JP2002511667A - ディジタル無線周波数トランシーバー - Google Patents
ディジタル無線周波数トランシーバーInfo
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- H03C3/02—Details
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- H03C3/0908—Modifications of modulator for regulating the mean frequency using a phase locked loop
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- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
Abstract
(57)【要約】
ディジタル情報の無線周波数（RF)伝送のための方法は、電圧制御発振器（VCO)（32）を使用してRF信号を発生させ、位相同期ループ（PLL)（30）からVCOの入力に誤差信号を供給することによって、VCOからのRF信号を安定化させ、ディジタル情報を、VCOへ入力されるPLLの誤差信号と結合し、それによって、ディジタル情報を表すVCOからのRF信号の周波数に変化を発生させることを含む。ディジタル情報のRF伝送のための装置は、RF信号を発生するようにされたVCOと、PLLで、PLLの周波数入力は、VCOのRF信号出力に接続されたPLLと、ディジタル情報をPLLの応答時間よりも速いデータ率を有する形態に変換するようにされたエンコーダと、PLLの誤差信号出力と符号化されたディジタル情報との両方をVCOの入力に接続する結合器(32)を含む。
Description
【０００１】 本発明は、無線ディジタル通信に関するものである。
【０００２】 家庭用コンピュータの所有の増加に伴って、多くの家庭が、現在、１台より多
い数のコンピュータを有している。各コンピュータに対して個別の周辺機器（プ
リンター、スキャナー、モデム、着脱式記憶媒体）を購入することは、各周辺機
器のうちの１つのみが必要とされることが多い場合、高価で、無駄な場合が多い
。また、典型的に、家庭は、コンピュータ・モデムによる使用のための電話線が
１本しか供給しておらず、複数コンピュータのユーザは、オンライン・サービス
に交替でアクセスしなければならない。家庭ベースのローカル・エリア・ネット
ワーク（LAN)によって、コンピュータはそれらの周辺機器を共有可能となるが、
現在提供されている最も安価なネットワーキング・ハードウェアは、コンピュー
タを物理的に接続するためのケーブル配線を必要とする。複数家庭用コンピュー
タのユーザは、コンピュータを個別の部屋に設置する場合が多いため、ケーブル
・ベースのネットワーキングを使用する際には、家の壁を通してケーブルを配線
しなければならない。これは、ネットワーク・ルータまたはハブの統括管理の煩
雑さに加え、現在のネットワーキング技術の家庭での使用を妨げてきた。
い数のコンピュータを有している。各コンピュータに対して個別の周辺機器（プ
リンター、スキャナー、モデム、着脱式記憶媒体）を購入することは、各周辺機
器のうちの１つのみが必要とされることが多い場合、高価で、無駄な場合が多い
。また、典型的に、家庭は、コンピュータ・モデムによる使用のための電話線が
１本しか供給しておらず、複数コンピュータのユーザは、オンライン・サービス
に交替でアクセスしなければならない。家庭ベースのローカル・エリア・ネット
ワーク（LAN)によって、コンピュータはそれらの周辺機器を共有可能となるが、
現在提供されている最も安価なネットワーキング・ハードウェアは、コンピュー
タを物理的に接続するためのケーブル配線を必要とする。複数家庭用コンピュー
タのユーザは、コンピュータを個別の部屋に設置する場合が多いため、ケーブル
・ベースのネットワーキングを使用する際には、家の壁を通してケーブルを配線
しなければならない。これは、ネットワーク・ルータまたはハブの統括管理の煩
雑さに加え、現在のネットワーキング技術の家庭での使用を妨げてきた。
【０００３】 一部のLAN技術は、家庭での再配線が必要せず、電線または電話線など、既存
の配線を使用するものもある。今まで、これらの技術は、干渉およびセキュリテ
ィ問題を経験する場合が多い（例えば、電線は、典型的に他の近隣の家と共有さ
れる）。さらに、既存の配線によるLANは、典型的に、可動式ラップトップ・コ
ンピュータによるネットワークへのモバイル・アクセスが可能ではない。また、
無線LAN（WLAN)は、パーソナル・コンピュータのネットワーキングのために求め
られてきた。例えば、赤外線ベースのネットワークは、特に個人用携帯型ディジ
タル端末（PDA)との通信のために業務環境で開発されてきた。
の配線を使用するものもある。今まで、これらの技術は、干渉およびセキュリテ
ィ問題を経験する場合が多い（例えば、電線は、典型的に他の近隣の家と共有さ
れる）。さらに、既存の配線によるLANは、典型的に、可動式ラップトップ・コ
ンピュータによるネットワークへのモバイル・アクセスが可能ではない。また、
無線LAN（WLAN)は、パーソナル・コンピュータのネットワーキングのために求め
られてきた。例えば、赤外線ベースのネットワークは、特に個人用携帯型ディジ
タル端末（PDA)との通信のために業務環境で開発されてきた。
【０００４】 また、ディジタル無線通信が、WLAN用に開発された。１９８５年、FCC（連邦
通信委員会）は、スペクトル拡散（SS)技術が使用される場合の所定の帯域の非
許諾使用を可能とする規則を制定した。スペクトル拡散伝送において、伝送中に
放射されるエネルギーは、広スペクトルの周波数（または「チャネル」）上で拡
散され、したがって、他の無線通信との実質的な干渉を発生しにくい。FCC SS規
則によって、特別な使用許諾なく、使用される電力の大量伝送が可能となり、非
許諾のシステムのための通信の実行可能領域を増加させた。
通信委員会）は、スペクトル拡散（SS)技術が使用される場合の所定の帯域の非
許諾使用を可能とする規則を制定した。スペクトル拡散伝送において、伝送中に
放射されるエネルギーは、広スペクトルの周波数（または「チャネル」）上で拡
散され、したがって、他の無線通信との実質的な干渉を発生しにくい。FCC SS規
則によって、特別な使用許諾なく、使用される電力の大量伝送が可能となり、非
許諾のシステムのための通信の実行可能領域を増加させた。
【０００５】 主な２つのSS伝送技術は、直接シーケンス（DS)および周波数ホッピング（FH)
を含む。DSSS（直接シーケンス・スペクトル拡散）では、拡散は、データに、チ
ッピング率がデータ率の何倍にもなる二進擬似ランダム・シーケンスを掛けるこ
とによって実現される。FHSS（周波数ホッピング・スペクトル拡散）技術では、
搬送周波数が、データ伝送の間、ある一定のチャネルに残り、その後、拡散帯域
内で他の新しいチャネルにホップ（変化）する。
を含む。DSSS（直接シーケンス・スペクトル拡散）では、拡散は、データに、チ
ッピング率がデータ率の何倍にもなる二進擬似ランダム・シーケンスを掛けるこ
とによって実現される。FHSS（周波数ホッピング・スペクトル拡散）技術では、
搬送周波数が、データ伝送の間、ある一定のチャネルに残り、その後、拡散帯域
内で他の新しいチャネルにホップ（変化）する。
【０００６】 DSSSは、コヒーレントな復調を可能とし、受信機は、搬送波の位相基準の情報
を使用して、符号化された信号を検出する。しかしながら、FHSSでは、位相の可
干渉性を、ホップ間で維持するのが難しい。非コヒーレントな復調の結果として
、複雑性の減少という利点が得られるが、エラーの可能性を増加させるという欠
点が伴う。FHSSによって、典型的に、同等のDSSSシステムが必要とするであろう
高速ロジックを必要としなくても、高いデータ率が実現可能となる。また、FHSS
システムは、周波数ダイバーシティを使用でき、複数の周波数でデータを伝送す
ることによる多重通路伝送フェージングを抑制し、データが破壊されずに送受信
される可能性を高める。
を使用して、符号化された信号を検出する。しかしながら、FHSSでは、位相の可
干渉性を、ホップ間で維持するのが難しい。非コヒーレントな復調の結果として
、複雑性の減少という利点が得られるが、エラーの可能性を増加させるという欠
点が伴う。FHSSによって、典型的に、同等のDSSSシステムが必要とするであろう
高速ロジックを必要としなくても、高いデータ率が実現可能となる。また、FHSS
システムは、周波数ダイバーシティを使用でき、複数の周波数でデータを伝送す
ることによる多重通路伝送フェージングを抑制し、データが破壊されずに送受信
される可能性を高める。
【０００７】 ディジタル通信機器のデータ条件は、データ・ファイルの典型的な大きさが大
きくなる程、増加する。複雑な変調方式は、高い帯域幅上件に対処するために使
用されており、RF装置に割り当てられた帯域幅を使用するとより効率的である。
しかしながら、既存の変調方式は、非常にロジック集中型であるか、または非常
に正確かつ高価なクロック基準を必要とするかのいずれかである場合が多い。前
者の種類の方式の例は、差分直交位相変調（DQPSK)で、複雑（IQ)復調が、符号
化されたデータを回復するために必要とされる。後者の種類の方式の例は、周波
数変位変調（FSK)で、周波数のわずかな変化が、符号化されたデータを表すため
に使用される。FSKでの周波数の変化は、通常、非常に小さく、受信システムは
、それが検出する周波数中の特定の変位が実際のデータを表すのか、または送信
機および受信機の基準クロック間のオフセットを表すのかを決定するのが困難な
場合がある。
きくなる程、増加する。複雑な変調方式は、高い帯域幅上件に対処するために使
用されており、RF装置に割り当てられた帯域幅を使用するとより効率的である。
しかしながら、既存の変調方式は、非常にロジック集中型であるか、または非常
に正確かつ高価なクロック基準を必要とするかのいずれかである場合が多い。前
者の種類の方式の例は、差分直交位相変調（DQPSK)で、複雑（IQ)復調が、符号
化されたデータを回復するために必要とされる。後者の種類の方式の例は、周波
数変位変調（FSK)で、周波数のわずかな変化が、符号化されたデータを表すため
に使用される。FSKでの周波数の変化は、通常、非常に小さく、受信システムは
、それが検出する周波数中の特定の変位が実際のデータを表すのか、または送信
機および受信機の基準クロック間のオフセットを表すのかを決定するのが困難な
場合がある。
【０００８】
全体として、１つの様相において、本発明は、ディジタル情報の無線周波数（
RF)伝送のための方法であって、電圧制御発振器（VCO)を使用してRF信号を発生
させ、位相同期ループ（PLL)からVCOの入力に誤差信号を供給することによって
、VCOからのRF信号を安定化させ、ディジタル情報を、VCOへ入力されるPLLの誤
差信号と結合し、それによって、ディジタル情報を表すVCOからのRF信号の周波
数に変化を発生させることからなる方法を特徴とする。
RF)伝送のための方法であって、電圧制御発振器（VCO)を使用してRF信号を発生
させ、位相同期ループ（PLL)からVCOの入力に誤差信号を供給することによって
、VCOからのRF信号を安定化させ、ディジタル情報を、VCOへ入力されるPLLの誤
差信号と結合し、それによって、ディジタル情報を表すVCOからのRF信号の周波
数に変化を発生させることからなる方法を特徴とする。
【０００９】 本発明の実施態様は、以下の特徴の１つ以上を含むことが可能である。RF信号
は、ブロードキャストされることが可能である。PLLの誤差信号は、ループ・フ
ィルタによってVCOへ供給されることが可能である。ディジタル情報の変化の率
は、PLLの応答時間より速いことが可能である。ディジタル情報は、PLLの応答時
間においてほぼ一定である動作周期を有するように符号化されることが可能であ
る。ディジタル情報は、IrDA 4PPMデータ符号化標準によって定義されたパルス
位置変調（PPM)方式に従って符号化されることが可能である。さらに、一連のチ
ャネル周波数に従ってRF信号のチャネル周波数は、変化させることが可能であっ
て、チャネル周波数の連続は、一連の少なくとも第1および第2のチャネル選択信
号を発生させ、各チャネル選択信号は、周波数有効インジケーターおよび周波数
設定インジケーターを含み、各チャネル選択信号をPLLに順次送信し、第2のチャ
ネル選択信号の周波数有効インジケーターを受信すると、第1のチャネル選択信
号の周波数設定にしたがって、PLLの調整周波数を変化させることによって決定
される。チャネル周波数の連続中の個別のチャネル周波数の数は素数であること
が可能である。チャネル周波数の連続は、完了すると反復され、チャネル周波数
の連続の各反復において１度より多く使用されるチャネルはないことが可能であ
る。送信されたRF信号は受信され、復調されことが可能で、復調されたRF信号か
ら信号レベル閾値は決定されることが可能で、復調されたRF信号からディジタル
情報を再生するために、復調されたRF信号は信号レベル閾値と比較されることが
可能である。VCOのRF信号出力は局部発振器として使用されて、受信されたRF信
号を復調することが可能である。
は、ブロードキャストされることが可能である。PLLの誤差信号は、ループ・フ
ィルタによってVCOへ供給されることが可能である。ディジタル情報の変化の率
は、PLLの応答時間より速いことが可能である。ディジタル情報は、PLLの応答時
間においてほぼ一定である動作周期を有するように符号化されることが可能であ
る。ディジタル情報は、IrDA 4PPMデータ符号化標準によって定義されたパルス
位置変調（PPM)方式に従って符号化されることが可能である。さらに、一連のチ
ャネル周波数に従ってRF信号のチャネル周波数は、変化させることが可能であっ
て、チャネル周波数の連続は、一連の少なくとも第1および第2のチャネル選択信
号を発生させ、各チャネル選択信号は、周波数有効インジケーターおよび周波数
設定インジケーターを含み、各チャネル選択信号をPLLに順次送信し、第2のチャ
ネル選択信号の周波数有効インジケーターを受信すると、第1のチャネル選択信
号の周波数設定にしたがって、PLLの調整周波数を変化させることによって決定
される。チャネル周波数の連続中の個別のチャネル周波数の数は素数であること
が可能である。チャネル周波数の連続は、完了すると反復され、チャネル周波数
の連続の各反復において１度より多く使用されるチャネルはないことが可能であ
る。送信されたRF信号は受信され、復調されことが可能で、復調されたRF信号か
ら信号レベル閾値は決定されることが可能で、復調されたRF信号からディジタル
情報を再生するために、復調されたRF信号は信号レベル閾値と比較されることが
可能である。VCOのRF信号出力は局部発振器として使用されて、受信されたRF信
号を復調することが可能である。
【００１０】 全体として、もう１つの様相において、本発明は、ディジタル情報のRF伝送の
ための方法であって、電圧制御発振器（VCO)を使用してRF信号を発生させ、位相
同期ループ（PLL)からVCOの入力に誤差信号を供給することによって、VCOからの
RF信号を安定化させ、ディジタル情報をPLLの応答時間においてほぼ一定である
動作周期を有するように符号化し、符号化されたディジタル情報を含むデータ・
パケットを形成し、そのデータ・パケットを、VCOへ入力されるPLLの誤差信号と
結合し、それによって、データ・パケットを表すVCOからのRF信号中の周波数に
おいて変化を発生させることからなる方法を特徴とする。
ための方法であって、電圧制御発振器（VCO)を使用してRF信号を発生させ、位相
同期ループ（PLL)からVCOの入力に誤差信号を供給することによって、VCOからの
RF信号を安定化させ、ディジタル情報をPLLの応答時間においてほぼ一定である
動作周期を有するように符号化し、符号化されたディジタル情報を含むデータ・
パケットを形成し、そのデータ・パケットを、VCOへ入力されるPLLの誤差信号と
結合し、それによって、データ・パケットを表すVCOからのRF信号中の周波数に
おいて変化を発生させることからなる方法を特徴とする。
【００１１】 本発明の実施態様は、以下の特徴の１つ以上を含むことが可能である。データ
・パケットは、PLLの応答時間においてほぼ一定である動作周期を有することが
可能である。ディジタル情報の符号化およびパケットの形成の両方は、IrDA 4PP
Mデータ符号化標準によって定義されたパルス位置変調（PPM)方式にしたがって
行なわれることが可能である。
・パケットは、PLLの応答時間においてほぼ一定である動作周期を有することが
可能である。ディジタル情報の符号化およびパケットの形成の両方は、IrDA 4PP
Mデータ符号化標準によって定義されたパルス位置変調（PPM)方式にしたがって
行なわれることが可能である。
【００１２】 全体として、別の様相において、本発明は、IrDA 4PPMデータ符号化標準を使
用してRF送信機によって送信されるディジタル情報を受信する方法であって、送
信されたRF信号を受信し、RF信号を復調し、復調されたRF信号から信号レベル閾
値を決定し、復調されたRF信号を、決定された信号レベル閾値と比較し、それに
よって復調されたRF信号からIrDA方式データを再生し、IrDA方式データを符号化
することによってディジタル情報を再現することからなる方法を特徴とする。
用してRF送信機によって送信されるディジタル情報を受信する方法であって、送
信されたRF信号を受信し、RF信号を復調し、復調されたRF信号から信号レベル閾
値を決定し、復調されたRF信号を、決定された信号レベル閾値と比較し、それに
よって復調されたRF信号からIrDA方式データを再生し、IrDA方式データを符号化
することによってディジタル情報を再現することからなる方法を特徴とする。
【００１３】 全体として、別の様相において、本発明は、拡散スペクトルRF伝送を使用して
、複数個のホスト・コンピュータ間で通信を実行する方法であって、第1のホス
ト・コンピュータと第1のRFトランシーバーとの間でディジタル情報を交換し、I
rDA 4PPMデータ符号化標準にしたがって、パルス位置変調（PPM)を使用してディ
ジタル情報を符号化し、IrDA 4PPMデータ符号化標準にしたがって符号化された
ディジタル情報からデータ・パケットを形成し、第1の電圧制御発振器（VCO)を
使用してRF信号を発生させ、第1の位相同期ループ（PLL)からVCOの入力へ誤差信
号を供給することによって、第1のVCOからのRF信号を安定化させ、データ・パケ
ットを、VCOへ入力される第1のPLLの誤差信号と結合し、それによってデータ・
パケットを表す第1のVCOからのRF信号の周波数において変化を発生させ、RF信号
を第2のRFトランシーバーにブロードキャストし、第2のRFトランシーバーでRF信
号を復調し、復調されたRF信号から信号レベル閾値を決定し、復調されたRF信号
を、決定された信号レベル閾値と比較し、それによって復調されたRF信号からデ
ータ・パケットを再生し、データ・パケットを復号化することによってディジタ
ル情報を再現し、ディジタル情報を第2のホスト・コンピュータと交換すること
からなる方法を特徴とする。
、複数個のホスト・コンピュータ間で通信を実行する方法であって、第1のホス
ト・コンピュータと第1のRFトランシーバーとの間でディジタル情報を交換し、I
rDA 4PPMデータ符号化標準にしたがって、パルス位置変調（PPM)を使用してディ
ジタル情報を符号化し、IrDA 4PPMデータ符号化標準にしたがって符号化された
ディジタル情報からデータ・パケットを形成し、第1の電圧制御発振器（VCO)を
使用してRF信号を発生させ、第1の位相同期ループ（PLL)からVCOの入力へ誤差信
号を供給することによって、第1のVCOからのRF信号を安定化させ、データ・パケ
ットを、VCOへ入力される第1のPLLの誤差信号と結合し、それによってデータ・
パケットを表す第1のVCOからのRF信号の周波数において変化を発生させ、RF信号
を第2のRFトランシーバーにブロードキャストし、第2のRFトランシーバーでRF信
号を復調し、復調されたRF信号から信号レベル閾値を決定し、復調されたRF信号
を、決定された信号レベル閾値と比較し、それによって復調されたRF信号からデ
ータ・パケットを再生し、データ・パケットを復号化することによってディジタ
ル情報を再現し、ディジタル情報を第2のホスト・コンピュータと交換すること
からなる方法を特徴とする。
【００１４】 本発明の実施態様は、以下の特徴の１つ以上を含むことが可能である。媒体ア
クセス制御（MAC)関数は、第1および第2のホスト・コンピュータの両方で、ホス
ト・コンピュータ・ソフトウェア中に配置されることが可能である。各トランシ
ーバーが最後の送信または送信前の受信の終端から擬似ランダム時間だけ待つこ
とによって、複数のトランシーバーが同時に送信する可能性は低減されることが
可能である。擬似ランダム時間は、擬似ランダム数発生器によって決定されるこ
とが可能である。擬似ランダム時間は、別のものと関連した１つのホストのクロ
ックのずれによって決定されることが可能である。
クセス制御（MAC)関数は、第1および第2のホスト・コンピュータの両方で、ホス
ト・コンピュータ・ソフトウェア中に配置されることが可能である。各トランシ
ーバーが最後の送信または送信前の受信の終端から擬似ランダム時間だけ待つこ
とによって、複数のトランシーバーが同時に送信する可能性は低減されることが
可能である。擬似ランダム時間は、擬似ランダム数発生器によって決定されるこ
とが可能である。擬似ランダム時間は、別のものと関連した１つのホストのクロ
ックのずれによって決定されることが可能である。
【００１５】 全体として、別の様相において、本発明は、ディジタル情報のRF伝送のための
装置であって、RF信号を発生するようにされたVCOと、PLLで、PLLの周波数入力
は、VCOのRF信号出力に接続されたPLLと、ディジタル情報をPLLの応答時間より
も速いデータ率を有する形態に変換するようにされたエンコーダと、PLLの誤差
信号出力と符号化されたディジタル情報との両方をVCOの入力に接続する結合器
とを備える装置を特徴とする。
装置であって、RF信号を発生するようにされたVCOと、PLLで、PLLの周波数入力
は、VCOのRF信号出力に接続されたPLLと、ディジタル情報をPLLの応答時間より
も速いデータ率を有する形態に変換するようにされたエンコーダと、PLLの誤差
信号出力と符号化されたディジタル情報との両方をVCOの入力に接続する結合器
とを備える装置を特徴とする。
【００１６】 本発明の実施態様は、以下の特徴の１つ以上を含むことが可能である。アンテ
ナは、VCOのRF信号出力に接続されることが可能である。結合器は、ループ・フ
ィルタであることが可能である。エンコーダは、ディジタル情報を、PLLの応答
時間においてほぼ一定である動作周期を有する形態に変換するようにされること
が可能である。エンコーダは、IrDA 4PPMデータ符号化標準によって定義された
パルス位置変調（PPM)方式にしたがって、ディジタル情報を変換することが可能
である。チャネル周波数選択装置を備え、選択装置は、一連のチャネル周波数に
したがってRF信号のチャネル周波数を変化させることが可能な装置であって、選
択装置は、選択装置が一連の少なくとも第1および第2のチャネル選択信号を発生
させ、各チャネル選択信号は、周波数有効インジケーターおよび周波数設定イン
ジケーターを含み、選択装置は各チャネル選択信号をPLLに順次送信し、PLLは、
第2のチャネル選択信号の周波数有効インジケーターを受信すると、第1のチャネ
ル選択信号の周波数設定にしたがって、その調整周波数を変化させることによっ
て、チャネル周波数の連続を決定する。チャネル周波数の連続中の選択装置によ
って使用される個別のチャネル周波数の数は素数であることが可能である。選択
装置は、完了すると、チャネル周波数の連続を反復し、選択装置は、チャネル周
波数の連続の各反復において、いかなるチャネルも１度より多く使用しないこと
が可能である。
ナは、VCOのRF信号出力に接続されることが可能である。結合器は、ループ・フ
ィルタであることが可能である。エンコーダは、ディジタル情報を、PLLの応答
時間においてほぼ一定である動作周期を有する形態に変換するようにされること
が可能である。エンコーダは、IrDA 4PPMデータ符号化標準によって定義された
パルス位置変調（PPM)方式にしたがって、ディジタル情報を変換することが可能
である。チャネル周波数選択装置を備え、選択装置は、一連のチャネル周波数に
したがってRF信号のチャネル周波数を変化させることが可能な装置であって、選
択装置は、選択装置が一連の少なくとも第1および第2のチャネル選択信号を発生
させ、各チャネル選択信号は、周波数有効インジケーターおよび周波数設定イン
ジケーターを含み、選択装置は各チャネル選択信号をPLLに順次送信し、PLLは、
第2のチャネル選択信号の周波数有効インジケーターを受信すると、第1のチャネ
ル選択信号の周波数設定にしたがって、その調整周波数を変化させることによっ
て、チャネル周波数の連続を決定する。チャネル周波数の連続中の選択装置によ
って使用される個別のチャネル周波数の数は素数であることが可能である。選択
装置は、完了すると、チャネル周波数の連続を反復し、選択装置は、チャネル周
波数の連続の各反復において、いかなるチャネルも１度より多く使用しないこと
が可能である。
【００１７】 全体として、別の様相において、本発明は、IrDA 4PPM符号化ディジタル情報
のRF受信のための装置であって、IrDA 4PPM符号化ディジタル情報を含む送信さ
れたRF信号を受信するアンテナと、受信されたRF信号を増幅および濾過する低ノ
イズ増幅器と、受信されたRF信号のチャネル周波数に近似の周波数を発生させる
ように構成された局部RF発振器と、ミキサで、ミキサの入力は、低ノイズ増幅器
および局部RF発振器の出力に接続されたミキサと、FM復調器で、FM復調器の入力
は、ミキサの出力に接続されたFM復調器と、IrDA 4PPMデータ符号化標準によっ
て定義されたパルス位置変調（PPM)方式にしたがってFM復調器の復調されたRF出
力からディジタル情報を抽出するデコーダとを備える装置を特徴とする。
のRF受信のための装置であって、IrDA 4PPM符号化ディジタル情報を含む送信さ
れたRF信号を受信するアンテナと、受信されたRF信号を増幅および濾過する低ノ
イズ増幅器と、受信されたRF信号のチャネル周波数に近似の周波数を発生させる
ように構成された局部RF発振器と、ミキサで、ミキサの入力は、低ノイズ増幅器
および局部RF発振器の出力に接続されたミキサと、FM復調器で、FM復調器の入力
は、ミキサの出力に接続されたFM復調器と、IrDA 4PPMデータ符号化標準によっ
て定義されたパルス位置変調（PPM)方式にしたがってFM復調器の復調されたRF出
力からディジタル情報を抽出するデコーダとを備える装置を特徴とする。
【００１８】 全体として、別の様相において、本発明は、ディジタル情報のRF送受信のため
の装置であって、RF信号を発生するようにされたVCOと、PLLで、PLL の周波数入
力は、VCOのRF信号出力に接続されたPLLと、ディジタル情報を、PLLの応答時間
より速いデータ率を有する形態に変換するようにされたエンコーダと、PLLの誤
差信号出力と符号化されたディジタル情報の両方をVCOの入力に接続する結合器
と、その入力をその出力の少なくとも１つに接続するように構成されたスイッチ
と、スイッチの第1の出力に接続された第1のアンテナで、第1のアンテナはRF信
号を送信するようにされた第1のアンテナと、送信されたRF信号を受信するよう
にされたアンテナと、そのアンテナに接続された低ノイズ増幅器であって、低ノ
イズ増幅器は、受信されたRF信号を増幅および濾過する低ノイズ増幅器と、ミキ
サで、ミキサの一方の入力は、低ノイズ増幅器の出力に接続され、ミキサのもう
一方の入力は、スイッチの第2の出力に接続されるミキサと、FM復調器であって
、FM復調器の入力は、ミキサの出力に接続されるFM復調器と、ディジタル情報を
、FM復調器の復調されたRF出力から再現するデコーダとを備える装置を特徴とす
る。
の装置であって、RF信号を発生するようにされたVCOと、PLLで、PLL の周波数入
力は、VCOのRF信号出力に接続されたPLLと、ディジタル情報を、PLLの応答時間
より速いデータ率を有する形態に変換するようにされたエンコーダと、PLLの誤
差信号出力と符号化されたディジタル情報の両方をVCOの入力に接続する結合器
と、その入力をその出力の少なくとも１つに接続するように構成されたスイッチ
と、スイッチの第1の出力に接続された第1のアンテナで、第1のアンテナはRF信
号を送信するようにされた第1のアンテナと、送信されたRF信号を受信するよう
にされたアンテナと、そのアンテナに接続された低ノイズ増幅器であって、低ノ
イズ増幅器は、受信されたRF信号を増幅および濾過する低ノイズ増幅器と、ミキ
サで、ミキサの一方の入力は、低ノイズ増幅器の出力に接続され、ミキサのもう
一方の入力は、スイッチの第2の出力に接続されるミキサと、FM復調器であって
、FM復調器の入力は、ミキサの出力に接続されるFM復調器と、ディジタル情報を
、FM復調器の復調されたRF出力から再現するデコーダとを備える装置を特徴とす
る。
【００１９】 本発明は、以下の特徴の１つ以上を含むことが可能である。送信されたRF信号
を受信するようにされたアンテナは、第1のアンテナと同じアンテナである装置
であって、装置は、電力増幅器で、電力増幅器の入力は、第1のスイッチの第1の
出力に接続される電力増幅器と、第1のアンテナを、受信のために低ノイズ増幅
器の入力へ、または送信のために電力増幅器の出力へのいずれかに接続するよう
に構成された第2のスイッチを備えることが可能である。デコーダは、ディジタ
ル情報を、IrDA 4PPMデータ符号化標準によって定義されたパルス位置変調（PPM
)方式にしたがって再現することが可能である。
を受信するようにされたアンテナは、第1のアンテナと同じアンテナである装置
であって、装置は、電力増幅器で、電力増幅器の入力は、第1のスイッチの第1の
出力に接続される電力増幅器と、第1のアンテナを、受信のために低ノイズ増幅
器の入力へ、または送信のために電力増幅器の出力へのいずれかに接続するよう
に構成された第2のスイッチを備えることが可能である。デコーダは、ディジタ
ル情報を、IrDA 4PPMデータ符号化標準によって定義されたパルス位置変調（PPM
)方式にしたがって再現することが可能である。
【００２０】 本発明の利点は、以下の１つ以上を含むことが可能である。2.4Ghzトランシー
バーは、強固で、低費用のRF WLANを形成するために、数多くのパーソナル・コ
ンピュータに接続されることが可能である。RF WLANは、コンピュータとその他
の装置との間の比較的高帯域幅のディジタル信号通信をサポート可能である。RF
トランシーバーは、後で混合される搬送波信号と情報生成信号との両方を生成す
る必要がなく、追加の（比較的高価な）ミキサおよびフィルターを必要とする。
このトランシーバーによって送信される約2.4Ghzの信号は、比較的単純なVCOお
よびPLLフィードバック回路によって直接発生され、それによって、ディジタル
情報は、フィードバック回路に直接注入される。フィードバック開度に注入され
たディジタル情報を符号化するために、赤外線通信で用いられる特定の符号化方
式を使用することによって、そのような直接注入に起因する周波数のずれを回避
することができる。１つより多いトランシーバーは、１つより多い通信チャネル
間でデータ・パケットを分割することによってデータ・スループットを上昇する
ために、同一のコンピュータに接続されることが可能である。大部分の媒体アク
セス制御（Medium Access Control:MAC)の特徴を、ハードウェアの代わりにソフ
トウェアに配置することによって、比較的安価で、使用可能なCPU周期が、トラ
ンシーバー中で、追加のMACサーキットリーの代わりにMAC同さを実行するために
使用されることが可能である。
バーは、強固で、低費用のRF WLANを形成するために、数多くのパーソナル・コ
ンピュータに接続されることが可能である。RF WLANは、コンピュータとその他
の装置との間の比較的高帯域幅のディジタル信号通信をサポート可能である。RF
トランシーバーは、後で混合される搬送波信号と情報生成信号との両方を生成す
る必要がなく、追加の（比較的高価な）ミキサおよびフィルターを必要とする。
このトランシーバーによって送信される約2.4Ghzの信号は、比較的単純なVCOお
よびPLLフィードバック回路によって直接発生され、それによって、ディジタル
情報は、フィードバック回路に直接注入される。フィードバック開度に注入され
たディジタル情報を符号化するために、赤外線通信で用いられる特定の符号化方
式を使用することによって、そのような直接注入に起因する周波数のずれを回避
することができる。１つより多いトランシーバーは、１つより多い通信チャネル
間でデータ・パケットを分割することによってデータ・スループットを上昇する
ために、同一のコンピュータに接続されることが可能である。大部分の媒体アク
セス制御（Medium Access Control:MAC)の特徴を、ハードウェアの代わりにソフ
トウェアに配置することによって、比較的安価で、使用可能なCPU周期が、トラ
ンシーバー中で、追加のMACサーキットリーの代わりにMAC同さを実行するために
使用されることが可能である。
【００２１】 本発明のその他の特徴および利点は、以下の記述および請求の範囲から明らか
となるであろう。
となるであろう。
【００２２】 ［発明の詳細な説明］ 図１は、ディジタル情報を運ぶ無線周波数信号を発生させ、受信することが可
能なディジタル無線周波数トランシーバー10を示すもので、ディジタル無線周波
数トランシーバー10は、送信機12，受信機14および電源１６を含む。
能なディジタル無線周波数トランシーバー10を示すもので、ディジタル無線周波
数トランシーバー10は、送信機12，受信機14および電源１６を含む。
【００２３】 送信機12は、局部RF発振器20、スイッチ22および送信機電力増幅器24を含む。
局部RF発振器20は、位相同期ループ（PLL)30を含み、位相同期ループ（PLL)３０
は、（以下で詳述する制御信号CLK66、DAT68、LE70によって制御される）RFトラ
ンシーバー10の搬送周波数を調節する。ループ・フィルタ32は、PLL30の誤差信
号を、電圧制御発振器（VCO)34に接続する。VCO34の無線周波数出力35は、PLL30
の周波数入力に接続される。ループ・フィルタ32は、PLL30とVCO34との間の結果
的なフィードバック・ループを安定化するために動作する。また、VCO34のRF出
力35は、バンドパスフィルタ36によってスイッチ22に接続される。VCO34のRF出
力35に運ばれるディジタル情報は、ラインTX64上のループ・フィルタ32に直接注
入される。スイッチ22は、信号TRANSMIT（送信）60がアサートされ、信号RECEIV
E（受信）62がアサートされないとき、VCO34のRF出力35を、送信機電力増幅器24
の入力に接続する。
局部RF発振器20は、位相同期ループ（PLL)30を含み、位相同期ループ（PLL)３０
は、（以下で詳述する制御信号CLK66、DAT68、LE70によって制御される）RFトラ
ンシーバー10の搬送周波数を調節する。ループ・フィルタ32は、PLL30の誤差信
号を、電圧制御発振器（VCO)34に接続する。VCO34の無線周波数出力35は、PLL30
の周波数入力に接続される。ループ・フィルタ32は、PLL30とVCO34との間の結果
的なフィードバック・ループを安定化するために動作する。また、VCO34のRF出
力35は、バンドパスフィルタ36によってスイッチ22に接続される。VCO34のRF出
力35に運ばれるディジタル情報は、ラインTX64上のループ・フィルタ32に直接注
入される。スイッチ22は、信号TRANSMIT（送信）60がアサートされ、信号RECEIV
E（受信）62がアサートされないとき、VCO34のRF出力35を、送信機電力増幅器24
の入力に接続する。
【００２４】 送信機電力増幅器24は、フィルタ素子（コンデンサC84、バンドパスフィルタL
C2およびコンデンサC5)、RF電力増幅器38、および送信アンテナ40を備える。ス
イッチ22は、コンデンサC84によってバンドパスフィルタLC2に接続され、バンド
パスフィルタLC2は、コンデンサC5によってRF電力増幅器38に接続される。RF電
力増幅器38の出力は、送信アンテナ40に接続される。
C2およびコンデンサC5)、RF電力増幅器38、および送信アンテナ40を備える。ス
イッチ22は、コンデンサC84によってバンドパスフィルタLC2に接続され、バンド
パスフィルタLC2は、コンデンサC5によってRF電力増幅器38に接続される。RF電
力増幅器38の出力は、送信アンテナ40に接続される。
【００２５】 受信機14は、RF受信機26および復調器28を含む。RF受信機26は受信アンテナ42
を含み、受信アンテナ42はディジタル情報を運ぶブロードキャストRF信号を受信
し、低ノイズ増幅器44にそれを供給する。低ノイズ増幅器44は、伝送チャネルの
選択された帯域中のもの以外の周波数を阻止するバンドパスフィルタを含む。低
ノイズ増幅器44の出力は、復調器28に接続される。復調器28はミキサ46を含み、
ミキサ46は、その入力として、ライン18上の搬送周波数入力と、低ノイズ増幅器
44の出力45との両方を受信する。送信機12の局部RF発振器20は、スイッチ22を介
して接続され、ライン18上でミキサ46にその時点の搬送周波数を供給する。基準
搬送周波数を供給するには、ラインTX64上のデータ送信が停止し、その時点の送
信チャネル周波数が、PLL30の制御信号CLK66，DAT68，LE70を使用して選択され
、その後、スイッチ22は、その入力（VCO34の濾過後の出力）をライン18に送信
するように向けられる。ミキサ46の出力は、ローパスフィルタ４８に接続され、
その出力は、ディジタル情報が符号化された中間周波数（IF)信号49である。ロ
ーパスフィルタ48の出力は、広帯域FM復調器50に接続される。広帯域FM復調器50
は、信号を検出した後、復調しているときに、搬送波検出信号CARRIER76をアサ
ートする。広帯域FM復調器50の基底帯域出力は、コンデンサC64を接続すること
によって比較器５２にAC接続される。比較器52は、受信され、復調され、AC接続
された基底帯域信号を蓄積して、信号レベル閾値を適応的に決定し、AC接続され
た基底帯域信号を信号レベル閾値と比較することによって、比較器52は、ライン
RX74上で、受信されたRF信号中で符号化されたディジタル情報を再生する。
を含み、受信アンテナ42はディジタル情報を運ぶブロードキャストRF信号を受信
し、低ノイズ増幅器44にそれを供給する。低ノイズ増幅器44は、伝送チャネルの
選択された帯域中のもの以外の周波数を阻止するバンドパスフィルタを含む。低
ノイズ増幅器44の出力は、復調器28に接続される。復調器28はミキサ46を含み、
ミキサ46は、その入力として、ライン18上の搬送周波数入力と、低ノイズ増幅器
44の出力45との両方を受信する。送信機12の局部RF発振器20は、スイッチ22を介
して接続され、ライン18上でミキサ46にその時点の搬送周波数を供給する。基準
搬送周波数を供給するには、ラインTX64上のデータ送信が停止し、その時点の送
信チャネル周波数が、PLL30の制御信号CLK66，DAT68，LE70を使用して選択され
、その後、スイッチ22は、その入力（VCO34の濾過後の出力）をライン18に送信
するように向けられる。ミキサ46の出力は、ローパスフィルタ４８に接続され、
その出力は、ディジタル情報が符号化された中間周波数（IF)信号49である。ロ
ーパスフィルタ48の出力は、広帯域FM復調器50に接続される。広帯域FM復調器50
は、信号を検出した後、復調しているときに、搬送波検出信号CARRIER76をアサ
ートする。広帯域FM復調器50の基底帯域出力は、コンデンサC64を接続すること
によって比較器５２にAC接続される。比較器52は、受信され、復調され、AC接続
された基底帯域信号を蓄積して、信号レベル閾値を適応的に決定し、AC接続され
た基底帯域信号を信号レベル閾値と比較することによって、比較器52は、ライン
RX74上で、受信されたRF信号中で符号化されたディジタル情報を再生する。
【００２６】 電源16は、送信機12および受信機14によって必要とされる様々な電力電圧を発
生させる。単一の５ボルト電源VCC80から、AVCC82，VCCTXPA84，VCCLNA86，VCCR
X88の４つのアナログ電源電圧が発生される。トランシーバー10のそれぞれの素
子は、節電、ノイズの最小化、安定化の向上のために、異なる電源によって電力
供給される。
生させる。単一の５ボルト電源VCC80から、AVCC82，VCCTXPA84，VCCLNA86，VCCR
X88の４つのアナログ電源電圧が発生される。トランシーバー10のそれぞれの素
子は、節電、ノイズの最小化、安定化の向上のために、異なる電源によって電力
供給される。
【００２７】 図２は、102Aおよび102Bの２つのホスト（例えば、家庭において異なる部屋に
配置された２つのパーソナル・コンピュータ）を含むRFネットワーク100を示す
もので、各ホスト102は、CPU104と、トランシーバー・デバイス・ドライバー106
と、ホスト102をRFトランシーバー10（典型的にホスト102に接続される、または
ホスト102内にある）と接続するインタフェース108とを有する。
配置された２つのパーソナル・コンピュータ）を含むRFネットワーク100を示す
もので、各ホスト102は、CPU104と、トランシーバー・デバイス・ドライバー106
と、ホスト102をRFトランシーバー10（典型的にホスト102に接続される、または
ホスト102内にある）と接続するインタフェース108とを有する。
【００２８】 ホスト102Aの送信アンテナ40Aは、ディジタル情報を、RF伝送101Aを介して、
ホスト102Bの受信アンテナ42Bに送信可能で、またその逆も同様である。トラン
シーバー・デバイス・ドライバー106は、CPU104上で動作するアプリケーション
とRFトランシーバー10との間のデータ・パケットの全ルーティングを扱う。トラ
ンシーバー・デバイス・ドライバー106は、インタフェース108と制御信号および
データ信号を送受信することによって、このルーティングを制御し、インタフェ
ース108は、以下で詳述するトランシーバー制御ライン110を発生させ、トランシ
ーバー制御ライン110は、トランシーバー10の動作を制御する。
ホスト102Bの受信アンテナ42Bに送信可能で、またその逆も同様である。トラン
シーバー・デバイス・ドライバー106は、CPU104上で動作するアプリケーション
とRFトランシーバー10との間のデータ・パケットの全ルーティングを扱う。トラ
ンシーバー・デバイス・ドライバー106は、インタフェース108と制御信号および
データ信号を送受信することによって、このルーティングを制御し、インタフェ
ース108は、以下で詳述するトランシーバー制御ライン110を発生させ、トランシ
ーバー制御ライン110は、トランシーバー10の動作を制御する。
【００２９】 図３は、電源回路16をより詳細に示すものである。アナログ回路120は、５ボ
ルトのAVCC82をVCC80から発生させ、コンデンサC82，C83，C105によって分離さ
れる。一実施例において、抵抗器R105およびR107は、C82とC83とを接続するため
の正の抵抗を有し、偶然発生された全共振の「減Q(de-Q)」を行なうことができ
る。図示した実施例において、抵抗器R105およびR107は、ゼロ抵抗でショートす
るように示され、省略可能である。３ボルト・アナログ電源ラインVCCTXPA84，V
CCLNA86およびVCCRX88は、それぞれ、低ノイズ電圧調整器U3，U16およびU11を使
用して、AVCC82から発生される。各３ボルト・アナログ電源122，124および126
は、トランシーバー・サーキットリーの個別の部分に電力供給し、個別の電圧調
整器U3，U16およびU11は、回路間のノイズを最小限にする。
ルトのAVCC82をVCC80から発生させ、コンデンサC82，C83，C105によって分離さ
れる。一実施例において、抵抗器R105およびR107は、C82とC83とを接続するため
の正の抵抗を有し、偶然発生された全共振の「減Q(de-Q)」を行なうことができ
る。図示した実施例において、抵抗器R105およびR107は、ゼロ抵抗でショートす
るように示され、省略可能である。３ボルト・アナログ電源ラインVCCTXPA84，V
CCLNA86およびVCCRX88は、それぞれ、低ノイズ電圧調整器U3，U16およびU11を使
用して、AVCC82から発生される。各３ボルト・アナログ電源122，124および126
は、トランシーバー・サーキットリーの個別の部分に電力供給し、個別の電圧調
整器U3，U16およびU11は、回路間のノイズを最小限にする。
【００３０】 送信機PA電力回路122は、まず、アナログ電力AVCC82を電圧調整器（Micrel MI
C5216-3.0BMS)U3に入力することによってVCCTXOA84を発生させる。電圧調整器U3
は、不安定性を防止するために、コンデンサC2およびC102によってバイパスされ
る。電圧調整器U3は、３ボルトの出力をVCCTXPA84に供給するように選択され、
イネーブル/遮断制御入力ENを含む。信号TRANSMIT60はU3を制御して、信号TRANS
MIT60がアサートされないとき、VCCTXPA84がディスエーブルとされ、電力が送信
機電力増幅器24に供給されないようにして、RF信号を送信していないときの節電
を行なう。
C5216-3.0BMS)U3に入力することによってVCCTXOA84を発生させる。電圧調整器U3
は、不安定性を防止するために、コンデンサC2およびC102によってバイパスされ
る。電圧調整器U3は、３ボルトの出力をVCCTXPA84に供給するように選択され、
イネーブル/遮断制御入力ENを含む。信号TRANSMIT60はU3を制御して、信号TRANS
MIT60がアサートされないとき、VCCTXPA84がディスエーブルとされ、電力が送信
機電力増幅器24に供給されないようにして、RF信号を送信していないときの節電
を行なう。
【００３１】 受信機低ノイズ増幅器電力回路124および受信機復調器電力回路126は、送信機
PA電力回路122と同様で、それぞれは、３ボルトの出力を供給する。低ノイズ増
幅器電力回路124は、電圧調整器（Micrel MIC5205-3.0BMS)U16を使用し、受信機
復調器電力回路126は電圧調整器（Micrel MIC5205-3.0BMS)U11を使用する。電圧
調整器U11とU16の両方は、イネーブル/遮断制御入力ENを有する。信号RECEIVE（
受信）62は、U16およびU11の制御入力ENに接続され、信号RECEIVE62がアサート
されないとき、VCCLNA86およびVCCRX88の両方がディスエーブルとなり、それに
よって、電力が受信機14の低ノイズ増幅器44，ミキサ46または復調器50へ供給さ
れなくなり、RF送信を受信していないときに節電を行なう。電圧調整機U16およ
びU11は、それぞれ、バイパス・コンデンサC91，C92およびC101とC37およびC60
とに接続される。
PA電力回路122と同様で、それぞれは、３ボルトの出力を供給する。低ノイズ増
幅器電力回路124は、電圧調整器（Micrel MIC5205-3.0BMS)U16を使用し、受信機
復調器電力回路126は電圧調整器（Micrel MIC5205-3.0BMS)U11を使用する。電圧
調整器U11とU16の両方は、イネーブル/遮断制御入力ENを有する。信号RECEIVE（
受信）62は、U16およびU11の制御入力ENに接続され、信号RECEIVE62がアサート
されないとき、VCCLNA86およびVCCRX88の両方がディスエーブルとなり、それに
よって、電力が受信機14の低ノイズ増幅器44，ミキサ46または復調器50へ供給さ
れなくなり、RF送信を受信していないときに節電を行なう。電圧調整機U16およ
びU11は、それぞれ、バイパス・コンデンサC91，C92およびC101とC37およびC60
とに接続される。
【００３２】 図４は、（送信機12中の局部RF発振器20の）PLL30およびループ・フィルタ32の
ための回路をより詳細に示したものである。PLL30は、ディジタルPLL合成器（Mo
torola MC12210)U19を使用する。ディジタルPLL U19の調整周波数は、制御ライ
ンCLK66，DAT68およびLE70を介した、分子と分母からなる選択されたクロッキン
グでもよい。ディジタルPLL U19は、AVCC82によって電力供給され、ラインFREF1
40上に供給される周波数基準に依存する。ディジタルPLL U19は、ラインFPLL142
上で周波数入力を受け、出力誤差信号VT144を供給し、位相比較器出力信号LD146
を供給する。位相比較器出力信号LD146は、ロック検出回路148に接続される。ロ
ック検出回路148の抵抗器R32およびコンデンサC66は、蓄積機能を実行し、トラ
ンジスタQ2を介して抵抗器R33およびR34に接続される。ディジタルPLL U19がラ
インFPLL142上の周波数入力においてロックを認識したときのみ、位相比較器出
力信号LD146は、ほぼ一定にHIGH（高）となり、ロック検出回路148によって（負
の状態）の信号LOCKED（ロック）72がアサートされるようにする。
ための回路をより詳細に示したものである。PLL30は、ディジタルPLL合成器（Mo
torola MC12210)U19を使用する。ディジタルPLL U19の調整周波数は、制御ライ
ンCLK66，DAT68およびLE70を介した、分子と分母からなる選択されたクロッキン
グでもよい。ディジタルPLL U19は、AVCC82によって電力供給され、ラインFREF1
40上に供給される周波数基準に依存する。ディジタルPLL U19は、ラインFPLL142
上で周波数入力を受け、出力誤差信号VT144を供給し、位相比較器出力信号LD146
を供給する。位相比較器出力信号LD146は、ロック検出回路148に接続される。ロ
ック検出回路148の抵抗器R32およびコンデンサC66は、蓄積機能を実行し、トラ
ンジスタQ2を介して抵抗器R33およびR34に接続される。ディジタルPLL U19がラ
インFPLL142上の周波数入力においてロックを認識したときのみ、位相比較器出
力信号LD146は、ほぼ一定にHIGH（高）となり、ロック検出回路148によって（負
の状態）の信号LOCKED（ロック）72がアサートされるようにする。
【００３３】 ループ・フィルタ32は、抵抗器R38とコンデンサC71およびC72とを含む。誤差
信号VT144（ディジタルPLL U19の出力）は、ループ・フィルタ32によって濾過さ
れる。ループ・フィルタ32は、抵抗器R37およびコンデンサC69によって接地され
るように接続される。ラインTX64を抵抗器R39を介してループ・フィルタ32に接
続し、抵抗器R37の抵抗が小さいが正の値を供給するようにすることによって、
ループ・フィルタ32の「接地」基準は、ラインTX64がHIGH（高）の時は常に高く
偏移される。そのため、ラインTX64は、誤差信号VT144中にわずかな偏移を発生
させ、ラインTX64上に供給された全ディジタル情報でVCO34のRF周波数出力を直
接変調する。
信号VT144（ディジタルPLL U19の出力）は、ループ・フィルタ32によって濾過さ
れる。ループ・フィルタ32は、抵抗器R37およびコンデンサC69によって接地され
るように接続される。ラインTX64を抵抗器R39を介してループ・フィルタ32に接
続し、抵抗器R37の抵抗が小さいが正の値を供給するようにすることによって、
ループ・フィルタ32の「接地」基準は、ラインTX64がHIGH（高）の時は常に高く
偏移される。そのため、ラインTX64は、誤差信号VT144中にわずかな偏移を発生
させ、ラインTX64上に供給された全ディジタル情報でVCO34のRF周波数出力を直
接変調する。
【００３４】 一実施例において、VCO出力の変調は、その入力を5.28mV刻みだけ移動するこ
とによって実現される。この電圧差は、出力周波数において750kHzの変化を発生
させるのに十分である。周波数ホップが、１MHZである場合、「１」は、その時
点の周波数（「０」を表す）からの約３/４のホップの偏位によって表される。
とによって実現される。この電圧差は、出力周波数において750kHzの変化を発生
させるのに十分である。周波数ホップが、１MHZである場合、「１」は、その時
点の周波数（「０」を表す）からの約３/４のホップの偏位によって表される。
【００３５】 図５は、ラインFREF140および２NDLO152上でそれぞれ周波数基準およびクロッ
ク基準を生成するための回路を示すものである。20MHZクリスタルY3は、クロッ
ク発生器(ICS/Microclock ICS525)U14に接続される。クロック発生器U14は、緩
衝後の20MHZクロック出力を周波数基準ラインFREF140に、緩衝後の120.588MHZク
ロック出力を抵抗器ネットワーク154を介してライン２NDLO152に供給する。抵抗
器ネットワーク154は、抵抗器R41，R42およびR43を含み、図示した実施例におい
て、広帯域FM復調器50のクロック入力条件を満たすように、クロック出力を3dB
だけ減衰するように設計されている。
ク基準を生成するための回路を示すものである。20MHZクリスタルY3は、クロッ
ク発生器(ICS/Microclock ICS525)U14に接続される。クロック発生器U14は、緩
衝後の20MHZクロック出力を周波数基準ラインFREF140に、緩衝後の120.588MHZク
ロック出力を抵抗器ネットワーク154を介してライン２NDLO152に供給する。抵抗
器ネットワーク154は、抵抗器R41，R42およびR43を含み、図示した実施例におい
て、広帯域FM復調器50のクロック入力条件を満たすように、クロック出力を3dB
だけ減衰するように設計されている。
【００３６】 図６は、VCO34およびバンドパスフィルタ36のための回路をより詳細に示すも
のである。VCO34は、VCO(Z-Communications SMV2385L)OSC1を使用する。VCO OSC
1は、2285から2484.5MHZの周波数範囲を有する。PLL U19は、その範囲全体にお
いてVCO OSC1を制御可能である。VCO OSC1用の３ボルト電源は、電圧調整器(Mic
rel MIC5205-3.0BMS)U9によって供給される。電圧調整器U9は、発振を防止する
ために、コンデンサC24，C25，C27およびC33によってバイパスされる。電圧調整
器U9のイネーブル入力ENは、電圧調整器U9の電力出力を常にイネーブルとするよ
うに、AVCC82に接続され、周波数の安定を確実にする。VCO OSC1のRF出力は、抵
抗器R13，R14，R15およびR16に接続し、VCO OSC1の性能における負荷の不整合の
好ましくない影響を最小限にする抵抗電力スプリッタ（パワー・スプリッタ）16
0を形成する。コンデンサC34は、RF信号を抵抗電力スプリッタ160からラインFPL
L142へ接続し、その後、FPLL142は、出力RF信号を再度PLL30の周波数入力FI(図
４）へ接続し、PLL30とVCO34との間のフィードバック・ループは完成する。また
、抵抗電力スプリッタ160は、RF信号35をバンドパスフィルタ36に供給する。バ
ンドパスフィルタ36は、ローパスフィルタ（Toko LTF32161-F2R4G)LC3と、イン
ダクタL19と、コンデンサC35とを備え、インダクタL19およびコンデンサC35は、
高域フィルタを形成して、バンドパスフィルタ36がチャネルの伝送帯域中のRF周
波数のみラインFVCG156に送信する。
のである。VCO34は、VCO(Z-Communications SMV2385L)OSC1を使用する。VCO OSC
1は、2285から2484.5MHZの周波数範囲を有する。PLL U19は、その範囲全体にお
いてVCO OSC1を制御可能である。VCO OSC1用の３ボルト電源は、電圧調整器(Mic
rel MIC5205-3.0BMS)U9によって供給される。電圧調整器U9は、発振を防止する
ために、コンデンサC24，C25，C27およびC33によってバイパスされる。電圧調整
器U9のイネーブル入力ENは、電圧調整器U9の電力出力を常にイネーブルとするよ
うに、AVCC82に接続され、周波数の安定を確実にする。VCO OSC1のRF出力は、抵
抗器R13，R14，R15およびR16に接続し、VCO OSC1の性能における負荷の不整合の
好ましくない影響を最小限にする抵抗電力スプリッタ（パワー・スプリッタ）16
0を形成する。コンデンサC34は、RF信号を抵抗電力スプリッタ160からラインFPL
L142へ接続し、その後、FPLL142は、出力RF信号を再度PLL30の周波数入力FI(図
４）へ接続し、PLL30とVCO34との間のフィードバック・ループは完成する。また
、抵抗電力スプリッタ160は、RF信号35をバンドパスフィルタ36に供給する。バ
ンドパスフィルタ36は、ローパスフィルタ（Toko LTF32161-F2R4G)LC3と、イン
ダクタL19と、コンデンサC35とを備え、インダクタL19およびコンデンサC35は、
高域フィルタを形成して、バンドパスフィルタ36がチャネルの伝送帯域中のRF周
波数のみラインFVCG156に送信する。
【００３７】 図７は、スイッチ22および送信機電力増幅器24をより詳細に示すものである。
スイッチ22は、L-Band SPDT GaAs MMICスイッチ(NEC uPG152TA)U5を使用する。
スイッチU5は、信号TRANSMIT60およびRECEIVE62の状態に応じて、FVCO156（VCO3
4からの濾過後RF信号を運ぶ）ラインFVCO156を、ミキサ46または送信機電力増幅
器24のいずれかへ接続するか、またはいずれにも接続を行なわない。信号TRANSM
IT60がアサートされるが、RECEIVE62がアサートされないとき、ラインFVCO156は
、送信機電力増幅器24のコンデンサC84へ、その後バンドパスフィルタ（Murata
LFJ30-03B2442-BA84)LC2へ接続される。信号RECEIVE62がアサートされるがTRANS
MIT60がアサートされないとき、ラインFVCO156は、ライン１STLO18に接続される
。ライン１STLO18は、スイッチU5を受信機14のミキサ46に接続する。TRANSMIT60
またはRECEIVE62のいずれもアサートされない、または両方がアサートされる場
合、スイッチU5は、ラインFVCO156をどこに対しても接続しない。したがって、
どの信号（TRANSMIT60またはRECEIVE62)がアサートされるかに応じて、VCO34の
濾過後RF信号出力FVCO156は、送信機12の次段に送信されるか、または受信機14
に送信されるかのいずれかとなるが、スイッチU5は、両方は行なわない。利点を
さらに後述する。
スイッチ22は、L-Band SPDT GaAs MMICスイッチ(NEC uPG152TA)U5を使用する。
スイッチU5は、信号TRANSMIT60およびRECEIVE62の状態に応じて、FVCO156（VCO3
4からの濾過後RF信号を運ぶ）ラインFVCO156を、ミキサ46または送信機電力増幅
器24のいずれかへ接続するか、またはいずれにも接続を行なわない。信号TRANSM
IT60がアサートされるが、RECEIVE62がアサートされないとき、ラインFVCO156は
、送信機電力増幅器24のコンデンサC84へ、その後バンドパスフィルタ（Murata
LFJ30-03B2442-BA84)LC2へ接続される。信号RECEIVE62がアサートされるがTRANS
MIT60がアサートされないとき、ラインFVCO156は、ライン１STLO18に接続される
。ライン１STLO18は、スイッチU5を受信機14のミキサ46に接続する。TRANSMIT60
またはRECEIVE62のいずれもアサートされない、または両方がアサートされる場
合、スイッチU5は、ラインFVCO156をどこに対しても接続しない。したがって、
どの信号（TRANSMIT60またはRECEIVE62)がアサートされるかに応じて、VCO34の
濾過後RF信号出力FVCO156は、送信機12の次段に送信されるか、または受信機14
に送信されるかのいずれかとなるが、スイッチU5は、両方は行なわない。利点を
さらに後述する。
【００３８】 送信機電力増幅器24は、電力増幅器(HP MGA-83563)U4を含む。バンドパスフィ
ルタLC2は、コンデンサC5およびインダクタL4を介して電力増幅器U4に接続する
。VCCTXPA84からの３ボルトの電力は、インダクタL1およびL5によって増幅器U4
へ供給される。インダクタL1およびL5は、それぞれ、コンデンサC7およびC6によ
ってバイパスされる。コンデンサC8は、電力増幅器の出力を送信アンテナ40に接
続し、それによってディジタル情報を運ぶ、（約20dBだけ）増幅されたRF信号を
送信する。
ルタLC2は、コンデンサC5およびインダクタL4を介して電力増幅器U4に接続する
。VCCTXPA84からの３ボルトの電力は、インダクタL1およびL5によって増幅器U4
へ供給される。インダクタL1およびL5は、それぞれ、コンデンサC7およびC6によ
ってバイパスされる。コンデンサC8は、電力増幅器の出力を送信アンテナ40に接
続し、それによってディジタル情報を運ぶ、（約20dBだけ）増幅されたRF信号を
送信する。
【００３９】 図８は、RF受信機26をより詳細に示すものである。ディジタル情報を運ぶRF信
号は、受信アンテナ42によって受信され、コンデンサC1を介して低ノイズ増幅器
44に接続され、そのRF信号のための高域フィルタを形成する。低ノイズ増幅器44
は、二段低ノイズ増幅器を備え、２つのGaAs RFIC増幅器（HP MGA-85563)U6およ
びU8を使用する。２つの増幅器U6およびU8の縦続ゲインは、約30dBで、約−85dB
mのIF感度に対して約5dBのマージンを与える。インダクタL6およびL12は、それ
ぞれ、増幅器U6およびU8に、VCCLNA86から３ボルトを供給するために使用される
。バイパス・コンデンサC16，C31およびC106は、VCCLNA86を濾過する。増幅器U8
の出力は、ラインRFIN45によって、ミキサ46に接続される。
号は、受信アンテナ42によって受信され、コンデンサC1を介して低ノイズ増幅器
44に接続され、そのRF信号のための高域フィルタを形成する。低ノイズ増幅器44
は、二段低ノイズ増幅器を備え、２つのGaAs RFIC増幅器（HP MGA-85563)U6およ
びU8を使用する。２つの増幅器U6およびU8の縦続ゲインは、約30dBで、約−85dB
mのIF感度に対して約5dBのマージンを与える。インダクタL6およびL12は、それ
ぞれ、増幅器U6およびU8に、VCCLNA86から３ボルトを供給するために使用される
。バイパス・コンデンサC16，C31およびC106は、VCCLNA86を濾過する。増幅器U8
の出力は、ラインRFIN45によって、ミキサ46に接続される。
【００４０】 図９は、ミキサ46をより詳細に示すものである。ダウン・コンバータ(HP JAM-
91563)U7は、入RF信号出力RFIN45を、中間周波数（IF)信号への周波数偏移を行
なう。ラインRFIN45上の（低ノイズ増幅器44の）増幅器U8の出力は、コンデンサ
C30およびインダクタL21を介して、ダウン・コンバータU7の入力3へ接続される
。ライン1STLO18上のその時点のRF搬送周波数は、RLCネットワーク168によって
、ダウン・コンバータU7へ接続される。RLCネットワーク168は、局部RF発振器20
の出力18とダウン・コンバータU7の入力との間でインピーダンス整合を行ない、
コンデンサC22およびC28と、抵抗器R9，R10およびR11と、インダクタL20とを含
む。ダウン・コンバータU7の中間周波数出力6において、コンデンサC29およびイ
ンダクタL10は、ダウン・コンバータU7からの不必要な信号を遮蔽しつつ、適切
なIF信号のみを送信するために、ローパスフィルタ48を形成する。IF信号は、コ
ンデンサC26によってライン1STIF170に接続される。ダウン・コンバータU7は、
インダクタL10およびL11を介して、VCCRX88によって電力供給され、コンデンサC
20は、VCCRX88をバイパスするために使用される。コンデンサC23およびC36は、
ダウン・コンバータU7のソースをバイパスし、抵抗器R100は、より高い性能を目
指してダウン・コンバータU7を高線形モードにするために使用される。
91563)U7は、入RF信号出力RFIN45を、中間周波数（IF)信号への周波数偏移を行
なう。ラインRFIN45上の（低ノイズ増幅器44の）増幅器U8の出力は、コンデンサ
C30およびインダクタL21を介して、ダウン・コンバータU7の入力3へ接続される
。ライン1STLO18上のその時点のRF搬送周波数は、RLCネットワーク168によって
、ダウン・コンバータU7へ接続される。RLCネットワーク168は、局部RF発振器20
の出力18とダウン・コンバータU7の入力との間でインピーダンス整合を行ない、
コンデンサC22およびC28と、抵抗器R9，R10およびR11と、インダクタL20とを含
む。ダウン・コンバータU7の中間周波数出力6において、コンデンサC29およびイ
ンダクタL10は、ダウン・コンバータU7からの不必要な信号を遮蔽しつつ、適切
なIF信号のみを送信するために、ローパスフィルタ48を形成する。IF信号は、コ
ンデンサC26によってライン1STIF170に接続される。ダウン・コンバータU7は、
インダクタL10およびL11を介して、VCCRX88によって電力供給され、コンデンサC
20は、VCCRX88をバイパスするために使用される。コンデンサC23およびC36は、
ダウン・コンバータU7のソースをバイパスし、抵抗器R100は、より高い性能を目
指してダウン・コンバータU7を高線形モードにするために使用される。
【００４１】 図１０は、図１０Aおよび１０Bからなり、広帯域FM復調器50をより詳細に示す
ものである。広帯域FM復調器50は、ミキサFM IFシステム（Philips SA639DH)U10
を備え、ミキサFM IFシステムU10は、抵抗器R29を介してVCCRX88によって電力供
給され、コンデンサC51およびC52によってバイパスされる。ミキサFM IFシステ
ムU10は、その入力として、ライン1STIF170によって接続されて、ミキサ46の出
力を有し、ライン２NDLO152によって接続されて、クロック発生器U14によって生
成された120.588MHZクロック出力を有する。ミキサFM IFシステムU10の広帯域デ
ータ出力DATA Oは、コンデンサC64に接続される。ミキサFM IFシステムU10は、
内部検出後フィルタ増幅器（不図示だが、比較器52中に含まれる）を含み、内部
検出後フィルタ増幅器は、POST Iで、コンデンサC64のバイアスをかけられた復
調出力を受信し、POST OおよびSW Oで濾過された信号を出力する。抵抗器R30お
よびR31は、ミキサFM IFシステムU10の検出後フィルタ増幅器入力POST Iに一定
のバイアス電圧を供給し、基底帯域信号を、内部検出後フィルタ増幅器のクリッ
ピング領域に駆動する。バイアス抵抗器R30およびR31は、その電力をVCCRX88か
ら獲得する。
ものである。広帯域FM復調器50は、ミキサFM IFシステム（Philips SA639DH)U10
を備え、ミキサFM IFシステムU10は、抵抗器R29を介してVCCRX88によって電力供
給され、コンデンサC51およびC52によってバイパスされる。ミキサFM IFシステ
ムU10は、その入力として、ライン1STIF170によって接続されて、ミキサ46の出
力を有し、ライン２NDLO152によって接続されて、クロック発生器U14によって生
成された120.588MHZクロック出力を有する。ミキサFM IFシステムU10の広帯域デ
ータ出力DATA Oは、コンデンサC64に接続される。ミキサFM IFシステムU10は、
内部検出後フィルタ増幅器（不図示だが、比較器52中に含まれる）を含み、内部
検出後フィルタ増幅器は、POST Iで、コンデンサC64のバイアスをかけられた復
調出力を受信し、POST OおよびSW Oで濾過された信号を出力する。抵抗器R30お
よびR31は、ミキサFM IFシステムU10の検出後フィルタ増幅器入力POST Iに一定
のバイアス電圧を供給し、基底帯域信号を、内部検出後フィルタ増幅器のクリッ
ピング領域に駆動する。バイアス抵抗器R30およびR31は、その電力をVCCRX88か
ら獲得する。
【００４２】 また、比較器52は、比較器として構成された増幅器U12Aと、抵抗器R23とコン
デンサC49とを含み、それらは、復調された信号出力から平均信号レベル閾値を
適応的に決定するための積分器として動作する。平均信号レベル閾値は、コンデ
ンサC49に格納される。増幅器U12Aは、復調された信号出力を平均信号レベル閾
値と比較し、プルアップ抵抗器R22に接続されて、ラインRX74上で受信無線周波
数信号によって運ばれる符号化ディジタル情報を再生する。図示した実施例にお
いて、比較器52は、ラインRX74を負の状態にするように構成されている。
デンサC49とを含み、それらは、復調された信号出力から平均信号レベル閾値を
適応的に決定するための積分器として動作する。平均信号レベル閾値は、コンデ
ンサC49に格納される。増幅器U12Aは、復調された信号出力を平均信号レベル閾
値と比較し、プルアップ抵抗器R22に接続されて、ラインRX74上で受信無線周波
数信号によって運ばれる符号化ディジタル情報を再生する。図示した実施例にお
いて、比較器52は、ラインRX74を負の状態にするように構成されている。
【００４３】 また、ミキサFM IFシステムU10は、受信されたIF周波数信号の強度によって決
定された電圧を供給する受信信号強度表示 (RSSI: Receive Signal Strength In
dicator）出力180とフィードバック抵抗器R27およびR28とを含む。RSSI出力180
は、増幅器U12Bに接続され、比較器として構成される。RSSI出力180は、AVCC82
と抵抗器R24およびR25によって決定された電圧閾値と比較され、コンデンサC50
に格納される。増幅器U12BはRSSI出力180を電圧閾値と比較し、プルアップ抵抗
器R26によってAVCC82に接続されて、信号CARRIER76を発生させる。信号CARRIER7
6は、トランジスタQ1を介してLED D1に接続して、信号CARRIER76がアサートされ
たとき、LED D1が、受信機14が無線周波数信号を受信および復調していることの
可視表示を提供するように点灯する。LED D1は、抵抗器R19によってAVCC82に接
続される。
定された電圧を供給する受信信号強度表示 (RSSI: Receive Signal Strength In
dicator）出力180とフィードバック抵抗器R27およびR28とを含む。RSSI出力180
は、増幅器U12Bに接続され、比較器として構成される。RSSI出力180は、AVCC82
と抵抗器R24およびR25によって決定された電圧閾値と比較され、コンデンサC50
に格納される。増幅器U12BはRSSI出力180を電圧閾値と比較し、プルアップ抵抗
器R26によってAVCC82に接続されて、信号CARRIER76を発生させる。信号CARRIER7
6は、トランジスタQ1を介してLED D1に接続して、信号CARRIER76がアサートされ
たとき、LED D1が、受信機14が無線周波数信号を受信および復調していることの
可視表示を提供するように点灯する。LED D1は、抵抗器R19によってAVCC82に接
続される。
【００４４】 図１１は、図１１Aおよび１１Bからなり、ホスト・コンピュータ102のバスJ1
とディジタルRFトランシーバー10との間のインタフェース108をより詳細に示す
ものである。図示した実施例において、インタフェース108は、高速赤外線制御
装置（Texas Instruments TIR2000PAG)U15を使用する。ディジタルRFトランシー
バー10は、バスJ1を介したホスト制御の下で制御装置15によって発生されたTRAN
SMIT60，RECEIVE62，TX64，CLK66，DAT68，LE70，LOCKED72，RX74およびCARRIER
76の９つの信号／ラインを介して、コンピュータ制御が可能である。
とディジタルRFトランシーバー10との間のインタフェース108をより詳細に示す
ものである。図示した実施例において、インタフェース108は、高速赤外線制御
装置（Texas Instruments TIR2000PAG)U15を使用する。ディジタルRFトランシー
バー10は、バスJ1を介したホスト制御の下で制御装置15によって発生されたTRAN
SMIT60，RECEIVE62，TX64，CLK66，DAT68，LE70，LOCKED72，RX74およびCARRIER
76の９つの信号／ラインを介して、コンピュータ制御が可能である。
【００４５】 制御装置U15は、ホスト・コンピュータ102への標準バス・インタフェースと、
Infrared data Association(IrDA)1.1パルス位置変調（４PPM)データ符号化方式
とをサポートする。図示した実施例において、バスJ1は、PCMCIAバスであるが、
ISA，PCI，RS-244，並列，USBまたはその他のバス・アーキテクチャをサポート
するように適切に構成されてもよい。
Infrared data Association(IrDA)1.1パルス位置変調（４PPM)データ符号化方式
とをサポートする。図示した実施例において、バスJ1は、PCMCIAバスであるが、
ISA，PCI，RS-244，並列，USBまたはその他のバス・アーキテクチャをサポート
するように適切に構成されてもよい。
【００４６】 制御装置U15は、IrDA Serial Infrared Physical Layer Link Specifications
（直列赤外線物理層リンク仕様)（バージョン1.2)に準拠して、４PPMデータ記号
として送信される２ビット毎のデータを符号化する。各データ記号の持続期間は
、「チップ」と呼ばれる等しいタイムスライスの１組に細分される。制御装置U1
5によって使用される４PPM方式において、チップの数は４に設定される。４PPM
において各記号内には４つの独特のチップ位置があるため、４つの個別の記号が
存在し、１つのチップのみがアサートされ、他はアサートされない。表１は、非
符号化データ・ビット対の４つの独特の組み合わせの４PPMデータ記号表現を定
義するものである。
（直列赤外線物理層リンク仕様)（バージョン1.2)に準拠して、４PPMデータ記号
として送信される２ビット毎のデータを符号化する。各データ記号の持続期間は
、「チップ」と呼ばれる等しいタイムスライスの１組に細分される。制御装置U1
5によって使用される４PPM方式において、チップの数は４に設定される。４PPM
において各記号内には４つの独特のチップ位置があるため、４つの個別の記号が
存在し、１つのチップのみがアサートされ、他はアサートされない。表１は、非
符号化データ・ビット対の４つの独特の組み合わせの４PPMデータ記号表現を定
義するものである。
【００４７】
【表１】 表１：４PPM記号符号化定義 これらの４つの独特の記号は、４PPMにおいて可能とされる有効なデータ記号
のみになるように定義される。これによって、単純なエラー修正が可能となる。
アサートされたチップを１つより多く含むデータ記号が受信された場合、データ
は破壊されていると認識される。データ記号内のアサートされたチップの位置は
、非符号化データ・ビットの可能な組合せのいずれが表現されているかを示す。
４つの有効なデータ記号があるため、各データ記号は２ビットの非符号化データ
を表し、非符号化データのバイトは、順次４つのデータ記号によって表される。
のみになるように定義される。これによって、単純なエラー修正が可能となる。
アサートされたチップを１つより多く含むデータ記号が受信された場合、データ
は破壊されていると認識される。データ記号内のアサートされたチップの位置は
、非符号化データ・ビットの可能な組合せのいずれが表現されているかを示す。
４つの有効なデータ記号があるため、各データ記号は２ビットの非符号化データ
を表し、非符号化データのバイトは、順次４つのデータ記号によって表される。
【００４８】 また、制御装置U15は、データ伝送のための完全４PPMパケット方式を定義する
ために、IrDA Serial Infrared Physical Layer Link Specifications（直列赤
外線物理層リンク仕様)（バージョン1.2)に準拠する。送信されるデータは、上
述の４PPM方式にしたがって符号化される。パケット中の４PPM符号化データの前
には、プリアンブル・フィールド（PA)と開始フラッグ（STA)を定義する記号が
あり、その後には、フレーム・チェック・シーケンス・フィールド（FCS)と停止
フラッグ（STO)を定義する記号がある。PAは、ビットの同期化を実現するために
受信デコーダによって使用されることが可能である。それが実現されると、STA
を探してデータ記号の復号を開始する。受信デコーダは、STOを読みこむまで、
復号を継続する。STOは、４PPMデータ・パケットの末尾を示す。FCSは、周期的
冗長性検査（CRC)値を含む。周期的冗長性検査（CRC)値は、まず、IEEE802 CRC3
2アルゴリズムを使用して、非符号化データから算出され、その後、同様の４PPM
方式で符号化され、その後、データ・パケットに含まれる。PA，STAおよびSTOは
、上述の４つの有効データ記号の１つではない記号を含むため、有効データ記号
とは明確に区別される。
ために、IrDA Serial Infrared Physical Layer Link Specifications（直列赤
外線物理層リンク仕様)（バージョン1.2)に準拠する。送信されるデータは、上
述の４PPM方式にしたがって符号化される。パケット中の４PPM符号化データの前
には、プリアンブル・フィールド（PA)と開始フラッグ（STA)を定義する記号が
あり、その後には、フレーム・チェック・シーケンス・フィールド（FCS)と停止
フラッグ（STO)を定義する記号がある。PAは、ビットの同期化を実現するために
受信デコーダによって使用されることが可能である。それが実現されると、STA
を探してデータ記号の復号を開始する。受信デコーダは、STOを読みこむまで、
復号を継続する。STOは、４PPMデータ・パケットの末尾を示す。FCSは、周期的
冗長性検査（CRC)値を含む。周期的冗長性検査（CRC)値は、まず、IEEE802 CRC3
2アルゴリズムを使用して、非符号化データから算出され、その後、同様の４PPM
方式で符号化され、その後、データ・パケットに含まれる。PA，STAおよびSTOは
、上述の４つの有効データ記号の１つではない記号を含むため、有効データ記号
とは明確に区別される。
【００４９】 制御装置U15は、コンピュータ・バスJ1のデータ・ラインD0-D7上での伝送を目
的としたディジタル情報を受信する。その後、制御装置U15は、そのディジタル
情報を４PPMデータ記号に符号化し、PA，STA，4PPMデータ記号，FCSおよびSTOを
含む４PPMデータ・パケットを組み立てる。その後、制御装置U15は、信号TRANSM
IT60をアサートし、その４PPMデータ・パケットを、送信用のラインTX64上に直
列に送信する。
的としたディジタル情報を受信する。その後、制御装置U15は、そのディジタル
情報を４PPMデータ記号に符号化し、PA，STA，4PPMデータ記号，FCSおよびSTOを
含む４PPMデータ・パケットを組み立てる。その後、制御装置U15は、信号TRANSM
IT60をアサートし、その４PPMデータ・パケットを、送信用のラインTX64上に直
列に送信する。
【００５０】 上述の図６Aにおいて、VCO34のRF出力35を直接変化させるために、ディジタル
情報をループ・フィルタ32に直接注入することの利点がこれで理解できる。IrDA
データ符号化方式は、データを符号化するために、ディジタルRFトランシーバー
10中で使用される。これは、符号化データおよびその他のパケット情報が重要な
プロパティを共有するからである。特に、PA，STAおよびSTOは、定義されたよう
に、それぞれにおいて、１つのチップがアサートされて３つはアサートされない
という１つの特性を、有効なデータ記号と共有する。したがって、４PPMパケッ
トは、常に、２５％のほぼ一定の動作周期を有する。ディジタル情報は、ほぼ一
定の動作周期を有するため、抵抗器R39を介してループ・フィルタ32に注入され
るラインTX64上のディジタル信号は、コンデンサC69上に蓄積および格納される
と、ほぼ一定の電圧オフセットを発生させる。このほぼ一定の電圧オフセットは
、ループ・フィルタ32のコンデンサC71およびC72によって実現される。ただし、
コンデンサC71およびC72の値は、PLL30の周波数獲得時間が、ディジタル情報が
ラインTX64上で送信される率よりも長くなるように選択される。そのため、ほぼ
一定の動作周期を有するディジタル情報のループ・フィルタ32を介したVCO34へ
の送信は、PLL30の搬送周波数上のロックを妨害しない。この方式によって、PLL
30とVCO34との間のフィードバック・ループで不安定性を発生させることなく、V
CO34による送信信号の直接生成が可能となる。また、この方式は、搬送周波数と
信号周波数との両方を個別に生成してから混合する必要性をなくし、個別（かつ
比較的高価な）追加のミキサおよび側波帯フィルタがない、より単純で比較的安
価な設計を可能とする。
情報をループ・フィルタ32に直接注入することの利点がこれで理解できる。IrDA
データ符号化方式は、データを符号化するために、ディジタルRFトランシーバー
10中で使用される。これは、符号化データおよびその他のパケット情報が重要な
プロパティを共有するからである。特に、PA，STAおよびSTOは、定義されたよう
に、それぞれにおいて、１つのチップがアサートされて３つはアサートされない
という１つの特性を、有効なデータ記号と共有する。したがって、４PPMパケッ
トは、常に、２５％のほぼ一定の動作周期を有する。ディジタル情報は、ほぼ一
定の動作周期を有するため、抵抗器R39を介してループ・フィルタ32に注入され
るラインTX64上のディジタル信号は、コンデンサC69上に蓄積および格納される
と、ほぼ一定の電圧オフセットを発生させる。このほぼ一定の電圧オフセットは
、ループ・フィルタ32のコンデンサC71およびC72によって実現される。ただし、
コンデンサC71およびC72の値は、PLL30の周波数獲得時間が、ディジタル情報が
ラインTX64上で送信される率よりも長くなるように選択される。そのため、ほぼ
一定の動作周期を有するディジタル情報のループ・フィルタ32を介したVCO34へ
の送信は、PLL30の搬送周波数上のロックを妨害しない。この方式によって、PLL
30とVCO34との間のフィードバック・ループで不安定性を発生させることなく、V
CO34による送信信号の直接生成が可能となる。また、この方式は、搬送周波数と
信号周波数との両方を個別に生成してから混合する必要性をなくし、個別（かつ
比較的高価な）追加のミキサおよび側波帯フィルタがない、より単純で比較的安
価な設計を可能とする。
【００５１】 制御装置U15が、データを受信するように命令されると、信号RECEIVE62をアサ
ートする。ラインRX74上での４PPMデータ・パケットの受信にともなって、STAを
除去し、不正な４PPM記号を検査し、さらにCRCおよびパケット長のエラーを検査
する。その後、バスJ1を介して、コンピュータに、データが受信されて復号化さ
れたことを信号で通知し、データ・ラインD0-D7上でバスJ1を介して読み込まれ
ることが可能となる。
ートする。ラインRX74上での４PPMデータ・パケットの受信にともなって、STAを
除去し、不正な４PPM記号を検査し、さらにCRCおよびパケット長のエラーを検査
する。その後、バスJ1を介して、コンピュータに、データが受信されて復号化さ
れたことを信号で通知し、データ・ラインD0-D7上でバスJ1を介して読み込まれ
ることが可能となる。
【００５２】 図１２は、非揮発性PCMCIA属性メモリ(ATMEL AT28C16-TC)U17を含むCIS ROMシ
ステム190を示すものである。PCMCIA属性メモリU17は、トランシーバー10のため
の、特に、インストール中のプラグ・アンド・プレイ識別のための識別情報を格
納可能である。
ステム190を示すものである。PCMCIA属性メモリU17は、トランシーバー10のため
の、特に、インストール中のプラグ・アンド・プレイ識別のための識別情報を格
納可能である。
【００５３】 ディジタルRFトランシーバー10および図１１のサーキットリーによるその制御
は、無線ネットワークインタフェースの物理層（PHY)を構成する。４PPM符号化
およびパケット形成を除いて、媒体アクセス制御(Media Access Control: MAC)
関数は、図示のサーキットリーにはない。大部分のMAC関数は、設計を単純化し
、製造コストを削減するために、ホスト・コンピュータ102のトランシーバー・
デバイス・ドライバー106中に配置される。コンピュータ・バスJ1を介した通信
は、PHYとハードウェアMACとの間のものよりも非常に遅い場合が多いため、トラ
ンシーバー・デバイス・ドライバー106は、多くのタイミング問題を克服するよ
うに構成されている。
は、無線ネットワークインタフェースの物理層（PHY)を構成する。４PPM符号化
およびパケット形成を除いて、媒体アクセス制御(Media Access Control: MAC)
関数は、図示のサーキットリーにはない。大部分のMAC関数は、設計を単純化し
、製造コストを削減するために、ホスト・コンピュータ102のトランシーバー・
デバイス・ドライバー106中に配置される。コンピュータ・バスJ1を介した通信
は、PHYとハードウェアMACとの間のものよりも非常に遅い場合が多いため、トラ
ンシーバー・デバイス・ドライバー106は、多くのタイミング問題を克服するよ
うに構成されている。
【００５４】 複数の装置が同一の伝送媒体を共有する場合、データ破壊を防止するために、
通常、１度に１つの装置のみが送信を許可されている。標準イーサネットネット
ワークのもののように、大部分のMACは、衝突検知付きキャリアー感知多重アク
セス（CSMA/CD)を使用して、複数の装置間で単一の伝送媒体を共有する。CSMA/C
Dにおいて、データの送信を希望する装置は、その時点で、送信を行なっている
装置が他にないことをまず調べなければならない。送信中、装置は、他の装置の
キャリアーを検出するために感知状態になければならない。検出した場合は、衝
突があったことを決定し、データの再送信を試みる。他の装置もデータの再送信
を試みている場合、衝突の無限ループが発生する場合があり、問題が発生する。
この問題の１つの解決策は、各装置が、データの再送信を試みる前に衝突を検出
した後にランダム遅延時間だけ待つことである。この手続きは、「ランダム・バ
ックオフ（random backoff)」と呼ばれ、１つより多い装置が同時に送信を再開
することがないようにするものである。
通常、１度に１つの装置のみが送信を許可されている。標準イーサネットネット
ワークのもののように、大部分のMACは、衝突検知付きキャリアー感知多重アク
セス（CSMA/CD)を使用して、複数の装置間で単一の伝送媒体を共有する。CSMA/C
Dにおいて、データの送信を希望する装置は、その時点で、送信を行なっている
装置が他にないことをまず調べなければならない。送信中、装置は、他の装置の
キャリアーを検出するために感知状態になければならない。検出した場合は、衝
突があったことを決定し、データの再送信を試みる。他の装置もデータの再送信
を試みている場合、衝突の無限ループが発生する場合があり、問題が発生する。
この問題の１つの解決策は、各装置が、データの再送信を試みる前に衝突を検出
した後にランダム遅延時間だけ待つことである。この手続きは、「ランダム・バ
ックオフ（random backoff)」と呼ばれ、１つより多い装置が同時に送信を再開
することがないようにするものである。
【００５５】 本発明において、ホスト・コンピュータ102のトランシーバー・デバイス・ド
ライバー・ソフトウェア106でMAC関数を実行すると、当然の結果としてランダム
・バックオフが行なわれる。各ホスト・コンピュータ102のクロックは、典型的
に、相互にわずかに異なる速度で動作し、各ホスト・コンピュータ102は、バスJ
1を制御装置U15と共有する他の素子または装置によって、さらにアプリケーショ
ン割込によって、割り込まれることが可能である。したがって、その時点で送信
しているホストがない場合、いずれのホストも即座に送信を開始でき、１つより
多いホストが開始を同時に決定しないようにする。可能性がある唯一の状態は、
２つより多いホストがアクティブで、１つが送信を終了する場合である。他のホ
ストは、送信するために待機可能である。この場合、各ホストは、ランダム時間
を生成し、送信前にその時間だけ待機しなければならない。
ライバー・ソフトウェア106でMAC関数を実行すると、当然の結果としてランダム
・バックオフが行なわれる。各ホスト・コンピュータ102のクロックは、典型的
に、相互にわずかに異なる速度で動作し、各ホスト・コンピュータ102は、バスJ
1を制御装置U15と共有する他の素子または装置によって、さらにアプリケーショ
ン割込によって、割り込まれることが可能である。したがって、その時点で送信
しているホストがない場合、いずれのホストも即座に送信を開始でき、１つより
多いホストが開始を同時に決定しないようにする。可能性がある唯一の状態は、
２つより多いホストがアクティブで、１つが送信を終了する場合である。他のホ
ストは、送信するために待機可能である。この場合、各ホストは、ランダム時間
を生成し、送信前にその時間だけ待機しなければならない。
【００５６】 本発明において、各ホストは、ホストが送信を希望するときだけでなく、送信
の受信を停止した（またはデータ送信を終了した）ときに、自動的にランダム待
機時間の生成を開始する。そのため、図２に示したRF WLANに接続された特定の
ホストは、データ送信の現時点での必要性がない場合でも、ランダム・バックオ
フ待機期間をすでに開始している。ホストがデータ送信を決定するときに、その
期間が満了していた場合、ホストは、それ以上の遅延なく、即座に送信を行なう
。それによって、ランダム・バックオフは、送信を希望する度にホストが新しい
ランダム待機期間を開始することによって発生する効率性の損害なく、実現され
る。
の受信を停止した（またはデータ送信を終了した）ときに、自動的にランダム待
機時間の生成を開始する。そのため、図２に示したRF WLANに接続された特定の
ホストは、データ送信の現時点での必要性がない場合でも、ランダム・バックオ
フ待機期間をすでに開始している。ホストがデータ送信を決定するときに、その
期間が満了していた場合、ホストは、それ以上の遅延なく、即座に送信を行なう
。それによって、ランダム・バックオフは、送信を希望する度にホストが新しい
ランダム待機期間を開始することによって発生する効率性の損害なく、実現され
る。
【００５７】 FCCは、周波数帯域2400-2483.5MHZに対して拡散スペクトル技術の使用を可能
とする。ディジタルRFトランシーバー10は、この帯域において、周波数ホッピン
グ拡散スペクトル（FHSS)伝送を実行する。しかし、符号化データの送信に対す
る周波数は、（ディジタルRFトランシーバー10の）PLL30の制御信号CLK66，DAT6
8およびLE70によって選択されるため、ディジタルRFトランシーバー10の周波数
ホッピングの性質は、全体として、それの外部のものとなる。すなわち、トラン
シーバー10は、どのチャネルが使用されるか、使用される順番、およびチッピン
グ率（トランシーバー10の伝送周波数がどの位の頻度で変化または「ホップ」さ
れるか）に対して制御を行なわない。図１１に示す実施例において、周波数ホッ
ピングのアルゴリズムを決定するのは、ホスト102のトランシーバー・デバイス
・ドライバー106である。
とする。ディジタルRFトランシーバー10は、この帯域において、周波数ホッピン
グ拡散スペクトル（FHSS)伝送を実行する。しかし、符号化データの送信に対す
る周波数は、（ディジタルRFトランシーバー10の）PLL30の制御信号CLK66，DAT6
8およびLE70によって選択されるため、ディジタルRFトランシーバー10の周波数
ホッピングの性質は、全体として、それの外部のものとなる。すなわち、トラン
シーバー10は、どのチャネルが使用されるか、使用される順番、およびチッピン
グ率（トランシーバー10の伝送周波数がどの位の頻度で変化または「ホップ」さ
れるか）に対して制御を行なわない。図１１に示す実施例において、周波数ホッ
ピングのアルゴリズムを決定するのは、ホスト102のトランシーバー・デバイス
・ドライバー106である。
【００５８】 そのような周波数ホッピング・アルゴリズムの１つは、WLANのための数多くの
所定のチャネル・シーケンスのうちの１つを選択する。ホストは、そのシーケン
スにおける共通の位相と同期化し、その後、所定のシーケンスにおいて一致して
ホップすることによって、WLANを構築する。各ホストは、逆の順番でチャネル・
シーケンスを通過し、他のホストからの伝送がないかを感知するために各チャネ
ル周波数で短期間待機することによって、他のホストとの同期化を実現しようと
する。伝送が検出されたら、選択されたホッピング・シーケンスと位相が直接決
定されることが可能で、ホストはWLANをつなぐ。ホストが最小期間内で他のホス
トからの送信を検出しない場合、その現時点のチャネル上で通知に対する要求を
送信する。応答して別のホストが通知を行なう場合、ホッピング・シーケンスお
よび位相が直接決定されることが可能である。所定期間内に応答がない場合は、
ホストは、逆の順番でその周波数を通過することを継続する。ホストが他のホス
トからの送信を検出しないで、何度もチャネル・シーケンスを通過する場合、ホ
ストは、その時点でアクティブなホストはただ１つだけであると結論づけ、その
シーケンス内で任意のチャネルを選択し、それ自体でWLANを構築する。この時点
で、ホストは、前順番でのチャネル・シーケンスの通過を開始する。
所定のチャネル・シーケンスのうちの１つを選択する。ホストは、そのシーケン
スにおける共通の位相と同期化し、その後、所定のシーケンスにおいて一致して
ホップすることによって、WLANを構築する。各ホストは、逆の順番でチャネル・
シーケンスを通過し、他のホストからの伝送がないかを感知するために各チャネ
ル周波数で短期間待機することによって、他のホストとの同期化を実現しようと
する。伝送が検出されたら、選択されたホッピング・シーケンスと位相が直接決
定されることが可能で、ホストはWLANをつなぐ。ホストが最小期間内で他のホス
トからの送信を検出しない場合、その現時点のチャネル上で通知に対する要求を
送信する。応答して別のホストが通知を行なう場合、ホッピング・シーケンスお
よび位相が直接決定されることが可能である。所定期間内に応答がない場合は、
ホストは、逆の順番でその周波数を通過することを継続する。ホストが他のホス
トからの送信を検出しないで、何度もチャネル・シーケンスを通過する場合、ホ
ストは、その時点でアクティブなホストはただ１つだけであると結論づけ、その
シーケンス内で任意のチャネルを選択し、それ自体でWLANを構築する。この時点
で、ホストは、前順番でのチャネル・シーケンスの通過を開始する。
【００５９】 WLAN上のホストは、他のホストに現在の局部位相を知らせる特別なデータ・パ
ケットを時々ブロードキャストすることによって、密な同期化を持続する。１つ
のホストによる位相ブロードキャストを受信する他の全てのホストは、ブロード
キャストを行なっているホストと同期化していない場合、その位相を調節する。
また、ホストは、次のチャネルへホップすることを決定した時はいつでも他のホ
ストに通知するように、現チャネル上でホップ・コマンドをブロードキャストす
ることによって、他のホストとの同期状態を保つ。そのようなコマンドを受信す
るホストが次のチャネルへホップするため、WLAN中の全ホストは、同じチャネル
上にある。通常の動作中に、ホストが、数多くのホップ期間より長い間で他のホ
ストからの送信を検出することに失敗した場合、それ自体が同期化からはずれて
いると判断し、同期化を実現するために、再度、上述の手続きを開始する。
ケットを時々ブロードキャストすることによって、密な同期化を持続する。１つ
のホストによる位相ブロードキャストを受信する他の全てのホストは、ブロード
キャストを行なっているホストと同期化していない場合、その位相を調節する。
また、ホストは、次のチャネルへホップすることを決定した時はいつでも他のホ
ストに通知するように、現チャネル上でホップ・コマンドをブロードキャストす
ることによって、他のホストとの同期状態を保つ。そのようなコマンドを受信す
るホストが次のチャネルへホップするため、WLAN中の全ホストは、同じチャネル
上にある。通常の動作中に、ホストが、数多くのホップ期間より長い間で他のホ
ストからの送信を検出することに失敗した場合、それ自体が同期化からはずれて
いると判断し、同期化を実現するために、再度、上述の手続きを開始する。
【００６０】 トランシーバー・デバイス・ドライバー106の特徴は、チャネルからチャネル
へのホップの時間が、現在負荷されているチャネル周波数を使用可能とした後、
次のチャネル周波数をPLL30に事前に負荷することによって、削減されたことで
ある。PLL30は、ラインCLK66，DAT68およびLE70上に存在するビットのパターン
によってプログラミングされる。このビット・パターンは、特定のチャネル周波
数を選択するPLL周波数係数を表す。事前負荷は、最初に（PLL30に、すでに負荷
されて有効な周波数が使用されるように命令する）ラッチ・イネーブル・ビット
を有し、次のチャネルに対する周波数係数で終わるビット・パターンを負荷する
ことによって実現される。そのため、次のチャネルに対する周波数係数は、前の
チャネルをイネーブルとする前のビット・パターンによってPLL30にすでに負荷
されている。トランシーバー・デバイス・ドライバー106がチャネル周波数の変
化を必要とするとき、それが送信するビット・パターンは、PLL30のチャネル周
波数において、すぐにそのビット・パターンの最初のビット（ラインLE70上で送
信されたラッチ・イネーブル・ビット）を変え、周波数を変化させる前にビット
・パターン全体が送信されるまで待つ必要がない。これによって、同期状態を保
つホストの機能は向上する。
へのホップの時間が、現在負荷されているチャネル周波数を使用可能とした後、
次のチャネル周波数をPLL30に事前に負荷することによって、削減されたことで
ある。PLL30は、ラインCLK66，DAT68およびLE70上に存在するビットのパターン
によってプログラミングされる。このビット・パターンは、特定のチャネル周波
数を選択するPLL周波数係数を表す。事前負荷は、最初に（PLL30に、すでに負荷
されて有効な周波数が使用されるように命令する）ラッチ・イネーブル・ビット
を有し、次のチャネルに対する周波数係数で終わるビット・パターンを負荷する
ことによって実現される。そのため、次のチャネルに対する周波数係数は、前の
チャネルをイネーブルとする前のビット・パターンによってPLL30にすでに負荷
されている。トランシーバー・デバイス・ドライバー106がチャネル周波数の変
化を必要とするとき、それが送信するビット・パターンは、PLL30のチャネル周
波数において、すぐにそのビット・パターンの最初のビット（ラインLE70上で送
信されたラッチ・イネーブル・ビット）を変え、周波数を変化させる前にビット
・パターン全体が送信されるまで待つ必要がない。これによって、同期状態を保
つホストの機能は向上する。
【００６１】 PLL30を制御するために必要な時間を削減するトランシーバー・デバイス・ド
ライバー106の別の特徴は、周波数係数が事前にコンパイルされることである。
すなわち、所望の周波数の係数でそれをプログラミングするために、PLL30に供
給されることが必要なビット・パターンは、事前に算出され（周波数毎に１ビッ
ト・パターン）、トランシーバー・デバイス・ドライバー106自体にストリング
として格納される。トランシーバー・デバイス・ドライバー106は、多くのマイ
クロプロセッサの命令組中で使用可能なストリング入出力命令を利用でき、トラ
ンシーバー・デバイス・ドライバー106が、単一の命令でPLL30をプログラミング
できるようにし、ビット・パターンのバイト毎または単語毎に１つの命令が必要
なくなる。これによって、制御装置108を介したPLL30へのビット・パターンの出
力は、確実に可能な最短時間で行なわれるようになる。
ライバー106の別の特徴は、周波数係数が事前にコンパイルされることである。
すなわち、所望の周波数の係数でそれをプログラミングするために、PLL30に供
給されることが必要なビット・パターンは、事前に算出され（周波数毎に１ビッ
ト・パターン）、トランシーバー・デバイス・ドライバー106自体にストリング
として格納される。トランシーバー・デバイス・ドライバー106は、多くのマイ
クロプロセッサの命令組中で使用可能なストリング入出力命令を利用でき、トラ
ンシーバー・デバイス・ドライバー106が、単一の命令でPLL30をプログラミング
できるようにし、ビット・パターンのバイト毎または単語毎に１つの命令が必要
なくなる。これによって、制御装置108を介したPLL30へのビット・パターンの出
力は、確実に可能な最短時間で行なわれるようになる。
【００６２】 論理的に独立した複数のWLANネットワークは、様々な所定のチャネル・シーケ
ンスを使用するホストの様々な組によって構築されることが可能である。その方
法によって、データ伝送に対してより多くの帯域幅が使用可能となりつつも、FC
条件は満たされる。同一の所定のチャネル・シーケンスを使用するホストの各組
は、共同配置ネットワーク（co-located network)、すなわち「CoNet」と呼ばれ
る。CoNet用のチャネル・シーケンスを設定するには、２つの異なる方法がある
。第1のものは、全てのCoNetが同一のチャネル・シーケンスを使用するが、ある
所定の時間において、CoNet中の全ホストが他のCoNet中のホストとは異なるチャ
ネル上にあるものである。この方法論の利点の１つは、２つ以上のCoNetが、原
則として、同時に同一のチャネル上でブロードキャストを行わないことである。
この方法論の問題の１つは、CoNetの周波数ホッピングを制御するクロック間で
のずれによって、CoNet間の位相が変化し、２つのCoNetが同相になると、両方が
、連続的な衝突状態で、同一のチャネル上でブロードキャストを行なってしまう
。トランシーバー・デバイス・ドライバー106中で実行されるもう１つの方法論
は、チャネル・シーケンスを各CoNetに割り当て、任意の２つのCoNetが、その間
の位相関係にかかわらず、各チャネル・シーケンス中で１度だけ同一のチャネル
上でブロードキャストを行なうものである。最大数の可能なチャネル・シーケン
スに対してこれを実現するには、各シーケンス中のチャネルの数が素数でなけれ
ばならない。これによって、最小の衝突を有する最大数のCoNetが可能となる。
ンスを使用するホストの様々な組によって構築されることが可能である。その方
法によって、データ伝送に対してより多くの帯域幅が使用可能となりつつも、FC
条件は満たされる。同一の所定のチャネル・シーケンスを使用するホストの各組
は、共同配置ネットワーク（co-located network)、すなわち「CoNet」と呼ばれ
る。CoNet用のチャネル・シーケンスを設定するには、２つの異なる方法がある
。第1のものは、全てのCoNetが同一のチャネル・シーケンスを使用するが、ある
所定の時間において、CoNet中の全ホストが他のCoNet中のホストとは異なるチャ
ネル上にあるものである。この方法論の利点の１つは、２つ以上のCoNetが、原
則として、同時に同一のチャネル上でブロードキャストを行わないことである。
この方法論の問題の１つは、CoNetの周波数ホッピングを制御するクロック間で
のずれによって、CoNet間の位相が変化し、２つのCoNetが同相になると、両方が
、連続的な衝突状態で、同一のチャネル上でブロードキャストを行なってしまう
。トランシーバー・デバイス・ドライバー106中で実行されるもう１つの方法論
は、チャネル・シーケンスを各CoNetに割り当て、任意の２つのCoNetが、その間
の位相関係にかかわらず、各チャネル・シーケンス中で１度だけ同一のチャネル
上でブロードキャストを行なうものである。最大数の可能なチャネル・シーケン
スに対してこれを実現するには、各シーケンス中のチャネルの数が素数でなけれ
ばならない。これによって、最小の衝突を有する最大数のCoNetが可能となる。
【００６３】 衝突は、トランシーバー・デバイス・ドライバー106によって使用されるディ
ジタル・パケット・フィルタリングによって対処される。送信されるデータの各
パケットの前には、現在のチャネルを表す数とホストが属するCoNetの識別を表
す数との両方を含むヘッダ情報がある。４PPM符号化データの一部として送信さ
れるそれらの数によって、受信ホストは、特定のパケットが自分宛であるか否か
を決定可能となる。その後、ホストは、他のCoNetからのパケットを廃棄可能で
ある。
ジタル・パケット・フィルタリングによって対処される。送信されるデータの各
パケットの前には、現在のチャネルを表す数とホストが属するCoNetの識別を表
す数との両方を含むヘッダ情報がある。４PPM符号化データの一部として送信さ
れるそれらの数によって、受信ホストは、特定のパケットが自分宛であるか否か
を決定可能となる。その後、ホストは、他のCoNetからのパケットを廃棄可能で
ある。
【００６４】 図１３は、トランシーバー・デバイス・ドライバー106の機能ブロック図を示
すものである。トランシーバー・デバイス・ドライバー106は、Microsoft Windo
wsのオペレーティング・システム（OS)によって提供されるNetwork Device Inte
rface Standard（NDIS) Library and Miniport Wrapper（ライブラリおよびミニ
ポート・ラッパー） 202に接続する。NDIS202は、OSおよびトランシーバー・デ
バイス・ドライバー106（インタフェース108を介してディジタル・トランシーバ
ー10に接続される）に接続されたアプリケーション間に標準インタフェースを供
給する。NDIS202が、その標準ミニポートで、トランシーバー・デバイス・ドラ
イバー106にデータ・パケットを送信する場合、ミニポート送信（Miniport Send
）ブロック206は、そのパケットを送信キュー（Transmit Queue)208に配置し、
そこで、各パケットは、トランシーバー10を介して順次送信されるのを待つ。ト
ランシーバー10が、その内部FIFO（先入先出）バッファが低くなる（そのデータ
の大部分が送信された）ことを、（インタフェース108によって送信されたハー
ドウェア割込みによって）トランシーバー・デバイス・ドライバー106に信号で
通知すると、送信ISR(Transmit Interrupt Service Routine：送信割込サービス
・ルーチン)ブロック210は、データの次のブロックを、送信キュー208中の現在
待機中のパケットから、インタフェース108へ転送する。現在待機中のパケット
が全て送信されると、送信ISR210は、空のパケットが取り出され、NDISに送信さ
れなければならないことを、送信DPC(Deferred Procedure Call：遅延プロシー
ジャ・コール）ブロック212に信号で通知する。
すものである。トランシーバー・デバイス・ドライバー106は、Microsoft Windo
wsのオペレーティング・システム（OS)によって提供されるNetwork Device Inte
rface Standard（NDIS) Library and Miniport Wrapper（ライブラリおよびミニ
ポート・ラッパー） 202に接続する。NDIS202は、OSおよびトランシーバー・デ
バイス・ドライバー106（インタフェース108を介してディジタル・トランシーバ
ー10に接続される）に接続されたアプリケーション間に標準インタフェースを供
給する。NDIS202が、その標準ミニポートで、トランシーバー・デバイス・ドラ
イバー106にデータ・パケットを送信する場合、ミニポート送信（Miniport Send
）ブロック206は、そのパケットを送信キュー（Transmit Queue)208に配置し、
そこで、各パケットは、トランシーバー10を介して順次送信されるのを待つ。ト
ランシーバー10が、その内部FIFO（先入先出）バッファが低くなる（そのデータ
の大部分が送信された）ことを、（インタフェース108によって送信されたハー
ドウェア割込みによって）トランシーバー・デバイス・ドライバー106に信号で
通知すると、送信ISR(Transmit Interrupt Service Routine：送信割込サービス
・ルーチン)ブロック210は、データの次のブロックを、送信キュー208中の現在
待機中のパケットから、インタフェース108へ転送する。現在待機中のパケット
が全て送信されると、送信ISR210は、空のパケットが取り出され、NDISに送信さ
れなければならないことを、送信DPC(Deferred Procedure Call：遅延プロシー
ジャ・コール）ブロック212に信号で通知する。
【００６５】 データがトランシーバー10によって受信されると、まず、受信ISRブロック214
に送信される。受信ISRブロック214は、それを受信キュー216中の現在待機中の
受信データ・パケットに配置する。現在待機中の受信データ・パケットが完了さ
れると、受信ISR214は、受信DPC218に、完了パケットが取り出されて、NDIS202
に送信されなければならないことを信号で通知する。
に送信される。受信ISRブロック214は、それを受信キュー216中の現在待機中の
受信データ・パケットに配置する。現在待機中の受信データ・パケットが完了さ
れると、受信ISR214は、受信DPC218に、完了パケットが取り出されて、NDIS202
に送信されなければならないことを信号で通知する。
【００６６】 衝突回避マネージャー（Collision Avoidance Manager)ブロック220は、上述
のランダム・バックオフ手続きを調整する。トランシーバー10がパケットの送信
または受信を完了すると、衝突回避マネージャー・ブロック220は、ランダム・
タイマーを開始して、送信ISRブロック210を制御することによって、ランダム・
タイマーが満了した時のみ、新しいデータ・パケットの送信を開始可能とする。
のランダム・バックオフ手続きを調整する。トランシーバー10がパケットの送信
または受信を完了すると、衝突回避マネージャー・ブロック220は、ランダム・
タイマーを開始して、送信ISRブロック210を制御することによって、ランダム・
タイマーが満了した時のみ、新しいデータ・パケットの送信を開始可能とする。
【００６７】 ビーコン・マネージャー・ブロック222は、数多くの「ビーコン」または特定
の信号通知パケットを、RFネットワークに接続された全トランシーバー10に送信
する役割を有する。ビーコン・マネージャー222は、「アイドル」ビーコンを定
期的に送信して、何らかのアクティビティをそのネットワークに投入し、全トラ
ンシーバーが同期状態を保つようにする。トランシーバー10が周波数ホップを逆
にたどることによってネットワークの現在の周波数を発見しようとするとき、ビ
ーコン・マネージャー222はその探索モードにおいて「要求」ビーコンを送信す
る。トランシーバーが現在の周波数で「要求」ビーコンを送信すると、他のRF接
続ホストは、正確な現在の周波数を通知するための「アイドル」ビーコンを返す
。また。ビーコン・マネージャー222は、次の周波数にホップすることを警告す
るために、全RF接続ホストに「ホップ」ビーコンを送信する。トランシーバー・
デバイス・ドライバー106は、次のホップに対する適切な時に、トランシーバー
・デバイス・ドライバー106を「起こす」ために、DPCをNDIS202に個別に送信す
る。それによって、ホップが確実に発生するようになる。しかしながら、この追
加の「ホップ」ビーコンは、RF WLAN中のホップを、より予測可能な待ち期間と
ともに発生させる可能性があり、時には、RF通信中に一時的な切断がある場合に
、割り込まれる可能性がある。
の信号通知パケットを、RFネットワークに接続された全トランシーバー10に送信
する役割を有する。ビーコン・マネージャー222は、「アイドル」ビーコンを定
期的に送信して、何らかのアクティビティをそのネットワークに投入し、全トラ
ンシーバーが同期状態を保つようにする。トランシーバー10が周波数ホップを逆
にたどることによってネットワークの現在の周波数を発見しようとするとき、ビ
ーコン・マネージャー222はその探索モードにおいて「要求」ビーコンを送信す
る。トランシーバーが現在の周波数で「要求」ビーコンを送信すると、他のRF接
続ホストは、正確な現在の周波数を通知するための「アイドル」ビーコンを返す
。また。ビーコン・マネージャー222は、次の周波数にホップすることを警告す
るために、全RF接続ホストに「ホップ」ビーコンを送信する。トランシーバー・
デバイス・ドライバー106は、次のホップに対する適切な時に、トランシーバー
・デバイス・ドライバー106を「起こす」ために、DPCをNDIS202に個別に送信す
る。それによって、ホップが確実に発生するようになる。しかしながら、この追
加の「ホップ」ビーコンは、RF WLAN中のホップを、より予測可能な待ち期間と
ともに発生させる可能性があり、時には、RF通信中に一時的な切断がある場合に
、割り込まれる可能性がある。
【００６８】 ホップ・マネージャー224は、ホップのタイミングを調整し、ビーコン・マネ
ージャー222とともに、ホップ・ビーコンのキューを作成し、ホップDPCをNDIS20
2に送信する。ホップ・マネージャー224が（別のホストからの）「ホップ」ビー
コンを受信する場合、実際に、ホップするのに適切な時であるか否かを調べる。
適切であれば、ホップ・マネージャー224は、次の周波数チャネルを（周波数値
の参照テーブルに基づいて）算出し、トランシーバー10をホップさせるために、
適切な信号をインタフェース108に送信し、その後、キューにあるそれ自体の「
ホップ」ビーコンを削除する。
ージャー222とともに、ホップ・ビーコンのキューを作成し、ホップDPCをNDIS20
2に送信する。ホップ・マネージャー224が（別のホストからの）「ホップ」ビー
コンを受信する場合、実際に、ホップするのに適切な時であるか否かを調べる。
適切であれば、ホップ・マネージャー224は、次の周波数チャネルを（周波数値
の参照テーブルに基づいて）算出し、トランシーバー10をホップさせるために、
適切な信号をインタフェース108に送信し、その後、キューにあるそれ自体の「
ホップ」ビーコンを削除する。
【００６９】 同期マネージャー226は、トランシーバー10とRF WLANに接続された他の全トラ
ンシーバー10との同期化を調整する。トランシーバー10が十分に同期状態の場合
、同期マネージャー226は、送信されるように適切なホップ・ビーコンに命令す
る。同期マネージャー226は、トランシーバー10が何らかの理由で突然同期から
はずれたことを決定すると、システムを探索モードにし、ビーコン・マネージャ
ー222を使用して、（上述のように）逆の順番で通過されるチャネルで「要求」
ビーコンを送信する。
ンシーバー10との同期化を調整する。トランシーバー10が十分に同期状態の場合
、同期マネージャー226は、送信されるように適切なホップ・ビーコンに命令す
る。同期マネージャー226は、トランシーバー10が何らかの理由で突然同期から
はずれたことを決定すると、システムを探索モードにし、ビーコン・マネージャ
ー222を使用して、（上述のように）逆の順番で通過されるチャネルで「要求」
ビーコンを送信する。
【００７０】 クロック・マネージャー・ブロック228は、ビーコン・パケット中にタイム・
スタンプを配置し、受信されたビーコン・パケット中に配置されたタイム・スタ
ンプを取り出し、そのタイム・スタンプに基づいてクロックをリセットして、全
RF WLANが時間において比較的同期状態を保持可能とする。
スタンプを配置し、受信されたビーコン・パケット中に配置されたタイム・スタ
ンプを取り出し、そのタイム・スタンプに基づいてクロックをリセットして、全
RF WLANが時間において比較的同期状態を保持可能とする。
【００７１】 その他の実施形態は請求項の範囲内である。例えば、トランシーバー・デバイ
ス・ドライバー106によって扱われるMAC層は、トランシーバー10とともにファー
ムウェアまたはハードウェア中に導入されることが可能である。トランシーバー
は、個人用携帯型情報端末、家庭用機器、テレビジョン、電話機およびその他の
電子機器を含めて、無線ディジタル通信を必要とする全ての装置に接続されるこ
とが可能である。ディジタル・メッセージの作成、符号化、受信および復号化を
行なうためのその他の様々な方法および装置が使用可能である。その他の様々な
無線周波数が使用可能であり、拡散スペクトル周波数ホッピング以外のその他の
RF送信方式が使用可能である。
ス・ドライバー106によって扱われるMAC層は、トランシーバー10とともにファー
ムウェアまたはハードウェア中に導入されることが可能である。トランシーバー
は、個人用携帯型情報端末、家庭用機器、テレビジョン、電話機およびその他の
電子機器を含めて、無線ディジタル通信を必要とする全ての装置に接続されるこ
とが可能である。ディジタル・メッセージの作成、符号化、受信および復号化を
行なうためのその他の様々な方法および装置が使用可能である。その他の様々な
無線周波数が使用可能であり、拡散スペクトル周波数ホッピング以外のその他の
RF送信方式が使用可能である。
【図１】 ディジタル・トランシーバーのブロック図である。
【図２】 ディジタル・トランシーバーを使用するRF WLANのブロック図である。
【図３】 ディジタル・トランシーバーによって使用される電源の概略図である。
【図４】 ディジタル・トランシーバーによって使用される位相同期ループおよびループ
・フィルタの概略図である。
・フィルタの概略図である。
【図５】 ディジタル・トランシーバーによって使用されるクロック基準および周波数基
準発生器の概略図である。
準発生器の概略図である。
【図６】 ディジタル・トランシーバーによって使用される電圧制御発振器およびフィル
タ素子の概略図である
タ素子の概略図である
【図７】 ディジタル・トランシーバーによって使用されるRFスイッチと、RF電力増幅器
と、アンテナの概略図である。
と、アンテナの概略図である。
【図８】 ディジタル・トランシーバーによって使用されるアンテナおよび低ノイズ増幅
器の概略図である。
器の概略図である。
【図９】 ディジタル・トランシーバーによって使用されるRFミキサおよびフィルタ素子
の概略図である。
の概略図である。
【図１０】 ディジタル・トランシーバーによって使用される広帯域FM復調器の概略図であ
る。
る。
【図１１】 ディジタル・トランシーバーへのコンピュータ・インタフェースの概略図であ
る。
る。
【図１２】 ディジタル・トランシーバー中で使用されるCIS ROMの概略図である。
【図１３】 ディジタル・トランシーバー用のデバイス・ドライバーの機能ブロック図であ
る。
る。
【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書
【提出日】平成１１年５月１４日（１９９９．５．１４）
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１３
【補正方法】追加
【補正内容】
【図１３】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） // Ｈ０４Ｂ 10/00 Ｈ０４Ｂ 9/00 Ｂ (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ) ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ， ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，Ｄ Ｋ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ， ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，Ｌ Ｖ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ， ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，Ｕ Ｚ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ Ｆターム(参考） 5J106 AA05 BB01 CC01 CC34 CC39 CC41 FF02 KK12 LL04 5K002 AA02 AA04 AA05 DA05 5K011 BA10 DA02 DA08 DA12 DA15 DA27 JA12 KA13 5K033 AA02 CA06 CA17 CB15 DA17 DB09 DB10 5K060 BB07 CC04 CC12 FF03 HH09 HH11 HH26 HH28 KK01
Claims (42)
- 【請求項１】 ディジタル情報の無線周波数（RF)伝送のための方法であっ
て： 電圧制御発振器（VCO)を使用してRF信号を発生させ； 位相同期ループ（PLL)からVCOの入力に誤差信号を供給することによって、VCO
からのRF信号を安定化させ； ディジタル情報を、VCOへ入力されるPLLの誤差信号と結合し、それによって、
ディジタル情報を表すVCOからのRF信号の周波数に変化を発生させることからな
る方法。 - 【請求項２】 さらに、RF信号をブロードキャストすることからなる請求項
１記載の方法。 - 【請求項３】 PLLの誤差信号は、ループ・フィルタによってVCOへ供給され
る請求項１記載の方法。 - 【請求項４】 ディジタル情報の変化の率は、PLLの応答時間より速い請求
項１記載の方法。 - 【請求項５】 ディジタル情報は、PLLの応答時間においてほぼ一定である
動作周期を有するように符号化される請求項４記載の方法。 - 【請求項６】 ディジタル情報は、IrDA 4PPMデータ符号化標準によって定
義されたパルス位置変調（PPM)方式に従って符号化される請求項５記載の方法。 - 【請求項７】 さらに、一連のチャネル周波数に従ってRF信号のチャネル周
波数を変化させることからなる方法であって、一連のチャネル周波数は： 一連の少なくとも第1および第2のチャネル選択信号を発生させ、各チャネル選
択信号は、周波数有効インジケーターおよび周波数設定インジケーターを含み； 各チャネル選択信号をPLLに順次送信し； 第2のチャネル選択信号の周波数有効インジケーターを受信すると、第1のチャ
ネル選択信号の周波数設定にしたがって、PLLの調整周波数を変化させることに
よって決定される請求項１記載の方法。 - 【請求項８】 チャネル周波数の連続中の個別のチャネル周波数の数は素数
である請求項７記載の方法。 - 【請求項９】 チャネル周波数の連続は、完了すると反復され、チャネル周
波数の連続の各反復において１度より多く使用されるチャネルはない請求項８記
載の方法。 - 【請求項１０】 さらに、送信されたRF信号を受信し； 受信されたRF信号を復調し； 復調されたRF信号から信号レベル閾値を決定し； 復調されたRF信号からディジタル情報を再生するために、復調されたRF信号を
信号レベル閾値と比較することからなる請求項１記載の方法。 - 【請求項１１】 さらに、局部発振器としてVCOのRF信号出力を使用して、
受信されたRF信号を復調する請求項１０記載の方法。 - 【請求項１２】 ディジタル情報のRF伝送のための方法であって： 電圧制御発振器（VCO)を使用してRF信号を発生させ； 位相同期ループ（PLL)からVCOの入力に誤差信号を供給することによって、VCO
からのRF信号を安定化させ； ディジタル情報をPLLの応答時間においてほぼ一定である動作周期を有するよ
うに符号化し； 符号化されたディジタル情報を含むデータ・パケットを形成し； そのデータ・パケットを、VCO入力されるのPLLの誤差信号と結合し、それによ
って、データ・パケットを表すVCOからのRF信号中の周波数において変化を発生
させることからなる方法。 - 【請求項１３】 データ・パケットは、PLLの応答時間においてほぼ一定で
ある動作周期を有する請求項12記載の方法。 - 【請求項１４】 ディジタル情報の符号化およびパケットの形成の両方は、
IrDA 4PPMデータ符号化標準によって定義されたパルス位置変調（PPM)方式にし
たがって行なわれる請求項１２記載の方法。 - 【請求項１５】 IrDA 4PPMデータ符号化標準を使用してRF送信機によって
送信されるディジタル情報を受信する方法であって： 送信されたRF信号を受信し； RF信号を復調し； 復調されたRF信号から信号レベル閾値を決定し； 復調されたRF信号を、決定された信号レベル閾値と比較し、それによって復調
されたRF信号からIrDA方式データを再生し； IrDA方式データを符号化することによってディジタル情報を再現することから
なる方法。 - 【請求項１６】 拡散スペクトルRF伝送を使用して、複数個のホスト・コン
ピュータ間で通信を実行する方法であって： 第1のホスト・コンピュータと第1のRFトランシーバーとの間でディジタル情報
を交換し； IrDA 4PPMデータ符号化標準にしたがって、パルス位置変調（PPM)を使用して
ディジタル情報を符号化し； IrDA 4PPMデータ符号化標準にしたがって符号化されたディジタル情報からデ
ータ・パケットを形成し； 第1の電圧制御発振器（VCO)を使用してRF信号を発生させ； 第1の位相同期ループ（PLL)からVCOの入力へ誤差信号を供給することによって
、第1のVCOからのRF信号を安定化させ； データ・パケットを、VCOへ入力される第1のPLLの誤差信号と結合し、それに
よってデータ・パケットを表す第1のVCOからのRF信号の周波数において変化を発
生させ； RF信号を第2のRFトランシーバーにブロードキャストし； 第2のRFトランシーバーでRF信号を復調し； 復調されたRF信号から信号レベル閾値を決定し； 復調されたRF信号を、決定された信号レベル閾値と比較し、それによって復調
されたRF信号からデータ・パケットを再生し； データ・パケットを復号化することによってディジタル情報を再現し； ディジタル情報を第2のホスト・コンピュータと交換することからなる方法。 - 【請求項１７】 さらに、第1および第2のホスト・コンピュータの両方で、
ホスト・コンピュータ・ソフトウェア中に媒体アクセス制御（MAC)関数を配置す
ることからなる請求項１６記載の方法。 - 【請求項１８】 さらに、一連のチャネル周波数にしたがって、RF信号のチ
ャネル周波数を変化させることからなる方法で、チャネル周波数の連続は： 一連の少なくとも第1および第2のチャネル選択信号を発生させ、各チャネル選
択信号は、周波数有効インジケーターおよび周波数設定インジケーターを含み； 各チャネル選択信号を各PLLに順次送信し； 第2のチャネル選択信号の周波数有効インジケーターを受信すると、第1のチャ
ネル選択信号の周波数設定にしたがって、各PLLの調整周波数を変化させること
によって決定される請求項１６記載の方法。 - 【請求項１９】 チャネル周波数の連続中の別のチャネル周波数の数は素数
である請求項１８記載の方法。 - 【請求項２０】 チャネル周波数の連続は、完了すると反復され、チャネル
周波数の連続の各反復において、１度より多く使用されるチャネルはない請求項
１９記載の方法。 - 【請求項２１】 さらに、各トランシーバーが最後の送信または送信前の受
信の終端から擬似ランダム時間だけ待つことによって、複数のトランシーバーが
同時に送信する可能性を低減することからなる請求項１６記載の方法。 - 【請求項２２】 擬似ランダム時間は、擬似ランダム数発生器によって決定
される請求項２１記載の方法。 - 【請求項２３】 擬似ランダム時間は、別のものと関連した１つのホストの
クロックのずれによって決定される請求項２１記載の方法。 - 【請求項２４】 擬似ランダム時間は、ホスト・コンピュータの他の動作に
よって発生される割込みによって決定される請求項２１記載の方法。 - 【請求項２５】 ディジタル情報のRF伝送のための装置であって： RF信号を発生するようにされたVCOと； PLLで、PLLの周波数入力は、VCOのRF信号出力に接続されたPLLと； ディジタル情報をPLLの応答時間よりも速いデータ率を有する形態に変換する
ようにされたエンコーダと； PLLの誤差信号出力と符号化されたディジタル情報との両方をVCOの入力に接続
する結合器とを備える装置。 - 【請求項２６】 さらに、VCOのRF信号出力に接続されたアンテナを備える
請求項２５記載の装置。 - 【請求項２７】 結合器は、ループ・フィルタである請求項２５記載の装置
。 - 【請求項２８】 エンコーダは、ディジタル情報を、PLLの応答時間におい
てほぼ一定である動作周期を有する形態に変換するようにされた請求項２５記載
の装置。 - 【請求項２９】 エンコーダは、IrDA 4PPMデータ符号化標準によって定義
されたパルス位置変調（PPM)方式にしたがって、ディジタル情報を変換する請求
項２８記載の装置。 - 【請求項３０】 さらに、チャネル周波数選択装置を備え、選択装置は、一
連のチャネル周波数にしたがってRF信号のチャネル周波数を変化させる装置であ
って、選択装置は： 選択装置が一連の少なくとも第1および第2のチャネル選択信号を発生させ、各
チャネル選択信号は、周波数有効インジケーターおよび周波数設定インジケータ
ーを含み； 選択装置は各チャネル選択信号をPLLに順次送信し； PLLは、第2のチャネル選択信号の周波数有効インジケーターを受信すると、第
1のチャネル選択信号の周波数設定にしたがって、その調整周波数を変化させる ことによって、チャネル周波数の連続を決定する請求項２５記載の装置。 - 【請求項３１】 チャネル周波数の連続中の選択装置によって使用される個
別のチャネル周波数の数は素数である請求項３０記載の装置。 - 【請求項３２】 選択装置は、完了すると、チャネル周波数の連続を反復し
、選択装置は、チャネル周波数の連続の各反復において、いかなるチャネルも１
度より多く使用しない請求項３１記載の装置。 - 【請求項３３】 IrDA 4PPM符号化ディジタル情報のRF受信のための装置で
あって： IrDA 4PPM符号化ディジタル情報を含む送信されたRF信号を受信するアンテナ
と； 受信されたRF信号を増幅および濾過する低ノイズ増幅器と； 受信されたRF信号のチャネル周波数に近似の周波数を発生させるように構成さ
れた局部RF発振器と； ミキサで、ミキサの入力は、低ノイズ増幅器および局部RF発振器の出力に接続
されたミキサと； FM復調器で、FM復調器の入力は、ミキサの出力に接続されたFM復調器と； IrDA 4PPMデータ符号化標準によって定義されたパルス位置変調（PPM)方式に
したがってFM復調器の復調されたRF出力からディジタル情報を抽出するデコーダ
とを備える装置。 - 【請求項３４】 ディジタル情報のRF送受信のための装置であって： RF信号を発生するようにされたVCOと； PLLで、PLL の周波数入力は、VCOのRF信号出力に接続されたPLLと； ディジタル情報を、PLLの応答時間より速いデータ率を有する形態に変換する
ようにされたエンコーダと； PLLの誤差信号出力と符号化されたディジタル情報の両方をVCOの入力に接続す
る結合器と； その入力をその出力の少なくとも１つに接続するように構成されたスイッチと
； スイッチの第1の出力に接続された第1のアンテナで、第1のアンテナはRF信号
を送信するようにされた第1のアンテナと； 送信されたRF信号を受信するようにされたアンテナと； そのアンテナに接続された低ノイズ増幅器であって、低ノイズ増幅器は、受信
されたRF信号を増幅および濾過する低ノイズ増幅器と； ミキサで、ミキサの一方の入力は、低ノイズ増幅器の出力に接続され、ミキサ
のもう一方の入力は、スイッチの第2の出力に接続されるミキサと； FM復調器であって、FM復調器の入力は、ミキサの出力に接続されるFM復調器と
； ディジタル情報を、FM復調器の復調されたRF出力から再現するデコーダとを備
える装置。 - 【請求項３５】 送信されたRF信号を受信するようにされたアンテナは、第
1のアンテナと同じアンテナである装置であって； さらに、電力増幅器で、電力増幅器の入力は、第1のスイッチの第1の出力に接
続される電力増幅器と； 第1のアンテナを、受信のために低ノイズ増幅器の入力へ、または送信のため
に電力増幅器の出力へのいずれかに接続するように構成された第2のスイッチを
備える請求項３４記載の装置。 - 【請求項３６】 結合器はループ・フィルタである請求項３４記載のアンテ
ナ。 - 【請求項３７】 エンコーダは、ディジタル情報を、PLLの応答時間におい
てほぼ一定である動作周期を有する形態に変換するようにされた請求項３４記載
の装置。 - 【請求項３８】 エンコーダは、ディジタル情報を、IrDA 4PPMデータ符号
化標準によって定義されたパルス位置変調（PPM)方式にしたがって変換する請求
項３７記載の装置。 - 【請求項３９】 さらに、チャネル周波数選択装置を備え、選択装置は、一
連のチャネル周波数にしたがってRF信号のチャネル周波数を変化させる装置であ
って、選択装置は： 選択装置が一連の少なくとも第1および第2のチャネル選択信号を発生させ、各
チャネル選択信号は、周波数有効インジケーターおよび周波数設定インジケータ
ーを含み； 選択装置は、各チャネル選択信号をPLLに順次送信し； PLLは、第2のチャネル選択信号の周波数有効インジケーターを受信すると、第
1のチャネル選択信号の周波数設定にしたがって、その調整周波数を変化させる ことによって、チャネル周波数の連続を決定する請求項３４記載の装置。 - 【請求項４０】 チャネル周波数の連続中の選択装置によって使用される個
別のチャネル周波数の数は素数である請求項３９記載の装置。 - 【請求項４１】 選択装置は、完了すると、チャネル周波数の連続を反復し
、選択装置は、チャネル周波数の連続の各反復において、いかなるチャネルも１
度より多く使用しない請求項４０記載の装置。 - 【請求項４２】 デコーダは、IrDA 4PPMデータ符号化標準によって定義さ
れるパルス位置変調（PPM)方式にしたがって、FM復調器の復調されたRF出力から
ディジタル情報を再現する請求項３４記載の装置。
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