JP2003214893A - センサ装置 - Google Patents
センサ装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、センサ装置に関し、センサ出力の
トリミングを高精度にかつ簡素な構成で実現することを
目的とする。 【解決手段】 物理量に応じたアナログ電圧を出力する
センサ素子２２，２４と、温度変化に応じた電圧を出力
する温度変化検出回路３２と、センサ素子２２，２４の
アナログ出力および温度変化検出回路３２のアナログ出
力をそれぞれオーバサンプリング１ビットディジタル信
号にΔΣ変換する２次のΔΣ変調器４４〜４８と、を備
えるセンサ信号処理ＩＣ２６を設ける。また、ΔΣ変調
器４４〜４８の出力をそれぞれディジタルフィルタ処理
すると共に、その後そのセンサ素子２２，２４の出力デ
ータ及び温度変化検出回路３２の出力データ、並びに、
補償量データメモリ８４に記憶されているセンサ素子２
２，２４の温度特性を示すデータに従ってセンサ素子２
２，２４の各出力をトリミングするマイコン７０を設け
る。
トリミングを高精度にかつ簡素な構成で実現することを
目的とする。 【解決手段】 物理量に応じたアナログ電圧を出力する
センサ素子２２，２４と、温度変化に応じた電圧を出力
する温度変化検出回路３２と、センサ素子２２，２４の
アナログ出力および温度変化検出回路３２のアナログ出
力をそれぞれオーバサンプリング１ビットディジタル信
号にΔΣ変換する２次のΔΣ変調器４４〜４８と、を備
えるセンサ信号処理ＩＣ２６を設ける。また、ΔΣ変調
器４４〜４８の出力をそれぞれディジタルフィルタ処理
すると共に、その後そのセンサ素子２２，２４の出力デ
ータ及び温度変化検出回路３２の出力データ、並びに、
補償量データメモリ８４に記憶されているセンサ素子２
２，２４の温度特性を示すデータに従ってセンサ素子２
２，２４の各出力をトリミングするマイコン７０を設け
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、物理量に応じた信
号を出力する物理量センサを備えるセンサ装置に係り、
特に、その物理量センサの出力をトリミングするうえで
好適なセンサ装置に関する。
号を出力する物理量センサを備えるセンサ装置に係り、
特に、その物理量センサの出力をトリミングするうえで
好適なセンサ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より、例えば特開２００１−１４３
１８３号公報に開示される如く、物理量センサの出力信
号をトリミングするセンサ装置が知られている。このセ
ンサ装置は、温度に対して非線形な特性を有するセンサ
の出力をトリミングする補償回路を備えている。従っ
て、かかる装置によれば、温度に対して非線形な特性を
有するセンサの出力についても十分な温度補償を実現す
ることが可能となる。
１８３号公報に開示される如く、物理量センサの出力信
号をトリミングするセンサ装置が知られている。このセ
ンサ装置は、温度に対して非線形な特性を有するセンサ
の出力をトリミングする補償回路を備えている。従っ
て、かかる装置によれば、温度に対して非線形な特性を
有するセンサの出力についても十分な温度補償を実現す
ることが可能となる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の装置では、補償回路はオペアンプ及び抵抗により構
成されるアナログ回路であるため、その占有チップ面積
が大きくなる。特に、上記従来の装置においては、補償
回路がセンサの非線形特性に対応すべく多数のオペアン
プ及び抵抗を備えるため、回路が複雑化し、占有チップ
面積が過大となると共に、その分コストが上昇する事態
が生ずる。
来の装置では、補償回路はオペアンプ及び抵抗により構
成されるアナログ回路であるため、その占有チップ面積
が大きくなる。特に、上記従来の装置においては、補償
回路がセンサの非線形特性に対応すべく多数のオペアン
プ及び抵抗を備えるため、回路が複雑化し、占有チップ
面積が過大となると共に、その分コストが上昇する事態
が生ずる。
【０００４】本発明は、上述の点に鑑みてなされたもの
であり、センサ出力のトリミングを高精度にかつ簡素な
構成で実現することが可能なセンサ装置を提供すること
を目的とする。
であり、センサ出力のトリミングを高精度にかつ簡素な
構成で実現することが可能なセンサ装置を提供すること
を目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記の目的は、請求項１
に記載する如く、物理量に応じた信号を出力する物理量
センサと、前記物理量センサの特性を変化させるパラメ
ータに応じた信号を出力するパラメータ出力手段と、前
記物理量センサの出力信号および前記パラメータ出力手
段の出力信号をそれぞれ１ビットディジタル信号に変換
するΔΣ変調器と、前記ΔΣ変調器から出力される各１
ビットディジタル信号を移動平均処理するディジタルフ
ィルタと、前記パラメータに対する前記物理量センサの
特性を示すデータを記憶する記憶手段と、前記ディジタ
ルフィルタによりフィルタ処理された結果得られる前記
物理量センサの出力データおよび前記パラメータ出力手
段の出力データに基づいて、前記記憶手段に記憶されて
いる前記データに従って前記物理量センサの出力をトリ
ミングする補償手段と、を備えるセンサ装置であって、
前記ΔΣ変調器が、少なくとも２個の積分器を有する２
次以上のΔΣ変調器であるセンサ装置により達成され
る。
に記載する如く、物理量に応じた信号を出力する物理量
センサと、前記物理量センサの特性を変化させるパラメ
ータに応じた信号を出力するパラメータ出力手段と、前
記物理量センサの出力信号および前記パラメータ出力手
段の出力信号をそれぞれ１ビットディジタル信号に変換
するΔΣ変調器と、前記ΔΣ変調器から出力される各１
ビットディジタル信号を移動平均処理するディジタルフ
ィルタと、前記パラメータに対する前記物理量センサの
特性を示すデータを記憶する記憶手段と、前記ディジタ
ルフィルタによりフィルタ処理された結果得られる前記
物理量センサの出力データおよび前記パラメータ出力手
段の出力データに基づいて、前記記憶手段に記憶されて
いる前記データに従って前記物理量センサの出力をトリ
ミングする補償手段と、を備えるセンサ装置であって、
前記ΔΣ変調器が、少なくとも２個の積分器を有する２
次以上のΔΣ変調器であるセンサ装置により達成され
る。
【０００６】請求項１記載の発明において、物理量セン
サの出力およびパラメータ出力手段の出力はそれぞれ、
少なくとも２個の積分器を有する２次以上のΔΣ変調器
によりオーバサンプリング１ビットディジタル信号に変
換され、その後、移動平均処理される。物理量センサの
出力は、移動平均処理された出力データに基づいて、記
憶手段に記憶されているパラメータに対する物理量セン
サの特性を示すデータに従ってトリミングされる。かか
る構成においては、アナログ的な補償回路は不要となる
ので、回路規模が過大となることは回避される。また、
ΔΣ変調器においては、その次数が大きいほど、同一の
オーバサンプリング比においてＳ／Ｎ比が向上するの
で、２次以上のΔΣ変調器は、１次のΔΣ変調器に比し
て入力信号を精度よくディジタルデータ化することがで
きる。従って、物理量センサの出力のトリミングを高精
度にかつ簡素な構成で実現できる。
サの出力およびパラメータ出力手段の出力はそれぞれ、
少なくとも２個の積分器を有する２次以上のΔΣ変調器
によりオーバサンプリング１ビットディジタル信号に変
換され、その後、移動平均処理される。物理量センサの
出力は、移動平均処理された出力データに基づいて、記
憶手段に記憶されているパラメータに対する物理量セン
サの特性を示すデータに従ってトリミングされる。かか
る構成においては、アナログ的な補償回路は不要となる
ので、回路規模が過大となることは回避される。また、
ΔΣ変調器においては、その次数が大きいほど、同一の
オーバサンプリング比においてＳ／Ｎ比が向上するの
で、２次以上のΔΣ変調器は、１次のΔΣ変調器に比し
て入力信号を精度よくディジタルデータ化することがで
きる。従って、物理量センサの出力のトリミングを高精
度にかつ簡素な構成で実現できる。
【０００７】尚、物理量センサは、温度に対して非線形
な特性を有すると共に、ヒステリシス特性を有する。
な特性を有すると共に、ヒステリシス特性を有する。
【０００８】従って、請求項２に記載する如く、請求項
１記載のセンサ装置において、前記パラメータ出力手段
は、前記物理量センサの特性を変化させる温度に関する
値に応じた信号を出力する温度検出回路を備えることと
すれば、物理量センサの出力およびパラメータ出力手段
の温度に関する出力を精度よくディジタルデータ化する
ことができ、センサ出力についての温度に対するトリミ
ングを高精度にかつ簡素な構成で実現することができ
る。
１記載のセンサ装置において、前記パラメータ出力手段
は、前記物理量センサの特性を変化させる温度に関する
値に応じた信号を出力する温度検出回路を備えることと
すれば、物理量センサの出力およびパラメータ出力手段
の温度に関する出力を精度よくディジタルデータ化する
ことができ、センサ出力についての温度に対するトリミ
ングを高精度にかつ簡素な構成で実現することができ
る。
【０００９】この場合、請求項３に記載する如く、請求
項２記載のセンサ装置において、前記温度検出回路は、
前記物理量センサ近傍の温度変化に応じた信号を出力す
ることとしてもよい。
項２記載のセンサ装置において、前記温度検出回路は、
前記物理量センサ近傍の温度変化に応じた信号を出力す
ることとしてもよい。
【００１０】また、物理量センサは、電源電圧の変化に
伴って出力が変化する特性を有する。
伴って出力が変化する特性を有する。
【００１１】従って、請求項４に記載する如く、請求項
１乃至３の何れか一項記載のセンサ装置において、前記
パラメータ出力手段は、前記物理量センサの特性を変化
させる電源電圧に関する値に応じた信号を出力する電源
電圧検出回路を備えることとすれば、物理量センサの出
力およびパラメータ出力手段の電源電圧に関する出力を
精度よくディジタルデータ化することができ、センサ出
力についての電源電圧に対するトリミングを高精度にか
つ簡素な構成で実現することができる。
１乃至３の何れか一項記載のセンサ装置において、前記
パラメータ出力手段は、前記物理量センサの特性を変化
させる電源電圧に関する値に応じた信号を出力する電源
電圧検出回路を備えることとすれば、物理量センサの出
力およびパラメータ出力手段の電源電圧に関する出力を
精度よくディジタルデータ化することができ、センサ出
力についての電源電圧に対するトリミングを高精度にか
つ簡素な構成で実現することができる。
【００１２】ところで、物理量センサによる１ビットデ
ィジタル信号およびパラメータ出力手段による１ビット
ディジタル信号がそれぞれΔΣ変調器から別個の通信線
を介してディジタルフィルタに供給されるものとする
と、両者間の通信構成が複雑化する。また、両１ビット
ディジタル信号がΔΣ変調器から時分割で単一の通信線
を介してディジタルフィルタに供給されるものとする
と、両信号の処理が遅延する。
ィジタル信号およびパラメータ出力手段による１ビット
ディジタル信号がそれぞれΔΣ変調器から別個の通信線
を介してディジタルフィルタに供給されるものとする
と、両者間の通信構成が複雑化する。また、両１ビット
ディジタル信号がΔΣ変調器から時分割で単一の通信線
を介してディジタルフィルタに供給されるものとする
と、両信号の処理が遅延する。
【００１３】そこで、請求項５に記載する如く、請求項
１乃至４の何れか一項記載のセンサ装置において、前記
ΔΣ変調器から出力される各１ビットディジタル信号を
多重化する変調手段と、前記変調手段から出力される多
重化信号を復調する復調手段と、を備え、前記ディジタ
ルフィルタは、前記復調手段から出力される各１ビット
ディジタルを移動平均処理することとすれば、物理量セ
ンサによる１ビットディジタル信号とパラメータ出力手
段による１ビットディジタル信号とをパラレルに重畳し
た多重化信号の、ΔΣ変調器からディジタルフィルタへ
の供給を一の通信線のみを用いて行うことができ、ΔΣ
変調器とディジタルフィルタとの間の通信構成の簡素化
と信号処理の迅速性との双方を確保することができる。
１乃至４の何れか一項記載のセンサ装置において、前記
ΔΣ変調器から出力される各１ビットディジタル信号を
多重化する変調手段と、前記変調手段から出力される多
重化信号を復調する復調手段と、を備え、前記ディジタ
ルフィルタは、前記復調手段から出力される各１ビット
ディジタルを移動平均処理することとすれば、物理量セ
ンサによる１ビットディジタル信号とパラメータ出力手
段による１ビットディジタル信号とをパラレルに重畳し
た多重化信号の、ΔΣ変調器からディジタルフィルタへ
の供給を一の通信線のみを用いて行うことができ、ΔΣ
変調器とディジタルフィルタとの間の通信構成の簡素化
と信号処理の迅速性との双方を確保することができる。
【００１４】また、請求項６に記載する如く、物理量に
応じた信号を出力する物理量センサと、前記物理量セン
サの出力信号を１ビットディジタル信号に変換するΔΣ
変調器と、を備えるセンサ装置であって、前記物理量セ
ンサが、所定周期で信号を発する素子を有し、前記ΔΣ
変調器は、前記素子の発する信号を用いて前記物理量セ
ンサの出力信号を１ビットディジタル信号に変換するセ
ンサ装置は、物理量センサの出力のディジタル化を簡素
な構成で実現するうえで有効である。
応じた信号を出力する物理量センサと、前記物理量セン
サの出力信号を１ビットディジタル信号に変換するΔΣ
変調器と、を備えるセンサ装置であって、前記物理量セ
ンサが、所定周期で信号を発する素子を有し、前記ΔΣ
変調器は、前記素子の発する信号を用いて前記物理量セ
ンサの出力信号を１ビットディジタル信号に変換するセ
ンサ装置は、物理量センサの出力のディジタル化を簡素
な構成で実現するうえで有効である。
【００１５】請求項６記載の発明において、物理量セン
サは、例えばヨーレートセンサの振動ジャイロの如き所
定周期で信号を発する素子を有している。ΔΣ変調器は
入力信号をΔΣ変調する際に一定周期のクロックを用い
ることとなるが、上記の構成においては、ΔΣ変調器に
おけるクロックとして素子の発する信号を用いることが
できる。このため、クロックを発する回路を別途に設け
ることなく、物理量センサの出力をΔΣ変調することが
できる。
サは、例えばヨーレートセンサの振動ジャイロの如き所
定周期で信号を発する素子を有している。ΔΣ変調器は
入力信号をΔΣ変調する際に一定周期のクロックを用い
ることとなるが、上記の構成においては、ΔΣ変調器に
おけるクロックとして素子の発する信号を用いることが
できる。このため、クロックを発する回路を別途に設け
ることなく、物理量センサの出力をΔΣ変調することが
できる。
【００１６】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の一実施例である
車両に搭載されるセンサ装置２０のシステム構成図を示
す。図１に示す如く、本実施例のセンサ装置２０は、ヨ
ーレートセンサ２２及び加速度センサ２４を備えてい
る。ヨーレートセンサ２２は、一定周期（例えば１２５
μｓ＝８ｋＨｚ）の振動を生ずる圧電振動体を有する振
動ジャイロにより構成されている。ヨーレートセンサ２
２は、コリオリ力により生ずる圧電振動体の振動方向と
直交する方向の振動を検知し、車両重心を通る鉛直軸回
りに生ずる回転角速度に応じた電気的なアナログ信号を
出力する。加速度センサ２４は、車両に生ずる加速度に
応じた電気的なアナログ信号を出力する。以下、ヨーレ
ートセンサ２２及び加速度センサ２４を総称する場合
は、センサ素子２２，２４と称す。
車両に搭載されるセンサ装置２０のシステム構成図を示
す。図１に示す如く、本実施例のセンサ装置２０は、ヨ
ーレートセンサ２２及び加速度センサ２４を備えてい
る。ヨーレートセンサ２２は、一定周期（例えば１２５
μｓ＝８ｋＨｚ）の振動を生ずる圧電振動体を有する振
動ジャイロにより構成されている。ヨーレートセンサ２
２は、コリオリ力により生ずる圧電振動体の振動方向と
直交する方向の振動を検知し、車両重心を通る鉛直軸回
りに生ずる回転角速度に応じた電気的なアナログ信号を
出力する。加速度センサ２４は、車両に生ずる加速度に
応じた電気的なアナログ信号を出力する。以下、ヨーレ
ートセンサ２２及び加速度センサ２４を総称する場合
は、センサ素子２２，２４と称す。
【００１７】センサ素子２２，２４は、センサ信号処理
ＩＣ２６に搭載されている。センサ信号処理ＩＣ２６
は、センサ素子２２，２４に接続する信号増幅器２８，
３０を有している。信号増幅器２８はセンサ素子２２の
出力を、また、信号増幅器３０はセンサ素子２４の出力
を、それぞれ増幅して出力する。
ＩＣ２６に搭載されている。センサ信号処理ＩＣ２６
は、センサ素子２２，２４に接続する信号増幅器２８，
３０を有している。信号増幅器２８はセンサ素子２２の
出力を、また、信号増幅器３０はセンサ素子２４の出力
を、それぞれ増幅して出力する。
【００１８】センサ信号処理ＩＣ２６は、温度変化検出
回路３２及び電源電圧検出回路３４を備えている。温度
変化検出回路３２は、センサ素子２２，２４の近傍に配
設され、温度特性を有する素子により構成された回路で
あって、センサ素子２２，２４近傍の温度変化を検出す
るための回路である。また、電源電圧検出回路３４は、
各素子やＩＣ等に電源電圧ＶＣＣを供給する電源の状態
を監視する回路である。
回路３２及び電源電圧検出回路３４を備えている。温度
変化検出回路３２は、センサ素子２２，２４の近傍に配
設され、温度特性を有する素子により構成された回路で
あって、センサ素子２２，２４近傍の温度変化を検出す
るための回路である。また、電源電圧検出回路３４は、
各素子やＩＣ等に電源電圧ＶＣＣを供給する電源の状態
を監視する回路である。
【００１９】図２は、本実施例の温度変化検出回路３２
の構成図を示す。また、図３は、本実施例の電源電圧検
出回路３４の構成図を示す。図２に示す如く、温度変化
検出回路３２は、電源と接地との間に互いに直列に接続
された抵抗３６，３８を有している。抵抗３６と抵抗３
８とは、互いに異なる不純物濃度を有する材料により構
成されており、互いに異なる温度特性を有している。こ
のため、抵抗３６と抵抗３８との接続点には、温度に応
じた抵抗分圧Ｖｔｅｍｐが現れる。温度変化検出回路３
２は、抵抗３６と抵抗３８との接続点における抵抗分圧
Ｖｔｅｍｐを出力する、温度変化を検出するための回路
である。
の構成図を示す。また、図３は、本実施例の電源電圧検
出回路３４の構成図を示す。図２に示す如く、温度変化
検出回路３２は、電源と接地との間に互いに直列に接続
された抵抗３６，３８を有している。抵抗３６と抵抗３
８とは、互いに異なる不純物濃度を有する材料により構
成されており、互いに異なる温度特性を有している。こ
のため、抵抗３６と抵抗３８との接続点には、温度に応
じた抵抗分圧Ｖｔｅｍｐが現れる。温度変化検出回路３
２は、抵抗３６と抵抗３８との接続点における抵抗分圧
Ｖｔｅｍｐを出力する、温度変化を検出するための回路
である。
【００２０】また、図３に示す如く、電源電圧検出回路
３４は、電源電圧ＶＣＣの変動による影響が少ない基準
電圧（例えばバンドギャップ電圧）を出力とする基準電
圧回路４０、及び、接地電圧“０”と電源電圧ＶＣＣと
を基準として基準電圧回路４０の出力を後に詳述する如
くΔΣ変調するΔΣ変調器４２を有している。ΔΣ変調
器４２は、電源電圧ＶＣＣが所望の電圧値である場合
は、入力するバンドギャップ電圧をそのバンドギャップ
電圧に対応する所望の１ビットディジタル信号列に変換
する。一方、ΔΣ変調器４２は、電源電圧ＶＣＣが所望
の電圧値でない場合は、基準となる電源電圧ＶＣＣが変
動していることとなるので、入力するバンドギャップ電
圧を所望の１ビットディジタル信号列に変換できず、そ
の所望の値から変動する電源電圧ＶＣＣに応じた１ビッ
トディジタル信号列に変換することとなる。すなわち、
電源電圧検出回路３４は、一定に維持されるバンドギャ
ップ電圧が入力されても電源電圧ＶＣＣに応じたディジ
タル信号列を出力する、電源電圧を検出するための回路
である。
３４は、電源電圧ＶＣＣの変動による影響が少ない基準
電圧（例えばバンドギャップ電圧）を出力とする基準電
圧回路４０、及び、接地電圧“０”と電源電圧ＶＣＣと
を基準として基準電圧回路４０の出力を後に詳述する如
くΔΣ変調するΔΣ変調器４２を有している。ΔΣ変調
器４２は、電源電圧ＶＣＣが所望の電圧値である場合
は、入力するバンドギャップ電圧をそのバンドギャップ
電圧に対応する所望の１ビットディジタル信号列に変換
する。一方、ΔΣ変調器４２は、電源電圧ＶＣＣが所望
の電圧値でない場合は、基準となる電源電圧ＶＣＣが変
動していることとなるので、入力するバンドギャップ電
圧を所望の１ビットディジタル信号列に変換できず、そ
の所望の値から変動する電源電圧ＶＣＣに応じた１ビッ
トディジタル信号列に変換することとなる。すなわち、
電源電圧検出回路３４は、一定に維持されるバンドギャ
ップ電圧が入力されても電源電圧ＶＣＣに応じたディジ
タル信号列を出力する、電源電圧を検出するための回路
である。
【００２１】図１に示す如く、センサ信号処理ＩＣ２６
は、上記したΔΣ変調器４２以外に３つのΔΣ変調器４
４，４６，４８を備えている。ΔΣ変調器４４にはヨー
レートセンサ２２に接続する信号増幅器２８が、ΔΣ変
調器４６には加速度センサに接続する信号増幅器３０
が、また、ΔΣ変調器４８には温度変化検出回路３２
が、それぞれ接続されている。
は、上記したΔΣ変調器４２以外に３つのΔΣ変調器４
４，４６，４８を備えている。ΔΣ変調器４４にはヨー
レートセンサ２２に接続する信号増幅器２８が、ΔΣ変
調器４６には加速度センサに接続する信号増幅器３０
が、また、ΔΣ変調器４８には温度変化検出回路３２
が、それぞれ接続されている。
【００２２】センサ信号処理ＩＣ２６は、クロック信号
発生器５０を内蔵している。クロック信号発生器５０に
は、上記のヨーレートセンサ２２が有する圧電振動体の
振動周期に同期して発生するトリガが供給されている。
クロック信号発生器５０は、ヨーレートセンサ２２から
供給されるトリガ信号に従って、ハイ／ローのパルス幅
がそれぞれ例えば１２５μｓである（すなわち、クロッ
ク周波数が例えば４ｋＨｚである）クロックパルス信号
を発生する。
発生器５０を内蔵している。クロック信号発生器５０に
は、上記のヨーレートセンサ２２が有する圧電振動体の
振動周期に同期して発生するトリガが供給されている。
クロック信号発生器５０は、ヨーレートセンサ２２から
供給されるトリガ信号に従って、ハイ／ローのパルス幅
がそれぞれ例えば１２５μｓである（すなわち、クロッ
ク周波数が例えば４ｋＨｚである）クロックパルス信号
を発生する。
【００２３】クロック信号発生器５０で発生するクロッ
クパルス信号は、各ΔΣ変調器４２〜４８に供給されて
いる。ΔΣ変調器４２〜４８はそれぞれ、入力されるア
ナログ信号を、クロック信号発生器５０から供給された
クロックパルス信号を用いてその周期よりも長い一定時
間間隔ごとにサンプリングして、オーバサンプリング１
ビットディジタル信号に変換する。
クパルス信号は、各ΔΣ変調器４２〜４８に供給されて
いる。ΔΣ変調器４２〜４８はそれぞれ、入力されるア
ナログ信号を、クロック信号発生器５０から供給された
クロックパルス信号を用いてその周期よりも長い一定時
間間隔ごとにサンプリングして、オーバサンプリング１
ビットディジタル信号に変換する。
【００２４】図４は、本実施例の各ΔΣ変調器４２〜４
８の構成図を示す。尚、図４（Ａ）には各ΔΣ変調器４
２〜４８のブロック図を、また、図４（Ｂ）には各ΔΣ
変調器４２〜４８の回路図を、それぞれ示す。図４に示
す如く、各ΔΣ変調器４２〜４８は、２個の積分器５
２，５４と、２個の遅延回路５６，５８と、比較器６０
と、１ビットＤ／Ａ変換器６２とにより構成される２次
のΔΣ変調器である。
８の構成図を示す。尚、図４（Ａ）には各ΔΣ変調器４
２〜４８のブロック図を、また、図４（Ｂ）には各ΔΣ
変調器４２〜４８の回路図を、それぞれ示す。図４に示
す如く、各ΔΣ変調器４２〜４８は、２個の積分器５
２，５４と、２個の遅延回路５６，５８と、比較器６０
と、１ビットＤ／Ａ変換器６２とにより構成される２次
のΔΣ変調器である。
【００２５】図５は、ΔΣ変調器の次数が異なる場合の
オーバサンプリング比とＳ／Ｎ比との関係を比較するた
めの図を示す。図５に示す如く、例えば同等のＳ／Ｎ比
を実現するうえでは、ΔΣ変調器の次数が小さくなるほ
どオーバサンプリング比を大きくする必要がある。具体
的には、１４ビット相当以上のＳ／Ｎ比を実現するうえ
では、２次以上のΔΣ変調器においてはオーバサンプリ
ング比が１００未満であればよいが、１次のΔΣ変調器
においては１０００以上のオーバサンプリング比が必要
となる。従って、２次の各ΔΣ変調器４２〜４８は、１
個の積分器により構成される１次のΔΣ変調器に比し
て、同等のオーバサンプリング比において入力信号を精
度よくディジタルデータ化することが可能である。
オーバサンプリング比とＳ／Ｎ比との関係を比較するた
めの図を示す。図５に示す如く、例えば同等のＳ／Ｎ比
を実現するうえでは、ΔΣ変調器の次数が小さくなるほ
どオーバサンプリング比を大きくする必要がある。具体
的には、１４ビット相当以上のＳ／Ｎ比を実現するうえ
では、２次以上のΔΣ変調器においてはオーバサンプリ
ング比が１００未満であればよいが、１次のΔΣ変調器
においては１０００以上のオーバサンプリング比が必要
となる。従って、２次の各ΔΣ変調器４２〜４８は、１
個の積分器により構成される１次のΔΣ変調器に比し
て、同等のオーバサンプリング比において入力信号を精
度よくディジタルデータ化することが可能である。
【００２６】図１に示す如く、センサ装置２０は、セン
サ信号処理ＩＣ２６に接続するマイコン７０を備えてい
る。マイコン７０は、４つのΔΣ変調器４４，４６，４
８，４２の出力に対応して設けられた４つのディジタル
フィルタ７２，７４，７６，７８を内蔵している。ディ
ジタルフィルタ７２にはヨーレートセンサ２２のアナロ
グ出力に応じた１ビットディジタル信号が、ディジタル
フィルタ７４には加速度センサ２４のアナログ出力に応
じた１ビットディジタル信号が、ディジタルフィルタ７
６には温度変化検出回路３２のアナログ出力に応じた１
ビットディジタル信号が、また、ディジタルフィルタ７
８には電源電圧検出回路３４による電源電圧ＶＣＣに応
じた１ビットディジタル信号が、それぞれ供給されてい
る。また、ディジタルフィルタ７２〜７８にはそれらの
すべてに、クロック信号発生器５０で発生するクロック
パルス信号が供給されている。
サ信号処理ＩＣ２６に接続するマイコン７０を備えてい
る。マイコン７０は、４つのΔΣ変調器４４，４６，４
８，４２の出力に対応して設けられた４つのディジタル
フィルタ７２，７４，７６，７８を内蔵している。ディ
ジタルフィルタ７２にはヨーレートセンサ２２のアナロ
グ出力に応じた１ビットディジタル信号が、ディジタル
フィルタ７４には加速度センサ２４のアナログ出力に応
じた１ビットディジタル信号が、ディジタルフィルタ７
６には温度変化検出回路３２のアナログ出力に応じた１
ビットディジタル信号が、また、ディジタルフィルタ７
８には電源電圧検出回路３４による電源電圧ＶＣＣに応
じた１ビットディジタル信号が、それぞれ供給されてい
る。また、ディジタルフィルタ７２〜７８にはそれらの
すべてに、クロック信号発生器５０で発生するクロック
パルス信号が供給されている。
【００２７】ディジタルフィルタ７２〜７８はそれぞ
れ、クロックパルス信号の立ち上がり及び又は立ち下が
りに同期して、すなわち、その信号のハイ／ローの切り
換わりに同期して、供給される１ビットディジタル信号
について例えばサンプル数６４個の移動平均処理を行
う。従って、センサ信号処理ＩＣ２６のΔΣ変調器４２
〜４８とマイコン７０のディジタルフィルタ７２〜７８
とは、ΔΣ型のＡ／Ｄ変換器を構成する。
れ、クロックパルス信号の立ち上がり及び又は立ち下が
りに同期して、すなわち、その信号のハイ／ローの切り
換わりに同期して、供給される１ビットディジタル信号
について例えばサンプル数６４個の移動平均処理を行
う。従って、センサ信号処理ＩＣ２６のΔΣ変調器４２
〜４８とマイコン７０のディジタルフィルタ７２〜７８
とは、ΔΣ型のＡ／Ｄ変換器を構成する。
【００２８】図６は、本実施例のセンサ装置２０の要部
構成図を示す。すなわち、センサ信号処理ＩＣ２６は、
図６に示す如く、多重化回路９０を備えている。多重化
回路９０には、各ΔΣ変調器４２〜４８が接続されると
共に、クロック信号発生器５０が接続される。多重化回
路９０は、例えば抵抗Ｒと抵抗２Ｒとにより回路網が形
成されたラダー型Ｄ／Ａ変換器であり、クロック信号発
生器５０から供給されるクロックパルス信号を最上位ビ
ットとしかつΔΣ変調器４４，４６，４８，４２からそ
れぞれ供給される各１ビットディジタル信号をその順で
下位のビットとする５ビットディジタルデータ列を、接
地電圧“０”と電源電圧ＶＣＣ（＝５Ｖ）との間におい
て２５（＝３２）値のレベルを有するアナログ電圧に変
換する。
構成図を示す。すなわち、センサ信号処理ＩＣ２６は、
図６に示す如く、多重化回路９０を備えている。多重化
回路９０には、各ΔΣ変調器４２〜４８が接続されると
共に、クロック信号発生器５０が接続される。多重化回
路９０は、例えば抵抗Ｒと抵抗２Ｒとにより回路網が形
成されたラダー型Ｄ／Ａ変換器であり、クロック信号発
生器５０から供給されるクロックパルス信号を最上位ビ
ットとしかつΔΣ変調器４４，４６，４８，４２からそ
れぞれ供給される各１ビットディジタル信号をその順で
下位のビットとする５ビットディジタルデータ列を、接
地電圧“０”と電源電圧ＶＣＣ（＝５Ｖ）との間におい
て２５（＝３２）値のレベルを有するアナログ電圧に変
換する。
【００２９】すなわち、多重化回路９０から出力される
アナログ電圧は、接地電圧“０”と電源電圧ＶＣＣとの
間において３２値のレベルを採ることができ、５ビット
ディジタルデータ列のデータ内容に応じた一のレベルを
有する。このアナログ電圧の３２値の各レベルは、隣接
するレベルに対してＶＣＣ／２５だけ離間していると共
に、ＶＣＣ／２６の電圧が印加されることにより接地電
圧“０”及び電源電圧ＶＣＣの双方からオフセットされ
ている。
アナログ電圧は、接地電圧“０”と電源電圧ＶＣＣとの
間において３２値のレベルを採ることができ、５ビット
ディジタルデータ列のデータ内容に応じた一のレベルを
有する。このアナログ電圧の３２値の各レベルは、隣接
するレベルに対してＶＣＣ／２５だけ離間していると共
に、ＶＣＣ／２６の電圧が印加されることにより接地電
圧“０”及び電源電圧ＶＣＣの双方からオフセットされ
ている。
【００３０】多重化回路９０には、センサ信号処理ＩＣ
２６の出力ポート２６ａが接続されている。センサ信号
処理ＩＣ２６の出力ポート２６ａには、通信線９２を介
してマイコン７０の入力ポート７０ａが接続されてい
る。マイコン７０は、入力ポート７０ａに接続する復調
化回路９４を備えている。復調化回路９４は、入力され
るアナログ電圧を１０ビットのデータ列に復調可能な分
解能を有している。復調化回路９４は、センサ信号処理
ＩＣ２６の多重化回路９０から出力されるアナログ電圧
をもとの５ビットディジタルデータ列に復調変換し、そ
の５ビットディジタルデータ列をビットごとに分離して
出力する。
２６の出力ポート２６ａが接続されている。センサ信号
処理ＩＣ２６の出力ポート２６ａには、通信線９２を介
してマイコン７０の入力ポート７０ａが接続されてい
る。マイコン７０は、入力ポート７０ａに接続する復調
化回路９４を備えている。復調化回路９４は、入力され
るアナログ電圧を１０ビットのデータ列に復調可能な分
解能を有している。復調化回路９４は、センサ信号処理
ＩＣ２６の多重化回路９０から出力されるアナログ電圧
をもとの５ビットディジタルデータ列に復調変換し、そ
の５ビットディジタルデータ列をビットごとに分離して
出力する。
【００３１】復調化回路９４から出力されるクロックパ
ルス信号を示す１ビットディジタル信号は、すべてのデ
ィジタルフィルタ７２〜７８に供給され、また、その他
の各１ビットディジタル信号は、対応するディジタルフ
ィルタ７２〜７８に供給される。各ディジタルフィルタ
７２〜７８は、上記の如く、供給される１ビットディジ
タル信号について移動平均処理を行う。
ルス信号を示す１ビットディジタル信号は、すべてのデ
ィジタルフィルタ７２〜７８に供給され、また、その他
の各１ビットディジタル信号は、対応するディジタルフ
ィルタ７２〜７８に供給される。各ディジタルフィルタ
７２〜７８は、上記の如く、供給される１ビットディジ
タル信号について移動平均処理を行う。
【００３２】図７は、センサ素子２２，２４の出力の非
線形温度特性を表した図を示す。また、図８は、センサ
素子２２，２４の出力の温度に対するヒステリシス特性
を表した図を示す。図１に示す如く、ディジタルフィル
タ７２〜７８には、補償演算部８２が接続されている。
補償演算部８２には、マイコン７０に外付けされた補償
量データメモリ８４、及び、マイコン７０に内蔵された
温度履歴メモリ８６が接続されている。補償量データメ
モリ８４は、予め実験的に求められている図７及び図８
に示す如き各センサ素子２２，２４の非線形温度特性お
よび温度ヒステリシス特性を記憶すると共に、各センサ
素子２２，２４の電源電圧特性を記憶する不揮発性メモ
リである。また、温度履歴メモリ８６は、温度変化検出
回路３２から出力される温度データの履歴を記憶するメ
モリである。
線形温度特性を表した図を示す。また、図８は、センサ
素子２２，２４の出力の温度に対するヒステリシス特性
を表した図を示す。図１に示す如く、ディジタルフィル
タ７２〜７８には、補償演算部８２が接続されている。
補償演算部８２には、マイコン７０に外付けされた補償
量データメモリ８４、及び、マイコン７０に内蔵された
温度履歴メモリ８６が接続されている。補償量データメ
モリ８４は、予め実験的に求められている図７及び図８
に示す如き各センサ素子２２，２４の非線形温度特性お
よび温度ヒステリシス特性を記憶すると共に、各センサ
素子２２，２４の電源電圧特性を記憶する不揮発性メモ
リである。また、温度履歴メモリ８６は、温度変化検出
回路３２から出力される温度データの履歴を記憶するメ
モリである。
【００３３】補償演算部８２は、プログラムされている
所定の補償演算式に基づいて、ディジタルフィルタ７２
〜７８から供給されるヨーレートＹＡＷ，加速度Ｇ，温
度変化，電源電圧についての各データ、並びに、補償量
データメモリ８４に記憶されている温度特性および電源
電圧特性を示す各データに従って、ヨーレートセンサ２
２の出力および加速度センサ２４の出力をそれぞれ温度
変化分および電源電圧変動分の双方に対してトリミング
する。尚、温度変化に対するトリミングが行われる場合
は、温度履歴メモリ８６に記憶される温度データの履歴
に基づいて温度上昇が生じているのか或いは温度下降が
生じているのかを判別し、図８に示す如きセンサ素子２
２，２４の温度ヒステリシス特性に従って処理する。補
償演算部８２は、センサ素子２２，２４の出力をそれぞ
れ温度変化分および電源電圧変動分の双方に対してトリ
ミングした後、各データをマイコン７０の周辺機器へセ
ンサ素子２２，２４の出力として供給する。
所定の補償演算式に基づいて、ディジタルフィルタ７２
〜７８から供給されるヨーレートＹＡＷ，加速度Ｇ，温
度変化，電源電圧についての各データ、並びに、補償量
データメモリ８４に記憶されている温度特性および電源
電圧特性を示す各データに従って、ヨーレートセンサ２
２の出力および加速度センサ２４の出力をそれぞれ温度
変化分および電源電圧変動分の双方に対してトリミング
する。尚、温度変化に対するトリミングが行われる場合
は、温度履歴メモリ８６に記憶される温度データの履歴
に基づいて温度上昇が生じているのか或いは温度下降が
生じているのかを判別し、図８に示す如きセンサ素子２
２，２４の温度ヒステリシス特性に従って処理する。補
償演算部８２は、センサ素子２２，２４の出力をそれぞ
れ温度変化分および電源電圧変動分の双方に対してトリ
ミングした後、各データをマイコン７０の周辺機器へセ
ンサ素子２２，２４の出力として供給する。
【００３４】以下、本実施例のセンサ装置２０の動作に
ついて具体的に説明する。
ついて具体的に説明する。
【００３５】上記の構成において、各センサ素子２２，
２４がそれぞれ出力するアナログ信号は信号増幅器２
８，３０を介して、また、温度変化検出回路３２が出力
するアナログ信号および基準電圧回路４０が出力するア
ナログ信号は直接に、それぞれ、接地電圧“０”および
電源電圧ＶＣＣを基準電圧として作動するΔΣ変調器４
２〜４８に供給される。ΔΣ変調器４２〜４８に供給さ
れたアナログ信号はそれぞれ、一定時間間隔ごとにサン
プリングされ、クロックパルス信号の周期で変動するデ
ィジタル信号に変換される。この際、各ΔΣ変調器４２
〜４８においては、一のトリガから次のトリガまでの期
間中常に、供給されたアナログ電圧に応じた一定のディ
ジタル出力が維持される。また、多重化回路９０には、
ハイ／ローがそれぞれ一定時間間隔で切り換わるクロッ
クパルス信号が供給される。従って、多重化回路９０に
おいて、ΔΣ変調器４２〜４８からそれぞれ供給される
各１ビットディジタルデータと、クロック信号発生器５
０から供給されるクロックパルス信号とを重畳した５ビ
ットディジタルデータ列が変換されたアナログ電圧は、
一のトリガから次のトリガまでの期間中は、３２値のう
ち何れか一の値に維持される。
２４がそれぞれ出力するアナログ信号は信号増幅器２
８，３０を介して、また、温度変化検出回路３２が出力
するアナログ信号および基準電圧回路４０が出力するア
ナログ信号は直接に、それぞれ、接地電圧“０”および
電源電圧ＶＣＣを基準電圧として作動するΔΣ変調器４
２〜４８に供給される。ΔΣ変調器４２〜４８に供給さ
れたアナログ信号はそれぞれ、一定時間間隔ごとにサン
プリングされ、クロックパルス信号の周期で変動するデ
ィジタル信号に変換される。この際、各ΔΣ変調器４２
〜４８においては、一のトリガから次のトリガまでの期
間中常に、供給されたアナログ電圧に応じた一定のディ
ジタル出力が維持される。また、多重化回路９０には、
ハイ／ローがそれぞれ一定時間間隔で切り換わるクロッ
クパルス信号が供給される。従って、多重化回路９０に
おいて、ΔΣ変調器４２〜４８からそれぞれ供給される
各１ビットディジタルデータと、クロック信号発生器５
０から供給されるクロックパルス信号とを重畳した５ビ
ットディジタルデータ列が変換されたアナログ電圧は、
一のトリガから次のトリガまでの期間中は、３２値のう
ち何れか一の値に維持される。
【００３６】センサ信号処理ＩＣ２６（具体的には、多
重化回路９０）から出力されるアナログ電圧は、クロッ
クパルス信号と、センサ素子２２，２４の出力信号に基
づく各１ビットディジタル信号と、温度変化検出回路３
２及び基準電圧回路４０の出力信号に基づく各１ビット
ディジタル信号と、を重畳した５ビットディジタルデー
タ列のデータ内容に応じた接地電圧“０”と基準電圧Ｖ
ＣＣとの間の一のレベルを有している。すなわち、セン
サ信号処理ＩＣ２６から出力されるアナログ電圧は、ク
ロックパルス信号の内容と、各センサ素子２２，２４の
出力信号に基づく各１ビットディジタル信号の内容と、
温度変化検出回路３２及び基準電圧回路４０の出力信号
に基づく各１ビットディジタル信号の内容とを含んでい
る。
重化回路９０）から出力されるアナログ電圧は、クロッ
クパルス信号と、センサ素子２２，２４の出力信号に基
づく各１ビットディジタル信号と、温度変化検出回路３
２及び基準電圧回路４０の出力信号に基づく各１ビット
ディジタル信号と、を重畳した５ビットディジタルデー
タ列のデータ内容に応じた接地電圧“０”と基準電圧Ｖ
ＣＣとの間の一のレベルを有している。すなわち、セン
サ信号処理ＩＣ２６から出力されるアナログ電圧は、ク
ロックパルス信号の内容と、各センサ素子２２，２４の
出力信号に基づく各１ビットディジタル信号の内容と、
温度変化検出回路３２及び基準電圧回路４０の出力信号
に基づく各１ビットディジタル信号の内容とを含んでい
る。
【００３７】センサ信号処理ＩＣ２６から出力され、マ
イコン７０の入力ポート７０ａに入力されるアナログ電
圧は、もとの５ビットディジタルデータ列が現れるよう
にディジタル信号に復調変換される。このアナログ電圧
がディジタル信号に復調変換されると、その出力は、最
上位ビットから順に、クロックパルス信号，ヨーレート
ＹＡＷのディジタルデータ，加速度Ｇのディジタルデー
タ，温度のディジタルデータ，電源電圧のディジタル信
号を示す。この際、一のトリガから次のトリガまでの期
間中は、センサ信号処理ＩＣ２６から出力されるアナロ
グ電圧が一定値に維持されるため、復調化回路９４から
出力される各ディジタル信号も一定値に維持される。
イコン７０の入力ポート７０ａに入力されるアナログ電
圧は、もとの５ビットディジタルデータ列が現れるよう
にディジタル信号に復調変換される。このアナログ電圧
がディジタル信号に復調変換されると、その出力は、最
上位ビットから順に、クロックパルス信号，ヨーレート
ＹＡＷのディジタルデータ，加速度Ｇのディジタルデー
タ，温度のディジタルデータ，電源電圧のディジタル信
号を示す。この際、一のトリガから次のトリガまでの期
間中は、センサ信号処理ＩＣ２６から出力されるアナロ
グ電圧が一定値に維持されるため、復調化回路９４から
出力される各ディジタル信号も一定値に維持される。
【００３８】復調化回路９４から出力された各ビットの
ディジタルデータは、ディジタルフィルタ７２〜７８に
供給されることにより移動平均処理される。そして、そ
の移動平均が施された結果得られたヨーレートセンサ２
２の出力信号に基づくディジタル信号および加速度セン
サ２４の出力信号に基づくディジタル信号はそれぞれ、
補償演算部８２において移動平均が施された結果得られ
た温度の変化分および電源電圧の変動分の双方に対して
トリミングされた後、センサ素子２２，２４の出力値と
してマイコン７０の周辺機器に供給され、各種演算に用
いられる。
ディジタルデータは、ディジタルフィルタ７２〜７８に
供給されることにより移動平均処理される。そして、そ
の移動平均が施された結果得られたヨーレートセンサ２
２の出力信号に基づくディジタル信号および加速度セン
サ２４の出力信号に基づくディジタル信号はそれぞれ、
補償演算部８２において移動平均が施された結果得られ
た温度の変化分および電源電圧の変動分の双方に対して
トリミングされた後、センサ素子２２，２４の出力値と
してマイコン７０の周辺機器に供給され、各種演算に用
いられる。
【００３９】図９は、ΔΣ変調器の次数が異なる場合の
ディジタルフィルタ出力を比較するための図を示す。
尚、図９（Ａ）にはΔΣ変調器への正弦波入力波形並び
にΔΣ変調器の次数ごとのディジタルフィルタからの出
力波形を、また、図９（Ｂ）にはΔΣ変調器からの出力
波形を、それぞれ示している。図９に示す如く、ΔΣ変
調器の次数が“１”である場合、すなわち、１個の積分
器を有する１次のΔΣ変調器が用いられる場合は、正弦
波入力に対して、ディジタルフィルタ出力の変動が大き
くなる。これに対して、ΔΣ変調器の次数が“１”より
も大きな“２”以上である場合、すなわち、２次以上の
ΔΣ変調器が用いられる場合は、正弦波入力に対して、
ディジタルフィルタ出力の変動が極めて小さく、ほとん
ど生じなくなる。
ディジタルフィルタ出力を比較するための図を示す。
尚、図９（Ａ）にはΔΣ変調器への正弦波入力波形並び
にΔΣ変調器の次数ごとのディジタルフィルタからの出
力波形を、また、図９（Ｂ）にはΔΣ変調器からの出力
波形を、それぞれ示している。図９に示す如く、ΔΣ変
調器の次数が“１”である場合、すなわち、１個の積分
器を有する１次のΔΣ変調器が用いられる場合は、正弦
波入力に対して、ディジタルフィルタ出力の変動が大き
くなる。これに対して、ΔΣ変調器の次数が“１”より
も大きな“２”以上である場合、すなわち、２次以上の
ΔΣ変調器が用いられる場合は、正弦波入力に対して、
ディジタルフィルタ出力の変動が極めて小さく、ほとん
ど生じなくなる。
【００４０】本実施例において、ΔΣ変調器４２〜４８
は、上述の如く、２個の積分器５２，５４を有する２次
のΔΣ変調器である。２次のΔΣ変調器においては、オ
ーバサンプリング比が２５６であると、１６ビット相当
のＳ／Ｎ比が確保される。一方、１次のΔΣ変調器にお
いてオーバサンプリング比が２５６であると、１０ビッ
ト相当のＳ／Ｎ比しか確保されない。このため、本実施
例において、ΔΣ変調器４２〜４８のオーバサンプリン
グ比を２５６とすれば、ヨーレートＹＡＷ，加速度Ｇ，
温度変化，電源電圧変動について１次のΔΣ変調器では
確保できない検出精度を実現することができる。すなわ
ち、例えば温度変化検出回路３２からの出力について
は、１４ビットの検出精度を要する０．５℃の温度変化
をセンシングすることができる。０．５℃の温度変化が
センシングされれば、センサ素子２２，２４の温度特性
が非線形であってもその温度特性に対して０．５℃の精
度でトリミングすることが可能となる。
は、上述の如く、２個の積分器５２，５４を有する２次
のΔΣ変調器である。２次のΔΣ変調器においては、オ
ーバサンプリング比が２５６であると、１６ビット相当
のＳ／Ｎ比が確保される。一方、１次のΔΣ変調器にお
いてオーバサンプリング比が２５６であると、１０ビッ
ト相当のＳ／Ｎ比しか確保されない。このため、本実施
例において、ΔΣ変調器４２〜４８のオーバサンプリン
グ比を２５６とすれば、ヨーレートＹＡＷ，加速度Ｇ，
温度変化，電源電圧変動について１次のΔΣ変調器では
確保できない検出精度を実現することができる。すなわ
ち、例えば温度変化検出回路３２からの出力について
は、１４ビットの検出精度を要する０．５℃の温度変化
をセンシングすることができる。０．５℃の温度変化が
センシングされれば、センサ素子２２，２４の温度特性
が非線形であってもその温度特性に対して０．５℃の精
度でトリミングすることが可能となる。
【００４１】センサ素子２２，２４の出力についてのト
リミングはそれぞれ、マイコン７０においてプログラム
されている所定の補償演算式を用いてディジタル的に行
われる。かかる構成においては、センサ素子２２，２４
の特性がアナログ的な回路では実現が困難な非線形なも
の、折れ線的なもの、或いはヒステリシスを有するもの
であっても、そのトリミングを簡単に実現することがで
きる。すなわち、本実施例によれば、複雑なアナログト
リミング回路を設けることなく、センサ素子２２，２４
の各出力の非線形温度特性に対するトリミング、温度ヒ
ステリシス特性に対するトリミング、及び電源電圧特性
に対するトリミングを高精度に行うことができる。
リミングはそれぞれ、マイコン７０においてプログラム
されている所定の補償演算式を用いてディジタル的に行
われる。かかる構成においては、センサ素子２２，２４
の特性がアナログ的な回路では実現が困難な非線形なも
の、折れ線的なもの、或いはヒステリシスを有するもの
であっても、そのトリミングを簡単に実現することがで
きる。すなわち、本実施例によれば、複雑なアナログト
リミング回路を設けることなく、センサ素子２２，２４
の各出力の非線形温度特性に対するトリミング、温度ヒ
ステリシス特性に対するトリミング、及び電源電圧特性
に対するトリミングを高精度に行うことができる。
【００４２】ΔΣ変調器４２〜４８は、図４に示す如く
数個のオペアンプにより構成される。また、上記の如
く、センサ素子２２，２４の出力についてのトリミング
は、マイコン７０においてディジタル的に行われる。こ
のため、本実施例の構成においては、Ｄ／Ａ変換器、オ
ペアンプ、及び抵抗分圧回路を多数組み合わせて構成さ
れるアナログトリミング回路に比してトリミングを行う
ための回路が簡素化されることで、その回路規模を小さ
くすることができ、占有チップ面積を縮小することがで
きると共に、各信号を処理するＩＣの製造コストを低減
させることができる。
数個のオペアンプにより構成される。また、上記の如
く、センサ素子２２，２４の出力についてのトリミング
は、マイコン７０においてディジタル的に行われる。こ
のため、本実施例の構成においては、Ｄ／Ａ変換器、オ
ペアンプ、及び抵抗分圧回路を多数組み合わせて構成さ
れるアナログトリミング回路に比してトリミングを行う
ための回路が簡素化されることで、その回路規模を小さ
くすることができ、占有チップ面積を縮小することがで
きると共に、各信号を処理するＩＣの製造コストを低減
させることができる。
【００４３】このように、本実施例のセンサ装置２０に
よれば、センサ素子２２，２４の各出力についての温度
変化分に対するトリミングおよび電源電圧変動分に対す
るトリミングを高精度にかつ簡素な構成で実現すること
が可能となっている。
よれば、センサ素子２２，２４の各出力についての温度
変化分に対するトリミングおよび電源電圧変動分に対す
るトリミングを高精度にかつ簡素な構成で実現すること
が可能となっている。
【００４４】尚、１次のΔΣ変調器においてもオーバサ
ンプリング比を２次のΔΣ変調器のものよりも大きくす
れば、その２次のΔΣ変調器と同等の検出精度を確保す
ることはできる。しかしながら、オーバサンプリング比
が大きい構成では、サンプリングを高速に行う必要があ
ると共に、ディジタルフィルタを多くのメモリを用いて
行う必要があるため、却ってコストアップが生じてしま
う。また、マイコン７０が一般の１６ビットマイコンで
ある場合、そのＲＡＭ容量は２ｋ〜４ｋバイトとなるの
で、ディジタルフィルタ７２〜７８においてセンサ素子
２２，２４の各出力並びに温度変化検出回路３２及び基
準電圧回路４０の各出力のすべてについて１０００タッ
プの移動平均処理が行われると、メモリが足りなくなっ
てしまう。
ンプリング比を２次のΔΣ変調器のものよりも大きくす
れば、その２次のΔΣ変調器と同等の検出精度を確保す
ることはできる。しかしながら、オーバサンプリング比
が大きい構成では、サンプリングを高速に行う必要があ
ると共に、ディジタルフィルタを多くのメモリを用いて
行う必要があるため、却ってコストアップが生じてしま
う。また、マイコン７０が一般の１６ビットマイコンで
ある場合、そのＲＡＭ容量は２ｋ〜４ｋバイトとなるの
で、ディジタルフィルタ７２〜７８においてセンサ素子
２２，２４の各出力並びに温度変化検出回路３２及び基
準電圧回路４０の各出力のすべてについて１０００タッ
プの移動平均処理が行われると、メモリが足りなくなっ
てしまう。
【００４５】これに対して、本実施例においては、各ア
ナログ信号をディジタル化するうえで２次のΔΣ変調器
が用いられている。このため、１次のΔΣ変調器と比較
して、オーバサンプリング比をあまり大きくする必要が
ないので、ディジタルフィルタのためにメモリを多くす
ることは不要であり、また、マイコン７０が一般の１６
ビットマイコンであってもメモリ不足が生ずることは抑
制される。従って、本実施例のセンサ装置２０によれ
ば、１次のΔΣ変調器を用いる構成に比して、ディジタ
ルフィルタのためのメモリの増設によるコストアップが
生ずるのを回避することができると共に、簡素な構成で
各信号をＡ／Ｄ変換処理することができる。
ナログ信号をディジタル化するうえで２次のΔΣ変調器
が用いられている。このため、１次のΔΣ変調器と比較
して、オーバサンプリング比をあまり大きくする必要が
ないので、ディジタルフィルタのためにメモリを多くす
ることは不要であり、また、マイコン７０が一般の１６
ビットマイコンであってもメモリ不足が生ずることは抑
制される。従って、本実施例のセンサ装置２０によれ
ば、１次のΔΣ変調器を用いる構成に比して、ディジタ
ルフィルタのためのメモリの増設によるコストアップが
生ずるのを回避することができると共に、簡素な構成で
各信号をＡ／Ｄ変換処理することができる。
【００４６】また、本実施例において、センサ素子２
２，２４の出力についてのトリミングはマイコン７０に
おいてディジタル的に行われる。すなわち、トリミング
を行うためのアナログトリミング回路自体が存在しな
い。このため、本実施例の構成によれば、アナログトリ
ミング回路によりトリミングが行われる構成において必
要なアナログトリミング回路のトリミング感度を検出す
る必要はなく、そのトリミング感度に対するトリミング
を行うことは不要である。従って、本実施例のセンサ装
置２０によれば、アナログトリミング回路のトリミング
感度に対するトリミングが行われないので、センサ素子
２２，２４の出力のトリミングを行うために必要な特性
のデータ量を少なくすることができ、その特性検出の検
出時間を短縮することができ、また、より高精度のトリ
ミングを確保することができる。
２，２４の出力についてのトリミングはマイコン７０に
おいてディジタル的に行われる。すなわち、トリミング
を行うためのアナログトリミング回路自体が存在しな
い。このため、本実施例の構成によれば、アナログトリ
ミング回路によりトリミングが行われる構成において必
要なアナログトリミング回路のトリミング感度を検出す
る必要はなく、そのトリミング感度に対するトリミング
を行うことは不要である。従って、本実施例のセンサ装
置２０によれば、アナログトリミング回路のトリミング
感度に対するトリミングが行われないので、センサ素子
２２，２４の出力のトリミングを行うために必要な特性
のデータ量を少なくすることができ、その特性検出の検
出時間を短縮することができ、また、より高精度のトリ
ミングを確保することができる。
【００４７】また、本実施例において、ヨーレートセン
サ２２は一定周期の振動を生ずる圧電振動体を有し、ク
ロック信号発生器５０はその圧電振動体の振動周期に同
期して発生するトリガに従ってクロックパルス信号を発
生する。この場合、クロックパルス信号を発生させるた
めのトリガを出力する回路を別途設けることは不要であ
る。従って、本実施例のセンサ装置２０によれば、かか
る回路を別途設けることなく、ΔΣ変調器４２〜４８に
おけるΔΣ変調が実現されると共に、ディジタルフィル
タ７２〜７８における移動平均処理が実現されるので、
装置の簡素化が図られている。
サ２２は一定周期の振動を生ずる圧電振動体を有し、ク
ロック信号発生器５０はその圧電振動体の振動周期に同
期して発生するトリガに従ってクロックパルス信号を発
生する。この場合、クロックパルス信号を発生させるた
めのトリガを出力する回路を別途設けることは不要であ
る。従って、本実施例のセンサ装置２０によれば、かか
る回路を別途設けることなく、ΔΣ変調器４２〜４８に
おけるΔΣ変調が実現されると共に、ディジタルフィル
タ７２〜７８における移動平均処理が実現されるので、
装置の簡素化が図られている。
【００４８】更に、本実施例において、センサ信号処理
ＩＣ２６は、クロックパルス信号と、センサ素子２２，
２４のアナログ信号をそれぞれΔΣ変調した結果得た各
ディジタル信号と、温度検出回路３２および基準電圧回
路４０のアナログ信号をそれぞれΔΣ変調した結果得た
各ディジタル信号とをアナログ多重化した後、その多重
化された結果得られたアナログ電圧を単一の通信線９２
を介して１ピンでマイコン７０に供給する。そして、マ
イコン７０は、そのアナログ電圧を５ビットディジタル
データ列に復調変換し、各１ビットディジタル信号をク
ロックパルス信号，ヨーレートＹＡＷのディジタルデー
タ，加速度Ｇのディジタルデータ，温度のディジタルデ
ータ，電源電圧ＶＣＣのディジタルデータとして出力す
る。すなわち、マイコン７０は、センサ信号処理ＩＣ２
６から通信線９２を介して供給されるアナログ電圧のレ
ベル（電圧値）のみに基づいて、クロックパルス信号と
センサ素子２２，２４の出力信号に基づく各１ビットデ
ィジタル信号と温度変化検出回路３２及び基準電圧回路
４０の出力信号に基づく各１ビットディジタル信号とに
復調する。
ＩＣ２６は、クロックパルス信号と、センサ素子２２，
２４のアナログ信号をそれぞれΔΣ変調した結果得た各
ディジタル信号と、温度検出回路３２および基準電圧回
路４０のアナログ信号をそれぞれΔΣ変調した結果得た
各ディジタル信号とをアナログ多重化した後、その多重
化された結果得られたアナログ電圧を単一の通信線９２
を介して１ピンでマイコン７０に供給する。そして、マ
イコン７０は、そのアナログ電圧を５ビットディジタル
データ列に復調変換し、各１ビットディジタル信号をク
ロックパルス信号，ヨーレートＹＡＷのディジタルデー
タ，加速度Ｇのディジタルデータ，温度のディジタルデ
ータ，電源電圧ＶＣＣのディジタルデータとして出力す
る。すなわち、マイコン７０は、センサ信号処理ＩＣ２
６から通信線９２を介して供給されるアナログ電圧のレ
ベル（電圧値）のみに基づいて、クロックパルス信号と
センサ素子２２，２４の出力信号に基づく各１ビットデ
ィジタル信号と温度変化検出回路３２及び基準電圧回路
４０の出力信号に基づく各１ビットディジタル信号とに
復調する。
【００４９】このように、本実施例の構成においては、
クロックパルス信号とセンサ素子２２，２４の出力に基
づく各１ビットディジタル信号と温度検出回路３２およ
び基準電圧回路４０の出力に基づく各１ビットディジタ
ル信号とを重畳した５ビットディジタルデータ列を変換
したアナログ電圧が、センサ信号処理ＩＣ２６から単一
の通信線４８を介してマイコン７０に供給される。
クロックパルス信号とセンサ素子２２，２４の出力に基
づく各１ビットディジタル信号と温度検出回路３２およ
び基準電圧回路４０の出力に基づく各１ビットディジタ
ル信号とを重畳した５ビットディジタルデータ列を変換
したアナログ電圧が、センサ信号処理ＩＣ２６から単一
の通信線４８を介してマイコン７０に供給される。
【００５０】このため、本実施例の構成によれば、ヨー
レートセンサ２２、加速度センサ２４、温度検出回路３
２、基準電圧回路４０、及びクロック信号発生器５０の
各出力に基づく各ディジタル信号がそれぞれの通信線を
用いてパラレルにセンサ信号処理ＩＣ２６からマイコン
７０へ供給される構成と異なり、センサ信号処理ＩＣ２
６の出力ポートの数およびマイコン４６の入力ポートの
数並びに両者を接続する通信線の数が少なくてよく、通
信線の数や入出力ポートの数の増大による装置の大型化
が回避される。従って、本実施例によれば、センサ信号
処理ＩＣ２６とマイコン７０との通信構成を削減するこ
とで、センサ装置２０の簡素化・小型化が図られ、コス
トの低減が図られている。
レートセンサ２２、加速度センサ２４、温度検出回路３
２、基準電圧回路４０、及びクロック信号発生器５０の
各出力に基づく各ディジタル信号がそれぞれの通信線を
用いてパラレルにセンサ信号処理ＩＣ２６からマイコン
７０へ供給される構成と異なり、センサ信号処理ＩＣ２
６の出力ポートの数およびマイコン４６の入力ポートの
数並びに両者を接続する通信線の数が少なくてよく、通
信線の数や入出力ポートの数の増大による装置の大型化
が回避される。従って、本実施例によれば、センサ信号
処理ＩＣ２６とマイコン７０との通信構成を削減するこ
とで、センサ装置２０の簡素化・小型化が図られ、コス
トの低減が図られている。
【００５１】また、上述の如く、本実施例において、ク
ロックパルス信号とセンサ素子２２，２４の出力に基づ
く各１ビットディジタル信号と温度検出回路３２及び基
準電圧回路４０の出力に基づく各１ビットディジタル信
号とを重畳した５ビットディジタルデータ列は、そのデ
ータ内容に応じたアナログ電圧に変換された後、単一の
通信線９２を用いてマイコン７０に供給される。この場
合には、センサ素子２２，２４の出力並びに温度検出回
路３２及び基準電圧回路４０の出力のすべてをマイコン
７０に送信するのに多くの時間を必要としない。
ロックパルス信号とセンサ素子２２，２４の出力に基づ
く各１ビットディジタル信号と温度検出回路３２及び基
準電圧回路４０の出力に基づく各１ビットディジタル信
号とを重畳した５ビットディジタルデータ列は、そのデ
ータ内容に応じたアナログ電圧に変換された後、単一の
通信線９２を用いてマイコン７０に供給される。この場
合には、センサ素子２２，２４の出力並びに温度検出回
路３２及び基準電圧回路４０の出力のすべてをマイコン
７０に送信するのに多くの時間を必要としない。
【００５２】このため、本実施例の構成によれば、セン
サ素子２２，２４の出力に基づく各１ビットディジタル
データが単一の通信線９２を用いて時分割にマイコン７
０に供給される構成と異なり、時分割による構成の場合
に送信時間の遅延を回避するために必要なクロック周波
数を高くし通信レートを高くするための回路を設けるこ
とは不要である。従って、本実施例によれば、センサ装
置２０の複雑化が招来する事態を回避することができる
と共に、高速クロックによるクロックノイズに起因して
センサ素子２２，２４の特性が影響を受けることはな
く、センサ素子２２，２４の出力精度を高く維持するこ
とができる。
サ素子２２，２４の出力に基づく各１ビットディジタル
データが単一の通信線９２を用いて時分割にマイコン７
０に供給される構成と異なり、時分割による構成の場合
に送信時間の遅延を回避するために必要なクロック周波
数を高くし通信レートを高くするための回路を設けるこ
とは不要である。従って、本実施例によれば、センサ装
置２０の複雑化が招来する事態を回避することができる
と共に、高速クロックによるクロックノイズに起因して
センサ素子２２，２４の特性が影響を受けることはな
く、センサ素子２２，２４の出力精度を高く維持するこ
とができる。
【００５３】すなわち、本実施例のセンサ装置２０によ
れば、クロックパルス信号とセンサ素子２２，２４の出
力に基づく各１ビットディジタルデータと温度検出回路
３２及び基準電圧回路４０の出力に基づく各１ビットデ
ィジタル信号とを重畳した５ビットディジタルデータ列
が変換されたアナログ電圧を単一の通信線９２を介して
マイコン７０に供給し処理するので、装置の簡素化・小
型化と信号処理の迅速性とを両立させることが可能とな
っている。
れば、クロックパルス信号とセンサ素子２２，２４の出
力に基づく各１ビットディジタルデータと温度検出回路
３２及び基準電圧回路４０の出力に基づく各１ビットデ
ィジタル信号とを重畳した５ビットディジタルデータ列
が変換されたアナログ電圧を単一の通信線９２を介して
マイコン７０に供給し処理するので、装置の簡素化・小
型化と信号処理の迅速性とを両立させることが可能とな
っている。
【００５４】尚、上記の実施例においては、ヨーレート
センサ２２および加速度センサ２４が特許請求の範囲に
記載した「物理量センサ」に、温度変化検出回路３２お
よび電源電圧検出回路３４が特許請求の範囲に記載した
「パラメータ出力手段」に、補償量データメモリ８４が
特許請求の範囲に記載した「記憶手段」に、マイコン７
０の補償演算部８２が特許請求の範囲に記載した「補償
手段」に、温度変化検出回路３２が特許請求の範囲に記
載した「温度検出回路」に、多重化回路９０が特許請求
の範囲に記載した「変調手段」に、復調化回路９４が特
許請求の範囲に記載した「復調手段」に、ヨーレートセ
ンサ２２の圧電振動体が特許請求の範囲に記載した「素
子」に、それぞれ相当している。
センサ２２および加速度センサ２４が特許請求の範囲に
記載した「物理量センサ」に、温度変化検出回路３２お
よび電源電圧検出回路３４が特許請求の範囲に記載した
「パラメータ出力手段」に、補償量データメモリ８４が
特許請求の範囲に記載した「記憶手段」に、マイコン７
０の補償演算部８２が特許請求の範囲に記載した「補償
手段」に、温度変化検出回路３２が特許請求の範囲に記
載した「温度検出回路」に、多重化回路９０が特許請求
の範囲に記載した「変調手段」に、復調化回路９４が特
許請求の範囲に記載した「復調手段」に、ヨーレートセ
ンサ２２の圧電振動体が特許請求の範囲に記載した「素
子」に、それぞれ相当している。
【００５５】ところで、上記の実施例においては、出力
信号がトリミングされるセンサとしてヨーレートセンサ
２２及び加速度センサ２４を用いているが、本発明はこ
れに限定されるものではなく、それら以外に車速等の物
理量に応じたアナログ信号を出力する物理量センサを用
いる構成に適用することも可能である。また、出力信号
がトリミングされるセンサとして２つのセンサ素子２
２，２４を用いているが、本発明はこれに限定されるも
のではなく、出力がトリミングされるセンサとして唯一
つのセンサ素子を用いる構成または３つ以上のセンサ素
子を用いる構成に適用することも可能である。
信号がトリミングされるセンサとしてヨーレートセンサ
２２及び加速度センサ２４を用いているが、本発明はこ
れに限定されるものではなく、それら以外に車速等の物
理量に応じたアナログ信号を出力する物理量センサを用
いる構成に適用することも可能である。また、出力信号
がトリミングされるセンサとして２つのセンサ素子２
２，２４を用いているが、本発明はこれに限定されるも
のではなく、出力がトリミングされるセンサとして唯一
つのセンサ素子を用いる構成または３つ以上のセンサ素
子を用いる構成に適用することも可能である。
【００５６】また、上記の実施例においては、センサ素
子２２，２４の出力をトリミングするための特性として
温度特性および電源電圧特性の双方を用いているが、本
発明はこれに限定されるものではなく、何れか一方また
はその他の特性を用いる構成に適用することも可能であ
る。
子２２，２４の出力をトリミングするための特性として
温度特性および電源電圧特性の双方を用いているが、本
発明はこれに限定されるものではなく、何れか一方また
はその他の特性を用いる構成に適用することも可能であ
る。
【００５７】また、上記の実施例においては、２次のΔ
Σ変調器を用いているが、３次以上のΔΣ変調器を用い
ることとしてもよい。ただ、次数が大きくなると入力信
号に対する出力信号の遅延が著しくなるので、本実施例
の如く２次のΔΣ変調器を用いることが最適である。ま
た、上記の実施例においては、マイコン７０を用いてデ
ィジタルトリミングを行うこととしているが、マイコン
以外のプロセッサ（ＤＳＰ等）やロジック回路を用いて
ディジタルトリミングを行うこととしてもよい。
Σ変調器を用いているが、３次以上のΔΣ変調器を用い
ることとしてもよい。ただ、次数が大きくなると入力信
号に対する出力信号の遅延が著しくなるので、本実施例
の如く２次のΔΣ変調器を用いることが最適である。ま
た、上記の実施例においては、マイコン７０を用いてデ
ィジタルトリミングを行うこととしているが、マイコン
以外のプロセッサ（ＤＳＰ等）やロジック回路を用いて
ディジタルトリミングを行うこととしてもよい。
【００５８】また、上記の実施例においては、ΔΣ変調
器４２〜４８及びディジタルフィルタ７２〜７８が用い
るクロックパルス信号を生成するのに、ヨーレートセン
サ２２が有する圧電振動体の振動周期に同期して発生す
るトリガを用いているが、本発明はこれに限定されるも
のではなく、センサ信号処理ＩＣ２６にヨーレートセン
サとは別のトリガを発生する発振回路を内蔵させ、その
トリガを用いることとしてもよいし、マイコン７０にお
いてトリガを発生させ、そのトリガを用いることとして
もよいし、また、センサ信号処理ＩＣ２６及びマイコン
７０とは別の外部発振回路においてトリガを発生させ、
そのトリガを用いることとしてもよい。
器４２〜４８及びディジタルフィルタ７２〜７８が用い
るクロックパルス信号を生成するのに、ヨーレートセン
サ２２が有する圧電振動体の振動周期に同期して発生す
るトリガを用いているが、本発明はこれに限定されるも
のではなく、センサ信号処理ＩＣ２６にヨーレートセン
サとは別のトリガを発生する発振回路を内蔵させ、その
トリガを用いることとしてもよいし、マイコン７０にお
いてトリガを発生させ、そのトリガを用いることとして
もよいし、また、センサ信号処理ＩＣ２６及びマイコン
７０とは別の外部発振回路においてトリガを発生させ、
そのトリガを用いることとしてもよい。
【００５９】また、上記の実施例においては、各センサ
素子２２，２４の非線形温度特性，温度ヒステリシス特
性，電源電圧特性を記憶する補償量データメモリ８４が
マイコン７０に外付けされているが、マイコン７０に内
蔵されることとしてもよい。
素子２２，２４の非線形温度特性，温度ヒステリシス特
性，電源電圧特性を記憶する補償量データメモリ８４が
マイコン７０に外付けされているが、マイコン７０に内
蔵されることとしてもよい。
【００６０】更に、上記の実施例においては、クロック
パルス信号と、センサ素子２２，２４のアナログ信号を
それぞれΔΣ変調した結果得た各ディジタル信号と、温
度検出回路３２および基準電圧回路４０のアナログ信号
をそれぞれΔΣ変調した結果得た各ディジタル信号と
が、アナログ多重化された後にセンサ信号処理ＩＣ２６
から単一の通信線９２を介してマイコン７０へ供給され
ているが、本発明はこれに限定されるものではなく、ク
ロックパルス信号と他のディジタル信号とを分離してそ
れぞれセンサ信号処理ＩＣ２６からマイコン７０へ供給
することとしてもよいし、更に、各ディジタル信号をも
分離してセンサ信号処理ＩＣ２６からマイコン７０へ複
数の通信線および複数の入出力ポートを用いて供給する
こととしてもよい。
パルス信号と、センサ素子２２，２４のアナログ信号を
それぞれΔΣ変調した結果得た各ディジタル信号と、温
度検出回路３２および基準電圧回路４０のアナログ信号
をそれぞれΔΣ変調した結果得た各ディジタル信号と
が、アナログ多重化された後にセンサ信号処理ＩＣ２６
から単一の通信線９２を介してマイコン７０へ供給され
ているが、本発明はこれに限定されるものではなく、ク
ロックパルス信号と他のディジタル信号とを分離してそ
れぞれセンサ信号処理ＩＣ２６からマイコン７０へ供給
することとしてもよいし、更に、各ディジタル信号をも
分離してセンサ信号処理ＩＣ２６からマイコン７０へ複
数の通信線および複数の入出力ポートを用いて供給する
こととしてもよい。
【００６１】すなわち、図１０は、本発明の変形例のセ
ンサ装置１００の要部構成図を示す。センサ装置１００
は、上記図１及び図６に示す構成において、センサ信号
処理ＩＣ２６及びマイコン７０に代えて、センサ信号処
理ＩＣ１０２及びマイコン１０４を用いることにより実
現される。尚、図１０において、上記図１及び図６に示
す構成部分と同一の部分については、同一の符号を付し
てその説明を省略又は簡略する。
ンサ装置１００の要部構成図を示す。センサ装置１００
は、上記図１及び図６に示す構成において、センサ信号
処理ＩＣ２６及びマイコン７０に代えて、センサ信号処
理ＩＣ１０２及びマイコン１０４を用いることにより実
現される。尚、図１０において、上記図１及び図６に示
す構成部分と同一の部分については、同一の符号を付し
てその説明を省略又は簡略する。
【００６２】センサ信号処理ＩＣ１０２は、多重化回路
１０６を備えている。多重化回路１０６には、各ΔΣ変
調器４２〜４８が接続されている。多重化回路１０６
は、例えば抵抗Ｒと抵抗２Ｒとにより回路網が形成され
たラダー型Ｄ／Ａ変換器であり、ΔΣ変調器４４，４
６，４８，４２からそれぞれ供給される各１ビットディ
ジタル信号をその順で上位からのビットとする４ビット
ディジタルデータ列を、接地電圧“０”と電源電圧ＶＣ
Ｃ（＝５Ｖ）との間において２4（＝１６）値のレベル
を有するアナログ電圧に変換する。すなわち、多重化回
路１０６から出力されるアナログ電圧は、接地電圧
“０”と電源電圧ＶＣＣとの間において１６値のレベル
を採ることができ、４ビットディジタルデータ列のデー
タ内容に応じた一のレベルを有する。このアナログ電圧
の３２値の各レベルは、隣接するレベルに対してＶＣＣ
／２４だけ離間していると共に、ＶＣＣ／２５の電圧が
印加されることにより接地電圧“０”及び電源電圧ＶＣ
Ｃの双方からオフセットされている。
１０６を備えている。多重化回路１０６には、各ΔΣ変
調器４２〜４８が接続されている。多重化回路１０６
は、例えば抵抗Ｒと抵抗２Ｒとにより回路網が形成され
たラダー型Ｄ／Ａ変換器であり、ΔΣ変調器４４，４
６，４８，４２からそれぞれ供給される各１ビットディ
ジタル信号をその順で上位からのビットとする４ビット
ディジタルデータ列を、接地電圧“０”と電源電圧ＶＣ
Ｃ（＝５Ｖ）との間において２4（＝１６）値のレベル
を有するアナログ電圧に変換する。すなわち、多重化回
路１０６から出力されるアナログ電圧は、接地電圧
“０”と電源電圧ＶＣＣとの間において１６値のレベル
を採ることができ、４ビットディジタルデータ列のデー
タ内容に応じた一のレベルを有する。このアナログ電圧
の３２値の各レベルは、隣接するレベルに対してＶＣＣ
／２４だけ離間していると共に、ＶＣＣ／２５の電圧が
印加されることにより接地電圧“０”及び電源電圧ＶＣ
Ｃの双方からオフセットされている。
【００６３】多重化回路１０６には、センサ信号処理Ｉ
Ｃ１０２の出力ポート１０２ａが接続されている。ま
た、センサ信号処理ＩＣ１０２が内蔵するクロック信号
発生器５０には、直接に出力ポート１０２ｂが接続され
ている。出力ポート１０２ａには通信線１０８を介して
マイコン１０４の入力ポート１０４ａが、また、出力ポ
ート１０２ｂには通信線１１０を介してマイコン１０４
の入力ポート１０４ｂが、それぞれ接続されている。マ
イコン１０４は、入力ポート１０４ａに接続する復調化
回路１１２を備えている。復調化回路１１２は、入力さ
れるアナログ電圧を１０ビットのデータ列に復調可能な
分解能を有しており、センサ信号処理ＩＣ１０２の多重
化回路１０６から出力されるアナログ電圧をもとの４ビ
ットディジタルデータ列に復調変換し、その４ビットデ
ィジタルデータ列をビットごとに分離して出力する。
Ｃ１０２の出力ポート１０２ａが接続されている。ま
た、センサ信号処理ＩＣ１０２が内蔵するクロック信号
発生器５０には、直接に出力ポート１０２ｂが接続され
ている。出力ポート１０２ａには通信線１０８を介して
マイコン１０４の入力ポート１０４ａが、また、出力ポ
ート１０２ｂには通信線１１０を介してマイコン１０４
の入力ポート１０４ｂが、それぞれ接続されている。マ
イコン１０４は、入力ポート１０４ａに接続する復調化
回路１１２を備えている。復調化回路１１２は、入力さ
れるアナログ電圧を１０ビットのデータ列に復調可能な
分解能を有しており、センサ信号処理ＩＣ１０２の多重
化回路１０６から出力されるアナログ電圧をもとの４ビ
ットディジタルデータ列に復調変換し、その４ビットデ
ィジタルデータ列をビットごとに分離して出力する。
【００６４】復調化回路１１２から出力される各１ビッ
トディジタル信号は、対応するディジタルフィルタ７２
〜７８に供給されている。また、マイコン１０４の入力
ポート１０４ｂに入力されるクロックパルス信号は、す
べてのディジタルフィルタ７２〜７８に供給されてい
る。ディジタルフィルタ７２〜７８はそれぞれ、クロッ
クパルス信号を利用して、復調化回路１１２から供給さ
れる１ビットディジタル信号について移動平均処理を行
う。
トディジタル信号は、対応するディジタルフィルタ７２
〜７８に供給されている。また、マイコン１０４の入力
ポート１０４ｂに入力されるクロックパルス信号は、す
べてのディジタルフィルタ７２〜７８に供給されてい
る。ディジタルフィルタ７２〜７８はそれぞれ、クロッ
クパルス信号を利用して、復調化回路１１２から供給さ
れる１ビットディジタル信号について移動平均処理を行
う。
【００６５】かかる構成においては、センサ素子２２，
２４の出力についてのトリミングを行ううえで２次のΔ
Σ変調器４２〜４８およびマイコン２０４を用いるの
で、上記した実施例と同様に、センサ素子２２，２４の
各出力についての温度変化分に対するトリミングおよび
電源電圧変動分に対するトリミングを高精度にかつ簡素
な構成で実現することが可能となる。
２４の出力についてのトリミングを行ううえで２次のΔ
Σ変調器４２〜４８およびマイコン２０４を用いるの
で、上記した実施例と同様に、センサ素子２２，２４の
各出力についての温度変化分に対するトリミングおよび
電源電圧変動分に対するトリミングを高精度にかつ簡素
な構成で実現することが可能となる。
【００６６】また、図１１は、本発明の変形例のセンサ
装置２００の要部構成図を示す。センサ装置２００は、
上記図１及び図６に示す構成において、センサ信号処理
ＩＣ２６及びマイコン７０に代えて、センサ信号処理Ｉ
Ｃ２０２及びマイコン２０４を用いることにより実現さ
れる。尚、図１１において、上記図１及び図６に示す構
成部分と同一の部分については、同一の符号を付してそ
の説明を省略又は簡略する。
装置２００の要部構成図を示す。センサ装置２００は、
上記図１及び図６に示す構成において、センサ信号処理
ＩＣ２６及びマイコン７０に代えて、センサ信号処理Ｉ
Ｃ２０２及びマイコン２０４を用いることにより実現さ
れる。尚、図１１において、上記図１及び図６に示す構
成部分と同一の部分については、同一の符号を付してそ
の説明を省略又は簡略する。
【００６７】センサ信号処理ＩＣ２０２が備えるΔΣ変
調器４４〜４８には、直接に出力ポート２０２ａ，２０
２ｂ，２０２ｃ，２０２ｄが接続されている。また、セ
ンサ信号処理ＩＣ２０２が内蔵するクロック信号発生器
５０には、直接に出力ポート２０２ｅが接続されてい
る。出力ポート２０２ａには通信線２０６を介してマイ
コン２０４の入力ポート２０４ａが、出力ポート２０２
ｂには通信線２０８を介してマイコン２０４の入力ポー
ト２０４ｂが、出力ポート２０２ｃには通信線２１０を
介してマイコン２０４の入力ポート２０４ｃが、出力ポ
ート２０２ｄには通信線２１２を介してマイコン２０４
の入力ポート２０４ｄが、出力ポート２０２ｅには通信
線２１４を介してマイコン２０４の入力ポート２０４ｅ
が、それぞれ接続されている。
調器４４〜４８には、直接に出力ポート２０２ａ，２０
２ｂ，２０２ｃ，２０２ｄが接続されている。また、セ
ンサ信号処理ＩＣ２０２が内蔵するクロック信号発生器
５０には、直接に出力ポート２０２ｅが接続されてい
る。出力ポート２０２ａには通信線２０６を介してマイ
コン２０４の入力ポート２０４ａが、出力ポート２０２
ｂには通信線２０８を介してマイコン２０４の入力ポー
ト２０４ｂが、出力ポート２０２ｃには通信線２１０を
介してマイコン２０４の入力ポート２０４ｃが、出力ポ
ート２０２ｄには通信線２１２を介してマイコン２０４
の入力ポート２０４ｄが、出力ポート２０２ｅには通信
線２１４を介してマイコン２０４の入力ポート２０４ｅ
が、それぞれ接続されている。
【００６８】マイコン２０４は、入力ポート２０４ａ，
２０４ｂ，２０４ｃ，２０４ｄに接続するディジタルフ
ィルタ７２〜７８を備えている。また、すべてのディジ
タルフィルタ７２〜７８には、入力ポート２０４ｅが接
続されている。ディジタルフィルタ７２〜７８はそれぞ
れ、入力ポート２０４ｅに入力されるクロックパルス信
号を利用して、入力ポート２０４ａ，２０４ｂ，２０４
ｃ，２０４ｄに入力される１ビットディジタル信号につ
いて移動平均処理を行う。
２０４ｂ，２０４ｃ，２０４ｄに接続するディジタルフ
ィルタ７２〜７８を備えている。また、すべてのディジ
タルフィルタ７２〜７８には、入力ポート２０４ｅが接
続されている。ディジタルフィルタ７２〜７８はそれぞ
れ、入力ポート２０４ｅに入力されるクロックパルス信
号を利用して、入力ポート２０４ａ，２０４ｂ，２０４
ｃ，２０４ｄに入力される１ビットディジタル信号につ
いて移動平均処理を行う。
【００６９】かかる構成においても、センサ素子２２，
２４の出力についてのトリミングを行ううえで２次のΔ
Σ変調器４２〜４８およびマイコン１０４を用いるの
で、上記した実施例と同様に、センサ素子２２，２４の
各出力についての温度変化分に対するトリミングおよび
電源電圧変動分に対するトリミングを高精度にかつ簡素
な構成で実現することが可能となる。
２４の出力についてのトリミングを行ううえで２次のΔ
Σ変調器４２〜４８およびマイコン１０４を用いるの
で、上記した実施例と同様に、センサ素子２２，２４の
各出力についての温度変化分に対するトリミングおよび
電源電圧変動分に対するトリミングを高精度にかつ簡素
な構成で実現することが可能となる。
【発明の効果】上述の如く、請求項１乃至４記載の発明
によれば、物理量センサの出力のトリミングを高精度に
かつ簡素な構成で実現することができる。
によれば、物理量センサの出力のトリミングを高精度に
かつ簡素な構成で実現することができる。
【００７０】請求項５記載の発明によれば、ΔΣ変調器
とディジタルフィルタとの間の通信構成の簡素化と信号
処理の迅速性との双方を確保することができる。
とディジタルフィルタとの間の通信構成の簡素化と信号
処理の迅速性との双方を確保することができる。
【００７１】また、請求項６記載の発明によれば、クロ
ックを発する回路を別途に設けることなく物理量センサ
の出力をΔΣ変調するので、その出力をディジタル化す
るための構成の簡素化を図ることができる。
ックを発する回路を別途に設けることなく物理量センサ
の出力をΔΣ変調するので、その出力をディジタル化す
るための構成の簡素化を図ることができる。
【図１】本発明の一実施例であるセンサ装置のシステム
構成図である。
構成図である。
【図２】本実施例のセンサ装置が備える温度検出回路の
構成図である。
構成図である。
【図３】本実施例のセンサ装置が備える電源電圧検出回
路の構成図である。
路の構成図である。
【図４】本実施例のΔΣ変調器の構成図である。
【図５】ΔΣ変調器の次数が異なる場合のオーバサンプ
リング比とＳ／Ｎ比との関係を比較するための図であ
る。
リング比とＳ／Ｎ比との関係を比較するための図であ
る。
【図６】本実施例のセンサ装置の要部構成図である。
【図７】センサ出力の非線形温度特性を表した図であ
る。
る。
【図８】センサ出力の温度ヒステリシス特性を表した図
である。
である。
【図９】ΔΣ変調器の次数が異なる場合のディジタルフ
ィルタ出力を比較するための図である。
ィルタ出力を比較するための図である。
【図１０】本発明の変形例のセンサ装置の要部構成図で
ある。
ある。
【図１１】本発明の変形例のセンサ装置の要部構成図で
ある。
ある。
【符号の説明】
２０，１００，２００ センサ装置
２２，２６ センサ素子
２６，１０２，２０２ センサ信号処理ＩＣ
３２ 温度変化検出回路
４２〜４８ ΔΣ変調器
５０ クロック信号発生器
７０，１０４，２０４ マイコン
７２〜７８ ディジタルフィルタ
８２ 補償演算部
８４ 補償量データメモリ
８６ 温度履歴メモリ
９０，１０６ 多重化回路
９２，１０８，１１０，２０６〜２１４ 通信線
９４，１１２ 復調化回路
Claims (6)
- 【請求項１】 物理量に応じた信号を出力する物理量セ
ンサと、前記物理量センサの特性を変化させるパラメー
タに応じた信号を出力するパラメータ出力手段と、前記
物理量センサの出力信号および前記パラメータ出力手段
の出力信号をそれぞれ１ビットディジタル信号に変換す
るΔΣ変調器と、前記ΔΣ変調器から出力される各１ビ
ットディジタル信号を移動平均処理するディジタルフィ
ルタと、前記パラメータに対する前記物理量センサの特
性を示すデータを記憶する記憶手段と、前記ディジタル
フィルタによりフィルタ処理された結果得られる前記物
理量センサの出力データおよび前記パラメータ出力手段
の出力データに基づいて、前記記憶手段に記憶されてい
る前記データに従って前記物理量センサの出力をトリミ
ングする補償手段と、を備えるセンサ装置であって、 前記ΔΣ変調器が、少なくとも２個の積分器を有する２
次以上のΔΣ変調器であることを特徴とするセンサ装
置。 - 【請求項２】 前記パラメータ出力手段は、前記物理量
センサの特性を変化させる温度に関する値に応じた信号
を出力する温度検出回路を備えることを特徴とする請求
項１記載のセンサ装置。 - 【請求項３】 前記温度検出回路は、前記物理量センサ
近傍の温度変化に応じた信号を出力することを特徴とす
る請求項２記載のセンサ装置。 - 【請求項４】 前記パラメータ出力手段は、前記物理量
センサの特性を変化させる電源電圧に関する値に応じた
信号を出力する電源電圧検出回路を備えることを特徴と
する請求項１乃至３の何れか一項記載のセンサ装置。 - 【請求項５】 前記ΔΣ変調器から出力される各１ビッ
トディジタル信号を多重化する変調手段と、 前記変調手段から出力される多重化信号を復調する復調
手段と、を備え、 前記ディジタルフィルタは、前記復調手段から出力され
る各１ビットディジタルを移動平均処理することを特徴
とする請求項１乃至４の何れか一項記載のセンサ装置。 - 【請求項６】 物理量に応じた信号を出力する物理量セ
ンサと、前記物理量センサの出力信号を１ビットディジ
タル信号に変換するΔΣ変調器と、を備えるセンサ装置
であって、 前記物理量センサが、所定周期で信号を発する素子を有
し、 前記ΔΣ変調器は、前記素子の発する信号を用いて前記
物理量センサの出力信号を１ビットディジタル信号に変
換することを特徴とするセンサ装置。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP2002015571A JP4032758B2 (ja) | 2002-01-24 | 2002-01-24 | センサ装置 |
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| JP2002015571A JP4032758B2 (ja) | 2002-01-24 | 2002-01-24 | センサ装置 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003214893A true JP2003214893A (ja) | 2003-07-30 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008014694A (ja) * | 2006-07-04 | 2008-01-24 | Toyo Denso Co Ltd | 舵角センサ |
| JP2008507713A (ja) * | 2004-07-26 | 2008-03-13 | ビーイーアイ テクノロジーズ インコーポレイテッド | 電子的に構成可能な速度センサ回路及び方法 |
| JP2008128859A (ja) * | 2006-11-22 | 2008-06-05 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 慣性力センサ |
| JP2008249690A (ja) * | 2007-02-15 | 2008-10-16 | Sick Ag | 誘導型近接センサ |
| DE102009006770A1 (de) | 2008-02-07 | 2009-08-13 | DENSO CORPORATION, Kariya-shi | Vorrichtung zum Verarbeiten eines periodischen Signals |
| JP2016529520A (ja) * | 2013-08-26 | 2016-09-23 | ローベルト ボツシユ ゲゼルシヤフト ミツト ベシユレンクテル ハフツングＲｏｂｅｒｔ Ｂｏｓｃｈ Ｇｍｂｈ | 復調エラー補正によってジャイロスコープ・ゼロレート・オフセット・ドリフトを低減するシステム及び方法 |
| JP2017110981A (ja) * | 2015-12-16 | 2017-06-22 | Smc株式会社 | 位置検出装置 |
| JP2019087876A (ja) * | 2017-11-07 | 2019-06-06 | ローム株式会社 | Δς変調器 |
| CN110207865A (zh) * | 2019-07-05 | 2019-09-06 | 北京中硕众联智能电子科技有限公司 | 一种修正温度影响的足底压力传感器及相应的修正方法 |
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-
2002
- 2002-01-24 JP JP2002015571A patent/JP4032758B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| DE102009006770A1 (de) | 2008-02-07 | 2009-08-13 | DENSO CORPORATION, Kariya-shi | Vorrichtung zum Verarbeiten eines periodischen Signals |
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| KR20180103195A (ko) * | 2013-08-26 | 2018-09-19 | 로베르트 보쉬 게엠베하 | 복조 위상 오류 수정을 통한 자이로스코프 제로-레이트-오프셋 드리프트 감소를 위한 시스템 및 방법 |
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| CN110207865A (zh) * | 2019-07-05 | 2019-09-06 | 北京中硕众联智能电子科技有限公司 | 一种修正温度影响的足底压力传感器及相应的修正方法 |
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