JP2003101347A

JP2003101347A - 発振回路および電子機器

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Publication number: JP2003101347A
Application number: JP2001371702A
Authority: JP
Inventors: Sachihiro Kobayashi; 祥宏小林; Nobuyuki Imai; 信行今井
Original assignee: Seiko Epson Corp
Current assignee: Seiko Epson Corp
Priority date: 2001-07-16
Filing date: 2001-12-05
Publication date: 2003-04-04
Anticipated expiration: 2021-12-05
Also published as: US20030016090A1; JP3900911B2; US6778030B2

Abstract

(57)【要約】【課題】所望の発振周波数において、帰還ループの位
相条件を容易に満たす。【解決手段】互いに出力信号の位相が異なる複数の出
力端子を有する差動増幅器３１と、ＳＡＷ共振子３２
と、移相回路３５と、を備え、差動増幅器３１、ＳＡＷ
共振子３２および移相回路３５により正帰還発振ループ
を形成した発振回路３０であって、差動増幅器３１の出
力端子のいずれか一つを正帰還発振ループを構成させる
べく選択するスイッチ回路３４を備える。このスイッチ
回路３４は、複数の信号ＳＱ１、ＳＱ２のうち、いずれ
か一つを選択して移相回路３５に出力する。移相回路３
５は、入力信号の位相を所定量だけずらしてＳＡＷ共振
子３２に出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、高周波発振動作を
行う発振回路およびこの発振回路を備えた電子機器に関
する。

【０００２】

【従来の技術】図１８は帰還型発振器の原理構成を示す
図である。圧電共振子を用いた帰還型発振器において、
帰還回路１０１には、共振子、位相回路、各素子を結ぶ
線路が含まれる。このうち、共振子が主として発振周波
数を決定するものとなっている。ゲインＧを有する増幅
器１００の入力側に、入力電圧Viが印加されると、増幅
器１００の出力側には、次式で示すように、入力電圧Vi
がG倍された出力電圧Voが出力される。 Vo ＝Vi・G この出力電圧Voは、電圧帰還率βを有する帰還回路１０
１を介してβＶ0だけ、次式で表されるフィードバック
電圧Vfとして増幅器１００の入力側に帰還される。 Vf＝Vo・β ＝Vi・G・β このとき Vf＞Vi であり、位相が等しければ、入力電圧よりも帰還された
電圧の方が大きくなるので、正帰還となり、発振が起こ
る。

【０００３】ここで、Viの位相をθi、Vfの位相をθf、
増幅器Gの位相変化をθG、帰還回路１０１での位相変化
をθβとすると、

【０００４】

【数１】

【０００５】(1)式が成り立つためには、位相が等しく
なければならないので、

【数２】

【数３】となる。(2)式が発振器の位相条件、(3)式が振幅条件で
ある。(2)，(3)式を満足すれば、図１８の帰還型発振器
は発振する。

【０００６】また、フィードバック電圧Vfが大きくなっ
てくると、増幅器１００の出力電圧Voは飽和して定常状
態となり、出力は安定する。この時の振幅条件は G・β=1 となる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】従来の圧電発振回路で
は、発振周波数に対し、相対的に増幅器の動作速度が高
速であるため、遅延時間つまり位相遅れによる移相量が
無視できるレベルであった。よって増幅器は、入力信号
に対して正相または反転増幅器とみなされていた。ま
た、発振条件における移相条件においては、主に共振子
および移相回路の移相条件が支配的であった。

【０００８】しかしながら、高周波発振回路、特に３０
０ＭＨｚ以上の発振周波数帯域で発振する発振回路にお
いては、共振子及び移相回路の移相条件に加えて、増幅
器及び各素子を接続するための線路の移相量の影響が大
きくなってくる。移相回路の移相量と回路規模には相関
関係が有り、発振回路の移相条件を満たすためには、必
要とされる移相量に伴って移相回路の回路規模が大きく
なってしまうという問題点があった。また、回路規模が
大きくなると製品毎のばらつきも大きくなってしまうと
いう問題点があった。

【０００９】さらに帰還ループのロス（損失）が大きく
なってしまい、発振条件を満たすために利得Ｇの大きな
増幅器を用いなければならず、ノイズなどの影響を受け
やすくなってしまうという問題点もあった。

【００１０】さらに、例えば、１５５［ＭＨｚ］の共振
周波数を有する共振子を用いて発振回路を設計する場合
と、６２２［ＭＨｚ］の共振周波数を有する共振子を用
いて発振回路を設計する場合とでは、発振回路に必要と
される移相量は大きく異なる。従って、各々の共振子に
合わせた回路基板の設計が必要であった。

【００１１】そこで、本発明の目的は、所望の発振周波
数において、発振ループの位相条件を容易に満たすこと
が可能な発振回路および電子機器を提供することにあ
る。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、互いに出力信号の位相が異なる複数の出力端子を有
する差動増幅器と、圧電共振子と、入力信号の位相を所
定量だけずらして出力信号として出力する移相回路と、
を備え、前記差動増幅器、前記圧電共振子および前記移
相回路により正帰還発振ループを形成した発振回路であ
って、前記差動増幅器の出力端子のいずれかを用いて前
記正帰還発振ループを構成させるべく、前記差動増幅器
の出力端子のいずれか一つを選択する信号選択部を備え
たことを特徴とする。

【００１３】上記構成によれば、信号選択部は、差動増
幅器、圧電共振子および移相回路により正帰還発振ルー
プを形成するに際し、差動増幅器の出力端子のいずれか
一つを前記正帰還発振ループを構成させるべく選択す
る。また、互いに出力信号の位相が異なる複数の出力端
子を有する差動増幅器と、圧電フィルタと、入力信号の
位相を所定量だけずらして出力信号として出力する移相
回路と、を備え、前記差動増幅器、前記圧電フィルタお
よび前記移相回路により正帰還発振ループを形成した発
振回路であって、前記差動増幅器の出力端子のいずれか
を用いて前記正帰還発振ループを構成させるべく、前記
差動増幅器の出力端子のいずれか一つを選択する信号選
択部を備えたことを特徴とする。

【００１４】上記構成によれば、信号選択部は、差動増
幅器、圧電共振子および移相回路により正帰還発振ルー
プを形成するに際し、差動増幅器の出力端子のいずれか
一つを前記正帰還発振ループを構成させるべく選択す
る。

【００１５】これらの場合において、前記差動増幅器
は、ＥＣＬラインレシーバを用いた差動増幅器を備える
ようにしてもよい。また、前記差動増幅器は、反転入力
端子及び非反転入力端子を有し、前記反転入力端子と前
記非反転入力端子とは、インピーダンス回路を介して接
続され、前記反転入力端子および前記非反転入力端子の
うち、いずれか一方にはバイアス電圧が印加され、他方
は、前記正帰還発振ループの入力端として機能するよう
にしてもよい。さらに前記インピーダンス回路は、イン
ダクタおよびキャパシタ有するタンク回路として構成さ
れ、前記タンク回路は前記移相回路における出力信号の
所望の周波数帯域のみを選択的に通過させるようにして
もよい。さらにまた、前記圧電共振子は、水晶ＡＴカッ
ト共振子であり、前記タンク回路は、前記水晶ＡＴカッ
ト共振子の奇数次オーバートーン発振周波数帯域あるい
は所望の発信周波数帯域のみを選択的に通過させるよう
にしてもよい。

【００１６】また、前記移相回路における出力信号のう
ち所定の周波数帯域成分のみを選択的に通過させる周波
数選択部を備えるようにしてもよい。さらに前記周波数
選択部は、並列接続された周波数選択用コンデンサ及び
周波数選択用コイルを備えるようにしてもよい。さらに
また、前記周波数選択用コンデンサは、その容量を可変
することにより前記移相回路の出力信号の周波数帯域成
分のみを選択的に通過させるようにしてもよい。また、
前記周波数選択用コンデンサは、レーザトリミング可能
なコンデンサとして形成されているようにしてもよい。
さらに前記周波数選択用コンデンサは、基板上にパター
ンとして形成されたトリミング可能なコンデンサとして
形成されているようにしてもよい。さらにまた、前記移
相回路は、当該移相回路の出力信号の周波数帯域成分を
選択的に阻止する周波数選択部を備えているようにして
もよい。

【００１７】また、前記周波数選択部は、前記移相回路
内にその容量を可変することが可能な可変容量コンデン
サとして形成されているようにしてもよい。さらに前記
可変容量コンデンサは、レーザトリミング可能なコンデ
ンサとして形成されているようにしてもよい。さらにま
た、前記可変容量コンデンサは、基板上にパターンとし
て形成されたトリミング可能なコンデンサとして形成さ
れているようにしてもよい。また、前記差動増幅器の出
力端子側に出力用差動増幅器を有する出力バッファ回路
を挿入するようにしてもよい。さらに前記出力用差動増
幅器は、ＥＣＬラインレシーバを用いた差動増幅器を備
えるようにしてもよい。さらにまた、前記正帰還発振ル
ープ中に互いに出力信号の位相が異なる複数の出力端子
を有する帰還用差動増幅器を有する帰還バッファ回路を
挿入するようにしてもよい。また、前記帰還バッファ回
路は、互いに並列接続され、前記複数の出力端子のうち
いずれかを有する前記帰還用差動増幅器を複数有し、前
記複数の帰還用差動増幅器のうち、いずれか一つが前記
正帰還発振ループ中に挿入されるようにしてもよい。さ
らに前記帰還バッファ回路は、直列接続された複数の前
記帰還用差動増幅器を有し、前記複数の帰還用差動増幅
器のうち、一つまたは順次直列に接続された複数の帰還
用差動増幅器が前記正帰還発振ループ中に挿入されるよ
うにしてもよい。

【００１８】さらにまた、前記帰還用差動増幅器は、そ
れぞれ非等間隔の出力信号の位相差を有するようにして
もよい。また、前記帰還用差動増幅器は、それぞれ等間
隔の出力信号の位相差を有するようにしてもよい。さら
に前記帰還用差動増幅器は、ＥＣＬラインレシーバを用
いた差動増幅器を備えるようにしてもよい。さらにま
た、前記信号選択部は、前記移相回路における移相量が
より少なくなるように前記選択を行うようにしてもよ
い。また、前記移相回路は、制御電圧の印加によりその
移相量を可変することが可能な電圧制御移相回路として
構成されているようにしてもよい。さらに前記圧電共振
子は、ＳＡＷ共振子であるようにしてもよい。さらにま
た、前記ＳＡＷ共振子は、水晶、ランガサイト、ＬＢＯ
（Lithium Tetraborate）のいずれかを用いて形成され
ているようにしてもよい。また、前記圧電共振子は、水
晶ＡＴカット共振子であるようにしてもよい。さらに、
電子機器において、上記いずれかの発振回路を備えるよ
うにしてもよい。

【００１９】

【発明の実施の形態】次に本発明の好適な実施の形態に
ついて図面を参照して説明する。［１］第１実施形態図１に基づいて、第１実施形態にかかる発振回路につい
て説明する。発振回路３０は、ＥＣＬラインレシーバに
より構成された差動増幅回路３１を備えている。この差
動増幅回路３１の非反転入力端子Ｄ１には、原発振信号
を生成し、出力するＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）
共振子３２の帰還ループ後段側の端子が接続されてい
る。

【００２０】また差動増幅回路３１の反転入力端子Ｄ２
と圧電共振子であるＳＡＷ共振子３２の帰還ループ後段
側の端子との間には、差動増幅回路３１の非反転入力端
子Ｄ１および反転入力端子Ｄ２の間に所定の電位差を発
生させるための電位差発生回路Ｚd（インピーダンス回
路）が介挿されている。さらに差動増幅回路３１の反転
入力端子Ｄ２にはバイアス電圧ＶBBが印加されている。
差動増幅回路３１の非反転出力端子Ｄ１には、差動増幅
回路（帰還用差動増幅回路）を有するバッファ回路（帰
還バッファ回路）３３の非反転入力端子が接続されてい
る。また差動増幅回路３１の反転出力端子Ｄ１には、バ
ッファ回路３３の反転入力端子が接続されている。

【００２１】この場合において、バッファ回路３３の非
反転入力端子及び反転入力端子にそれぞれ入力される信
号の出力信号の位相差は１８０［゜］となるように調整
されている。この結果、バッファ回路３３の非反転出力
端子Ｑ１から出力される信号ＳＱ１と反転出力端子Ｑ２
から出力される信号ＳＱ２との位相差は１８０［゜］と
なる。

【００２２】バッファ回路３３の後段には、この非反転
出力端子Ｑ１から出力される信号ＳＱ１あるいはその反
転出力端子Ｑ２から出力される信号ＳＱ２のいずれかを
選択するスイッチ回路（信号選択部）３４が設けられて
いる。スイッチ回路３４の後段には、移相回路３５が接
続され、移相回路３５における移相量が少なくなるよう
に、スイッチ回路３４は、信号ＳＱ１または信号ＳＱ２
のいずれかを選択的に出力する。差動増幅回路３１の正
出力端子および負出力端子の後段には、差動増幅回路
（出力用差動増幅器）を有する出力バッファ回路４０
（出力用バッファ回路）が接続されている。ここで、図
２を参照してスイッチ回路３４において信号選択を行う
ための手法について説明する。尚、バッファ回路３３や
出力バッファ回路４０を追加することにより、正帰還発
振ループの出力側に与える影響を低減することができ
る。

【００２３】図２は、信号ＳＱ１あるいは信号ＳＱ２の
いずれかを用いた場合に発振回路３０全体として位相条
件を満たすために移相回路３５において必要とされる移
相量を表した図である。すなわち、発振回路３０におけ
る所望の発振周波数をｆ0とした場合、帰還ループ（正
帰還発振ループ）において信号ＳＱ１を用いた場合に、
帰還ループ全体において位相条件を満たさせるために
は、移相回路３５における移相量をΔＱ１としなければ
ならないということを表している。信号ＳＱ２について
も同様である。そこで、調整者は、位相差ΔＱ１と位相
差ΔＱ２とを比較し、移相回路３５における移相量がよ
り少なくなるＴＸ端子（Ｘ＝１，２）側にスイッチ回路
３４を切り換える。例えば、 ΔＱ１＞ΔＱ２である場合には、スイッチ回路３４をバッファ回路３３
の反転出力端子Ｑ２のＴ２端子側とする。また、 ΔＱ１＜ΔＱ２である場合には、スイッチ回路３４をバッファ回路３３
の非反転出力端子Ｑ１のＴ１端子側とする。そして、移
相回路３５において、位相差ΔＱ１（あるいは位相差Δ
Ｑ２）をキャンセルするように、調整者がその調整を行
う。

【００２４】この結果、差動増幅回路３１、バッファ回
路３３、スイッチ回路３４、移相回路３５、ＳＡＷ共振
子３２および電位差発生回路Ｚdにより構成される帰還
ループの位相条件として、差動増幅回路３１の入出力信
号間の位相差θGおよびバッファ回路３３、スイッチ回
路３４、移相回路３５、ＳＡＷ共振子３２および電位差
発生回路Ｚd並びにこれらを接続する線路に起因する位
相ずれθβの和が次式を満たす。 θG＋θβ＝２・ｎ・π （ｎ＝０，１，……）この結果、発振回路３０は発振状態となって非反転出力
端子ＱＨ１及び反転出力端子ＱＨ２から基準信号が出力
される。

【００２５】上述したように本第１実施形態によれば、
移相回路３５における移相量が少なくなるように、バッ
ファ回路３３から出力される互いに相異なる位相を有す
る二つの信号ＳＱ１，ＳＱ２のうちからいずれかを選択
している。従って、移相回路３５における調整可能な移
相量を少なく設定することができ、回路規模を小さくす
ることができる。これに伴って、製品毎の移相回路３５
におけるばらつきの影響を低減することができる。さら
に帰還ループにおけるロスを減少させることができ、効
率の高い発振回路を構成することができる。

【００２６】さらにまた、上述したように１５５［ＭＨ
ｚ］の共振周波数を有する共振子を用いて発振回路を設
計する場合と、６２２［ＭＨｚ］の共振周波数を有する
共振子を用いて発振回路を設計する場合とでは、発振回
路に必要とされる移相量は大きく異なるがこのような場
合でも帰還ループが逆にはなるが、同様の回路構成を採
ることができ、設計を容易とすることができる。

【００２７】また、動画像のような大量のデータが伝送
できる１０ギガビットイーサネット（登録商標）（10 g
igabit Ethernet）に代表されるような高速なネットワ
ークシステムを構築することができる。

【００２８】［２］第２実施形態図３は第２実施形態の発振回路３０Ａの概略構成を示す
図である。図３において、図１の第１実施形態と同様の
部分には同一の符号を付し、その詳細な説明については
省略する。第２実施形態は、第１実施形態における調整
可能な移相量を最大で９０［゜］程度としていたもの
を、バッファ回路を複数個設けて、移相回路３５におけ
る調整可能な移相量の範囲をより狭くなるようにし、よ
り移相回路３５の回路規模を小さくしたものである。本
実施形態においては、３個のバッファを設けた例につい
て説明する。

【００２９】発振回路３０Ａが第１実施形態の発振回路
３０と異なる点は、バッファ回路３３に代えて、全体と
して帰還バッファ回路を構成する３個のバッファ回路３
３Ａ、３３Ｂ、３３Ｃを備えた点と、バッファ回路３３
Ａ、３３Ｂ、３３Ｃの後段に、それぞれの非反転出力端
子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５から出力される信号ＳＱ１、ＳＱ
３、ＳＱ５及びそれぞれの反転出力端子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ
６から出力される信号ＳＱ２、ＳＱ４、ＳＱ６のいずれ
かを選択するスイッチ回路（信号選択部）３４Ａが設け
られている点である。

【００３０】この場合において、バッファ回路３３Ａ、
３３Ｂ、３３Ｃのそれぞれの非反転出力端子Ｑ１、Ｑ
３，Ｑ５から出力される信号ＳＱ１、ＳＱ３、ＳＱ５
と、バッファ回路３３Ａ、３３Ｂ、３３Ｃの反転出力端
子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６から出力されるそれぞれの信号ＳＱ
２、ＳＱ４、ＳＱ６との位相差は、それぞれ１８０
［゜］となるように調整されている。ここで、信号ＳＱ
１と信号ＳＱ３とはその位相差が６０［゜］、信号ＳＱ
１と信号ＳＱ５との位相差は１２０［゜］となるように
調整されている。

【００３１】図４は、差動増幅回路３１の非反転出力端
子Ｄ１からみた、各バッファ回路３３Ａ、３３Ｂ、３３
Ｃのそれぞれの非反転出力端子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５及び反
転出力端子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６における移相特性を示した
図である。図４に示すように、信号ＳＱ２、信号ＳＱ
４、信号ＳＱ６、信号ＳＱ１、信号ＳＱ３、信号ＳＱ５
の順番で位相を６０［゜］の等間隔でずらした例であ
る。

【００３２】従って、第１実施形態と同様に、所望の発
振周波数をｆ0とした場合に、当該発振周波数における
位相差ΔＱ１、ΔＱ２、ΔＱ３、ΔＱ４、ΔＱ５、ΔＱ
６を互いに比較し、移相回路３５における移相量が少な
くなる信号ＳＱＸ（Ｘ：１〜６）側を選択し、これに該
当するＴＸ（Ｘ：１〜６）端子にスイッチ回路３４Ａを
切り換えるものである。例えば、図４の場合には、 ΔＱ４＜ΔＱ６＜ΔＱ２＜ΔＱ１＜ΔＱ３＜ΔＱ５であるので、スイッチ回路３４はバッファ回路３３Ｂの
反転出力Ｑ４側と接続する。そして、移相回路３５によ
り、位相差ΔＱ４がキャンセルされるように調整者によ
りその調整が行われる。

【００３３】この結果、差動増幅回路３１、バッファ回
路３３Ａ、３３Ｂ、３３Ｃ、スイッチ回路３４Ａ、移相
回路３５、ＳＡＷ共振子３２および電位差発生回路Ｚd
（インピーダンス回路）により構成される帰還ループの
位相条件として、差動増幅回路３１の入出力信号間の位
相差θGおよびバッファ回路３３、スイッチ回路３４、
移相回路３５、ＳＡＷ共振子３２および電位差発生回路
Ｚd並びにこれらを接続する線路に起因する位相ずれθ
βの和が次式を満たす。 θG＋θβ＝２・ｎ・π （ｎ＝０，１，……）この結果、発振回路３０Ａにおいて、発振が行われ、非
反転出力端子ＱＨ１及び反転出力端子ＱＨ２から基準信
号が出力される。

【００３４】上述したように本第２実施形態によれば、
移相回路３５における調整可能な移相量範囲を第１実施
形態の場合と比較してより少なく設定することができ、
より高精度の調整を行うことができる。また、移相回路
３５の回路規模をさらに小さくすることができる。

【００３５】以上の説明においては、バッファ回路を３
つ設ける場合について説明したが、これに限定されず、
任意の数を設けるように構成することも可能である。ま
た、各バッファ回路を選択して帰還ループを構成し、各
バッファ回路の出力信号の位相差は、等間隔となるよう
に設定した。しかしながら、各バッファ回路における出
力信号の位相差の間隔は任意に設定が可能であり、互い
に相異なっていれば、非等間隔であっても上述したと同
様の効果を奏する。すなわち、移相回路において、最も
移相量が少なくなるようにな出力信号の位相差を有する
バッファ回路、すなわち、帰還ループを選択して構成す
ればよい。

【００３６】［３］第３実施形態図５は第３実施形態における発振回路の構成を示す図で
ある。図５において、図１の第１実施形態と同一部分に
ついては同一の符号を付し、その詳細な説明を省略す
る。

【００３７】本第３実施形態は、ＳＡＷ共振子に代えて
圧電共振子であるＡＴカット水晶共振子を使用し、ＡＴ
カット水晶共振子の奇数次オーバートーン（例えば、第
３次オーバートーン、第５次オーバートーン、第７次オ
ーバートーン、……）を利用するものである。また、本
第３実施形態は、所望の発振周波数ｆ０以外の周波数に
おける異常発振を防止するというものである。

【００３８】本第３実施形態が第１実施形態と異なる点
は、図５に示すように、電位差発生回路Ｚd（インピー
ダンス回路）としてコンデンサＣd（周波数選択用コン
デンサ：キャパシタ）およびコイルＬd（周波数選択用
コイル：インダクタ）を並列接続したタンク回路として
構成された、所望の発振周波数帯域を選択的に通過させ
る周波数選択回路（バンドパスフィルタ）Ｚd１を用い
た点およびＳＡＷ共振子に代えて、ＡＴカット水晶共振
子３２Ａを用いた点である。この結果、図６の帰還ルー
プゲイン−周波数特性図に示すように、所望の発振周波
数ｆ0近傍の周波数で帰還ループゲインが高く、安定に
発振を行うことができる。所望の発振周波数を他の周波
数、例えば、ＡＴカット水晶共振子３２Ａの第５次オー
バトーン利用時における第３次オーバートーンに相当す
る周波数ｆ1では、帰還ループゲインが低いため、異常
発振が起きることを防止する。

【００３９】［４］第４実施形態本第４実施形態においては、周波数微調整方法について
図７を参照して述べることとする。周波数の微調整方法
としては、代表的なものとして、以下の〜の３つが
挙げられる。

【００４０】移相回路３５のを電極をレーザで切断
する等のレーザトリミングにより容量調節が行えるコン
デンサを用いて構成し、このコンデンサを構成する電極
部分（パターン）をレーザなどでトリミングすることに
より、コンデンサの容量を調整し、周波数の微調整を行
う。また、レーザトリミング可能なコンデンサに代え
て、基板上にパターン形成されたコンデンサを用い、こ
のコンデンサのトリミングを行うように構成しても良
い。同様に、移相回路３５をコンデンサおよびコイル
（必要に応じてさらに抵抗）によりロウパスフィルタ、
ハイパスフィルタあるいはバンドパスフィルタとして構
成して、コイルと並列あるいはコイルと直列に接続され
たコンデンサをレーザなどによりトリミングして周波数
の微調整を行うようにしてもよい。

【００４１】第３実施形態で示したように、電位差
発生回路ＺdとしてコンデンサＣdおよびコイルＬdを並
列接続した周波数選択回路を構成し、このコンデンサＣ
dを半導体基板上に構成し、コンデンサＣdを構成する電
極部分（パターン）をレーザなどによりトリミングする
ことにより、コンデンサの容量を調整して周波数の微調
整を行うようにしてもよい。ここで、コンデンサＣdは
周波数調整コンデンサとして機能している。このような
構成とすることにより、異常発振防止とともに周波数微
調整が行えることとなる。同様に、コイルＬdに直列に
コンデンサＣdを挿入し、このコンデンサＣdを構成する
電極部分（パターン）をレーザなどによりトリミングす
ることにより、容量を調整してもよい。

【００４２】また、バッファ回路３３の出力端子
に、適当な抵抗値を有するＲＱ１、ＲＱ２を必要に応じ
て接続し、微調整を行うようにしてもよい。この場合に
おいても、抵抗のトリミングを行うことにより、さらに
高精度な調整をすることもできる。

【００４３】［５］第５実施形態次に本発明の第５実施形態について説明する。以上の各
実施形態における移相回路は、半固定型の構成を採用し
たが、本第５実施形態は、半固定型の移相回路に代え
て、外部からの制御電圧ＶＣにより、移相量を可変する
ことができる電圧制御移相回路８５を設けた場合の実施
形態である。

【００４４】第５実施形態の発振回路８０について図８
を参照して説明する。この場合において、図２の第１実
施形態と同様の部分には、同一の符号を付し、その詳細
な説明については省略する。図８において、図１の第１
実施形態と異なる点は、移相回路３５に代えて、電圧制
御移相回路（移相回路）８５を設けた点である。

【００４５】次に動作を説明する。以下の説明において
は、発振回路８０における所望の発振周波数をｆ0と
し、信号ＳＱ１の位相と発振回路８０が位相条件を満た
すための位相との位相差がΔＱ１であり、信号ＳＱ２の
位相と発振回路３０が位相条件を満たすための位相との
位相差はΔＱ２である場合について説明する。

【００４６】まず、調整者は位相差ΔＱ１と位相差ΔＱ
２とを比較し、電圧制御移相回路８５における移相量が
少なくなる側にスイッチ回路３４を切り換える。そし
て、電圧制御移相回路８５により、位相差ΔＱ１（ある
いは位相差ΔＱ２）がキャンセルされるように電圧制御
端子Ｔvcに制御電圧ＶＣを印加して、調整が行われる。
この結果、差動増幅回路３１、バッファ回路３３、スイ
ッチ回路３４、電圧制御移相回路８５、ＳＡＷ共振子３
２および電位差発生回路Ｚdにより構成される帰還ルー
プ（正帰還発振ループ）の位相条件として、差動増幅回
路３１の入出力信号間の位相差θGおよびバッファ回路
３３、スイッチ回路３４、移相回路３５、ＳＡＷ共振子
３２および電位差発生回路Ｚd並びにこれらを接続する
線路に起因する位相ずれθβの和が次式を満たすことと
なる。 θG＋θβ＝２・ｎ・π （ｎ＝０，１，……）この結果、発振回路８０は、発振することになり、反転
出力端子ＱＨ１および反転出力端子ＱＨ２から発振基準
信号として出力される。

【００４７】上述したように、本第５実施形態によれ
ば、発振回路８０の位相条件を調整するために、電圧制
御移相回路８５を設けたので、容易に、位相条件の調整
が可能となる。また、電圧制御移相回路８５における移
相量が少なくなるように、バッファ回路３３から出力さ
れる互いに相異なる位相を有する二つの信号ＳＱ１，Ｓ
Ｑ２のうちからいずれかを選択している。

【００４８】従って、電圧制御移相回路３５における調
整可能な移相量を少なく設定することができ、回路規模
を小さくすることができる。また、外部からの制御電圧
ＶＣにより、電圧制御移相回路８５の移相量を(3)式を
満たす範囲で可変することによって、発振回路８０の発
振周波数の微調を行うことも可能である。つまり第５実
施形態においては、電圧制御型発振回路としての動作も
可能である。

【００４９】［６］第６実施形態次に本発明の第６実施形態について説明する。本第６実
施形態は、電圧制御移相回路８５を具体化した場合の実
施形態である。図９は、第６実施形態の発振回路８０Ａ
の概要構成を示す図である。図９において、図８の第５
実施形態と同様の部分には同一の符号を付し、その詳細
な説明については省略する。

【００５０】図９において、電圧制御移相回路８５Ａ
は、可変容量ダイオードＣvのカソードが入力抵抗Ｒvを
介して電圧制御端子Ｔvcに接続され、また、そのアノー
ドが保護用の抵抗Ｒ１を介して電源ＶEEに接続される。
そして、可変容量ダイオードＣvのカソードとスイッチ
回路３４の間には、ＤＣカット用のコンデンサＣ１が介
挿され、そのアノードとＳＡＷ共振子３２との間には、
コイルＬv（周波数選択部）が介挿されている。上記構
成によれば、電圧制御端子Ｔvcに制御電圧ＶＣを印加す
ると、可変容量ダイオードＣvの容量値が変化し、電圧
制御移相回路８５Ａの移相量が変化する。従って、容易
に位相条件の調整が可能となる。なお、コイルＬvは、
移相量の可変範囲全体を調整するものであり、移相量の
可変範囲を調整する必要がない場合等には省略すること
も可能である。また、コイルＬvは、帰還ループ内の任
意の位置に挿入することも可能である。

【００５１】［７］第７実施形態次に本発明の第７実施形態について説明する。本第７実
施形態は、第５実施形態の電圧制御移相回路８５を具体
化した場合の他の実施形態である。

【００５２】図１０は、第７実施形態の発振回路８０Ｂ
の概要構成を示す図である。図１０において、図８の第
５実施形態と同様の部分には同一の符号を付し、その詳
細な説明については省略する。図１０によれば、電圧制
御移相回路８５Ｂにおいて、可変容量ダイオードＣvの
カソードは入力抵抗Ｒvを介して電圧制御端子Ｔvcに接
続され、そのアノードは保護用の抵抗Ｒ１を介して電源
ＶEEに接続されている。そして、可変容量ダイオードＣ
vのアノードとスイッチ回路３４の間には、ＤＣカット
用のコンデンサＣ１が介挿され、カソードとＳＡＷ共振
子３２との間には、移相の可変域（調整範囲）全体を調
整するコイルＬvが介挿されている。

【００５３】上記構成によれば、第６実施形態と同様に
電圧制御端子Ｔvcに制御電圧ＶＣを印加すると、可変容
量ダイオードＣvの容量値が変化し、電圧制御移相回路
８５Ｂの移相量が変化する。従って、移相量が所望の値
となるように制御電圧ＶＣを制御すれば、容易に、位相
条件の調整が可能となる。

【００５４】［８］第８実施形態次に本発明の第８実施形態について説明する。本第８実
施形態は、第５実施形態の電圧制御移相回路８５を具体
化した場合のさらに他の実施形態である。

【００５５】図１１は第８実施形態の発振回路８０Ｃの
概要構成を示す図である。図１１において、図８の第５
実施形態と同様の部分には同一の符号を付し、その詳細
な説明については省略する。図１１によれば、電圧制御
移相回路８５Ｃは、可変容量ダイオードＣvのカソード
は入力抵抗Ｒvを介して電圧制御端子Ｔvcに接続され、
そのアノードはスイッチ回路３４に接続されている。そ
して、可変容量ダイオードＣvのカソードとＳＡＷ共振
子３２との間には、移相の可変域（調整範囲）全体を調
整するコイルＬvが介挿されている。

【００５６】上記構成によれば、第６実施形態と同様に
電圧制御端子Ｔvcに制御電圧ＶＣを印加すると、可変容
量ダイオードＣvの容量値が変化し、電圧制御移相回路
８５Ｃの移相量が変化する。従って、移相量が所望の値
となるように制御電圧ＶＣを制御すれば、容易に、位相
条件の調整が可能となる。

【００５７】［９］第９実施形態次に本発明の第９実施形態について説明する。本第９実
施形態は、第５実施形態の電圧制御移相回路８５を具体
化するとともに、ＳＡＷ共振子３２及び電圧制御移相回
路８５Ｄの帰還ループ中の介挿位置を入れ替え、電圧制
御移相回路８５Ｄにタンク回路の機能も併せ持たせた場
合の実施形態である。

【００５８】図１２は第９実施形態の発振回路８０Ｄの
概要構成を示す図である。図１２において、図８の第５
実施形態と同様の部分には同一の符号を付し、その詳細
な説明については省略する。図１２によれば、電圧制御
移相回路８５Ｄにおいて、可変容量ダイオードＣvのア
ノードは電源ＶEEに接続され、そのアノードは、ＤＣカ
ット用コンデンサＣ12を介して差動増幅回路３１の反転
入力端子Ｄ2に接続されている。

【００５９】また、可変容量ダイオードＣvのカソード
は、入力抵抗Ｒvを介して電圧制御端子Ｔvcに接続さ
れ、そのアノードは、可変容量ダイオードＣvおよび後
述のコイルＬdと協働して周波数選択回路として機能す
るコンデンサＣdに接続されている。この場合におい
て、可変容量ダイオードＣvの容量は、コンデンサＣdの
容量以上の容量としておくのが好ましい。

【００６０】さらに、コンデンサＣdとＳＡＷ共振子３
２との間には、コイルＬvが介挿されている。直列接続
されている可変容量ダイオードＣvおよびコンデンサＣd
と並列にコイルＬdが接続されている。さらに、コンデ
ンサＣdとコイルＬvとの接続点には、ＤＣカット用コン
デンサＣ11を介して、差動増幅回路３１の非反転入力端
子Ｄ1に接続されている。

【００６１】上記構成によれば、第６実施形態と同様に
電圧制御端子Ｔvcに制御電圧ＶＣを印加すると、可変容
量ダイオードＣvの容量値が変化し、電圧制御移相回路
８５Ｄの移相量が変化する。従って、移相量が所望の値
となるように制御電圧ＶＣを制御すれば、容易に、位相
条件の調整が可能となる。

【００６２】なお、本第９実施形態の場合、移相量を変
更すると、周波数選択回路の機能としての選択周波数が
変化するので、精度を要求される場合には、さらにコン
デンサＣdについてレーザトリミングなどのトリミング
を行って、選択周波数範囲を所望の範囲とする必要があ
る。

【００６３】［１０］第１０実施形態次に本発明の第１０実施形態について説明する。本第１
０実施形態は、第９実施形態の変形例である。図１３は
第１０実施形態の発振回路８０Ｅの概要構成を示す図で
ある。図１３において、図１２の第９実施形態と同様の
部分には同一の符号を付し、その詳細な説明については
省略する。

【００６４】図１３において、図１２の第９実施形態と
異なる点は、ＤＣカット用コンデンサＣ12を削除し、Ｄ
Ｃカット用コンデンサＣ11と差動増幅器３１の反転入力
端子Ｄ2との間に電位差発生回路Ｚd（インピーダンス回
路）が介挿されている点である。上記構成によれば、第
９実施形態と同様に電圧制御移相回路８５Ｅの電圧制御
端子Ｔvcに制御電圧ＶＣを印加すると、可変容量ダイオ
ードＣvの容量値が変化し、電圧制御移相回路８５Ｅの
移相量が変化する。従って、移相量が所望の値となるよ
うに制御電圧ＶＣを制御すれば、容易に、位相条件の調
整が可能となる。

【００６５】なお、本第１０実施形態においても、移相
量を変更すると、周波数選択回路の機能としての選択周
波数が変化するので、精度を要求される場合には、さら
にコンデンサＣdについてレーザトリミングなどのトリ
ミングを行って、選択周波数範囲を所望の範囲とする必
要がある。

【００６６】［１１］第１１実施形態次に本発明の第１１実施形態について説明する。図１４
は、第１１実施形態の発振回路８０Ｆの概要構成を示す
図である。図１４において、図１３の第１０実施形態と
同様の部分には同一の符号を付し、その詳細な説明につ
いては省略する。図１４において、図１３の第１０実施
形態と異なる点は、コンデンサＣdに代えて、カソード
を可変容量ダイオードＣvのカソードに接続した第２の
可変容量ダイオードＣv1を設けた点である。上記構成に
おいても、第１０実施形態と同様に電圧制御移相回路８
５Ｆの電圧制御端子Ｔvcに制御電圧ＶＣを印加すると、
可変容量ダイオードＣvおよび可変容量ダイオードＣv1
の容量値それぞれ変化し、可変容量ダイオードＣvおよ
び可変容量ダイオードＣv1が協働して電圧制御移相回路
８５Ｆの移相量を変化させる。

【００６７】さらにこの構成によれば、可変容量ダイオ
ードＣvおよび可変容量ダイオードＣv1の組み合わせの
範囲が広がるので、合成容量変化を大きくすることが可
能となる。したがって、より広範囲で移相量を調整する
ことが可能となる。この結果、移相量が所望の値となる
ように制御電圧ＶＣを制御すれば、容易かつ広範囲で位
相条件の調整が可能となる。

【００６８】［１２］第１２実施形態次に本発明の第１２実施形態について説明する。本第１
２実施形態は、第１１実施形態の変形例である。図１５
は第１２実施形態の発振回路８０Ｇの概要構成を示す図
である。図１５において、図１４の第１１実施形態と同
様の部分には同一の符号を付し、その詳細な説明につい
ては省略する。

【００６９】図１５において、図１４の第１１実施形態
と異なる点は、電圧制御移相回路およびＳＡＷ共振子の
位置を入れ替え、電圧制御移相回路とスイッチ回路３４
の間にコンデンサＣ１１を挿入した点である。

【００７０】上記構成においても、第１１実施形態と同
様に電圧制御移相回路８５Ｇの電圧制御端子Ｔvcに制御
電圧ＶＣを印加すると、可変容量ダイオードＣvおよび
可変容量ダイオードＣv1の容量値が変化し、電圧制御移
相回路８５Ｇの移相量が変化する。

【００７１】この構成によれば、第１１実施形態と同様
に、可変容量ダイオードＣvおよび可変容量ダイオード
Ｃv1の組み合わせの範囲が広がるので、合成容量変化を
大きくすることが可能となり、より広範囲で移相量を調
整することが可能となる。したがって、移相量が所望の
値となるように制御電圧ＶＣを制御すれば、容易かつ広
範囲で位相条件の調整が可能となる。

【００７２】［１３］第１３実施形態次に、本発明の第１３実施形態について説明する。図１
６は、第１実施形態にかかる帰還発振回路を用いた、１
０．３１２５ギガビットの光ネットワーク用光インタフ
ェースモジュールの概略構成を示す図である。この光イ
ンターフェースモジュール１０は、例えば、サーバ用コ
ンピュータと光ネットワークとの間で、光／電変換ある
いは電／光変換のためのインターフェース機能を実現す
るものである。

【００７３】図１６に示すように、第１実施形態の発振
回路３０と同一の二つの正帰還型の発振回路３０-1，３
０-2がビット符号変換部１３を介して接続された３．１
２５ギガビットのＳ／Ｐ変換部１１，Ｐ／Ｓ変換部１２
及び１０．３１２５ギガビットのＰ／Ｓ変換部１４，Ｓ
／Ｐ変換部１５における基準信号として用いられてい
る。

【００７４】また、Ｐ／Ｓ変換部１４は電気／光変換部
１６に接続され、電気／光変換部１６は入力データの電
気／光変換を行い、光ネットワーク側に送出することと
なる。さらに、Ｓ／Ｐ変換部１５は光／電気変換部１７
に接続され、光／電気変換部１７は光ネットワーク側か
らの入力データに基いて光／電気変換を行いＳ／Ｐ変換
部１５に出力する。

【００７５】上述したように本第１３実施形態によれ
ば、移相回路３５における移相量が少なくなるように、
バッファ回路３３から出力される互いに相異なる位相を
有する二つの信号ＳＱ１，ＳＱ２のうちからいずれかを
選択している。

【００７６】従って、移相回路３５における調整可能な
移相量を少なく設定することができ、移相回路３５の回
路規模を小さくすることができる。この結果、位相光ネ
ットワーク用光インタフェースモジュールの回路規模を
小さくすることができる。併せて、製品毎の移相回路３
５におけるばらつきの影響を低減することができる。ま
た、動画像のような大量のデータが伝送できる１０ギガ
ビットイーサネット（10 gigabit Ethernet）に代表さ
れるような高速なネットワークシステムを容易に構築す
ることができる。上記説明は、第１実施形態の発振回路
を用いた場合であったが、第２実施形態から第１２実施
形態の発振回路を用いても同様の効果を得ることができ
る。

【００７７】［１４］実施形態の変形例［１４．１］第１変形例以上の説明において、バッファ回路を複数設ける場合に
は、各バッファ回路を並列に設けるようにしていたが、
複数のバッファ回路を直列に設け、いずれかのバッファ
回路の出力端子の出力を移相回路に入力するように構成
することも可能である。これにより、移相量を加算的に
シフトすることができ、様々な移相量を容易に実現でき
る。

【００７８】［１４．２］第２変形例以上の説明においては、差動増幅器の非反転入力端子Ｄ
１に入力信号を入力し、反転入力端子Ｄ２にバイアス電
圧ＶBBを印加する構成を採っていたが、差動増幅器の反
転入力端子Ｄ２に入力信号を入力し、非反転入力端子Ｄ
１にバイアス電圧ＶBBを印加する構成を採ることも可能
である。

【００７９】［１４．３］第３変形例以上の説明においては、発振回路をネットワーク用の光
インターフェースモジュールに用いる場合についてのみ
説明したが、発振回路、特に高周波発振回路を必要とす
る携帯電話などの無線通信機器など各種電子機器に適用
することが可能である。

【００８０】［１４．４］第４変形例以上の説明においては、原則的に、ＳＡＷ共振子または
水晶ＡＴ共振子（圧電共振子）→差動増幅器（差動増幅
器）→バッファ回路（帰還用バッファ回路）→スイッチ
回路（信号選択部）→移相回路（または電圧制御移相回
路）の順番で閉ループ（正帰還発振ループ）を形成して
いた。しかしながら、閉ループ中において、ＳＡＷ共振
子または水晶ＡＴ共振子、差動増幅器および移相回路
（または電圧制御移相回路）の配置については任意であ
る。

【００８１】［１４．５］第５変形例以上の説明においては、移相回路または電圧制御移相回
路は一つ設ける構成を採っていたが、任意の数だけ設け
るように構成することも可能である。この場合において
もいずれかを選択的に用いたり、多段に接続して用いる
ようにすることも可能である。

【００８２】［１４．６］第６変形例以上の説明においては、発振源として圧電共振子（ＳＡ
Ｗ共振子、ＡＴカット水晶共振子）の場合について説明
したが、圧電共振子に代えて、圧電フィルタを用いても
同様の効果を得ることが可能である。

【００８３】［１４．７］第７変形例尚以上の説明においては、差動増幅器及びバッファにつ
いては、詳しく述べなかったが、尚以上差動増幅器及び
バッファ回路（帰還用バッファ回路および出力用バッフ
ァ回路）はＥＣＬ（エミッタ結合論理）ラインレシーバ
を用いた差動増幅器で構成するのが好ましい。これは、
ＥＣＬラインレシーバが高速デジタル通信分野において
高速動作に適し、かつ、消費電力が低く抑えられること
を特徴としているからである。

【００８４】ＥＣＬラインレシーバは、図１７の基本回
路に示すような構成となっており、非反転入力端子（Ｉ
Ｎ＋）、反転入力端子（ＩＮ−）、バイアス電圧用端子
（ＢＩＡＳ）、非反転出力端子（ＯＵＴ＋）及び反転出
力端子（ＯＵＴ−）を有している。そして、ＥＣＬライ
ンレシーバは、バイアス電圧用端子（ＢＩＡＳ）に所定
のバイアス電圧を印加することにより、非反転入力端子
（ＩＮ＋）および反転入力端子（ＩＮ−）に入力された
信号の電圧差に応じて所定の位相差を有する出力信号を
非反転出力端子（ＯＵＴ＋）及び反転出力端子（ＯＵＴ
−）から出力するＥＣＬ差動増幅器として機能する。こ
のＥＣＬラインレシーバは、他の発振回路または増幅器
の正弦波のような信号または一般的に他の信号を、ＥＣ
Ｌ回路によって用いられる電気レベルに変換するために
利用される。

【００８５】以上の説明のように、発振回路の差動増幅
器にＥＣＬラインレシーバを用いることにより、容易に
ＥＣＬ電気レベルの周波数信号出力を得ることができ
る。

【００８６】［１４．８］第８変形例以上の説明においては、ＳＡＷ共振子を構成する圧電材
料については、詳しく述べなかったが、水晶の他、他の
圧電材料としてランガサイトやＬＢＯ(LithiumTetrabor
ate)などを用いたものを用いることが可能である。

【００８７】［１４．９］第９変形例以上の説明においては、周波数選択部として、移相回路
における出力信号のうち所定の周波数帯域成分のみを選
択的に通過させるＢＰＦ（Band Pass Filter）として機
能するものについてのみ説明したが、移相回路における
出力信号のうち所定の周波数帯域成分のみを選択的に阻
止するＢＥＦ（Band Elimination Filter）として機能
するように構成することも可能である。

【００８８】

【発明の効果】本発明によれば、移相回路の回路規模を
大きくすることなく、容易に発振回路のループ利得を確
保して、効率の良い発振を行わせることが可能となる。
また、共振周波数の異なる圧電共振子を用いてそれぞれ
に対応する発振回路を設計する場合でも、正帰還発振ル
ープが逆になるものの、ほぼ同様の回路構成を採ること
が可能となり、設計の容易化を図ることができる。さら
に差動増幅器としてＥＣＬラインレシーバを用いること
により、容易にＥＣＬ電気レベルの周波数信号出力を得
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１実施形態の発振回路の概要構成図であ
る。

【図２】第１実施形態の動作説明図である。

【図３】第２実施形態の発振回路の概要構成図であ
る。

【図４】第２実施形態の動作説明図である。

【図５】第３実施形態の発振回路の概要構成図であ
る。

【図６】第３実施形態の動作説明図である。

【図７】第４実施形態の発振回路の概要構成図であ
る。

【図８】第５実施形態の発振回路の概要構成図であ
る。

【図９】第６実施形態の発振回路の概要構成図であ
る。

【図１０】第７実施形態の発振回路の概要構成図であ
る。

【図１１】第８実施形態の発振回路の概要構成図であ
る。

【図１２】第９実施形態の発振回路の概要構成図であ
る。

【図１３】第１０実施形態の発振回路の概要構成図で
ある。

【図１４】第１１実施形態の発振回路の概要構成図で
ある。

【図１５】第１２実施形態の発振回路の概要構成図で
ある。

【図１６】第１３実施形態の光インターフェースモジ
ュールの概要構成ブロック図である。

【図１７】ＥＣＬラインレシーバの基本回路図であ
る。

【図１８】帰還型発振器の原理説明図である。

【符号の説明】

１０……光インターフェースモジュール３０、８０……発振回路３１……差動増幅回路（差動増幅器）３２……ＳＡＷ共振子（圧電共振子）３２Ａ……ＡＴカット水晶共振子（圧電共振子）３３……バッファ回路（帰還用バッファ回路）３４、３４Ａ……スイッチ回路（信号選択部）３５……移相回路（第２移相部）４０……出力バッファ回路（出力用バッファ回路）８５……電圧制御移相回路

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Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】互いに出力信号の位相が異なる複数の出
力端子を有する差動増幅器と、圧電共振子と、入力信号
の位相を所定量だけずらして出力信号として出力する移
相回路と、を備え、前記差動増幅器、前記圧電共振子お
よび前記移相回路により正帰還発振ループを形成した発
振回路であって、前記差動増幅器の出力端子のいずれかを用いて前記正帰
還発振ループを構成させるべく、前記差動増幅器の出力
端子のいずれか一つを選択する信号選択部を備えたこと
を特徴とする発振回路。
【請求項２】互いに出力信号の位相が異なる複数の出
力端子を有する差動増幅器と、圧電フィルタと、入力信
号の位相を所定量だけずらして出力信号として出力する
移相回路と、を備え、前記差動増幅器、前記圧電フィル
タおよび前記移相回路により正帰還発振ループを形成し
た発振回路であって、前記差動増幅器の出力端子のいず
れかを用いて前記正帰還発振ループを構成させるべく、
前記差動増幅器の出力端子のいずれか一つを選択する信
号選択部を備えたことを特徴とする発振回路。
【請求項３】請求項１または請求項２記載の発振回路
において、前記差動増幅器は、ＥＣＬラインレシーバを用いた差動
増幅器を備えたことを特徴とする発振回路。
【請求項４】請求項１ないし請求項３のいずれかに記
載の発振回路において、前記差動増幅器は、反転入力端子及び非反転入力端子を
有し、前記反転入力端子と前記非反転入力端子とは、インピー
ダンス回路を介して接続され、前記反転入力端子および
前記非反転入力端子のうち、いずれか一方にはバイアス
電圧が印加され、他方は、前記正帰還発振ループの入力
端として機能することを特徴とする発振回路。
【請求項５】請求項４記載の発振回路において、前記インピーダンス回路は、インダクタおよびキャパシ
タを有するタンク回路として構成され、前記タンク回路は前記移相回路における出力信号の所望
の周波数帯域のみを選択的に通過させることを特徴とす
る発振回路。
【請求項６】請求項５記載の発振回路において、前記圧電共振子は、水晶ＡＴカット共振子であり、前記タンク回路は、前記水晶ＡＴカット共振子の奇数次
オーバートーン発振周波数帯域あるいは所望の発信周波
数帯域のみを選択的に通過させることを特徴とする発振
回路。
【請求項７】請求項１ないし請求項４のいずれかに記
載の発振回路において、前記移相回路における出力信号
のうち所定の周波数帯域成分のみを選択的に通過させる
周波数選択部を備えていることを特徴とする発振回路。
【請求項８】請求項７記載の発振回路において、前記周波数選択部は、並列接続された周波数選択用コン
デンサ及び周波数選択用コイルを備えたことを特徴とす
る発振回路。
【請求項９】請求項８記載の発振回路において、前記周波数選択用コンデンサは、その容量を可変するこ
とにより前記移相回路の出力信号の周波数帯域成分のみ
を選択的に通過させることを特徴とする発振回路。
【請求項１０】請求項８または請求項９記載の発振回
路において、前記周波数選択用コンデンサは、レーザトリミング可能
なコンデンサとして形成されていることを特徴とする発
振回路。
【請求項１１】請求項８または請求項９記載の発振回
路において、前記周波数選択用コンデンサは、基板上にパターンとし
て形成されたトリミング可能なコンデンサとして形成さ
れていることを特徴とする発振回路。
【請求項１２】請求項１ないし請求項５のいずれかに
記載の発振回路において、前記移相回路は、当該移相回路の出力信号の周波数帯域
成分を選択的に阻止する周波数選択部を備えていること
を特徴とする発振回路。
【請求項１３】請求項１２記載の発振回路において、
前記周波数選択部は、前記移相回路内にその容量を可変
することが可能な可変容量コンデンサとして形成されて
いることを特徴とする発振回路。
【請求項１４】請求項１３記載の発振回路において、
前記可変容量コンデンサは、レーザトリミング可能なコ
ンデンサとして形成されていることを特徴とする発振回
路。
【請求項１５】請求項１３記載の発振回路において、前記可変容量コンデンサは、基板上にパターンとして形
成されたトリミング可能なコンデンサとして形成されて
いることを特徴とする発振回路。
【請求項１６】請求項１ないし請求項５のいずれかに
記載の発振回路において、前記差動増幅器の出力端子側に出力用差動増幅器を有す
る出力バッファ回路を挿入したことを特徴とする発振回
路。
【請求項１７】請求項１６記載の発振回路において、前記出力用差動増幅器は、ＥＣＬラインレシーバを用い
た差動増幅器を備えたことを特徴とする発振回路。
【請求項１８】請求項１ないし請求項１７のいずれか
に記載の発振回路において、前記正帰還発振ループ中に互いに出力信号の位相が異な
る複数の出力端子を有する帰還用差動増幅器を有する帰
還バッファ回路を挿入したことを特徴とする発振回路。
【請求項１９】請求項１８記載の発振回路において、前記帰還バッファ回路は、互いに並列接続され、前記複
数の出力端子のいずれかを有する前記帰還用差動増幅器
を複数有し、前記複数の帰還用差動増幅器のうち、いずれか一つが前
記正帰還発振ループ中に挿入されることを特徴とする発
振回路。
【請求項２０】請求項１８記載の発振回路において、前記帰還バッファ回路は、直列接続された複数の前記帰
還用差動増幅器を有し、前記複数の帰還用差動増幅器のうち、一つまたは順次直
列に接続された複数の帰還用差動増幅器が前記正帰還発
振ループ中に挿入されることを特徴とする発振回路。
【請求項２１】請求項１９または請求項２０記載の発
振回路において、前記帰還用差動増幅器は、それぞれ非
等間隔の出力信号の位相差を有することを特徴とする発
振回路。
【請求項２２】請求項１９または請求項２０記載の発
振回路において、前記帰還用差動増幅器は、それぞれ等間隔の出力信号の
位相差を有することを特徴とする発振回路。
【請求項２３】請求項１８ないし請求項２２のいずれ
かに記載の発振回路において、前記帰還用差動増幅器は、ＥＣＬラインレシーバを用い
た差動増幅器を備えたことを特徴とする発振回路。
【請求項２４】請求項１ないし請求項２３のいずれか
に記載の発振回路において、前記信号選択部は、前記移相回路における移相量がより
少なくなるように前記選択を行う、ことを特徴とする発振回路。
【請求項２５】請求項１ないし請求項２４のいずれか
に記載の発振回路において、前記移相回路は、制御電圧の印加によりその移相量を可
変することが可能な電圧制御移相回路として構成されて
いることを特徴とする発振回路。
【請求項２６】請求項１ないし請求項５、請求項７な
いし請求項２５のいずれかに記載の発振回路において、前記圧電共振子は、ＳＡＷ共振子であることを特徴とす
る発振回路。
【請求項２７】請求項２６記載の発振回路において、前記ＳＡＷ共振子は、水晶、ランガサイト、ＬＢＯ（Li
thium Tetraborate）のいずれかを用いて形成されてい
ることを特徴とする発振回路。
【請求項２８】請求項１ないし請求項５、請求項７な
いし請求項２５のいずれかに記載の発振回路において、前記圧電共振子は、水晶ＡＴカット共振子であることを
特徴とする発振回路。
【請求項２９】請求項１ないし請求項２８のいずれか
に記載の発振回路を備えたことを特徴とする電子機器。