JP2003061343A - 自励式ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 本発明は、軽負荷時の効率の改善に寄与する
ことができる自励式ＤＣ−ＤＣコンバータを提供するこ
とにある。 【解決手段】直流電源Ｅに接続された起動抵抗Ｒ７から
コンデンサＣ６に充電電流が流れて充電され、この充電
電圧がスイッチング素子Ｑ１のゲート閾値電圧に到達し
た場合に、スイッチング素子Ｑ１がオンして起動するよ
うにしておき、このコンデンサＣ６に並列または直列に
コンデンサＣ１１を接続可能にしておき、軽負荷時に、
コンデンサＣ６に対してコンデンサＣ１１を並列または
直列に接続するように切り替えることで、軽負荷時に、
起動抵抗Ｒ７からコンデンサＣ６，Ｃ１１に流れる電流
による充電時間を長くする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、自励式ＤＣ−ＤＣ
コンバータに関し、特に、軽負荷時の待機時における電
力の低減に寄与することができる自励式ＤＣ−ＤＣコン
バータに関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の自励式ＤＣ−ＤＣコンバータとし
ては、図６に示すＲＣＣ（Ringing Choke Converter ）
回路１０１が知られている。この自励式ＤＣ−ＤＣコン
バータ１０１では、直流電源Ｅが印加されると、起動抵
抗Ｒ７、帰還時定数の抵抗Ｒ１０、コンデンサＣ６、ト
ランスＴ１の帰還巻線Ｐ２、抵抗Ｒ６の経路で電流が流
れてコンデンサＣ６が充電される。

【０００３】そして、コンデンサＣ６の充電電圧がスイ
ッチング素子Ｑ１のゲート閾値電圧Ｖthに到達すると、
スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流が流れ始めトラン
スＴ１の１次巻線Ｐ１に電圧が印加される。こうして、
トランスＴ１の１次巻線Ｐ１に電圧が印加されると、帰
還巻線Ｐ２に帰還電圧が誘起される。帰還巻線Ｐ２に誘
起した帰還電圧は、コンデンサＣ６に充電されている電
圧に足されてスイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間
電圧となり、急速に正帰還が掛かりスイッチング素子Ｑ
１が急速にオンされる。

【０００４】そして、スイッチング素子Ｑ１が完全にオ
ンした時点からトランスＴ１の１次巻線Ｐ１に直流電源
Ｅが印加されトランスＴ１にエネルギーが蓄えられる。
出力電圧が目標値に達するかまたは抵抗Ｒ６に過電流が
発生した場合、制御回路１３が作用してスイッチング素
子Ｑ１をオフする。ここで、スイッチング素子Ｑ１がオ
フすると、トランスＴ１の各巻線にフライバック電圧が
発生する。このフライバックエネルギーは、ダイオード
Ｄ７と平滑コンデンサＣ７により整流平滑されて出力電
圧Ｖｏとして出力される。

【０００５】さらに、スイッチング素子Ｑ１がオフ期間
にあるときに、トランスＴ１からのエネルギーの放出が
終了すると、トランスＴ１の各巻線にリンギング電圧が
発生する。そして、帰還巻線Ｐ２に発生したリンギング
電圧によりスイッチング素子Ｑ１が再びオンする。ＲＣ
Ｃ回路１０１では、このような動作の繰り返しにより自
励発振が持続される。また、出力電圧検出回路１５によ
り整流平滑した出力電圧Ｖｏと基準電圧との誤差出力が
帰還信号として検出されて制御回路１３に帰還される。
出力電圧検出回路１５から帰還信号を受信した制御回路
１３は、この帰還信号により表される誤差電圧の大きさ
に応じてスイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御して出
力電圧Ｖｏを一定に保っている。

【０００６】ところで、この自励式ＤＣ−ＤＣコンバー
タは、軽負荷時になるとスイッチング素子Ｑ１のオン期
間を減らすために、制御回路１３が作動する割合が多く
なる。制御回路１３の応答速度は、スイッチング周波数
に対して十分に遅いため１サイクルの最大スイッチオフ
時間よりも長くなり、間欠発振状態に移行する。そし
て、間欠発振状態に移行した後に、制御回路１３の動作
が終了すると、起動抵抗Ｒ７から充電電流がコンデンサ
Ｃ６に流れて再び充電され、コンデンサＣ６の充電電圧
がスイッチング素子Ｑ１のゲート閾値電圧Ｖthに到達す
ると、スイッチング素子Ｑ１が再びオンする。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】さて、自励式ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの軽負荷時の効率を改善するためには、リ
ンギング電圧の発生による不要なエネルギーの消費を低
減する必要がある。これには間欠発振周期を低くすれば
良く、コンデンサＣ６の値を大きくすることで、起動抵
抗Ｒ７からコンデンサＣ６に流れる電流による充電時間
が長く掛かり間欠発振周期が低くなる。しかしながら、
コンデンサＣ６の容量が大きくなると、コンデンサＣ６
のバイアス電圧が小さくなるため、起動し難くなるとい
った問題があった。

【０００８】本発明は、上記に鑑みてなされたもので、
その目的としては、軽負荷時の効率の改善に寄与するこ
とができる自励式ＤＣ−ＤＣコンバータを提供すること
にある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明は、
上記課題を解決するため、直流電源に接続されたトラン
スの１次巻線に直列に接続したスイッチング素子と、前
記トランスの帰還巻線に発生するリンギング電圧により
前記スイッチング素子をオンして自励発振するように制
御する制御回路とを有し、前記直流電源に接続された起
動抵抗から第１のコンデンサに充電電流が流れて充電さ
れ、この充電電圧が前記スイッチング素子のゲート閾値
電圧に到達した場合に、前記スイッチング素子がオンし
て起動する自励式ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記
第１のコンデンサに並列または直列に接続可能な第２の
コンデンサと、軽負荷時に、前記第１のコンデンサに対
して前記第２のコンデンサを並列または直列に接続する
ように切り替える切替回路とを有することを要旨とす
る。

【００１０】請求項２記載の発明は、上記課題を解決す
るため、前記軽負荷時は、間欠発振状態であることを要
旨とする。

【００１１】請求項３記載の発明は、上記課題を解決す
るため、前記切替回路は、起動時に、前記第１のコンデ
ンサに接続された第２のコンデンサを切断するように切
り替えることを要旨とする。

【００１２】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。 （第１の実施の形態）図１は、本発明の第１の実施の形
態に係る自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ１１の詳細な構成
を示す図である。以下、図１に示す回路図を参照して、
自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ１１の構成を説明する。

【００１３】直流電源Ｅは、トランスＴ１の１次巻線Ｐ
１の一端に接続されており、１次巻線Ｐ１の他端には、
スイッチング素子Ｑ１のドレインが接続され、この素子
Ｑ１のソースは抵抗Ｒ６を介して直流電源ＥのＧＮＤ側
に接続されている。このスイッチング素子Ｑ１が制御回
路１３によりオンオフ制御されてスイッチ動作を行うこ
とにより、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１に蓄えられた磁
気エネルギーが順次に２次巻線Ｓに放出され、さらに、
２次巻線Ｓの一端に接続されたダイオードＤ７により半
波整流されてコンデンサＣ７により平滑されて出力電圧
検出回路１５に入力されるとともに、出力となる（＋）
端子に接続されている。また、２次巻線Ｓの他端は、出
力となる（−）端子に接続されている。

【００１４】出力電圧検出回路１５は、例えば軽負荷時
のように、出力電圧が抵抗Ｒ１５，Ｒ１６とＲ１７によ
り分圧された電圧がツェナーダイオードＤ８とトランジ
スタＱ４のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅによる基準電
圧よりも高くなると、トランジスタＱ４が作動してフォ
トカプラＰＣ１の発光ダイオードをその誤差電圧に応じ
て発光させ、この発光ダイオードと一体のフォトトラン
ジスタに帰還信号を出力する。制御回路１３は、出力電
圧検出回路１５から受信した帰還信号により表される誤
差電圧の大きさに応じてトランジスタＱ２をオンしてス
イッチング素子Ｑ１のオン期間を制御して出力電圧Ｖｏ
を一定に保っている。

【００１５】トランスＴ１には、補助巻線Ｐ２が設けら
れており、起動抵抗Ｒ７から抵抗Ｒ１０とコンデンサＣ
６を介して補助巻線Ｐ２の一端に接続されている。ま
た、この補助巻線Ｐ２の一端がダイオードＤ５を介して
フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタのコレクタに
接続され、さらに、フォトトランジスタのエミッタを介
して抵抗Ｒ９、トランジスタＱ２のベースが接続されて
いる。また、この補助巻線Ｐ２の一端に並列接続された
抵抗Ｒ１１とコンデンサＣ４を介してツェナーダイオー
ドＤ４がトランジスタＱ２のベースに接続されている。
帰還時定数切替回路１７は、上述したコンデンサＣ６の
両端子に接続されており、コンデンサＣ６と並列にコン
デンサＣ１１を接続するか接続しないかを切り替える。

【００１６】スナバ回路１９は、直流電源Ｅとスイッチ
ング素子Ｑ１との間に接続されており、スイッチング素
子Ｑ１がオフした瞬間にドレイン−ソース間電圧が急激
に上昇することを防止し、ドレイン−ソース間電圧が安
全動作領域に入るようにすると同時に、外部に輻射され
る不要ノイズを減少させるようにする。

【００１７】図２を参照して、帰還時定数切替回路１７
の構成について説明する。帰還時定数切替回路１７は、
コンデンサＣ６の一端にコンデンサＣ１１の一端が接続
され、コンデンサＣ１１の他端とスイッチＳＷ１の一端
が接続され、さらに、スイッチＳＷ１の他端からコンデ
ンサＣ６の他端に接続されている。通常時には、スイッ
チＳＷ１はオフ操作され、従来と同じ動作が可能であ
る。一方、軽負荷時に効率を向上する場合にスイッチＳ
Ｗ１をオンにする。

【００１８】次に、自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ１１の
動作を説明する。 （１）起動 スイッチＳＷ１は、オフ操作されていることとする。ま
ず、電源電圧Ｅが印加されると、起動抵抗Ｒ７、抵抗Ｒ
１０、コンデンサＣ６、トランスＴ１の帰還巻線Ｐ２、
抵抗Ｒ６の経路で電流が流れる。この電流によりコンデ
ンサＣ６が充電される。コンデンサＣ６の電圧がスイッ
チング素子Ｑ１のＶｔｈに到達すると、スイッチング素
子Ｑ１のドレイン電流が流れ始めトランスＴ１の１次巻
線Ｐ１に電圧が印加される。こうしてトランスＴ１の１
次巻線Ｐ１に電圧が印加されると、帰還巻線Ｐ２に帰還
電圧が誘起される。帰還巻線Ｐ２に誘起した帰還電圧
は、コンデンサＣ６に充電されている電圧に足されて急
速に正帰還が掛かりスイッチング素子Ｑ１が急速にオン
する。

【００１９】（２）制御回路１３の動作 スイッチング素子Ｑ１がオンした後に、制御回路１３で
は、帰還巻線Ｐ２に誘起した帰還電圧がダイオードＤ
５、フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタのコレク
タからエミッタ、抵抗Ｒ９を介してコンデンサＣ３へ充
電され、スイッチング素子Ｑ２のベース電圧Ｖｂが上昇
する過程でスイッチング素子Ｑ２がオンする。この結
果、スイッチング素子Ｑ１の帰還電圧が遮断され、スイ
ッチング素子Ｑ１が急速にオフされる。

【００２０】（３）フライバックエネルギーの放出 スイッチング素子Ｑ１がオフすると、トランスＴ１の各
巻線にフライバック電圧が発生する。このフライバック
エネルギーは、ダイオードＤ７と平滑コンデンサＣ７に
より整流平滑されて出力電圧Ｖｏとして出力される。そ
して、トランスＴ１からのフライバックエネルギーの放
出が終了すると、トランスＴ１の各巻線にリンギング電
圧が発生する。

【００２１】（４）スイッチング素子Ｑ１のオン動作 そして、ゲート駆動信号上にリンギング電圧が発生して
スイッチング素子Ｑ１のＶｔｈに達するとスイッチング
素子Ｑ１のオン損失が最小になって再びオンする。

【００２２】（５）間欠発振状態 軽負荷時になるとスイッチング素子Ｑ１のオン期間を減
らすために、制御回路１３が作動する割合が多くなる。
制御回路１３の応答速度は、スイッチング周波数に対し
て十分に遅いため１サイクルの最大スイッチオフ時間よ
りも長くなり、間欠発振状態に移行する。

【００２３】ここで、軽負荷時の効率を上げるため、ス
イッチＳＷ１をオン操作する。間欠発振状態に移行した
後に、制御回路１３の動作が終了すると、起動抵抗Ｒ７
から充電電流がコンデンサＣ６，Ｃ１１に流れて再び充
電され、コンデンサＣ６，Ｃ１１の充電電圧がスイッチ
ング素子Ｑ１のゲート閾値電圧Ｖthに到達すると、スイ
ッチング素子Ｑ１が再びオンする。スイッチＳＷ１がオ
ンされていると、帰還時定数がコンデンサＣ１１の容量
分だけ増える。この結果、間欠発振周波数が低減して効
率が大幅に向上する。

【００２４】本実施の形態における効果は、直流電源に
接続された起動抵抗から第１のコンデンサ（Ｃ６）に充
電電流が流れて充電され、この充電電圧がスイッチング
素子のゲート閾値電圧に到達した場合に、スイッチング
素子がオンして起動するようにしておき、この第１のコ
ンデンサ（Ｃ６）に並列に第２のコンデンサ（Ｃ１１）
を接続可能にしておき、軽負荷時に、第１のコンデンサ
（Ｃ６）に対して第２のコンデンサ（Ｃ１１）を並列に
接続するように切り替えることで、軽負荷時に、起動抵
抗から第１および第２のコンデンサ（Ｃ６，Ｃ１１）に
流れる電流による充電時間を長くするので、リンギング
電圧の発生による不要なエネルギーの消費を低減して、
軽負荷時の効率を改善することができる。

【００２５】また、軽負荷時に間欠発振状態にあるとき
に、第１のコンデンサ（Ｃ６）に対して第２のコンデン
サ（Ｃ１１）を並列に接続するように切り替えること
で、起動抵抗から第１および第２のコンデンサ（Ｃ６，
Ｃ１１）に流れる電流による充電時間が長く掛かるの
で、間欠発振周期をより低くくすることができ、リンギ
ング電圧の発生による不要なエネルギーの消費を低減し
て、軽負荷時の効率を改善することができる。さらに、
起動時に、第１のコンデンサ（Ｃ６）に接続された第２
のコンデンサ（Ｃ１１）を切断するように切り替えるこ
とで、通常の起動に戻すことができる。

【００２６】（第２の実施の形態）第２の実施の形態
は、図１に示す第１の実施の形態に対応する自励式ＤＣ
−ＤＣコンバータ１１と同様の基本的構成を有してお
り、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明を
省略することとする。第２の実施の形態は、図２に示す
帰還時定数切替回路１７に代わって、図３に示す帰還時
定数切替回路２７を用いる。

【００２７】図３を参照して、帰還時定数切替回路２７
の構成について説明する。帰還時定数切替回路２７は、
コンデンサＣ６の一端にコンデンサＣ１１の一端が接続
され、コンデンサＣ１１の他端とブリッジダイオードＲ
Ｃ１のＲＣ１ｂ端子が接続され、ブリッジダイオードＲ
Ｃ１のＲＣ１ｄ端子がコンデンサＣ６の他端に接続され
ている。また、ブリッジダイオードＲＣ１のＲＣ１ｃ端
子がフォトカプラＰＣ２のフォトトランジスタのコレク
タに接続され、ブリッジダイオードＲＣ１のＲＣ１ａ端
子がフォトカプラＰＣ２のフォトトランジスタのエミッ
タに接続されている。

【００２８】さらに、フォトカプラＰＣ２の発光ダイオ
ードのアノードが抵抗Ｒ１８を介して電源Ｖｃｃに接続
され、この発光ダイオードのカソードが待機モード切替
スイッチＳＷ２を介してＧＮＤに接地されている。

【００２９】次に、この自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ１
１の動作を説明する。 （１）起動 待機モード切替スイッチＳＷ２は、オフ操作されている
こととする。すなわち、待機モード切替スイッチＳＷ２
がオフ状態の場合、フォトカプラＰＣ２の発光ダイオー
ドには電流が流れないので発光されず、フォトカプラＰ
Ｃ２のフォトトランジスタのコレクタ−エミッタ間は非
導通状態になる。その結果、ブリッジダイオードＲＣ１
のＲＣ１ｂ端子−ＲＣ１ｄ端子間は非導通状態になる。
従って、電源電圧Ｅが印加されると、起動抵抗Ｒ７、抵
抗Ｒ１０、コンデンサＣ６、トランスＴ１の帰還巻線Ｐ
２、抵抗Ｒ６の経路で電流が流れる。この電流によりコ
ンデンサＣ６が充電される。コンデンサＣ６の電圧がス
イッチング素子Ｑ１のＶｔｈに到達すると、スイッチン
グ素子Ｑ１のドレイン電流が流れ始めトランスＴ１の１
次巻線Ｐ１に電圧が印加される。こうしてトランスＴ１
の１次巻線Ｐ１に電圧が印加されると、帰還巻線Ｐ２に
帰還電圧が誘起される。

【００３０】帰還巻線Ｐ２に誘起した帰還電圧は、コン
デンサＣ６に充電されている電圧に足されて急速に正帰
還が掛かりスイッチング素子Ｑ１が急速にオンする。
（２）〜（４）は、第１の実施の形態において説明した
内容と同様であるので、その説明を省略する。

【００３１】（５）間欠発振状態 軽負荷時になるとスイッチング素子Ｑ１のオン期間を減
らすために、制御回路１３が作動する割合が多くなる。
制御回路１３の応答速度は、スイッチング周波数に対し
て十分に遅いため１サイクルの最大スイッチオフ時間よ
りも長くなり、間欠発振状態に移行する。ここで、軽負
荷時の効率を上げるため、待機モード切替スイッチＳＷ
２をオン操作する。すなわち、待機モード切替スイッチ
ＳＷ２がオン状態の場合、フォトカプラＰＣ２の発光ダ
イオードに電流が流れて発光し、フォトカプラＰＣ２の
フォトトランジスタのコレクタ−エミッタ間が導通状態
になる。その結果、ブリッジダイオードＲＣ１のＲＣ１
ｂ端子−ＲＣ１ｄ端子間も導通状態になる。

【００３２】間欠発振状態に移行した後に、制御回路１
３の動作が終了すると、起動抵抗Ｒ７から充電電流がコ
ンデンサＣ６，Ｃ１１に流れて再び充電され、コンデン
サＣ６，Ｃ１１の充電電圧がスイッチング素子Ｑ１のゲ
ート閾値電圧Ｖthに到達すると、スイッチング素子Ｑ１
が再びオンする。待機モード切替スイッチＳＷ２がオン
されていると、帰還時定数がコンデンサＣ１１の容量分
だけ増える。この結果、間欠発振周波数が低減して効率
が大幅に向上する。本実施の形態における効果は、第１
の実施の形態における効果と同様であるので、その説明
を省略する。

【００３３】（第３の実施の形態）第３の実施の形態
は、図１に示す第１の実施の形態に対応する自励式ＤＣ
−ＤＣコンバータ１１と同様の基本的構成を有してお
り、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明を
省略することとする。第３の実施の形態は、図２に示す
帰還時定数切替回路１７に代わって、図４に示す帰還時
定数切替回路３７を用いる。

【００３４】図４を参照して、帰還時定数切替回路３７
の構成について説明する。帰還時定数切替回路３７は、
コンデンサＣ６の一端にコンデンサＣ１１の一端が接続
され、コンデンサＣ１１の他端とダイオードＤ１１のア
ノードが接続され、ダイオードＤ１１のカソードがコン
デンサＣ６の他端に接続されている。また、ダイオード
Ｄ１１のアノードにはフォトカプラＰＣ３のフォトトラ
ンジスタのエミッタが接続され、ダイオードＤ１１のカ
ソードにはフォトカプラＰＣ３のフォトトランジスタの
コレクタが接続されている。さらに、フォトカプラＰＣ
３の発光ダイオードのアノードが抵抗Ｒ１８を介して電
源Ｖｃｃに接続され、この発光ダイオードのカソードが
待機モード切替スイッチＳＷ３を介してＧＮＤに接地さ
れている。

【００３５】次に、この自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ１
１の動作を説明する。 （１）起動 待機モード切替スイッチＳＷ３は、オフ操作されている
こととする。すなわち、待機モード切替スイッチＳＷ３
がオフ状態の場合、フォトカプラＰＣ３の発光ダイオー
ドには電流が流れないので発光されず、フォトカプラＰ
Ｃ３のフォトトランジスタのコレクタ−エミッタ間は非
導通状態になる。その結果、ダイオードＤ１１のアノー
ド−カソード間は非導通状態になる。従って、電源電圧
Ｅが印加されると、起動抵抗Ｒ７、抵抗Ｒ１０、コンデ
ンサＣ６、およびコンデンサＣ１１、ダイオードＤ１
１、トランスＴ１の帰還巻線Ｐ２、抵抗Ｒ６の経路で電
流が流れる。この電流によりコンデンサＣ６，Ｃ１１が
充電される。

【００３６】コンデンサＣ６の電圧がスイッチング素子
Ｑ１のＶｔｈに到達すると、スイッチング素子Ｑ１のド
レイン電流が流れ始めトランスＴ１の１次巻線Ｐ１に電
圧が印加される。このとき、コンデンサＣ１１の電圧
は、ダイオードＤ１１により逆流阻止されているため、
スイッチング素子Ｑ１のオン動作には寄与しない。こう
してトランスＴ１の１次巻線Ｐ１に電圧が印加される
と、帰還巻線Ｐ２に帰還電圧が誘起される。帰還巻線Ｐ
２に誘起した帰還電圧は、コンデンサＣ６に充電されて
いる電圧に足されて急速に正帰還が掛かりスイッチング
素子Ｑ１が急速にオンする。（２）〜（４）は、第１の
実施の形態において説明した内容と同様であるので、そ
の説明を省略する。

【００３７】（５）間欠発振状態 軽負荷時になるとスイッチング素子Ｑ１のオン期間を減
らすために、制御回路１３が作動する割合が多くなる。
制御回路１３の応答速度は、スイッチング周波数に対し
て十分に遅いため１サイクルの最大スイッチオフ時間よ
りも長くなり、間欠発振状態に移行する。ここで、軽負
荷時の効率を上げるため、待機モード切替スイッチＳＷ
３をオン操作する。すなわち、待機モード切替スイッチ
ＳＷ３がオン状態の場合、フォトカプラＰＣ３の発光ダ
イオードに電流が流れて発光し、フォトカプラＰＣ３の
フォトトランジスタのコレクタ−エミッタ間が導通状態
になる。その結果、ダイオードＤ１１のアノード−カソ
ード間も導通状態になる。

【００３８】間欠発振状態に移行した後に、制御回路１
３の動作が終了すると、起動抵抗Ｒ７から充電電流がコ
ンデンサＣ６，Ｃ１１に流れて再び充電され、コンデン
サＣ６，Ｃ１１の充電電圧がスイッチング素子Ｑ１のゲ
ート閾値電圧Ｖthに到達すると、スイッチング素子Ｑ１
が再びオンする。待機モード切替スイッチＳＷ３がオン
されていると、帰還時定数がコンデンサＣ１１の容量分
だけ増える。この結果、間欠発振周波数が低減して効率
が大幅に向上する。本実施の形態における効果は、第１
の実施の形態における効果と同様であるので、その説明
を省略する。

【００３９】（第４の実施の形態）第４の実施の形態
は、図１に示す第１の実施の形態に対応する自励式ＤＣ
−ＤＣコンバータ１１と同様の基本的構成を有してお
り、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明を
省略することとする。第４の実施の形態は、図２に示す
帰還時定数切替回路１７に代わって、図５に示す帰還時
定数切替回路４７を用いる。

【００４０】図５を参照して、帰還時定数切替回路４７
の構成について説明する。帰還時定数切替回路４７は、
コンデンサＣ６の一端にコンデンサＣ１１の一端が接続
され、コンデンサＣ１１の他端とダイオードＤ１１のア
ノードが接続され、ダイオードＤ１１のカソードがコン
デンサＣ６の他端に接続されている。

【００４１】また、ダイオードＤ１１のアノードにはト
ランジスタＱ３のコレクタが接続され、ダイオードＤ１
１のカソードにはトランジスタＱ３のエミッタが接続さ
れている。さらに、トランジスタＱ３のベースが抵抗Ｒ
１２を介してトランジスタＱ４のコレクタに接続され、
トランジスタＱ４のエミッタがＧＮＤに接地されてい
る。また、トランジスタＱ４のベースが抵抗Ｒ１９から
待機モード切替スイッチＳＷ４を介して電源Ｖｃｃに接
続されている。

【００４２】次に、この自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ１
１の動作を説明する。 （１）起動 待機モード切替スイッチＳＷ４は、オフ操作されている
こととする。すなわち、待機モード切替スイッチＳＷ４
がオフ状態の場合、トランジスタＱ４のコレクタ−エミ
ッタ間は非導通状態になる。その結果、ダイオードＤ１
１のアノード−カソード間は非導通状態になる。従っ
て、電源電圧Ｅが印加されると、起動抵抗Ｒ７、抵抗Ｒ
１０、コンデンサＣ６、およびコンデンサＣ１１、ダイ
オードＤ１１、トランスＴ１の帰還巻線Ｐ２、抵抗Ｒ６
の経路で電流が流れる。この電流によりコンデンサＣ
６，Ｃ１１が充電される。

【００４３】コンデンサＣ６の電圧がスイッチング素子
Ｑ１のＶｔｈに到達すると、スイッチング素子Ｑ１のド
レイン電流が流れ始めトランスＴ１の１次巻線Ｐ１に電
圧が印加される。このとき、コンデンサＣ１１の電圧
は、ダイオードＤ１１により逆流阻止されているため、
スイッチング素子Ｑ１のオン動作には寄与しない。こう
してトランスＴ１の１次巻線Ｐ１に電圧が印加される
と、帰還巻線Ｐ２に帰還電圧が誘起される。帰還巻線Ｐ
２に誘起した帰還電圧は、コンデンサＣ６に充電されて
いる電圧に足されて急速に正帰還が掛かりスイッチング
素子Ｑ１が急速にオンする。（２）〜（４）は、第１の
実施の形態において説明した内容と同様であるので、そ
の説明を省略する。

【００４４】（５）間欠発振状態 軽負荷時になるとスイッチング素子Ｑ１のオン期間を減
らすために、制御回路１３が作動する割合が多くなる。
制御回路１３の応答速度は、スイッチング周波数に対し
て十分に遅いため１サイクルの最大スイッチオフ時間よ
りも長くなり、間欠発振状態に移行する。ここで、軽負
荷時の効率を上げるため、待機モード切替スイッチＳＷ
４をオン操作する。すなわち、待機モード切替スイッチ
ＳＷ４がオン状態の場合、トランジスタＱ４のベースに
抵抗Ｒ１９を介して電源Ｖｃｃが供給され、トランジス
タＱ４のコレクタ−エミッタ間が導通状態になる。その
結果、トランジスタＱ３のベースがＧＮＤに接地されて
トランジスタＱ３がオンし、ダイオードＤ１１のアノー
ド−カソード間も導通状態になる。

【００４５】間欠発振状態に移行した後に、制御回路１
３の動作が終了すると、起動抵抗Ｒ７から充電電流がコ
ンデンサＣ６，Ｃ１１に流れて再び充電され、コンデン
サＣ６，Ｃ１１の充電電圧がスイッチング素子Ｑ１のゲ
ート閾値電圧Ｖthに到達すると、スイッチング素子Ｑ１
が再びオンする。待機モード切替スイッチＳＷ４がオン
されていると、帰還時定数がコンデンサＣ１１の容量分
だけ増える。この結果、間欠発振周波数が低減して効率
が大幅に向上する。本実施の形態における効果は、第１
の実施の形態における効果と同様であるので、その説明
を省略する。なお、第１乃至第４の実施の形態において
は、コンデンサＣ６に対して並列にコンデンサＣ１１を
接続可能にしておき、帰還時定数切替回路１７，２７，
３７，４７によりコンデンサＣ６に対してコンデンサＣ
１１を並列に接続するように切り替えることで、軽負荷
時に、起動抵抗Ｒ７からコンデンサＣ６，Ｃ１１に流れ
る電流による充電時間を長くしていた。

【００４６】しかしながら、本発明はこのような場合に
限定されることなく、コンデンサＣ６に対して直列にコ
ンデンサＣ１１を接続可能にしておき、帰還時定数切替
回路１７，２７，３７，４７によりコンデンサＣ６に対
して直列に接続されていたコンデンサＣ１１を短絡する
ように切り替えることで、軽負荷時に、起動抵抗Ｒ７か
らコンデンサＣ６に流れる電流による充電時間を長くす
ることもできるので、リンギング電圧の発生による不要
なエネルギーの消費を低減して、軽負荷時の効率を改善
することができる。

【００４７】

【発明の効果】請求項１記載の本発明によれば、直流電
源に接続された起動抵抗から第１のコンデンサに充電電
流が流れて充電され、この充電電圧がスイッチング素子
のゲート閾値電圧に到達した場合に、スイッチング素子
がオンして起動するようにしておき、この第１のコンデ
ンサに並列または直列に第２のコンデンサを接続可能に
しておき、軽負荷時に、第１のコンデンサに対して第２
のコンデンサを並列または直列に接続するように切り替
えることで、軽負荷時に、起動抵抗から第１および第２
のコンデンサに流れる電流による充電時間を長くするの
で、リンギング電圧の発生による不要なエネルギーの消
費を低減して、軽負荷時の効率を改善することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態に係る自励式ＤＣ−
ＤＣコンバータ１１の詳細な構成を示す図である。

【図２】帰還時定数切替回路１７の回路構成を示す図で
ある。

【図３】帰還時定数切替回路２７の回路構成を示す図で
ある。

【図４】帰還時定数切替回路３７の回路構成を示す図で
ある。

【図５】帰還時定数切替回路４７の回路構成を示す図で
ある。

【図６】従来の自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１の構
成を示す図である。

【符号の説明】

１１ 自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ １３ 制御回路 １５ 出力電圧検出回路 １７，２７，３７，４７ 帰還時定数切替回路

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源に接続されたトランスの１次巻
   線に直列に接続したスイッチング素子と、 前記トランスの帰還巻線に発生するリンギング電圧によ
   り前記スイッチング素子をオンして自励発振するように
   制御する制御回路とを有し、 前記直流電源に接続された起動抵抗から第１のコンデン
   サに充電電流が流れて充電され、この充電電圧が前記ス
   イッチング素子のゲート閾値電圧に到達した場合に、前
   記スイッチング素子がオンして起動する自励式ＤＣ−Ｄ
   Ｃコンバータにおいて、 前記第１のコンデンサに並列または直列に接続可能な第
   ２のコンデンサと、 軽負荷時に、前記第１のコンデンサに対して前記第２の
   コンデンサを並列または直列に接続するように切り替え
   る切替回路とを有することを特徴とする自励式ＤＣ−Ｄ
   Ｃコンバータ。
2. 【請求項２】 前記軽負荷時は、 間欠発振状態であることを特徴とする請求項１記載の自
   励式ＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 【請求項３】 前記切替回路は、 起動時に、前記第１のコンデンサに接続された第２のコ
   ンデンサを切断するように切り替えることを特徴とする
   請求項１記載の自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ。