信号を抜き出し、その絶対値ある
いは絶対値の２乗値を、図１１の様に遅延プロファイル
信号として出力する。この信号をオシロスコープ等を
用いて表示することにより、受信信号の遅延プロファイ
ルを観測することができる。また、この遅延プロファイ
ル信号を図６のピーク検出回路１２に入力してそのピー
ク位置から主波の位置を検出し、検出した位置データに
基づき信号切り出し回路８で切り出す信号のタイミング
のずれを検出すると共に、そのタイミングを制御する。
これにより、主波のＴｓ部分が理想的なタイミング位
置になるように制御することができる。なお、図１１で
観測できる遅延時間の実際の時間値、例えば±６μｓｅ
ｃ等の値は、ＯＦＤＭ信号の変調で用いるＩＦＦＴ回路
のサンプルクロック周波数によって変化するので、図１
１の遅延時間はサンプルクロックの数で示した。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】ところで遅延プロファ
イルは、ＯＦＤＭ信号を復調できない時、あるいは再生
信号のＳ／Ｎが低下して符号誤りが多発するようになっ
た時、その原因の究明と、その後の無線通信が可能かど
うかを判断するために必要になる。しかし、図６に示す
従来の遅延プロファイル信号の算出方法では、ＣＰを再
生し抽出できることが不可欠である。従って、局部発
信周波数Ｌｏの同期を含む、全ての同期が正しく引き込
まれていることが必要である。そのため、同期を確立で
きない際の原因の究明では、従来の遅延プロファイル解
析回路は使用できないという第１の問題がある。また、
正常に通信が行われている際も、ガードインターバルを
越える遅延波が突然混入して通信できなくなる可能性が
どの程度あるのかを判断するため、遅延プロファイルが
必要になる。この場合、ガードインターバルを越えて発
生する遅延波のレベルと遅延時間、あるいはその頻度
を、できるだけ正確に把握する必要がある。しかし、
ガードインターバルの長さにほぼ等しい図１１の±１２
８の範囲を超える遅延波が発生すると、遅延波の存在を
確認できなくなるだけでなく、先行波側に偽の相関ピー
クとなって現れ、判断を誤らせる危険があるという第２
の問題がある。この問題においては、遅延プロファイル
を観測できる範囲がガードインターバル期間内に限定さ
れても、偽の相関ピークが現れず判断を誤る危険が少な
い方が好ましい。本発明の目的は、局部発信周波数Ｌｏ
の同期を確立できないほど、伝搬環境が悪化している場
合でも、遅延プロファイルを観測でき、この様な場合の
原因究明を可能にすると共に、ガードインターバルを越
える遅延波が混入しても、ガードインターバルの期間を
越える広い範囲の、偽の相関ピークの無い遅延プロファ
イルを観測できる遅延プロファイル解析回路を提供する
ことにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するため、例えばパイロット信号ＣＰやＳＰ、あるい
は伝送装置の制御信号を伝送するキャリア信号（ＴＭＣ
Ｃ：Transmission andMultiplexing Configuration Con
trol)の様に、通常のＯＦＤＭ信号のキャリア構造で前
もって定められ、既知の信号で変調されたキャリア(以
下「既知キャリア」と記す)のみを残して得られる周波
数分布イメージの信号列を、通常のＯＦＤＭ信号への変
調と同様にＩＦＦＴし、ガードインターバルを付して得
られる時間波形、あるいはこの時間波形を前もって定め
る一定の帯域幅に帯域制限した時間波形(以下「既知キ
ャリアの時間信号」と記す)を、前もって算出する。例
えばＣＰを既知キャリアとする時、図１２（ａ）に示す
約１４００本の通常のＯＦＤＭ信号のキャリアの内、○
印を付したＣＰキャリアを除く、他の全てのキャリアの
信号レベルを、図１２（ｂ）の様に零にする。この周
波数分布イメージの信号列をＩＦＦＴし、図１２（ｃ）
に示す有効シンボル期間Ｔｓの時間波形の信号を算出す
る。そして図１２（ｄ）の様に、期間Ｔｓの時間波形
のｂの部分をｂ’の部分にコピーし、ガードインターバ
ルの時間信号として挿入する。この様にして得た１シン
ボル期間Ｔｓ’の時間波形を、図１２（ｅ）の様に繰り
返すことにより、既知キャリアの時間信号を算出する。
そして、この算出した既知キャリアの時間信号の一部を
用いて参照信号を構成する。即ち、例えば図１２
（ｆ）の様に、期間１の部分を取り出して参照信号と
し、受信装置が有する遅延プロファイル解析回路内に記
憶しておく。この参照信号の構成方法が本発明で最も重
要な点である。この点については後述する。

【００１０】通常のＯＦＤＭ信号を受信する際は、遅延
プロファイル解析回路で、その中に記憶されている参照
信号とＦＦＴ前の受信信号（ＯＦＤＭ信号）との間の相
関を算出し、得られた相関信号あるいはその絶対値ある
いはその絶対値の２乗値あるいはその平方根あるいはそ
れらのｄＢ値を遅延プロファイル信号として出力する回
路構成にする。ところで、受信されたＯＦＤＭ信号は、
情報符号で変調されて得られる図１３（ａ）のデータキ
ャリアの時間信号成分と、既知の信号で変調されて得ら
れる図１３（ｂ）の既知キャリアの時間信号成分の和で
構成されている。この内、図１３（ａ）のデータキャリ
アの時間信号成分と図１２（ｅ）の既知キャリアの時間
信号との間には相関が無い。そのため、既知キャリアの
時間信号を用いて構成した参照信号とデータキャリアの
時間信号成分との間の相関を算出すると、図１３（ｃ）
の点線の相関波形１のように、常にほぼ０近傍で振動す
るランダムな波形に成る。これに対し図１３（ｂ）の既
知キャリアの時間信号成分は、位相の回転と大きさの変
化を除けば、図１２（ｅ）の既知キャリアの時間信号と
同一波形になる。そのため、受信信号に含まれる既知キ
ャリアの時間信号成分と参照信号の間の相関を算出する
と、参照信号の波形と既知キャリアの時間信号成分の波
形が一致する時、実線の相関波形２の様に、相関値に大
きなピークが現れる。従って、遅延時間が異なる複数の
遅延波が混入している受信信号が入力された場合、この
受信信号と参照信号の相関を算出すると、図１３（ｄ）
に示す各遅延波が持つ既知キャリアの時間信号成分と参
照信号の波形が一致する度に、図１３（ｅ）のように、
その遅延波のレベルに応じた大きさのピークが現れる遅
延プロファイル波形を得ることができる。

【００１１】ところで、図１２（ｅ）のようにして算出
した既知キャリアの時間信号から、そのまま参照信号を
構成すると、図１３（ｃ）で得られる相関ピークが鋭く
なりすぎ、見難くなる。また、図６の受信前処理回路で
ＯＦＤＭ信号をサンプリングする際、少しでもタイミン
グがずれるとサンプリング後の波形が歪み、相関ピーク
が小さくなる場合がある。これに対し、図１２で算出さ
れる既知キャリアの時間信号を、前もって定める一定の
帯域幅に帯域制限して得られる既知キャリアの時間信号
から参照信号を構成すると、算出される相関ピークの波
形も鈍って広がり、相関ピークを却って見易くなる効果
が得られる。また、同様の理由により、ＯＦＤＭ信号を
サンプリングする際のタイミングが多少ずれていても、
算出される相関ピークの波形は余り変化せず、安定した
相関ピーク波形を得ることができるようになる。相関を
算出する際に用いるＯＦＤＭ信号の帯域幅を制限して
も、同様の効果が得られるのは明らかである。あるい
は参照信号とＯＦＤＭ信号の両方の信号の帯域を制限し
ても良い。なお、以後の説明は既知キャリアの時間信号
の帯域制限の有無に拘わらず成り立つので、特に区別す
ることなく説明する。

【００１２】本発明は、上記の基本的な処理を実現する
ものであり、第１の発明は、互いに直交するＮ本の搬送
波(キャリア)を情報符号で変調して伝送する直交周波数
分割多重変調方式(ＯＦＤＭ方式)の伝送装置において、
その受信装置側に、上記ＯＦＤＭ方式で変調されている
ＯＦＤＭ信号のキャリアの内、既知の信号で変調された
キャリア(以下、既知キャリアと称す)のみを残して得ら
れる周波数分布イメージの信号列を逆フーリエ変換(Ｉ
ＦＦＴ)し、ガードインターバルを付して得られる時間
波形信号あるいはこの時間波形信号を所定の帯域幅に帯
域制限した時間波形信号（以下、これら時間波形信号を
既知キャリアの時間信号と称す）を算出し、該既知キャ
リアの時間信号の一部を用いて構成した参照信号と、上
記受信装置のフーリエ変換(ＦＦＴ)前のＯＦＤＭ信号あ
るいは該ＯＦＤＭ信号を所定の帯域幅に帯域制限したＯ
ＦＤＭ信号を入力とし、当該２つの入力信号間の相関を
算出し、算出された相関信号あるいはその一部を遅延プ
ロファイル信号として出力する遅延プロファイル解析回
路を有する構成としたものである。また第２の発明は、
上記遅延プロファイル解析回路を、前もって構成した参
照信号を記憶する回路部を有する回路としたものであ
る。

【００１３】また第３の発明は、上記遅延プロファイル
解析回路が相関を算出するのに用いる参照信号は、上記
ＯＦＤＭ信号が有するパイロット信号からなる既知キャ
リアの時間信号の一部を用いて構成される信号としたも
のである。本発明では従来の方法と異なり、ＦＦＴ後の
信号を用いる必要がない。従って遅延プロファイル信号
を算出する際、必ずしも同期が確立している必要はな
い。特に個々のキャリアの信号を再生する必要がないた
め、Ｌｏ周波数の同期は確立している必要はない。その
ため、本発明で算出した遅延プロファイル信号を用いる
ことにより、従来の方法では不可能であった、同期を確
立できない際の原因の究明を実施できるようになる効果
が得られる。ところで、図１２（ｃ）に示す有効シンボ
ル期間の既知キャリアの時間信号に、これより短い周期
性が無ければ、有効シンボル期間の既知キャリアの時間
信号からガードインターバルの信号に等しい信号部分を
除いた信号、あるいはその一部の信号を参照信号として
用いることにより、ＯＦＤＭ信号の１シンボルの時間幅
Ｔｓ’の遅延プロファイル信号を得ることができる。例
えば、フェージングの影響を低減するため、通常、ＴＭ
ＣＣはキャリア間にランダムに配置する。そのため、Ｔ
ＭＣＣを既知キャリアとして用いて算出した時間信号は
有効シンボル期間内に周期性を持たず、１シンボルの時
間幅の遅延プロファイル信号を得ることができる。

【００１４】また、第４の発明は、この参照信号の構造
に関するものであり、上記遅延プロファイル解析回路が
相関を算出するのに用いる参照信号は、上記既知キャリ
アの時間信号の有効シンボル期間の信号から、ガードイ
ンターバル期間の信号に等しい信号を有する期間の信号
を除いた信号、あるいはその一部の信号で構成された信
号としたものである。ここで、有効シンボル長と同じ時
間幅の遅延プロファイル信号が得られるのは、既知キャ
リアがランダムな位置に挿入されている場合に限る。Ｏ
ＦＤＭ信号に含まれる既知キャリアの時間信号成分のレ
ベルを上げようとすると、キャリア本数の多いパイロッ
ト信号を既知キャリアとして用いることになる。しか
し、パイロット信号は一定のキャリア間隔で挿入されて
いる。そのため、後述するように、既知キャリアの時間
信号に、有効シンボル長より短い時間幅(Ｔknown)の信
号を１ブロックとする周期性が現れる。例えば、従来
例と同様にキャリア間隔８本の割合でＣＰを挿入する場
合、既知キャリアの時間信号は、２０４８／８＝２５６
サンプルクロックの時間幅の信号を１ブロックとして、
連続的に接続した波形になる。この周期性のため、１
ブロックの時間幅Ｔknownより遅れた遅延波が混入する
と偽の相関ピークが発生し、正しい遅延プロファイル信
号を観測できなくなる。従って、正しい遅延プロファイ
ル信号を観測できる範囲は、この１ブロックの時間幅Ｔ
knownが限界になる。

【００１５】この様に偽の相関ピークが発生しても、１
ブロックの時間幅Ｔknownがガードインターバルより長
ければ、観測できる時間幅は制限されるものの、依然と
してガードインターバルを越えて発生する遅延波を観測
できるため、問題は比較的少ない。しかしガードインタ
ーバルは、その期間が長いほど遅延波に対する耐性が上
がるため、通常、復調が可能な範囲で、できるだけ長く
設定する。詳細は省略するが、例えばＯＦＤＭ信号への
変調で用いるＩＦＦＴのポイント数を２０４８ポイン
ト、パイロット信号ＣＰのキャリア間隔を８本とする
と、復調可能な遅延波の最大遅延時間は２０４８／８＝
２５６サンプルクロックになるので、ガードインターバ
ル長は通常、この２５６サンプルクロックからその半分
の１２８サンプルクロック程度の長さに設定する。この
最大のガードインターバルの長さは、上記既知キャリア
の時間信号の１ブロックの時間幅Ｔknownと同一にな
る。そのため、可能な最大の長さのガードインターバル
を有するＯＦＤＭ信号では、肝心のガードインターバル
を越えて発生する遅延波の観測ができない第３の問題が
生じる。

【００１６】この問題は従来の方法でも発生する。すな
わち、従来の遅延プロファイル解析回路部１１のＩＦＦ
Ｔ回路１４から出力される信号波形は、図９の様に、２
０４８ポイントの期間に同じ波形が巡回的に８回繰り返
される波形になる。この巡回の周期は、上記のガードイ
ンターバル長と同じ２０４８／８＝２５６サンプルクロ
ックである。そのため、ガードインターバルを超えた遅
延波が混入すると、算出した遅延プロファイルの間に偽
のピークが現れ、正しい遅延プロファイルを観測できな
くなる。

【００１７】本発明は、このような偽の相関ピークが発
生せず、正しい遅延プロファイルを観測できる範囲を、
既知キャリアの時間信号の１ブロックの時間幅Ｔknown
に等しいか、それ以上の範囲に広げる方法を提供するも
のである。この方法を説明する前に、既知キャリアの時
間信号が有する特徴について説明しておく。送信装置に
おいて、情報符号でマッピングされた信号を番号ｎ_fの
各キャリアに配置した周波数分布イメージの周波数分布
信号をＺ(ｎ_f)、サンプルクロック周期をΔ、ＯＦＤＭ
信号への変調に用いるＩＦＦＴのポイント数をＭＦ、変
換された時間波形のイメージのＯＦＤＭ信号をｚ(ｔ
ｍ)、既知キャリアが挿入されるキャリア間隔をＭｃ、
第ｎ番目のＣＰの複素ベクトル信号をＣ(ｎ)とすると、
図１２（ｃ）に示す有効シンボル期間の既知キャリアの
時間信号波形ｚｃ(ｔｍ)は、次式で表せる。ｚｃ(ｔｍ) ＝Σ Ｃ（ｎ）・ｅｘｐ［ｊ・２π・(Ｍｃ・ｎ＋ｎ０)／Ｔｓ・ｔｍ］ただし、ｎ＝−Ｎｃｎ〜Ｎｃｐ・・・・・ (１) ここで、Ｎｃｐ＋Ｎｃｎ＋１は既知のキャリア信号を構
成するキャリアの本数であり、ｎ０は第０番目(ｎ＝０)
のＣＰが挿入されるキャリア番号である。また、Ｔｓは
ＯＦＤＭ信号の有効シンボル長であり、ＭＦ・Δに等し
い。この時のキャリア構造と各変数の関係を図１４に
模式的に示す。

【００１８】ところで、この既知キャリアの時間信号
を、ｋを整数として、時間Δ・（ｋ・（ＭＦ／Ｍｃ））
だけ平行移動すると、ｚｃ(ｔｍ＋Δ・(ｋ・(ＭＦ／Ｍｃ)))＝ｚｃ(ｔｍ) ・ｅｘｐ［ｊ・２π・(ｎ０／Ｍｃ)・ｋ］・・・(２) となる。言い換えると、ＭＦサンプルクロックの時間
波形は、初めの（ＭＦ／Ｍｃ）サンプルクロックの１ブ
ロックの時間波形を、その位相を２π・（ｎ０／Ｍｃ）
ずつ順次回転しながら連続的に接続した波形になる。特
に、ｎ０／Ｍｃ＝１／２の時は、ｚｃ(ｔｍ＋Δ・(ｋ・(ＭＦ／Ｍｃ)))＝ｚｃ(ｔｍ)・(−１)^k ・・・(３) となり、１ブロック毎に時間波形の極性が反転する波形
になる。即ち、ＣＰを挿入する間隔Ｍｃが偶数で、ｎ
＝０に対応するＣＰを挿入するキャリア位置ｎ０が、周
波数０の第０キャリア(ｎ_f＝０)からＭｃの半分ずれた
位置にある場合は、初めの(ＭＦ／Ｍｃ)サンプルクロッ
クの１ブロックの時間波形を、その極性を反転しながら
連続的に接続した波形になる。図１５は、Ｍｃ＝８、ｎ
０＝Ｍｃ／２＝４とした時の、有効シンボル期間Ｔｓの
時間波形の様子を模式的に示したものである。各枠で示
す時間幅Ｔknownの時間波形は、その極性が交互に反転
することを除けば同じ波形である。

【００１９】以上の知識を基に、図１６の模式図を用い
て本発明の基本的な考え方を説明する。図１６（ａ）
は、図１５の有効シンボル期間の時間波形に、許容され
る最大長のガードインターバル、すなわち長さＴｓ／Ｍ
ｃ＝Ｔｓ／８のガードインターバルを挿入して得た、既
知キャリアの時間信号の模式図である。但し、シンボル
の境界が図の中心に来るように移動して示した。ところ
で、ガードインターバルの信号は、図１５の第８ブロッ
クの時間信号をコピーして挿入したものである。この第
８ブロックの時間信号で構成した図１６（ｂ）の信号を
参照信号とし、図１６（ａ）の既知キャリアの時間信号
との間の相関を算出すると、図１６（ｃ）の相関信号が
得られる。ただし、参照信号が図１６（ｂ）の位置にあ
るときに算出された相関値は、参照信号の下の矢印のタ
イミングで出力されるものとする。後述する各実施の形
態の動作原理の説明図においても、同様の記述方法を用
いることとする。図から明らかなように、１ブロックの
時間幅Ｔknown毎に極性が反転する相関ピークが発生す
るが、シンボルの境界で、その周期性に乱れが発生して
いる。即ち、相関ピーク１と相関ピーク２の前後で、極
性の反転のタイミングが１ブロック期間ずれる。

【００２０】本発明では、このシンボルの境界に発生す
る周期性の乱れを利用する。即ち、図１６（ｄ）の様
に、図１６（ｃ）の相関信号を１ブロック期間遅延させ
た後、図１６（ｃ）の相関信号との和を取ると、図１６
（ｅ）の様に互いに打ち消し合って消える相関ピークが
発生し、ただ１つの相関ピーク３のみしか残らないよう
になる。従って、１シンボル期間Ｔｓ’の範囲内の遅延
波であれば、図１６（ｆ）の遅延波による相関信号の中
にも、相関ピーク４の様な、偽の相関ピークが発生する
ことがない。そのため、この方法で算出した信号を用
いると、１シンボル期間Ｔｓ’の広い範囲の、偽の相関
ピークが現れない遅延プロファイル信号を得ることがで
きる。用いる参照信号の構成方法と信号処理方法は、Ｃ
Ｐのキャリア間隔Ｍｃ、ｎ０の値、ガードインターバル
の長さ等により多少変化するが、基本的には同一の考え
方を適用できる。本発明は、上記各種のパラメータ値の
場合における参照信号の構成方法と信号処理方法に関す
るものである。

【００２１】本発明の第５の発明は、上記遅延プロファ
イル解析回路が相関を算出するのに用いる参照信号を、
既知キャリアの時間信号のガードインターバル期間の信
号、あるいはその一部の信号で構成された信号としたも
のである。また第６の発明は、上記ＯＦＤＭ信号への変
調に用いるＩＦＦＴのポイント数をＭＦ、既知キャリア
が挿入されるキャリア間隔をＭｃ、既知キャリアの時間
信号で繰り返される(ＭＦ／Ｍｃ)サンプルクロックの時
間信号を１ブロックの信号とし、該遅延プロファイル解
析回路が相関を算出するのに用いる参照信号を、該既知
キャリアの時間信号のガードインターバル期間の信号あ
るいはその一部の信号からなる信号Ｂと、該１ブロック
の信号から該ガードインターバル期間の信号に等しい信
号部分を除いた残りの信号あるいはその一部の信号であ
って、該信号Ｂとサンプル点数が同数である信号Ａの２
つの信号で構成された信号、あるいは該信号Ｂと該信号
Ａの逆極性の信号Ａ’で構成された信号、あるいは該信
号Ｂと該信号Ａの位相を回転した信号の逆極性の信号
Ａ”で構成された信号としたものである。

【００２２】また第７の発明は、上記遅延プロファイル
解析回路が相関を算出するのに用いる参照信号を、上記
既知キャリアの時間信号の１ブロックの信号から、ガー
ドインターバル期間の信号に等しい信号部分を除いた残
りの信号あるいはその一部の信号としたものである。ま
た第８の発明は、上記遅延プロファイル解析回路が相関
を算出するのに用いる参照信号を、第６の発明と第７の
発明に記載の参照信号を組み合わせて構成された信号と
したものである。また第９の発明は、第７の発明と第８
の発明に記載の装置において、上記遅延プロファイル解
析回路を、入力される該ＯＦＤＭ信号と参照信号の間の
相関を算出して相関信号として出力する相関演算回路
と、該相関演算回路から出力される相関信号を入力し、
該入力された相関信号の内の、前もって定める時刻を含
む１ブロック期間の相関信号の内、時間的に前の１／２
ブロック期間の信号を前もって定める一定倍して得た信
号を、該１ブロック期間に続く１／２ブロック期間の相
関信号に加算して得られる相関信号を出力する偽ピーク
除去回路と、該偽ピーク除去回路から出力された相関信
号を入力し、該相関信号の内の、該前もって定める時刻
を含む１ブロック期間と、これに続く１／２ブロック期
間の相関信号を選択して出力する遅延プロファイル生成
回路を有する構成としたものである。

【００２３】また第１０の発明は、第１の発明と第２の
発明と第３の発明に記載の装置において、遅延プロファ
イル解析回路が相関を算出するのに用いる参照信号を、
該既知キャリアの時間信号の内の、該ガードインターバ
ル期間の信号とこれを挟む少なくとも１ブロック期間の
信号を除く信号あるいはその一部の信号で構成し、該参
照信号と該ＯＦＤＭ信号の波形が重なる時刻を含む１ブ
ロックの期間の相関信号を、遅延プロファイル信号とし
て出力する遅延プロファイル解析回路を有する構成とし
たものである。ところで、既知キャリアとして、周波数
方向と時間方向にばらまかれたパイロット信号ＳＰを用
いる場合、１つのシンボルに含まれるＳＰキャリアの本
数が少なくなり、１シンボル内での処理だけでは、ガー
ドインターバルを越える時間幅の遅延プロファイルを得
ることができない。

【００２４】本発明による第１１の発明は、このＳＰを
既知キャリアとして用いてもガードインターバルを越え
る時間幅の遅延プロファイルが得られるようにするもの
である。またこの発明は、ＣＰを既知キャリアとする
発明に適用することにより、得られる遅延プロファイル
のＳ／Ｎを上げる効果も得られるものであり、第１の発
明から第１０の発明の各発明に記載の装置において、遅
延プロファイル解析回路内で、該参照信号との間の相関
を算出する相関演算回路に入力する信号を、入力される
該ＯＦＤＭ信号の１シンボル期間の信号の各サンプル点
毎に、前もって定めるＭｓシンボルの加算平均を算出し
て得られた平均ＯＦＤＭ信号としたものである。また第
１２の発明は、以上の各発明の回路規模を縮小する手段
を提供するものであり、第１の発明から第１１の発明の
各発明に記載の装置において、参照信号の有効ビット数
を、実数成分信号と虚数成分信号それぞれ１ビットとし
たものである。これらの発明の詳細は実施の形態の説明
の中で説明するが、何れの発明を用いても、上記の第１
から第３の発明による効果の他に、既知キャリアの時間
信号の１ブロックの時間幅Ｔknownに等しいかそれ以上
の範囲、従ってガードインターバルの長さより広い範囲
の遅延プロファイル信号を得ることができる効果が得ら
れる。

【００２５】

【発明の実施の形態】以下、本発明の第１の実施の形態
による受信装置の回路構成を、図１に示す。図６の従来
の受信装置では、ＦＦＴ回路９から出力される信号を遅
延プロファイル解析回路部１１に入力している。従って
遅延プロファイル解析回路部１１は、ＦＦＴ回路９の後
段に挿入される。これに対し本発明の図１の回路では、
受信前処理回路７の出力信号を遅延プロファイル解析回
路１６に入力する。従って、遅延プロファイル解析回
路１６はＦＦＴ回路９の前に挿入される点が、従来の回
路と大きく異なる。ピーク検出回路１２は、図６の従来
の回路のピーク検出回路１２と同様の回路である。単
位変換回路１７は新たに設けた回路で、遅延プロファイ
ル解析回路１６で算出した遅延プロファイル信号の信号
レベルの単位を、観測し易い単位系の値、例えばｄＢ値
等の値に変換して出力する回路である。

【００２６】図１の受信装置において、情報符号を復調
する手順は従来と同様なので、説明を省略し、遅延プロ
ファイル解析回路１６の内部の回路とその動作原理のみ
説明する。なお、ＯＦＤＭ信号の構造は、図１６の場
合と同様に、ＣＰの間隔Ｍｃ＝８本、ＯＦＤＭ信号への
変調に用いるＩＦＦＴのポイント数ＭＦ＝２０４８、ガ
ードインターバル長Ｔｇ＝Ｔｓ／Ｍｃ、第０番のＣＰの
キャリア番号ｎ０＝４であるものとする。このパラメー
タは、ｎ０／Ｍｃ＝１／２、Ｍｃ＝偶数、Ｔｇ＝Ｔｓ／
Ｍｃの条件を満たす場合の一例になっている。

【００２７】図１において、受信前処理回路７から出力
されたＯＦＤＭ信号は、初めに遅延プロファイル解析回
路１６内の相関演算回路３０に入力され、前もって記憶
された参照信号との間の相関を算出する。この相関演
算回路３０の内部回路の一例を図１７に示す。参照信
号メモリ３１は、図１６（ｂ）で説明した参照信号を記
憶しておくメモリである。本実施の形態における参照
信号のサンプル数は、ＭＦ／Ｍｃ＝２０４８／８＝２５
６である。この参照信号の算出手順の説明は、図１５と
図１６の説明と重複するので省略する。相関演算回路３
０に入力されたＯＦＤＭ信号は、順次シフトレジスタ３
２に入力され転送される。このシフトレジスタ３２に
記憶されたＯＦＤＭ信号と参照信号メモリ３１に記憶さ
れている参照信号は、複素乗算回路列３３−１〜３３−
２５６に入力されて複素乗算される。複素乗算で得ら
れた２５６個の値は加算回路３４に入力されて加算さ
れ、図１６（ｃ）の相関信号として出力される。以上の
信号処理は、１サンプルクロック毎に一挙に実施する。
勿論、同じ結果が得られれば、パイプライン処理等の方
法を用いても良いのは言うまでもない。

【００２８】図１の相関演算回路３０から出力された相
関信号は、遅延プロファイル生成回路４０に入力され
る。この遅延プロファイル生成回路４０の内部回路の
一例を図１８に示す。遅延プロファイル生成回路４０
に入力された相関信号は、遅延回路４１と加算回路４２
に入力される。遅延回路４１で２５６サンプルクロック
遅延された図１６（ｄ）の相関信号は加算回路４２に入
力され、同時に入力される図１６（ｃ）の相関信号と加
算される。そして、得られた図１６（ｅ）の遅延プロフ
ァイル信号が出力される。図１６（ｅ）と（ｆ）の説明
でも記した様に、ここで得られた遅延プロファイル信号
には、１シンボル期間Ｔｓ’の範囲内に偽の相関ピーク
が現れない。そのため、ガードインターバルの長さを大
幅に越える１シンボル期間Ｔｓ’の範囲の遅延プロファ
イルを観測できるようになる。図１の遅延プロファイル
生成回路４０から出力された遅延プロファイル信号は更
に単位変換回路１７に入力され、観測に便利な単位系の
値、例えばその絶対値あるいはその絶対値の２乗値ある
いはその平方根あるいはｄＢ値等の単位系の値に変換さ
れた後、観測用の遅延プロファイル信号として出力され
る。この時、受信前処理回路７で実施するシンボル同期
が確立されている場合は、遅延プロファイル信号とシン
ボル同期パルスを同時に出力して観測することにより、
各遅延波が受信装置のシンボル同期に対してどのような
位置関係にあるかを観測することができる。

【００２９】また、受信装置のシンボル同期が確立され
ていないときは、例えば図１のピーク検出回路１２から
出力される最大ピーク位置を表すパルスと同時に観測す
ることにより、各遅延波が主波に対してどのような位置
関係にあるかを観測することができる。なお、Ｌｏ同期
も確立されているのが好ましいが、従来の方法のように
ＣＰを再生する必要がないため、必ずしもＬｏ同期が確
立されている必要はない。この様に、本実施の形態によ
る遅延プロファイル解析回路と参照信号を用いると、同
期が確立されていなくとも、所要の遅延プロファイル信
号を算出して観測することが可能になる。そのため、同
期を確立できないほど伝搬環境が悪化している場合で
も、その原因の究明に遅延プロファイルの情報を利用す
ることができるようになる。また、偽の相関ピークが現
れることがなく、観測できる遅延プロファイルの範囲
が、ガードインターバルの長さを大幅に越える１シンボ
ル期間Ｔｓ’になる。そのため、従来の方法では観測不
可能であったガードインターバルを越える遅延波が混入
している場合であっても、通常の情報符号を受信しなが
ら、偽の相関ピークの無い、正しい遅延プロファイルを
観測できるようになる。

【００３０】次に、本発明の第２の実施の形態による遅
延プロファイル解析回路１６の内部回路の、他の一例を
図１９に示す。ＯＦＤＭ信号の構造パラメータは第１の
実施の形態と同一であり、図１６と同一の処理結果が得
られる第２の形態である。図１９は、図１の遅延プロフ
ァイル解析回路１６の部分を取り出したものであり、遅
延プロファイル生成回路４０が削除された点が第１の実
施の形態と大きく異なる。本実施の形態では、参照信号
の構造で遅延プロファイル生成回路４０と同等の処理を
実施させる。ここで用いる参照信号の構造を図２０
（ｂ）に示す。なお、図２０（ａ）は図１６（ａ）と同
一波形である。図２０（ｂ）の参照信号の内、ｒｅｆ１
の部分は図１６（ｂ）の参照信号と同じ信号であり、ｒ
ｅｆ２の部分はｒｅｆ１の部分をそのままコピーして接
続したものである。参照信号の長さが第１の実施の形態
の参照信号の長さの２倍、２５６×２＝５１２サンプル
になるため、図１９の相関演算回路３５の内部回路の構
成は、図１７の参照信号メモリ３１、シフトレジスタ３
２、複素乗算回路列３３の各回路の段数を、それぞれ２
倍にした回路にする。ところで、図２０（ｂ）の参照信
号とＯＦＤＭ信号との間の相関値は、第１の参照信号ｒ
ｅｆ１との間の相関値と、第２の参照信号ｒｅｆ２との
間の相関値を加算したものに等しい。

【００３１】一方、ｒｅｆ２との間の相関値を算出する
際に用いるＯＦＤＭ信号は、ｒｅｆ１との間の相関値を
算出するのに用いるＯＦＤＭ信号よりｒｅｆ２の長さ、
つまり２５６サンプルだけ以前の時間のＯＦＤＭ信号に
なっている。しかもｒｅｆ１とｒｅｆ２は同一波形なの
で、ｒｅｆ２との間の相関値は、丁度２５６サンプルだ
け以前の時間に算出したｒｅｆ１との間の相関値と同じ
値になる。言い換えると、ｒｅｆ２との間の相関値の部
分は、図２０（ｄ）の破線の矢印の様に、ｒｅｆ１との
間の相関値を２５６サンプルだけ遅延した波形になる。
そのため、図２０（ｂ）の参照信号とＯＦＤＭ信号との
間の相関を算出すると、図１６（ｂ）と同じ参照信号ｒ
ｅｆ１との間の相関値と、これを２５６サンプル遅延し
た相関値を加算して得られる、図２０（ｅ）の波形の信
号が、直接出力される。従って、図１９の遅延プロファ
イル解析回路１６からは、第１の実施の形態の遅延プロ
ファイル解析回路１６と同じ波形の遅延プロファイル信
号が得られる。またこの後、第１の実施の形態と同じ信
号処理を実施することにより、第１の実施の形態と同様
の効果を得ることができる。

【００３２】次に、本発明の第３の実施の形態による遅
延プロファイル解析回路１６の内部回路の、他の一例を
図２１に示す。ＯＦＤＭ信号の構造パラメータは第１の
実施の形態と同一であり、図１６と同一の処理結果が得
られる第３の形態である。図２１は、図１の遅延プロフ
ァイル解析回路１６の部分を取り出したものであり、相
関演算回路３０と遅延プロファイル生成回路４０の順序
が逆になっている点が、第１の実施の形態と異なる。本
実施の形態は、図２２に模式的に示すように、入力され
たＯＦＤＭ信号と遅延されたＯＦＤＭ信号を先に加算し
てから参照信号との間の相関を算出するものであり、第
１の実施の形態と同じ結果が得られるのは明らかであ
る。従って、本実施の形態においても、第１の実施の形
態と同様の効果を得ることができる。なお、第１の実施
の形態では、第８ブロックの信号全体を参照信号として
用いた。しかし、図２３（ｂ）の様に、その一部の信号
を参照信号として用いても、図２３（ｃ）の様に、図１
６（ｃ）と同様の相関信号を得ることができる。従っ
て、第１の実施の形態と同様の信号処理を実施すること
により、同様の効果が得られる遅延プロファイル信号を
得ることができる。

【００３３】第２の実施の形態と第３の実施の形態にお
いても、図２３（ｂ）の参照信号を用いて同様の効果を
得ることができることも明らかである。ただし第２の実
施の形態の場合は、図２３（ｄ）のように、ｒｅｆ１の
頭とｒｅｆ２の頭の間隔を、１ブロックの時間幅Ｔknow
nにしておく必要がある。また参照信号としては、図２
３（ｂ）の様に連続している必要はなく、例えば図２４
（ｂ）の様に、図１６（ｂ）の参照信号内の任意のサン
プル信号を抜き出して用いることもできる。また、上記
第１から第３の実施の形態は、何れも図２０（ｂ）の参
照信号との間の相関を算出する回路構成の一例を上げた
ものに過ぎず、この相関信号を算出できれば、如何なる
回路を用いても良い。

【００３４】次に、本発明の第４の実施の形態による遅
延プロファイル解析回路１６の内部回路の一例を図２５
に示す。ＯＦＤＭ信号の構造として、第１の実施の形態
のガードインターバル長を半分にした場合の一例であ
り、ｎ０／Ｍｃ＝１／２、Ｍｃ＝偶数、Ｔｇ＝Ｔｓ／Ｍ
ｃ／２の条件を満たす場合の一例になっている。図２６
は、本実施の形態の、図１６に対応する動作原理の説明
図である。図２６（ｂ）のｒｅｆ１は、ガードインター
バルの部分の既知キャリアの時間信号、すなわち図１５
の第８ブロックの時間信号の後ろ半分の信号で構成され
ており、図２６（ｃ）の実線の波形は、このｒｅｆ１を
参照信号として算出した相関信号である。この相関信号
は図１６（ｃ）の相関信号に似ているが、ガードインタ
ーバルの長さが半分であるため、遅延した点線の相関信
号との和を求めただけでは、目的の相関ピーク５の近く
に偽の相関ピーク６が残ってしまう。

【００３５】そこで、本実施の形態では、第８ブロック
の時間信号の残りの前半分の信号の極性を反転したｒｅ
ｆ２を参照信号として、図２６（ｄ）の相関信号を別に
算出しておく。そして、この相関信号を遅延した図２６
（ｅ）の破線の相関信号と、図２６（ｃ）の相関信号
（図２６（ｅ）中に点線で示す）との和を算出する。こ
の演算を実施すると、破線の相関信号と点線の相関信号
は互いに打ち消し合い、目的の相関ピーク５のみが残る
遅延プロファイル信号が得られる。図２５の回路は、以
上の信号処理を実施する回路である。遅延プロファイ
ル解析回路１６に入力されたＯＦＤＭ信号は、ｒｅｆ１
を参照信号とする相関演算回路３６と、ｒｅｆ２を参照
信号とする相関演算回路３６’に入力され、それぞれの
相関信号が算出される。相関演算回路３６と３６’内部
の回路構成は図１７の回路と同一でよいが、参照信号ｒ
ｅｆ１とｒｅｆ２のサンプル数が、（ＭＦ／Ｍｃ）／２
＝２５６／２＝１２８となるので、複素乗算回路列等の
回路の段数は半分(２つの相関演算回路の段数の和は図
１７と同一)になる。相関演算回路３６’から出力され
た図２６（ｄ）の相関信号は、遅延回路４３で、（ＭＦ
／Ｍｃ）／２＝２５６／２＝１２８サンプルクロック遅
延された後、加算回路４４で、相関演算回路３６から出
力された図２６（ｃ）の相関信号と加算され、遅延プロ
ファイル信号として出力される。

【００３６】図２６（ｅ）で説明した様に、この信号処
理で得られた遅延プロファイル信号には、第１の実施の
形態と同様に１シンボル期間Ｔｓ’の範囲内に偽の相関
ピークが現れない。そのため、本実施の形態において
も、従来の方法では不可能であった、ガードインターバ
ルの長さを大幅に越える１シンボル期間Ｔｓ’の範囲の
遅延プロファイルを観測できるようになる等、第１の実
施の形態と同様の効果を得ることができる。なお、本実
施の形態では、第１の実施の形態に対する第２の実施の
形態のように、別の形態が可能である。すなわち、図１
９の遅延プロファイル解析回路１６を用い、図２６
（ｂ）のｒｅｆ２とｒｅｆ１を１つの参照信号として相
関演算を実施することにより、同一の結果、従って同一
の効果を得ることもできる。寧ろ、図２５の回路は、図
２６（ｂ）の参照信号との間の相関を算出する回路の一
例に過ぎず、この相関を算出できる回路であれば如何な
る回路を用いても良い。また図２７（ｂ）の様に、図２
６（ｂ）のｒｅｆ２の極性を反転してｒｅｆ２’に変換
した後ｒｅｆ１とｒｅｆ２’の順序を入れ替えた参照信
号を用いても、同様の結果を得ることができる。この
場合、図２５の相関演算回路３６’でｒｅｆ１との間の
相関を算出し、相関演算回路３６でｒｅｆ２’との間の
相関を算出すれば第４の実施の形態と同一になるので、
詳細説明は省略する。この場合、図２７（ｂ）の参照信
号をそのまま用いて相関演算を実施しても良いのは無論
である。

【００３７】次に、本発明の第５の実施の形態による遅
延プロファイル解析回路１６を説明する。ＯＦＤＭ信
号の構造は、第４の実施の形態と同一であり、ｎ０／Ｍ
ｃ＝１／２、Ｍｃ＝偶数、Ｔｇ＝Ｔｓ／Ｍｃ／２の条件
を満たす場合の他の一例である。図２８は本実施の形態
における動作原理の説明図である。図２８（ｂ）の参照
信号としては、ガードインターバルの信号と相関が無い
信号、すなわち図２６（ｂ）のｒｅｆ２と同じ信号を用
いる。この場合、図２８（ｃ）の様に数多くの相関ピー
クが現れるので、相関ピークの間隔が１ブロック以上に
なる区間の後ろの相関ピークを含む１ブロック期間、例
えば図２８（ｃ）の２本の点線で挟まれた１ブロック期
間を取りだして遅延プロファイル信号として出力する。
この場合、半ブロック時間を越える先行波があると、図
２６（ｃ）の相関信号に図２８（ｄ）の先行波の相関信
号が重なる。そのため、偽の遅延波７が現れ、正しい遅
延プロファイルを観測できなくなる。しかし、半ブロッ
ク時間以内の先行波であれば正しく観測することができ
る。

【００３８】一方、遅延波の場合は、図２８（ｅ）の様
に１ブロック時間の遅延波までは、点線に挟まれた範囲
に偽の相関ピーク（偽の先行波）が現れず、正しい遅延
プロファイルを観測できる。ここで、図２８（ｃ）に示
した２本の点線の範囲は取り出す範囲の一例に過ぎな
い。この範囲を移動することにより、偽の相関ピークが
発生しない先行波と遅延波の範囲のバランスを変えるこ
とができる。例えば図２８（ｆ）の様に取り出す範囲を
右側に移動すると、図２８（ｇ）に示す様に、先行波に
対する余裕は無くなる。しかし遅延波に対しては、図
２８（ｈ）に示す様に約（１＋１／２）ブロック時間の
遅延波までは、点線に挟まれた範囲に偽の相関ピークが
現れず、正しい遅延プロファイルを観測できるようにな
る。遅延プロファイル解析回路１６内の具体的な回路と
しては、例えば段数１２８サンプルの図１７の相関演算
回路と、２本の点線に挟まれた期間の相関信号を取り出
すスイッチ回路からなる遅延プロファイル生成回路で構
成できるが、構成が簡単なので回路図は省略する。

【００３９】この様に、本実施の形態では、先行波と遅
延波合わせて約１ブロック時間幅の遅延プロファイルし
か観測できない。しかし、１ブロック期間を越える先行
波と遅延波、すなわち合わせて（１＋１／２）ブロック
時間内の先行波あるいは遅延波があっても、正しい遅延
プロファイルを観測できる効果が得られる。すなわち、
伝送環境が悪化して１ブロック時間を越える遅延波が混
入しても、従来の様に偽の相関ピークが現れない正しい
遅延プロファイルを観測できる様になる。なお、図２９
（ｂ）の様に、図２８（ｂ）の参照信号の極性を反転し
たｒｅｆ２’を参照信号として用いても、図２９（ｃ）
の様に、図２８（ｃ）と類似の遅延プロファイル信号が
得られ、同様の効果を得ることができる。但しこの場
合、偽の相関ピークが発生しないのは、図２９（ｄ）と
（ｅ）に示す様に遅延波に対して１／２ブロック期間、
先行波に対して１ブロックの期間になる。

【００４０】また、第４の実施の形態と第５の実施の形
態では、その中の複数の参照信号を組み合わせて用いる
ことにより、相関ピークレベルが大きくＳ／Ｎの高い遅
延プロファイル信号を得ることができる。例えば図３０
（ｂ）は、図２６（ｂ）と図２７（ｂ）の２つの参照信
号を同時に用いるときの参照信号の構成を示す図であ
る。この図において、上下２つの参照信号を加算して得
られる信号を新たな参照信号として用いることにより、
図２６（ｅ）と図２７（ｅ）の２つの相関信号を加算し
た図３０（ｃ）の相関信号を得ることができ、第４の実
施の形態の効果の他に、相関ピークレベルが高くなりＳ
／Ｎが高い遅延プロファイル信号が得られる新たな効果
を得ることができる。同様に図３０（ｄ）は、図２６
（ｂ）と図２８（ｂ）の参照信号を組み合わせて構成し
た参照信号である。この参照信号を用いると、図２６
（ｅ）と図２８（ｃ）の相関信号を加算した図３０
（ｅ）の相関信号を得ることができる。この場合、偽の
相関ピークが現れない先行波と遅延波の範囲は、１ブロ
ック期間より広いものの、観測できる範囲は図２８と同
様に、１ブロック期間の範囲に制限される。しかし、そ
の相関ピークレベルが高くなり、高Ｓ／Ｎの遅延プロフ
ァイル信号を得ることができるようになる。この他、
例えば、図２７（ｂ）と図２８（ｂ）の参照信号を組み
合わせて構成した参照信号を用いても、同様の効果を得
ることができる。

【００４１】これらの組み合わせ参照信号を用いる場合
の具体的な回路構成は、用いる参照信号との間の相関演
算と同じ結果が得られる信号処理を具現する回路であれ
ば良く、数多くの回路構成が可能であるが、ここではそ
の紹介は省略する。また、第４の実施の形態と第５の実
施の形態においても、第１から第３の実施の形態と同様
に、ｒｅｆ１、ｒｅｆ２等の中の一部の信号を用いて参
照信号を構成しても、同様の効果を得ることができる。
但し、第４の実施の形態の場合、ｒｅｆ１、ｒｅｆ２
等の信号のサンプル数は、発生する相関ピークを互いに
打ち消すことができるように同数である必要がある。

【００４２】次に、本発明の第６の実施の形態による遅
延プロファイル解析回路１６の内部回路の一例を図３１
に示す。本実施の形態は、図２８（ｂ）の参照信号を用
いる場合において、偽の相関ピークの無い遅延プロファ
イルを観測できる範囲を、図２８（ｃ）に２本の点線で
示す１ブロック期間から、（１＋１／２）ブロック期間
に広げることができる遅延プロファイル解析回路１６の
回路構成の一例である。図３２は、本実施の形態の動作
原理の説明図であり、主波のみの時は、図３２（ｃ）の
様な相関信号が得られる。これに先行波と遅延波が混入
すると、図３２（ｄ）の様に多数の相関ピークが現れる
が、２本の点線で示す１ブロック期間の相関信号を抜き
出して観測している限り、問題は生じない。しかし、観
測範囲を、このまま２本の破線で示す（１＋１／２）ブ
ロック期間に広げると、偽の相関ピーク８が見えるた
め、判断誤りを起こす問題が生じる。ところで、入力さ
れるＯＦＤＭ信号の既知キャリアの時間信号成分が持つ
周期性が反映され、図３２（ｄ）の相関信号にも周期性
が現れる。実際、図３２（ｄ）の偽の相関ピーク８は、
括弧で示す期間２にある主波の相関ピークと先行波の相
関ピークを１ブロック期間遅延させ、極性を反転したも
のに等しい。

【００４３】そこで本実施の形態では、この性質を利用
して偽の相関ピークを除去し、偽の相関ピークが現れな
い範囲を広げる。すなわち、シンボルの境界から１ブロ
ック期間遅れた時刻にある主波の相関ピークの位置等、
前もって定める時刻を含む１ブロック期間の内、その前
半の期間２の相関信号を図３２（ｅ）の様に抜き出す。
そして、１ブロック期間遅延した後、図３２（ｄ）の元
の相関信号に加算すると、図３２（ｆ）に示す相関信号
が得られる。この相関信号では、期間２と期間３を含
む期間４の（１＋１／２）ブロック期間の範囲の偽の相
関ピークは全て打ち消され除去される。そこで、この
期間４の相関信号を遅延プロファイル信号として抜き出
して出力する。この遅延プロファイル信号を表示させる
ことにより、１ブロック期間を越える範囲の、偽の相関
ピークが現れない遅延プロファイルを観測することがで
きる。

【００４４】図３１の回路はこの信号処理を実施する回
路である。相関演算回路３０から出力された図３２
（ｄ）の相関信号は偽ピーク除去回路５０内のスイッチ
回路５１に入力され、期間２の相関信号のみを切り出さ
れる。そして遅延回路５２で、図３２（ｅ）の様に１ブ
ロック期間遅延した後、加算回路５３に入力する。加算
回路５３では、相関演算回路３０から直接入力される図
３２（ｄ）の相関信号と遅延回路５２から出力された図
３２（ｅ）の相関信号を加算し、偽ピーク除去回路５０
から出力する。偽ピーク除去回路５０から出力された図
３２（ｆ）の相関信号は遅延プロファイル生成回路４５
に入力され、図３２（ｆ）の相関信号の期間３の部分を
切り出し、遅延プロファイル信号として出力する。この
様に本実施の形態を用いると、図３２（ｄ）の様に多数
の偽の相関ピークが生じる場合であっても、１ブロック
期間を越える範囲の、偽の相関ピークが現れない遅延プ
ロファイルを観測できるようになる。なお本実施の形態
は、図３０（ｄ）の様に２種の参照信号を組み合わせて
用いる場合にも適用できる。ただしこの場合、得られる
相関信号の相関ピークの最大値は、図３２（ｇ）の様
に、他の偽の相関ピークのレベルの２倍になることを注
意する必要がある。従って、相関演算回路３０から出力
される相関信号に遅延回路５２から出力される相関信号
を加算する際は、前もって１／２倍しておく必要があ
る。また、本実施の形態の考え方は、図２８（ｆ）の様
に、観測するために切り出す範囲をずらす場合にも、そ
のまま適用できる。

【００４５】次に、本発明の第７の実施の形態として、
式（２）に従って１ブロック毎に位相が回転するＯＦＤ
Ｍ信号に一般化した場合の、遅延プロファイル解析回路
１６の実施の形態の一例を説明する。ＯＦＤＭ信号の構
造は、上記各実施の形態とは大きく変わり、ＣＰの間隔
Ｍｃ＝３本、ＯＦＤＭ信号への変調に用いるＩＦＦＴの
ポイント数ＭＦ＝２０４８、ガードインターバル長Ｔｇ
＝Ｔｓ／４、第０番のＣＰのキャリア番号ｎ０＝１とな
る。このパラメータは、ｎ０／Ｍｃ＝有理数、Ｍｃ＝奇
数、Ｔｇ＝Ｔｓ／整数の条件を満たす場合の一例になっ
ている。図３３は図１６に対応する動作原理の説明図で
ある。図３３（ａ）は、このパラメータの下での既知キ
ャリアの時間信号を、模式的に示したものである。各ブ
ロックの位相角を明示するため、各ブロックの上部に矢
印で位相角を示した。図３３（ｂ）は、用いる参照信号
の構成方法である。ｒｅｆ２は、既知キャリアの時間信
号の内の、基本シンボル部分の最後の１ブロック期間の
信号からガードインターバル期間の信号を除いて得た信
号の極性を反転した信号である。またｒｅｆ１は、ガー
ドインターバル期間の信号の最後から、ｒｅｆ２と同じ
サンプル数の信号を抜き出した信号である。

【００４６】この参照信号は、第４の実施の形態の図２
６（ｂ）に対応する参照信号になっている。図３３
（ｃ）は、ｒｅｆ１を参照信号とした時に算出される相
関信号である。また図３３（ｄ）は、ｒｅｆ２を参照信
号とした時に算出される相関信号である。第４の実施の
形態の場合と同様に、図３３（ｄ）の相関信号をガード
インターバル期間遅延して図３３（ｃ）の相関信号に加
算することにより、図３３（ｅ）の様に、１シンボル期
間Ｔｓ’の範囲内に偽の相関ピークが現れない遅延プロ
ファイル信号を得ることができる。この信号処理を実際
に遅延回路を用いて実現するか、あるいは図３３（ｂ）
の零の部分を含むｒｅｆ１とｒｅｆ２で構成される参照
信号を用いて相関演算のみで実現するか等は、第４の実
施の形態の場合と同様なので、説明を省略する。この様
に、本実施の形態においても、従来の方法では不可能で
あった、ガードインターバルの長さを大幅に越える１シ
ンボル期間Ｔｓ’の範囲の、偽の相関ピークが現れない
遅延プロファイルを観測できるようになる等、第４の実
施の形態と同様の効果を得ることができる。

【００４７】次に、本発明の第８の実施の形態による遅
延プロファイル解析回路１６を説明する。ＯＦＤＭ信
号の構造は、第７の実施の形態と同一であり、ｎ０／Ｍ
ｃ＝有理数、ＭＦ／Ｍｃ≠整数、Ｔｇ＝Ｔｓ／整数の条
件を満たす場合の一例になっている。図３４は本実施の
形態における動作原理の説明図であり、第４の実施の形
態における図２７の場合に対応するものである。図３４
（ｂ）のｒｅｆ２’は、基本的には図２７（ｂ）のｒｅ
ｆ２’と同様にｒｅｆ２の極性を反転した信号である
が、図３４（ａ）ではブロック毎にその信号が回転する
ため、ガードインターバル直後のブロック内のｒｅｆ２
に対応する位置の信号の極性を反転した信号に変更す
る。その他の動作と効果は第４の実施の形態と同様な
ので、説明を省略する。この様に、本実施の形態におい
ても、従来の方法では不可能であった、ガードインター
バルの長さを大幅に越える１シンボル期間Ｔｓ’の範囲
の、偽の相関ピークが現れない遅延プロファイルを観測
できるようになる等、第４の実施の形態と同様の効果を
得ることができる。

【００４８】次に、本発明の第９の実施の形態による遅
延プロファイル解析回路１６の回路構成例を図３５に示
す。上記の実施の形態は何れも、図３のＣＰの様に、パ
イロット信号を時間方向に連続的に挿入する場合を用い
て説明した。本実施例は、図４のＳＰの様に、パイロッ
ト信号が時間方向に間欠的に挿入される場合の実施の形
態の一例である。この場合も、各シンボルに挿入されて
いるＳＰを既知キャリアとして既知キャリアの時間信号
を算出し、各シンボル毎に、ＣＰの場合と同様にして遅
延プロファイルを算出した後、時間方向にＳＰが挿入さ
れる周期のシンボル数Ｍｓと同じ数のシンボル数の遅延
プロファイル信号をサンプル点毎に加算平均して算出す
ることもできる。しかしこの方法では、ＳＰが挿入され
ているパターンの同期を確立する必要が生じる。本実施
の形態は、この様なＳＰパターンの同期の確立が不要な
方法を提供するものである。

【００４９】そのために本実施の形態では、図４の４シ
ンボル期間のＳＰを全てまとめて１つの既知キャリアと
し、その全既知キャリアの時間信号を算出する。言い換
えると、時間方向にＳＰが挿入される周期のシンボル数
Ｍｓと同じ数のシンボルに含まれるＳＰをまとめて１つ
の既知キャリア（以下「全既知キャリア」と記す）を構
成し、その全既知キャリアの時間信号を算出する。そし
て、この全既知キャリアの時間信号を用いて、ＣＰの場
合と同様にして参照信号を構成し、相関演算回路３０に
前もって記憶しておく。図３５において、点線の枠で囲
む回路部１６’は、上述した各実施の形態で用いた何れ
かの遅延プロファイル解析回路である。本実施の形態で
は、図１の遅延プロファイル解析回路を用いるものとし
て説明する。図３５の遅延プロファイル解析回路１６に
入力されたＯＦＤＭ信号は、初め、新たに設けた加算平
均回路６０に入力される。そして、図３６の模式図に示
す様に、１シンボル期間のＯＦＤＭ信号の各サンプル信
号毎に、Ｍｓシンボルの信号の加算平均値が算出され
る。そして、算出された各サンプル点の加算平均値は、
平均ＯＦＤＭ信号として順次出力される。加算平均回路
６０から出力された平均ＯＦＤＭ信号は相関演算回路３
０に入力され、前もって記憶されている参照信号との間
の相関を算出され、遅延プロファイル生成回路４０で遅
延プロファイル信号に変換されて出力される。

【００５０】ところで、図３６（ｅ）の平均ＯＦＤＭ信
号には、図３６（ａ）〜（ｄ）の各シンボルに挿入され
ているＳＰから算出される既知キャリアの時間信号の全
てが含まれている。そして、このＭｓシンボルの既知
キャリアの時間信号の和は、Ｍｓシンボルに含まれるＳ
Ｐをまとめて１つの既知キャリアを構成して算出した、
上記全既知キャリアの時間信号と同一波形になる。その
ため、平均ＯＦＤＭ信号と参照信号の間には、ＣＰの場
合のＯＦＤＭ信号と参照信号の関係と同様の関係が成り
立つようになる。そして、参照信号と平均ＯＦＤＭ信号
の波形が一致する時間に相関ピークが現れる遅延プロフ
ァイルを得ることができるようになる。算出された遅延
プロファイルから得られる効果は、前述の各実施の形態
において得られる効果と同一なので、説明を省略する。
この様に、本実施の形態を用いると、前述の各実施の形
態と同じ効果を得ることができるだけでなく、パイロッ
ト信号が図４のＳＰの様に時間方向と周波数方向にばら
まかれた構造を有するＯＦＤＭ信号であっても、繰り返
しパターンの同期を確立することなく、所要の遅延プロ
ファイルを観測できる効果を得ることができるようにな
る。なお、加算平均するシンボル数が、時間方向にＳＰ
が挿入される周期のシンボル数の整数倍のシンボル数で
あれば、その平均ＯＦＤＭ信号に含まれる既知キャリア
の時間信号は、全既知キャリアの時間信号と同一波形に
なり、図３６の場合と同様に相関信号を得ることができ
る。従って、加算平均するシンボル数Ｍｓは、時間方向
にＳＰが挿入される周期のシンボル数の整数倍であって
も良い。この場合、得られる遅延プロファイル信号のＳ
／Ｎを上げられる効果も得られる。

【００５１】同様に、既知キャリアとしてＣＰを用いる
場合においても、図３５と同様の回路でＯＦＤＭ信号の
加算平均を算出した後、相関演算を実施することによ
り、得られる遅延プロファイルのＳ／Ｎを上げる効果を
得ることができる。また上記各実施の形態では、１ブロ
ック時間幅を越える期間の遅延波あるいは先行波が混入
しても、偽の相関ピークが現れない手段を説明した。し
かし図３７（ｂ）に例示する様に、シンボル期間より２
ブロック時間幅短い時間幅の既知キャリアの時間信号を
参照信号として用いる、あるいはその一部の信号を参照
信号として用いて相関信号を算出する。そして、得ら
れた図３７（ｃ）の相関信号の中の２本の点線の間の相
関信号、すなわち最大の相関ピークを含む１ブロック期
間の相関信号を取り出して、遅延プロファイル信号とし
て用いることにより、１ブロック時間幅以内の遅延波あ
るいは先行波に限定されるが、図３７（ｄ）と（ｅ）に
示す様に、偽の相関ピークが現れない正しい遅延プロフ
ァイルを観測することができる効果が得られる。この手
段では、参照信号の長さを長くできるので、得られる相
関ピークのレベルが大きくなり、上記の効果の他に、Ｓ
／Ｎの高い遅延プロファイル信号が得られる効果を得る
ことができる。

【００５２】また、上記各実施の形態では、通常数十サ
ンプル点幅の参照信号との間の相関演算を実施する。そ
のため、この演算の過程で参照信号のＳ／Ｎの影響を改
善することができる。例えば２５６サンプル幅の参照信
号を用いる場合、約２４ｄＢのＳ／Ｎ改善効果が得られ
る。従って、参照信号の実数成分と虚数成分の信号の有
効ビット数を１ビットに下げても、充分観測可能な遅延
プロファイルを得ることができる。また、この様に参
照信号の有効ビット数を１ビットに下げると、図１７に
例示した相関演算回路で必要な多数の複素乗算回路の回
路規模を大幅に縮小することができ、遅延プロファイル
解析回路の回路規模を縮小できる効果を得ることができ
る。

【００５３】

【発明の効果】以上説明した様に、本発明による遅延プ
ロファイル解析回路を用いると、局部発信周波数Ｌｏの
同期を確立できないほど伝搬環境が悪化している場合で
も遅延プロファイルを観測でき、この様な場合の原因の
究明が可能になる。また、ガードインターバルを越える
遅延波が混入していても、ガードインターバルの期間を
越える広い範囲の、偽の相関ピークの現れない、正しい
遅延プロファイルを観測できるようになる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態の受信装置と遅延プ
ロファイル解析回路の回路構成を示すブロック図。

【図２】ＯＦＤＭ方式のキャリア構造の説明図。

【図３】パイロット信号としてＣＰを配置するキャリア
構造の説明図。

【図４】パイロット信号としてＳＰを配置するキャリア
構造の説明図。

【図５】ＯＦＤＭ方式の送信装置の回路構成を示すブロ
ック図。

【図６】従来の受信装置と従来の遅延プロファイル解析
回路を示すブロック図。

【図７】ＯＦＤＭ信号の時間波形の説明図。

【図８】従来の遅延プロファイル解析回路の信号処理方
法の説明図。

【図９】従来の遅延プロファイル解析回路のＩＦＦＴ回
路出力波形の説明図。

【図１０】主波、遅延波、先行波の時間関係の説明図。

【図１１】従来の遅延プロファイル解析回路で得られる
遅延プロファイル波形図。

【図１２】既知キャリアの時間信号の説明図。

【図１３】本発明による遅延プロファイル算出方法の基
本的な考え方の説明図。

【図１４】本発明の式で用いるパラメータの意味の説明
図。

【図１５】本発明による既知キャリアの時間信号が有す
る周期性の説明図。

【図１６】本発明による基本的な動作原理の説明図。

【図１７】本発明による相関演算回路の１例を示すブロ
ック図。

【図１８】本発明の遅延プロファイル生成回路の１例を
示すブロック図。

【図１９】本発明の第２の実施の形態の遅延プロファイ
ル解析回路を示すブロック図。

【図２０】本発明の第２の実施の形態の動作原理の説明
図。

【図２１】本発明の第３の実施の形態の遅延プロファイ
ル解析回路を示すブロック図。

【図２２】本発明の第３の実施の形態の処理方法の説明
図。

【図２３】本発明の第１から第３の実施の形態で用いる
参照信号の他の構成例。

【図２４】本発明の第１から第３の実施の形態で用いる
参照信号の更に他の構成例。

【図２５】本発明の第４の実施の形態の遅延プロファイ
ル解析回路を示すブロック図。

【図２６】本発明の第４の実施の形態の動作原理の説明
図。

【図２７】本発明の第４の実施の形態で用いる参照信号
の他の構成例と動作原理説明図。

【図２８】本発明の第５の実施の形態の動作原理の説明
図。

【図２９】本発明の第５の実施の形態で用いる参照信号
の他の構成例と動作原理説明図。

【図３０】本発明の第４から第５の実施の形態で用いる
参照信号の他の構成例。

【図３１】本発明の第６の実施の形態の遅延プロファイ
ル解析回路を示すブロック図。

【図３２】本発明の第６の実施の形態の動作原理の説明
図。

【図３３】本発明の第７の実施の形態の動作原理の説明
図。

【図３４】本発明の第８の実施の形態の動作原理の説明
図。

【図３５】本発明の第９の実施の形態の遅延プロファイ
ル解析回路を示すブロック図。

【図３６】本発明の第９の実施の形態の動作原理の説明
図。

【図３７】本発明の参照信号の他の構成例とその動作原
理の説明図。

【符号の説明】

１：送信前処理回路、２：ＩＦＦＴ回路、３：ガードイ
ンターバル挿入回路、４：送信後処理回路、５、６：ア
ンテナ、７：受信前処理回路、８：信号切り出し回路、
９：ＦＦＴ回路、１０：受信後処理回路、１１：遅延プ
ロファイル解析回路部、１２：ピーク検出回路、１３：
Ｐキャリア抽出＆ゼロ挿入回路、１４：ＩＦＦＴ回路、
１５：遅延プロファイル生成回路、１６、１６’：遅延
プロファイル解析回路、１７：単位変換回路、３０、３
５、３６、３６’：相関演算回路、３１：参照信号メモ
リ、３２：シフトレジスタ、３３−１〜２５６：複素乗
算回路列、３４、４２、４４、５３：加算回路、４０、
４５：遅延プロファイル生成回路、４１、４３、５２：
遅延回路、５０：偽ピーク除去回路、５１：スイッチ回
路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】互いに直交するＮ本の搬送波(キャリア)
を情報符号で変調して伝送する直交周波数分割多重変調
方式(ＯＦＤＭ方式)の伝送装置において、その受信装置
側に、上記ＯＦＤＭ方式で変調されているＯＦＤＭ信号
のキャリアの内、既知の信号で変調されたキャリア(以
下、既知キャリアと称す)のみを残して得られる周波数
分布イメージの信号列を逆フーリエ変換(ＩＦＦＴ)し、
ガードインターバルを付して得られる時間波形信号ある
いはこの時間波形信号を所定の帯域幅に帯域制限した時
間波形信号（以下、これら時間波形信号を既知キャリア
の時間信号と称す）を算出し、該既知キャリアの時間信
号の一部を用いて構成した参照信号と、上記受信装置の
フーリエ変換(ＦＦＴ)前のＯＦＤＭ信号あるいは該ＯＦ
ＤＭ信号を所定の帯域幅に帯域制限したＯＦＤＭ信号を
入力とし、当該２つの入力信号間の相関を算出し、算出
された相関信号あるいはその一部を遅延プロファイル信
号として出力する遅延プロファイル解析回路を有するこ
とを特徴とするＯＦＤＭ方式の伝送装置。
【請求項２】請求項１において、上記遅延プロファイ
ル解析回路に、上記参照信号を記憶する回路部を有する
ことを特徴とするＯＦＤＭ方式の伝送装置。
【請求項３】請求項１乃至２において、上記遅延プロ
ファイル解析回路で相関を算出するのに用いる参照信号
を、上記ＯＦＤＭ信号が有するパイロット信号からなる
既知キャリアの時間信号の一部を用いて構成される信号
としたことを特徴とするＯＦＤＭ方式の伝送装置。
【請求項４】請求項１乃至３において、上記遅延プロ
ファイル解析回路で相関を算出するのに用いる参照信号
を、上記既知キャリアの時間信号における、ガードイン
ターバル期間の信号に等しい信号を有する期間の信号あ
るいはその一部の信号で構成された信号としたことを特
徴とするＯＦＤＭ方式の伝送装置。
【請求項５】請求項１乃至３において、上記遅延プロ
ファイル解析回路で相関を算出するのに用いる参照信号
を、上記既知キャリアの時間信号における、ガードイン
ターバル期間の信号あるいはその一部の信号で構成され
た信号としたことを特徴とするＯＦＤＭ方式の伝送装
置。
【請求項６】請求項１乃至３において、上記ＯＦＤＭ
信号への変調に用いるＩＦＦＴのポイント数をＭＦ、既
知キャリアが挿入されるキャリア間隔をＭｃ、既知キャ
リアの時間信号で繰り返される(ＭＦ／Ｍｃ)サンプルク
ロックの時間信号を１ブロックの信号とした場合、上記
遅延プロファイル解析回路で相関を算出するのに用いる
参照信号を、上記既知キャリアの時間信号のガードイン
ターバル期間の信号あるいはその一部の信号からなる信
号Ｂと、該１ブロックの信号から上記ガードインターバ
ル期間の信号に等しい信号部分を除いた残りの信号ある
いはその一部の信号であって、上記信号Ｂとサンプル点
数が同数である信号Ａの２つの信号で構成された信号、
あるいは上記信号Ｂと上記信号Ａの逆極性の信号Ａ’で
構成された信号、あるいは上記信号Ｂと上記信号Ａの位
相を回転した信号の逆極性の信号Ａ”で構成された信号
のいずれかの信号としたことを特徴とするＯＦＤＭ方式
の伝送装置。
【請求項７】請求項１乃至３において、上記遅延プロ
ファイル解析回路で相関を算出するのに用いる参照信号
を、上記既知キャリアの時間信号の１ブロックの信号か
ら、ガードインターバル期間の信号に等しい信号部分を
除いた残りの信号あるいはその一部の信号としたことを
特徴とするＯＦＤＭ方式の伝送装置。
【請求項８】請求項１乃至３において、上記遅延プロ
ファイル解析回路で相関を算出するのに用いる参照信号
を、上記既知キャリアの時間信号のガードインターバル
期間の信号あるいはその一部の信号からなる信号Ｂと、
該１ブロックの信号から上記ガードインターバル期間の
信号に等しい信号部分を除いた残りの信号あるいはその
一部の信号であって、上記信号Ｂとサンプル点数が同数
である信号Ａの２つの信号で構成された信号、あるいは
上記信号Ｂと上記信号Ａの逆極性の信号Ａ’で構成され
た信号、あるいは上記信号Ｂと上記信号Ａの位相を回転
した信号の逆極性の信号Ａ”で構成された信号のいずれ
かの信号と、上記既知キャリアの時間信号の１ブロック
の信号から、ガードインターバル期間の信号に等しい信
号部分を除いた残りの信号あるいはその一部の信号を組
み合わせて構成された信号としたことを特徴とするＯＦ
ＤＭ方式の伝送装置。
【請求項９】請求項７乃至８において、上記遅延プロ
ファイル解析回路を、入力される上記ＯＦＤＭ信号と参
照信号の間の相関を算出して相関信号として出力する相
関演算回路と、該相関演算回路から出力される相関信号
を入力し、該入力された相関信号の内の、所定時刻を含
む１ブロック期間の相関信号の内、時間的に前の１／２
ブロック期間の信号を所定倍して得た信号を、上記１ブ
ロック期間に続く１／２ブロック期間の相関信号に加算
して得られる相関信号を出力する偽ピーク除去回路と、
該偽ピーク除去回路から出力された相関信号を入力し、
該相関信号の内の、所定時刻を含む１ブロック期間と、
これに続く１／２ブロック期間の相関信号を選択して出
力する遅延プロファイル生成回路を有する構成としたこ
とを特徴とするＯＦＤＭ方式の伝送装置。
【請求項１０】請求項１乃至３において、上記遅延プ
ロファイル解析回路が相関を算出するのに用いる参照信
号を、上記既知キャリアの時間信号の内の、上記ガード
インターバル期間の信号とこれを挟む少なくとも１ブロ
ック期間の信号を除く信号あるいはその一部の信号で構
成し、上記参照信号と上記ＯＦＤＭ信号の波形が重なる
時刻を含む１ブロックの期間の相関信号を、遅延プロフ
ァイル信号として出力する遅延プロファイル解析回路を
有することを特徴とするＯＦＤＭ方式の伝送装置。
【請求項１１】請求項１乃至１０において、上記遅延
プロファイル解析回路内で、上記参照信号との間の相関
を算出する相関演算回路に入力する信号を、入力される
上記ＯＦＤＭ信号の１シンボル期間の信号の各サンプル
点毎に、前もって定めるＭｓシンボルの加算平均を算出
して得られた平均ＯＦＤＭ信号としたことを特徴とする
ＯＦＤＭ方式の伝送装置。
【請求項１２】請求項１乃至１１において、上記参照
信号の有効ビット数を、実数成分信号と虚数成分信号そ
れぞれ１ビットとしたことを特徴とするＯＦＤＭ方式の
受信装置。