JP2003009597A - 電動機駆動用電力変換装置の出力電圧モニタ装置 - Google Patents
電動機駆動用電力変換装置の出力電圧モニタ装置Info
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- JP2003009597A JP2003009597A JP2001185901A JP2001185901A JP2003009597A JP 2003009597 A JP2003009597 A JP 2003009597A JP 2001185901 A JP2001185901 A JP 2001185901A JP 2001185901 A JP2001185901 A JP 2001185901A JP 2003009597 A JP2003009597 A JP 2003009597A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】電動機駆動用電力変換装置が備えている交流電
圧検出器での検出が困難な周波数で運転中でも、正確な
交流電圧を検出できるようにして、当該電力変換装置の
調整を容易にすることにある。 【解決手段】電動機１７の一次電流を二次磁束に垂直な
Ｔ軸電流成分と平行なＭ軸電流成分とに分離し、各電流
成分をそれぞれの指令値に一致させるＴ軸電流調節器８
とＭ軸電流調節器９電流調節器を別個に備え、Ｔ軸電流
調節器８が出力するＴ軸電圧指令値ＶT * とＭ軸電流調
節器９が出力するＭ軸電圧指令値ＶM * とを交流電圧演
算回路３１でのベクトル合成により交流電圧演算値を得
る。または、電力変換装置の出力電圧を検出する従来の
交流電圧検出回路と、前記交流電圧演算回路３１で得ら
れる交流電圧演算値のいずれかを選択する電圧値選択回
路３２を備え、電力変換装置の出力周波数に対応して、
誤差が少ないほうの交流電圧を選択する。
圧検出器での検出が困難な周波数で運転中でも、正確な
交流電圧を検出できるようにして、当該電力変換装置の
調整を容易にすることにある。 【解決手段】電動機１７の一次電流を二次磁束に垂直な
Ｔ軸電流成分と平行なＭ軸電流成分とに分離し、各電流
成分をそれぞれの指令値に一致させるＴ軸電流調節器８
とＭ軸電流調節器９電流調節器を別個に備え、Ｔ軸電流
調節器８が出力するＴ軸電圧指令値ＶT * とＭ軸電流調
節器９が出力するＭ軸電圧指令値ＶM * とを交流電圧演
算回路３１でのベクトル合成により交流電圧演算値を得
る。または、電力変換装置の出力電圧を検出する従来の
交流電圧検出回路と、前記交流電圧演算回路３１で得ら
れる交流電圧演算値のいずれかを選択する電圧値選択回
路３２を備え、電力変換装置の出力周波数に対応して、
誤差が少ないほうの交流電圧を選択する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、可変電圧・可変
周波数の交流電力を出力して電動機を可変速駆動させる
電力変換装置が出力する交流電圧をモニタする電動機駆
動用電力変換装置の出力電圧モニタ装置に関する。
周波数の交流電力を出力して電動機を可変速駆動させる
電力変換装置が出力する交流電圧をモニタする電動機駆
動用電力変換装置の出力電圧モニタ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図３はベクトル制御により可変電圧・可
変周波数の交流電力を出力して電動機を可変速駆動させ
る電力変換装置の従来例を示したブロック回路図であ
る。この従来例回路では、交流電源１２からの交流電力
をインバータ１３が所望の電圧と周波数の交流電力に変
換し、誘導電動機１７を可変速運転させることにより、
負荷１８を駆動する。符号１６は誘導電動機１７に結合
されてその回転速度を検出するパルスエンコーダであ
る。
変周波数の交流電力を出力して電動機を可変速駆動させ
る電力変換装置の従来例を示したブロック回路図であ
る。この従来例回路では、交流電源１２からの交流電力
をインバータ１３が所望の電圧と周波数の交流電力に変
換し、誘導電動機１７を可変速運転させることにより、
負荷１８を駆動する。符号１６は誘導電動機１７に結合
されてその回転速度を検出するパルスエンコーダであ
る。
【０００３】速度設定器１は、誘導電動機１７が運転す
べきωr # なる回転速度を設定している。速度指令演算
回路２は、その出力を予め定めた加速度に従って変化さ
せながら、最終的にはこれに入力する速度設定値ωr #
に一致した値となる速度指令値ωr * を出力する。一方
で、誘導電動機１７に結合されているパルスエンコーダ
１６からフィードバックされる信号は、速度演算器１９
により処理されて電動機回転速度ωr となる。速度調節
器３は、これら速度指令値ωr * と電動機回転速度ωr
との偏差を入力して、調節動作によりその入力偏差を零
にするべき制御信号としてトルク指令値τ* を出力す
る。また磁束指令演算回路４は、前述の電動機回転速度
ωr を入力して、その回転速度に対応した二次磁束指令
値φ2 * を演算するのであるが、入力する電動機回転速
度ωr が基底回転速度に達するまでは１００％指令を出
力するが、基底回転速度以上ではこれが出力する二次磁
束指令値φ2 * を、入力する回転速度に反比例して低下
させるものとする。
べきωr # なる回転速度を設定している。速度指令演算
回路２は、その出力を予め定めた加速度に従って変化さ
せながら、最終的にはこれに入力する速度設定値ωr #
に一致した値となる速度指令値ωr * を出力する。一方
で、誘導電動機１７に結合されているパルスエンコーダ
１６からフィードバックされる信号は、速度演算器１９
により処理されて電動機回転速度ωr となる。速度調節
器３は、これら速度指令値ωr * と電動機回転速度ωr
との偏差を入力して、調節動作によりその入力偏差を零
にするべき制御信号としてトルク指令値τ* を出力す
る。また磁束指令演算回路４は、前述の電動機回転速度
ωr を入力して、その回転速度に対応した二次磁束指令
値φ2 * を演算するのであるが、入力する電動機回転速
度ωr が基底回転速度に達するまでは１００％指令を出
力するが、基底回転速度以上ではこれが出力する二次磁
束指令値φ2 * を、入力する回転速度に反比例して低下
させるものとする。
【０００４】除算器５は、速度調節器３が出力するトル
ク指令値τ* を磁束指令演算回路４で演算された二次磁
束指令値φ2 * で除算する演算（数式１を参照）を行う
ことにより、誘導電動機１７の一次電流の二次磁束に垂
直な電流指令値（以下ではＴ軸電流指令値と称する）Ｉ
T * を出力する。
ク指令値τ* を磁束指令演算回路４で演算された二次磁
束指令値φ2 * で除算する演算（数式１を参照）を行う
ことにより、誘導電動機１７の一次電流の二次磁束に垂
直な電流指令値（以下ではＴ軸電流指令値と称する）Ｉ
T * を出力する。
【０００５】
【数１】ＩT * ＝τ* ／φ2 *
また、Ｍ軸電流指令値演算器７は、磁束指令演算回路４
が演算する二次磁束指令値φ2 * を入力して、下記の数
式２に示す演算を行うことで、誘導電動機１７の一次電
流の二次磁束に平行な電流指令値（以下ではＭ軸電流指
令値と称する）ＩM * を出力する。但しＬm は誘導電動
機１７の励磁インダクタンスである。
が演算する二次磁束指令値φ2 * を入力して、下記の数
式２に示す演算を行うことで、誘導電動機１７の一次電
流の二次磁束に平行な電流指令値（以下ではＭ軸電流指
令値と称する）ＩM * を出力する。但しＬm は誘導電動
機１７の励磁インダクタンスである。
【０００６】
【数２】ＩM * ＝φ2 * ／Ｌm
２組の電流センサ１４は、誘導電動機１７の一次側を流
れるＵ，Ｖ，Ｗ各相を流れる電流ＩU ，ＩV ，ＩW を検
出する。これら各相検出電流は、第２座標変換器１１で
一次電流の二次磁束に平行な電流（以下ではＭ軸電流検
出値と称する）ＩM と、一次電流の二次磁束に垂直な電
流（以下ではＴ軸電流検出値と称する）ＩT とに変換さ
れる。ここでＵ相巻線と電動機二次磁束とのなす角度を
Γ2 とすると、下記の数式３と数式４に示す変換が行わ
れる。
れるＵ，Ｖ，Ｗ各相を流れる電流ＩU ，ＩV ，ＩW を検
出する。これら各相検出電流は、第２座標変換器１１で
一次電流の二次磁束に平行な電流（以下ではＭ軸電流検
出値と称する）ＩM と、一次電流の二次磁束に垂直な電
流（以下ではＴ軸電流検出値と称する）ＩT とに変換さ
れる。ここでＵ相巻線と電動機二次磁束とのなす角度を
Γ2 とすると、下記の数式３と数式４に示す変換が行わ
れる。
【０００７】
【数３】ＩT ＝ＩU ・ cosΓ2 ＋ＩV ・ cos（Γ2 − 2
π/3）＋ＩW ・ cos（Γ2 ＋ 2π/3）
π/3）＋ＩW ・ cos（Γ2 ＋ 2π/3）
【０００８】
【数４】ＩM ＝ＩU ・ sinΓ2 ＋ＩV ・ sin（Γ2 − 2
π/3）＋ＩW ・ sin（Γ2 ＋ 2π/3） Ｔ軸電流調節器８は、前述したＴ軸電流指令値ＩT * と
Ｔ軸電流検出値ＩT との偏差を入力し、当該調節器の調
節動作により、その入力偏差を零にするＴ軸電圧指令値
ＶT * を出力する。Ｍ軸電流調節器９も同様に、Ｍ軸電
流指令値ＩM *とＭ軸電流検出値ＩM との偏差を入力し
て、調節動作によりその入力偏差を零にするＭ軸電圧指
令値ＶM * を出力する。
π/3）＋ＩW ・ sin（Γ2 ＋ 2π/3） Ｔ軸電流調節器８は、前述したＴ軸電流指令値ＩT * と
Ｔ軸電流検出値ＩT との偏差を入力し、当該調節器の調
節動作により、その入力偏差を零にするＴ軸電圧指令値
ＶT * を出力する。Ｍ軸電流調節器９も同様に、Ｍ軸電
流指令値ＩM *とＭ軸電流検出値ＩM との偏差を入力し
て、調節動作によりその入力偏差を零にするＭ軸電圧指
令値ＶM * を出力する。
【０００９】第１座標変換器１０は、これに入力するＴ
軸電圧指令値ＶT * とＭ軸電圧指令値ＶM * から、下記
の数式５，数式６および数式７に示す演算により、Ｕ相
電圧指令値ＶU * とＶ相電圧指令値ＶV * とＷ相電圧指
令値ＶW * とを得る。
軸電圧指令値ＶT * とＭ軸電圧指令値ＶM * から、下記
の数式５，数式６および数式７に示す演算により、Ｕ相
電圧指令値ＶU * とＶ相電圧指令値ＶV * とＷ相電圧指
令値ＶW * とを得る。
【００１０】
【数５】
ＶU * ＝ＶM * ・ cosΓ2 ＋ＶT * ・ sinΓ2
【００１１】
【数６】ＶV * ＝ＶM * ・ cos（Γ2 − 2π/3）＋ＶT
* ・ sin（Γ2 − 2π/3）
* ・ sin（Γ2 − 2π/3）
【００１２】
【数７】ＶW * ＝ＶM * ・ cos（Γ2 ＋ 2π/3）＋ＶT
* ・ sin（Γ2 ＋ 2π/3） これら各相電圧指令値ＶU * ，ＶV * ，ＶW * は、イン
バータ１３により所望の電圧と周波数の交流電力に変換
されて誘導電動機１７へ供給される。
* ・ sin（Γ2 ＋ 2π/3） これら各相電圧指令値ＶU * ，ＶV * ，ＶW * は、イン
バータ１３により所望の電圧と周波数の交流電力に変換
されて誘導電動機１７へ供給される。
【００１３】滑り周波数演算器６は、Ｔ軸電流指令値Ｉ
T * と二次磁束指令値φ2 * を入力し、数式８に従って
滑り周波数ωslを演算する。但しＲ2 は誘導電動機１７
の二次時定数である。
T * と二次磁束指令値φ2 * を入力し、数式８に従って
滑り周波数ωslを演算する。但しＲ2 は誘導電動機１７
の二次時定数である。
【００１４】
【数８】ωsl＝Ｒ2 ・ＩT * ／φ2 *
また、ロータ周波数演算器２０は、電動機回転速度ωr
を入力して数式９によりロータ周波数ω2 を演算する。
但しＰは誘導電動機１７の極数である。
を入力して数式９によりロータ周波数ω2 を演算する。
但しＰは誘導電動機１７の極数である。
【００１５】
【数９】ω2 ＝ωr ・Ｐ／２
このようにして得られた滑り周波数ωslとロータ周波数
ω2 とを加算し、この加算結果であるωl を積分器１５
で積分演算することにより、Ｕ相巻線と電動機二次磁束
とのなす角度Γ2 が得られ、これを第１座標変換器１０
と第２座標変換器１１での座標変換演算に使用される。
ω2 とを加算し、この加算結果であるωl を積分器１５
で積分演算することにより、Ｕ相巻線と電動機二次磁束
とのなす角度Γ2 が得られ、これを第１座標変換器１０
と第２座標変換器１１での座標変換演算に使用される。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】図３の従来例回路にお
いて、電動機駆動装置であるインバータ１３が出力する
交流電圧は、例えば計器用変圧器で構成されている電圧
センサ２２と交流電圧検出回路２３とで検出・処理がな
された後に、電圧表示器２４によって表示されることに
より、外部での電圧確認が可能になる。しかしながら電
動機を駆動する周波数が高くなって、例えば１０００ヘ
ルツ程度まで上昇すると、電圧センサ２２で検出可能な
周波数範囲を越えることになり、表示される交流電圧の
値に大きな誤差を含むようになる。すなわち電圧表示器
２４による表示値が正しくないことから、この電圧表示
器２４の表示値を参照しながら当該インバータ１３を含
む制御装置を調整するわけにはいかない。従って、調整
にあたっては別途の計測機器が必要になる。また、別途
の計測機器を使用できない場合は、特定の技術者による
調整が必要になるなどの不便を生じることになる。
いて、電動機駆動装置であるインバータ１３が出力する
交流電圧は、例えば計器用変圧器で構成されている電圧
センサ２２と交流電圧検出回路２３とで検出・処理がな
された後に、電圧表示器２４によって表示されることに
より、外部での電圧確認が可能になる。しかしながら電
動機を駆動する周波数が高くなって、例えば１０００ヘ
ルツ程度まで上昇すると、電圧センサ２２で検出可能な
周波数範囲を越えることになり、表示される交流電圧の
値に大きな誤差を含むようになる。すなわち電圧表示器
２４による表示値が正しくないことから、この電圧表示
器２４の表示値を参照しながら当該インバータ１３を含
む制御装置を調整するわけにはいかない。従って、調整
にあたっては別途の計測機器が必要になる。また、別途
の計測機器を使用できない場合は、特定の技術者による
調整が必要になるなどの不便を生じることになる。
【００１７】そこでこの発明の目的は、電動機駆動用電
力変換装置が備えている交流電圧検出器での検出が困難
な周波数で運転中でも、正確な交流電圧を検出できるよ
うにして、当該電力変換装置の調整を容易にすることに
ある。
力変換装置が備えている交流電圧検出器での検出が困難
な周波数で運転中でも、正確な交流電圧を検出できるよ
うにして、当該電力変換装置の調整を容易にすることに
ある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】前記の目的を達成するた
めに、この発明の電動機駆動用電力変換装置の出力電圧
モニタ装置は、電動機の一次電流を二次磁束に平行な成
分と垂直な成分とに分離し、各電流成分をそれぞれの指
令値に一致させる電流調節器を別個に備えて指令値通り
の電流を流すことにより、前記電動機のトルクと速度を
制御する電動機駆動用電力変換装置において、前記各電
流調節器の出力値をベクトル合成して交流電圧を演算す
る交流電圧演算回路を備える。
めに、この発明の電動機駆動用電力変換装置の出力電圧
モニタ装置は、電動機の一次電流を二次磁束に平行な成
分と垂直な成分とに分離し、各電流成分をそれぞれの指
令値に一致させる電流調節器を別個に備えて指令値通り
の電流を流すことにより、前記電動機のトルクと速度を
制御する電動機駆動用電力変換装置において、前記各電
流調節器の出力値をベクトル合成して交流電圧を演算す
る交流電圧演算回路を備える。
【００１９】または、前記電力変換装置が出力する交流
電力の電圧を検出する交流電圧検出回路と、前記各電流
調節器の出力値をベクトル合成して交流電圧を演算する
交流電圧演算回路と、これら交流電圧検出回路の出力値
と交流電圧演算回路の出力値のいずれかを選択する電圧
値選択回路とを備え、当該電力変換装置が出力する交流
電力の周波数に対応していずれかの交流電圧を選択す
る。
電力の電圧を検出する交流電圧検出回路と、前記各電流
調節器の出力値をベクトル合成して交流電圧を演算する
交流電圧演算回路と、これら交流電圧検出回路の出力値
と交流電圧演算回路の出力値のいずれかを選択する電圧
値選択回路とを備え、当該電力変換装置が出力する交流
電力の周波数に対応していずれかの交流電圧を選択す
る。
【００２０】
【発明の実施の形態】図１は本発明の第１実施例を表し
たブロック回路図であるが、この第１実施例回路は、図
３で既述の従来例回路に交流電圧演算回路３１と電圧値
選択回路３２を付加した構成であって、これ以外は全て
図３の従来例回路と同じであるから、同じ部分の説明は
省略する。
たブロック回路図であるが、この第１実施例回路は、図
３で既述の従来例回路に交流電圧演算回路３１と電圧値
選択回路３２を付加した構成であって、これ以外は全て
図３の従来例回路と同じであるから、同じ部分の説明は
省略する。
【００２１】交流電圧演算回路３１は、Ｔ軸電流調節器
８が出力するＴ軸電圧指令値ＶT *とＭ軸電流調節器９
が出力するＭ軸電圧指令値ＶM * とを入力し、この両者
をベクトル合成する。すなわち下記の数式１０に示す演
算によりベクトル合成がなされて、交流電圧演算値ＶAC
が得られる。
８が出力するＴ軸電圧指令値ＶT *とＭ軸電流調節器９
が出力するＭ軸電圧指令値ＶM * とを入力し、この両者
をベクトル合成する。すなわち下記の数式１０に示す演
算によりベクトル合成がなされて、交流電圧演算値ＶAC
が得られる。
【００２２】
【数１０】ＶAC＝｛（ＶT * ）2 ＋（ＶM * ）2 ｝1/2
図２は図１の実施例回路に記載の電圧値選択回路の構成
を表した回路構成図であって、回路切り換え器３３とヒ
ステリシスコンパレータ３４とで電圧値選択回路３２を
構成している。
を表した回路構成図であって、回路切り換え器３３とヒ
ステリシスコンパレータ３４とで電圧値選択回路３２を
構成している。
【００２３】図２において、回路切り換え器３３は、交
流電圧検出回路２３から得られる交流電圧Ｖと交流電圧
演算回路３１が演算する交流電圧演算値ＶACのいずれか
を選択して電圧表示器２４へ出力する。またヒステリシ
スコンパレータ３４は、滑り周波数ωslとロータ周波数
ω2 の和である交流周波数ωl を入力して、この交流周
波数ωl が予め定めた値に到達したときに回路切り換え
器３３へ切り換え信号を発する。このコンパレータには
ヒステリシスを持たせてあるので、交流周波数ωl が切
り換え値付近にあっても、切り換え動作にばたつきを生
じるのを防止することができる。
流電圧検出回路２３から得られる交流電圧Ｖと交流電圧
演算回路３１が演算する交流電圧演算値ＶACのいずれか
を選択して電圧表示器２４へ出力する。またヒステリシ
スコンパレータ３４は、滑り周波数ωslとロータ周波数
ω2 の和である交流周波数ωl を入力して、この交流周
波数ωl が予め定めた値に到達したときに回路切り換え
器３３へ切り換え信号を発する。このコンパレータには
ヒステリシスを持たせてあるので、交流周波数ωl が切
り換え値付近にあっても、切り換え動作にばたつきを生
じるのを防止することができる。
【００２４】交流電圧検出回路２３が出力する交流電圧
Ｖに含まれる誤差は、周波数の上昇と共に増大する。ま
た交流電圧演算回路３１が演算する交流電圧演算値ＶAC
には、インバータ１３の変換に伴う誤差が含まれている
ので、周波数が低いときには後者の誤差は前者よりも大
である。しかし誘導電動機１７を可変速運転させる際に
は、電圧／周波数の比率が常に一定値となるように制御
するから、周波数が高くなるのに従って電圧も高くなる
から、インバータ１３の変換誤差の影響は小さくなる。
すなわちω0 以下の周波数領域では交流電圧Ｖに含まれ
る誤差のほうが小さく、ω0 を越える周波数領域では交
流電圧演算値ＶACに含まれる誤差のほうが小さくなる。
そこでこの周波数ω0 をヒステリシスコンパレータ３４
の動作点にすれば良い。
Ｖに含まれる誤差は、周波数の上昇と共に増大する。ま
た交流電圧演算回路３１が演算する交流電圧演算値ＶAC
には、インバータ１３の変換に伴う誤差が含まれている
ので、周波数が低いときには後者の誤差は前者よりも大
である。しかし誘導電動機１７を可変速運転させる際に
は、電圧／周波数の比率が常に一定値となるように制御
するから、周波数が高くなるのに従って電圧も高くなる
から、インバータ１３の変換誤差の影響は小さくなる。
すなわちω0 以下の周波数領域では交流電圧Ｖに含まれ
る誤差のほうが小さく、ω0 を越える周波数領域では交
流電圧演算値ＶACに含まれる誤差のほうが小さくなる。
そこでこの周波数ω0 をヒステリシスコンパレータ３４
の動作点にすれば良い。
【００２５】
【発明の効果】可変電圧・可変周波数の交流電力を出力
するベクトル制御インバータは、その出力する交流電力
の電圧と周波数の比率を一定に保ちながら周波数を変化
させることにより、交流電動機を所望の回転速度で駆動
する。このときの出力周波数が例えば１０００ヘルツ程
度の高い値に達する場合には、通常の交流電圧検出器で
は、周波数が高くなるのに従って検出する交流電圧に含
まれる誤差が大きくなる。よってこの誤差を含んだ交流
電圧を、例えば装置の調整に使用すると不具合を生じて
しまう。これに対して本発明では、インバータを制御す
るＴ軸電圧指令値とＭ軸電圧指令値とをベクトル合成す
ることで交流電圧を得ているので、高い周波数領域での
誤差は、従来の交流電圧検出装置よりも小さくなり、調
整に特別な計測装置が不要になる効果が得られる。更
に、特定の周波数に達すれば従来の交流電圧検出装置か
らベクトル合成による交流電圧の演算に切り換えること
で、検出する交流電圧に含まれる誤差を小さい値に抑制
できる効果が得られる。
するベクトル制御インバータは、その出力する交流電力
の電圧と周波数の比率を一定に保ちながら周波数を変化
させることにより、交流電動機を所望の回転速度で駆動
する。このときの出力周波数が例えば１０００ヘルツ程
度の高い値に達する場合には、通常の交流電圧検出器で
は、周波数が高くなるのに従って検出する交流電圧に含
まれる誤差が大きくなる。よってこの誤差を含んだ交流
電圧を、例えば装置の調整に使用すると不具合を生じて
しまう。これに対して本発明では、インバータを制御す
るＴ軸電圧指令値とＭ軸電圧指令値とをベクトル合成す
ることで交流電圧を得ているので、高い周波数領域での
誤差は、従来の交流電圧検出装置よりも小さくなり、調
整に特別な計測装置が不要になる効果が得られる。更
に、特定の周波数に達すれば従来の交流電圧検出装置か
らベクトル合成による交流電圧の演算に切り換えること
で、検出する交流電圧に含まれる誤差を小さい値に抑制
できる効果が得られる。
【図１】本発明の第１実施例を表したブロック回路図
【図２】図１の実施例回路に記載の電圧選択回路の構成
を表した回路構成図
を表した回路構成図
【図３】ベクトル制御により可変電圧・可変周波数の交
流電力を出力して電動機を可変速駆動させる電力変換装
置の従来例を示したブロック回路図
流電力を出力して電動機を可変速駆動させる電力変換装
置の従来例を示したブロック回路図
３ 速度調節器
４ 磁束指令演算回路
５ 除算器
６ 滑り周波数演算器
７ Ｍ軸電流指令値演算器
８ Ｔ軸電流調節器
９ Ｍ軸電流調節器
１４ 電流センサ
２２ 電圧センサ
２３ 交流電圧検出回路
２４ 電圧表示器
３１ 交流電圧演算回路
３２ 電圧値選択回路
３３ 回路切り換え器
３４ ヒステリシスコンパレータ
ＩM * Ｍ軸電流指令値
ＩT * Ｔ軸電流指令値
ＶM * Ｍ軸電圧指令値
ＶT * Ｔ軸電圧指令値
ωr 電動機回転速度
Claims (2)
- 【請求項１】電動機の一次電流を二次磁束に平行な成分
と垂直な成分とに分離し、各電流成分をそれぞれの指令
値に一致させる電流調節器を別個に備えて指令値通りの
電流を流すことにより、前記電動機のトルクと速度を制
御する電動機駆動用電力変換装置において、 前記各電流調節器の出力値をベクトル合成して交流電圧
を演算する交流電圧演算回路を備えることを特徴とする
電動機駆動用電力変換装置の出力電圧モニタ装置。 - 【請求項２】電動機の一次電流を二次磁束に平行な成分
と垂直な成分とに分離し、各電流成分をそれぞれの指令
値に一致させる電流調節器を別個に備えて指令値通りの
電流を流すことにより、前記電動機のトルクと速度を制
御する電動機駆動用電力変換装置において、 前記電力変換装置が出力する交流電力の電圧を検出する
交流電圧検出回路と、前記各電流調節器の出力値をベク
トル合成して交流電圧を演算する交流電圧演算回路と、
これら交流電圧検出回路の出力値と交流電圧演算回路の
出力値のいずれかを選択する電圧値選択回路とを備え、
当該電力変換装置が出力する交流電力の周波数に対応し
ていずれかの交流電圧を選択することを特徴とする電動
機駆動用電力変換装置の出力電圧モニタ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001185901A JP2003009597A (ja) | 2001-06-20 | 2001-06-20 | 電動機駆動用電力変換装置の出力電圧モニタ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001185901A JP2003009597A (ja) | 2001-06-20 | 2001-06-20 | 電動機駆動用電力変換装置の出力電圧モニタ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003009597A true JP2003009597A (ja) | 2003-01-10 |
Family
ID=19025410
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001185901A Pending JP2003009597A (ja) | 2001-06-20 | 2001-06-20 | 電動機駆動用電力変換装置の出力電圧モニタ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003009597A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100559191C (zh) * | 2006-06-19 | 2009-11-11 | 富士电机系统株式会社 | 高频电源装置的直流电流检测方法和装置 |
-
2001
- 2001-06-20 JP JP2001185901A patent/JP2003009597A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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