JP2003188850A - デジタル信号受信器、およびデジタル信号受信器における復調方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 本発明は、マルチパス環境においてもガード
インターバルを有効に活用してシンボル区切りを検出す
ることが可能なデジタル信号受信器を提供することを目
的とする。 【解決手段】 本発明によるデジタル信号受信器は、受
信されたデータ列と、有効シンボルに等しい期間遅延さ
せた前記データ列との相関係数をガードインターバルに
等しい期間内において加算することにより得られる相関
波形と、所定期間内において値が変化する重み係数であ
って、前記所定期間の中央で０となり、前記中央から離
れるに従いその絶対値が増加するとともに、前記中央の
前方と後方とで符号が異なる前記重み係数との積和演算
を行い、当該積和演算の結果がゼロとなるゼロクロス位
置に基づいて前記シンボルの区切りを検出し、検出され
た前記シンボルの区切りに基づいて前記データ列の復調
を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重変調された信号を受信するデジタル信号受信器に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】直交周波数分割多重変調は、マルチパス
干渉に強く、周波数利用効率が高いことから、移動体通
信をはじめとするデジタル放送分野に適用されている。
図９に示すように、ＯＦＤＭ方式における受信データは
シンボルという単位に区切って伝送される。１シンボル
は、有効シンボルとガードインターバルにより構成され
ている。図１０に示すように、ガードインターバルは有
効シンボルの後半部分の複製を挿入することにより構成
される。

【０００３】ＯＦＤＭ方式による受信データを復調する
場合、有効シンボル期間に等しく、前のシンボル、およ
び後のシンボルのガードインターバル部分を含まないＦ
ＦＴウィンドウを受信データに与え、このＦＦＴウィン
ドウによって選ばれた区間の受信データ毎にＦＦＴ（高
速フーリエ変換）処理を行う。ＯＦＤＭ方式の受信器
は、受信データからシンボル区切りを検出し、検出され
たシンボル区切りに基づいて、適切な位置にＦＦＴウィ
ンドウが開かれるよう制御を行っている（例えば、特許
文献１参照）。

【０００４】図１１は、シンボル区切りを検出するため
のシンボルタイミング検出部の構成を示すブロック図で
ある。相関演算器１２は、Ａ／Ｄ変換器６（図１に示
す）からのデータ列ｘ（ｎ）と、これを有効シンボル期
間に相当するサンプル数Ｎ_S遅延させたデータ列ｘ（ｎ
−Ｎ_S）との相関係数を算出し、この相関係数をガード
インターバル期間加算する相関演算を行う。相関演算器
１２により出力される相関演算結果ｃ（ｎ）は、ガード
インターバル期間に相当するサンプル数をＮ_Δとして以
下の式（１）により表される。

【０００５】

【数１】

【０００６】図１０に示すように、ガードインターバル
は有効シンボルの後半部分と同一であるため、相関演算
結果ｃ（ｎ）にはシンボル区切りのタイミングと同期し
てピークが現れる。シンボル区切り検出器１３は、１シ
ンボル期間に相当するＮ_Ｓサンプル周期での相関波形を
検出し、これをループフィルタ１４へ出力する。

【０００７】ループフィルタ１４では、１シンボル期間
毎に現れる相関波形の移動平均を行うことによりノイズ
シェーピングを行う。ループフィルタ１４は、移動平均
処理を行った相関波形のピークに基づいてシンボル区切
りを検出し、検出されたシンボル区切りをＦＦＴ制御器
１５へ出力する。ＦＦＴ制御器１５は、検出されたシン
ボル区切りに基づいて、ＦＦＴウィンドウを開くタイミ
ング制御を行う制御信号をＦＦＴ処理器７に出力する。

【０００８】理想的な受信状態において、ＦＦＴ処理器
７では２つのシンボルに跨らない範囲であればどのタイ
ミングでＦＦＴウィンドウを開いてもその後の復調処理
は正常に行うことができる。しかし、図１２に示すよう
に、ＦＦＴウィンドウＡ、およびＢに示すように、ガー
ドインターバルの先頭や有効シンボルの先頭からＦＦＴ
ウィンドウを開くと、シンボル区切りの検出を前後に１
サンプル間違っただけで同図のＦＦＴウィンドウＡ'、
およびＢ'に示すように、１つ前や１つ後ろのシンボル
にＦＦＴウィンドウの先頭あるいは末尾がかかるシンボ
ル間干渉が起こって受信性能が悪化する問題がある。こ
れを避けるためにＦＦＴウィンドウの開始位置は、同図
のＦＦＴウィンドウＣに示すように、実際のシンボル区
切りからガードインターバルの１／２程度のオフセット
を設けて開かれる。このようにオフセットを設けること
により、シンボル区切りの検出位置が前後にずれた場合
でも、ＦＦＴウィンドウＣ’、およびＣ”に示すよう
に、ガードインターバルの±１／２に等しい範囲の許容
誤差が得られる。

【０００９】ＦＦＴ制御器１５は、上記のように、ＦＦ
Ｔウィンドウ開始位置と、シンボル区切りタイミングと
の間に若干のオフセットが設けられるようタイミング制
御を行う。

【００１０】

【特許文献１】特開２００１−３６４９５号公報

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】理想的な受信状態にお
いては、上述のように、相関演算を行うことによりシン
ボル区切りを検出することが可能であるが、マルチパス
環境においては、以下に述べるような問題があった。

【００１２】マルチパス環境において、図１３に示すよ
うに、直接波と反射波の２つの合成波が受信された場
合、相関演算結果ｃ（ｎ）には直接波のシンボル区切り
位置と、反射波のシンボル区切り位置のそれぞれにピー
クが現れる。ここで、反射波が直接波に比べて小さい場
合は、ピークの検出を行うことが可能である。しかし、
反射波と直接波の大きさが同等の場合、相関波形に、大
きさが略等しい複数のピークが現れるため、シンボル区
切りの検出を行うことができなくなる。また、移動受信
のようなマルチパスフェージング環境において、直接
波、および反射波の大きさが時間的に交互に変化した場
合、同図に示すような、２つの相関波形が交互に現れ
る。このため、安定した位置にＦＦＴウィンドウを開く
ことができない。

【００１３】さらに、検出されたシンボル区切りからガ
ード期間の１／２のオフセットを設けてＦＦＴウィンド
ウを開いた場合、図１３中に示すように、弱いパスの信
号とシンボル間干渉を起こす位置にＦＦＴウィンドウが
開かれてしまう。

【００１４】このように、通常のシンボル同期処理では
マルチパスフェージング等の環境下において、シンボル
間干渉を起こさない位置に安定してＦＦＴウィンドウを
開くことが難しく、良好な受信を行うことが難しいとい
う問題点がある。

【００１５】本発明は上記の問題に鑑みてなされたもの
であり、マルチパス環境においてもガードインターバル
を有効に活用してシンボル区切りを検出することが可能
なデジタル信号受信器を提供することを目的とする。

【００１６】

【課題を解決するための手段】本発明によるデジタル信
号受信器は、有効シンボル、および前記有効シンボルの
後半部における信号と同一の信号を有するガードインタ
ーバルからなるシンボルを構成単位とするデータ列を受
信するデジタル信号受信器において、前記データ列と、
前記有効シンボルに等しい期間遅延させた前記データ列
との相関係数を前記ガードインターバルに等しい期間内
において加算して得られる相関波形を出力する相関演算
手段と、所定期間内において値が変化する重み係数であ
って、前記所定期間の中央で０となり、前記中央から離
れるに従いその絶対値が増加するとともに、前記中央の
前方と後方とで符号が異なる前記重み係数を出力する手
段と、前記重み係数と前記相関波形との積和演算を行う
積和演算手段と、前記積和演算の結果がゼロとなるゼロ
クロス位置に基づいて前記シンボルの区切りを検出する
シンボル区切り検出手段とを備えるものである。

【００１７】また、積和演算手段は、相関波形のピーク
からガードインターバルの±１．５倍の範囲内における
複数の点において積和演算を行い、シンボル区切り検出
手段は、前記複数の点における積和演算結果を補間する
ことによりゼロクロス位置を求めるものである。

【００１８】また、重み係数の期間を、少なくともガー
ドインターバルの３倍とするものである。

【００１９】また、中心から離れた領域における重み係
数の傾きを、前記中心よりも大きく設定するものであ
る。

【００２０】さらに、本発明によるデジタル信号受信器
における復調方法は、有効シンボル、および前記有効シ
ンボルの後半部における信号と同一の信号を有するガー
ドインターバルからなるシンボルを構成単位とするデー
タ列を受信し、受信された前記データ列と、前記有効シ
ンボルに等しい期間遅延させた前記データ列との相関係
数を、前記ガードインターバルに等しい期間内において
加算することにより相関波形を出力し、所定期間内にお
いて値が変化する重み係数であって、前記所定期間の中
央で０となり、前記中央から離れるに従いその絶対値が
増加するとともに、前記中央の前方と後方とで符号が異
なる前記重み係数と、前記相関波形との積和演算を行
い、当該積和演算の結果が０となるゼロクロス位置に基
づいて前記シンボルの区切りを検出し、検出された前記
シンボルの区切りに基づいて前記データ列の復調を行う
ものである。

【００２１】また、相関波形のピークからガードインタ
ーバルの±１．５倍の範囲内における複数の点における
積和演算の結果を補間することによりゼロクロス位置を
求めるものである。

【００２２】また、重み係数の期間が、少なくともガー
ドインターバルの３倍とするものである。

【００２３】

【発明の実施の形態】実施の形態１．図１は、本実施形
態１によるＯＦＤＭ受信器の全体構成を示す図である。
図１に示すように、アンテナ１より入力されたＲＦ周波
数帯域の受信データは、ＲＦアンプ２で増幅され、ミキ
サー３で電圧制御発振器１０より出力される信号と掛け
合わせることで中間周波数（ＩＦ）信号にダウンコンバ
ートされた後、ＩＦ増幅器４により帯域制限され、適当
な信号レベルに増幅される。直交復調器５は、ＩＦ増幅
器４からの受信データを直交復調し、ベースバンド周波
数帯域のＩ（同相）信号、およびＱ（直交）信号に変換
し、Ａ／Ｄ変換器６に送る。Ａ／Ｄ変換器６はＩ信号、
およびＱ信号をデジタルデータに変換し、ＦＦＴ処理器
７、およびシンボルタイミング検出器１０１に送る。シ
ンボルタイミング検出器１０１は、受信データのシンボ
ル区切りを検出し、検出されたシンボル区切りをＦＦＴ
処理器７に送る。ＦＦＴ処理器７は検出されたシンボル
区切りに基づいて、復調を行い復調データを誤り検出器
８、および周波数ずれ検出器１１に送る。誤り訂正器８
は、誤り訂正を行った復調データをデジタル出力端子９
に出力する。

【００２４】また、周波数ずれ検出器１１は再生キャリ
アとキャリア周波数とのずれが少なくなるように電圧制
御発振器１０の発振周波数を制御するＡＦＣ（Automati
c Frequency Cotrol）ループを形成する。これにより、
ミキサー３によりダウンコンバートされたＩＦ信号の中
心周波数は理想的な値に近づく。

【００２５】図２は、本実施の形態１に係わるシンボル
タイミング検出部１０１の構成を示すブロック図であ
る。相関演算器１２は、式（１）に基づいて、Ａ／Ｄ変
換器６からのデータ列ｘ（ｎ）と、これを有効シンボル
期間に相当するサンプル数Ｎ_S遅延させたデータ列ｘ
（ｎ−Ｎ_S）との相関係数を算出し、この相関係数をガ
ードインターバル期間Ｔ_Δにおいて加算する相関演算を
行う。相関演算器１２により出力される相関演算結果ｃ
（ｎ）は、実数に変換されてからシンボル区切り検出器
１３および積和演算器１７に出力される。

【００２６】シンボル区切り検出器１３は、１シンボル
期間に相当するサンプル数Ｎ_Sにおける相関波形を検出
し、これをループフィルタ１４へ出力する。ループフィ
ルタ１４は、数百回の検出値の移動平均を行うなどのノ
イズシェーピングを行った相関波形をシンボル誤差検出
器１６へ出力する。シンボル誤差検出器１６は、ノイズ
シェーピングを行った相関波形のピーク位置を検出し、
検出結果を後述するシンボル誤差判定器１８、およびＦ
ＦＴ制御器１５に送る。

【００２７】一方、積和演算器１７は、相関演算器１２
からの相関演算結果ｃ（ｎ）と、内部に保持する所定の
重み係数との積和演算を行い、その結果をシンボル誤差
判定器１８に出力する。図１３に、相関演算器１２によ
って保持される重み係数を示す。図１３において、縦軸
は重み係数の大きさを表し、横軸は時間を表す。同図に
示すように、積和演算器１７の内部に保持される重み係
数は、少なくともガードインターバル期間Ｔ_Δの３倍の
期間を有し、期間中央（ｔ＝０）で０となり、中央から
離れるに従い正負の方向に重みを増す関数ｇ（ｔ）（−
３／２Ｔ_Δ≦ｔ≦３／２Ｔ_Δ）として表される。図２に
示す例では、−１／２≦ｔ≦１／２における重み係数ｇ
（ｔ）の傾きを−Ｔ_Δ≦ｔ≦−１／２Ｔ_Δ、および１／
２Ｔ_Δ≦ｔ≦Ｔ_Δにおける傾きよりも大きく設定してい
る。さらに、−３／２Ｔ_Δ≦ｔ≦−Ｔ_Δ、およびＴ_Δ≦
ｔ≦３／２Ｔ_Δにおける傾きが最も大きくなるよう設定
している。

【００２８】積和演算器１７により出力される、積和演
算結果ｐ（ｎ）は、以下の式（２）により表される。こ
こで、ガードインターバル期間Ｔ_Δに相当するサンプル
数はＮ_Δにより表されている。

【数２】

【００２９】図４に上記式（２）に基づいて算出され
る、マルチパスフェージング環境における相関演算結果
ｃ（ｎ）と、重み係数ｇ（ｔ）との積和演算結果ｐ
（ｎ）を示す。同図に示すように、マルチパスフェージ
ング環境における相関波形は複数のピークを有する。図
４に示すように、上記式（２）により算出される積和演
算結果ｐ（ｎ）は、相関波形の積分値が、相関波形全体
における積分値の１／２となる点で０となる。積和演算
器１７の後段においては、積和演算結果ｐ（ｎ）が０と
なるゼロクロス位置を検出することにより、シンボル区
切りの検出を行う。

【００３０】このように、積和演算結果ｐ（ｎ）に基づ
いて、相関波形の積分値が、該相関波形全体における積
分値の１／２となる点をシンボル区切りとして検出する
ことにより、相関波形に複数のピークが現れるマルチパ
スフェージング環境においても確実にシンボル区切りの
検出を行うことが可能である。

【００３１】また、積和演算において、重み係数ｇ
（ｔ）の期間を少なくともガードインターバル期間の３
倍とすることにより、図４に示すようにガードインター
バル期間Ｔ_Δに等しい遅延量を有する遅延波が受信され
るマルチパス環境においても、正確にシンボル区切りを
検出することができる。また、図３に示すように、重み
係数ｇ（ｔ）の傾きを、中央（ｔ＝０）から離れた区間
において大きく設定することにより、振幅が小さい相関
波形端部のゲインを大きくし、検出精度を向上すること
ができる。

【００３２】積和演算器１７により算出された積和演算
結果ｐ（ｎ）は、シンボル誤差判定器１８に送られる。
積和演算結果ｐ（ｎ）は、本来のシンボル区切り位置か
らガードインターバル期間Ｔ_Δの±１．５倍を大きく超
えるような区間において、０または０に近い値をとる場
合がある。従って、シンボル誤差判定器１８は、シンボ
ル誤差検出器１６により出力される相関波形のピーク位
置から、ガードインターバル期間Ｔ_Δの±１．５倍の範
囲における積和演算結果ｐ（ｎ）から０となる位置を検
出することにより、誤検出を防いでいる。シンボル誤差
判定器１８は、検出したシンボル区切りをループフィル
タ１９に送る。

【００３３】尚、シンボル誤差判定器１８における積和
演算結果ｐ（ｎ）の検出範囲は、シンボル誤差検出器１
６により出力される相関波形の最大ピークから、たとえ
ば±１ガード期間であってもよく、また±１／２ガード
期間でもよい。

【００３４】シンボル誤差判定器１８により検出された
シンボル区切りは、ノイズ等による影響を受けやすい。
ループフィルタ１９では、ノイズによってＦＦＴウィン
ドウが急激に変化することを防止するため、シンボル区
切り検出値に対して、数百回の検出値の移動平均を行う
などのノイズシェーピングを行ってからＦＦＴ制御器１
５へ出力する。

【００３５】ＦＦＴ制御器１５は、ループフィルタ１９
より出力されるシンボル区切りに基づいて、ＦＦＴ処理
器７においてＦＦＴウィンドウを開くタイミングの制御
を行う。このとき、ＦＦＴ処理器７においては、シンボ
ル区切りの検出値にずれが生じた場合のシンボル間干渉
を防ぐために、検出されたシンボル区切りと、ＦＦＴ＋
ウィンドウ開始位置との間にはガード期間の１／２程度
のオフセットが設けられる。ＦＦＴ制御器１５は、ＦＦ
Ｔ処理器７におけるオフセット量を考慮し、シンボル間
干渉を防ぐ方向にＦＦＴウィンドウが開かれるようＦＦ
Ｔウィンドウを開くタイミング制御を行う。

【００３６】以上のように、相関演算結果ｃ（ｎ）と、
重み係数ｇ（ｔ）との積和演算により、相関演算結果ｃ
（ｎ）の積分値が、相関波形全体の積分値の略１／２と
なる位置をシンボル区切りとして検出することにより、
相関波形に複数のピークが現れるマルチパスフェージン
グ環境においても正確にシンボル区切りを検出し、安定
した位置にＦＦＴウィンドウを開くことができる。

【００３７】また、上記の検出方法によれば、反射波の
遅延量、および反射波の強度に対応してシンボル区切り
が移動し、シンボル間干渉を避ける位置にＦＦＴウィン
ドウが開かれる。

【００３８】上記の処理において、相関演算器１２から
積和演算器１７に出力される相関演算結果ｃ（ｎ）は、
通常、複素数により表されるので、積和演算器１７は、
複素数により表される相関演算結果ｃ（ｎ）を実数に変
換してから積和演算を行う。複素数の実数への変換は、
実部および虚部の二乗の和の平方根を算出することによ
り行なうことができるが、平方根の計算は処理負荷が高
い。このため、以下の式（３）のように、平方根を求め
ず、実部および虚部の二乗の和を相関演算結果ｃ（ｃ）
として出力することにより演算量を削減してもよい。

【数３】

【００３９】 また、以下の式（４）に示すように、実
部および虚部の絶対値の和を相関演算結果ｃ（ｎ）とし
てもよい。

【数４】

【００４０】尚、積和演算器１７は重み係数を保持する
係数ＲＯＭと、実際の積和演算を行うＦＩＲフィルタと
を用いて容易に構成できる。

【００４１】また、積和演算器１７による積和演算の処
理はデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）等を用いて
プログラム処理として構成することも可能である。この
場合、積和演算器１７の出力のうち、シンボル誤差判定
器１８において使用されない部分についての計算を省略
し、計算量を削減することができる。

【００４２】実施の形態２．図５は、実施の形態２に係
わるＯＦＤＭ受信器の構成を示す図である。本実施の形
態２によるシンボルタイミング検出器１０２は、受信デ
ータのシンボル区切りを検出し、シンボル同期引き込み
時、適切な位置にＦＦＴウィンドウが開かれるようＦＦ
Ｔ処理器７を制御し、シンボル同期引き込み後は、シン
ボル区切り誤差を検出し、検出された誤差に基づいて、
直交復調器５およびＡ／Ｄ変換器６に動作クロックを供
給する電圧制御発振器２０の発振周波数を制御する。こ
れにより、シンボル同期ループが形成される。他の構成
については図１と同様である。

【００４３】図６は、本実施の形態２に係わるシンボル
タイミング検出部１０１の構成を示すブロック図であ
る。相関演算器２２は、実施の形態１と同様に、式
（１）に基づいてＡ／Ｄ変換器６からの直交復調後の複
素データ列ｘ（ｎ）と、これを有効シンボル期間に相当
するサンプル数Ｎ_Ｓ遅延させた複素データ列ｘ（ｎ−Ｎ
_Ｓ）との相関係数を算出し、この相関係数をガードイン
ターバル期間Ｔ_Δにおいて加算する相関演算を行なう。
相関演算器２２により出力される相関演算結果ｃ（ｎ）
は、実数に変換されてからシンボル区切り検出器２３お
よび積和演算器２７に出力される。

【００４４】シンボル区切り検出器２３は、１シンボル
期間に相当するサンプル数Ｎ_Ｓにおける相関波形のピー
ク位置をシンボル区切りとして検出し、ループフィルタ
２４に出力する。ループフィルタ２４は、シンボル区切
りの検出値に対し、数百回の移動平均などによるノイズ
シェーピングを行い、ＦＦＴ制御器２５に送る。

【００４５】一方、積和演算器２７は、相関演算器２２
により出力される相関演算結果ｃ（ｎ）と、内部に保持
する所定の重み係数との積和演算を行い、その結果をゼ
ロクロス位置検出器２１に出力する。重み係数は実施の
形態１と同様に、図３に示す、少なくともガードインタ
ーバル期間Ｔ_Δの３倍の期間を有し、期間中央（ｔ＝
０）で０となり、ｔ＞０で正となりｔ＜０で負となる関
数ｇ（ｔ）として表される。

【００４６】ここで、実施の形態１と同様に式（２）の
積和演算をそのまま行うと演算量が多く、実際の受信器
において実時間処理を行うには高速な演算プロセッサや
大規模なハードウエアが必要となる。また、シンボル区
切りの検出において必要なのは、積和演算結果ｐ（ｎ）
が０となるゼロクロス位置のみであり、この位置さえ検
出できればシンボル全体に対して積和演算結果ｐ（ｎ）
全てを求めなくてすむ。

【００４７】そこで、本実施の形態２による積和演算器
２２は、図４に示すように、シンボル区切り検出器２３
により検出される相関波形のピーク位置（シンボル区切
り）から±１．５Ｔ_Δの範囲内において、Ｍ点の積和演
算結果ｐ［ｎ_０］，ｐ［ｎ_１］，．．．，ｐ
［ｎ_Ｍ−１］を計算し、これらをゼロクロス位置検出器
２６に出力する（Ｍは１＜Ｍ＜Ｎ_Ｓ＋Ｎ_Δの正数）。

【００４８】ゼロクロス位置検出器２６は、Ｍ点の積和
演算結果ｐ［ｎ_０］，ｐ［ｎ_１］，．．．，ｐ［ｎ
_Ｍ−１］から、Ｍ−１次のチェビシェフ多項式近似等を
用いた補間演算により、積和演算結果ｐ（ｎ）のゼロク
ロス位置を推定する。ここで、積和演算結果ｐ（ｎ）
は、本来のシンボル区切り位置からガードインターバル
期間Ｔ_Δの±１．５倍を大きく超えるような区間におい
ても、０または０に近い値をとる場合がある。積和演算
器２７は先述したように、シンボル区切りから±１．５
Ｔ_Δの範囲内において積和演算を行うので、ゼロクロス
位置検出器２６は正確にゼロクロス点を検出することが
できる。尚、補間演算においては、シンボル区切りの±
Ｔ_Δ、あるいは±１／２Ｔ_Δとしてもよい。

【００４９】ゼロクロス位置検出器２６は、ゼロクロス
位置と、シンボル区切り検出器２３により出力される相
関波形のピーク位置（シンボル区切り）との差をシンボ
ル区切り誤差としてループフィルタ２９に出力する。シ
ンボル区切り誤差はノイズ等による影響を受けやすい。
ループフィルタ２９では、ノイズによってＦＦＴウィン
ドウが急激に変化することを防止するため、シンボル区
切り誤差に対して、数百回の検出値の移動平均を行うな
どのノイズシェーピングを行ってからクロック制御器１
８へ出力する。

【００５０】クロック制御器２８は、ループフィルタ２
９より出力されるシンボル区切り誤差に基づいて電圧制
御発振器２０の出力周波数を制御する。電圧制御発振器
２０の出力クロックは直交復調器５、Ａ／Ｄ変換器６へ
と供給されており、クロック制御器２８は、シンボル区
切り誤差がなるべく少なくなるよう、Ａ／Ｄ変換器６の
動作クロックを制御する。

【００５１】ＦＦＴ制御器２５は、受信器の立ち上げ時
などシンボル同期が確立していない状態においては、ル
ープフィルタ２４より得られるシンボル区切りに基づい
て、シンボル間干渉を防ぐ方向にＦＦＴウィンドウが開
かれるようＦＦＴウィンドウを開くタイミングを制御す
る。シンボル同期が確立した状態では、同期の維持は図
１における積和演算器２７からクロック制御器２８まで
のシンボル同期誤差検出によるクロック制御を優先と
し、同期が維持できている状態では、ＦＦＴ制御器２５
は制御を行わず、同期外れからの復旧時にのみ制御を行
う。

【００５２】ＦＦＴ処理器２５においては、マルチパス
やシンボル区切りにずれが生じた場合のシンボル間干渉
を防ぐために、検出されたシンボル区切りと、ＦＦＴウ
ィンドウ開始位置との間にはガード期間の１／２程度の
オフセットが設けられる。

【００５３】以上のように、本実施の形態２によるシン
ボルタイミング検出器１０２は、相関演算結果ｃ（ｎ）
と重み係数ｇ（ｔ）とのＭ点の積和演算結果ｐ
［ｎ_０］，ｐ［ｎ_１］，．．．，ｐ［ｎ_Ｍ−１］から積
和演算結果ｐ（ｎ）のゼロクロス位置を推定するので、
シンボル区切り検出における演算量を大幅に削減するこ
とが可能である。

【００５４】尚、積和演算器２０において、図８に示す
ように特定の２点ｐ［ｎ_０］，ｐ［ｎ_１］の関和演算を
行ない、ゼロクロス検出器２１では２点の座標
（ｎ_０），ｐ［ｎ_０］）および（ｎ_１，ｐ［ｎ_１］）を
結ぶ直線とｘ軸との交点を求める計算を行い、これをシ
ンボル誤差推定値として出力するようにしてもよい。こ
れにより、ゼロクロス点を推定する際の演算量をさらに
削減することができる。

【００５５】

【発明の効果】請求項１、および４に記載のデジタル信
号受信器、およびデジタル信号受信器における復調方法
によれば、相関波形と、重み係数との積和演算の結果に
基づいてシンボルの区切りを検出するので、マルチパス
フェージング環境においても正確な復調動作を行うこと
が可能である。

【００５６】また、請求項２および６に記載のデジタル
信号受信器、およびデジタル信号受信器における復調方
法によれば、複数の点における積和演算結果を補間する
ことによりゼロクロス位置を求めるので、シンボル区切
り検出のための演算量を大幅に削減することができる。

【００５７】また、重み係数の期間を、少なくともガー
ドインターバルの３倍とするので、遅延量の大きい反射
波が受信されるマルチパス環境においても正確にシンボ
ル区切りを検出することができる。

【００５８】また、中心から離れた領域における重み係
数の傾きを、前記中心よりも大きく設定するので、シン
ボル区切りの検出精度を向上させることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 実施の形態１によるデジタル信号受信器の全
体構成を示すブロック図である。

【図２】 実施の形態１に係わるデジタル信号受信器の
シンボルタイミング検出部の構成を示すブロック図であ
る。

【図３】 積和演算に用いられる重み係数の図である。

【図４】 シンボル区切りの検出動作について説明する
ための説明図である。

【図５】 実施の形態２によるデジタル信号受信器の全
体構成を示すブロック図である。

【図６】 実施の形態２に係わるデジタル信号受信器の
シンボルタイミング検出部の構成を示すブロック図であ
る。

【図７】 シンボル区切りの検出動作について説明する
ための説明図である。

【図８】 シンボル区切りの検出動作について説明する
ための説明図である。

【図９】 ＯＦＤＭ方式における受信データの構成を表
す図である。

【図１０】 ＯＦＤＭ方式における受信データの構成を
表す図である。

【図１１】 デジタル信号受信器のシンボルタイミング
検出部を示すブロック図である。

【図１２】 受信データとＦＦＴウィンドウとの関係を
示す図である。

【図１３】 マルチパスフェージングにおける相関演算
結果を示す図である。

【符号の説明】

１ アンテナ、２ ＲＦアンプ、３ ミキサー、４ Ｉ
Ｆ増幅器、５ 直交復調器、６ Ａ／Ｄ変換器、７ Ｆ
ＦＴ処理器、８ 誤り訂正器、９ デジタルデータ出力
端子、１０ 電圧制御発振器、１１ 周波数ずれ検出
器、１２，２２ 相関演算器、１３，２３ シンボル区
切り検出器、１４，１９，２４，２６ ループフィル
タ、１５，２５ ＦＦＴ制御器、１６ シンボル誤差検
出器、１７，２７ 積和演算器、１８ シンボル誤差判
定器、２６ ゼロクロス位置検出器、２８ クロック制
御器、１０１，１０２ シンボルタイミング検出部。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 石田 雅之 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 Ｆターム(参考） 5K016 AA07 BA01 CA03 GA02 HA06 5K022 DD01 DD33

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 有効シンボル、および前記有効シンボル
   の後半部における信号と同一の信号を有するガードイン
   ターバルからなるシンボルを構成単位とするデータ列を
   受信するデジタル信号受信器において、前記データ列
   と、前記有効シンボルに等しい期間遅延させた前記デー
   タ列との相関係数を前記ガードインターバルに等しい期
   間内において加算して得られる相関波形を出力する相関
   演算手段と、所定期間内において値が変化する重み係数
   であって、前記所定期間の中央で０となり、前記中央か
   ら離れるに従いその絶対値が増加するとともに、前記中
   央の前方と後方とで符号が異なる前記重み係数を出力す
   る手段と、前記重み係数と前記相関波形との積和演算を
   行う積和演算手段と、前記積和演算の結果がゼロとなる
   ゼロクロス位置に基づいて前記シンボルの区切りを検出
   するシンボル区切り検出手段とを備えることを特徴とす
   るデジタル信号受信器。
2. 【請求項２】 積和演算手段は、相関波形のピークから
   ガードインターバルの±１．５倍の範囲内における複数
   の点において積和演算を行い、シンボル区切り検出手段
   は、前記複数の点における積和演算結果を補間すること
   によりゼロクロス位置を求めることを特徴とする請求項
   １に記載のデジタル信号受信器。
3. 【請求項３】 重み係数の期間を、少なくともガードイ
   ンターバルの３倍とすることを特徴とする請求項１に記
   載のデジタル信号受信器。
4. 【請求項４】 中心から離れた領域における重み係数の
   傾きを、前記中心よりも大きく設定することを特徴とす
   る請求項１または２に記載のデジタル信号受信器。
5. 【請求項５】 有効シンボル、および前記有効シンボル
   の後半部における信号と同一の信号を有するガードイン
   ターバルからなるシンボルを構成単位とするデータ列を
   受信し、受信された前記データ列と、前記有効シンボル
   に等しい期間遅延させた前記データ列との相関係数を、
   前記ガードインターバルに等しい期間内において加算す
   ることにより相関波形を出力し、所定期間内において値
   が変化する重み係数であって、前記所定期間の中央で０
   となり、前記中央から離れるに従いその絶対値が増加す
   るとともに、前記中央の前方と後方とで符号が異なる前
   記重み係数と、前記相関波形との積和演算を行い、当該
   積和演算の結果がゼロとなるゼロクロス位置に基づいて
   前記シンボルの区切りを検出し、検出された前記シンボ
   ルの区切りに基づいて前記データ列の復調を行うことを
   特徴とするデジタル信号受信器における復調方法。
6. 【請求項６】 相関波形のピークからガードインターバ
   ルの±１．５倍の範囲内における複数の点における積和
   演算の結果を補間することによりゼロクロス位置を求め
   ることを特徴とする請求項５に記載のデジタル信号受信
   器における復調方法。
7. 【請求項７】 重み係数の期間が、少なくともガードイ
   ンターバルの３倍とすることを特徴とする請求項５に記
   載のデジタル信号受信器における復調方法。