JP2003167603A

JP2003167603A - 発電機の電流−電圧特性を利用した予測型高速最大電力追従制御方法

Info

Publication number: JP2003167603A
Application number: JP2001368087A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Nomura; 弘野村; Yukihisa Maeda; 幸久前田; Kenji Yamamoto; 健児山本
Original assignee: ECO ENERGY KK
Current assignee: ECO ENERGY KK
Priority date: 2001-12-03
Filing date: 2001-12-03
Publication date: 2003-06-13

Abstract

(57)【要約】【課題】これまで、発電機に接続された電気的負荷に対
して常に最大の発電出力を供給するための最大電力追従
制御が施されてきた。しかし、この制御方法として一般
的に使用される山登り法では最大電力点に達するまでに
時間が必要で有効な電力エネルギーを取りこぼす問題が
あった。この問題を解決すべく短時間で最大電力点に達
し、発電効率を高める制御方法を提供すること。【解決手段】発電機の電流−電圧特性が多項式（特に１
次で）近似可能なことに着目し、それらの係数を用いて
最大電力点をもたらす動作点を予測的にすばやく決定し
設定することで解決する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明が属する技術分野】本発明は交流同期発電機や交
流誘導発電機、直流発電機などの発電機から、それに接
続された電気的負荷に対して常に最大の発電出力を供給
するための制御方法に関する。詳しくは、発電機の運転
を最大の発電効率に保つ制御として一般的に知られるＭ
ＰＰＴ（ＭａｘｉｍｕｍＰｏｗｅｒＰｏｉｎｔＴ
ｒａｃｋｉｎｇ）制御方法のアルゴリズムに関する。

【０００２】

【従来の技術】風力エネルギーや水力エネルギーなどの
機械エネルギーを電気エネルギーに変換するために発電
機が用いられる。従来、小規模な発電機システムでは図
１に示すように発電機１２と電気的負荷３が直接接続さ
れてきた。ここで、電気的負荷（以後、単に負荷と呼
ぶ）とは単純な電熱抵抗やバッテリー、交流電力網に連
係するためなどの電力変換器を示す。また、図２に示す
如く発電機１２が交流発電機であり、負荷がバッテリー
３２に代表されるような直流で電力を供給する必要があ
る状況下では、ダイオードなどの半導体素子を用いた整
流器１４が発電機１２と負荷３との間に挿入されている
場合もあるが、交流を直流に変換しているのみで本質的
には図１の直接接続されている構成と変わりない。

【０００３】いま、図１や図２において発電機１２が無
負荷状態において回転数ｎ_０［ｒｐｍ］で回転してお
り、このｎ_０を初期回転数と呼ぶこととする。この状態
から負荷３に流れる電流２１（以後、負荷電流２１と呼
ぶ）を徐々に増加させていくと、負荷３に供給される電
力Ｐ_１＝Ｖ_１・Ｉ_１は図３に示すカーブを描く。図３で
は、例として発電機１２の初期回転数ｎ_０が１００ｒｐ
ｍ、２００ｒｐｍ、３００ｒｐｍの場合を示している。
補足しておくと発電機１２の初期回転数をｎ_０と設定し
たのち、負荷電流２１を徐々に増加させると負荷が重く
なるため回転数は初期回転数ｎ_０から減少してゆく。な
お、発電機１２の種類や負荷との間に挿入される整流器
１４の有無に関わらず、図３に示した特徴は現れること
が一般的に知られている。

【０００４】図３より理解されることは、発電機部１か
ら負荷３に供給される電力Ｐ_１は負荷電流２１の関数で
あり、最大電力をもたらす最適な電流値が存在するとい
うことである。図３において初期回転数ｎ_０＝２００ｒ
ｐｍの例で示せば、最大電力Ｐ_ｍａｘをもたらす最適な
電流値はＩ_ｍであり、それ以外、例えばＩ_ａやＩ_ｂなど
の負荷電流値で運転しても最大電力は得られていないこ
とになる。また、発電機１２の回転数が変化してしまう
と最適な電流値は変化してしまう。このことを図３で示
すと、最適な電流値Ｉ_ｍは初期回転数ｎ_０＝２００ｒｐ
ｍに限ったことであり、初期回転数ｎ_０＝１００ｒｐｍ
や３００ｒｐｍにおいては、もはや電流値Ｉ_ｍは最大電
力をもたらす最適な電流値ではないということである。
なお、図３では負荷に供給される電力Ｐ_１を負荷電流２
１の関数として表しているが、これを負荷電圧２２の関
数として置き換えても同様の特性が得られ、意味は全く
変わらない。以上のことより、発電機１２の運転状態に
応じて時々刻々に最大電力を取り出せる最適な負荷状態
を作り出すことが求められる。

【０００５】以上のことより、図１や図２のように発電
機１２にバッテリーなど負荷３を直接接続しているだけ
では負荷状態が一定のため、発電機の運転状態に応じた
適切な負荷状態を作り出すことが不可能である。ここで
負荷状態が一定とは、バッテリー３２では負荷電圧２２
がそのバッテリー電圧に固定される、電熱抵抗などの抵
抗負荷では負荷３１のインピーダンスが一定であること
を意味する。つまり、図１や図２の構成では本来発電機
から得られる電気エネルギー全てを取り出せていない。
そこで上述の対策として、図４に示すように発電機部１
と負荷３との間に電力変換器４を挿入して発電機１２に
対して適切な負荷３の状態を作り出すことが提案されて
いる。具体的に電力変換器４とはチョッパ回路などを用
いたＤＣ−ＤＣコンバータが相当する。図４の電力変換
器４はちょうど電気的に巻線比を調整可能な変圧器のよ
うに振る舞い、発電機部１と負荷３との整合器の役目を
果たしていると考えることができる。

【０００６】ここで問題となるのが、図４において電力
変換器４を制御するコントローラ５に実装する制御方法
である。コントローラ５に課せられることは、発電機部
１から現在の運転状態において取得できる最大エネルギ
ーを負荷３に転送するべく電力変換器４を調整すること
である。この制御方法として一般的によく知られている
のが古典的な「山登り法」である。この手法は、未知の
最大点を探し当てるために図３に示した負荷電流２１を
Δ_ｓ毎に逐次探索してゆき、山形の電力関数（対象関
数）の最大点を求める手法である。具体的には、図３に
おいて負荷電流２１を０Ａの点からΔ_ｓずつ増加させて
ゆき、黒丸（●）のポイントを取り込んでゆく。この動
作を一つ前に取り込んだポイントの電力値よりも現在の
それが小さくなるまで繰り返す。つまり、負荷に供給さ
れる電力Ｐ_１が増加している間は負荷電流２１をΔ_ｓず
つ増加させてゆく方法である。この手法では毎回対象関
数を走査するため、発電機の特性を前もって測定する必
要がなく如何なる発電機にも対応できる利点がある。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】ところが、前述の山登
り法には欠点がある。それは、時間的な走査解像度とこ
の手法が導き出す最適解の精度が相反関係にあることで
ある。具体的に述べると、山登り法により決定される最
適解の精度を向上させるためには図３の負荷電流値を非
常に細かい取込ステップΔ_ｓで探索する必要がある。言
い換えれば、図３において黒丸（●）のポイントを非常
に多く取り込むことに相当するため多くの時間が必要で
ある。逆に短時間で最適解を決定したい場合には、図３
の負荷電流値を荒い取込ステップΔ_ｓで探索することに
なるが、サンプリング点が少なくなるために決定される
最適解の精度は悪くなる。このように、最適値を決定す
るまでの時間とその決定値の精度とは互いに相反する関
係にある。

【０００８】また、山登り法は変数をΔ_ｓずつ逐次更新
しながら最適解までたどり着く手法のため、決定までに
根本的に時間が必要である。このことは、風力発電機な
どの発電機の回転数が比較的早く（少なくとも秒単位
で）変化している発電系では致命的な欠点になることを
示唆している。ここに挙げた風力発電機の例を持ち出す
と、負荷電流２１をΔ_ｓ次に進めた時点では、既に風速
が変化しており発電機の回転数は変化している。すなわ
ち、最適点決定のためにサンプリングしたデータは既に
過去の発電機系を表現したものであるか、発電機系が極
短時間での時変性を有するときにはサンプリング中にも
発電機１２の状態が時々刻々変化しており、サンプリン
グデータ自体がエイリアス化している可能性がある。こ
れでは正しい最適点を追従することができない。なお、
サンプリング時間が長時間必要であることが問題であれ
ば次の取込ステップΔ_ｓまで飛ぶ時間を短縮することで
全体的なサンプリング時間を短くすれば良いと思われる
が、実際これは不可能である。なぜならば、発電機系自
体がダイナミックな特性を有しているため、少なくとも
系自体の時定数以上は待機し定常状態に入ってから次の
サンプリングを行わないと有効なデータの取得が行えな
いためである。

【０００９】以上のことより、出来る限りサンプリング
点数が少なく、かつ短時間で最適点を見つけ出す制御方
法の発明が望まれる。重要な評価基準として、如何に最
大電力をもたらす最適点に長く留まっているか、すなわ
ち高速で良好な追従性能を有する制御方法の開発が要求
される。

【００１０】

【課題を解決するための手段】いま、図１や図２の構成
で負荷３のインピーダンス値を変化させることを考え
る。負荷抵抗３１が高インピーダンスのときは、負荷電
流２１は流れにくく負荷電圧２２は高い状態である。逆
に負荷抵抗３１を低インピーダンスにすると、負荷電流
２１は多く流れ負荷電圧２２は低くなる。この要領で負
荷抵抗３１のインピーダンスを連続的に変化させたとき
の負荷電流２１に対する負荷電圧２２を描くと、図５に
示した電流−電圧特性曲線６２が得られる。なお、図５
中に点線で示した電力Ｐ_１（曲線６１）は図３の電力Ｐ
_１と全く同じである。

【００１１】ここで注目したいのが図５の電流−電圧特
性曲線６２である。いま、この電流−電圧特性曲線６２
を一次関数で近似した直線を近似直線６３で示した。近
似直線６３を見ると、負荷電流２１の小さい領域および
大きい領域（図５中ｎ_０＝３００ｒｐｍを例にとると、
３Ａ以下と１２Ａ以上の領域）においては実際の電流−
電圧特性曲線６２とズレが生じているものの、電力Ｐ_１
が最大電力点をもたらす中央領域においてはよく合致し
ていることが分かる。このことは、発電機１から負荷電
流２１を取り出したときの負荷電圧２２の電圧降下は比
例関係（一次関数）で近似可能なことを意味している。

【００１２】図５の近似直線６３は一次関数のため、電
流−電圧特性曲線６２上で中央領域のサンプリング点が
最低２点あれば決定することができる。求め方としては
最小平均二乗（ＬＭＳ）アルゴリズムに代表される統計
的手法、サンプリングした２点のデータから幾何学的手
法により傾き、オフセット（切片）を決定するなど何種
類か挙げられるが何れを用いても構わない。

【００１３】上述の手法を用いて決定された図５の近似
直線６３を数１とする。数１は負荷電圧２２（Ｖ_１）を
負荷電流２１（Ｉ_１）の一次関数として表し、αは近似
直線６３の傾き、βはそのオフセット（切片）である。

【００１４】

【数１】

【００１５】ここで、数１を用いて図５の電力Ｐ_１（曲
線６１）を表現することを考える。電力Ｐ_１は数２で与
えられ、さらにＶ_１は既に数１で表されている。そこ
で、数２に数１を代入すると最終的に数３で表現でき
る。数３を見ると分かるように、電力Ｐ_１が負荷電流２
１（Ｉ_１）のみで表せた。

【００１６】

【数２】

【００１７】

【数３】

【００１８】ところで、数３に示した電力の関数Ｐ_１も
Ｉ_１に関する２次関数であるため、図５の電力Ｐ_１（曲
線６１）と同様に最大電力点を有する。そこで、その最
大電力点を解析的に求めるために数３を変数Ｉ_１で微分
する。最大電力点を与える電流値Ｉ_１ｍは、その一階導
関数が０と交差する点を求めればよい。数３の一階導関
数を数４に示した。ここで，一変数の微分記号ｄを用い
ずに多変数の偏微分記号∂を用いている意味は、数３で
示した電力Ｐ_１は実際には負荷電流２１（Ｉ_１）のみの
関数ではなく発電機１の回転数ｎにも関係していること
を意識させるためである。数４を解くと、最大電力点を
与える最適な負荷電流値Ｉ_１ｍは数５となる。

【００１９】

【数４】

【００２０】

【数５】

【００２１】数５から分かることは、最大電力点を与え
る最適な負荷電流２１は電流−電圧特性曲線６２の傾き
とオフセット（切片）から求めることが可能であるとい
うことである。そして、その電流−電圧特性曲線６２の
傾きは一次関数で近似できるため、２点の電圧と電流の
データ対をサンプリングすれば決定できることになる。
これは極めて高速な推定が可能であることを意味してい
る。項目

【発明が解決しようとする課題】で記述したように、従
来の山登り法では最大電力点に達するまでに少なくとも
数サンプリング以上必要であったが、本発明の手法によ
ればたったの２点のサンプリングのみでその区間内の最
大電力点を求めることができる。従来の山登り法が最大
電力点へ達するまでにｎ点のサンプリングを要していた
とすると、本発明を用いることでそのｎ／２倍の高速化
が可能である。例えば、山登り法では２０点のサンプリ
ングを要していたとすると、本発明によればその１０倍
高速な最適点への追従が可能である。

【００２２】以上が本発明の基礎原理であるが、更なる
追従の高速化や決定される最適点の精度向上が可能であ
る。次に、第一として更に高速な最適点への追従方法、
第二として決定される最適点の安定化方法、第三として
決定される最適点の精度向上の三点の改善方法を述べて
ゆく。

【００２３】第一として、さらに高速な最適点への追従
させる改善方法について述べる。前項では図５におい
て、電流−電圧特性曲線６２はその近似直線６３で近似
可能なことを利用した。同図には、ｎ_０＝２００ｒｐｍ
時の近似直線６３１、ｎ_０＝１００ｒｐｍ時の近似直線
６３２も示している。ここで、近似直線６３、６３１、
６３２を見るとオフセット（切片）は初期回転数ｎ_０に
依存して変化しているが、傾きはそれにほとんど依存し
ておらず一定であることが分かる。このことは、数５に
おいて傾きαを定数として予め固定しておくことが可能
であることを意味している。傾きαを定数として固定す
ることで、最大電力点を与える最適な負荷電流値Ｉ_１ｍ
はオフセットβを求めるだけで決定可能となる。ここ
で、図５の点（◎）ｐに示す如く現在の状態における負
荷電流２１をＩ_１ｐ、負荷電圧２２をＶ_１ｐとすると、
オフセットβは数６で求めることができる。これは数１
を変形したもので、βの物理的な意味は発電機の無負荷
端子電圧である。これを数５に代入することで数７が得
られる。

【００２４】

【数６】

【００２５】

【数７】

【００２６】数７から分かるように傾きαが予め既知と
できる場合には、最適な負荷電流値Ｉ_１ｍを求めるため
に現在の負荷電流２１、負荷電圧２２が分かればよく、
１点のみのサンプリングで決定可能である。このため、
数５の傾きα、オフセットβとも求める基本方法と比較
して、さらに２倍の高速化が可能となる。先に述べたと
同様に従来の方法との追従速度を比較しておく。山登り
法が最大電力点に達するまでにｎ点のサンプリングを要
しているとすると、この改善方法を適用することにより
そのｎ倍の高速化が可能である。例えば、山登り法のた
めに２０点のサンプリングを要していたとすると、この
改善によりその２０倍高速な最適点への追従が可能であ
る。ただし、ここで述べた改善方法には欠点がある。そ
れは、対象とする発電機部１の傾きαを予め実験的に求
めておく必要がある点である。この点、先に述べた基本
方法では２点のサンプリングで毎回傾きα、オフセット
βとも求めているため、何れの種類の発電機にも事前の
測定を必要とせずに適用可能である。

【００２７】第二として、決定される最適な負荷電流値
Ｉ_１ｍの安定化を図る改善方法について述べる。最初
に、なぜ安定化を図る必要があるのかを説明する。図６
に示すように、先に述べた基本方法に従って電流−電圧
特性曲線６２を近似直線６３で近似するために、電流−
電圧特性曲線６２上の２点Ｐ_１、Ｐ_２をサンプリングし
ている状況を考える。いま、第２点目Ｐ_２をサンプリン
グする瞬間に負荷電圧２２方向にノイズεが重畳され、
誤差を持った点Ｐ_３をサンプリングしてしまったとす
る。このとき、２点Ｐ_１、Ｐ_３により決定される近似直
線は６３３になり、真の近似直線６３から大幅に誤差を
持った近似直線が得られることになる。この誤差を持っ
た近似直線６３３から決定される最適な負荷電流値Ｉ
_１ｍは当然誤差を持っている。従って、サンプリング点
にノイズなどの誤差要素が含まれると正しい最適点を追
従できない。なお、制御を司るコントローラ５からサン
プリング点にノイズが混入されているか否かを把握でき
ていればこのような問題は生じないが、一般的にこれが
不可能なために生じる問題である。

【００２８】この誤差に対する影響を取り除く改善方法
として、第一で述べたさらに高速な最適点への追従させ
る改善方法が参考となる。すなわち、傾きαは初期回転
数ｎ _０にほとんど依存しておらずほぼ一定であるという
点である。この事実より、新たに２点サンプリングして
求めた傾きα、オフセットβのうち傾きαは前回求めた
それとほぼ同じはずである。このとき、傾きαが余りに
も前回求めたものより異なっていれば、今回か前回のど
ちらかのサンプリングにおいて誤差が挿入されていたと
推察できる。このままでは今回の決定が正しいのか、前
回が正しいのかを確定することは不可能であるが、統計
的な平均値を用いることで解決できる。具体的には数８
を用いて求められる傾きα’を数５の傾きαの代替えと
して利用すれば良い。数８は過去ｎ個の傾きαの内から
その平均値を返す関数であり、突然ノイズなどの混入に
より誤差を持つ飛び出た傾きαが求められた場合、過去
の値で平均化されて誤差が抑制される仕組みである。こ
の改善方法の採用により安定的な最適値の決定が可能と
なるが、新たにＦＩＦＯメモリが必要となる。数８のｎ
は実用上４〜１０程度の値で十分であり、この程度であ
ればＦＩＦＯメモリに充てるＣＰＵ側のハードウェア・
リソースもほとんど負担にならない。

【００２９】

【数８】

【００３０】第三として、決定される最適点の精度を向
上させる改善方法について述べる。数５で最適点の決定
ができる前提として、図５に示す電流−電圧特性曲線６
２が直線近似できることが必要であった。図５中ｎ_０＝
３００ｒｐｍを例に取ると、負荷電流２１が３Ａ以上〜
１２Ａ以下の最大電力が存在する中央領域において直線
近似可能であることを利用している。しかし、発電機部
１の種類やその駆動力源の構成に依存して、直線近似で
きる領域が例えば５Ａ以上〜１０Ａ以下のように狭くな
る場合がある。また、この直線近似できる領域は初期回
転数ｎ_０に依存しており、本発明による制御方法の追従
性能を保ったまま、この領域を検出しようとすると負荷
電流２１、負荷電圧２２以外の要素を新たに取り込む必
要が発生する。これでは本発明の簡便さが損なわれるた
め改善が望まれる。この影響に対しての改善方法は、数
１Ｖ_１の代替えとして数９Ｖ_１’に示したようなより高
次の多項式を用いた関数近似を行うことである。すなわ
ち、直線近似にとどまらず曲線部分も多項式関数でモデ
リングしてしまうという方法である。なお、数９は数１
をｐ次一般多項式まで拡張したものであり、最大電力点
を与える最適な負荷電流２１を求める手順は今まで説明
してきたものと同様である。最大電力を与える最適な負
荷電流２１の値は数１０を満足する根（解）で与えられ
る。

【００３１】

【数９】

【００３２】

【数１０】

【００３３】数９に示したｐ次一般多項式の実係数
γ_ｐ、γ_ｐ−１、‥‥‥、γ_１、γ_０を決定するために
は、最低限ｐ＋１個のサンプリング点が必要である。従
って、あまり次数ｐを高くし過ぎるとモデリングのため
の計算量が増加するとともに、電流−電圧特性曲線６２
上のサンプリング点数が増加してしまい本発明の高速さ
か失われてしまう。山登り法と比較してこの改善方法が
高速であるためには、前者が最大電力点に達するまでに
ｎ点のサンプリングを要していたとすると、この改善方
法の次数ｐがｐ＜ｎ−１の関係を保っている必要があ
る。また、必要以上に次数ｐを高くすると数１０の根
（解）を求めるための手法が数値解析によらなければな
らなくなり、余計な計算量が増加してしまう。

【実施例】で後述するＣＰＵもしくはディジタル信号処
理プロセッサ（ＤＳＰ）の使用を前提とすると、制御の
リアルタイム性より解析的に数１０の根（解）求めるこ
とができる限界としてｐ＝２次程度である。また、どう
しても次数を上げたい場合、実用面から考えて数値解析
の手法を取り入れ、ｐ≦４次程度であると思われる。

【００３４】今まで説明してきた項目

【課題を解決するための手段】の補足をしておく。図５
では負荷電流２１に対する負荷電圧２２の電流−電圧特
性を用いているが、負荷電圧２２に対する負荷電流２１
の電圧−電流特性を用いても本明細書中の関係は成立
し、本発明の意味するところは全く変わらない。明細書
中では電力Ｐ_１を数３に示したように負荷電流２１（Ｉ
_１）の関数として説明しているが、これを負荷電圧２２
（Ｖ_１）の関数としても全く同様に取扱うことができ
る。

【００３５】

【発明の実施の形態】本発明を実施するに当たって、図
５に示した電流−電圧特性を数１で示した一次関数で近
似したり、安定性を向上させるためにその関数の係数に
対する平均化処理が必要となってくる。本発明を適用す
る技術的なレベルにも依存するが、数５に示した式で最
大電力点を決定する基本部分のみの実施では乗除演算器
があればよい。さらに決定される最適点の安定化を求め
て傾きαの変動を抑制する平均化処理まで実施したり、
数９に示したより高次な多項式関数の係数を運転時に同
定する処理を実施しようとすれば、それに見合ったＣＰ
Ｕもしくはディジタル信号処理プロセッサ（ＤＳＰ）と
メモリアレイが必須となってくる。本発明を全てアナロ
グ回路で構成することも可能ではあるが、適用する段階
によってはあまりにも膨大な規模になってしまうことが
予想され非現実的である。このため、現在最も現実的な
実施はＣＰＵもしくはディジタル信号処理プロセッサ
（ＤＳＰ）を用いることである。実用上、最も一般的な
第二の改善方法である数５の傾きαの変動を抑制する平
均化処理までの実施であれば、小型で安価、低消費電力
なワンチップ・マイクロコンピュータ（マイコン）を用
いた実装が最も適している。これを用いた具体的な実施
例を次に詳しく述べる。

【００３６】

【実施例】図７にワンチップ・マイクロコンピュータ
（マイコン）を用いた本発明の一実施例を示す。これ
は、図４の構成を具体的に回路で実現したものである。
発電機部１は、交流３相同期発電機１２で発電された３
相交流１３をダイオードブリッジから成る整流器１４に
て直流に変換している。その発電された電力を負荷３で
あるバッテリー３２に充電するシステムある。ちなみ
に、このシステムは離島や商用電力線の引けない地域に
おいて一般的に設置される風力発電機の構成である。次
に、電圧・電流検出部２、電力変換部４、制御コントロ
ーラ（ＣＰＵ）部５の各部について詳細を説明してゆ
く。

【００３７】本発明では既に説明してきたように、発電
機部の出力端における負荷電流２１（Ｉ_１）と負荷電圧
２２（Ｖ_１）を計測する必要がある。このため、電圧・
電流検出部２が設けられている。負荷電流２１（Ｉ_１）
を計測するために、ＤＣＣＴなどの電流センサ２１１を
使用して負荷電流信号２１２を得ている。同様に負荷電
圧２２（Ｖ_１）を計測するために、分圧器とアイソレー
ション・アンプの組み合わせなどの電圧センサ２２１を
使用して負荷電圧信号２２２を得ている。これらの信号
対は制御を司る制御コントローラ（ＣＰＵ）部５に入力
されている。

【００３８】発電機部１から負荷であるバッテリー３２
に対して最大電力を転送するべく、両者間を整合する役
目を果たす電力変換器４が設けられている。図７では、
電力変換器４として非絶縁型昇降圧チョッパ回路を用い
ている。本発明では、接続される電力変換器の種類は問
わない。例えば、絶縁型フライバックコンバータやフォ
ワードコンバータなどを用いても構わない。ここで非絶
縁型昇降圧チョッパ回路を用いている理由は、（１）昇
降圧動作が可能であること、（２）入力側と出力側が電
気的に絶縁されている必要がないこと、（３）構成が簡
単で制御が容易であること、（４）トランスを用いてい
ない分変換効率を高く保つことができることが挙げられ
る。もし、発電機部１からの出力１３の電圧が十分高く
降圧動作のみしか必要でないときは、降圧型コンバータ
を採用すればよい。図７に示した非絶縁型昇降圧チョッ
パ回路の動作原理を簡単に述べておく。ＳＷ素子４１は
ＰＷＭ信号にてスイッチング動作を行っている。ＰＷＭ
信号とは、キャリア周波数自体は変化せずに（周期は一
定で）その期間内のＯＮ−ＯＦＦ時間の割合が変化する
ような波形である。ＳＷ素子４１がＯＮ期間は、発電機
部１からの出力およびインプット・コンデンサ４５に充
電されたエネルギーによりインダクタ４２に電流が流
れ、電気エネルギーが磁気エネルギーとしてそれに蓄積
される。ＳＷ素子４１がＯＦＦすると、インダクタ４２
は今まで蓄積された磁気エネルギーを電気エネルギーと
して放出し始める。このとき電流の流れる向きは急激に
は変化できず、ダイオード４３を導通させて負荷３側に
流れる。ＰＷＭ信号のＯＮ−ＯＦＦ時間の割合（デュー
ティ比）を変化させることで降圧動作、昇圧動作が行え
る。昇降圧チョッパ回路は以上のようなスイッチング動
作をしており、電流が不連続なため出力波形はリプルを
有し、かつ高調波ノイズを輻射する要因となる。この対
策として、インプット・コンデンサ４５、アウトプット
・コンデンサ４４を挿入し電圧・電流波形の平滑化を行
っている。ちなみに、電流の流れより理解されるよう
に、入力と出力の電圧極性は反転している。以上のよう
に、ＳＷ素子４１に供給するＰＷＭ波のデューティ比を
変化させることで、負荷３の状態に固定されることなく
発電機部１の出力端における電流２１、電圧２２を制御
することが可能である。

【００３９】制御コントローラ（ＣＰＵ）部５では、最
大電力点を追従させるための演算・制御、電力変換器４
に対しての操作を行っている。即ち、本発明の実施はこ
こで行われる。制御コントローラ（ＣＰＵ）部５の構成
は、Ｔｒｕｅ−ＲＭＳＣｏｎｖｅｒｔｅｒ（真の実効
値変換器）５１、ワンチップ・マイクロコンピュータ５
２から成っている。ＡＤＣ（Ａ／Ｄ変換器）５２１やＰ
ＷＭＳｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒ（ＰＷＭ波形発生器）５
２５などのモジュールがワンチップ・マイクロコンピュ
ータ５２内に記入されているが、これらは汎用の産業用
ワンチップ・マイクロコンピュータに殆んど内蔵されて
いるためである。このように、汎用の産業用ワンチップ
・マイクロコンピュータを一つ用意すれば容易に実現で
きるのも本発明の簡便性ゆえの特徴である。次より、制
御コントローラ（ＣＰＵ）部５の詳細を説明してゆく。

【００４０】まずＴｒｕｅ−ＲＭＳＣｏｎｖｅｒｔｅ
ｒ５１の役割について説明する。先に述べたように電力
変換器４はスイッチング動作をしているため、負荷電流
２１、負荷電圧２２とも脈流波形でスイッチング・ノイ
ズが重畳されている。この中でも負荷電流２１はＰＷＭ
波のＯＮ−ＯＦＦ、ＯＦＦ−ＯＮ時に同期して断続する
波形のため、特にスイッチング・ノイズが多く含有され
た信号である。これらの信号を直接ＡＤＣ５２１で取り
込もうとすると、瞬時値を捕らえることとなり、数μ秒
のサンプリング点の違いにより負荷電流信号２１２や負
荷電圧信号２２２の全く異なった値を取り込むこととな
る。これでは正確な電流−電圧特性を取り込むことが不
可能である。また、負荷電流信号２１２と負荷電圧信号
２２２との積を演算することで、負荷に供給される電力
Ｐ_１を取得している。このため、負荷電流信号２１２と
負荷電圧信号２２２を単純にＬＰＦで平滑化して取り込
むだけでは正しい電力値が計算できない。そこで実効値
変換を施す必要があり、Ｔｒｕｅ−ＲＭＳＣｏｎｖｅ
ｒｔｅｒ５１が設けられている。ここで実効値に変換さ
れた信号は、負荷電流実効値信号５１１、負荷電圧実効
値信号５１２として各部に入力される。

【００４１】第二に、比較器５２３、ＰＩＤ演算器５２
４、およびＰＷＭＳｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒ５２５より
構成されている負帰還制御ループについて説明する。本
発明を実施することにより得られる結果は、数５に示す
如く最大電力点を与える電流値Ｉ_１ｍである。ところ
が、実際に操作する電力変換器４に対してはＰＷＭ波形
を与える必要があり、操作量としてはＰＷＭ波形のデュ
ーティ比を調節しなければならない。ここで、デューテ
ィ比と電力変換器４の入力端における端子電流、端子電
圧の関係は電力変換器４の種類により異なる。また、そ
れらの関係は降圧チョッパ回路の電流連続モード時など
の特別な状況を除いては一般的に非線形関係であり、関
係を事前に把握することは難しい。このため、図７に示
した指令値追従型の負帰還制御ループを設けている。こ
れが設けられたことで、ＣＰＵ５２２は目的とする負荷
電流２１値を出力するだけで良くなり、構成の簡略化が
図られた。ただし、ここで説明した負帰還制御ループは
回路として実装されているのではなく、あくまでもソフ
トウェア的に実装すればよく余計なコスト高は発生せず
に済むのである。

【００４２】第三に、ＣＰＵ５２２に実施されている本
発明の具体的な内容について説明する。ＣＰＵ５２２
は、図８に示す動作ステートを有するようにプログラミ
ングされている。これを、図９に示す実際の電流−電圧
特性と合わせながら説明してゆく。（Ｓｔａｔｅ−０）
図９上Ｐ_Ａ点に移動する。これが開始点となる。（Ｓｔ
ａｔｅ−１）Ｐ_Ａ点の負荷電流２１（Ｉ_１Ａ）と負荷電
圧２２（Ｖ_１Ａ）を取り込む。（Ｓｔａｔｅ−２）現在
の負荷電流２１よりも＋５％大きい電流値へ移動し、こ
こをＰ_Ｂ点とする。ここで＋５％の移動をしているが、
この値は決まったものではない。＋３％でも良いし、＋
１０％でも構わない。ただし、電流−電圧特性の近時直
線６３が特定できる移動量は最低有していなければなら
ない。また、大き過ぎると近時直線６３を特定する毎に
Ｐ_Ａ点からＰ_Ｂ点への大幅な移動を行うこととなり、最
大電力点に留まっている時間が短くなって効率が悪くな
る。（Ｓｔａｔｅ−３）Ｐ_Ｂ点の負荷電流２１
（Ｉ_１Ｂ）と負荷電圧２２（Ｖ_１Ｂ）を取り込む。（Ｓ
ｔａｔｅ−４）Ｐ_Ａ点とＰ_Ｂの電流、電圧データを用い
て数１に示す傾きα、オフセットβを求める。（Ｓｔａ
ｔｅ−５）先に求めた傾きα、オフセットβを数５に代
入し、最大電力点を与える電流値Ｉ_１ｍを求める。（Ｓ
ｔａｔｅ−６）前に説明した指令値追従型の負帰還制御
ループに対して電流値Ｉ _１ｍを出力し電力変換器４を操
作する。（Ｓｔａｔｅ−６）現在の負荷電流値Ｉ _１ｍよ
りも−５％小さい電流値へ移動し、ここをＰ_Ａ点とす
る。ここでも−５％の値は任意である。この流れを繰り
返すことで、常に発電機の最大電力点に追従することが
可能である。ここで説明した状況では、Ｐ_Ａ点からＰ_Ｂ
点に移動して最大電力点Ｐ_ｍを求めており、その移動量
は負荷電流２１の１０％である。

【００４３】以上の制御過程を時間軸上に展開したもの
を図１０に示す。図１０には、本発明による制御結果
と、その比較のために従来の手法である山登り法による
制御結果を併記している。図１０の制御結果を評価する
ために、図９上より最大電力点Ｐ_ｍでの最適な負荷電流
２１値（Ｉ_１ｍ）と負荷電圧２２値（Ｖ_１ｍ）、最大電
力値（Ｗ_１ｍ）を明らかにしておく。無負荷回転数ｎ_０
＝３００ｒｐｍにおける負荷電流２１値（Ｉ_１ｍ）は
８．５Ａ、負荷電圧２２値（Ｖ_１ｍ）は４７．１Ｖ、最
大電力値（Ｗ_１ｍ）は４００．４Ｗである。すなはち、
制御を開始してからこれらの値により速く収束すること
が望まれる。

【００４４】図１０より本発明の制御性能の評価を行
う。まず、前記で明らかにした最大電力点の負荷電流２
１、負荷電圧２２には（Ａ）本発明による制御実施例、
（Ｂ）山登り法による制御実施例とも収束しており、正
確に最大電力点に追従できていることが分かる。次に、
その最大電力点に到達するまでの到達時間を比較する。
（Ａ）本発明による制御実施例では２．５９秒、（Ｂ）
山登り法による制御実施例では２０．３３秒である。
（Ａ）と（Ｂ）の収束速度を比較すると、（Ａ）本発明
の方が（Ｂ）山登り方より約８倍高速であることが分か
る。図１０において、（Ｂ）山登り法では項目

【発明が解決しようとする課題】で説明したように最大
電力点までΔ_ｓごと逐次探索して行く様子が理解でき
る。このような最大電力点まで逐次探索してゆく方法で
は、その最大点を探索している期間、発電機から本来取
り出せる電気エネルギーを有効に取り出せていなかっ
た。一方、本発明による方法では最大電力点まで一気に
移動できるため、取りこぼす損失エネルギーが最小限で
済み全体としての利用効率を高く保つことができること
が分かる。

【００４５】

【発明の効果】本発明によれば、従来から存在する山登
り法などの対象区間を逐次探索してゆく最大電力追従制
御法と比べて高速な最大電力追従が可能である。これは
最大電力を求めるために必要なサンプリング点数が極端
に少ない特長を生かした結果である。この高速な最大電
力追従により、従来の手法では取りこぼしていた機械エ
ネルギーを最大限有効に電気エネルギーに変換できるた
め、発電システム全体の発電効率を高く保つことが可能
である。また、アルゴリズム自体が単純であるため、本
発明を実現するに当たり必要な装置はごく安価で構築可
能である。さらに本発明は発電機端の電流−電圧特性
（もしくは電圧−電流特性）のみを利用しているため、
最大電力追従制御を行いたい発電機系が図５に示した特
性を有していれさえすれば適用可能である。この図５の
特性は特異的なものではなく、ごく一般的な発電機系で
見られる特性のため、多様な発電機系で本発明の効果を
発揮することが可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】直流発電機と抵抗負荷の接続図である。

【図２】交流発電機とバッテリー負荷の接続図である。

【図３】負荷電流に対する発電機より供給される電力り
関係を示したグラフである。

【図４】電力の整合を目的として挿入される電力変換
器、およびコントローラの接続図である。

【図５】発電機出力端における負荷電流と負荷電圧の関
係を示したグラフである。

【図６】負荷電流と負荷電圧のデータ対サンプリング時
において誤差が混入する様子を示したグラフである。

【図７】ワンチップ・マイクロコンピュータ（マイコ
ン）を用いての本発明の実施例を示したブロック図であ
る。

【図８】ワンチップ・マイクロコンピュータ（マイコ
ン）の動作ステートを示した図である。

【図９】実施例においてワンチップ・マイクロコンピュ
ータ（マイコン）がサンプリングする負荷電圧・負荷電
流特性曲線上のデータ点を示した図である。

【図１０】実施例を実際の装置上で実施して得られた制
御実験結果である。

【符号の説明】

１発電装置の発電機部１１機械エネルギー入力１２発電機１３発電機出力１４整流器２発電機部の出力端電圧・電流を検出するための電
圧・電流検出部２１負荷電流値２１１負荷電流検出センサ２１２負荷電流検出信号２２負荷電圧値２２１負荷電圧検出センサ２２２負荷電圧検出信号３電気的負荷３１抵抗負荷３２バッテリー負荷４電力変換器４１スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ，トランジ
スタ，ＩＧＢＴなど）４２インダクタ４３ダイオード４４アウトプット平滑用コンデンサ４５インプット平滑用コンデンサ５制御コントローラ部５１Ｔｒｕｅ−ＲＭＳＣｏｎｖｅｒｔｅｒ（真の
実効値変換器）５１１負荷電流実効値信号５１２負荷電圧実効値信号５２ワンチップ・マイクロコンピュータ（マイコ
ン）部５２１Ａ／Ｄコンバータ５２２ＣＰＵコア５２３比較器５２４ＰＩＤコントローラ５２５ＰＷＭ波シンセサイザー６１負荷電流に対する供給される電力の変化６２負荷電流に対する負荷電圧の変化６３負荷電流に対する負荷電圧の近似直線（ｎ_０＝
３００ｒｐｍ）６３１負荷電流に対する負荷電圧の近似直線（ｎ_０
＝２００ｒｐｍ）６３２負荷電流に対する負荷電圧の近似直線（ｎ_０
＝１００ｒｐｍ）６３３負荷電流に対する負荷電圧の近似直線（誤差
が混入したときの例）

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者山本健児愛媛県松山市道後今市１番25号ルネ今市 106号Ｆターム(参考） 3H078 AA26 BB01 CC22 CC32 CC73 5H004 GA02 GA05 GB06 HA14 HB14 JA03 JA11 JA22 JB08 KA40 KB01 KC03 KC08 KC13 KC24 KC39 5H590 AA02 AA11 BB09 BB11 BB13 CC01 CC08 CC11 EB24 EB28 HA02 HA04 JA02

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】発電機とそれに接続された電気的負荷と
の間に最大電力追従制御を目的として挿入された電力変
換器の制御方法において、発電機系の特性上、その電力
変換器の入力端における発電機の出力端子電圧が出力電
流の１次関数で近似可能なことを利用し、もしくは出力
電流が出力端子電圧の１次関数で近似可能なことを利用
し、その近似関数を用いて表現される供給電力関数、お
よびその近似関数の係数を最大電力動作点の推定のため
に予測的に利用する制御方法。
【請求項２】発電機系の特性上、請求項１における１
次関数の１次項に掛かる係数が発電機の回転数によらず
ほぼ等しいことを利用して最大電力動作点の推定までの
時間短縮を目的とする改善を付加した、請求項１の制御
方法。
【請求項３】発電機系の特性上、請求項１における１
次関数の１次項に掛かる係数が発電機の回転数によらず
ほぼ等しいことを利用して推定される最大電力動作点の
安定化を目的とする改善を付加した、請求項１の制御方
法。
【請求項４】請求項１において、発電機系の特性上、
請求項１における１次関数で近似不可能な場合、もしく
は推定される最大電力動作点の精度向上を目的として、
請求項１における１次関数をｐ次一般多項式関数まで拡
張して再編された請求項１の制御方法を使用した制御方
法。