JP2002534850A - 閉ループ電力制御方法 - Google Patents

閉ループ電力制御方法

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JP2002534850A
JP2002534850A JP2000591778A JP2000591778A JP2002534850A JP 2002534850 A JP2002534850 A JP 2002534850A JP 2000591778 A JP2000591778 A JP 2000591778A JP 2000591778 A JP2000591778 A JP 2000591778A JP 2002534850 A JP2002534850 A JP 2002534850A
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ジョン ビー グロエ
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Nokia Oyj
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Nokia Mobile Phones Ltd
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Abstract

(57)【要約】 双方向通信システム（10）において閉ループ電力制御を行う方法。スイッチ電流指数DAC（デジタル／アナログコンバータ）（82）を利用して、通信装置（14）により受信された連続的な電力制御の検出に応答する参照信号が発生される。この参照信号は、先の値に対してステップ状に指数的に関連しており、それによって参照信号の値にステップ状の増大または減少を生じる。参照信号は、通信装置（14）によって発生された信号の電力レベルにおける増大または減少を生じる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】 本発明は、ワイヤレス通信に使用される電力制御方法を記述する。この方法は
、スイッチされた電流の指数的デジタル／アナログコンバータを利用して、受信
された電力制御ビットに従って送信機の利得を変更する。このアプローチは単純
であり、且つ迅速な電力制御に適している。
【０００２】
【発明の背景】
近年、ワイヤレス通信方式の使用による通信が広く普及している。デジタル通
信技術が進歩した結果として、容量および特性が増大した多重ユーザワイヤレス
通信システムが実施されている。これらの通信サービスが利用可能になったので
、その普及は更に増大している。
【０００３】 ワイヤレス通信方式では、送信ステーションおよび受信ステーションの間に無
線通信チャンネルが広がっている。この無線チャンネルは、電磁気スペクトルの
一部に付いて定義される。送信ステーションと受信ステーションとの間の通信リ
ンクはワイヤレスであり、有線ラインでの接続を必要としない。それによって、
通信は拘束から開放される。
【０００４】 セルラ通信方式は、ワイヤレスの多重ユーザ無線通信方式の一例である。ここ
では、或る地理的エリアをカバーするために、幾つかの固定位置ベースステーシ
ョンが設置される。制御された電力の信号を送信することによって、その地理的
エリアの全体を通して、異なる位置で同じ周波数を再使用することができる。そ
れによって通信容量が最大化される。電力制御は、セルラ方式設計の中核をなし
ている。
【０００５】 セルラ通信方式のための種々の標準が開発されている。EIA/TIAが公表した暫
定標準IS-95およびIS-98は、CDMA（コード分割式多重アクセス）通信技術に依拠
したセルラ通信方式に関する標準である。CDMA通信システムにおいては、幾つか
の通信信号が共通の周波数チャンネルを共有する。このような通信スキームにお
いて最適な容量を達成するためには、各ユーザの電力レベルを制御しなければな
らない。如何なる信号も他の信号を屈服させないことを保証するために、電力制
御が必要とされる。
【０００６】 上記で述べたこれらの暫定標準は、閉ループ電力制御を必要とする。閉ループ
電力制御スキームの一例では、電力制御情報が発生されて、ネットワーク・イン
フラストラクチャーによってモバイル受話器へと送信される。この制御情報は、
電力制御ビットの形態で送られる。モバイル受信機で受信されると、該制御ビッ
トは送信された電力のレベルを調節する。
【０００７】 この閉ループ電力制御スキームは、開放ループ電力制御方法を増強するもので
ある。これらのスキームは、ダウンリンクチャンネルおよびアップリンクチャン
ネルの両者が、同様の経路ロスを受けるとの仮説に基づいた近似技術を使用する
。開放ループ電力制御スキームは、一般に閉ループ電力制御スキームよりも遅く
且つ精度が低い。閉ループ電力制御スキームは、典型的にはより複雑であり、且
つ送信された信号が上記標準に述べられている要件に適合することを保証する必
要がある。暫定標準IS-95およびIS-98は、800Hzの電力制御ループを利用する。
将来の標準は、より迅速な電力制御スキームを開発するであろう。また、将来の
標準はより広いバンド幅を占有し、より精細な電力制御を必要とするであろう。
【０００８】 デジタル通信技術における改善は、高速データ制御、および迅速かつ精密な電
力制御を可能にする。しかし、従来の閉ループ利得制御回路は、速度および精度
において制限される。電力制御時間が減少すると共に、従来の技術は不充分にな
るであろう。
【０００９】 より迅速な閉ループ利得制御を与える方法が有利であろう 本発明の顕著な改善は、ワイヤレス通信方式における利得制御に関するこの背
景情報に鑑みてなされたものである。
【００１０】
【発明の概要】
本発明は、迅速な閉ループ利得制御のための方法を有利に提供する。典型的な
ワイヤレス通信方式において、利得制御は電力制御ビットによって指令される。
この電力制御ビットは、モバイル電話機により発生された送信信号の電力レベル
における増大または減少を生じる。
【００１１】 閉ループ電力制御は単純な回路によって与えられ、それは高レベルの微分線形
性 (differential linearity) を示す。本発明の一実施例は、高速データ通信装
置において有利である。
【００１２】 IS-95方式においては、ネットワーク・インフラストラクチャーによって、電
力制御ビットが、1.25秒毎にダウンリンクチャンネル上をモバイルステーション
へと送信される。この電力制御ビットは、モバイルステーションにより送信され
たアップリンク信号の電力レベルを増大または減少させるように、モバイルステ
ーションに指令する。即ち、各電力制御ビットは、送信機増幅器の利得を増大ま
たは減少させる。暫定標準IS-95は、利得の増大または減少の分解能が、0.25 dB
、0.5 dBまたは1.0 dBとして選択可能であることを要求する。IS-95方式を支え
るモバイルステーションは該選択性を要求しており、これは本発明によって提供
される。
【００１３】 暫定標準IS-95において、データは連続的なフレームにフォーマットされる。1
6の電力制御ビットが各フレームのデータに関連している。16以下の利得増大ま
たは利得減少が各フレームに生じ得る。解像度が1.0 dBであるとき、利得変化16
dBの最大範囲の利得を達成することができる。
【００１４】 一つの実施において、モバイル電話機の受信機部で受信された電力制御ビット
は、スイッチされた電流の指数DAC（デジタル／アナル具コンバータ）への入力
として与えられる。このスイッチされた電流の指数DACは、段階的に、その以前
の値に対して指数的に関連した出力信号を発生する。DACの出力は、その利得を
制御するために送信機に印加される。一つの実施において、DACの出力信号は、
ベース帯域デジタル／アナログコンバータに対する参照として使用される。この
ベース帯域デジタル／アナログコンバータは、I/Qモジュレータに印加される信
号を発生する。
【００１５】 これらの側面および他の側面において、通信信号の利得レベルを制御するため
の方法が提供される。モバイル電話機は、送信される信号の少なくとも相対的電
力レベルを指示する電力制御ビットを受信することができる。指数的コンバータ
は、受信された各連続する電力制御ビットを受信するように接続される。指数的
コンバータは、各連続する電力制御ビットに対して指数的に関連したステップ状
の出力信号を発生する。この通信信号DACは、ベース帯域情報に加えて、指数的
電力制御DACのステップ状出力を表すアナログ信号を発生する。
【００１６】 本発明およびその範囲の更なる完全な理解は、添付の図面、本発明の現時点で
の好ましい実施例に関する以下の詳細な説明、および特許請求の範囲から得るこ
とができる。
【００１７】
【詳細な説明】
先ず図１を参照すると、一般的に10で示した通信方式の一例は、ベースステー
ション12とモバイルステーション14との間の双方向通信を可能にする。図に示し
た例示通信方式10は、CDMAセルラ通信方式の代表例、例えば、EIA/TIAによって
開発されたIS-95暫定標準に定義されているシステムである。また、本発明の実
施例は、他のタイプの通信方式においても動作可能である。
【００１８】 ネットワーク・インフラストラクチャーとモバイルステーションとの間のエア
インターフェースを超えて送信される通信信号は、送信された信号が信頼性をも
って受信されることを保証するために、適切な電力でなければならない。CDMAセ
ルラ通信方式、並びに他の無線通信方式においては、電力制御ビットが、ネット
ワーク・インフラストラクチャーによってモバイルステーションに送信され、モ
バイルステーション送信機の電力レベルを制御する。
【００１９】 ライン24はダウンリンクチャンネルを表しており、その上を、ネットワーク・
インフラストラクチャーによって発生された信号が、モバイルステーション14へ
と送信される。同様に、ライン26はアップリンクチャンネルを表しており、その
上を、モバイルステーションにより発生されたアップリンク信号がネットワーク
・インフラストラクチャーへと送信される。
【００２０】 図２は、IS-95におけるダウンリンク・トラフィックチャンネルのフォーマッ
ティングスキームを図示している。図示のように、各トラフィックフレームは、
16の電力制御グループ32に分割される。図には、このような16の電力制御グルー
プ32（ここでは0〜15の番号を付してある）が示されている。電力制御グループ3
2の夫々は、更に、24の変調記号34にフォーマットされる。この図では、このフ
ォーマッティングは第7の電力制御グループ32の拡大によって表される。電力制
御ビット（ビット42および44はその例である）は、最初の16の記号のうちの二つ
を擬似乱数的に置き換える。
【００２１】 図３は、先に図１に示したモバイルステーション（ここでは本発明の一実施例
に従って動作する）を図示している。従来の方法の場合、モバイルステーション
は、順方向リンクチャンネル上をモバイルステーションに送信された信号を受信
するために、選択的に調整される。電磁気信号はアンテナトランスジューサ52に
よって検出され、電気信号の形態に変換され、ダウンコンバータ54に与えられる
。ダウンコンバータ54は、受信された信号をIF周波数レベルに翻訳する。復調器
が、IF信号をI-ベース帯域信号およびQ-ベース帯域信号に変換し、これはADC（
アナログ／デジタルコンバータ）58に印加される。コンバータ58は、これらの信
号をデジタル形に変換し、該デジタル信号をレーキ受信機62に与える。
【００２２】 レーキ受信機62は、ダイナミックに指定された複数のフィンガー（図示せず）
を含んでいる。更に、レーキ受信機62は記号コンバイナ66を含んでおり、これは
レーキ受信機の異なるフィンガーからの記号を組合せる。
【００２３】 記号コンバイナにより形成された記号はデコーダ72に与えられ、該デコーダは
与えられた記号をデコードする。デコーダ72はデコードされた信号を発生し、該
信号はスピーカ素子等のデータシンク74に与えられる。モバイルステーション14
は、更に、電力制御ビットを抽出するコントローラ76を含んでいる。
【００２４】 コントローラ76によって抽出された電力制御ビットは、スイッチ電流指数DAC
（デジタル／アナログコンバータ）82に与えられる。スイッチ電流指数DAC 82は
、ライン84上で、電力制御ビット値を示す出力信号を発生する。
【００２５】 ライン84は、I-DACおよびQ-DAC（デジタル／アナログ・コンバータ）86に接続
され、これはコンバータ86が生じた信号の振幅を調節するる。これらのDAC 86は
、エンコーダ88が発生したデータ源92を起源とするコード化信号を受信する。こ
れらDACは該コード化信号を表すデジタル化された信号を発生し、これら信号をI
/Qモジュレータ96に与える。該モジュレータ96は変調された信号を発生し、該信
号は可変利得増幅器98に与えられる。この増幅器98は与えられた信号を増幅し、
この増幅された信号をアップコンバータ102に与える。一実施例において、可変
利得増幅器98の利得は、開放ループ利得制御プロセスによって決定される。
【００２６】 アップコンバータ102はアップコンバートされた信号を発生し、該信号は電力
増幅器104に与えられて増幅される。電力増幅器104により発生された増幅された
信号は、アンテナトランスジューサ52に与えられて放射される。
【００２７】 図４は、図３に示したモバイルステーション10の一部を示している。特に、ス
イッチされた電流の指数的DAC 82、I-DACおよびQ-DAC 86、並びにI/Qモジュレー
タ96が再度示されている。ここでは、抽出された電力制御ビットが、スイッチさ
れた電流の指数的DAC 82への入力として与えられる。このDAC 82はライン84上の
信号を発生し、これはI-DACおよびQ-DAC 86に与えられる。I-およびQ-コンバー
タ86は、エンコーダ88（図３に示す）からI-およびQ-信号を受信するように接続
される。
【００２８】 コンバータ86により発生されたアナログ信号は、ここではI/Qモジュレータ96
の一部を形成するように表されたフィルタ106および108によりフィルタされる。
フィルタ106および108により生じたフィルタされた信号は、それぞれミキサー素
子112および114の入力端に与えられる。また、オシレータ116により発生された
振動する信号も、ミキサ112および114に与えられる。ミキサ回路114に与えられ
たこの振動する信号は、位相シフタ118により90°だけ位相シフトされる。ミキ
サ回路112および114により発生したミックス信号は一緒に組合わされ、その後に
可変利得増幅器98（図3に示す）に印加される。
【００２９】 図５は、本発明の一実施例におけるスイッチされた電流の指数的DAC 82を、更
に詳細に図示している。この例示的実施において、このDAC 82はMOSFET（金属酸
化物半導体電界効果トランジスタ）で形成されている。他の実施において、DAC
82は、他のタイプの装置によって同様に形成される。
【００３０】 MOSFET装置のドレイン電極に発生したドレイン電流ＩDは、次式によって定義
される。 ＩD＝（μsＣox／２）・（Ｗ／Ｌ）・（Ｖgs−ＶT）2 ここで、 μsは、表面移動度であり； Ｃoxは、酸化物のキャパシタンスであり； Ｗは、トランジスタ装置の幅であり； Ｌは、トランジスタ装置の長さであり； Ｖgsは、トランジスタ装置のゲート／ソース電圧であり； ＶTは、トランジスタ装置の閾値電圧である。
【００３１】 ゲート／ソース間のキャパシタンスは、MOSトランジスタに付随するものであ
る。トランジスタ装置に印加されたゲート／ソース間電圧は、このようなキャパ
シタンスを充電する。印加された電圧が除去されたとき、ドレイン電流は影響さ
れないので、このトランジスタ装置はアナログメモリー装置として機能する。
【００３２】 DAC 82は複数のNチャンネルトランジスタ素子を含んでおり、ここではN1、N2
、N3、N4およびN5と称する。このDACは更に、複数のPチャンネルトランジスタ素
子を含んでおり、ここではP1、P2、P3、P4およびP5と称する。更に、DAC 82は複
数のスイッチ素子を含んでおり、ここではS1、S2、S3、S4、S5、S6およびS7と称
する。ライン122上で、DAC 82にはバイアス電源が印加される。Pチャンネルトラ
ンジスタP1〜P5の夫々のソース電極は、ライン122に接続される。DAC 82は更に
第二のライン124（ここでは共通電位に接続されている）を含んでおり、該ライ
ンにはNチャンネルトランジスタ、即ち、トランジスタN1〜N6の各ソースが接続
される。
【００３３】 スイッチS1〜S7の開閉によって、スイッチされた電流の指数的DAC 82の動作が
説明される。スタートアップ時に、スイッチS1およびS3が閉じられる。参照電流
がトランジスタN1に印加され、印加されたドレイン電流のレベルに対応したゲー
ト／ソース間電圧が発生する。MOSトランジスタのゲート電流は無視でき、理想
的にはゼロであるから、全ての電流がトランジスタN1に印加される。
【００３４】 その後、スイッチS3が開かれ、ゲート／ソース間電圧がトランジスタN1によっ
て保存される。次いでスイッチS1が開かれ、スイッチS2が閉じられる。
【００３５】 その後、スイッチS6およびS7が閉じられる。トランジスタN1およびN5は電流ミ
ラーを形成するので、トランジスタN1のドレイン電流はトランジスタN5のドレイ
ン電流に等しい。同様に、トランジスタP4およびP5もまた電流ミラーを形成する
ので、トランジスタP4およびP5のドレイン電流もまた相互に等しい。トランジス
タN1、N5、P4およびP5が一緒にループを形成するので、夫々の電流レベルは等し
い。
【００３６】 トランジスタN1およびN4もまた、電流ミラーを形成する。しかし、トランジス
タN4の大きさはトランジスタN1の大きさとは異なり、またトランジスタN1および
N4は長さが等しいと仮定すれば、トランジスタN4のドレイン電流ＩD4は次式によ
って定義される。 ＩD4＝ＩD1（Ｗ4／Ｗ1） ここで、 ＩD1は、トランジスタN1のドレイン電流であり； Ｗ4は、トランジスタＮ４の幅であり； Ｗ1は、トランジスタN1の幅である。
【００３７】 トランジスタN4およびN1の幅の比は、1 dB、0.5 dB、または0.25 dBのような
選択された制御ステップを実現するように選択される。
【００３８】 制御ステップの減少および増大コマンドをそれぞれ実行するために、スイッチ
S4およびS5の開閉が行われる。増大コマンドを実行するために、スイッチS6およ
びS7と共にスイッチS5を閉じる。この位置において、トランジスタN4のドレイン
電流はトランジスタP2およびP3によってミラーリングされる。それによって、ト
ランジスタP2のドレイン電流はトランジスタP4のドレイン電流に加えられ、それ
によってトランジスタN1のドレイン電流をその元の値から増大させる。また、ト
ランジスタP2およびP4のゲート／ソース間キャパシタンスも充電される。次いで
、スイッチS6およびS7を開き、スイッチS3を閉じる。トランジスタN1のゲート／
ソース間電圧が増大して、ドレイン電流の新たなより高い値を反映する。次いで
、トランジスタN4は新たな電流レベルで動作する。DAC 82のスイッチされた電流
動作を実施するために、二つの重ならないクロックパルスが必要とされる。ここ
では、スイッチS3は第一のクロックに従って開閉し、スイッチS4〜S7は第二のク
ロックで動作する。これらスイッチ類の適切なクロッキングは、DAC 82を形成す
るMOSトランジスタの漏れ電流を最小化する。
【００３９】 DAC 82の動作を通して、出力ライン84に発生する電流レベルは以下の式によっ
て支配される。 ｉ＝Nｉ’ ここで、 Ｎは、10dB/20であり、 ｉ’は、DAC 82によって生じた以前の電流レベルである。
【００４０】 電流のステップ状の増大は、元の値ｉ’の一部分をそれ自身に加えることによ
って達成される。逆に、元の値Ｉ’を同様に一部分だけ減少させることによって
、減少が達成される。
【００４１】 この部分的変化は、トランジスタN4およびN1の幅の比によって決定される制御
ステップのサイズに関連している。
【００４２】 例えば、制御ステップが0.25 dBであれば、上記式を利用して、電流レベルの
減少分は-2.8％であり、電流レベルの増分は＋2.92％である。同様に、制御ステ
ップサイズが0.5 dBであれば、電流レベルの減少分は-5.59％であり、増大分は+
5.93％である。また制御ステップサイズが1.0 dBであれば、電流レベルの減少分
は-10.87％であり、増大分は+12.2％である。
【００４３】 それによって、例えば、トランジスタN4およびN1の幅の比によって決定された
所定の制御ステップのサイズについて、モバイルステーションでの電力制御ビッ
トの検出に応答して、次の電流レベルの増大または減少がライン84上に発生され
る。例えば、1.0 dBの制御ステップの８個の連続した論理ハイパワー制御ビット
については、8 dBの電力レベル増大が実現される。
【００４４】 図６は、トランジスタN1およびP3と共に、図５に示した本発明の実施例におけ
るDAC 82の一部を形成するトランジスタN4を示している。
【００４５】 この実施例では、三つのトランジスタ、即ち、トランジスタ132、トランジス
タ134、またはトランジスタ136の一つの間で、トランジスタN4が選択される。ト
ランジスタ132、134および136のそれぞれは、スイッチ142を介して相互に並列に
接続される。トランジスタ132、134および136のそれぞれは寸法が異なっており
、トランジスタN1との異なる比率を生じる。制御ステップのサイズは、このスイ
ッチ142を介して選択され、送信される信号の電力レベルを制御する方法が提供
される。回路82は構成が単純であり、電力制御コマンドに迅速に応答することが
できる。
【００４６】 以上の説明は本発明を実施するための好ましい実施例に関するものであり、本
発明の範囲はこの説明に必ずしも限定されるべきものではない。本発明の範囲は
特許請求の範囲によって決定される。
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１は、本発明の一実施例が動作可能な通信方式の一例を示す機能的ブロック
図である。
【図２】 図２は、フォーマッティングスキームを示すタイミング図であり、これに従っ
て、電力制御ビットがダウンリンクチャンネル上を、図１に示す通信方式の一部
を形成するモバイルステーションへと送信される。
【図３】 図３は、図１に示した通信方式の一部を形成するモバイルステーションの機能
的ブロック図である。
【図４】 図４は、本発明の一実施例を示す機能的ブロック図を示しており、ここでは図
３に示したモバイルステーションの一部を形成する。
【図５】 図５は、本発明の一実施例になる装置のスイッチされた電流の指数的DAC（デ
ジタル／アナログコンバータ）を示す概略回路図である。
【図６】 図６は、本発明の更なる実施例において、図５に示したスイッチ電流の指数的
DACの一部を示す概略回路図である。
【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書
【提出日】平成１２年８月１６日（２０００．８．１６）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０４Ｑ 7/38 Ｈ０４Ｂ 7/26 １０９Ｍ (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ，ＺＷ )，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ， ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ， ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，Ｃ Ｒ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ， ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，Ｋ Ｚ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ， ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，Ｓ Ｋ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ (72)発明者 グロエ ジョン ビー アメリカ合衆国 カリフォルニア州 92064 ポウェイ カミノ デル ヴァレ 12952 Ｆターム(参考） 5K011 DA03 DA12 EA03 GA05 JA01 5K022 EE01 EE21 EE31 5K060 BB07 CC04 CC11 DD04 HH06 HH14 HH32 LL01 LL25 5K067 AA43 BB04 CC10 DD27 EE02 EE10 FF02 FF23 KK00

Claims (20)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 双方向通信機から発生する通信信号の少なくとも相対的電力
    レベルを指示するための電力制御ビットが送信され、該電力制御ビットを受信す
    るように動作可能な双方向通信装置において、前記通信機が発生する通信信号を
    増幅する通信機の増幅器における利得レベルを制御するための装置の改良であっ
    て：前記装置は、 前記双方向通信機で受信される各連続的な電力制御ビットの指示を受信するよ
    うに接続された、各連続的電力制御ビットに対してステップ状に指数的に関連し
    た参照信号を発生するための指数コンバータと； 前記双方向通信機によって送信されるべき通信信号の指示、および前記指数コ
    ンバータにより発生された参照信号を受信するように接続された、前記通信信号
    の指示のアナログ表示を発生するための通信信号DAC（デジタル／アナログコン
    バータ）とを具備し、前記参照信号は前記通信信号の指示のアナログ表示レベル
    を決定するする改良。
  2. 【請求項２】 請求項１に記載の装置であって、前記指数コンバータはスイ
    ッチ電流指数DAC（デジタル／アナログコンバータ）を具備し、前記参照信号は
    、ステップ状で指数的に先の電流レベルに関連している現在の電流レベルの前記
    スイッチ電流指数DACにより発生される装置。
  3. 【請求項３】 請求項１に記載の装置であって、現在の電流レベルが先の電
    流レベルに関連している前記ステップ状の指数的な関係は、制御ステップを具備
    し、該制御ステップは先の電流レベルに対する現在の電流レベルの値における増
    大変化を決定する装置。
  4. 【請求項４】 請求項３に記載の装置であって、前記現在の電流レベルはス
    テップ因子を乗じた先の電流に関連しており、該ステップ因子は指数により決定
    される指数値、該指数は前記制御ステップに関連している装置。
  5. 【請求項５】 請求項４に記載の装置であって、Ｉで定義される現在の電流
    レベルは、次式によって先の電流レベルｉ’に関連している装置： ｉ＝Nｉ’ ここで、 Ｎ＝10(制御ステッフ゜/20)
  6. 【請求項６】 請求項３に記載の装置であって、前記制御ステップは第一の
    ステップサイズおよび少なくとも第二のステップサイズのうち選択可能である装
    置。
  7. 【請求項７】 請求項６に記載の装置であって、前記第一のステップサイズ
    および少なくとも第二のステップサイズはデシベル値のステップからなる装置。
  8. 【請求項８】 請求項１に記載の装置であって、前記通信機は、選択された
    時間に一連の電力制御ビットを受信するように動作可能であり、前記指数コンバ
    ータは連続的値の参照信号を発生し、該参照信号の連続的値はそれぞれ前記参照
    信号の先の値に指数的に関連した装置。
  9. 【請求項９】 請求項６に記載の装置であって、前記指数的コンバータは更
    に増大／減少の指示を受信するように接続され、該増大／減少の指示は、前記参
    照信号の連続的な各値が何れの方向で前記参照信号の先の値に関連しているかを
    表している装置。
  10. 【請求項１０】 請求項１に記載の装置であって、前記双方向通信機はI/Q
    モジュレータを具備し、前記通信信号DACは該I/Qモジュレータの一部を形成する
    装置。
  11. 【請求項１１】 請求項１０に記載の装置であって、前記通信信号の指示は
    Ｉ成分およびＱ成分を含み、前記通信信号DACは第一の通信信号DACおよび第二の
    通信信号DACを含み、前記第一の通信信号DACは前記Ｉ成分を受信するように接続
    され、また前記第二の通信信号DACは前記Ｑ成分を受信するように接続される装
    置。
  12. 【請求項１２】 請求項１１に記載の装置であって、前記第一の通信信号DA
    Cおよび前記第二の通信信号DACは、前記指数コンバータにより発生された参照信
    号を受信するように接続される装置。
  13. 【請求項１３】 請求項８に記載の装置であって、前記双方向通信機が受信
    するように動作可能な前記前記一連の電力制御ビットは、データビットをインタ
    ーリーブされ、該データビットはその中にインターリーブされる前記電力制御ビ
    ットと共にフレームに分割され、前記指数コンバータにより発生された参照信号
    は、フレーム内の前記連続的電力制御信号のそれぞれとステップ状に指数的に関
    連している装置。
  14. 【請求項１４】 請求項１３に記載の装置であって、前記指数コンバータは
    、前記電力制御ビットと共に前記データビットが分割される各フレームにおいて
    リセットされる装置。
  15. 【請求項１５】 双方向通信機から生じた信号が送信される少なくとも相対
    的な電力レベルを指示する電力制御ビットを受信するための受信機部分を有する
    双方向通信機において、その送信機部分における増幅器の利得レベルを制御する
    方法であって： 前記双方向通信機において受信された各連続的な電力制御ビットに対してステ
    ップ状で指数的に関連している参照信号を発生することと； 前記発生の動作の間に発生した前記参照信号を、DAC（デジタル／アナログコ
    ンバータ）に印加することと； 前記双方行通信機により送信されるべき前記通信信号の指示を、前記DACに印
    加することと； 前記通信信号の指示のアナログ表示を形成することとを具備し、前記参照信号
    は、前記通信信号の指示のアナログ表示レベルを決定する方法。
  16. 【請求項１６】 請求項１５に記載の方法であって、前記参照信号を発生す
    る動作は、スイッチ電流指数DAC（デジタル／アナログコンバータ）によって行
    われる方法。
  17. 【請求項１７】 請求項１６に記載の方法であって、前記発生の動作の際に
    発生した参照信号は現在の電流レベルのものであり、この現在の電流レベルは先
    の電流レベルとステップ状指数的に関連している方法。
  18. 【請求項１８】 請求項１７に記載の方法であって、前記発生する動作の際
    に前記参照信号が発生する現在の電流レベルが先の電流レベルと関連している前
    記ステップ状の指数的な関係は、前記先の電流レベルに対する現在の電流レベル
    値における増大変化を決定する制御ステップを含む方法。
  19. 【請求項１９】 請求項１８に記載の方法であって、更に、前記制御ステッ
    プを、第一のステップサイズおよび少なくとも第二のステップサイズから選択可
    能なように選択する動作を具備する方法。
  20. 【請求項２０】 送信機部分により送信される通信信号の相対的電力レベル
    を指示する電力制御信号を受信するように動作する、双方向通信機の送信機部分
    のための利得制御装置であって： 前記双方向通信機で受信される各連続的な電力制御ビットの指示を受信するよ
    うに接続された、各連続的な電力制御ビットにステップ状指数的に関連した参照
    信号を発生させるための指数コンバータと； 前記双方向通信機により送信される通信信号の指示および前記指数信号コンバ
    ータにより発生される参照信号を受信するように接続された、前記通信信号の指
    示のアナログ表示を発生するための通信信号DAC（デジタル／アナログコンバー
    タ）とを具備し、前記参照信号は、前記通信信号の指示のアナログ表示のレベル
    を決定する装置。
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