JP2003199339A - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Abstract
構成で電力損失の少ない高効率なスイッチング電源装置
を提供する。 【解決手段】 カレントダブラ同期整流回路14の第
一、第二のチョークコイルL1,L2に第一、第二のサ
ブ巻線LS1,LS2を設け、第一のサブ巻線LS1の
一端と第一の同期整流素子FETQ1のゲートを接続
し、第一のサブ巻線LS1の他端と第一同期整流素子F
ETQ1のソースを接続する。第二のサブ巻線LS2の
一端と第二の同期整流素子FETQ2のゲートを接続
し、第二のサブ巻線LS2の他端と第二の同期整流素子
FETQ2のソースを接続する。第一、第二のサブ巻線
LS1,LS2の出力により、各同期整流素子FETQ
1,Q2に電流が流れる期間の全てにおいて、各同期整
流素子FETQ1,Q2をオンさせる。
Description
の電圧に変換し、電子機器に供給するスイッチング電源
装置に関する。
なMOS−FETを同期整流素子に用いたカレントダブ
ラ同期整流回路を備えたスイッチング電源装置があっ
た。図17(a)に示すスイッチング電源装置は、トラ
ンス1の1次側にプシュプル回路2を設けたものであ
り、図17(b)に示すスイッチング電源装置は、トラ
ンス1の1次側にハーフブリッジ回路3を設けたもので
ある。そして、このトランス1の2次側には、カレント
ダブラ同期整流回路4が各々設けられ、図18に示すよ
うな動作により同期整流を行う。このカレントダブラ同
期整流回路4は、図17に示すように、トランス1の2
次側には、ソース同士が接続された同期整流素子である
MOS−FETQ1,Q2の各ドレインが接続され、F
ETQ1,Q2の各ドレイン間には、コイルL1,L2
連結され、コイルL1,L2とFETQ1,Q2のソー
ス間に出力コンデンサCoが並列に接続されている。
波整流回路と比較して、トランスにセンタータップがな
い、トランスの構成が簡単、トランスを通して伝搬する
電流が1/2である、出力コンデンサ上でリップル電流
がキャンセルされる等の利点を備えている。
作について、図18を基にして説明する。ここで図18
の(a)はトランス1の2次側の出力電圧VT、(b)
はFETQ1のゲート−ソース間電圧VGS(Q1)、
(c)はFETQ2のゲート−ソース間電圧VGS(Q
2)、(d)はコイルL1の電流I(L1)、(e)は
コイルL2の電流I(L2)、(f)はFETQ1のド
レイン電流I(Q1)、(g)はFETQ2のドレイン
電流I(Q2)である。
は、図18の期間Aにおいて、トランス1の2次側に正
極性の電圧が出力され、この電圧によりFETQ2の入
力容量Cissは、ゲートがプラスとなる電位に充電さ
れ、FETQ2がオンする。また、FETQ1の入力容
量Cissはゲートがマイナスとなる電位に充電される
ため、オフ状態のままとなる。そして、トランス1の2
次側から出力された電流は、トランス1、コイルL1、
コンデンサCo、FETQ2、トランス1の経路を流れ
る。このときコイルL2から出力された電流は、コイル
L2、コンデンサCo、FETQ2、コイルL2の経路
を流れる。従って、この期間は、コイルL1がエネルギ
ーを蓄え、コイルL2はエネルギーを放出している状態
である。
側に電圧が出力されなくなり、期間Aで充電されたFE
TQ2の入力容量Cissが放電され、FETQ2がオ
フする。またFETQ1の入力容量Cissは、期間A
でゲートがマイナスとなる電位に充電されていたため、
これも放電するがFETQ1はオフのままである。そし
て、トランス1から電流が出力されないため、コイルL
1,L2は、ともにエネルギーを放出する状態となる。
このときコイルL1から出力された電流は、コイルL
1、コンデンサCo、FETQ1、コイルL1の経路を
流れ、コイルL2から出力された電流は、コイルL2、
コンデンサCo、FETQ2、コイルL2の経路を流れ
る。また、FETQ1,Q2は、オフ状態にあるため、
電流は図19に示すようにFETQ1,Q2の寄生ダイ
オードDqを通過する。
負極性の電圧が出力されると、FETQ1の入力容量C
issはゲートがプラスになる電位に充電され、FET
Q1がオンする。また、FETQ2の入力容量Ciss
は、ゲートがマイナスとなる電位に充電されるため、F
ETQ2は、オフ状態のままとなる。そしてトランス1
の2次側から出力された電流は、コイルL1、コンデン
サCo、FETQ1、コイルL1の経路を流れる。従っ
て、この期間は、コイルL2はエネルギーを蓄え、コイ
ルL1はエネルギーを放出している状態である。
ランス1の2次側に電圧が出力されなくなり、期間Cで
充電されたFETQ1の入力容量Cissが放電され、
FETQ1がオフする。またFETQ2の入力容量Ci
ssは期間Cでゲートがマイナスとなる電位に充電され
ていたため、これも放電するがFETQ2はオフのまま
である。そして、トランス1から電流が出力されないた
め、コイルL1,L2は、ともにエネルギーを放出する
状態となる。このときコイルL1から出力された電流
は、コイルL1、コンデンサCo、FETQ1、コイル
L1の経路を流れ、コイルL2から出力された電流は、
コイルL2、コンデンサCo、FETQ2、コイルL2
の経路を流れる。また、FETQ1,Q2は、オフ状態
にあるため、電流はFETQ1,Q2の寄生ダイオード
Dqを通過する。
合、同期整流用FETQ1,Q2を電流が通過する期間
において、FETQ1,Q2がオフする期間B,Dが存
在する。この期間B,Dは、図19に示すように、FE
TQ1,Q2の寄生ダイオードDqを電流が流れるた
め、寄生ダイオードDqの順方向電圧による損失が発生
し、FETQ1,Q2による損失が増大してしまうとい
う問題があった。
されたもので、カレントダブラ同期整流回路を備え、簡
単な構成で電力損失の少ない高効率なスイッチング電源
装置を提供することを目的とする。
回路、ハーフブリッジ回路、もしくはこれらの回路で駆
動された場合と同様の電圧をトランスの2次側に発生さ
せる駆動回路をそのトランスの1次側に備え、上記トラ
ンスの2次側にカレントダブラ同期整流回路を有し、こ
のカレントダブラ同期整流回路の同期整流素子をMOS
−FETもしくはこれと同様の機能を有した素子により
構成して同期整流を行うスイッチング電源装置であっ
て、上記カレントダブラ同期整流回路の第一、第二のチ
ョークコイルの各々にサブ巻線を設け、その第一のチョ
ークコイルに設けた第一のサブ巻線の一端と第一の同期
整流素子のゲートを接続し、上記第一のサブ巻線の他端
と上記第一の同期整流素子のソースを接続し、第二のチ
ョークコイルに設けた第二のサブ巻線の一端と第二の同
期整流素子のゲートを接続し、上記第二のサブ巻線の他
端と上記第二の同期整流素子のソースを接続したスイッ
チング電源装置である。
トランスから正極性の電圧が出力されるときは、一方の
チョークコイルの極性が反転し、他方は変化しない。ま
たトランスから負極性の電圧が出力されるときは、逆に
前記の極性が反転しなかったチョークコイルの極性が反
転し、極性が反転した方のチョークコイルの極性は変化
しない。このチョークコイルの極性を、チョークコイル
に設けたサブ巻線から取り出し、同期整流用FETのゲ
ートを駆動することにより、同期整流用FETに電流が
流れる期間の全てにおいて同期整流用FETをオンさせ
ることが可能となり、同期整流用FETの寄生ダイオー
ドを電流が流れて損失が増加するという問題を解決する
ことができる。
整流回路の第一、第二のチョークコイルの各々にサブ巻
線を設け、その第一のチョークコイルに設けた第一のサ
ブ巻線の一端に第一のコンデンサの一端を接続し、この
第一のコンデンサの他端と第一の同期整流素子のゲート
を接続し、上記第一のサブ巻線の他端と上記第一の同期
整流素子のソースを接続し、第二のチョークコイルに設
けた第二のサブ巻線の一端に第二のコンデンサの一端を
接続し、この第二のコンデンサの他端と第二の同期整流
素子のゲートを接続し、上記第二のサブ巻線の他端と上
記第二の同期整流素子のソースを接続し、上記第一、第
二の同期整流素子の各ゲートとソース間に各々ダイオー
ドを接続し、各ダイオードは、アノードが上記第一、第
二の同期整流素子のソースに接続しカソードが上記第
一、第二の同期整流素子のゲートに接続したスイッチン
グ電源装置である。これにより、チョークコイルのサブ
巻線の巻き数を減らすことができるようにしたものであ
る。
に、ゲートの破壊電圧以下の電圧を出力する電圧制限回
路を設けてもよい。電圧制限回路は、ゲートの破壊電圧
以下の電圧を出力する電源回路であり、この回路によ
り、同期整流用FETに電流が流れる期間の全てにおい
て、同期整流用FETをオンさせることができるととも
に、スイッチング電源装置の入力電圧範囲を広げること
が可能となる。
端が接続された上記各コンデンサの他端と上記各同期整
流素子のゲートとの間に各々トランジスタを設け、この
各トランジスタのエミッタを上記各同期整流素子のゲー
トに接続し、上記各トランジスタのコレクタを上記各コ
ンデンサの端子に接続し、上記各トランジスタのベース
に各々基準電圧発生部を接続するとともに、上記各トラ
ンジスタのエミッタとコレクタ間に各々ダイオードを接
続し、この各ダイオードは、上記各トランジスタのエミ
ッタにアノードを接続し、コレクタにカソードを接続し
たものである。
線に一端が接続された上記各コンデンサの他端と上記各
同期整流素子のゲートとの間に各々MOS−FETを設
け、この各MOS−FETのソースを上記各同期整流素
子のゲートに接続しドレインを上記各コンデンサの端子
に接続し、上記各MOS−FETのゲートに各々基準電
圧発生部を接続したものである。
ース間に各々放電回路を設け、この各放電回路を上記ト
ランスからの信号により駆動するものである。これによ
り、トランスから、第一、第二同期整流素子を経てトラ
ンスへ流れる貫通電流を制御することができる。また、
上記放電回路を、上記トランスの1次側から絶縁された
回路を介して駆動するようにしても良い。
いて図面に基づいて説明する。図1、図2は、この発明
の第一実施形態のスイッチング電源装置を示すもので、
このスイッチング電源装置10は、トランス12の2次
側にカレントダブラ同期整流回路14が各々設けられて
いる。カレントダブラ同期整流回路14は、図1に示す
ように、トランス12の2次側に、ソース同士が接続さ
れた同期整流素子であるMOS−FETQ1,Q2の各
ドレインが接続され、このFETQ1,Q2の各ドレイ
ン間には、チョークコイルL1,L2連結され、チョー
クコイルL1,L2とFETQ1,Q2のソース間に出
力コンデンサCoが並列に接続されている。また、チョ
ークコイルL1,L2には、各々サブ巻線LS1,LS
2が設けられ、サブ巻線LS1,LS2の一端と同期整
流素子であるMOS−FETQ1,Q2の各ゲートが接
続され、各サブ巻線LS1,LS2の他端と、FETQ
1,Q2の各ソースが接続されている。
整流回路14の動作について、図2を基にして説明す
る。ここで図2の(a)はトランス12の2次側の出力
電圧VT、(b)はチョークコイルL1の電圧V(L
1)、(c)はチョークコイルL2の電圧V(L2)、
(d)はコイルL1の電流I(L1)、(e)はコイル
L2の電流I(L2)、(f)はFETQ1のドレイン
電流I(Q1)、(g)はFETQ2のドレイン電流I
(Q2)、(h)はFETQ1のゲート−ソース間電圧
VGS(Q1)、(i)はFETQ2のゲート−ソース
間電圧VGS(Q2)である。
作は、図2の期間Aにおいて、トランス12の2次側に
正極性の電圧が出力される。このとき、トランス12の
2次側から出力された電流は、トランス12、チョーク
コイルイL1、コンデンサCo、FETQ2、トランス
12の経路を流れる。またチョークコイルL2から出力
された電流は、チョークコイルL2、コンデンサCo、
FETQ2、チョークコイルL2の経路を流れる。従っ
て、チョークコイルL1の極性は、図1のドットのある
端子がプラスとなり、サブ巻線LS1もドットのある端
子からプラスの電圧が出力される。このサブ巻線LS1
の電圧により、FETQ1の入力容量Cissはマイナ
スに充電され、FETQ1はオフする。チョークコイル
L2の極性は、ドットのある端子がマイナスであるた
め、チョークコイルL2のサブ巻線LS2の極性もドッ
トのある端子がマイナスとなっている。サブ巻線LS2
のドットのある端子がFETQ2のソースに、反対側の
プラスの端子がFETQ2のゲートに接続されているの
で、FETQ2の入力容量Cissはプラスに充電され
ており、FETQ2はオンしている。
次側に電圧が出力されなくなり、チョークコイルL1の
極性は期間Aのときから反転し、ドットのある端子がマ
イナスとなる。このときチョークコイルL1のサブ巻線
LS1の極性も反転し、ドットのある端子がマイナスと
なる。サブ巻線LS1の極性が反転すると、FETQ1
の入力容量Cissはプラスに充電され、FETQ1は
オンする。また、チョークコイルL2の極性は期間Aか
ら変化しないため、FETQ2はオンの状態のままであ
る。このときチョークコイルL1から出力された電流
は、チョークコイルL1、コンデンサCo、FETQ
1、チョークコイルL1の経路を流れ、チョークコイル
L2から出力された電流は、チョークコイルL2、コン
デンサCo、FETQ2、チョークコイルL2の経路を
流れる。
2次側に負極性の電圧が出力されると、チョークコイル
L2の極性が反転し、ドットのある端子がプラスとな
る。このとき、チョークコイルL2のサブ巻線LS2の
極性もドットのある端子がプラスとなる。サブ巻線LS
2の極性が反転したため、FETQ2の入力容量Cis
sはマイナスに充電され、FETQ2はオフする。この
とき、トランス12の2次側のドットのない端子から出
力された電流は、チョークコイルL2、コンデンサC
o、FETQ2、チョークコイルL2の経路を流れる。
また、チョークコイルL1の極性は期間Bから変化しな
いため、FETQ1はオンの状態のままである。
の2次側に電圧が出力されなくなり、チョークコイルL
2の極性は、期間Cのときから反転し、ドットのある端
子がマイナスとなる。このとき、チョークコイルL2の
サブ巻線LS2の極性も反転し、ドットのある端子がマ
イナスとなる。サブ巻線LS2の極性が反転したため、
FETQ2の入力容量Cissはプラスに充電され、F
ETQ2はオンする。また、チョークコイルL1の極性
は期間Cから変化しないため、FETQ1はオンの状態
のままである。このときチョークコイルL1から出力さ
れた電流は、チョークコイルL1、コンデンサCo、F
ETQ1、チョークコイルL1の経路を流れ、チョーク
コイルL2から出力された電流は、チョークコイルL
2、コンデンサCo、FETQ2、チョークコイルL2
の経路を流れる。
ントダブラ同期整流回路14の出力チョークコイルL
1,L2の極性の反転する期間と、同期整流素子である
FETQ1,Q2に電流が流れる期間が一致することを
利用して、FETQ1,Q2のオン/オフを制御するこ
とができる。
路14は、同期整流用のFETQ1,Q2に電流が流れ
る期間にFETQ1,Q2がオフしてしまうことがな
く、FETQ1,Q2に電流が流れる期間のすべてにお
いてFETQ1,Q2をオンさせることが可能であり、
寄生ダイオードを電流が流れることによる損失がなく、
このスイッチング電源装置10の効率を向上させること
ができる。
3、図4を基にして説明する。ここで上記実施形態と同
様の部材は同一の符号を付して説明を省略する。この実
施形態のスイッチング電源装置20は、トランス12の
2次側にカレントダブラ同期整流回路24が設けられて
いる。カレントダブラ同期整流回路24は、図3に示す
ように、トランス12の2次側に、ソース同士が接続さ
れた同期整流素子であるMOS−FETQ1,Q2の各
ドレイン接続され、このFETQ1,Q2の各ドレイン
間には、チョークコイルL1,L2連結され、チョーク
コイルL1,L2とFETQ1,Q2のソース間に出力
コンデンサCoが並列に接続されている。
々サブ巻線LS1,LS2が設けられ、サブ巻線LS
1,LS2の一端には各々コンデンサC1,C2の一端
が接続され、各コンデンサC1,C2の他端が、各々同
期整流素子であるFETQ1,Q2の各ゲートに接続さ
れている。各サブ巻線LS1,LS2の他端は、FET
Q1,Q2の各ソースに接続されている。さらに、FE
TQ1,Q2のゲートとソース間には、各々ダイオード
D1,D2が接続され、ダイオードD1,D2は、各々
のアノードがFETQ1,Q2のソースに接続され、ダ
イオードD1,D2の各カソードが各FETQ1,Q2
のゲートに各々接続されている。
クコイルL1,L2とサブ巻線LS1,LS2の巻き数
比を考える。まず、FETQ1がオンである期間は、チ
ョークコイルL1のドットのある側がマイナスで、反対
側がプラスである。このときチョークコイルL1に発生
する電圧は、出力電圧Voutとほぼ等しい。サブ巻線L
S1は、チョークコイルL1のサブ巻線であるので、チ
ョークコイルL1とサブ巻線LS1の巻き数比に比例し
た電圧がサブ巻線LS1に発生する。ここで、FETQ
1がオンするためには、ゲートに閾値電圧以上の電圧を
与える必要があり、サブ巻線LS1に閾値以上の電圧を
発生させてやる必要がある。
コイルL1に発生する電圧は、出力電圧Voutとほぼ等
しいので、チョークコイルL1,L2との巻き数比に適
当な値を選択して、サブ巻線LS1にFETQ1の閾値
以上の電圧を発生させるようにする。即ち、出力電圧が
低いスイチング電源の場合には、チョークコイルL1に
対するサブ巻線LS1の巻き数比が大きくなる。同様
に、サブ巻線LS2の巻き数比が大きくなるものであ
る。
て、出力電圧の低いスイッチング電源の場合、チョーク
コイルのサブ巻線の巻き数を多くしなければならないと
いう問題がある。
より、FETQ1がオフの期間(サブ巻線LS1のドッ
トのある端子がプラスとなる期間)に、サブ巻線LS1
に発生する電圧をコンデンサC1に蓄えることにより、
FETQ1がオンの期間は、サブ巻線LS1の電圧にコ
ンデンサC1の電圧が加えられた電圧でFETQ1のゲ
ートが駆動される。同様にFETQ2も、サブ巻線LS
2の電圧にコンデンサC2の電圧が加えられた電圧でゲ
ートが駆動される。
路24の動作について、図4を基にして説明する。ここ
で、図4の(a)はトランス12の2次側の出力電圧V
T、(b)はチョークコイルL1の電圧V(L1)、
(c)はチョークコイルL2の出力電圧V(L2)、
(d)はコイルL1の電流I(L1)、(e)はコイル
L2の電流I(L2)、(f)はFETQ1のドレイン
電流I(Q1)、(g)はFETQ2のドレイン電流I
(Q2)、(h)はFETQ1のゲート−ソース間電圧
VGS(Q1)、(i)はFETQ2のゲート−ソース
間電圧VGS(Q2)である。
作は、図4の期間Aにおいて、トランス12の2次側に
正極性の電圧が出力される。このとき、チョークコイル
L1の極性は、図3のドットのある端子がプラスとな
り、サブ巻線LS1もドットのある端子からプラスの電
圧が出力される。サブ巻線LS1からの電流の流れは、
FETQ1の入力容量Cissに電荷がある場合は、サ
ブ巻線LS1のドットのある端子、FETQ1のソース
からゲート、コンデンサC1、サブ巻線LS1のドット
のない端子へとなる。また、FETQ1の入力容量Ci
ssに電荷が無い場合は、サブ巻線LS1のドットのあ
る端子、FETQ1側のダイードD1、コンデンサC
1,サブ巻線LS1のドットのない端子へとなる。これ
により、コンデンサC1は、ドットのある端子がプラス
になる方向に充電される。このとき、FETQ1の入力
容量Cissは放電された状態となるので、FETQ1
はオフとなる。
性は、ドットのある端子がマイナスであるため、チョー
クコイルL2のサブ巻線LS2の極性もドットのある端
子がマイナスとなっている。なお、期間Cに相当する期
間ではコンデンサC2は、ドットのある端子がプラスと
なる方向に充電されている。また、サブ巻線LS2のド
ットのある端子はFETQ2のソースに、反対側の端子
はコンデンサC2のドットのない端子に接続されている
ので、サブ巻線LS2にコンデンサC2の電圧を加えた
電圧がFETQ2のゲートに印加され、FETQ2はオ
ン状態となっている。
次側に電圧が出力されなくなり、チョークコイルL1の
極性は期間Aのときから反転し、ドットのある端子がマ
イナスとなる、このときチョークコイルL1のサブ巻線
LS1の極性も反転し、ドットのある端子がマイナスと
なる。期間Aでは、コンデンサC1はドットのある端子
がプラスになるよう充電されているので、サブ巻線LS
1に発生する電圧にコンデンサC1の電圧を加えた電圧
がFETQ1のゲートに印加され、FETQ1はオン状
態となる。また、チョークコイルL2の極性は期間Aか
ら変化しないため、FETQ2はオンの状態のままであ
る。
2次側に負極性の電圧が出力されると、チョークコイル
L2の極性が反転し、ドットのある端子がプラスとな
る。このとき、チョークコイルL2のサブ巻線LS2の
極性もドットのある端子がプラスとなる。サブ巻線LS
2からの電流の流れは、FETQ2の入力容量Ciss
に電荷がある場合は、サブ巻線LS2のドットのある端
子、FETQ2のソースからゲート、コンデンサC2、
サブ巻線LS2のドットのない端子へとなる。また、F
ETQ2の入力容量Cissに電荷が無い場合は、サブ
巻線LS2のドットのある端子、FETQ2側のダイー
ドD2、コンデンサC2、サブ巻線LS2のドットのな
い端子へとなる。これにより、コンデンサC2は、ドッ
トのある端子がプラスになる方向に充電される。このと
き、FETQ2の入力容量Cissは放電された状態と
なるので、FETQ2はオフとなる。またこのとき、チ
ョークコイルL1の極性は、期間Bから変化しないた
め、FETQ1はオン状態のままである。
の2次側に電圧が出力されなくなり、チョークコイルL
2の極性は、期間Cのときから反転し、ドットのある端
子がマイナスとなる。このとき、チョークコイルL2の
サブ巻線LS2の極性も反転し、ドットのある端子がマ
イナスとなる。期間Cでは、コンデンサC2は、ドット
のある端子がプラスになるよう充電されているので、サ
ブ巻線LS2に発生する電圧にコンデンサC2の電圧を
加えた電圧が、FETQ2のゲートに印加され、FET
Q2はオン状態となる。チョークコイルL1の極性は期
間Cから変化しないため、FETQ1はオンの状態のま
まである。
ンス12から電圧が出力されているときにチョークコイ
ルL1,L2のサブ巻線LS1,LS2から出力される
電圧で、FETQ1,Q2をオフさせるとともに、その
電圧をコンデンサC1,C2に蓄える。そして、FET
Q1,Q2をオンさせるときにコンデンサC1,C2に
蓄えた電圧とチョークコイルL1,L2のサブ巻線LS
1,LS2から出力される電圧を利用し、出力電圧が低
いスイッチング電源装置であっても、サブ巻線LS1,
LS2の巻き数比を大きくすることなくFETQ1,Q
2を駆動することができるものである。
5、図6を基にして説明する。ここで上記実施形態と同
様の部材は同一の符号を付して説明を省略する。この実
施形態のスイッチング電源装置30のカレントダブラ同
期整流回路34は、図3に示す回路構成の、ダイオード
D1のカソードとFETQ1のゲートとの間及びダイオ
ードD2とFETQ2との間に、各々電圧制限回路2
2,23を設けたものである。電圧制限回路22,23
は、FETQ1,Q2のゲート破壊電圧以下の電圧を出力
するものである。
うに、基準電圧発生部25をツェナダイオードZD1
1、コンデンサC11により構成し、電圧制限回路22
は、基準電圧発生部25が抵抗R11を介してトランジ
スタTr11のベースに接続され、トランジスタTr1
1のエミッタがFETQ1のゲートに接続され、コレク
タがコンデンサC1を介してサブ巻線LS1に接続され
ている。トランジスタTr11のエミッタとコレクタ間
には、ダイオードD11が設けられ、トランジスタTr
11のエミッタにダイオードD11のアノードが接続さ
れ、コレクタにカソードが接続されている。
部25が抵抗R12を介してトランジスタTr12のベ
ースに接続され、トランジスタTr12のエミッタがF
ETQ2のゲートに接続され、コレクタがコンデンサC
2を介してサブ巻線LS2に接続されている。トランジ
スタTr12のエミッタとコレクタ間には、ダイオード
D12が設けられ、トランジスタTr12のエミッタに
ダイオードD12のアノードが接続され、コレクタにカ
ソードが接続されいる。
理由について以下に説明する。例えば、FETQ1のゲ
ート電圧は、トランス12の2次側から出力がないとき
にはコンデンサC1に蓄えられた電圧で駆動される。コ
ンデンサC1の電圧は、トランス12の2次側から正極
性の電圧が出力されているときに、サブ巻線LS1に発
生する電圧である。サブ巻線LS1に発生する電圧は、
「チョークコイルL1に印加された電圧」と、「チョー
クコイルL1とサブ巻線LS1の巻き数比」の積であ
る。チョークコイルに印加される電圧は、「トランス1
2から出力される電圧」から、「スイッチング電源の出
力Vout」を引いた値である。
力されていないとき、もしくは負極性の電圧が出力され
ているときには、FETQ1のゲートは、「C1に蓄え
られた電圧」に「サブ巻線LS1から発生する電圧」が
加えられた電圧で駆動される。このとき、サブ巻線LS
1に発生する電圧は、「チョークコイルL1の電圧」と
「チョークコイルL1とサブ巻線LS1の巻き数比」の
積である。このときのチョークコイルL1の電圧は、こ
のスイッチング電源の出力電圧にほぼ等しい。そして、
FETQ2も、チョークコイルL2,サブ巻線LS2に
おいても同様の動作、作用をするものである。
電源回路では、スイッチング電源装置の入力電圧が高く
なると、同期整流用FETQ1,Q2のゲートの駆動電
圧も上昇する。しかし、FETはゲートの耐圧が10〜
20V程度の低い耐圧のものが多く、上記第二実施形態
のカレントダブラ同期整流回路24の場合、同期整流用
FETのゲートの破壊電圧によってその入力電圧の上限
が決定される。
用のFETQ1,Q2のゲートに電圧制限回路22,2
3を設けることにより、FETQ1,Q2のゲート耐圧
を超える電圧が、FETQ1,Q2のゲートに印加され
ないようにすることができる。さらに、スイッチング電
源30では、チョークコイルL1とサブ巻線LS1、及
びチョークコイルL2とサブ巻線LS2に、各々適当な
巻数比を設定することで、電圧制限回路22,23によ
り、FETQ1,Q2のゲートには、常に一定の電圧が
印加されることになり、幅広い入力電圧範囲をもつスイ
ッチング電源装置を構成することができる。
置30の動作を説明する。この実施形態では、電圧制限
回路22,23に共通に設けられた基準電圧発生部25
により、電圧制限回路22においては、サブ巻線LS1
のドットがない端子にプラスの電圧が発生している期間
に供給される電流によって発生するツェナ電圧により基
準電圧を出力する。そして、サブ巻線LS1のドットの
ある端子にプラスの電圧が出力されている期間において
は、ツェナダイオードZD11に並列に接続されたコン
デンサC11により基準電圧が出力される。
子にプラスの電圧が発生している期間は、FETQ1の
入力容量Cissを充電する動作となる。このとき、F
ETQ1の入力容量Cissを充電する電流は、トラン
ジスタTr11のコレクタからエミッタを通過する。ト
ランジスタTr11のコレクタからエミッタに電流(以
下、コレクタ電流という)が流れるためには、ベースか
らエミッタに電流(以下、ベース電流という)が流れる
必要がある。
スの電圧が発生している期間の初期においては、FET
Q1の入力容量Cissの電圧が、基準電圧発生部25
の電圧よりも低いために、トランジスタTr11は、ベ
ース電流が流れることによりコレクタ電流も流れるた
め、FETQ1の入力容量Cissに充電電流が流れ
る。
充電が進み、入力容量Cissの電圧が上昇し基準電圧
に近づくと、トランジスタTr11のベース電流が減少
する。基準電圧からトランジスタTr11のベースの閾
値電圧(一般的なトランジスタでは0.5V前後)を引
いた値に達すると、トランジスタTr11のベース電流
が流れなくなり、ベース電流が停止することで、コレク
タ電流が停止する。よって、サブ巻線LS1に発生する
電圧やコンデンサC1に蓄えられている電圧にかかわり
なく、FETQ1の入力容量Cissは、基準電圧発生
部25の基準電圧からトランジスタTr11のベースの
閾値電圧を引いた値以上には充電されない。
1のコレクタに印加される電圧は、サブ巻線LS1に発
生する電圧とコンデンサC1に蓄えられた電圧が加えら
れた値である。サブ巻線LS1に発生する電圧は、スイ
ッチング電源装置30の出力電圧に比例し、コンデンサ
C1に蓄えられる電圧は、スイッチング電源装置30の
入力電圧に比例して増減する。即ち、スイッチング電源
装置30の入力電圧が高くなると、トランジスタTr1
1のコレクタに加えられる電圧も高くなるが、コレクタ
電圧が高くなっても、この実施形態の回路においては、
FETQ1のゲートに印加される電圧の最大値は一定に
なる。従って、スイッチング電源装置30の入力電圧を
高くしてもFETQ1を破壊することはない。
る過程で、FETQ2の入力容量Cissは放電され
る。FETQ2の放電は、トランジスタTr12のコレ
クタとエミッタに並列に接続されたダイオードD12を
通して行われる。
S2が上記と同様の状態において、上記と同様に作用す
る。このとき、FETQ1の放電は、トランジスタTr
11のコレクタとエミッタに並列に接続されたダイオー
ドD11を通して行われる。
によれば、同期整流用FETQ1,Q2ゲートの耐圧に
制限されず、幅広い入力電圧範囲をもつスイッチング電
源装置を構成することができる。
を図7に示すように、一対のツェナダイオードZD1
2,13により、そのツェナ電圧を基準電圧としてもよ
い。これによっても同様の効果を得ることができ、回路
構成をより簡単なものとすることができる。
を基にして説明する。ここで上記実施形態と同様の部材
は同一の符号を付して説明を省略する。この実施形態の
スイッチング電源装置40のカレントダブラ同期整流回
路44は、図6と比較して、トランジスタTr11とダ
イオードD11がFETQ11に、トランジスタTr1
2とダイオードD12がFETQ12に置き換えられて
いる。トランジスタTr11とFETQ11の機能の違
いは、トランジスタTr11はベース電流が流れること
によりコレクタ電流が流れる素子であるの対して、FE
TQ11は、ゲートの電圧がソースの電圧よりも高い場
合にドレインからソースに電流(以下ドレイン電流とい
う)が流れる素子である。そして、FETQ1の入力容
量Cissを充電する動作において、サブ巻線LS1の
ドットのある端子がマイナスの極性を持つ期間の初期に
おいては、FETQ1の入力容量Cissの電圧が、基
準電圧発生部25の電圧よりも低いために、電圧制限回
路22のFETQ11のゲート電圧は、ソース電圧より
も高くドレイン電流が流れる。ドレイン電流が流れるた
めFETQ1の入力容量Cissに充電電流が流れる。
充電が進み、入力容量Cissの電圧が上昇し基準電圧
に近づくと、FETQ11のソースの電圧が上昇する。
入力容量Cissの電圧が、基準電圧からFETQ11
のゲートの閾値電圧を引いた値に達すると、FETQ1
1のドレイン電流が流れなくなる。よって、サブ巻線L
S1に発生する電圧やコンデンサC1に蓄えられている
電圧にかかわりなく、FETQ1の入力容量Ciss
は、基準電圧発生部25の基準電圧からFETQ11の
ゲートの閾値電圧を引いた値以上には充電されない。
る過程で、FETQ2の入力容量Cissは放電され
る。FETQ2の放電は、FETQ12の寄生ダイオー
ドを通して行われる。また、図8の他方の電圧制限回路
23も同様に機能する。
によっても、同期整流用FETのゲート耐圧に制限され
ず、幅広い入力電圧範囲をもつスイッチング電源装置を
構成することができる。
を図9に示すように、一対のツェナダイオードZD1
2,13により、そのツェナ電圧を基準電圧としてもよ
い。これによっても同様の効果を得ることができ、回路
構成をより簡単なものとすることができる。
10を基にして説明する。ここで上記実施形態と同様の
部材は同一の符号を付して説明を省略する。この実施形
態のスイッチング電源装置50のカレントダブラ同期整
流回路54は、図3に示す回路構成のFETQ1,Q2
の各ゲートとソース間に並列に放電回路26,27を設
け、放電回路26,27をトランス12の信号により駆
動させるものである。これにより、トランス12、FE
TQ1,Q2、トランス12の経路を流れる貫通電流を
抑えることができる。
上記各実施形態では、チョークコイルL1,L2から発
生する電圧の極性が変化することを利用して、同期整流
用FETのオン、及びオフを制御している。FETQ1
がオフする期間は、トランス12から正極性の電圧が出
力されている期間であり、FETQ2がオフする期間
は、トランス12から負極性の電圧が出力されている期
間である。トランス12から出力がない期間はFETQ
1,Q2共にオンしている。ここで、「トランス12か
ら出力がない期間」から「トランス12から正極性の電
圧が出力されている期間」に移行した瞬間を考える。こ
の瞬間は、「FETQ1,Q2共にオン」から「FET
Q1がオフ、FETQ2はオン」に変わる瞬間である。
FETQ1をオフさせるのは、チョークコイルL1の極
性が変化したときであり、チョークコイルL1の極性が
変化するには、トランス12から出力された電圧がチョ
ークコイルL1に印加されたときである。従って、この
瞬間の動作は、「トランス12から正極性の電圧が出力
され」、「チョークコイルL1に電圧が印加され、極性
が反転し」、「FETQ1の入力容量Cissが放電
し」、「FETQ1がオフする」という動作を行う。即
ち、トランス12から電圧が出力された瞬間は、FET
Q1がすぐにオフできず、FETQ1,Q2共にオンし
ている状態となり、トランス12,FETQ1,FET
Q2,トランス12の経路を流れる貫通電流が流れるこ
とになる。スイッチング電源装置におけるこの貫通電流
は、損失の増大を引き起こすものであり、極力少なくす
べきものである。
チング電源装置では貫通電流により、スイッチング電源
装置の損失を増大させてしまう可能性があった。この実
施形態では、この貫通電流を抑えるものである。
置50の動作について、以下に説明する。まず、FET
Q1がオフする期間は、トランス12から正極性の電圧
が出力されている期間であり、FETQ1に接続した放
電回路26を、トランス12から正極性の電圧が出力さ
れている期間に駆動することで、FETQ1の入力容量
Cissを放電させる。同様に、FETQ2がオフする
期間は、トランス12から負極性の電圧が出力されてい
る期間であり、FETQ2に接続した放電回路27を、
トランス12から負極性の電圧が出力されている期間に
駆動することで、FETQ2の入力容量Cissを放電
させる。
性が反転することでFETQ1,Q2の入力容量Cis
sが放電されてFETQ1,Q2がオフする速度より
も、トランス12からの信号で放電回路26,27が駆
動してFETQ1,Q2をオフする速度の方が速い。従
って、トランス12から電圧が出力されている期間に、
FETQ1,Q2が同時にオンしている時間を短くする
ことが可能であり、貫通電流を低減することができる。
に示すように、上述の図5に示す実施形態の電圧制限回
路22,23を備えたスイッチング電源装置に設けても
良い。この場合の電圧制限回路22,23と、放電回路
26,27の回路構成の例を図12に示す。この放電回
路26,27は、トランジスタTr21,Tr22のコ
レクタが各々FETQ1,Q2のゲートに接続され、エ
ミッタが各々FETQ1,Q2のソースに接続されてい
る。そして、トランジスタTr21,Tr22のベース
が、トランス12の両端に接続されている。
のゲート耐圧に制限されず、幅広い入力電圧範囲を有す
ると共に、貫通電流を抑え効率の良いスイッチング電源
を構成することができる。
13を基にして説明する。ここで上記実施形態と同様の
部材は同一の符号を付して説明を省略する。この実施形
態のスイッチング電源装置60は、図10に示す回路構
成の放電回路26,27の駆動を、絶縁回路62,63
を介して、トランス12の1次側の制御回路64からの
信号により駆動させるものである。これにより、放電回
路26,27を任意のタイミングで動作させることがで
き、トランス12、FETQ1,Q2、トランス12の
経路を流れる貫通電流をより確実に抑えることができ
る。
図13に示すように、上述の図5に示す実施形態の電圧
制限回路22,23を備えたスイッチング電源装置に設
けても良い。この場合の回路を図15に示す。このスイ
ッチング電源装置は、図12に示す放電回路26,27
のトランジスタTr21,Tr22のベースに絶縁回路
62,63を介して制御回路64を接続したものであ
る。ここでは、絶縁回路62,63は、ドライブトラン
スにより構成されている。
と共に、より速く放電回路26,27を動作させること
ができ、貫通電流をより確実に抑えることができる。
ォトカプラ66,67により構成しても良い。この場
合、フォトカプラ66,67の発光部である発光ダイオ
ードPD1,PD2は、制御回路64に接続されて駆動
され、受光部であるフォトトランジスタPTr1,PT
r2は、FETQ1,Q2のソース−ゲート間に接続さ
れている。これにより、より速く放電回路26,27を
動作させることができ、貫通電流をより確実に抑えるこ
とができる。また、放電回路と絶縁回路を一体化するこ
とができる。
チャンネルMOS−FETを用いたが、pチャンネルM
OS−FETを用いてカレントダブラ同期整流回路を構
成してもよい。さらに、MOS−FET以外の同様の機
能を有するスイッチング素子を用いてもよい。
期整流素子に電流が流れる期間のすべてにおいて同期整
流素子をオンさせることが可能であり、寄生ダイオード
を流れることによる損失がなく、スイッチング電源装置
の効率を向上させることができる。
トの前段に設けることにより、幅広い入力電圧範囲のス
イッチング電源装置を構成することができる。
回路を設けることにより、同期整流素子を貫通する貫通
電流を抑えることができ、スイッチング電源素子の効率
を高めることができる。
置の概略回路図である。
示すタイミングチャートである。
置の概略回路図である。
示すタイミングチャートである。
置の概略回路図である。
である。
限回路の他の例を示す回路図である。
置の概略回路図である。
限回路の他の例を示す回路図である。
装置の概略回路図である。
例を示す概略回路図である。
例の回路図である。
装置の概略回路図である。
例を示す概略回路図である。
図である。
例を示す回路図である。
スイッチング電源装置の概略回路図である。
イミングチャートである。
を示すである。
Claims (7)
- 【請求項1】 プシュプル回路、ハーフブリッジ回路、
もしくはこれらの回路で駆動された場合と同様の電圧を
トランスの2次側に発生させる駆動回路をそのトランス
の1次側に備え、上記トランスの2次側にカレントダブ
ラ同期整流回路を有し、このカレントダブラ同期整流回
路の同期整流素子をMOS−FETもしくはこれと同様
の機能を有した素子により構成して同期整流を行うスイ
ッチング電源装置において、上記カレントダブラ同期整
流回路の第一、第二のチョークコイルの各々にサブ巻線
を設け、その第一のチョークコイルに設けた第一のサブ
巻線の一端と第一の同期整流素子のゲートを接続し、上
記第一のサブ巻線の他端と上記第一の同期整流素子のソ
ースを接続し、第二のチョークコイルに設けた第二のサ
ブ巻線の一端と第二の同期整流素子のゲートを接続し、
上記第二のサブ巻線の他端と上記第二の同期整流素子の
ソースを接続したことを特徴とするスイッチング電源装
置。 - 【請求項2】 プシュプル回路、ハーフブリッジ回路、
もしくはこれらの回路で駆動された場合と同様の電圧を
トランスの2次側に発生させる駆動回路をそのトランス
の1次側に備え、上記トランスの2次側にカレントダブ
ラ同期整流回路を有し、このカレントダブラ同期整流回
路の同期整流素子をMOS−FETもしくはこれと同様
の機能を有した素子により構成して同期整流を行うスイ
ッチング電源装置において、上記カレントダブラ同期整
流回路の第一、第二のチョークコイルの各々にサブ巻線
を設け、その第一のチョークコイルに設けた第一のサブ
巻線の一端に第一のコンデンサの一端を接続し、この第
一のコンデンサの他端と第一の同期整流素子のゲートを
接続し、上記第一のサブ巻線の他端と上記第一の同期整
流素子のソースを接続し、第二のチョークコイルに設け
た第二のサブ巻線の一端に第二のコンデンサの一端を接
続し、この第二のコンデンサの他端と第二の同期整流素
子のゲートを接続し、上記第二のサブ巻線の他端と上記
第二の同期整流素子のソースを接続し、上記第一、第二
の同期整流素子の各ゲートとソース間に各々ダイオード
を接続し、各ダイオードは、アノードが上記第一、第二
の同期整流素子のソースに接続しカソードが上記第一、
第二の同期整流素子のゲートに接続したことを特徴とす
るスイッチング電源装置。 - 【請求項3】 上記各同期整流素子のゲートの前段に、
ゲートの破壊電圧以下の電圧を出力する電圧制限回路を
設けたことを特徴とする請求項2記載のスイッチング電
源装置。 - 【請求項4】 上記電圧制限回路は、上記各サブ巻線に
一端が接続された上記各コンデンサの他端と上記各同期
整流素子のゲートとの間に各々トランジスタを設け、こ
の各トランジスタのエミッタを上記各同期整流素子のゲ
ートに接続し、上記各トランジスタのコレクタを上記各
コンデンサの端子に接続し、上記各トランジスタのベー
スに各々基準電圧発生部を接続するとともに、上記各ト
ランジスタのエミッタとコレクタ間に各々ダイオードを
接続し、この各ダイオードは、上記各トランジスタのエ
ミッタにアノードを接続し、コレクタにカソードを接続
したことを特徴とする請求項3記載のスイッチング電源
装置。 - 【請求項5】 上記電圧制限回路は、上記各サブ巻線に
一端が接続された上記各コンデンサの他端と上記各同期
整流素子のゲートとの間に各々MOS−FETを設け、
この各MOS−FETのソースを上記各同期整流素子の
ゲートに接続しドレインを上記各コンデンサの端子に接
続し、上記各MOS−FETのゲートに各々基準電圧発
生部を接続したことを特徴とする請求項3記載のスイッ
チング電源装置。 - 【請求項6】 上記各同期整流素子のゲートとソース間
に各々放電回路を設け、この各放電回路を上記トランス
からの信号により駆動することを特徴とする請求項2,
3,4または5記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項7】 上記同期整流素子のゲートとソース間に
放電回路を設け、この放電回路を、上記トランスの1次
側から絶縁された回路を介して駆動することを特徴とす
る請求項2,3,4または5記載のスイッチング電源装
置。
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JP2001398291A JP3742008B2 (ja) | 2001-12-27 | 2001-12-27 | スイッチング電源装置 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006187137A (ja) * | 2004-12-28 | 2006-07-13 | Tamura Seisakusho Co Ltd | スイッチング電源装置 |
US10148197B2 (en) | 2008-01-31 | 2018-12-04 | Daikin Industries, Ltd. | Power converter having switching elements formed of unipolar devices using a wideband gap semiconductor |
-
2001
- 2001-12-27 JP JP2001398291A patent/JP3742008B2/ja not_active Expired - Fee Related
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