JP2002534891A - 1ビットフォーマットのデータを処理するための回路、装置および方法 - Google Patents
1ビットフォーマットのデータを処理するための回路、装置および方法Info
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Abstract
Description
を処理するための回路、装置および方法に関する。
ーディオテープ(DAT)またはデジタルビデオディスク(DVD)に24ビッ
トフォーマットでデータを記録する。再生中、この24ビットデータは、一般的
には24ビット内挿フィルタを通して送られる。このフィルタは、到来するデジ
タルサンプルを平滑し、データサンプリング速度を増大する。デルタシグマ変調
器は、次に各サンプルを表わすビット数を、例えば、24ビットサンプルから5
ビットサンプルに減少する。そのようにする場合に、デルタシグマ変調器は、か
なりの量子化雑音を発生するが、このデルタシグマ変調器は、信号帯域外へその
自己発生雑音をシフトする能力を有している。
うにサーモメータ(thermometer)で符号化される。このサーモメー
タにより符号化されたデータは、量子化雑音を整形するためのアルゴリズムを実
行する動的要素調和(matching)論理回路を通されてデジタルアナログ
変換器(DAC)要素の不適当な組み合わせに対処する。デジタルデータを最後
にアナログデータに変換してオーディオとして聴取者に提供するデジタルアナロ
グ変換器は、一般的には、フィルタ作用をも行う切り替えコンデンサ回路である
。
」)は、1ビットフォーマットで与えられたデジタル記憶メディアにアナログ変
調器からデータを記憶する。結果として、1ビットのデジタルフォーマットのデ
ータをアナログデータに変換するための技術は、開発されなければならない。こ
れは、帯域雑音の除去、変調器を介する利得制御およびハードウエアの小型化の
ようなファクタを考慮しなければならないので些細な問題ではない。更にオーデ
ィオバンドで−120dBの動的範囲を達成することが通常必要な条件である。
この種の動的範囲を達成するために多重ビットデジタルアナログ変換器を使用す
ることが今までの傾向であるが、このことで、1ビットフォーマットへの適用問
題がますます困難になっている。
使用される可能性があり、改良音質に対する要求が引き続きなされているので、
1ビットオーディオデータのデジタルアナログ変換のための回路、装置および方
法が必要である。
デジタルアナログ変換回路が提供される。有限インパルス応答フィルタの第1の
部分は、1ビットフォーマットのデータストーリームを受信するための所定数の
遅延要素を備えると共に、これに応じて複数の信号を出力する。切り替えコンデ
ンサデジタルアナログ変換器は、有限のインパルス応答フィルタの第2の部分を
形成していて1組のフィルタ係数を実現するように選択された前記複数の信号の
1つを各々受信する複数の要素を備えており、前記切り替えコンデンサデジタル
アナログ変換器は、前記複数の信号を加算してアナログデータストーリームを出
力する。
法の実行を可能にする。とりわけ、本発明の原理は、1ビットのオーディオフォ
ーマットデータが処理される時に多重ビットDACの構成および使用を可能にす
る。本原理を使用する回路、装置および方法は、デジタル領域においてほとんど
付加的なハードウエアを必要とせず、伝統的な方法で多重ビットDACによる多
重ビットデータの処理を可能にする。更に、そのアナログ回路は、入力データが
多重ビットフォーマットかまたは単一ビットフォーマットであるかに関係なくま
ったく同一のままである。
C)下位装置(サブシステム)100の主な基本ブロック図であって、本発明の
概念を具体化するものである。DAC下位装置100は、好都合にも、ソニー/
フィリップスの1ビットオーディオフォーマットのデータの処理を行いながら、
現存の24ビットオーディオ装置との両立性を維持する。
によりタイミング制御されるSDATAピンと直列インターフェイス/フォーマ
ットセレクタ101を介してワード直列方式で受信される。左右のチャネルデー
タは、左右クロック(LRCK)に応答して交互に処理される。このクロックは
、データ入力速度(すなわち、サンプリング速度)と通常は同一速度である。制
御信号DF1とDF0は、可能性の例をあげると、入力フォーマット、例えば、
正当化した右または左の20ビットまたは24ビットのワード幅を選択可能にす
る。記載上、多重データが処理されている時に、ワード幅は24ビットであると
仮定する。1ビットデータが入力されている時には、SDATAポートは、左チ
ャネルデータを受信し、DF1ポートは、右チャネルデータを受信する。
路102aまたは102bを通して送られ(これらのソフトミュート回路102
aまたは102bは、ソフトウエア制御のミューティングを行う)、次に、ディ
エンファシスフィルタ103aまたは103bを通して送られる。ディエンファ
シスフィルタ103は、信号DEM1と信号DEM2により制御され、必要な時
には、32kHz、44.1kHzまたは48kHzのいずれかでサンプリング
されたデータのディエンファシスを行う。図示の実施の態様においては、左右の
チャネルの各々のデータは、それぞれ内挿フィルタ104aと内挿フィルタ10
4bに入力される。96kHzサンプリングクロックの場合、内挿フィルタ10
4は、8倍にデータ周波数を増大し、48kHzサンプリングクロックの場合は
、16倍にデータ周波数を増大する。この好適な実施の態様では、ソフトミュー
ト回路102、ディエンファシスフィルタ103、内挿フィルタ104は、単一
の集積回路ブロック112に集積されている。
ィルタ104aと内挿フィルタ104bから出力されたワード当たりのビット数
を減少させる。例えば、24ビットデータが演算されている時、ワード当たりの
ビット数は、5ビットに減少してもよい。変調器105は、自己発生の量子化雑
音を整形もする。この図示の実施の態様においては、変調器105は、64/1
28xオーバーサンプリングのデルタシグマ変調器である。
、2、...12)までサーモメータにより符号化される。変調器105からのデ
ータは、切り替えコンデンサDAC/フィルタ106に供給する前に、動的要素
調和(DEM)論理回路107を通される。このDEM論理回路107は、DA
Cにおける要素の不適当な組み合わせに原因する出力中の雑音を整形するアルゴ
リズムを実行する。DACフィルタ106は、更に以下に述べる。
位装置100の回路ブロックを駆動するために必要なクロックを得る。前記マス
タクロックは、例えば、512×48kHzの速度で動作することもできる。モ
ード制御回路110は、サンプリング速度、チップのリセットおよびアナログミ
ューティングの選択が可能である。特に、ゼロに設定されると
択し、このピンにおける論理1は、96kHzサンプリング速度を選択する。リ
セットは、/RESETピンにより開始される。/MUTE_Cによりユーザは
、DAC下位装置100に続く別のアナログ回路におけるミューティング機能を
動作可能にする。
チップに要求された種々の基準電圧の1つをフィルタするための大きな外部コン
デンサ(図示せず)にチップ100を接続するために使用される。その外部コン
デンサは、特に、REF_FLTピンとREF_GNDピンとの間に接続されて
いる。REF_INピンは、前記サンプリングプロセスの最初の段階中に切り替
えコンデンサ回路の基準電圧入力を駆動するために使用される基準電圧(一般的
にはアナログ電源電圧VDDA以下である)を入力するために使用される。RE
F_FLTピンの電圧(REF_INピンにおける電圧をフィルタした電圧)は
、サンプリングを完了させるために使用される。この処理を完全に記載するには
、本願に組み込まれた同時係属中の同一人へ譲渡された米国出願番号第09/_
(代理人ドケット番号0910−CE(P073US)を参照。
例では、DAC下位装置100は、コンパクトディスク(CD)プレーヤ、デジ
タルオーディオテープ(DAT)プレーヤまたはデジタルビデオディスク(DV
D)ユニットのような娯楽要素112の1部を形成している。デジタルメディア
ドライブ113は、与えられたデジタルデータ記憶媒体からソニー/フィリップ
スの1ビットフォーマットのデジタルデータ、例えば、1ビットオーディオデー
タを回復し、このデータをクロック信号および制御信号と共にDAC下位装置1
00に送る。なお、DAC下位装置100に送られるデータ、クロックおよび制
御信号は、オーディオコントローラまたはこれに類似の装置によって演算または
発生されるようにしてもよい。DAC下位装置100は、ここに記載したデータ
を変換し、それをアナログ/処理回路114に送る。アナログ処理回路114は
、例えば、フィルタ動作、増幅、混合、およびインプリメンテーションを行って
もよい。娯楽要素112から出力されるアナログデータは、所望ならば増幅し、
スピーカ116により可聴音として出力することができる。
の図で示すように、DAC/106は、なるべく従来技術で公知のスーチバッフ
ァであることが望ましい。DEM論理回路107からのデータは、24個の対応
データ通路(要素)201を介して送られる。また、各々が変調クロック周期の
半分よりなる2つの位相PHI1(φ1)と位相PHI2(φ2)が存在する。位
相PHI1の間、DEM出力(d0からd23)データは、コンデンサ202に対
しサンプリングされ、このコンデンサ202の各々は、別々に制御されて、正ま
たは負の単位電荷を保持することができる。例えば、DEMデータdiが1に等
しい時、コンデンサCiは、正の基準電圧に接続され、diがφiに等しい時、コ
ンデンサCiは、負の基準電圧に接続される。なるべく、コンデンサ202は全
て等しい値のものであることが好ましい。位相PHI2の間に、コンデンサ20
2からの電荷は、スイッチ205とスイッチ206により送られ、演算増幅器2
07により加算され、積分コンデンサCINT208の存在電荷と共有される。こ
れにより、ローパスフィルタリングが生じ、CTOTAL(CTOTAL= C1 + ...
+ C24)に対するCINTの比が極を決定する。この比が高くなる程、極の位置
は低くなり、雑音フィルタリングは良好となる。それにも係わらず、比が高くな
ると、チップ領域が更に消費される。これは、CTOTALがKT/C雑音要件によ
り制限されるからである。アナログ出力は、アナログ処理のために送られる。
は、変調器105へ直接1ビットデータを入力してDAC/フィルタ106まで
送ることである。この技術は、少なくとも2つの大きな問題に直面する。まず、
その1ビットデータのストリームの近帯域外雑音(near−out−of−b
and noise)が信号として通過する。多重ビット変調器を使用する主な
利点の1つは、それらの帯域外雑音(out−of−band noise)が
単一ビット変調器の場合よりも一層小さくなり、結果として、アナログのフィル
タ後処理回路のチップ領域は少なくてよいが、この利点は、1ビットデータのス
トリームの場合、更に変換後のアナログフィルタリングが更に必要とされるので
失われる。第2に、1ビットデータのストリームは、大きな雑音成分を有してい
るので、利得の減少は過負荷を回避するために変調器段においてしなければなら
ない。従って、補償用のアナログ処理回路の後段においてかなりの利得増大が必
要となり、これが更に、全装置の雑音および費用を増大することになる。
データストリームを直接多重ビットDAC106の入力点に送ることである。換
言すれば、この1ビットデータは、それらを+VREFまたは−VREFのいず
れかに接続するDAC要素の全てを制御する。この技術の1つの問題は、1ビッ
トデータストリームの帯域外雑音の全てがDACを通して送られるということで
ある。更に、かなりのスルーレートがDAC演算増幅器により支持されなければ
ならない。
リームからこの量子化雑音を除去することが可能である。この技術には、かなり
の量のハードウエアが必要となる。それは、このフィルタは、64Xまたは12
8xでオーバサンプリングされたビットストリームにより規定されるように、非
常に高いクロック速度で動作する必要があるからである。
ットセレクタ101、バイパス内挿フィルタ104、変調器105およびDEM
論理回路107を介して受信される。それよりも、各チャネル毎の1ビットデー
タは、マルチプレクサ108によりフィルタ加算器として動作する上記のスーチ
バッファへの1組のデジタル遅延要素に切り替えられる。1ビット利用の場合、
内挿フィルタ104、変調器105およびDEM論理回路107は、パワー節約
のため閉鎖することができる。なお、好都合にも、そのデジタル遅延要素は、D
EM論理回路107、内挿フィルタ104または変調器105のいずれかにおけ
る遅延要素の再使用により実施することができる。なるべく、DEM論理回路1
07の遅延要素は、再使用することが好ましい。
成図である。この場合、通過帯域の減衰補償は、この通路におけるどの他のフィ
ルタに対しても行われない。従って、デジタルフィルタ通過帯域の減衰は最小に
される必要があるが、これは、近帯域外雑音(near−out−of−ban
d noise)フィルタリングとの妥協となる。図3Aの実施の態様は、9個
の遅延要素301と(1、2、3、4、4、4、3、2、1)からなる一連の重
み付け係数を利用している。換言すれば、遅延要素301の出力は、DAC/フ
ィルタ106の24ビットの入力に送られ、遅延要素301は、DAC/フィル
タ106への4個の入力に結合された重み付け係数4と関連し、また、DAC/
フィルタ106への3個の入力に結合された重み付け係数3に関連し、以下同様
となる。利得1(すなわち、積分コンデンサCINT208は使用されない)のデ
ジタルフィルタ300の周波数応答は、図3Bと図3Cに示され、196kHz
に極を有する切り替えコンデンサフィルタとして動作するデジタルフィルタ30
0の周波数応答(すなわち、積分コンデンサCINT208は使用される)は、図
3Dと図3Eに示してある。
る。これは、全てのフィルタ重み付け係数が正であるからである。デジタルフィ
ルタ300の欠点は、通過帯域の減衰全体が取るに足らない程小さくはないとい
うことであり、近帯域外フィルタリングが最大化されないということである。こ
れらの利点は、図4Aに示した本発明の実施の態様により克服される。
タルフィルタ400が示してある。一連の重み付け係数は、(−1、0、0、0
、…(0が15個)、1、1、1、…(1が22個)、0、0、0、…(0が1
5個)、−1)である。ゼロの重み付け係数を持つこれらのノードは、DAC/
フィルタ106には接続されず、(1または−1の重み付け係数を有する)残り
の24個のノードは、各々、DAC/フィルタ106の24ビットの入力点の1
つに接続されている。1の重み付け係数の場合、サンプリングコンデンサ200
は、電圧VREFに結合され、−1の重み付け係数の場合は、−VREFの電圧に接続
される。
償するために通過帯域の端近くで周波数応答にピークを作る。更に、負の重み付
け係数を使用することによって、そのデジタルフィルタの第1のゼロ点は、近帯
域外フィルタリングを改善するために通過帯域の端にできるだけ接近して配置す
ることができる。換言すれば、負の重み付け係数は、通過帯域の端近くに第1の
ゼロ点を配置することにより通常生じる通過帯域の減衰を補償する。この負の重
み付け係数を使用する小さな欠点は、0dBではないが、1.58dBの利得(
20log10(20/24))を生じるということである。用途に応じて、よ
り後段のアナログ手段においてこの小さな損失を補償することは、場合により、
必要または不必要となるかもしれない。
周波数応答を示し、図4Cは、コンデンサCINT208が使用されている時に、
DAC/フィルタ106のフィルタ400の周波数応答を示す。この場合、デジ
タルフィルタ400は、196kHz付近に位置する極を持つ1次切り替えコン
デンサフィルタの通過帯域の減衰を補償する。
28Fs(ここでFs=44.1kHz)で遅延線に入力される。しかし、下位
装置100は、128Fsまたは64Fsのいづれかの速度で遅延線に対し1ビ
ットのDSDデータをサポートすることができる。64Fsの場合、1ビットの
DADデータの各チャネルは、二重サンプリングを受け、これにより、保持機能
で入力データレートを2倍に変更する。この2倍の変更保持(two−time
−hold)は、通過帯域の端における減衰にはたいして影響を及ぼさず、64
Fsの画像および帯域外雑音を減少するのに役だつ。図5には1つの例が示して
ある。
点は、アナログ回路のためのデジタル雑音の管理である。これは、一般的には、
切り替えコンデンサDAC106が128Fsの速度でサンプリングもするから
である。更に、128Fsの速度でのサンプリングにより、「SCLK」の速度
は、128Fsにもなる。SCLKは、雑音が接続線、リードフレームなどを介
してアナログ回路に結合されるので、かなりの雑音源にもなり得る。これは、S
CLK速度がアナログサンプリング速度の半分である場合に特にそうなる。しか
し、SCLK速度がアナログサンプリング速度と同じである時に、アナログ回路
に結合される雑音は、容易に説明することができる直流オフセットをもたらすこ
とができるだけである。
ナログ変換を支援する。好都合にも、これらの原理は、その実行のためのハード
ウエアをほとんど必要とせずに伝統的な仕方で多重ビットの処理を可能にする。 以上、本発明およびその利点が詳細に記載されたが、種々の変化、置換および
変更は、前記特許請求の範囲により定義される本発明の趣旨および範囲から逸脱
せずになし得る。
機能ブロックの図。
ク図。
周波数応答図。
周波数応答図。
タの周波数応答図。
タの周波数応答図。
入力速度の場合の図4Aのフィルタの周波数応答図。
入力速度の場合の図4Aのフィルタの周波数応答図。
Claims (22)
- 【請求項1】 1ビットフォーマットのデータストーリームを受信すると共
に、これに応じて複数の信号を出力するための所定係数の遅延要素を備えた有限
インパルス応答フィルタの第1の部分と、 1組のフィルタ係数の関数として選択される前記複数の信号の1つを各々受信
する複数の要素を備えた前記有限インパルス応答フィルタの第2の部分を形成す
る切り替えコンデンサデジタルアナログ変換器とを有し、該切り替えコンデンサ
デジタルアナログ変換器は、前記複数の信号を加算してアナログデータストーリ
ームを出力することを特徴とする、1ビットフォーマットデータを処理するため
の通路を備えたデジタルアナログ変換回路。 - 【請求項2】 前記1組のフィルタ係数は、前記デジタルアナログ変換回路
を含むデータ通路におけるフィルタに減衰補償を行うよう選択されることを特徴
とする請求項1記載のデジタルアナログ変換回路。 - 【請求項3】 前記切り替えコンデンサデジタルアナログ変換器は、スーチ
(Sooch)バッファを有することを特徴とする請求項1記載のデジタルアナ
ログ変換回路。 - 【請求項4】 前記1組の係数の少なくとも1つは、負であるとこを特徴と
する請求項1記載のデジタルアナログ変換回路。 - 【請求項5】 前記遅延要素の少なくとも1つの出力は、前記切り替えコン
デンサデジタルアナログ変換器の複数の要素に接続されていることを特徴とする
請求項1記載のデジタルアナログ変換回路。 - 【請求項6】 前記1組の係数は、前記有限インパルス応答フィルタの直流
利得が約0dBとなるように選択されることを特徴とする請求項1記載のデジタ
ルアナログ変換回路。 - 【請求項7】 前記1組の係数は、近帯域外雑音(near-out-of-b
and noise)を最小にするように選択されることを特徴とする請求項1
記載のデジタルアナログ変換回路。 - 【請求項8】 前記データは、1ビットのデジタルオーディオデータを有す
ることを特徴とする請求項1記載のデジタルアナログ変換回路。 - 【請求項9】 1ビットフォーマットのデジタルオーディオデータを受信す
るためのインターフェイスと、 有限インパルス応答フィルタとを有し、該有限インパルス応答フィルタは、所
定量だけ前記1ビットオーディオデータを遅延するための複数の遅延要素と、フ
ィルタされたアナログ信号を発生するために1組のフィルタ係数を実現するよう
に選択された前記遅延要素の複数の出力からのデータを加算するための切り替え
コンデンサDAC/フィルタとを有し、前記DAC/フィルタは、近帯域外雑音
を最小にするように所定周波数に極を有することを特徴とする単一チップのデジ
タルアナログ変換下位装置。 - 【請求項10】 前記1組のフィルタ係数の少なくとも1部は、前記フィル
タされたアナログ信号の選択通過帯域の端近くでピーク周波数を発生するように
予め選択されていることを特徴とする請求項9記載のデジタルアナログ変換下位
装置。 - 【請求項11】 前記1組のフィルタ係数の少なくとも1部は、前記フィル
タされたアナログ信号の選択通過帯域の端近くにフィルタのゼロを配置するよう
に予め選択されていることを特徴とする請求項9記載のデジタルアナログ変換下
位装置。 - 【請求項12】 前記インターフェイスにより受信された多重ビットのPC
Mオーディオデータを処理するための回路を更に有することを特徴とする請求項
9記載のデジタルアナログ変換下位装置。 - 【請求項13】 前記PCMオーディオデータの多重ビットワードを処理す
るための回路は、 前記多重ビットデータのデータ速度を増大するための内挿フィルタと、 該内挿フィルタから受信した前記オーディオデータの多重ビットワードのビッ
ト数を減少するための変調器と、 出力雑音を整形するため前記変調器から前記オーディオデータを受信するため
の動的要素調和論理回路と、 前記動的調和論理回路からのデータ出力を前記切り替えコンデンサDAC/フ
ィルタに選択的に結合するためのマルチプレクサとを有することを特徴とする請
求項12記載のデジタルアナログ変換下位装置。 - 【請求項14】 前記切り替えコンデンサDAC/フィルタは、 複数のサンプリングコンデンサと、 第1のタイミング位相中に前記遅延要素から前記サンプリングコンデンサに受
信したデータをサンプリングするための第1の複数のスイッチと、 第2のタイミング位相中に演算増幅器の加算ノードに対し前記サンプリングコ
ンデンサから前記データを転送するための第2の複数のスイッチとを有すること
を特徴とする請求項9記載のデジタルアナログ変換下位装置。 - 【請求項15】 1ビットフォーマットのデジタルオーディオデータのスト
リーム源と、 前記ストリーム源から受信した前記1ビットフォーマットのデジタルオーディ
オデータをアナログフォーマットに変換するための変換器とを有し、該変換器は
、前記1ビットフォーマットのデジタルオーディオデータのストリームをフィル
タするための所定の組のフィルタ係数に応答してフィルタされたアナログデータ
ストリームを出力する有限インパルス応答フィルタを有することを特徴とするデ
ジタルオーディオ処理装置。 - 【請求項16】 前記ストリーム源は、コンパクトなディスクプレーヤを有
することを特徴とする請求項15記載のデジタルオーディオ処理装置。 - 【請求項17】 前記ストリーム源は、デジタルオーディオテーププレーヤ
を有することを特徴とする請求項15記載のデジタルオーディオ処理装置。 - 【請求項18】 前記ストリーム源は、デジタルビデオディスクプレーヤを
有することを特徴とする請求項15記載のデジタルオーディオ処理装置。 - 【請求項19】 複数の遅延要素を介してデジタルデータのストリームを送
るステップと、 切り替えコンデンサ多重ビットデジタルアナログ変換器を使用して前記遅延要
素の1組のフィルタ係数に従って選択された出力を加算し、これに応答してアナ
ログフォーマットでオーディオデータを発生するステップとを有することを特徴
とする、多重ビットDACを使用して1ビットフォーマットのデジタルオーディ
オデータを処理する方法。 - 【請求項20】 前記アナログフォーマットのデータの所望の通過帯域近く
にピーク周波数を配置するために前記1組のフィルタ係数の少なくとも1つを、
これがゼロになるように選択するステップを更に有することを特徴とする請求項
19記載の方法。 - 【請求項21】 前記複数の遅延要素の数は、前記切り替えコンデンサ回路
への入力の数よりも大きいことを特徴とする請求項19記載の方法。 - 【請求項22】 前記遅延要素は、有限インパルス応答フィルタの1部を有
し、前記切り替えコンデンサ回路は、スーチバッファを有することを特徴とする
請求項19記載の方法。
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