JP2002529744A - アナログクロックモジュール - Google Patents
アナログクロックモジュールInfo
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Abstract
Description
、より詳細には、ディジタルクロック源から予側可能なアナログ波形を生成する
ためのアナログクロックモジュールに関する。発明の背景 混合信号集積回路は、単一チップ構造にアナログとディジタルの信号処理能力
を実現する。単一の混合信号IC上にディジタルデバイスとアナログデバイスを
小型化することができることは、ビデオおよび無線周波(RF)通信の市場にか
なりの経済的影響を及ぼした。
検証するために広範な試験にかけられる。一般に、通常「テスタ」と呼ばれる自
動試験システムで、各々の被試験装置(DUT)に対して試験が行われる。テス
タでは、一般に、選択されたDUTのピンにディジタルパターンまたはベクトル
を加えて各DUTを調べ、様々なシナリオの下で実際の動作条件または期待され
る動作条件をシミュレートする。試験入力信号に応答してICで生成された出力
を、テスタで取り込んで、期待される出力と比較して、欠陥が存在するかどうか
を決定する。
タル領域で実行される。対照的に、混合信号装置は、ディジタルパターンだけで
なく、アナログ波形からも試験入力を必要とする。繰り返される決定論的な(決
定性)試験手順を行うために、ディジタル信号、アナログ信号および指令または
演算コード(opcode)パターンを、予測できる態様で混合信号装置に加え
なければならない。一般に、これには、ディジタルクロックに対して決定論的な
位相関係を有するアナログ信号発生器またはクロックを実現することが含まれる
。
理由には、ディジタルドメイン(領域)とアナログ領域の間の演算コードまたは
命令の受渡しが含まれる。一般に、ディジタル波形およびアナログ波形および関
連した命令集合は、ディジタル領域に常駐する(レジデント)ソフトウェアから
生じる。アナログ計器がディジタルクロックに対して適正なタイミングで指令を
処理するために、命令がディジタル領域からアナログ領域に適切に「トス(to
ss)」されなければならない。このようにして、ディジタルタイミング、アナ
ログタイミング、波形間のそれぞれの位相の組合せが、一貫性があり、試験ごと
に予測可能でなければならない。
ystモデルのような、混合信号テスタについての1つの提案では、高速ディジ
タルクロックの直接ディジタル合成(DDS:direct−digital−
synthesis)によりアナログクロックが生成される。アナログクロック
を生成するDDS技術は、当技術分野ではよく知られており、一般に、カウンタ
が後続のクロック周期の各々の合計値を増分的に増加するように、カウンタをデ
ィジタルクロックで駆動することを含む。計数値は、アナログ正弦波をディジタ
ル表現するためのルックアップテーブルまたはメモリと参照される。それから、
ディジタル表現はディジタルーアナログ変換器(DAC)に送られて、アナログ
信号が生成される。アナログ信号の他の調整は、所望のアナログクロックを形成
するために行われることが多い。
相を予測するために、上記のテスタはDDSモジュールを500MHzディジタ
ル信号で駆動する。ここでその500MHzディジタル信号は、今度は、100
MHzのマスタ発振器に対して参照される。500MHzクロックは、基準の1
00MHzクロックの周期内に、アナログクロックエッジを生成する可能性のあ
る5つの立上りエッジを形成する。プロセッサはそのクロックエッジを評価して
、どのディジタルエッジがアナログエッジと一致しているかを決定する。それか
ら、この情報は演算コード渡し(パス)装置に送られて、アナログエッジを含む
ディジタルマスタ発振器の100MHz周期の間に、マイクロコードを「トス」
しないようにする。
術でより細かい分解能を実現するために500MHzクロックを実現することで
、いくつかの問題が生じる。第1に、500MHzの波形の生成に、比較的低速
のモジュールの組合せが、より高周波の信号を作るために多重化されインタリー
ブされて使用されることになる。これは、ハードウェアの点で相当に高価になる
ことが多いだけでなく、そのような高周波装置の較正を制御および維持すること
に時間を費やすことでさらにコストがかかる。さらに、動作速度が増すにつれて
、5倍のクロックを作ることが技術的な問題になり、この問題自身が本発明の用
途の範囲を制限する。
ックからアナログクロックを生成し、かつそれぞれのクロックの間の相対的な位
相関係を予測する経済的な方法を実現するアナログクロックモジュールがある。
さらに、比較的安定な較正を維持し、かつ自動的に較正するアナログクロックが
必要とされている。さらに、ディジタルクロックに関してアナログクロックを操
作するために、独立して調整可能な制御を有するそのようなアナログクロックが
必要とされている。本発明のアナログモジュールは、これらの要求を満たすもの
である。発明の概要 本発明のアナログクロックモジュールは、ディジタルクロックから比較的経済
的で安定なアナログクロックを生成し、さらにその2つのクロックの間の相対的
な位相関係を予測するための好都合な方法を提供する。これは、アナログクロッ
クの較正の必要が少なく、さらに動作中の自動較正を可能にする方法で行われる
。さらに、本発明は、ハードウェアコストを最小限にし、さらに混合信号装置の
性能を向上させるために、単一集積回路構造で実施するのが好都合である。
ル波形を生成するディジタルクロック源と直接ディジタル合成装置とを含むアナ
ログクロック装置を備える。合成装置は、ディジタル波形を受け取るための入力
を有し、結果として生じるアナログ波形を生成するように動作する。予測論理は
、ディジタルクロック源および合成装置に結合されて、ディジタル波形とアナロ
グ波形の間の相対的な位相関係を決定する。予測論理は、前記ディジタルクロッ
ク源のクロック周波数に近いクロック周波数を有する予測クロックに応答する。
ィジタルクロック源と、ディジタル波形を受け取るためのクロック入力を有する
直接ディジタル合成装置とを含むアナログクロック装置を備える。合成装置は、
アナログ波形を生成するように動作し、複数の独立して調整可能な波形パラメー
タ入力をさらに含む。
めのディジタルクロック源と、ディジタル波形を受け取るための入力を有する直
接ディジタル合成装置とを含むアナログクロック装置を備える。合成装置は、ア
ナログ波形を生成するように動作する。ディジタル領域からアナログ領域への演
算コードの決定論的なハンドオフ(受渡し)の同期をとるための演算コード渡し
(パス)回路が含まれる。
をとるためのアナログ制御拡張装置を備える。アナログ制御拡張装置は、テスタ
とやりとりするそれぞれの入力および出力を有するメインフレーム分配モジュー
ルと、マインフレーム分配モジュールに結合された制御ベクトルモジュールとを
含む。アナログクロック装置は制御ベクトルモジュールに応答して、結果として
生じるアナログクロック信号を生成する。アナログクロック装置は、所定の周波
数のディジタル波形を生成するためのディジタルクロック源、および直接ディジ
タル合成装置を含む。合成装置は、ディジタル波形を受け取るための入力を有し
、結果として生じるアナログ波形を生成するように動作する。予測論理は、ディ
ジタルクロック源と合成装置に結合されて、ディジタル波形とアナログ波形の間
の相対的な位相関係を決定する。予測論理は、前記ディジタルクロック源のクロ
ック周波数に近いクロック周波数を有する予測クロックに応答する。
明らかになるであろう。発明の詳細な説明 ここで図1を参照して、本発明の一実施形態に従った混合信号テスタは、一般
的に20で示され、欠陥判定のために、DUT22とやりとりするアナログおよ
びディジタルの試験信号を生成しまた受け取る。テスタは、DUTとのやりとり
の試験信号の印加および処理を制御するために、コンピュータのようなディジタ
ルメインフレーム試験コントローラ24を含む。ピン電子装置(回路)26は、
試験コントローラに応答し、DUTに加えるためのディジタルおよびアナログの
必要な試験信号を生成する。ピン電子回路は、アナログ制御インタフェース28
を含み、そのアナログインタフェースは、複数のアナログ計器カード30をコン
トローラに結合し、さらにアナログ波形32を生成する。複数のディジタルチャ
ネルカード34は、アナログ試験信号に関して、決定論的態様でDUTに加える
ためのディジタルパターン36を生成する。DUTの性能および欠陥の基準は、
様々な入力信号および出力信号に関して解析することが可能である。
繰り返し可能な特性を得るために、アナログ制御インタフェース28はメインフ
レーム分配モジュール38を使用し、その分配モジュール38が複数の制御信号
を制御ベクトルモジュール40の入力に分配する。制御インタフェース42は、
制御ベクトルモジュールから制御信号CNTLを、さらに分配モジュールからデ
ィジタル剰余信号RESを収集し、一般的に50で示されるアナログクロックモ
ジュールに剰余信号を順次に供給する。データバスインタフェース44は、試験
コントローラデータバス45と制御ベクトルモジュール、制御インタフェースお
よびアナログ計器カードとの間に複数のデータ経路を設定する。トリガ論理46
は、アナログ計器レジスタ、アナログクロックモジュール、およびアナログ計器
カードのためのトリガ信号を設定しまた駆動する。
、ディジタルクロック源48からアナログ波形を生成するための直接ディジタル
合成装置(DDS)52を含む。予測論理72によって、直接的経済的な方法で
、ディジタルクロックとアナログクロックの間の位相関係の正確な予測が可能に
なる。
56へのディジタル入力源として、100MHzのディジタルクロック48を使
用する。累算器は、ディジタル入力源からの受け取られる100MHz周期ごと
に絶え間なく増分値を加算する。DSSプロセッサ58は、増分的に加算された
48ビット数値位相出力を累算器から受け取り、その出力を4分の1波長正弦関
数ルックアップテーブル60と照合する。それから、ルックアップ値が12ビッ
ト高速ディジタルーアナログ変換器(DAC)62に供給され、そのDAC62
は、約16MHzから25MHzの範囲内の周波数のアナログ正弦波に沿った階
段状信号を出力する。
にする)ために、いくつかの信号調整構成要素を含む信号調整装置63がDAC
の出力で使用される。信号調整装置は、DAC出力に配置された7極の楕円フィ
ルタで構成される帯域フィルタ64を含む。本発明者は、出力から1/4および
1/3クロック高調波を除去するために、出力周波数をクロック周波数の4分の
1に制限すべきであると決定した。さらに、フィルタの出力は、25MHzにシ
ャープカットオフを持たなければならない。
ックエッジのレート(速度)を許容できる速度まで大きくする。さらに、増幅器
は、位相ロックループ(PLL)乗算器68に入力するために、アナログ信号レ
ベルをエミッタ結合論理(ECL)のクロックレベルに変換する。
し、クリッピング増幅器66の出力に連結されて、約64MHzから100MH
zの範囲内のレベルまでアナログ信号周波数を逓倍する。以下に説明するように
、これによって、追加のクロックエッジが生成されて、そのエッジから、生成さ
れたアナログクロックエッジの位置をディジタル源のクロックエッジに対して予
測する。PLL出力は、アナログマスタクロック(AMC)を規定し、分周器7
0を駆動し、その分周器70がPLLで逓倍された周波数を所望のレベルに減少
させ、プログラムされたアナログクロック出力32を確定する。
ック源48の相対的な位相を、経済的で正確な方法で予測できることである。い
ったん予測されると、決定論的な関係によって、特定の100MHzクロック周
期がアナログクロック周期の立上りエッジと一致するかどうかを評価することが
できるようになる。ディジタル領域からアナログ領域に演算コード(opcod
e)を適切にパスして(渡して)アナログ計器を制御することに関して、これは
重要である。
1つの出力が予測論理72に供給され、その予測論理72が同様に累算器56お
よびPLL68からのそれぞれの出力も受け取る。累算器値は、予測プロセッサ
により出力分周器の状態と組み合わされて、イベント信号インジケータ(標識)
ACKLを生成する。
されたPLL信号からのサイクルの変化に従って区分けされたブロック図を示す
。論理は一般に累算器56内に実現された複数の加算器74、75および77を
含む。加算器は、67で時間と位相調整、69と71で剰余値と較正値、および
73で増分位相値の調整制御を独立に可能にするために好都合な入力を供給する
。合計された入力は、81で位置合わせ指令で駆動されるマルチプレクサ79に
供給され、そのマルチプレクサは多重化された値を累算器レジスタ83に出力す
る。累算器レジスタの出力は帰還されて加算器77で増分位相値と組み合わされ
る合計された入力を供給する。
するために、予測論理72は、一致するアナログエッジのないことが保証される
ウィンドウを定義してデータが更新される可能性がある時を識別する。これは、
単にACLKが真でないときのウィンドウであるに過ぎない。
ードウェア80(図5A)は較正信号CALを生成して、アナログクロックエッ
ジをディジタルクロックエッジとより正確に位置合わせしなければならない。ア
ナログ計器への演算コード受渡しのために、この較正はエッジの点からいえば受
渡しの時点であり、累算器加算器74の入力で利用される。
示されない)からSETでリセット可能なメタ状態(メタステート:meta−
state)ハードフリップフロップレジスタ82を備える。レジスタは、2〜
16Kディジタルクロック分周器84で逓減されるディジタルクロック源CLK
100を使用する。分周器の出力は標本化(サンプリング)された検出信号DE
CT OUTとANDゲート86でANDがとられる。レジスタのデータは、2
〜16Kアナログクロック分周器90で逓減されたアナログクロック出力88を
含む。レジスタ82の周囲の論理は、その論理がいったんロー入力でクロック動
作したらローをラッチするようになっている。アナログ周波数、アナログ分周比
、およびディジタル分周比は、アナログ分周器およびディジタル分周器の出力の
周波数が全く同じになるように選択される。
ればならないアナログクロック周波数の2つの構成要素がある。すなわち、分周
比とアナログマスタクロックAMC(分周されないPLL出力)ラダー(lad
der)である。さらに、オフセットおよび範囲の検査のための適切なAMC周
波数に依存した較正値が、ルックアップCALテーブルに設定されなければなら
ない。
よび範囲の検査値を自動的に調整するための自動較正調整モジュール92を提供
することである。これは、ディジタルエッジとアナログエッジの間の関係の微調
整が必要とされない状況で特に有益である。ここで図5Bを参照して、自動調整
モジュール92は、データバスレジスタ94および32個の16ビットレジスタ
の集合で構成される自動較正メモリ96を含む。レジスタは、登録されたアドレ
スでアドレス指定され、通常のデータバストランザクションで書き込まれる。読
み出しに関して、レジスタは、91から、位相増分(インクリメント)値のハッ
シュビットでアドレス指定される。その位相増分値は、動作のDDS周波数を決
定するために累算器値に加えられる一定値で構成される。「自動範囲設定(au
to−ranging)」が使用可能でない時に、補間によって外部テーブルか
らの正確な周波数から得られる値を有する、4つの範囲(レンジ)検査値および
オフセット定数の各々を別個に書き込むことができる。
の定数は、マップ時にNVRAM(あらかじめ較正された値)から書き込まれた
テーブルから得ることができる。範囲検査値の各々はオフセットで構成され、そ
のオフセットはオフセット定数に4分の1波長の値を加えたものの1つである。
例示的なテーブルを下に示す。
zクロック周期内に入ったときを検出する方法を提供する。予測論理の出力は、
ディジタル領域からアナログ領域への演算コードの渡しの同期をとる演算コード
状態論理モジュール98(図6)への1つの入力を含む。
ュール100から他の入力信号を受け取る。ここで演算コード順序処理モジュー
ル100は、複数の入力信号Apipe、Bpipe、およびBOC ABに応
答して6ビットの命令信号INST1&2およびVALID1&2の順序対を編
成する。命令信号およびACLKイベント信号が演算コード状態論理に供給され
、その演算コード状態論理は、現在の命令ペンデング(CIP:current
−instruction−pending)レジスタ102および次の命令ペ
ンデング(NIP:next−instruction−pending)レジ
スタ104を維持する。演算コード状態論理の出力はルックアップテーブル(図
示しない)に連結し、そのルックアップテーブルは4ビットCIPを6ビットC
IPに拡張する。マイクロコードレジスタ106は、拡張されたマイクロコード
信号をアナログ計器カード30(図2)に出力する。この演算コード渡し論理を
制御する状態機械(ステートマシン)は、ディジタルACLK予測を使用して各
演算コードが与えられることを保証し、その結果、予測可能な動作を維持しなが
ら、ベクトルブロックは隣接するようにされるとともに周波数が変えられるよう
になる。クロック速度差のために余りにも多くの命令が与えられる場合には、オ
ーバフローエラー(誤り)が報告される。
SS52、予測論理72、較正レジスタおよびクロック分周器のようなアナログ
クロックモジュールを含む構成要素の多くは、単一の特定用途集積回路(ASI
C)に形成することができる。これによって、比較的安価な構成要素のコストが
可能になるだけでなく、またアナログとディジタル論理の間のずれの要素の多く
を無くするかまたは較正プロセスに含めることができるようになる。さらに、論
理ゲート遅延をクロック回路間の遅延のドリフトを追跡するように合せることが
できる。
に、予測論理、較正論理、および演算コード渡し回路を利用して、予測、較正お
よび同期化の複数の方法を実行する。
2は、最初にステップ200において、AMCクロックの立上りエッジに対応す
る累算器値を決定する。それから、ステップ202で、CAL値を、AMC立上
り(活動状態の)エッジに対応する累算器値に設定する。それから、ステップ2
04で、現在と前の累算器の値をエッジ検出論理で比較して、ステップ206で
交差が発生したかどうかを見る。交差が検出された場合は、ステップ208で、
ACLK DETECT信号を生成し、そのACLK DETECT信号をAC
LK予測分周器84で計数する。そうでない場合は、方法は、210を通って比
較ステップ204に戻る。分周器がアナログ分周器90と「同期状態」で始まっ
たとすれば、予測分周器84のカウントダウンは、アナログクロックが発生して
いる100MHzに対応する。
ACLKイベント信号は重要な役割を果たす。較正方法は最初に、ステップ22
0で、同期化指令を実行する。それから、ステップ222で、トスレジスタを強
制的に論理1にする。ステップ224で、アナログクロックの発生が検出された
時に、ステップ226で、トスレジスタは論理1から解放されて、アナログクロ
ックで動作する。クロックが検出されない場合、228を通って、レジスタは論
理1の状態にとどまり、クロックの発生を待つ。トスレジスタへの入力は、現在
値とACLK予測信号のANDの結果である。それから、ステップ230で、A
CLKイベント信号を「真」か「真でない」かを決定するために解析をする。レ
ジスタがアナログクロックでクロック動作し、ACLK予測が真でない時に、2
32を通ってステップ234で、レジスタはゼロにラッチされる。ACLK予測
が同期状態にある(ACLKが真である)場合は、ステップ236を通ってステ
ップ238で、レジスタは論理1を維持する。較正値の範囲にわたって、および
自動較正メモリテーブルへの入力で表される周波数の範囲に対して、上のステッ
プを繰り返す。これによって、各周波数において回路がCALIBRATED(
較正)された領域のマップが生成される。
様々なパラメータを好都合に独立に調整することが可能になる。例えば、DDS
を位置合わせするために、累算器の周期加算器入力を同期のとれた方法で制御す
る指令が発行される。1サイクルの間に、1)指令のディジタル剰余と2)エッ
ジ較正定数の代数的な加算で構成される新しい値が多重化される。その値が加算
される時に、ディジタル剰余にエッジ較正定数を同期させ、較正定数(アナログ
エッジとディジタルエッジの差)を加える作用を有する「ワンタイム(一度だけ
の)」周期加算器が形成される。
合わせで、AMCの予期されたオフセットはリセットされる。これによって、ア
ナログ周波数に位相シフトが導入され、クロック分割回路で出力アナログクロッ
クを生成するために利用できるクロック計数の数が変化する。演算コードトスの
ためのクロック予測回路を適正な状態に戻すために、クロック予測論理72と同
期させるためのクロック分周器に対する再同期化指令が位置合わせ指令の後に続
く。
はアナログクロック領域に同期化されて、「ラント(runt)」クロックパル
スが生じないようにし、さらにPLL68の摂動を最小限にしなければならない
。同時に、大きくなる可能性のある分周器値の最終計数に逆戻り(ロールバック
)するのを待たないようにすることが、回路にとって非常に望ましい。
再同期させるために、同期化ハードウェアは一般に正常な位相増分値の半分を現
在累算器値に加える。同期化ハードウェアはCAL値を使用して、前の累算器値
と現在の累算器値でAMCクロックエッジが基準クロック周期の最初の半分の中
に生成されるかどうかを決定する。このようにして同期化ハードウェアは、次の
100MHzクロックのどちらの半分にAMCクロックが生じるかを認識する。
トリーム中に位置合わせ指令を認識し、ステップ242でアナログ計器演算コー
ドを変化させないようにすることから始まる。ステップ244で、新しい値が累
算器56に挿入され、続いてステップ246で、予測論理72をレジスタ値に予
め設定する。ステップ248で、AMCエッジが最初のACLKイベントの前の
AMCエッジになるまで、遅延が実行される。ディジタル基準クロック周期の最
初の半分にAMCエッジがある場合は、ステップ252で、AMCエッジの上に
5nsのパルスがアサートされる。基準クロック周期の最初の半分にAMCエッ
ジがない場合は、ステップ254で、そのパルスは通過する。出力されたパルス
は、ステップ256で、第1の「正当なAMCエッジ」(抑制されることがない
)に対応するようにアナログ分周器およびディジタル分周器を設定する。これは
、アナログクロックエッジ(アナログ分周器)およびACLK PREDICT
(ディジタル分周器)を発行するように作用し、一方で、両方の時間領域の分周
器はディジタル領域からタイミングをとられる関係で始動する。この点で、アナ
ログ分周器および予測論理は同期が取れており、演算コードプログラムが進むこ
とができるようになる。
グクロックモジュールと関連した直接的な予測論理および処理は、特に重要であ
る。アナログ/ディジタル一致のエッジ予測を実行するために、「同じ周波数」
のクロックを実施することで、ハードウェアの正確な動作を維持するために必要
な最小限のハードウェアと較正ステップから、相当なコスト節減が実現される。
ク周期の立上りエッジとの一致を予測することができることがある。エッジ一致
を決定するよう定義された「ウィンドウ」を実施することで、ディジタル領域か
らアナログ領域への演算コードのトスが、決定論的および反復的態様で行われる
。
明する機能ブロック図である。
較正回路のブロック図である。
理のブロック図である。
図である。
Claims (23)
- 【請求項1】 所定の周波数のディジタル波形を生成するためのディジタルクロ
ック源と、 前記ディジタル波形を受け取るための入力を有し、結果としてのアナログ波形
を生成するように動作する直接ディジタル合成装置と、 前記ディジタル波形と前記アナログ波形との間の相対的な位相関係を決定する
ため、前記ディジタルクロック源および前記合成装置に結合された予測論理と、
を含み、前記予測論理が前記ディジタルクロック源のクロック周波数に近いクロ
ック周波数を有する予測クロックに応答する、 アナログクロック装置。 - 【請求項2】 前記直接ディジタル合成装置が、 前記入力ディジタルクロックを受け取り、数値を設定するためのカウンタであ
って、前記クロックの連続している入力に応答して前記数値を増分的に増加させ
るように動作するカウンタと、 前記増分数値を正弦曲線波形に変換するために、前記カウンタの出力に配置さ
れた変換器と、 前記正弦曲線波形を所望のアナログクロック信号に処理するために、前記変換
器に結合された信号調整装置と、 を含む請求項1に記載のアナログクロック装置。 - 【請求項3】 前記カウンタが累算器を備える、請求項2に記載のアナログクロ
ック装置。 - 【請求項4】 前記変換器が、 正弦曲線ルックアップテーブルと、 前記ルックアップテーブルから前記正弦曲線波形を生成するためのディジタル
アナログ変換器と、 を備える請求項2に記載のアナログクロック装置。 - 【請求項5】 前記信号調整装置が、 フィルタ処理された信号を生成するための、前記変換器の出力に配置されたフ
ィルタと、 前記フィルタ処理された信号を受け取るための入力を有し、前記フィルタ処理
された信号のエッジレートを増加させるように動作するクリッピング増幅器と、 前記フィルタ処理された信号を所定の整数倍数だけ逓倍するための、前記クリ
ッピング増幅器の出力に結合された周波数乗算器と、 前記逓倍された周波数を所望の周波数に減少させるための、前記乗算器の出力
に接続された分周器と、 を含む請求項2に記載のアナログクロック装置。 - 【請求項6】 前記フィルタが帯域フィルタを備える、請求項5に記載のアナロ
グクロック装置。 - 【請求項7】 前記周波数乗算器が位相ロックループ乗算器を備える、請求項5
に記載のアナログクロック装置。 - 【請求項8】 前記予測クロックが、複数のPLL立上りエッジを有する中間の
アナログ波形を生成するために、前記ディジタル合成装置の出力に配置された位
相ロックループ乗算器を備え、前記結果として生じたアナログ波形が前記複数の
PLLエッジの1つと一致するエッジを有し、 前記予測論理が、前記PLLエッジを解析し、前記結果として生じたアナログ
波形エッジを含む特定のディジタルクロック周期を決定するために、エッジ検出
回路を含む、請求項1に記載のアナログクロック装置。 - 【請求項9】 前記アナログ波形を前記ディジタルクロック源と位置合わせする
ために、前記ディジタルクロック源および前記合成装置に結合された較正論理を
さらに含む、請求項1に記載のアナログクロック装置。 - 【請求項10】 前記較正論理が、 前記予測論理に応答して、最初に前記ディジタル波形と前記アナログ波形のそ
れぞれのエッジを位置合わせする波形位置合わせ装置を含む、請求項9に記載の
アナログクロック装置。 - 【請求項11】 前記予測論理に応答して、ディジタル領域からアナログ領域へ
の演算コードの決定論的なハンドオフの同期をとる演算コード渡し回路をさらに
含む、請求項1に記載のアナログクロック装置。 - 【請求項12】 前記演算コード渡し回路が、 命令信号の順序付けられた対を編成するための演算コード順序処理モジュール
と、 前記順序処理モジュールに結合された演算コード状態論理と、を含み、前記演
算コード状態論理が現在の命令信号および次の命令信号を格納するための複数の
レジスタを含み、前記演算コード状態論理が前記予測論理に応答して前記演算コ
ード信号を実行のために与える、請求項11に記載のアナログクロック装置。 - 【請求項13】 所定の周波数のディジタル波形を生成するためのディジタルク
ロック源と、 前記ディジタル波形を受け取るためのクロック入力を有し、結果としてのアナ
ログ波形を生成するように動作する直接ディジタル合成装置と、を含み、前記合
成装置が複数の独立して調整可能な波形パラメータ入力をさらに含む、 アナログクロック装置。 - 【請求項14】 前記複数の独立に調整可能な波形パラメータ入力が、較正位相
オフセット信号、剰余信号、および時間変位信号を含むグループ内の入力信号に
応答する、請求項13に記載のアナログクロック装置。 - 【請求項15】 所定の周波数のディジタル波形を生成するためのディジタルク
ロック源と、 前記ディジタル波形を受け取るための入力を有し、結果としてのアナログ波形
を生成するように動作する直接ディジタル合成装置と、 ディジタル領域からアナログ領域への演算コードの決定論的なハンドオフの同
期をとるために、前記合成装置の出力に配置された演算コード渡し回路とを含む
、アナログクロック装置。 - 【請求項16】 前記ディジタル波形と前記結果として生じたアナログ波形との
間の相対的な位相関係を決定するために、前記ディジタルクロック源および前記
合成装置に結合された予測論理をさらに含み、前記予測論理が前記ディジタルク
ロック源のクロック周波数に近いクロック周波数を有する予測クロックに応答す
る、請求項15に記載のアナログクロック装置。 - 【請求項17】 前記演算コード渡し回路が、 命令信号の順序付けられた対を編成するための演算コード順序処理モジュール
と、 前記順序処理モジュールに結合された演算コード状態論理とを含み、前記演算
コード状態論理が現在の命令信号および次の命令信号を格納するための複数のレ
ジスタを含み、前記演算コード状態論理が前記予測論理に応答して前記演算コー
ド信号を実行のために与える、請求項16に記載のアナログクロック装置。 - 【請求項18】 アナログ計器の混合信号自動テスタとのインタフェースをとる
ためのアナログ制御拡張装置であって、 前記テスタとやりとりするそれぞれの入力と出力を有するメインフレーム分配
モジュールと、 前記メインフレーム分配モジュールに結合された制御ベクトルモジュールと、 前記制御ベクトルモジュールに応答してアナログクロック信号を生成するアナ
ログクロック装置であって、 所定の周波数のディジタル波形を生成するためのディジタルクロック源、 前記ディジタル波形を受け取るための入力を有し、結果としてのアナログ波
形を生成するように動作する直接ディジタル合成装置、および、 前記ディジタル波形と前記アナログ波形との間の相対的な位相関係を決定す
るために、前記ディジタルクロック源および前記合成装置に結合された予測論理
を含み、前記予測論理が前記ディジタルクロック源のクロック周波数に近いクロ
ック周波数を有する予測クロックに応答する、アナログクロック装置と、 を含むアナログ制御拡張装置。 - 【請求項19】 前記予測クロックが、複数のPLL立上りエッジを有する中間
のアナログ波形を生成するために、前記ディジタル合成装置の出力に配置された
位相ロックループ乗算器を備え、前記結果として生じるアナログ波形が前記複数
のPLLエッジの1つと一致するエッジを有し、 前記予測論理が、前記PLLエッジを解析し、前記結果として生じたアナログ
波形エッジを含む特定のディジタルクロック周期を決定するために、エッジ検出
回路を含む、請求項18に記載のアナログクロック装置。 - 【請求項20】 前記アナログ波形を前記ディジタル波形と位置合わせするため
に、前記ディジタルクロック源および前記合成装置に結合された較正論理をさら
に含む、請求項18に記載のアナログクロック装置。 - 【請求項21】 前記較正論理が、 前記予測論理に応答して、最初に前記ディジタル波形と前記アナログ波形のそ
れぞれのエッジを位置位置合わせする波形位置合わせ装置を含む、請求項20に
記載のアナログクロック装置。 - 【請求項22】 前記予測論理に応答して、ディジタル領域からアナログ領域へ
の演算コードの決定論的なハンドオフの同期をとる演算コード渡し回路をさらに
含む、請求項18に記載のアナログクロック装置。 - 【請求項23】 前記演算コード渡し回路が、 命令信号の順序付けられた対を編成するための演算コード順序処理モジュール
と、 前記順序処理モジュールに結合された演算コード状態論理とを含み、前記演算
コード状態論理が現在の命令信号および次の命令信号を格納するための複数のレ
ジスタを含み、前記演算コード状態論理が前記予測論理に応答して前記演算コー
ド信号を実行のために与える、請求項22に記載のアナログクロック装置。
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