JP2003174766A - 誘導性負荷の駆動装置 - Google Patents
誘導性負荷の駆動装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 モータに流れる電流を検出する電流検出機能
と、スイッチング素子に流れる過電流を検出する電圧検
出機能とを共有化して、部品点数を少なくし、小型、低
コストとする。 【解決手段】 パワー・モジュール１は、直列接続した
第１のＩＧＢＴ４と第１のシャント抵抗６とに第１のＦ
ＷＤ７を並列接続した上アーム２と、直列接続した第２
のＩＧＢＴ９と第２のシャント抵抗１０とに第２のＦＷ
Ｄ１２を並列接続した下アーム３とを有する。コントロ
ーラ１３からＩＧＢＴ４に第１の駆動信号が出力される
場合には、この信号に同期して第１のシャント抵抗６に
流れる電流を、またＩＧＢＴ９に第２の駆動信号が出力
される場合には、この信号に同期して第２のシャント抵
抗１０に流れる電流を検出してＩＧＢＴ４、９、および
モータへ流れる電流を検出するようにした。
と、スイッチング素子に流れる過電流を検出する電圧検
出機能とを共有化して、部品点数を少なくし、小型、低
コストとする。 【解決手段】 パワー・モジュール１は、直列接続した
第１のＩＧＢＴ４と第１のシャント抵抗６とに第１のＦ
ＷＤ７を並列接続した上アーム２と、直列接続した第２
のＩＧＢＴ９と第２のシャント抵抗１０とに第２のＦＷ
Ｄ１２を並列接続した下アーム３とを有する。コントロ
ーラ１３からＩＧＢＴ４に第１の駆動信号が出力される
場合には、この信号に同期して第１のシャント抵抗６に
流れる電流を、またＩＧＢＴ９に第２の駆動信号が出力
される場合には、この信号に同期して第２のシャント抵
抗１０に流れる電流を検出してＩＧＢＴ４、９、および
モータへ流れる電流を検出するようにした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、モータ等の誘導性
負荷を駆動する駆動装置に関する。
負荷を駆動する駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、誘導性負荷の駆動装置としては、
たとえば直流電流を交流電流に変換するために絶縁ゲー
ト・バイポーラ型トランジスタ（ＩＧＢＴ）等のスイッ
チング素子をオン・オフ駆動するインバータを備え、こ
のインバータから供給される交流電圧によって３相交流
モータを駆動するモータ駆動装置が周知である。このよ
うなモータ駆動装置にあっては、モータのコイルに流れ
る電流を電流センサで検出し、この電流センサで検出し
た検出電流値と指令電流値とが一致するようにインバー
タのスイッチング素子のオン・オフをＰＷＭ（パルス幅
変調）方式で制御している。
たとえば直流電流を交流電流に変換するために絶縁ゲー
ト・バイポーラ型トランジスタ（ＩＧＢＴ）等のスイッ
チング素子をオン・オフ駆動するインバータを備え、こ
のインバータから供給される交流電圧によって３相交流
モータを駆動するモータ駆動装置が周知である。このよ
うなモータ駆動装置にあっては、モータのコイルに流れ
る電流を電流センサで検出し、この電流センサで検出し
た検出電流値と指令電流値とが一致するようにインバー
タのスイッチング素子のオン・オフをＰＷＭ（パルス幅
変調）方式で制御している。
【０００３】この場合、スイッチング素子に過電流が流
れたり、１相分の上下アームを構成するスイッチング素
子を貫通する電流が流れるとスイッチング素子が破壊さ
れる虞がある。そこで、スイッチング素子に過電流や短
絡電流が流れた場合には、この電流とスイッチング素子
のオン抵抗の積により算出される電圧値も大きくなるこ
とから、スイッチング素子のエミッタ〜コレクタ間電圧
を検出して、この電圧から過電流あるいは短絡電流を検
出するようにしている。
れたり、１相分の上下アームを構成するスイッチング素
子を貫通する電流が流れるとスイッチング素子が破壊さ
れる虞がある。そこで、スイッチング素子に過電流や短
絡電流が流れた場合には、この電流とスイッチング素子
のオン抵抗の積により算出される電圧値も大きくなるこ
とから、スイッチング素子のエミッタ〜コレクタ間電圧
を検出して、この電圧から過電流あるいは短絡電流を検
出するようにしている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記のように、モータ
等の誘導性負荷を駆動する従来の駆動装置にあっては、
モータに流れる電流を検出するための各相ごとの電流セ
ンサと、さらにスイッチング素子に流れる過電流を検出
するための電圧検出回路とを別々に設けており、部品点
数が多く、コストが高くなってしまっていた。なお、ス
イッチング素子の過電流検出を簡便にするため、１素子
の電流値を検出して駆動装置全体に流れる電流値を推定
するものもあるが、素子のばらつきのため精度が低いと
いう問題がある。
等の誘導性負荷を駆動する従来の駆動装置にあっては、
モータに流れる電流を検出するための各相ごとの電流セ
ンサと、さらにスイッチング素子に流れる過電流を検出
するための電圧検出回路とを別々に設けており、部品点
数が多く、コストが高くなってしまっていた。なお、ス
イッチング素子の過電流検出を簡便にするため、１素子
の電流値を検出して駆動装置全体に流れる電流値を推定
するものもあるが、素子のばらつきのため精度が低いと
いう問題がある。
【０００５】したがって本発明は、高い検出精度を確保
しながら、部品点数を少なくすることでコストを低減し
た誘導性負荷の駆動装置を提供することを目的とする。
しながら、部品点数を少なくすることでコストを低減し
た誘導性負荷の駆動装置を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】このため、請求項１に記
載の本発明の誘導性負荷の駆動装置は、第１の電流制御
型トランジスタと、この一端へ直列に一端が接続された
第１の抵抗と、第１の電流制御型トランジスタの他端に
第１の抵抗の他端を接続する第１のダイオードとからな
る上アームと、第２の電流制御型トランジスタと、この
一端へ直列に一端が接続された第２の抵抗と、第２の電
流制御型トランジスタの他端に第２の抵抗の他端を接続
する第２のダイオードとからなる下アームと、上アーム
の一端と下アームの一端とに接続されて駆動電流を誘導
性負荷へ供給する駆動端子と、第１の電流制御型トラン
ジスタを駆動する第１の駆動信号および第２の電流制御
型トランジスタを駆動する第２の駆動信号を出力する制
御回路と、制御回路によって、第１の駆動信号が出力さ
れている場合には、この第１の駆動信号に同期して第１
の抵抗に流れる電流を検出し、第２の駆動信号が出力さ
れている場合には、この第２の駆動信号に同期して第２
の抵抗に流れる電流を検出する電流検出手段と備えるも
のとした。
載の本発明の誘導性負荷の駆動装置は、第１の電流制御
型トランジスタと、この一端へ直列に一端が接続された
第１の抵抗と、第１の電流制御型トランジスタの他端に
第１の抵抗の他端を接続する第１のダイオードとからな
る上アームと、第２の電流制御型トランジスタと、この
一端へ直列に一端が接続された第２の抵抗と、第２の電
流制御型トランジスタの他端に第２の抵抗の他端を接続
する第２のダイオードとからなる下アームと、上アーム
の一端と下アームの一端とに接続されて駆動電流を誘導
性負荷へ供給する駆動端子と、第１の電流制御型トラン
ジスタを駆動する第１の駆動信号および第２の電流制御
型トランジスタを駆動する第２の駆動信号を出力する制
御回路と、制御回路によって、第１の駆動信号が出力さ
れている場合には、この第１の駆動信号に同期して第１
の抵抗に流れる電流を検出し、第２の駆動信号が出力さ
れている場合には、この第２の駆動信号に同期して第２
の抵抗に流れる電流を検出する電流検出手段と備えるも
のとした。
【０００７】請求項２に記載の発明は、上記トランジス
タと抵抗とが同一の半導体基板上に形成されているもの
とした。また、請求項３に記載の発明は、上記第１の抵
抗と第２の抵抗とが電流制御型トランジスタのエミッタ
側に形成されているものとした。
タと抵抗とが同一の半導体基板上に形成されているもの
とした。また、請求項３に記載の発明は、上記第１の抵
抗と第２の抵抗とが電流制御型トランジスタのエミッタ
側に形成されているものとした。
【０００８】請求項４に記載の誘導性負荷の駆動装置
は、第１のＭＯＳ型トランジスタと、この一端へ直列に
一端が接続された第１の抵抗と、第１のＭＯＳ型トラン
ジスタに寄生する第１のダイオードとからなる上アーム
と、第２のＭＯＳ型トランジスタと、この一端へ直列に
一端が接続された第２の抵抗と、第２のＭＯＳ型トラン
ジスタに寄生する第２のダイオードとからなる下アーム
と、上アームの一端と下アームの一端とに接続されて駆
動電流を誘導性負荷へ供給する駆動端子と、第１のＭＯ
Ｓ型トランジスタを駆動する第１の駆動信号および第２
のＭＯＳ型トランジスタを駆動する第２の駆動信号を出
力する制御回路と、制御回路によって、第１の駆動信号
が出力されている場合には、この第１の駆動信号に同期
して第１の抵抗に流れる電流を検出し、第２の駆動信号
が出力されている場合には、この第２の駆動信号に同期
して第２の抵抗に流れる電流を検出する電流検出手段と
を備えるものとした。
は、第１のＭＯＳ型トランジスタと、この一端へ直列に
一端が接続された第１の抵抗と、第１のＭＯＳ型トラン
ジスタに寄生する第１のダイオードとからなる上アーム
と、第２のＭＯＳ型トランジスタと、この一端へ直列に
一端が接続された第２の抵抗と、第２のＭＯＳ型トラン
ジスタに寄生する第２のダイオードとからなる下アーム
と、上アームの一端と下アームの一端とに接続されて駆
動電流を誘導性負荷へ供給する駆動端子と、第１のＭＯ
Ｓ型トランジスタを駆動する第１の駆動信号および第２
のＭＯＳ型トランジスタを駆動する第２の駆動信号を出
力する制御回路と、制御回路によって、第１の駆動信号
が出力されている場合には、この第１の駆動信号に同期
して第１の抵抗に流れる電流を検出し、第２の駆動信号
が出力されている場合には、この第２の駆動信号に同期
して第２の抵抗に流れる電流を検出する電流検出手段と
を備えるものとした。
【０００９】請求項５に記載の発明は、請求項４の発明
における上記トランジスタと抵抗とが同一の半導体基板
上に形成されているものとした。請求項６に記載の発明
は、上記第１の抵抗と第２の抵抗とがＭＯＳ型トランジ
スタのソース側に形成されていることを特徴とする。
における上記トランジスタと抵抗とが同一の半導体基板
上に形成されているものとした。請求項６に記載の発明
は、上記第１の抵抗と第２の抵抗とがＭＯＳ型トランジ
スタのソース側に形成されていることを特徴とする。
【００１０】
【発明の効果】請求項１に記載の本発明による誘導性負
荷の駆動装置にあっては、電流検出手段により第１の駆
動信号に同期して第１の抵抗に流れる電流を検出し、ま
た第２の駆動信号に同期して第２の抵抗に流れる電流を
検出するようにしたので、第１電流制御型トランジスタ
および第２の電流制御型トランジスタに流れる電流を検
出することができるとともに、同じ電流検出手段によっ
て誘導性負荷に流れる駆動電流をも検出できる。これに
より、部品点数が少なくでき、コストを低減することが
できる。
荷の駆動装置にあっては、電流検出手段により第１の駆
動信号に同期して第１の抵抗に流れる電流を検出し、ま
た第２の駆動信号に同期して第２の抵抗に流れる電流を
検出するようにしたので、第１電流制御型トランジスタ
および第２の電流制御型トランジスタに流れる電流を検
出することができるとともに、同じ電流検出手段によっ
て誘導性負荷に流れる駆動電流をも検出できる。これに
より、部品点数が少なくでき、コストを低減することが
できる。
【００１１】また、請求項４に記載の誘導性負荷の駆動
装置にあっても、電流検出手段により第１の駆動信号に
同期して第１の抵抗に流れる電流を検出し、また第２の
駆動信号に同期して第２の抵抗に流れる電流を検出する
ようにしたので、第１のＭＯＳ型トランジスタおよび第
２のＭＯＳ型トランジスタに流れる電流を検出すること
ができるとともに、同じ電流検出手段によって誘導性負
荷に流れる駆動電流をも検出することができ、同様に部
品点数を少なくでき、コスト低減が得られる。
装置にあっても、電流検出手段により第１の駆動信号に
同期して第１の抵抗に流れる電流を検出し、また第２の
駆動信号に同期して第２の抵抗に流れる電流を検出する
ようにしたので、第１のＭＯＳ型トランジスタおよび第
２のＭＯＳ型トランジスタに流れる電流を検出すること
ができるとともに、同じ電流検出手段によって誘導性負
荷に流れる駆動電流をも検出することができ、同様に部
品点数を少なくでき、コスト低減が得られる。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を実施
例により説明する。図１は、スイッチング素子に電流制
御型トランジスタとしてのＩＧＢＴを用いたモータ用の
駆動装置に本発明を適用した第１の実施例を示す。な
お、図１は３相交流モータの１相分に対応するパワー・
モジュールのみを示している。他の２相分についても同
一構成である。パワー・モジュール１は、プラス電源側
の上アーム２とマイナス電源側の下アーム３とからな
り、直流を交流に変換して図示しないモータに電流を供
給する。
例により説明する。図１は、スイッチング素子に電流制
御型トランジスタとしてのＩＧＢＴを用いたモータ用の
駆動装置に本発明を適用した第１の実施例を示す。な
お、図１は３相交流モータの１相分に対応するパワー・
モジュールのみを示している。他の２相分についても同
一構成である。パワー・モジュール１は、プラス電源側
の上アーム２とマイナス電源側の下アーム３とからな
り、直流を交流に変換して図示しないモータに電流を供
給する。
【００１３】上アーム２は、第１のＩＧＢＴ４、第１の
シャント抵抗６、および第１のフリーホイールダイオー
ド（ＦＷＤ）７を有する。第１のＩＧＢＴ４は、そのコ
レクタをプラス電源５に、そのエミッタを第１のシャン
ト抵抗６の一端に接続してある。第１のフリーホイール
ダイオード７は、上記直列接続したＩＧＢＴ４およびシ
ャント抵抗６とに並列になるように、カソードとアノー
ドをＩＧＢＴ４のコレクタとシャント抵抗６の他端に各
々接続してある。
シャント抵抗６、および第１のフリーホイールダイオー
ド（ＦＷＤ）７を有する。第１のＩＧＢＴ４は、そのコ
レクタをプラス電源５に、そのエミッタを第１のシャン
ト抵抗６の一端に接続してある。第１のフリーホイール
ダイオード７は、上記直列接続したＩＧＢＴ４およびシ
ャント抵抗６とに並列になるように、カソードとアノー
ドをＩＧＢＴ４のコレクタとシャント抵抗６の他端に各
々接続してある。
【００１４】一方、下アーム３は、第２のＩＧＢＴ９、
第２のシャント抵抗１０、および第２のフリーホイール
ダイオード１２を有する。第２のＩＧＢＴ９は、そのコ
レクタを上アーム２の第１のシャント抵抗６の他端に、
またそのエミッタを第２のシャント抵抗１０の一端に接
続する。この第２のシャント抵抗１０の他端は、マイナ
ス電源１１に接続してある。
第２のシャント抵抗１０、および第２のフリーホイール
ダイオード１２を有する。第２のＩＧＢＴ９は、そのコ
レクタを上アーム２の第１のシャント抵抗６の他端に、
またそのエミッタを第２のシャント抵抗１０の一端に接
続する。この第２のシャント抵抗１０の他端は、マイナ
ス電源１１に接続してある。
【００１５】第２のフリーホイールダイオード１２は、
直列接続したＩＧＢＴ９およびシャント抵抗１０とに並
列になるように、カソードとアノードをＩＧＢＴ９のコ
レクタとシャント抵抗１０の他端に各々接続してある。
第１、第２のＩＧＢＴ４、９と、第１、第２のシャント
抵抗６、１０とは、同一のチップ（半導体基板）上に形
成してある。
直列接続したＩＧＢＴ９およびシャント抵抗１０とに並
列になるように、カソードとアノードをＩＧＢＴ９のコ
レクタとシャント抵抗１０の他端に各々接続してある。
第１、第２のＩＧＢＴ４、９と、第１、第２のシャント
抵抗６、１０とは、同一のチップ（半導体基板）上に形
成してある。
【００１６】パワー・モジュール１は、第１のＩＧＢＴ
４のゲート、エミッタ、および第１のシャント抵抗６の
他端にそれぞれ接続された端子ＧＵ１、ＥＵ１、および
ＲＵ１と、第２のＩＧＢＴ９のゲート、エミッタ、およ
び第２のシャント抵抗１０の他端にそれぞれ接続された
端子ＧＬ１、ＥＬ１、ＲＬ１を備える。これらの各端子
はコントローラ１３に接続される。
４のゲート、エミッタ、および第１のシャント抵抗６の
他端にそれぞれ接続された端子ＧＵ１、ＥＵ１、および
ＲＵ１と、第２のＩＧＢＴ９のゲート、エミッタ、およ
び第２のシャント抵抗１０の他端にそれぞれ接続された
端子ＧＬ１、ＥＬ１、ＲＬ１を備える。これらの各端子
はコントローラ１３に接続される。
【００１７】コントローラ１３は、上記第１のＩＧＢＴ
４のゲートに第１の駆動信号としての指令信号、および
第２のＩＧＢＴ９のゲートに第２の駆動信号としての指
令信号をそれぞれ送る制御回路１５の他、電流検出手段
としてシャント抵抗６、１０を流れる電流を検出する電
流検出処理回路１６を有している。
４のゲートに第１の駆動信号としての指令信号、および
第２のＩＧＢＴ９のゲートに第２の駆動信号としての指
令信号をそれぞれ送る制御回路１５の他、電流検出手段
としてシャント抵抗６、１０を流れる電流を検出する電
流検出処理回路１６を有している。
【００１８】また、パワー・モジュール１は、出力端子
として第１のシャント抵抗６の他端と第２のＩＧＢＴ９
のコレクタの接続点に接続した駆動端子（ＯＵＴ）８を
備えている。この駆動端子８は、誘導性負荷としての図
示しない３相交流モータに接続される。なお、３相交流
モータに対しては、プラス電源５とマイナス電源１１と
の間に、上述したパワー・モジュール１を３相分並列に
並べてインバータを構成し、各パワー・モジュールの駆
動端子が３相交流モータに接続される。
として第１のシャント抵抗６の他端と第２のＩＧＢＴ９
のコレクタの接続点に接続した駆動端子（ＯＵＴ）８を
備えている。この駆動端子８は、誘導性負荷としての図
示しない３相交流モータに接続される。なお、３相交流
モータに対しては、プラス電源５とマイナス電源１１と
の間に、上述したパワー・モジュール１を３相分並列に
並べてインバータを構成し、各パワー・モジュールの駆
動端子が３相交流モータに接続される。
【００１９】次に、上記構成になる駆動装置の作動につ
き説明する。なお、駆動装置の各パワー・モジュールの
作動は基本的に同じでありそれら間の位相が異なるだけ
であるから、ここでも１相分のパワー・モジュールにつ
いてのみ、その作動を説明する。図２は、上アーム２、
下アーム３における電流の波形を駆動端子８からの出力
電流としてみた場合の電流（Ｉ）〜時間（ｔ）の関係を
示す。この出力電流は交流とするため正弦波であり、こ
こではその１波長分のみを描いてある。
き説明する。なお、駆動装置の各パワー・モジュールの
作動は基本的に同じでありそれら間の位相が異なるだけ
であるから、ここでも１相分のパワー・モジュールにつ
いてのみ、その作動を説明する。図２は、上アーム２、
下アーム３における電流の波形を駆動端子８からの出力
電流としてみた場合の電流（Ｉ）〜時間（ｔ）の関係を
示す。この出力電流は交流とするため正弦波であり、こ
こではその１波長分のみを描いてある。
【００２０】図２の（ａ）は、上アーム２における第１
のＩＧＢＴ４および第１のシャント抵抗６、あるいは第
１のＦＷＤ７を介して駆動端子８へ流れる電流の波形
を、（ｂ）は、下アーム３における第２のＩＧＢＴ９お
よび第２のシャント抵抗１０、あるいは第２のＦＷＤ１
２を介して駆動端子８へ流れる電流の波形をそれぞれ示
している。なお、同図中、駆動端子８における出力電流
は、パワー・モジュール１から交流モータへ出力する方
向（図中右向き）を正とし、交流モータからパワー・モ
ジュール１へ入力される方向を負（図中左向き）とす
る。
のＩＧＢＴ４および第１のシャント抵抗６、あるいは第
１のＦＷＤ７を介して駆動端子８へ流れる電流の波形
を、（ｂ）は、下アーム３における第２のＩＧＢＴ９お
よび第２のシャント抵抗１０、あるいは第２のＦＷＤ１
２を介して駆動端子８へ流れる電流の波形をそれぞれ示
している。なお、同図中、駆動端子８における出力電流
は、パワー・モジュール１から交流モータへ出力する方
向（図中右向き）を正とし、交流モータからパワー・モ
ジュール１へ入力される方向を負（図中左向き）とす
る。
【００２１】コントローラ１３によりパワー・モジュー
ル１をオン・オフした場合は、以下のように両アーム
２、３のうち一方のアームのＩＧＢＴと他方のアームの
ＦＷＤから駆動端子８へ交互に電流が流れることにな
る。すなわち、まず駆動端子８で正の正弦波電流（図２
の電流波形のうちの左半分の半波長分に相当）を得るに
は、上アーム２の第１のＩＧＢＴ４をオン・オフしてＰ
ＷＭ制御する。この制御期間中、下アーム３の第２のＩ
ＧＢＴ９はオフにされている。
ル１をオン・オフした場合は、以下のように両アーム
２、３のうち一方のアームのＩＧＢＴと他方のアームの
ＦＷＤから駆動端子８へ交互に電流が流れることにな
る。すなわち、まず駆動端子８で正の正弦波電流（図２
の電流波形のうちの左半分の半波長分に相当）を得るに
は、上アーム２の第１のＩＧＢＴ４をオン・オフしてＰ
ＷＭ制御する。この制御期間中、下アーム３の第２のＩ
ＧＢＴ９はオフにされている。
【００２２】第１のＩＧＢＴ４のゲートにオン指令信号
が出された場合（図では、半波長の間にオン指令が５回
出された場合を描いてある）には、第１のＩＧＢＴ４が
その都度オンとなってプラス電源５から第１のＩＧＢＴ
４、第１のシャント抵抗６を介して、駆動端子８に正の
電流Ｉ１〜Ｉ５が流れる。これらの電流の大きさは、コ
ントローラ１３から第１のＩＧＢＴ４のゲートへ出され
るオン信号によりコントロールされ、第１のＩＧＢＴ４
から出力される電流が正の正弦波（半波長分）に沿うよ
うに調整される。
が出された場合（図では、半波長の間にオン指令が５回
出された場合を描いてある）には、第１のＩＧＢＴ４が
その都度オンとなってプラス電源５から第１のＩＧＢＴ
４、第１のシャント抵抗６を介して、駆動端子８に正の
電流Ｉ１〜Ｉ５が流れる。これらの電流の大きさは、コ
ントローラ１３から第１のＩＧＢＴ４のゲートへ出され
るオン信号によりコントロールされ、第１のＩＧＢＴ４
から出力される電流が正の正弦波（半波長分）に沿うよ
うに調整される。
【００２３】一方、この正の正弦波を得る期間中、第１
のＩＧＢＴ４のゲートにオフ指令信号が出され第１のＩ
ＧＢＴ４がオフとなる場合には、駆動端子８に接続され
ている交流モータのコイルに逆起電力が生じることか
ら、このコイルに流れる電流は指令信号の切り替わりと
ともにすぐには反転せず同じ方向に流れ続けようとす
る。
のＩＧＢＴ４のゲートにオフ指令信号が出され第１のＩ
ＧＢＴ４がオフとなる場合には、駆動端子８に接続され
ている交流モータのコイルに逆起電力が生じることか
ら、このコイルに流れる電流は指令信号の切り替わりと
ともにすぐには反転せず同じ方向に流れ続けようとす
る。
【００２４】この結果、第１のＩＧＢＴ４のオフから次
のオンとなるまでの間、下アーム３の第２のＦＷＤ１２
を介して駆動端子８に同じ電流（下方のグラフに示す正
の電流ｉ１〜ｉ６）が同じ方向に流れ続けるといったフ
リー・ホイール効果が得られる。これらの電流の大きさ
は、第１のＩＧＢＴ４のオンで出力されていた電流等に
よって決まり、正の正弦波（半波長分）に沿うようにな
る。
のオンとなるまでの間、下アーム３の第２のＦＷＤ１２
を介して駆動端子８に同じ電流（下方のグラフに示す正
の電流ｉ１〜ｉ６）が同じ方向に流れ続けるといったフ
リー・ホイール効果が得られる。これらの電流の大きさ
は、第１のＩＧＢＴ４のオンで出力されていた電流等に
よって決まり、正の正弦波（半波長分）に沿うようにな
る。
【００２５】したがって、この上アーム２の第１のＩＧ
ＢＴ４によって流れる正の電流Ｉ１〜Ｉ５と、下アーム
３のＦＷＤ１２によって流れる正の電流ｉ１〜ｉ６とが
交互に駆動端子８に出力され、この結果、これら両電流
による駆動端子８での合成電流は、第１のＩＧＢＴ４を
オン・オフ制御している期間、図２の（ａ）に実線で示
す半波長分の正弦波の正の電流Ｉｐが出力されることに
なる。このように、第２のＦＷＤ１２を用いることによ
り、逆起電力に起因した過電流が流れることによって第
１のＩＧＢＴ４が破損するのを防止するとともに、高速
スイッチングのとき負荷電流を持続して電流を平滑化す
ることが可能となる。
ＢＴ４によって流れる正の電流Ｉ１〜Ｉ５と、下アーム
３のＦＷＤ１２によって流れる正の電流ｉ１〜ｉ６とが
交互に駆動端子８に出力され、この結果、これら両電流
による駆動端子８での合成電流は、第１のＩＧＢＴ４を
オン・オフ制御している期間、図２の（ａ）に実線で示
す半波長分の正弦波の正の電流Ｉｐが出力されることに
なる。このように、第２のＦＷＤ１２を用いることによ
り、逆起電力に起因した過電流が流れることによって第
１のＩＧＢＴ４が破損するのを防止するとともに、高速
スイッチングのとき負荷電流を持続して電流を平滑化す
ることが可能となる。
【００２６】上記正の正弦波電流に続いて負の正弦波
（半波長分）の電流を得るには、上アーム２の第１のＩ
ＧＢＴ４をオフとする一方、下アーム３の第２のＩＧＢ
Ｔ９をオン・オフ制御する。この場合、上記第１のＩＧ
ＢＴ４をオン・オフ制御する場合と逆の作動となって、
駆動端子８には負の電流が流れることになる。
（半波長分）の電流を得るには、上アーム２の第１のＩ
ＧＢＴ４をオフとする一方、下アーム３の第２のＩＧＢ
Ｔ９をオン・オフ制御する。この場合、上記第１のＩＧ
ＢＴ４をオン・オフ制御する場合と逆の作動となって、
駆動端子８には負の電流が流れることになる。
【００２７】すなわち、第２のＩＧＢＴ９のゲートにオ
ン指令信号が出されているときは、第２のＩＧＢＴ９、
第２のシャント抵抗１０を介して駆動端子８に負の電流
を流し、第２のＩＧＢＴ９のゲートにオフ指令信号が出
されたときは、フリー・ホイール効果により上アーム２
の第１のＦＷＤ７から負の電流が駆動端子８に流され
る。
ン指令信号が出されているときは、第２のＩＧＢＴ９、
第２のシャント抵抗１０を介して駆動端子８に負の電流
を流し、第２のＩＧＢＴ９のゲートにオフ指令信号が出
されたときは、フリー・ホイール効果により上アーム２
の第１のＦＷＤ７から負の電流が駆動端子８に流され
る。
【００２８】したがって、この第２のＩＧＢＴ９のオン
・オフ制御中、第１のＦＷＤ７からの負の電流Ｉ６〜Ｉ
１１と第２のＩＧＢＴ９からの負の電流ｉ７〜ｉ１１と
が交互に駆動端子８へ流れることになる。この結果、駆
動端子８には、これらの電流Ｉ６〜Ｉ１１と電流ｉ７〜
ｉ１１とが合成されて、図２の（ｂ）に実線で示すよう
な半波長分の正弦波の負の電流Ｉｎが流れることとな
る。このようにして得られる正負の正弦波からなる電流
（ＩｐとＩｎ）は、交流として各パワー・モジュールか
らそれぞれ位相をずらされてモータへ供給され、モータ
を駆動回転させる。
・オフ制御中、第１のＦＷＤ７からの負の電流Ｉ６〜Ｉ
１１と第２のＩＧＢＴ９からの負の電流ｉ７〜ｉ１１と
が交互に駆動端子８へ流れることになる。この結果、駆
動端子８には、これらの電流Ｉ６〜Ｉ１１と電流ｉ７〜
ｉ１１とが合成されて、図２の（ｂ）に実線で示すよう
な半波長分の正弦波の負の電流Ｉｎが流れることとな
る。このようにして得られる正負の正弦波からなる電流
（ＩｐとＩｎ）は、交流として各パワー・モジュールか
らそれぞれ位相をずらされてモータへ供給され、モータ
を駆動回転させる。
【００２９】次に、上記駆動装置における電流検出方法
について説明する。まず、電流検出の考え方を説明す
る。ＩＧＢＴ４、９に過電流、短絡電流が流れるのを防
ぐためにはＩＧＢＴ４、９に流れる電流を検出する必要
がある。ＩＧＢＴ４、９に流れる電流は、これらに直列
接続された第１、第２のシャント抵抗６、１０を流れる
電流に等しいからこれらの電流値を代わりに検出すれば
よいことになる。
について説明する。まず、電流検出の考え方を説明す
る。ＩＧＢＴ４、９に過電流、短絡電流が流れるのを防
ぐためにはＩＧＢＴ４、９に流れる電流を検出する必要
がある。ＩＧＢＴ４、９に流れる電流は、これらに直列
接続された第１、第２のシャント抵抗６、１０を流れる
電流に等しいからこれらの電流値を代わりに検出すれば
よいことになる。
【００３０】そこで、シャント抵抗６、１０を流れる電
流値を検出するには、ＩＧＢＴ４、９に対しオン指令が
なされているときに、これと同期してシャント抵抗６、
１０の両端間の電位差を検出し、その電位差値をシャン
ト抵抗６、１０の抵抗値でそれぞれ除算して電流値を得
る。この電流値から過電流か否かの判断が可能となる。
また、これらの電流値は、その時点で駆動端子８を流れ
る電流値でもあることから、モータに流れる電流値が検
出されることを意味する。なお、スイッチング素子にＩ
ＧＢＴを用いた場合は、ＦＷＤに流れている電流の検出
は必要ないので、ＩＧＢＴ４、９がオンしているときの
み電流検出すればよい。
流値を検出するには、ＩＧＢＴ４、９に対しオン指令が
なされているときに、これと同期してシャント抵抗６、
１０の両端間の電位差を検出し、その電位差値をシャン
ト抵抗６、１０の抵抗値でそれぞれ除算して電流値を得
る。この電流値から過電流か否かの判断が可能となる。
また、これらの電流値は、その時点で駆動端子８を流れ
る電流値でもあることから、モータに流れる電流値が検
出されることを意味する。なお、スイッチング素子にＩ
ＧＢＴを用いた場合は、ＦＷＤに流れている電流の検出
は必要ないので、ＩＧＢＴ４、９がオンしているときの
み電流検出すればよい。
【００３１】上記の考え方のもとに、シャント抵抗６、
１０を流れる電流を、コントローラ１３内の電流検出処
理回路１６にて検出する。図３はこの電流検出の流れを
示す。まず、コントローラ１３はその制御回路１５から
ＩＧＢＴ４、９のゲートに第１、第２の駆動信号として
順次、正弦波を作るオン指令を入力する。このとき、電
流検出処理回路１６は、上下アーム２、３のシャント抵
抗６、１０の両端ＥＵ１およびＲｕ１、ＥＬ１およびＲ
Ｌ１における各電圧を検出し、これらから各両端間にお
ける電位差を検出する。
１０を流れる電流を、コントローラ１３内の電流検出処
理回路１６にて検出する。図３はこの電流検出の流れを
示す。まず、コントローラ１３はその制御回路１５から
ＩＧＢＴ４、９のゲートに第１、第２の駆動信号として
順次、正弦波を作るオン指令を入力する。このとき、電
流検出処理回路１６は、上下アーム２、３のシャント抵
抗６、１０の両端ＥＵ１およびＲｕ１、ＥＬ１およびＲ
Ｌ１における各電圧を検出し、これらから各両端間にお
ける電位差を検出する。
【００３２】これらの電位差は、図３のＡに示すよう
に、最初、第１のＩＧＢＴ４を流れる電流による第１の
シャント抵抗６の両端間の電位差Ｖａが、半波長の正弦
波形状をした正の電圧Ｖ１〜Ｖ５として、またこの後続
いて第２のＩＧＢＴ９を流れる電流による第２のシャン
ト抵抗１０の両端の電位差Ｖｂが、同じく半波長の正弦
波形状をした正の電圧Ｖ６〜Ｖ１０として検出される。
に、最初、第１のＩＧＢＴ４を流れる電流による第１の
シャント抵抗６の両端間の電位差Ｖａが、半波長の正弦
波形状をした正の電圧Ｖ１〜Ｖ５として、またこの後続
いて第２のＩＧＢＴ９を流れる電流による第２のシャン
ト抵抗１０の両端の電位差Ｖｂが、同じく半波長の正弦
波形状をした正の電圧Ｖ６〜Ｖ１０として検出される。
【００３３】このようにして検出した各シャント抵抗
６、１０の両端間の電位差Ｖ１〜Ｖ１ ０を、予め分かっ
ているシャント抵抗６、１０の抵抗値で各々除算するこ
とにより、シャント抵抗６、１０を流れる各電流値Ｉ
ｐ、Ｉ’ｎを算出する。このようにして得た電流値Ｉ
ｐ、Ｉ’ｎは、図３のＢに示すように、Ｉ１〜Ｉ ５、
ｉ’６〜ｉ’１０となって、抵抗値を一定とみなせるこ
とから、上記電位差に比例した大きさとなっている。
６、１０の両端間の電位差Ｖ１〜Ｖ１ ０を、予め分かっ
ているシャント抵抗６、１０の抵抗値で各々除算するこ
とにより、シャント抵抗６、１０を流れる各電流値Ｉ
ｐ、Ｉ’ｎを算出する。このようにして得た電流値Ｉ
ｐ、Ｉ’ｎは、図３のＢに示すように、Ｉ１〜Ｉ ５、
ｉ’６〜ｉ’１０となって、抵抗値を一定とみなせるこ
とから、上記電位差に比例した大きさとなっている。
【００３４】次いで、演算を簡単にするため下アーム３
のシャント抵抗１０から求めた電流値Ｉ’ｎの正負を反
転して電流値Ｉｎを得、この電流値Ｉｎと上アーム２の
シャント抵抗６から求めた電流値Ｉｐとの和を求める。
この合成電流（Ｉｐ＋Ｉｎ）は、図３のＣに示すよう
に、電流Ｉ１〜Ｉ５に電流Ｉ’ｎの正負を反転した電流
ｉ６〜ｉ１０を連続させた正弦波の１波長分の電流とな
る。
のシャント抵抗１０から求めた電流値Ｉ’ｎの正負を反
転して電流値Ｉｎを得、この電流値Ｉｎと上アーム２の
シャント抵抗６から求めた電流値Ｉｐとの和を求める。
この合成電流（Ｉｐ＋Ｉｎ）は、図３のＣに示すよう
に、電流Ｉ１〜Ｉ５に電流Ｉ’ｎの正負を反転した電流
ｉ６〜ｉ１０を連続させた正弦波の１波長分の電流とな
る。
【００３５】この合成して得た電流値は、電流検出処理
回路１６から電流情報として制御回路１５へ入力され
る。制御回路１５は、電流情報により補正した指令信号
を各ＩＧＢＴ４、９のゲートへ出力する。このように、
第１、第２のシャント抵抗６、１０を流れる電流値を測
定するとともにＩＧＢＴ４、９に出力する指令信号を最
適に制御することが可能となる。
回路１６から電流情報として制御回路１５へ入力され
る。制御回路１５は、電流情報により補正した指令信号
を各ＩＧＢＴ４、９のゲートへ出力する。このように、
第１、第２のシャント抵抗６、１０を流れる電流値を測
定するとともにＩＧＢＴ４、９に出力する指令信号を最
適に制御することが可能となる。
【００３６】以上のように、本実施例にあっては、第
１、第２のシャント抵抗６、１０を流れる電流を指令信
号（第１、第２の駆動信号）の出力と同期して検出する
ことにより、同じ電流検出処理回路１６で第１、第２の
ＩＧＢＴ４、９やモータに過電流あるいは短絡電流が流
れているか否かを判断することが可能となり、部品点数
およびコストを下げることができる。そして、シャント
抵抗６、１０を流れる電流を検出するので、パワー・モ
ジュール内の短絡かモータや配線など外部の短絡かの区
別も可能となる。また、ＩＧＢＴ４、９とシャント抵抗
６、１０とを同一チップ上に形成しているので、電流セ
ンサを外部に設ける必要もなくコンパクトな駆動装置と
することができる。
１、第２のシャント抵抗６、１０を流れる電流を指令信
号（第１、第２の駆動信号）の出力と同期して検出する
ことにより、同じ電流検出処理回路１６で第１、第２の
ＩＧＢＴ４、９やモータに過電流あるいは短絡電流が流
れているか否かを判断することが可能となり、部品点数
およびコストを下げることができる。そして、シャント
抵抗６、１０を流れる電流を検出するので、パワー・モ
ジュール内の短絡かモータや配線など外部の短絡かの区
別も可能となる。また、ＩＧＢＴ４、９とシャント抵抗
６、１０とを同一チップ上に形成しているので、電流セ
ンサを外部に設ける必要もなくコンパクトな駆動装置と
することができる。
【００３７】次に、本発明の第２の実施例について説明
する。この実施例では、前実施例におけるＩＧＢＴの代
わりに、スイッチング素子としてＭＯＳ型トランジスタ
を使用している。図４は、第２の実施例におけるパワー
・モジュールを示す。なお、ここでもパワー・モジュー
ルは、１相分だけを示している。パワー・モジュール２
１は、上アーム２２と下アーム２３とからなる。
する。この実施例では、前実施例におけるＩＧＢＴの代
わりに、スイッチング素子としてＭＯＳ型トランジスタ
を使用している。図４は、第２の実施例におけるパワー
・モジュールを示す。なお、ここでもパワー・モジュー
ルは、１相分だけを示している。パワー・モジュール２
１は、上アーム２２と下アーム２３とからなる。
【００３８】上アーム２２は、第１のＭＯＳ型トランジ
スタ２４、第１のシャント抵抗２６、および第１の寄生
トランジスタ２７を有する。上アーム２２では、第１の
ＭＯＳ型トランジスタ２４のドレインにプラス電源２５
を、そのソースに第１のシャント抵抗２６の一端を接続
してある。また、ＭＯＳ型トランジスタ２４には第１の
寄生ダイオード２７が形成されており、そのカソードが
ドレインに、アノードがソースにつながっている。
スタ２４、第１のシャント抵抗２６、および第１の寄生
トランジスタ２７を有する。上アーム２２では、第１の
ＭＯＳ型トランジスタ２４のドレインにプラス電源２５
を、そのソースに第１のシャント抵抗２６の一端を接続
してある。また、ＭＯＳ型トランジスタ２４には第１の
寄生ダイオード２７が形成されており、そのカソードが
ドレインに、アノードがソースにつながっている。
【００３９】一方、下アーム２３は、第２のＭＯＳ型ト
ランジスタ２９、第２のシャント抵抗３０、および第２
の寄生ダイオード３２を有する。下アーム２３では、第
２のＭＯＳ型トランジスタ２９のドレインを上アーム２
２の第１のシャント抵抗２６の他端と駆動端子２８とに
接続するとともに、このトランジスタ２９のソースに第
２のシャント抵抗３０の一端を接続する。第２のシャン
ト抵抗３０の他端は、マイナス電源３１に接続されてい
る。
ランジスタ２９、第２のシャント抵抗３０、および第２
の寄生ダイオード３２を有する。下アーム２３では、第
２のＭＯＳ型トランジスタ２９のドレインを上アーム２
２の第１のシャント抵抗２６の他端と駆動端子２８とに
接続するとともに、このトランジスタ２９のソースに第
２のシャント抵抗３０の一端を接続する。第２のシャン
ト抵抗３０の他端は、マイナス電源３１に接続されてい
る。
【００４０】また、第２のトランジスタ２９には第２の
寄生ダイオード３２が形成され、そのカソードがドレイ
ンに、アノードがソースにつながっている。第１、第２
のＭＯＳ型トランジスタ２４、２９と第１、第２のシャ
ント抵抗２６、３０とは、同一のチップ上に形成してあ
る。
寄生ダイオード３２が形成され、そのカソードがドレイ
ンに、アノードがソースにつながっている。第１、第２
のＭＯＳ型トランジスタ２４、２９と第１、第２のシャ
ント抵抗２６、３０とは、同一のチップ上に形成してあ
る。
【００４１】パワー・モジュール１は、第１のＭＯＳ型
トランジスタ２４のゲート、ソース、および第１のシャ
ント抵抗２６の他端にそれぞれ接続された端子ＧＵ２、
ＥＵ２、およびＲＵ２と、第２のＭＯＳ型トランジスタ
２９のゲート、ソース、および第２のシャント抵抗３０
の他端にそれぞれ接続された端子ＧＬ２、ＥＬ２、ＲＬ
２を備える。これらの各端子はコントローラ３３に接続
される。
トランジスタ２４のゲート、ソース、および第１のシャ
ント抵抗２６の他端にそれぞれ接続された端子ＧＵ２、
ＥＵ２、およびＲＵ２と、第２のＭＯＳ型トランジスタ
２９のゲート、ソース、および第２のシャント抵抗３０
の他端にそれぞれ接続された端子ＧＬ２、ＥＬ２、ＲＬ
２を備える。これらの各端子はコントローラ３３に接続
される。
【００４２】コントローラ３３は、前実施例のコントロ
ーラと同様に、上記各ゲートに指令信号（第１の駆動信
号、第２の駆動信号）を送る制御回路３５の他、シャン
ト抵抗２６、３０を流れる電流を検出する電流検出処理
回路３６（電流検出手段）等を有している。また、駆動
端子２８は、図示しない３相交流モータに接続される。
前実施例と同様に、３相誘導モータに対しては、３相分
のパワー・モジュールを並列に並べてインバータが構成
される。
ーラと同様に、上記各ゲートに指令信号（第１の駆動信
号、第２の駆動信号）を送る制御回路３５の他、シャン
ト抵抗２６、３０を流れる電流を検出する電流検出処理
回路３６（電流検出手段）等を有している。また、駆動
端子２８は、図示しない３相交流モータに接続される。
前実施例と同様に、３相誘導モータに対しては、３相分
のパワー・モジュールを並列に並べてインバータが構成
される。
【００４３】次に、上記構成になる誘導性負荷の駆動装
置の作動につき説明する。なお、各パワー・モジュール
の作動は基本的に同じで位相が異なるだけであるから、
ここでも１相分のパワー・モジュールだけの作動につき
説明する。コントローラ３３によりパワー・モジュール
２１を制御した場合、ＭＯＳ型トランジスタ２４および
第１の寄生ダイオード２７と、ＭＯＳ型トランジスタ２
９および第２の寄生ダイオード３２とにそれぞれ流れる
正弦波の１波長分の電流の波形を駆動端子２８から出力
電流としてみた場合を、図５に示す。
置の作動につき説明する。なお、各パワー・モジュール
の作動は基本的に同じで位相が異なるだけであるから、
ここでも１相分のパワー・モジュールだけの作動につき
説明する。コントローラ３３によりパワー・モジュール
２１を制御した場合、ＭＯＳ型トランジスタ２４および
第１の寄生ダイオード２７と、ＭＯＳ型トランジスタ２
９および第２の寄生ダイオード３２とにそれぞれ流れる
正弦波の１波長分の電流の波形を駆動端子２８から出力
電流としてみた場合を、図５に示す。
【００４４】この場合も第１の実施例で説明の場合と同
様に、上下アーム２２、２３のうち一方のアームのＭＯ
Ｓ型トランジスタを流れる電流と、他方のアームの寄生
ダイオードからの電流とが、交互に駆動端子２８へ流れ
ることとなるすなわち、駆動端子２８で正の正弦波電流
を得るには、上アーム２２の第１のＭＯＳ型トランジス
タ２４をオン・オフしてＰＷＭ制御する。なお、この期
間中、下アーム２３の第２のＭＯＳ型トランジスタ２９
はオフにされている。
様に、上下アーム２２、２３のうち一方のアームのＭＯ
Ｓ型トランジスタを流れる電流と、他方のアームの寄生
ダイオードからの電流とが、交互に駆動端子２８へ流れ
ることとなるすなわち、駆動端子２８で正の正弦波電流
を得るには、上アーム２２の第１のＭＯＳ型トランジス
タ２４をオン・オフしてＰＷＭ制御する。なお、この期
間中、下アーム２３の第２のＭＯＳ型トランジスタ２９
はオフにされている。
【００４５】第１のＭＯＳ型トランジスタ２４のゲート
にオン指令信号が出された場合（図には、半波長の間に
オン指令が５回出された場合を描いてある）には、第１
のＭＯＳ型トランジスタ２４がその都度オンとなってプ
ラス電源２５から第１のＭＯＳ型トランジスタ２４、第
１のシャント抵抗２６を介して、図５の（ａ）に示すよ
うに駆動端子２８に正の電流Ｉ１〜Ｉ５が流れる。これ
らの電流の大きさは、コントローラ３３から第１のＭＯ
Ｓ型トランジスタ２４のゲートへ出されるオン信号によ
りコントロールされ、第１のＭＯＳ型トランジスタ２４
から出力される電流が正の正弦波（半波長分）に沿うよ
うに調整される。
にオン指令信号が出された場合（図には、半波長の間に
オン指令が５回出された場合を描いてある）には、第１
のＭＯＳ型トランジスタ２４がその都度オンとなってプ
ラス電源２５から第１のＭＯＳ型トランジスタ２４、第
１のシャント抵抗２６を介して、図５の（ａ）に示すよ
うに駆動端子２８に正の電流Ｉ１〜Ｉ５が流れる。これ
らの電流の大きさは、コントローラ３３から第１のＭＯ
Ｓ型トランジスタ２４のゲートへ出されるオン信号によ
りコントロールされ、第１のＭＯＳ型トランジスタ２４
から出力される電流が正の正弦波（半波長分）に沿うよ
うに調整される。
【００４６】一方、この正の正弦波を得る期間中、第１
のＭＯＳ型トランジスタ２４のゲートにオフ指令信号が
出された場合には、駆動端子２８に接続されているモー
タのコイルに逆起電力が生じることにより、図５の
（ｂ）に示すように、第１のＭＯＳ型ダイオード２４が
オフとなってから次のオンするまでの間、下アーム２３
の第２の寄生ダイオード３２と第２シャント抵抗３０を
介して駆動端子２８に同じ方向へ正の電流ｉ１〜ｉ６が
流れ続ける。これらの電流の大きさも正の正弦波（半波
長分）に沿うようになる。
のＭＯＳ型トランジスタ２４のゲートにオフ指令信号が
出された場合には、駆動端子２８に接続されているモー
タのコイルに逆起電力が生じることにより、図５の
（ｂ）に示すように、第１のＭＯＳ型ダイオード２４が
オフとなってから次のオンするまでの間、下アーム２３
の第２の寄生ダイオード３２と第２シャント抵抗３０を
介して駆動端子２８に同じ方向へ正の電流ｉ１〜ｉ６が
流れ続ける。これらの電流の大きさも正の正弦波（半波
長分）に沿うようになる。
【００４７】したがって、この上アーム２２の第１のＭ
ＯＳ型トランジスタ２４によって流れる正の電流Ｉ１〜
Ｉ５と、下アーム２３の第２の寄生ダイオード３２によ
って流れる正の電流ｉ１〜ｉ６とが交互に駆動端子２８
に出力され、この結果、これら両電流による駆動端子２
８での合成電流は、第１のＭＯＳ型トランジスタ２４を
オン・オフ制御している期間は、図５に実線で示す半波
長分の正弦波として正の電流Ｉｐが出力されることにな
る。
ＯＳ型トランジスタ２４によって流れる正の電流Ｉ１〜
Ｉ５と、下アーム２３の第２の寄生ダイオード３２によ
って流れる正の電流ｉ１〜ｉ６とが交互に駆動端子２８
に出力され、この結果、これら両電流による駆動端子２
８での合成電流は、第１のＭＯＳ型トランジスタ２４を
オン・オフ制御している期間は、図５に実線で示す半波
長分の正弦波として正の電流Ｉｐが出力されることにな
る。
【００４８】上記正の正弦波電流に続いて負の正弦波
（半波長分）の電流を得るには、上アーム２２の第１の
ＭＯＳ型トランジスタ２４をオフとする一方、下アーム
２３の第２のＭＯＳ型トランジスタ２９をオン・オフ制
御する。この場合、上記第１のＭＯＳ型トランジスタ２
４をオン・オフ制御する場合と逆の作動となって、駆動
端子２８には負の電流が流れることとなる。
（半波長分）の電流を得るには、上アーム２２の第１の
ＭＯＳ型トランジスタ２４をオフとする一方、下アーム
２３の第２のＭＯＳ型トランジスタ２９をオン・オフ制
御する。この場合、上記第１のＭＯＳ型トランジスタ２
４をオン・オフ制御する場合と逆の作動となって、駆動
端子２８には負の電流が流れることとなる。
【００４９】すなわち、第２のＭＯＳ型トランジスタ２
９のゲートにオン指令信号が出されているときは、第２
のＭＯＳ型トランジスタ２９、第２のシャント抵抗３０
を介して駆動端子２８に負の電流を流し、第２のＭＯＳ
型トランジスタ２９のゲートにオフ指令信号が出された
ときは、フリー・ホイール効果により上アーム２２の第
１の寄生ダイオード２７と第１のシャント抵抗２６から
負の電流が駆動端子２８に流される。
９のゲートにオン指令信号が出されているときは、第２
のＭＯＳ型トランジスタ２９、第２のシャント抵抗３０
を介して駆動端子２８に負の電流を流し、第２のＭＯＳ
型トランジスタ２９のゲートにオフ指令信号が出された
ときは、フリー・ホイール効果により上アーム２２の第
１の寄生ダイオード２７と第１のシャント抵抗２６から
負の電流が駆動端子２８に流される。
【００５０】したがって、この第２のＭＯＳ型トランジ
スタ２９のオン・オフ制御中、第１の寄生ダイオード２
７からの負の電流Ｉ６〜Ｉ１１と第２のＭＯＳ型トラン
ジスタ２９からの負の電流ｉ７〜ｉ１１とが交互に駆動
端子２８へ流れることになる。この結果、駆動端子２８
には、これらの電流Ｉ６〜Ｉ１１と電流ｉ７〜ｉ１１と
が合成されて、図５に実線で示すような半波長分の正弦
波の負の電流Ｉｎが流れることとなる。このようにして
して得られる正弦波の電流（ＩｐとＩｎ）は、交流とし
て、各パワー・モジュールからそれぞれ位相をずらされ
ながらモータへ供給され、モータを駆動回転させる。
スタ２９のオン・オフ制御中、第１の寄生ダイオード２
７からの負の電流Ｉ６〜Ｉ１１と第２のＭＯＳ型トラン
ジスタ２９からの負の電流ｉ７〜ｉ１１とが交互に駆動
端子２８へ流れることになる。この結果、駆動端子２８
には、これらの電流Ｉ６〜Ｉ１１と電流ｉ７〜ｉ１１と
が合成されて、図５に実線で示すような半波長分の正弦
波の負の電流Ｉｎが流れることとなる。このようにして
して得られる正弦波の電流（ＩｐとＩｎ）は、交流とし
て、各パワー・モジュールからそれぞれ位相をずらされ
ながらモータへ供給され、モータを駆動回転させる。
【００５１】次に、上記実施例の駆動装置における電流
検出方法について説明する。なお、本実施例では、第１
のシャント抵抗２６に流れる電流は第１のＭＯＳ型トラ
ンジスタ２４と第１の寄生ダイオード２７を流れる電流
と同じ、第２のシャント抵抗３０に流れる電流は第２の
ＭＯＳ型トランジスタ２９と第２の寄生ダイオード３２
を流れる電流と同じになるので、これらの電流も検出で
きることになる。
検出方法について説明する。なお、本実施例では、第１
のシャント抵抗２６に流れる電流は第１のＭＯＳ型トラ
ンジスタ２４と第１の寄生ダイオード２７を流れる電流
と同じ、第２のシャント抵抗３０に流れる電流は第２の
ＭＯＳ型トランジスタ２９と第２の寄生ダイオード３２
を流れる電流と同じになるので、これらの電流も検出で
きることになる。
【００５２】コントローラ３３ではまず、制御回路３５
から第１、第２のＭＯＳ型トランジスタ２４、２９のゲ
ートに順次、正弦波のオン指令を入力する。このとき、
電流検出処理回路３６では、このオン指令に同期して上
下アーム２２、２３のシャント抵抗２６、３０の両端Ｅ
Ｕ２およびＲＵ２間、ＥＬ２およびＲＬ２間における各
電圧を検出し、これらから各両端間の電位差を検出す
る。
から第１、第２のＭＯＳ型トランジスタ２４、２９のゲ
ートに順次、正弦波のオン指令を入力する。このとき、
電流検出処理回路３６では、このオン指令に同期して上
下アーム２２、２３のシャント抵抗２６、３０の両端Ｅ
Ｕ２およびＲＵ２間、ＥＬ２およびＲＬ２間における各
電圧を検出し、これらから各両端間の電位差を検出す
る。
【００５３】図６のＡに示すように、第１のシャント抵
抗２６の電位差Ｖａは、第１ＭＯＳ型トランジスタ２４
を介して得られる半波長分の正弦波形状をした正の電圧
Ｖ１〜Ｖ５と、これに続く第１の寄生ダイオード２７を
介して得られる半波長分の負の正弦波Ｖ６〜Ｖ１１とか
らなる。一方、第２のシャント抵抗３０の電位差Ｖｂ
は、第２の寄生トランジスタ３２を介して得られる半波
長分の正弦波形状をした負の電圧ｖ１〜ｖ６と、これに
続く第２ＭＯＳ型トランジスタ２９を介して得られる半
波長分の正の正弦波ｖ７〜ｖ１１とからなる。
抗２６の電位差Ｖａは、第１ＭＯＳ型トランジスタ２４
を介して得られる半波長分の正弦波形状をした正の電圧
Ｖ１〜Ｖ５と、これに続く第１の寄生ダイオード２７を
介して得られる半波長分の負の正弦波Ｖ６〜Ｖ１１とか
らなる。一方、第２のシャント抵抗３０の電位差Ｖｂ
は、第２の寄生トランジスタ３２を介して得られる半波
長分の正弦波形状をした負の電圧ｖ１〜ｖ６と、これに
続く第２ＭＯＳ型トランジスタ２９を介して得られる半
波長分の正の正弦波ｖ７〜ｖ１１とからなる。
【００５４】このようにして得られたシャント抵抗２
６、３０の両端間の電位差Ｖａ、Ｖｂを、シャント抵抗
の抵抗値で除算してシャント抵抗２６、３０を流れる電
流値Ｉｐ、Ｉ’ｎを得る。電流値Ｉｐ、Ｉ’ｎは、シャ
ント抵抗の抵抗値が一定であることから、図６のＢにＩ
１〜Ｉ１１、ｉ’１〜ｉ’１１で示すように、電位差Ｖ
ａ、Ｖｂに比例した大きさとなっている。
６、３０の両端間の電位差Ｖａ、Ｖｂを、シャント抵抗
の抵抗値で除算してシャント抵抗２６、３０を流れる電
流値Ｉｐ、Ｉ’ｎを得る。電流値Ｉｐ、Ｉ’ｎは、シャ
ント抵抗の抵抗値が一定であることから、図６のＢにＩ
１〜Ｉ１１、ｉ’１〜ｉ’１１で示すように、電位差Ｖ
ａ、Ｖｂに比例した大きさとなっている。
【００５５】次いで、演算を簡単にするため下アーム３
のシャント抵抗３０から求めた電流値Ｉ’ｎの正負を反
転して電流値Ｉｎとし、この電流値Ｉｎと上アーム２２
のシャント抵抗２６から求めた電流値Ｉｐとの和を求め
る。この合成電流（Ｉｎ＋Ｉｐ）は、図６のＣに示すよ
うに、電流Ｉ１〜Ｉ１１に電流Ｉ’ｎの正負を反転した
電流ｉ１〜ｉ１１を合成した正弦波の１波長分の正負に
切り替わる交流電流となる。
のシャント抵抗３０から求めた電流値Ｉ’ｎの正負を反
転して電流値Ｉｎとし、この電流値Ｉｎと上アーム２２
のシャント抵抗２６から求めた電流値Ｉｐとの和を求め
る。この合成電流（Ｉｎ＋Ｉｐ）は、図６のＣに示すよ
うに、電流Ｉ１〜Ｉ１１に電流Ｉ’ｎの正負を反転した
電流ｉ１〜ｉ１１を合成した正弦波の１波長分の正負に
切り替わる交流電流となる。
【００５６】この合成して得た電流値は、電流情報とし
て制御回路３５に入力する。制御回路３５は、電流情報
により補正した指令信号を第１、第２のＭＯＳ型トラン
ジスタ２４、２９の各ゲートへ出力する。このように、
第１、第２のシャント抵抗２６、３０を流れる電流値を
測定できるとともに、ＭＯＳ型トランジスタ２４、２９
のゲートへ出力する指令信号を最適に制御することが可
能となる。
て制御回路３５に入力する。制御回路３５は、電流情報
により補正した指令信号を第１、第２のＭＯＳ型トラン
ジスタ２４、２９の各ゲートへ出力する。このように、
第１、第２のシャント抵抗２６、３０を流れる電流値を
測定できるとともに、ＭＯＳ型トランジスタ２４、２９
のゲートへ出力する指令信号を最適に制御することが可
能となる。
【００５７】以上のように、第２の実施例にあっても、
第１、第２のシャント抵抗２６、３０を流れる電流を指
令信号の出力と同期して検出することにより、同じ電流
検出処理回路３６で第１、第２のＭＯＳ型トランジスタ
２４、２９および寄生ダイオード２７、３２やモータに
過電流あるいは短絡電流が流れているか否かを判断する
ことが可能となり、部品点数およびコストを下げること
ができる。また、ＭＯＳ型トランジスタ２４、２９とシ
ャント抵抗２６、３０とを同一チップ上に形成している
ので、電流センサを外部に設ける必要もなくコンパクト
な駆動装置とすることができる。
第１、第２のシャント抵抗２６、３０を流れる電流を指
令信号の出力と同期して検出することにより、同じ電流
検出処理回路３６で第１、第２のＭＯＳ型トランジスタ
２４、２９および寄生ダイオード２７、３２やモータに
過電流あるいは短絡電流が流れているか否かを判断する
ことが可能となり、部品点数およびコストを下げること
ができる。また、ＭＯＳ型トランジスタ２４、２９とシ
ャント抵抗２６、３０とを同一チップ上に形成している
ので、電流センサを外部に設ける必要もなくコンパクト
な駆動装置とすることができる。
【００５８】なお、第１、第２のいずれの実施例にあっ
ても、電流検出に際して、一方のシャント抵抗で検出し
た電流値と他方のシャント抵抗で検出した値を正負反転
させた電流値とを加算合成して指令信号のための電流情
報としたが、加算せずに個別に制御回路１５または３５
へ送るようにしてもよい。この場合は、上アーム側をオ
ン・オフ制御するときは、第１のＩＧＢＴまたは第１の
ＭＯＳ型トランジスタをオン時に上アームのシャント抵
抗で検出した電流値を、第１のＩＧＢＴまたは第１のＭ
ＯＳ型トランジスタをオフ時に下アームのシャント抵抗
で検出した電流値を電流情報とし、また、下アーム側を
オン・オフ制御するときは、第２のＩＧＢＴまたは第２
のＭＯＳ型トランジスタをオン時に下アームのシャント
抵抗で検出した電流値を、第２のＩＧＢＴまたは第２の
ＭＯＳ型トランジスタをオフ時に上アームのシャント抵
抗で検出した電流値を電流情報とする。
ても、電流検出に際して、一方のシャント抵抗で検出し
た電流値と他方のシャント抵抗で検出した値を正負反転
させた電流値とを加算合成して指令信号のための電流情
報としたが、加算せずに個別に制御回路１５または３５
へ送るようにしてもよい。この場合は、上アーム側をオ
ン・オフ制御するときは、第１のＩＧＢＴまたは第１の
ＭＯＳ型トランジスタをオン時に上アームのシャント抵
抗で検出した電流値を、第１のＩＧＢＴまたは第１のＭ
ＯＳ型トランジスタをオフ時に下アームのシャント抵抗
で検出した電流値を電流情報とし、また、下アーム側を
オン・オフ制御するときは、第２のＩＧＢＴまたは第２
のＭＯＳ型トランジスタをオン時に下アームのシャント
抵抗で検出した電流値を、第２のＩＧＢＴまたは第２の
ＭＯＳ型トランジスタをオフ時に上アームのシャント抵
抗で検出した電流値を電流情報とする。
【００５９】なお、各実施例では、パワー・モジュール
の接続先を３相交流モータとして説明したが、これに限
定されず、本発明は任意の誘導性負荷の駆動に適用でき
る。
の接続先を３相交流モータとして説明したが、これに限
定されず、本発明は任意の誘導性負荷の駆動に適用でき
る。
【図１】本発明の第１の実施例を示す図である。
【図２】出力電流の波形を示す図である。
【図３】シャント抵抗を流れる電流の検出要領を示す説
明図である。
明図である。
【図４】本発明の第２の実施例を示す図である。
【図５】第２の実施例における出力電流の波形を示す図
である。
である。
【図６】シャント抵抗を流れる電流の検出要領を示す説
明図である。
明図である。
１ パワー・モジュール
２ 上アーム
３ 下アーム
４ 第１のＩＧＢＴ（第１の電流制御型トランジ
スタ） ６ 第１のシャント抵抗（第１の抵抗） ７ 第１のフリーホイールダイオード（第１のダ
イオード） ８ 駆動端子 ９ 第２のＩＧＢＴ（第２の電流制御型トランジ
スタ） １０ 第２のシャント抵抗（第２の抵抗） １２ 第２のフリーホイールダイオード（第２のダ
イオード） １３ コントローラ １５ 制御回路 １６ 電流検出処理回路（電流検出手段） ２１ パワー・モジュール ２２ 上アーム ２３ 下アーム ２４ 第１のＭＯＳ型トランジスタ ２６ 第１のシャント抵抗（第１の抵抗） ２７ 第１の寄生ダイオード（第１のダイオード） ２８ 駆動端子 ２９ 第２のＭＯＳ型トランジスタ ３０ 第２のシャント抵抗（第２の抵抗） ３２ 第２の寄生ダイオード（第２のダイオード） ３３ コントローラ ３５ 制御回路 ３６ 電流検出処理回路（電流検出手段）
スタ） ６ 第１のシャント抵抗（第１の抵抗） ７ 第１のフリーホイールダイオード（第１のダ
イオード） ８ 駆動端子 ９ 第２のＩＧＢＴ（第２の電流制御型トランジ
スタ） １０ 第２のシャント抵抗（第２の抵抗） １２ 第２のフリーホイールダイオード（第２のダ
イオード） １３ コントローラ １５ 制御回路 １６ 電流検出処理回路（電流検出手段） ２１ パワー・モジュール ２２ 上アーム ２３ 下アーム ２４ 第１のＭＯＳ型トランジスタ ２６ 第１のシャント抵抗（第１の抵抗） ２７ 第１の寄生ダイオード（第１のダイオード） ２８ 駆動端子 ２９ 第２のＭＯＳ型トランジスタ ３０ 第２のシャント抵抗（第２の抵抗） ３２ 第２の寄生ダイオード（第２のダイオード） ３３ コントローラ ３５ 制御回路 ３６ 電流検出処理回路（電流検出手段）
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
Ｆターム(参考） 5H410 EA10 EA35 EB09 FF05 FF23
LL06 LL19
5H740 BA11 BB05 MM12
5J055 AX32 AX44 AX64 BX16 CX08
CX13 CX20 DX09 DX13 DX22
DX72 DX84 EY01 EY12 FX04
FX32 GX01 GX02 GX04
Claims (6)
- 【請求項１】 第１の電流制御型トランジスタと、該第
１の電流制御型トランジスタの一端へ直列に一端が接続
された第１の抵抗と、前記第１の電流制御型トランジス
タの他端に前記第１の抵抗の他端を接続する第１のダイ
オードとからなる上アームと、 第２の電流制御型トランジスタと、該第２の電流制御型
トランジスタの一端へ直列に一端が接続された第２の抵
抗と、前記第２の電流制御型トランジスタの他端に前記
第２の抵抗の他端を接続する第２のダイオードとからな
る下アームと、前記上アームの一端と前記下アームの一
端とに接続されて駆動電流を誘導性負荷へ供給する駆動
端子と、 前記第１の電流制御型トランジスタを駆動する第１の駆
動信号および前記第２の電流制御型トランジスタを駆動
する第２の駆動信号を出力する制御回路と、 該制御回路によって、第１の駆動信号が出力されている
場合には、該第１の駆動信号に同期して前記第１の抵抗
に流れる電流を検出し、前記第２の駆動信号が出力され
ている場合には、該第２の駆動信号に同期して前記第２
の抵抗に流れる電流を検出する電流検出手段とを備えた
ことを特徴とする誘導性負荷の駆動装置。 - 【請求項２】 前記トランジスタと前記抵抗とは、同一
の半導体基板上に形成されていることを特徴する請求項
１に記載の誘導性負荷の駆動装置。 - 【請求項３】 前記第１の抵抗と前記第２の抵抗とは、
前記電流制御型トランジスタのエミッタ側に形成されて
いることを特徴とする請求項１または２に記載の誘導性
負荷の駆動装置。 - 【請求項４】 第１のＭＯＳ型トランジスタと、該第１
のＭＯＳ型トランジスタの一端へ直列に一端が接続され
た第１の抵抗と、前記第１のＭＯＳ型トランジスタに寄
生する第１のダイオードとからなる上アームと、 第２のＭＯＳ型トランジスタと、該第２のＭＯＳ型トラ
ンジスタの一端へ直列に一端が接続された第２の抵抗
と、前記第２のＭＯＳ型トランジスタに寄生する第２の
ダイオードとからなる下アームと、 前記上アームの一端と前記下アームの一端とに接続され
て駆動電流を誘導性負荷へ供給する駆動端子と、 前記第１のＭＯＳ型トランジスタを駆動する第１の駆動
信号および前記第２のＭＯＳ型トランジスタを駆動する
第２の駆動信号を出力する制御回路と、 該制御回路によって、第１の駆動信号が出力されている
場合には、該第１の駆動信号に同期して前記第１の抵抗
に流れる電流を検出し、前記第２の駆動信号が出力され
ている場合には、該第２の駆動信号に同期して前記第２
の抵抗に流れる電流を検出する電流検出手段とを備えた
ことを特徴とする誘導性負荷の駆動装置。 - 【請求項５】 前記トランジスタと前記抵抗とは、同一
の半導体基板上に形成されていることを特徴する請求項
４に記載の誘導性負荷の駆動装置。 - 【請求項６】 前記第１の抵抗と前記第２の抵抗とは、
前記ＭＯＳ型トランジスタのソース側に形成されている
ことを特徴とする請求項４または５のいずれかに記載の
誘導性負荷の駆動装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001370345A JP2003174766A (ja) | 2001-12-04 | 2001-12-04 | 誘導性負荷の駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001370345A JP2003174766A (ja) | 2001-12-04 | 2001-12-04 | 誘導性負荷の駆動装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003174766A true JP2003174766A (ja) | 2003-06-20 |
Family
ID=19179585
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001370345A Pending JP2003174766A (ja) | 2001-12-04 | 2001-12-04 | 誘導性負荷の駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003174766A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100738450B1 (ko) | 2003-07-21 | 2007-07-11 | 주식회사 만도 | 스위칭 소자의 병렬 구동회로 |
| US7557557B2 (en) | 2004-03-03 | 2009-07-07 | Rohm Co., Ltd. | Current detection circuit, load drive circuit, and memory storage |
| WO2012018073A1 (ja) * | 2010-08-04 | 2012-02-09 | ローム株式会社 | パワーモジュールおよび出力回路 |
| CN111786585A (zh) * | 2020-05-29 | 2020-10-16 | 华为技术有限公司 | 逆变器及电子设备 |
| CN114094556A (zh) * | 2021-11-08 | 2022-02-25 | 中南大学 | 一种适用于多igbt并联的动态均流缓冲电路 |
-
2001
- 2001-12-04 JP JP2001370345A patent/JP2003174766A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100738450B1 (ko) | 2003-07-21 | 2007-07-11 | 주식회사 만도 | 스위칭 소자의 병렬 구동회로 |
| US7557557B2 (en) | 2004-03-03 | 2009-07-07 | Rohm Co., Ltd. | Current detection circuit, load drive circuit, and memory storage |
| WO2012018073A1 (ja) * | 2010-08-04 | 2012-02-09 | ローム株式会社 | パワーモジュールおよび出力回路 |
| US9018985B2 (en) | 2010-08-04 | 2015-04-28 | Rohm Co., Ltd. | Power module and output circuit |
| JP5858914B2 (ja) * | 2010-08-04 | 2016-02-10 | ローム株式会社 | パワーモジュールおよび出力回路 |
| CN111786585A (zh) * | 2020-05-29 | 2020-10-16 | 华为技术有限公司 | 逆变器及电子设备 |
| CN111786585B (zh) * | 2020-05-29 | 2021-07-09 | 华为技术有限公司 | 逆变器及电子设备 |
| CN114094556A (zh) * | 2021-11-08 | 2022-02-25 | 中南大学 | 一种适用于多igbt并联的动态均流缓冲电路 |
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20051227 |
|
| A02 | Decision of refusal |
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