JP2003204304A - 雑音低減方法、周波数変調信号送信装置及び周波数変調信号受信装置 - Google Patents

雑音低減方法、周波数変調信号送信装置及び周波数変調信号受信装置

Info

Publication number
JP2003204304A
JP2003204304A JP2002245935A JP2002245935A JP2003204304A JP 2003204304 A JP2003204304 A JP 2003204304A JP 2002245935 A JP2002245935 A JP 2002245935A JP 2002245935 A JP2002245935 A JP 2002245935A JP 2003204304 A JP2003204304 A JP 2003204304A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
compression
signal
difference signal
linear phase
filter
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Abandoned
Application number
JP2002245935A
Other languages
English (en)
Inventor
Jens Wildhagen
イエンス ビルトゥハーゲン
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sony Deutschland GmbH
Original Assignee
Sony International Europe GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sony International Europe GmbH filed Critical Sony International Europe GmbH
Publication of JP2003204304A publication Critical patent/JP2003204304A/ja
Abandoned legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
    • H04B1/1692—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals using companding of the stereo difference signal, e.g. FMX

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
  • Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
  • Transmitters (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＦＭ信号の圧縮伸長処理により雑音を低減す
るとともに、ＦＭ放送受信機における信号の歪みを抑制
する。 【解決手段】 差信号（Ｄ（ｚ））を圧縮伸長し、周波
数変調多重信号により圧縮差信号（Ｄｃ（ｚ））を伝送
して周波数変調信号の雑音を低減する圧縮伸長器におい
て、線形位相マルチバンド圧縮及び／又は線形位相マル
チバンド伸張を行う。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、差信号が圧縮及び
伝送される周波数変調信号の圧縮伸長処理により周波数
変調信号の雑音を低減する雑音低減方法及びこの雑音低
減方法を実現する周波数変調信号送信装置及び周波数変
調信号受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】周知の圧縮伸長器（compander：コンパ
ンダ）は、差信号を圧縮して圧縮差信号を生成した後
に、圧縮差信号をチャンネルを介して伝送し又は記録媒
体に記録し、そして、チャンネルを介して伝送され又は
記録媒体に記録された圧縮差信号を伸張するようになっ
ている。このような圧縮伸張器により、伝送又は記録さ
れた信号に重畳する可聴雑音歪み（audible noise dist
ortions）を低減することができる。テープ状記録媒体
への記録に使用される最も有名な圧縮伸長器としては、
ドルビーＢタイプノイズリダクション（Dolby-B-type n
oise reduction system）方式が知られている。このよ
うなシラブル圧縮伸長器（syllable compander）は、徐
々に変化するオーディオ信号の振幅のエンベロープを算
出し、このエンベロープに応じてオーディオ信号を圧縮
伸張する。圧縮伸長器、特にドルビーノイズリダクショ
ン（Noise Reduction：ＮＲ）方式については、ウェブ
サイト「http://www.dolby.com/ken」に開示されてい
る。
【０００３】さらに、周波数変調（frequency modulati
on：以下、ＦＭという。）放送に圧縮伸長器を使用する
手法も知られている。この分野では、送信機において差
信号を圧縮し、通常の方式で伝送されるＦＭ信号に加え
て、圧縮差信号を伝送することにより、差信号の雑音を
低減している。１９８５年１０月１２〜１６日に開催さ
れた第７９回オーディオエンジニアリングソサイエティ
のコンベンション（79th convention of the Audio Eng
ineering Society）において「ＦＭＸスタジオ放送シス
テム（FMX Studio Broadcast System）」のタイトルで
発表された、１９８５年１２月、ニューヨーク州、ジェ
イ オーディオ百科（J.Audio Enc. Soc.）第３３巻、
エミル エル トリック（Emil L.Torick）及びトーマ
ス ビーケラー（Thomas B.Keller）著、「ＦＭステレ
オ放送の信号対雑音比及びカバレッジの向上（Improvin
g the signal-to-noise ratio and coverage of FM ste
reophonic broadcasts）」に開示されている手法では、
圧縮差信号は、３８ｋＨｚの変調搬送波の直交成分とし
て付加され、すなわち、圧縮差信号は、圧縮されていな
い差信号に直交する成分として伝送される。また、ドイ
ツ特許公開公報第４１２８０４５Ａ１号には、圧縮差信
号を３８ｋＨｚの変調搬送波の下側波帯に付加し、３８
ｋＨｚの変調搬送波の上側波帯からこの圧縮差信号を減
算した後、このように変更された多重信号を伝送する手
法が開示されている。上述した２つの手法を数学的に分
析すると、ドイツ特許公開公報第４１２８０４５Ａ１号
に開示される手法の方が結果が良好であり、したがって
好ましい手法であると言える。
【０００４】なお、上述したＦＭ圧縮伸長方式は、いず
れも広帯域の圧縮伸長器を用いており、広帯域の圧縮伸
長器は、雑音抑圧の変化に起因した所謂雑音変調効果
（noise modulation effects）を生じさせる。雑音変調
効果は、一定量の変化しない雑音（constant noise flo
or）によりユーザにとって耳障りであるので、したがっ
て、このような雑音変調効果を取り除く必要がある。ノ
イズリダクションシステムに関連して上述したドルビー
のウェブサイトにも開示されているように、雑音変調効
果は、マルチバンド圧縮伸長器により回避することがで
きる。ここでは、２つのマルチバンド圧縮伸長器、すな
わちスライドバンド圧縮伸長器（slidingband compande
rs）及び固定バンド圧縮伸長器（fixed band compander
s）が開示されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た２つの種類の圧縮伸長器は、いずれも圧縮オーディオ
信号にグループ遅延歪みが生じ、この結果、ＦＭ多重信
号のピーク振幅が増大するとともに、圧縮差信号から通
常の差信号へのクロストークが生じ、従来の（既存の）
ＦＭ放送受信機における信号に歪みが生じる。
【０００６】そこで、本発明は上述の課題に鑑みてなさ
れたものであり、本発明の目的は、圧縮伸長処理により
雑音を低減させる雑音低減方法、周波数変調信号送信装
置及び周波数変調信号受信装置であって、オーディオ信
号の歪みを低減させることができる雑音低減方法、周波
数変調信号送信装置及び周波数変調信号受信装置を提供
することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
めに、本発明に係る雑音低減方法は、差信号を圧縮伸長
し、周波数変調多重信号により圧縮差信号を伝送して周
波数変調信号の雑音を低減する雑音低減方法において、
線形位相マルチバンド圧縮及び／又は線形位相マルチバ
ンド伸張を行うステップを有する。本発明に基づく圧縮
伸長器の線形位相応答により、圧縮差信号の位相が（従
来の）差信号の位相に等しくなるため、多重信号のピー
ク振幅が増大され、従来の（既存の）周波数変調信号放
送受信装置における追加的なクロストーク歪みが最小化
される。
【０００８】また、上述の課題を解決するために、本発
明に係る周波数変調信号受信装置は、差信号を圧縮する
圧縮器を備える周波数変調信号送信装置において、圧縮
器は、差信号を線形位相圧縮して線形位相圧縮差信号を
生成することを特徴とする。
【０００９】本発明に係る雑音低減方法において、線形
位相マルチバンド圧縮を行うステップは、好ましくは、
各サブバンドに対してそれぞれ線形位相応答特性を有す
るマルチバンドフィルタを用いて、差信号をｎ個のサブ
バンド信号に分割するステップと、ｎ個の各サブバンド
信号にそれぞれの圧縮利得を乗算するステップと、ｎ個
のサブバンドの全てを加算し、線形位相圧縮差信号を生
成するステップとを有する。また、線形位相マルチバン
ド伸張を行うステップは、好ましくは、各サブバンドに
対してそれぞれ線形位相応答特性を有するマルチバンド
フィルタを用いて、受信圧縮差信号をｎ個のサブバンド
信号に分割するステップと、ｎ個の各サブバンド信号に
それぞれの伸張利得を乗算するステップと、ｎ個のサブ
バンドの全てを加算し、１つの伸張差信号を生成するス
テップとを有する。
【００１０】本発明においては、線形位相マルチバンド
圧縮及び／又は伸張が行われ、これにより広帯域圧縮及
び／又は伸張より良好な結果が得られる。また、本発明
に基づく周波数変調信号圧縮伸長器により、雑音変調効
果も最小化される。圧縮に使用されるマルチバンドフィ
ルタ及び／又は伸張に使用されるマルチバンドフィルタ
の合成伝達関数は、平坦な周波数応答特性を有する。
【００１１】本発明においては、線形位相圧縮差信号
は、伝送前に相補等化フィルタによりフィルタリングさ
れる。等化フィルタは、圧縮伸長器全体（すなわち、圧
縮器＋伸張器）の伝達関数の振幅歪みを等化する。圧縮
伸長器全体の伝達関数の振幅歪みを等化することによ
り、オーディオチャンネル分離効果の大幅な低下を回避
することができる。オーディオチャンネル分離効果の低
下は、オーバサンプリングされたサブバンドを有する非
矩形サブバンドフィルタにおいて、マルチバンド線形位
相フィルタバンドの隣接するサブバンドの遷移領域の振
幅の歪みに起因する。
【００１２】本発明においては、相補等化フィルタの伝
達関数は、理想的には、各サブバンドの各圧縮利得に応
じて決定される。これに代えて、相補等化フィルタの伝
達関数は、各圧縮利得から独立した近似的伝達関数と、
各圧縮利得に依存するスケーリング係数に基づいて決定
してもよい。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係る雑音低減方
法、周波数変調信号送信装置及び周波数変調信号受信装
置について、図面を参照して詳細に説明する。
【００１４】従来のアナログマルチバンド圧縮伸長器
（compander：コンパンダ）は、図１（ａ）に示し、上
述したドルビーのウェブサイトにおける雑音低減処理の
説明にも開示されているように、通常、２パス圧縮器
（two-path compressor）と２パス伸張器（two-path ex
pander）とから構成される。すなわち、圧縮器及び伸張
器は、それぞれ主パス（main path）と副パス（further
path）を有する。入力差信号Ｄ（ｚ）は、副パスを経
由し、伝達関数Ｈｆｕｒｔｈ（ｚ）を有する副パスプロ
セッサ１０を介して、加算器１１に供給されるととも
に、主パスを経由して直接、加算器１１に供給される。
加算器１１は、圧縮された差信号（以下、圧縮差信号と
呼ぶ。）Ｄｃ（ｚ）を出力する。圧縮差信号Ｄｃ（ｚ）
は、伝送チャンネル１２を介して、圧縮され、受信され
た差信号（以下、受信圧縮差信号と呼ぶ。）Ｙｃ（ｚ）
として、減算器１３に供給される。減算器１３の出力信
号は、第２の副パスプロセッサ１４において処理された
後、減算器１３に戻され、減算器１３の入力信号から減
算される。この減算器１３の出力信号は、圧縮され、受
信され、伸張された差信号（以下、受信圧縮伸張差信号
と呼ぶ。）Ｙｅ（ｚ）である。第２の副パスプロセッサ
１４の伝達関数は、第１の副パスプロセッサ１０の伝達
関数と同じであり、すなわち伝達関数Ｈ
ｆｕｒｔｈ（ｚ）である。この具体例では、静的な圧縮
入力信号（stationary compressor input signal）を想
定しているため、これらの２つの副パスプロセッサ１
０、１４をこの伝達関数で記述することができる。理想
的な環境、すなわちＹｃ（ｚ）＝Ｄｃ（ｚ）の場合、伸
張器の出力信号Ｙｅ（ｚ）は、圧縮器の入力信号Ｄ
（ｚ）に等しくなる。圧縮器及び伸長器の伝達関数は、
それぞれ以下のような式で表すことができる。 Dｃ(z)/D(z)=(1+Hｆｕｒｔｈ(z)) ・・・（１） Yｅ(z)/Yｃ(z)=1/(1+Hｆｕｒｔｈ(z)) ・・・（２） Yｅ(z)/D(z)=1 ・・・（３） 式（１）から、マルチバンド圧縮器の構成は、非線形位
相応答特性を有することがわかる。したがって、上述の
ように、従来の２パス圧縮器は、ＦＭ差信号の圧縮には
適していない。
【００１５】図１（ｂ）は、本発明に基づく単一パス圧
縮器及び単一パス伸張器の構成を示すブロック図であ
る。この構成においては、入力差信号Ｄ（ｚ）は、線形
位相伝達関数Ｈｃ（ｚ）を有する圧縮器１５により圧縮
され、圧縮差信号Ｄｃ（ｚ）は、チャンネル１６を介し
て伝送され、受信圧縮差信号Ｙｃ（ｚ）として、線形位
相伝達関数Ｈｅ（ｚ）を有する伸張器１７に入力され、
伸張器１７は、受信圧縮伸張差信号Ｙｅ（ｚ）を出力す
る。
【００１６】圧縮器１５及び伸張器１７は、同一の帯域
分割フィルタバンクにより実現することができる。説明
を簡潔に行うために、以下では、図２に示すように、２
バンド圧縮伸長器について説明する。この２バンド圧縮
伸長器の構成をマルチバンド圧縮伸長器にも適用できる
ことは明らかである。説明を簡潔に行うために、圧縮器
１５への入力信号を静的正弦波信号（stationary sinus
oidal signal）とし、したがって圧縮利得ｃｃ０（ｋ）
及びｃｃ１（ｋ）は定数であり、すなわちｃｃ ０（ｋ）
＝ｃｃ０及びｃｃ１（ｋ）＝ｃｃ１である。
【００１７】図２に示すように、伝送チャンネル５の左
側に示す２バンド線形位相圧縮器において、入力差信号
Ｄ（ｚ）は、２バンドフィルタ１により分割される。２
バンドフィルタ１は、差信号Ｄ（ｚ）が入力される第１
のサブフィルタ１０と第２のサブフィルタ１１とを備
え、これらのサブフィルタ１０、１１は、差信号Ｄ
（ｚ）を２つのサブバンド信号、すなわち第１のサブバ
ンド信号Ｄ０（ｚ）と第２のサブバンド信号Ｄ１（ｚ）
に分割する。第１のサブバンドフィルタ１０は、伝達関
数Ｈｆｂ０（ｚ）を有し、第２のサブバンドフィルタ１
１は、伝達関数Ｈｆｂ １を有する。この２チャンネルの
フィルタバンクの合成伝達関数は、以下のように、平坦
な周波数応答（flat frequency response）を有する。 Hｆｂ０(z)+Hｆｂ１(z)=z−μｆｂ ２つのサブバンド信号は、それぞれの乗算器２におい
て、それぞれの圧縮利得が乗算された後、加算器３にお
いて１つの信号に結合される。すなわち、第１のサブバ
ンド信号Ｄ０（ｚ）は、第１の乗算器２０において、第
１の圧縮利得ｃｃ ０が乗算され、第２のサブバンド信号
Ｄ１（ｚ）は、第２の乗算器２１において、第２の圧縮
利得ｃｃ１が乗算される。加算器３から出力される結合
信号は、相補フィルタに類する構造を有し、したがって
以下では相補等化フィルタ（complementary equalizati
on filter）とも呼ぶフィルタ４によってフィルタリン
グされる。
【００１８】相補等化フィルタ４は、並列に接続された
遅延器４ｂ及び伝達関数Ｈｅｑ（ｚ，ｃｃ０，ｃｃ１）
を有する等化フィルタ４ａと、遅延器４ｂの出力信号か
ら等化フィルタ４ａの出力信号を減算する減算器４ｃと
を備える。相補等化フィルタ４は、加算器３からの結合
信号である線形位相圧縮差信号が入力され、等化された
圧縮差信号Ｄｃ（ｚ）を出力する。非矩形マルチバンド
サブバンドフィルタ（non-rectangular multi-band sub
band filter）からなる２バンドフィルタバンク１によ
って生じる歪みは最小化される。以下では、圧縮差信号
の伝送チェインは理想化され、すなわちＹｃ（ｚ）＝Ｄ
ｃ（ｚ）とする。
【００１９】伸張器は、圧縮器において使用したフィル
タバンク１に等しいフィルタバンク６を用いて、伝送さ
れてきた圧縮差信号Ｙｃ（ｚ）を２つのサブバンド信号
に分割する。これにより得られるサブバンド信号は、そ
れぞれ遅延され、反転された圧縮利得に理想的に等しい
伸張利得が乗算される。すなわち、伝達関数Ｈ
ｆｂ０（ｚ）を有する第１のサブバンドフィルタ６０の
出力信号は、第１の乗算器７０において、伸張利得ｃ
ｅ０＝１／ｃｃ０が乗算され、伝達関数Ｈｆｂ１（ｚ）
を有する第２のサブバンドフィルタ６１の出力信号は、
第２の乗算器７１において、伸張利得ｃｅ１＝１／ｃ
ｃ１が乗算される。伸張されたこれらのサブバンド信号
は、加算器８において結合され、加算器８は、受信圧縮
伸張差信号Ｙｅ（ｚ）を出力する。
【００２０】圧縮利得及び伸張利得は、各サブバンド毎
に、サブバンド和信号及びサブバンド差信号の組合せに
基づいて算出してもよい。この手法は、本願出願人によ
る同時に係属中の欧州特許出願「周波数変調信号の雑音
低減方法（Method for noisereduction of a FM signa
l）」にも開示されており、この文献は参照により本願
に組み込まれるものとする。
【００２１】非矩形マルチチャンネルフィルタバンクに
おける相補等化フィルタの必要性は、図２に示す２バン
ド線形位相圧縮伸長器に基づくこの具体例により最も好
適に説明することができる。この具体例では、２バンド
の圧縮器の一方のサブバンド信号は圧縮されず、他方の
サブバンド信号は、１２ｄＢ圧縮される。相補等化フィ
ルタ４は、圧縮器の伝達関数には影響を与えず、すなわ
ちＨｅｑ（ｚ，ｃｃ０，ｃｃ１）＝０である。
【００２２】図３に示す破線は、圧縮器の伝達関数｜Ｄ
ｃ（ｚ）／Ｄ（ｚ）｜を表している。また、図３に示す
点線は、伸張器の伝達関数｜Ｙｅ（ｚ）／Ｙｃ（ｚ）｜
を表している。また、図３に示す実線は、圧縮伸長器全
体、すなわち圧縮器と伸張器を組み合わせた全体の伝達
関数｜Ｙｅ（ｚ）／Ｄ（ｚ）｜を表しており、この伝達
関数は、隣接する２つのサブバンドの遷移領域において
乱れて（disturbed）いる。この乱れは、これらの２つ
のサブバンドが若干オーバーラップしているために生じ
ている。
【００２３】圧縮伸長器全体の伝達関数の振幅の歪み
（distortions）は、チャンネル分離効果を著しく損
ね、したがって、圧縮器の相補等化フィルタ４により等
化することが望ましい。もちろん、伸張器において等化
処理を行うこともできる。圧縮利得に依存する相補等化
フィルタ４の伝達関数Ｈｅｑ（ｚ，ｃｃ０，ｃｃ１）
は、以下のようにして算出される。
【００２４】まず、図２に示す２バンド圧縮伸長器の全
体の伝達関数は、以下の通りである。 Yｅ(z)/D(z)=(cｃ０Hｆｂ０(z)+cｃ１Hｆｂ１(z))・(z−μｅｑ-Hｅｑ(z,cｃ０,c ｃ１ ))・(Hｆｂ０(z)/cｃ０+Hｆｂ１(z)/cｃ１) ・・・（４） 伸張器の出力信号Ｙｅ（ｚ）は、理想的には、圧縮器Ｄ
（ｚ）の入力信号Ｄ（ｚ）を遅延したものである。した
がって、この伝達関数は、第１のフィルタバンク１のグ
ループ遅延ｚ−μｆｂ及び相補等化フィルタ４のグルー
プ遅延Ｚ−μｅ ｑ並びに第２のフィルタバンク２のグル
ープ遅延ｚ−μｆｂにより、以下のように表される。 Yｅ(z)/D(z)=z−２μｆｂz−μｅｑ ・・・（５） ２チャンネルフィルタバンクの合成伝達関数、式
（４）、（５）、及びゼロ位相伝達関数Ｈ〜
ｆｂ０（ｚ），Ｈ〜ｅｑ（ｚ，ｃｃ０，ｃｃ１）を用い
ることにより、サブバンドフィルタ１０の伝達関数Ｈ
ｆｂ０（ｚ）と、相補等化フィルタ４の伝達関数Ｈｅｑ
（ｚ，ｃｃ０，ｃｃ１）は、以下のように表される。 Hｆｂ０(z)=z−μｆｂH〜ｆｂ０(z) ・・・（６） Hｅｑ(z,cｃ０,cｃ１)=z−μｅｑH〜ｅｑ(z,cｃ０,cｃ１) ・・・（７） 更に、等化フィルタの伝達関数は、以下のように表され
る。 Hｅｑ(z,cｃ０,cｃ１)=1-1/((cｃ０/cｃ１ H〜ｆｂ０(z)+(1-H〜ｆｂ０(z)))・(c ｃ１ /cｃ０ H〜ｆｂ０(z)+(1-H〜ｆｂ０(z)))) ・・・（８） 相補等化フィルタ４の伝達関数Ｈ〜ｅｑ（ｚ，ｃｃ０，
ｃｃ１）は、圧縮利得ｃｃ０及びｃｃ１に依存する。す
なわち、圧縮利得が変化すれば、相補等化フィルタ４の
伝達関数も変わる。このため、圧縮利得に応じて、相補
等化フィルタ４の係数セットを変更する必要がある。こ
の結果、送信機において、異なる係数セットを記憶する
ための大きな容量のメモリが必要となる。
【００２５】本発明では、圧縮利得から独立した等化フ
ィルタの近似的な伝達関数Ｈａｐｐ（ｚ，γ）を用いる
ことにより、送信機におけるメモリの容量を小さくする
こともできるようにしている。近似的な伝達関数Ｈ
ａｐｐ（ｚ，γ）は、以下のように、圧縮利得に依存す
る係数ｋａｐｐ＝ｋａｐｐ（ｃｃ０，ｃｃ１）によって
スケーリングされる。 Hｅｑ(z,cｃ０,cｃ１)=kａｐｐ(cｃ０,cｃ１)H
ａｐｐ(z,γ) 図４は、等化フィルタにおいて近似的な伝達関数を用い
た２バンド圧縮伸張器の構成を示すブロック図である。
この図４に示す構成では、図２に示す等化フィルタ４ａ
が乗算器４ｄに置き換えられており、乗算器４ｄは、加
算器３の出力信号にスケーリング係数ｋ
ａｐｐ（ｃｃ０，ｃｃ１）を乗算し、その結果を近似的
な伝達関数Ｈａｐｐ（ｚ，γ）を有する近似的等化フィ
ルタ４ｅに供給する。
【００２６】近似的等化フィルタ４ｅの伝達関数Ｈ
ａｐｐ（ｚ，γ）は、ｃｃ０／ｃｃ１＝定数として、式
（８）によって算出される。 H〜ａｐｐ(z,γ)=H〜ｅｑ(z,cｃ０,cｃ１) （cｃ０/cｃ１=γとする） =1-1/((γH〜ｆｂ０(z)+1-H〜ｆｂ０(z))・(1/γH〜ｆｂ０(z)+ 1-H〜ｆｂ０(z))) ・・・（９） 等化フィルタにおいて近似的伝達関数を用いることによ
り、圧縮伸長器全体で以下の式に示すような誤差ｅｒｒ
（ｚ）が生じる。 Ye(z)/D(z)=z−２μｆｂz−μａｐｐ(1+err(z)) ・・・（１０） 最適なスケーリング係数ｋａｐｐ（ｃｃ０，ｃｃ１）の
値は、本発明に基づき、誤差ｅｒｒ（ｚ）を最小とする
値が選択される。人間の聴覚システムは、臨界帯域内の
音量を合計して１つのまとまった音量として認識する。
２つの隣接するサブバンドの遷移領域は、臨界帯域内に
属し、したがって、人間の耳は、誤差の音量を１つのま
とまったエラー音の音量として認識する。このエラー音
の音量は、本発明に基づき、平均自乗誤差又は誤差ｅｒ
ｒ（ｚ）を最小化することにより最小化される。図５
は、（γ＝１０ｄＢ，１３ｄＢ，１６ｄＢ）とする３つ
の異なる近似的伝達関数Ｈ（ｚ，γ）の最適スケーリン
グにより実現される最小のオーディオチャンネル分離を
表すグラフである。図５からわかるように、パラメータ
γに応じて、圧縮利得ｃｃ０／ｃｃ１が小さいほど高い
オーディオチャンネル分離を実現でき、また、圧縮利得
ｃｃ０／ｃｃ１を大きくするとオーディオチャンネル分
離が制限される。
【００２７】中間周波数フィルタの帯域幅に応じて、家
庭用ハイエンド受信機は、最大５０ｄＢまでのチャンネ
ル分離を可能としている。受信機は、通常、１ｋＨｚの
周波数で最も高いオーディオチャンネル分離が実現され
るよう調整されている。これより高い又は低い周波数で
は、オーディオチャンネル分離は、２５ｄＢ〜３０ｄＢ
に低められる。
【００２８】ここで、等化フィルタの近似的伝達関数の
次数を高めることにより、広範囲の圧縮利得に亘ってオ
ーディオチャンネル分離を高めることができる。２次の
等化フィルタ近似伝達関数により最小限実現されるチャ
ンネル分離を図６に示す。
【００２９】なお、遷移領域の等化のためには、殆どの
場合、１次伝達関数で十分な効果が得られる。これは、
制御フィルタバンクのサブバンドフィルタの帯域幅が、
オーディオフィルタバンクのサブバンドフィルタの帯域
幅より広いためである。フィルタバンクに依存しない差
信号の圧縮を実現するためには、制御フィルタのサブバ
ンドフィルタの帯域幅を広くする必要がある。
【００３０】２つの隣接するサブバンド信号の遷移領域
の信号パワーが大きい場合、比ｃｃ ０／ｃｃ１は、１に
近づき、遷移領域における信号成分のオーディオチャン
ネル分離が高まる。
【００３１】隣接するサブバンド信号の圧縮利得は、一
方のサブバンドの信号パワーが大きく、隣接する他方の
サブバンド及びその隣接するサブバンドとの遷移領域の
信号パワーが小さい場合にのみ、大きな差を設けること
ができる。この場合、遷移領域における信号成分のオー
ディオチャンネル分離は制限され、これらの信号成分の
信号パワーは、サブバンド信号の信号パワーに比べて小
さくなる。したがって、遷移領域におけるオーディオチ
ャンネル分離の歪みは、全体のオーディオチャンネル分
離に大きな影響を与えない。
【００３２】以上の説明したように、図４に示す本発明
の好ましい具体例における等化フィルタは、γ＝１０ｄ
Ｂとして、近似的伝達関数が求められる。近似的フィル
タは、式（９）に基づいて設計され、近似フィルタのス
ケーリング係数は、以下のように単純化することができ
る。 kａｐｐ(cｃ０，cｃ１)=4.0824((cｃ０/cｃ１+2.2720)・(cｃ０/cｃ１+0.4401) ・(cｃ０/cｃ１+0.9997)・(cｃ０/cｃ１+1.0003)) /((c２ ｃ０/c２ ｃ１+4.4016cｃ０/cｃ１+6.1754) ・(c２ ｃ０/c２ ｃ１+0.7128cｃ０/cｃ１+0.1619)) ・・・（１１） 上述のように、圧縮伸長器、すなわち圧縮伸長利得（圧
縮利得及び伸張利得）は、ＦＭ信号の和信号及び差信号
からなる補助信号（auxiliary signal）により制御され
る。従来のＦＭ受信機における歪みの可聴度は、特に圧
縮器及び伸張器の制御回路の特性に依存している。すな
わち、従来のＦＭ受信機における歪みの可聴度は、制御
フィルタバンクのサブバンド帯域、エンベロープ検出回
路及び圧縮伸長器の静的特性により定まる。
【００３３】帯域分離のためには、例えば図７に示すよ
うな周知の１４相補フィルタバンク（14-complementary
filter bank）等の相補フィルタバンクを用いてもよ
い。この相補フィルタバンクのサブバンドフィルタの伝
達関数を図８に示す。また、図９に示すように、相補フ
ィルタと２つのオーバサンプリングＤＦＴフィルタバン
ク（oversampled DFT filter banks）からなる２６チャ
ンネルハイブリッドフィルタバンク等のハイブリッドフ
ィルタバンクを用いて帯域分離を行ってもよい。このハ
イブリッドフィルタバンクのサブバンドフィルタの伝達
関数を図１０に示す。また、図９に示すオーバサンプリ
ング３２チャンネルＤＦＴフィルタバンク１の内部構成
を図１１に示す。
【００３４】図８及び図１０に示す伝達関数からわかる
ように、マルチチャンネルフィルタバンクの合成伝達関
数は、平坦な周波数応答を有し、隣接するサブバンドの
重複量は僅かである。
【００３５】
【発明の効果】以上のように、本発明に係る雑音低減方
法は、差信号を圧縮伸長し、周波数変調多重信号により
圧縮差信号を伝送して周波数変調信号の雑音を低減する
雑音低減方法において、線形位相マルチバンド圧縮及び
／又は線形位相マルチバンド伸張を行う。これにより、
周波数変調信号の雑音を低減するとともに、信号の歪み
を抑制することができる。
【００３６】また、本発明に係る周波数変調信号送信装
置は、差信号を圧縮する圧縮器を備える周波数変調信号
送信装置において、圧縮器は、差信号を線形位相圧縮し
て線形位相圧縮差信号を生成する。これにより、周波数
変調信号の雑音を低減するとともに、信号の歪みを抑制
することができる。
【００３７】また、本発明に係る周波数変調信号受信装
置は、受信圧縮差信号を伸張する伸張器を備える周波数
変調信号受信装置において、伸張器は、受信圧縮差信号
を線形位相伸張する。これにより、周波数変調信号の雑
音を低減するとともに、信号の歪みを抑制することがで
きる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の２パス圧縮器及び伸張器の構成と、本発
明に基づく単一パス圧縮器及び伸張器の構成とを比較し
て示すブロック図である。
【図２】２バンド線形位相圧縮器及び２バンド線形位相
圧縮器伸張器と、両サブバンドフィルタ間に設けられた
相補等化フィルタとを備える圧縮伸長器の構成を示すブ
ロック図である。
【図３】上側波帯を１２ｄＢで圧縮し、等化フィルタを
用いない場合における、図２に示す圧縮器、伸張器及び
圧縮伸長器全体の伝達関数を示す図である。
【図４】本発明に基づく近似等化フィルタを備える２バ
ンド線形位相圧縮伸張器の構成を示すブロック図であ
る。
【図５】１次等化フィルタ近似伝達関数を用いた図４に
示す圧縮伸長器の最小オーディオチャンネル分離を示す
グラフ図である。
【図６】２次等化フィルタ近似伝達関数を用いた図４に
示す圧縮伸長器の最小オーディオチャンネル分離を示す
グラフ図である。
【図７】本発明に基づくマルチバンドフィルタの第１の
具体例として使用される１４相補フィルタバンクの構成
を示す図である。
【図８】図４に示す１４相補フィルタバンクのサブバン
ドフィルタの伝達関数を示す図である。
【図９】本発明に基づくマルチバンドフィルタの第２の
具体例として使用される相補フィルタと２つのオーバサ
ンプリングＤＦＴフィルタバンクからなる２６チャンネ
ルハイブリッドフィルタバンクの構成を示す図である。
【図１０】図９に示す２６チャンネルハイブリッドフィ
ルタバンクのサブバンドフィルタの伝達関数を示す図で
ある。
【図１１】図９に示すオーバサンプリング３２チャンネ
ルＤＦＴフィルタバンク１の内部構成を示す図である。
【符号の説明】
１ ２バンドフィルタ、２ 乗算器、３ 加算器、４
相補等化フィルタ、５伝送チャンネル、６ ２バンドフ
ィルタ、７ 乗算器、８ 加算器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ビルトゥハーゲン イエンス ドイツ連邦共和国 70327 シュトゥット ゥガルト ハインリッヒ ヘルツ シュト ラーセ １ ソニー インターナショナル （ヨーロッパ） ゲゼルシャフト ミッ ト ベシュレンクテル ハフツング アド バンスド テクノロジー センター シュ トゥットゥガルト内 Ｆターム(参考） 5K041 AA01 BB10 CC01 CC09 FF26 5K046 AA05 BB03 DD25 EE43 EE59 5K052 AA01 BB05 CC04 FF05 FF31 GG51 5K060 CC11 DD03 FF03 HH11 KK06

Claims (21)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 差信号（Ｄ（ｚ））を圧縮伸長し、周波
    数変調多重信号により圧縮差信号（Ｄｃ（ｚ））を伝送
    して周波数変調信号の雑音を低減する雑音低減方法にお
    いて、 線形位相マルチバンド圧縮及び／又は線形位相マルチバ
    ンド伸張を行うステップを有する雑音低減方法。
  2. 【請求項２】 上記線形位相マルチバンド圧縮を行うス
    テップは、 各サブバンドに対してそれぞれ線形位相応答特性を有す
    るマルチバンドフィルタを用いて、上記差信号をｎ個の
    サブバンド信号（Ｄｎ（ｚ））に分割するステップと、 上記ｎ個の各サブバンド信号にそれぞれの圧縮利得（ｃ
    ｃｎ）を乗算するステップと、 上記ｎ個のサブバンドの全てを加算し、線形位相圧縮差
    信号を生成するステップとを有することを特徴とする請
    求項１記載の雑音低減方法。
  3. 【請求項３】 上記マルチバンドフィルタの合成伝達関
    数は、平坦な周波数応答特性を有することを特徴とする
    請求項２記載の雑音低減方法。
  4. 【請求項４】 上記線形位相圧縮差信号を伝送する前
    に、相補等化フィルタにより該線形位相圧縮差信号をフ
    ィルタリングし、圧縮伸張器全体の伝達関数の振幅の歪
    みを等化するステップを有する請求項１乃至３いずれか
    １項記載の雑音低減方法。
  5. 【請求項５】 上記相補等化フィルタによるフィルタリ
    ングは、各圧縮利得（ｃｃｎ）に応じて行われることを
    特徴とする請求項４記載の雑音低減方法。
  6. 【請求項６】 上記相補等化フィルタによるフィルタリ
    ングは、各圧縮利得（ｃｃｎ）から独立した近似的伝達
    関数と、各圧縮利得（ｃｃｎ）に依存するスケーリング
    により実行されることを特徴とする請求項４記載の雑音
    低減方法。
  7. 【請求項７】 上記線形位相マルチバンド伸張を行うス
    テップは、 各サブバンドに対してそれぞれ線形位相応答特性を有す
    るマルチバンドフィルタを用いて、受信圧縮差信号（Ｙ
    ｃ（ｚ））をｎ個のサブバンド信号（Ｙｃｎ（ｚ））に
    分割するステップと、 上記ｎ個の各サブバンド信号にそれぞれの伸張利得（ｃ
    ｅｎ）を乗算するステップと、 上記ｎ個のサブバンドの全てを加算し、１つの伸張差信
    号（Ｙｅ（ｚ））を生成するステップとを有することを
    特徴とする請求項１乃至６いずれか１項記載の雑音低減
    方法。
  8. 【請求項８】 上記マルチバンドフィルタの合成伝達関
    数は、平坦な周波数応答特性を有することを特徴とする
    請求項７記載の雑音低減方法。
  9. 【請求項９】 差信号（Ｄ（ｚ））を圧縮する圧縮器を
    備える周波数変調信号送信装置において、 上記圧縮器は、上記差信号を線形位相圧縮して線形位相
    圧縮差信号を生成することを特徴とする周波数変調信号
    送信装置。
  10. 【請求項１０】 上記線形位相圧縮差信号を相補等化フ
    ィルタリングする相補等化フィルタを備える請求項９記
    載の周波数変調信号送信装置。
  11. 【請求項１１】 上記相補等化フィルタは、 上記線形位相圧縮差信号において、圧縮伸張器の全体の
    伝達関数の振幅の歪みを抑制する伝達関数を有する等化
    フィルタと、 上記等化フィルタのグループ遅延に対応するグループ遅
    延により、上記線形位相圧縮差信号を遅延させる遅延器
    と、 上記遅延器から出力される遅延された線形位相圧縮差信
    号から上記等化フィルタの出力信号を減算し、送信すべ
    き等化された線形位相圧縮差信号を生成する減算器とを
    備えることを特徴とする請求項１０記載の周波数変調信
    号送信装置。
  12. 【請求項１２】 上記線形位相圧縮を行う圧縮器は、 それぞれ線形位相応答特性を有するｎ個のサブバンドフ
    ィルタを有し、上記差信号（Ｄ（ｚ））をｎ個のサブバ
    ンド信号（Ｄｎ（ｚ））に分割するマルチバンドフィル
    タと、 上記ｎ個の各サブバンド信号にそれぞれの圧縮利得（ｃ
    ｃｎ）を乗算するｎ個の乗算器と、 上記ｎ個のサブバンドの全てを加算し、線形位相圧縮差
    信号を生成する加算器とを備えることを特徴とする請求
    項９乃至１１いずれか１項記載の周波数変調信号送信装
    置。
  13. 【請求項１３】 上記マルチバンドフィルタの合成伝達
    関数は、平坦な周波数応答特性を有することを特徴とす
    る請求項１２記載の周波数変調信号送信装置。
  14. 【請求項１４】 上記マルチバンドフィルタは、オーバ
    サンプリングハイブリッドフィルタバンクにより実現さ
    れていることを特徴とする請求項１２又は１３記載の周
    波数変調信号送信装置。
  15. 【請求項１５】 受信圧縮差信号（Ｙｃ（ｚ））を伸張
    する伸張器を備える周波数変調信号受信装置において、 上記伸張器は、上記受信圧縮差信号を線形位相伸張する
    ことを特徴とする周波数変調信号受信装置。
  16. 【請求項１６】 上記線形位相伸張を行う伸張器は、 それぞれ線形位相応答特性を有するｎ個のサブバンドフ
    ィルタを有し、上記圧縮差信号（Ｙｃ（ｚ））をｎ個の
    サブバンド信号（Ｙｃｎ（ｚ））に分割するマルチバン
    ドフィルタと、 上記ｎ個の各サブバンド信号にそれぞれの伸張利得（ｃ
    ｅｎ）を乗算する乗算器と、 上記ｎ個のサブバンドの全てを加算し、１つの伸張差信
    号（Ｙｅ（ｚ））を生成する加算器とを備えることを特
    徴とする請求項１５記載の周波数変調信号受信装置。
  17. 【請求項１７】 上記マルチバンドフィルタの合成伝達
    関数は、平坦な周波数応答特性を有することを特徴とす
    る請求項１６記載の周波数変調信号受信装置。
  18. 【請求項１８】 上記マルチバンドフィルタは、オーバ
    サンプリングハイブリッドフィルタバンクにより実現さ
    れていることを特徴とする請求項１６又は１７記載の周
    波数変調信号受信装置。
  19. 【請求項１９】 コンピュータ又はデジタル信号プロセ
    ッサにより実行されて、請求項１乃至８いずれか１項記
    載の雑音低減方法を実現するコンピュータプログラムを
    有するコンピュータプログラム製品。
  20. 【請求項２０】 コンピュータ又はデジタル信号プロセ
    ッサにより実行されて、請求項８乃至１４いずれか１項
    記載の周波数変調信号送信装置を実現するコンピュータ
    プログラムを有するコンピュータプログラム製品。
  21. 【請求項２１】 コンピュータ又はデジタル信号プロセ
    ッサにより実行されて、請求項１５乃至１８いずれか１
    項記載の周波数変調信号受信装置を実現するコンピュー
    タプログラムを有するコンピュータプログラム製品。
JP2002245935A 2001-08-24 2002-08-26 雑音低減方法、周波数変調信号送信装置及び周波数変調信号受信装置 Abandoned JP2003204304A (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP01120334A EP1289157A1 (en) 2001-08-24 2001-08-24 Linear phase compander for FM broadcast
EP01120334.6 2001-08-24

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2003204304A true JP2003204304A (ja) 2003-07-18

Family

ID=8178408

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2002245935A Abandoned JP2003204304A (ja) 2001-08-24 2002-08-26 雑音低減方法、周波数変調信号送信装置及び周波数変調信号受信装置

Country Status (3)

Country Link
US (1) US20030045312A1 (ja)
EP (1) EP1289157A1 (ja)
JP (1) JP2003204304A (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2017005580A (ja) * 2015-06-12 2017-01-05 株式会社東芝 送信装置

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7623826B2 (en) * 2004-07-22 2009-11-24 Frank Pergal Wireless repeater with arbitrary programmable selectivity
US7456057B2 (en) * 2005-12-31 2008-11-25 Corning Incorporated Germanium on glass and glass-ceramic structures
US11095999B1 (en) * 2020-03-19 2021-08-17 Lisnr Channel-based control of audio transmissions

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4249042A (en) * 1979-08-06 1981-02-03 Orban Associates, Inc. Multiband cross-coupled compressor with overshoot protection circuit
US4467287A (en) * 1982-06-04 1984-08-21 Dbx, Inc. Signal expander
NL8400676A (nl) * 1984-03-02 1985-10-01 Philips Nv Data transmissie systeem.
US4602381A (en) * 1985-01-04 1986-07-22 Cbs Inc. Adaptive expanders for FM stereophonic broadcasting system utilizing companding of difference signal
US4752955A (en) * 1987-03-25 1988-06-21 Broadcast Technology Partners FM stereophonic system having improved compatibility in presence of multipath
US5129036A (en) * 1990-03-30 1992-07-07 Computer Concepts Corporation Broadcast digital sound processing system
US5832444A (en) * 1996-09-10 1998-11-03 Schmidt; Jon C. Apparatus for dynamic range compression of an audio signal
US5848167A (en) * 1997-03-17 1998-12-08 Aphex Systems, Ltd. Distributed pre-emphasis equalizer
JP2001356799A (ja) * 2000-06-12 2001-12-26 Toshiba Corp タイム／ピッチ変換装置及びタイム／ピッチ変換方法
US6866937B2 (en) * 2000-08-22 2005-03-15 Central Glass Company, Limited Glass plate with oxide film and process for producing same

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2017005580A (ja) * 2015-06-12 2017-01-05 株式会社東芝 送信装置

Also Published As

Publication number Publication date
US20030045312A1 (en) 2003-03-06
EP1289157A1 (en) 2003-03-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7715567B2 (en) Noise reduction in a stereo receiver
CA1257338A (en) Filter arrangement for an audio companding system
US5563913A (en) High efficiency encoding device and a noise spectrum modifying device and method
JP2014502442A (ja) ステレオ信号に含まれているノイズを減少させる方法、その方法を用いるステレオ信号処理デバイス及びｆｍ受信器
JP3276392B2 (ja) 時間離散型ステレオデコーダ
US8934635B2 (en) Method for optimizing the stereo reception for an analog radio set and associated analog radio receiver
US4523328A (en) FM-receiver including a frequency-locked loop
JP2004260528A (ja) 音声放送受信装置および音声放送受信方法
JP2003204304A (ja) 雑音低減方法、周波数変調信号送信装置及び周波数変調信号受信装置
JPS6121636A (ja) 隣接チヤンネルの干渉を減少した受信器
JP3676363B2 (ja) オーディオ信号のマスキングのための信号の導出用回路装置
US7313240B2 (en) Noise reduction in a stereo receiver comprising an expander
JPH07507674A (ja) デジタル信号処理付き放送受信機
US4691234A (en) Noise reduction circuit for television multi-channel sound
US5606619A (en) Circuit arrangement for deriving a signal indicating noise in a received stereo multiplex signal
US7362872B2 (en) Method for noise reduction of a FM signal
US4550423A (en) Stereo MPX circuit
JP3276684B2 (ja) Ｆｍ受信機のマルチパスノイズ除去回路
JP3010465B2 (ja) ノイズ抑圧装置
JPH0879204A (ja) 受信機
SU1195460A1 (ru) Устройство приема стереофонических сигналов
JPH10126359A (ja) ステレオ受信機
Peissig et al. Digital emulation of analog companding algorithms for FM radio transmission
JPH02206230A (ja) Ｆｍステレオチューナのノイズリダクション装置
EP1367746A1 (en) Compression of audio signals in a FM transmitter

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20050518

A762 Written abandonment of application

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A762

Effective date: 20060421