JP2002272130A

JP2002272130A - 携帯用交流電源装置

Info

Publication number: JP2002272130A
Application number: JP2001070342A
Authority: JP
Inventors: Hitoshi Takimoto; 等滝本; Hidetake Hayashi; 秀竹林; Toru Yoshioka; 徹吉岡
Original assignee: Toshiba Corp; Sawafuji Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp; Sawafuji Electric Co Ltd
Priority date: 2001-03-13
Filing date: 2001-03-13
Publication date: 2002-09-20

Abstract

(57)【要約】【課題】起動時におけるスイッチング素子の破壊を防
止することができる携帯用交流電源装置を提供する。【解決手段】携帯用交流電源装置を起動させる場合
に、マイクロコンピュータは、誤差電圧Ｖerを略０Ｖに
初期化させた状態から、インバータ回路による高周波電
圧ＶFBの出力を開始させることで起動を行う。具体的に
は、正弦波基準信号Ｖsin （Ｖsin ′）のゼロクロス位
相のタイミングで、ＮＡＮＤゲート１２５〜１２８によ
りＰＷＭ回路１２３によるＰＷＭ信号出力をイネーブル
状態に切り換えると同時に、アナログスイッチ５７によ
り誤差増幅回路６７の入力端子に誤差電圧Ｖerの検出端
子１１４を接続する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電源回路が出力す
る直流電圧をインバータ回路によりスイッチングするこ
とで交流電圧に変換して出力する携帯用交流電源装置に
関する。

【０００２】

【従来の技術】図９は、従来の携帯用交流電源装置の電
気的構成を示すものである。携帯用交流電源装置１は、
図示しないエンジンにより駆動される三相の交流発電機
２と、その後段に接続される単相のインバータユニット
３とから構成されている。

【０００３】交流発電機２は、回転子と電機子（何れも
図示せず）とに加え、エンジンへの燃料（ガソリン）供
給量を制御するためのステッピングモータ４を備えてい
る。電機子には、Ｙ結線された主巻線５ｕ、５ｖ、５ｗ
と補助巻線６とが巻装されており、主巻線端子７ｕ、７
ｖ、７ｗと補助巻線端子８ａ、８ｂは、それぞれインバ
ータユニット３の入力端子９ｕ、９ｖ、９ｗと入力端子
１０ａ、１０ｂに接続されている。

【０００４】一方、インバータユニット３は、以下のよ
うに構成されている。すなわち、入力端子９ｕ、９ｖ、
９ｗと直流電源線１１、１２との間には整流回路１３が
接続されている。直流電源線１１と１２との間には平滑
用のコンデンサ１４が接続され、直流電源線１１、１２
と出力端子１５、１６との間にはインバータ回路１７と
フィルタ回路１８とが縦続接続されている。なお、前記
交流発電機２および整流回路１３が、本発明における電
源回路に相当する。

【０００５】整流回路１３は、サイリスタ１９〜２１と
ダイオード２２〜２４とがいわゆる三相混合ブリッジの
形態に接続された構成を備えており、インバータ回路１
７は、トランジスタ２５〜２８（スイッチング素子に相
当）と還流ダイオード２９〜３２とがいわゆるフルブリ
ッジの形態に接続された構成を備えている。

【０００６】フィルタ回路１８は、インバータ回路１７
の出力端子３３とインバータユニット３の出力端子１５
との間に介在するリアクトル３５と、インバータユニッ
ト３の出力端子１５と１６との間に接続されたコンデン
サ３６とから構成されている。インバータ回路１７の出
力端子３４は、インバータユニット３の出力端子１６に
直接接続されており、その出力端子３４からフィルタ回
路１８に至る電流経路には出力電流を検出するための変
流器３７が設けられている。

【０００７】さらに、インバータユニット３は、制御電
源回路３８、制御回路３９および駆動回路４０を備えて
いる。このうち制御電源回路３８は、入力端子１０ａ、
１０ｂを介して補助巻線６に誘起される交流電圧を入力
し、それを整流平滑して制御回路３９が動作するための
制御用直流電圧（例えば５Ｖ、±１５Ｖ）を生成するよ
うになっている。なお、補助巻線６に誘起される交流電
圧は、エンジンの回転数を検出するために、制御回路３
９にも入力されている。

【０００８】制御回路３９は、マイクロコンピュータ４
１（以下、マイコン４１と称す）、直流電圧検出回路４
２、検出電圧出力回路４３、出力電流検出回路４４およ
びＰＷＭ回路４５から構成されている。マイコン４１
は、具体的には図示しないがＣＰＵ、ＲＡＭ、ＲＯＭ、
入出力ポート、Ａ／Ｄコンバータ、タイマ回路、発振回
路および本実施例の特徴である２つの８ｂｉｔＤ／Ａコ
ンバータがワンチップＩＣ化された構成を有している。

【０００９】直流電圧検出回路４２は、直流電源線１１
と１２との間の直流電圧ＶDCを分圧して検出し、その検
出直流電圧を直流電圧検出信号としてマイコン４１に出
力するようになっている。

【００１０】検出電圧出力回路４３（検出電圧出力回
路）は、インバータ回路１７の出力端子３３と３４との
間の電圧ＶFBを分圧する分圧回路と、その分圧された矩
形波状の電圧から搬送波成分を除去するためのフィルタ
回路（何れも図示せず）とを備えて構成されており、そ
の検出電圧Ｖdet をマイコン４１およびＰＷＭ回路４５
に出力するようになっている。

【００１１】また、出力電流検出回路４４は、変流器３
７により検出された出力電流を所定の電圧レベルに変換
し、その検出出力電流Ｖｉを出力電流検出信号としてマ
イコン４１およびＰＷＭ回路４５に出力するように構成
されている。

【００１２】ＰＷＭ回路４５は、ＰＷＭ制御を実行して
トランジスタ２５〜２８を駆動するためのＰＷＭ信号Ｖ
G1′〜ＶG4′を生成するものである。ＰＷＭ信号ＶG1′
〜ＶG4′は、それぞれ駆動回路４０を介してトランジス
タ２５〜２８のベースに与えられるようになっている。
なお、駆動回路４０は、マイコン４１から運転許可信号
ＶRSが入力されている期間において、トランジスタ２５
〜２８を駆動するようになっている。

【００１３】図１０は、このＰＷＭ回路４５の具体的な
回路構成を示している。この図１０において、ＰＷＭ回
路４５の入力端子４６、４８、４９には、それぞれマイ
コン４１から正弦波基準形成電圧Ｖsin 、運転信号ＶRU
N 、発振信号ＶPLS が与えられている。また、入力端子
５０には、検出電圧出力回路４３から検出電圧Ｖdetが
与えられ、入力端子５１には、出力電流検出回路４４か
ら検出出力電流Ｖｉが与えられている。

【００１４】入力端子４６、５０は、それぞれレベル変
換回路５２と抵抗５３、抵抗５６を介してアナログスイ
ッチ５７の入力側端子に接続されている。ここで、抵抗
５３の抵抗値と抵抗５６の抵抗値とは等しく設定されて
いる。アナログスイッチ５７は、運転信号ＶRUN がＨレ
ベル（５Ｖ）の場合にオンとなり、Ｌレベル（０Ｖ）の
場合にオフとなる。

【００１５】上記レベル変換回路５２は、±１５Ｖの電
源電圧で動作するオペアンプ６１を非反転増幅器として
用いており、そのゲイン決定用抵抗６２、６３を同じ抵
抗値に設定しているので、マイコン４１から入力した０
Ｖ〜５Ｖの正弦波基準形成電圧Ｖsin を−５Ｖ〜５Ｖに
変換するようになっている。

【００１６】アナログスイッチ５７の出力側端子には、
２つのオペアンプ６８、６９をそれぞれ反転増幅器とし
て縦続接続した構成を持つ誤差増幅回路６７が接続され
ている。このうち１段目の反転増幅器のゲイン決定用抵
抗７０、７１は、当該反転増幅器が十分なゲインを持つ
ように設定されており、２段目の反転増幅器のゲイン決
定用抵抗７２と７３とは同じ抵抗値に設定されている。
また、オペアンプ６９の反転入力端子には、出力電流制
限回路７４からの制限信号が入力されている。この出力
電流制限回路７４は、インバータ回路１７の出力電流Ｉ
ｏが所定の制限電流値を超えた場合に、前記誤差増幅回
路６７から出力される誤差増幅電圧ＶTHを下げるように
構成されている。

【００１７】誤差増幅回路６７の後段には比較回路７５
が接続されている。この比較回路７５は、トランジスタ
２５、２７のＰＷＭ信号ＶG1、ＶG3を生成するためのコ
ンパレータ７６と、トランジスタ２６、２８のＰＷＭ信
号ＶG2、ＶG4を生成するためのコンパレータ７７とを備
えている。このうちコンパレータ７７は、前記誤差増幅
電圧ＶTHと三角波発生回路（搬送波信号出力回路）７８
から出力される搬送波信号としての三角波電圧ＶSAW と
を比較するようになっている。

【００１８】一方、コンパレータ７６は、抵抗７９と８
０との直列回路により誤差増幅電圧ＶTHと三角波電圧Ｖ
SAW とが合成された電圧（抵抗７９と８０との抵抗値が
等しい場合（ＶTH＋ＶSAW ）／２）と０Ｖとを比較する
ようになっている。なお、三角波発生回路７８は、例え
ば１６ｋＨｚの矩形波形である発振信号ＶPLS を積分す
ることにより、前記三角波電圧ＶSAW を生成するように
なっている。

【００１９】コンパレータ７６の出力電圧は、抵抗８
１、８２およびシュミットトリガのインバータ８３によ
り５Ｖ電源系に変換され、デッドタイム遅延回路８４を
介してＰＷＭ信号ＶG1として出力される。また、変換さ
れた電圧は、インバータ８５により反転されてデッドタ
イム遅延回路８６を介してＰＷＭ信号ＶG3として出力さ
れる。

【００２０】同様に、コンパレータ７７の出力電圧は、
抵抗８７、８８およびシュミットトリガのインバータ８
９により５Ｖ電源系に変換され、デッドタイム遅延回路
９０を介してＰＷＭ信号ＶG4として出力される。また、
変換された電圧は、インバータ９１により反転されてデ
ッドタイム遅延回路９２を介してＰＷＭ信号ＶG2として
出力される。

【００２１】なお、デッドタイム遅延回路８４，８６，
９０，９２は、インバータ回路１７におけるアーム短絡
防止のために配置されている。また、デッドタイム遅延
回路８４，８６，９２，９０と出力端子９３〜９６との
間にはインバータ９７、９８、９９、１００が夫々直列
に挿入されおり、駆動回路４０には反転されたＰＷＭ信
号ＶG1′〜ＶG4′が出力される。

【００２２】図１１は、駆動回路４０の詳細な電気的構
成を示すものである。駆動回路４０は、４つのフォトカ
プラ１０１〜１０４を中心として構成されている。各フ
ォトカプラ１０１〜１０４の入力端子の一方（入力側Ｌ
ＥＤのカソード側）には、ＰＷＭ回路４５より出力され
るＰＷＭ信号ＶG1′〜ＶG4′が電流制限用の抵抗１０５
〜１０８を介して与えられている。また、前記入力端子
の他方（入力側ＬＥＤのアノード側）には、＋５Ｖの電
源Ｖc がリレースイッチ１０９を介して与えられてい
る。リレースイッチ１０９は、マイコン４１より与えら
れるリセット信号ＶRESET により開閉制御される。

【００２３】各フォトカプラ１０１〜１０４の出力端子
は、電流制限用の抵抗１１０〜１１３を介して夫々トラ
ンジスタ２５〜２８のベースに接続されており、駆動信
号ＶGE1 〜ＶGE4 を出力するようになっている。これら
のフォトカプラ１０１〜１０４の出力側電源は何れも１
５Ｖであるが、下アーム側のフォトカプラ１０２及び１
０４のグランドは制御回路３９のグランド(GND) と共通
であり、上アーム側のフォトカプラ１０１，１０３のグ
ランドは、夫々トランジスタ２５，２６のエミッタ電位
(VS1,VS2) に等しくなるように設定されている。

【００２４】次に、上記構成による作用について図１２
乃至図１６も参照しながら説明する。エンジンが駆動さ
れると、補助巻線６にはエンジンの回転数に応じた周波
数の低圧交流電圧が誘起される。マイコン４１は、その
誘起された交流電圧を入力して波形成形処理を行い、そ
の処理が施された電圧波形に基づいてエンジンの回転数
を検出する。そして、マイコン４１は、その検出回転数
と所定の指令回転数との偏差に基づいてステッピングモ
ータ４を動作させてエンジンへの燃料供給量を制御し、
エンジンの回転数が指令回転数に一致するように交流発
電機２の回転数制御を行う。

【００２５】また、エンジンが駆動されると、主巻線５
ｕ、５ｖ、５ｗにはエンジンの回転数に応じた周波数の
三相交流電圧が誘起される。この三相交流電圧は、整流
回路１３により整流された後コンデンサ１４により平滑
され、直流電圧ＶDCに変換される。この直流電圧ＶDC
は、直流電圧検出回路４２により検出される。マイコン
４１は、その検出直流電圧により直流電圧ＶDCを監視し
ており、エンジンの回転数が定格回転数以上になっても
直流電圧ＶDCが基準直流電圧（例えば１８０Ｖ）を超え
ないように、整流回路１３のサイリスタ１９〜２１の点
弧制御を行っている。すなわち、マイコン４１は、直流
電圧ＶDCが前記基準直流電圧を超えた場合にサイリスタ
１９〜２１への点弧信号を停止し、直流電圧ＶDCが前記
基準直流電圧よりも低下した場合にサイリスタ１９〜２
１に点弧信号を出力する。

【００２６】さて、マイコン４１は、上記直流電圧ＶDC
の制御を行う一方で、以下に説明するようにインバータ
回路１７のＰＷＭ制御を実行する。図１２（ａ）〜
（ｅ）は、ＰＷＭ回路４５内における各電圧波形を示す
もので、具体的には以下の電圧波形を示している。

【００２７】（ａ）…出力電圧ＶOUT （ｂ）…正弦波基準電圧Ｖsin （ｃ）…検出電圧Ｖdet （ｄ）…誤差電圧Ｖer（＝Ｖsin ＋Ｖdet ）（ｅ）…誤差増幅電圧ＶTH 尚、誤差電圧Ｖerは、アナログスイッチ５７が開いてい
る場合に検出端子１１４において観測される電圧であ
り、アナログスイッチ５７が閉じている場合は、仮想接
地状態となるオぺアンプ６８の入力端子に接続されるこ
とで各信号が電流的に作用するため、電圧波形としては
観測されなくなる。

【００２８】マイコン４１は、比較的低価格で広く供給
されている汎用ワンチップマイコンを採用している。こ
のマイコン４１には２つの８ｂｉｔＤ／Ａコンバータが
内蔵されている。マイコン４１は、５Ｖ電源系におい
て、一方のＤ／Ａコンバータにより、インバータ回路１
７の出力電圧ＶFBを指令する正弦波基準電圧Ｖsin （図
１２（ｂ））を出力する。正弦波基準電圧Ｖsin の周波
数は、携帯用交流電源装置１の定格周波数例えば５０Ｈ
ｚまたは６０Ｈｚに設定される。

【００２９】なお、マイコン４１はＨレベルの運転信号
ＶRUN を出力することで、アナログスイッチ５７をオン
すると共に、リセット信号ＶRESET をＨレベルにしてリ
セット解除することで、駆動回路４０のリレースイッチ
１０９を閉じてインバータ回路１７の駆動制御を開始す
る。

【００３０】正弦波基準電圧Ｖsin は、レベル変換回路
５２により５Ｖ電源系において２．５Ｖを中心とする０
Ｖ〜５Ｖの電圧範囲から、±１５Ｖ電源系において０Ｖ
を中心とする−５Ｖ〜５Ｖの電圧範囲へと変換される。
また、正弦波基準電圧Ｖsinの振幅は、携帯用交流電源
装置１の定格出力電圧例えば１００Ｖrms に相当する振
幅に設定される。

【００３１】検出電圧出力回路４３は、出力電圧ＶFB
（ＶOUT ）に対して位相が反転した検出電圧Ｖdet を出
力している。そのため、抵抗５３および５６による加算
結果として、正弦波基準電圧Ｖsin と検出電圧Ｖdet と
の誤差が演算され、その誤差電圧Ｖer（＝Ｖsin ＋Ｖde
t ：図１２（ｄ））がアナログスイッチ５７を介して誤
差増幅回路６７に与えられる。

【００３２】上記誤差電圧Ｖerは正弦波となり、誤差増
幅回路６７により非反転増幅されて誤差増幅電圧ＶTH
（図１２（ｅ））となる。この非反転増幅において、出
力電流制限回路７４は、インバータ回路１７に制限電流
値を超える過大な出力電流Ｉｏが流れた場合に、誤差増
幅電圧ＶTHを低下させて出力電流Ｉｏを抑制する過電流
保護動作を行っている。

【００３３】比較回路７５は、この誤差増幅電圧ＶTHと
三角波電圧ＶSAW とに基づいてＰＷＭ制御を行いＰＷＭ
信号ＶG1′〜ＶG4′を生成する。インバータ回路１７の
トランジスタ２５〜２８は、それぞれ駆動信号ＶGE1 〜
ＶGE4 に従ってスイッチングされ、インバータ回路１７
の出力端子３３、３４間には、実効的に見て正弦波基準
電圧Ｖsin に等しい矩形波状の出力電圧ＶFBが出力され
る（図１３参照）。即ち、交流出力半周期は正極性の矩
形波電圧，残りの半周期は負極性の矩形波電圧が出力さ
れる。

【００３４】この場合、比較回路７５で生成されるＰＷ
Ｍ信号ＶG1′〜ＶG4′のオンオフ周波数は、三角波電圧
ＶSAW の周波数（キャリア周波数：１６ｋＨｚ）となる
が、駆動信号ＶG1′とＶG4′（または駆動信号ＶG2′と
ＶG3′）は互いにオン状態となるタイミングがずれてい
る。このため、出力電圧ＶFBにおける矩形波成分の周波
数はキャリア周波数の２倍（３２ｋＨｚ）となる。この
出力電圧ＶFBは、フィルタ回路１８により高調波成分が
除去され、高精度で歪みの小さい正弦波交流電圧ＶOUT
として携帯用交流電源装置１の出力端子１５、１６から
出力される（図１２（ａ）及び図１３参照）。

【００３５】ここで、図１４乃至図１６は、マイコン４
１による帰還制御が機能した定常状態におけるＰＷＭ回
路４５内部の各信号波形を示すものであり、夫々誤差増
幅電圧ＶTHが、ＶTH＞０，ＶTH＜０，ＶTH＝０の場合で
ある。尚、これらの図においては、横軸（時間軸）を拡
大して示しているため、誤差増幅電圧ＶTHは略直線状に
表されている。

【００３６】図１４に示すＶTH＞０の場合は、ＰＷＭ信
号ＶG1′及びＶG4′が同時にＨレベルとなる期間が存在
するため（（ｃ），（ｄ）参照）、出力電圧ＶFBは正極
性の矩形波電圧を出力する。また、図１５に示すＶTH＜
０の場合は、ＰＷＭ信号ＶG2′及びＶG3′が同時にＨレ
ベルとなる期間が存在するため（（ｅ），（ｆ）参
照）、出力電圧ＶFBは負極性の矩形波電圧を出力する。
そして、図１６に示すＶTH＝０の場合は、ＰＷＭ信号Ｖ
G1′〜ＶG4′の何れか２つが同時にＨレベルとなる期間
が存在せず（（ｃ）〜（ｆ）参照）、出力電圧ＶFBは出
力されない。

【００３７】

【発明が解決しようとする課題】ところで、以上のよう
な構成の携帯用交流電源装置１では、起動時において以
下のような問題が発生していた。図１７を参照して起動
時のシーケンスをより詳細に述べると、マイコン４１
は、先ず基準正弦波信号Ｖsin （Ｖsin ′）を生成出力
させ（図１７（ａ）参照）、そのゼロクロス点の位相タ
イミングで運転信号ＶRUN を出力する（図１７（ｂ）参
照）ことでアナログスイッチ５７を閉じる。

【００３８】続いて、マイコン４１は、リセット信号Ｖ
RESET をＨレベルにしてリセットを解除し（図１７
（ｃ）参照）、駆動回路４０のリレースイッチ１０９を
閉じてフォトカプラ１０１〜１０４に＋５Ｖ電源ＶC を
供給してインバータ回路１７の駆動制御を開始する。
尚、このように、起動時において運転信号ＶRUN とリセ
ット信号ＶRESET の２つの信号を用いるのは携帯用交流
電源装置１の安全性を重視したためである。

【００３９】この場合、マイコン４１は、制御プログラ
ムに従って運転信号ＶRUN の出力とリセット解除とをシ
リアルに実行し異なるポートから出力するため、両者の
実行には例えばＴD1の時間差が生じる。また、リセット
信号ＶRESET がＨレベルとなってからリレースイッチ１
０９が閉じるまでには遅延時間（接続遅れ）ＴD2が経過
する。従って、出力電圧ＶFBに基づく帰還制御が有効に
機能するまでには、図１７（ａ）に示す基準正弦波信号
Ｖsin ′のゼロクロス点位相から（ＴD1＋ＴD2）の時間
経過後となる。

【００４０】そして、この期間内は、インバータ回路１
７の出力電圧ＶFBは発生しないため検出電圧Ｖdet は０
Ｖとなっており、誤差増幅回路６７の反転入力端子にお
いて基準正弦波信号Ｖsin ′と検出電圧Ｖdet との差分
は大きく拡がり、誤差増幅電圧ＶTHは搬送波ＶSAW の上
限値ＶSAW MAX を超えた状態となる（図１７（ｅ）参
照）。

【００４１】この状態でリレースイッチ１０９が閉じる
と、トランジスタ２５及び２８がＰＷＭデューティ１０
０％で同時にオンした状態からインバータ回路１７の駆
動が開始され、インバータ回路１７からの出力電流はフ
ィルタ回路１８のコンデンサ３６を一気に充電すること
になる。

【００４２】すると、この時、交流出力電圧ＶOUT は図
１７（ｆ）に示すように一気に直流電源電圧ＶDCのレベ
ルまで上昇し、大きな突入電流ＩL が発生する（図１７
（ｇ）参照）。更に、携帯用交流電源装置１の出力端子
１５，１６にコンデンサや全波整流回路などを含む負荷
が接続されている場合は、上記突入電流に加えてこれら
の負荷を充電する電流が流れるため、最悪の場合には、
トランジスタ２５，３８が破壊に至るおそれがある。

【００４３】本発明は、こうした事情に鑑みてなされた
もので、その目的は、起動時におけるスイッチング素子
の破壊を防止することができる携帯用交流電源装置を提
供することにある。

【００４４】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１記載の携帯用交流電源装置は、直流電圧を
出力する電源回路と、複数のスイッチング素子を有し、
前記直流電圧を入力として前記スイッチング素子をＰＷ
Ｍ信号に基づいて駆動することで高周波電圧を出力する
インバータ回路と、このインバータ回路によって出力さ
れる高周波電圧を低域濾波して交流電圧を出力するフィ
ルタ回路と、前記交流電圧に応じた検出電圧を出力する
検出電圧出力回路と、正弦波基準信号を出力する基準信
号出力回路と、前記検出電圧と前記正弦波基準信号との
誤差電圧を増幅して出力する誤差電圧増幅回路と、０Ｖ
を中心として発振する搬送波信号を出力する搬送波信号
出力回路と、前記誤差電圧増幅回路の出力信号と前記搬
送波信号とを比較することで前記ＰＷＭ信号を発生する
ＰＷＭ信号発生回路とを具備してなるものにおいて、前
記誤差電圧を略０Ｖに初期化させた状態から、前記イン
バータ回路による高周波電圧の出力を開始させることで
起動を行う起動制御手段を備えたことを特徴とする。

【００４５】即ち、ＰＷＭ信号発生回路は、交流電源と
して出力される電圧に応じた検出電圧と正弦波基準信号
との誤差電圧を増幅した信号と搬送波信号とを比較する
ことでＰＷＭ信号を発生しており、インバータ回路から
の出力電圧について帰還制御を行っている。従って、携
帯用交流電源装置を起動させる場合に、起動制御手段が
帰還制御の要因である誤差電圧を略０Ｖに初期化させた
状態からインバータ回路による高周波電圧の出力を開始
させることで起動を滑らかに行うことができる。具体的
には、ＰＷＭ信号に基づいて駆動されるインバータ回路
のスイッチング素子に起動時に流れる電流を小さく抑制
することが可能となる。

【００４６】この場合、請求項２に記載したように、起
動制御手段を、誤差電圧増幅回路の入力端子に誤差電圧
の検出端子を接続するための検出端子接続手段と、ＰＷ
Ｍ信号発生回路によるＰＷＭ信号出力のイネーブル制御
を行うための出力制御手段とを備え、正弦波基準信号の
ゼロクロス位相のタイミングで前記入力端子に前記検出
端子を接続すると同時に、前記ＰＷＭ信号出力をディス
エーブル状態からイネーブル状態に切り換えるように構
成すると良い。

【００４７】斯様に構成すれば、起動時に、正弦波基準
信号のゼロクロス位相のタイミングで、出力制御手段が
ＰＷＭ信号発生回路によるＰＷＭ信号出力をイネーブル
状態に切り換えてインバータ回路におけるスイッチング
動作を開始させると同時に、検出端子接続手段が誤差電
圧増幅回路の入力端子に誤差電圧の検出端子を接続する
ので、正弦波基準信号の電圧レベルは略０Ｖになってい
ると共に、インバータ回路からの出力電圧レベルも起動
直後で略０Ｖになっている。従って、その時点における
誤差電圧は、確実に略０Ｖに初期化されるようになる。

【００４８】また、請求項３に記載したように、出力制
御手段を論理回路で構成するのが好ましい。例えば、論
理回路が２つの入力端子を備えているとすると、適当な
論理を選択することで、一方の入力端子に与えられる制
御信号のレベルに応じて他方の入力端子に与えられてい
る信号の出力を高速にイネーブル制御するゲート動作が
可能となる。

【００４９】また、請求項４に記載したように、出力制
御手段を、インバータ回路を構成する複数のスイッチン
グ素子の夫々に対応して設けると良い。斯様に構成すれ
ば、起動制御手段は、各スイッチング素子を個別にイネ
ーブル制御してインバータ回路による高周波電圧の出力
を開始させることができる。

【００５０】この場合、請求項５に記載したように、Ｐ
ＷＭ信号に基づいてインバータ回路を構成する複数のス
イッチング素子を駆動するための駆動信号を出力するも
のであり、上アーム側の駆動用電源を生成するためのチ
ャージアップ回路を備えて構成される高耐圧駆動回路を
備えるのが好適である。

【００５１】即ち、起動制御手段が各ＰＷＭ信号出力を
個別にイネーブル制御できるので、各スイッチング素子
のスイッチングパターンによって、インバータ回路のス
イッチング動作を開始させる以前にチャージアップ回路
にチャージアップ動作を行わせることが可能となる。

【００５２】そして、斯様な高耐圧駆動回路は、例え
ば、上アーム側と下アーム側との駆動信号が同時に出力
可能となるように機能が集約された１パッケージのＩＣ
として構成されているので、例えば、フォトカプラなど
を利用して駆動回路を構成する場合に比較して、回路の
小形化及び低コスト化を図ることができる。

【００５３】この場合、具体的には、請求項６に記載し
たように、起動制御手段を、出力制御手段によってイン
バータ回路の下アーム側に対応するＰＷＭ信号出力を、
上アーム側に先行してイネーブル状態に切り換えるよう
に構成すると良い。即ち、上アーム側，下アーム側のス
イッチング素子を同時にスイッチングすることでインバ
ータ回路による高周波電圧の出力を開始させる前に、下
アーム側のスイッチング素子だけをスイッチングさせる
ことで、チャージアップ回路にチャージアップ動作を行
わせることができる。

【００５４】また、この場合、請求項７に記載したよう
に、起動制御手段は、下アーム側に対応するＰＷＭ信号
出力を先行してイネーブル状態に切り換えるタイミング
を、正弦波基準信号のゼロクロス位相から進み側に９０
度以内に設定するのが好ましい。斯様に構成すれば、下
アーム側のスイッチング素子によってコンデンサのチャ
ージアップ動作を行うのに十分と考えられる極力短い時
間を容易に設定することができる。

【００５５】更に、請求項８に記載したように、高耐圧
駆動回路の出力電流を増幅する電流増幅手段を備えると
良い。即ち、高耐圧駆動回路自体に高い電流駆動能力を
求めるとＩＣのコストが上昇してしまうので、外付けで
電流増幅手段を備えることによって、相対的に低コスト
で高い電流駆動能力を得ることができる。

【００５６】

【発明の実施の形態】以下、本発明の第１実施例につい
て図１乃至図４を参照して説明する。尚、図９乃至図１
１と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下
異なる部分についてのみ説明する。全体の電気的構成を
示す図１において、図９の駆動回路４０，マイコン４１
及びＰＷＭ回路４５は駆動回路１２１，マイコン（起動
制御手段）１２２及びＰＷＭ回路（ＰＷＭ信号発生回
路）１２３に置き換えられており、インバータユニット
１２０，制御回路１２４を構成している。マイコン１２
２は、駆動回路１２１に対してリセット信号ＶRESET を
出力しないように構成されている。

【００５７】ＰＷＭ回路１２３の詳細な電気的構成を示
す図２においては、ＰＷＭ回路４５におけるインバータ
９７〜１００に代えてＣＭＯＳで構成されるＮＡＮＤゲ
ート（論理回路，出力制御手段，起動制御手段）１２５
〜１２８が配置されており、各ＮＡＮＤゲート１２５〜
１２８の他方の端子には運転信号ＶRUN が入力されるよ
うになっている。

【００５８】即ち、運転信号ＶRUN がＬレベルである場
合、ＮＡＮＤゲート１２５〜１２８の出力レベルはＰＷ
Ｍ信号ＶG1〜ＶG4のレベルに拘らず何れもＨレベルとな
る（ディスエーブル状態）。そして、運転信号ＶRUN が
Ｈレベルになると、ＮＡＮＤゲート１２５〜１２８は、
ＰＷＭ信号ＶG1〜ＶG4のレベルに応じて変化する反転信
号を、ＰＷＭ信号ＶG1′〜ＶG4′として出力するように
なる（イネーブル状態）。

【００５９】また、駆動回路１２１の詳細な電気的構成
を示す図２においては、駆動回路４０におけるリレース
イッチ１０９は取り除かれており、＋５Ｖ電源Ｖc は、
各フォトカプラ１０１〜１０４に常時供給されるように
なっている。その他の構成は図９乃至図１１に示すもの
と同様であり、以上が携帯用交流電源装置１２９を構成
している。

【００６０】次に、本実施例の作用について図４をも参
照して説明する。マイコン１２２は、マイコン４１と同
様に、基準正弦波信号Ｖsin （Ｖsin ′）を生成出力さ
せ（図４（ａ）参照）、そのゼロクロス点の位相タイミ
ングで運転信号ＶRUN を出力して（図４（ｂ）参照）ア
ナログスイッチ（検出端子接続手段，起動制御手段）５
７を閉じる。すると、検出端子１１４は、誤差増幅回路
（誤差電圧増幅回路）６７の入力端子に接続される。

【００６１】この場合、図４（ｃ）に示すように、駆動
回路１２１の各フォトカプラ１０１〜１０４には電源Ｖ
c が既に供給されており、また、ＰＷＭ回路１２３の各
ＮＡＮＤゲート１２５〜１２８に与えられている運転信
号ＶRUN がＨレベルになることから、ＰＷＭ信号ＶG1′
〜ＶG4′が出力可能（イネーブル）となり、インバータ
回路１７の駆動制御は直ちに開始される。

【００６２】また、アナログスイッチ５７が閉じられる
と同時にインバータ回路１７の駆動制御が開始されるの
で、検出電圧Ｖdet としては略０Ｖが検出され、基準正
弦波信号Ｖsin ′のレベルも略０Ｖであるから誤差電圧
Ｖerも略０Ｖとなっている。そして、誤差増幅回路６７
が出力する誤差増幅電圧ＶTHも、図４（ｄ）に示すよう
に０Ｖから正弦波状に上昇するので、交流出力電圧ＶOU
T も同様の波形を示す（図４（ｅ）参照）。

【００６３】従って、インバータ回路１７の出力電圧
は、フィルタ回路１８のコンデンサ３６を徐々に充電す
ることになり、図４（ｆ）に示すように、インバータ回
路１７の出力側で発生する突入電流ＩL は、従来の場合
に比較して極めて小さくなる。

【００６４】以上のように本実施例によれば、携帯用交
流電源装置１２９を起動させる場合に、マイコン１２２
は、誤差電圧Ｖerを略０Ｖに初期化させた状態から、イ
ンバータ回路１７による高周波電圧ＶFBの出力を開始さ
せることで起動を行う。具体的には、正弦波基準信号Ｖ
sin （Ｖsin ′）のゼロクロス位相のタイミングで、Ｎ
ＡＮＤゲート１２５〜１２８によりＰＷＭ回路１２３に
よるＰＷＭ信号出力をイネーブル状態に切り換えると同
時に、アナログスイッチ５７により誤差増幅回路６７の
入力端子に誤差電圧Ｖerの検出端子１１４を接続する。

【００６５】即ち、電源装置１２９を起動させる場合
に、帰還制御の要因である誤差電圧Ｖerを略０Ｖに初期
化させた状態からインバータ回路１７による高周波電圧
ＶFBの出力を開始させることで起動を滑らかに行うこと
ができ、ＰＷＭ信号ＶG1′〜ＶG4′に基づいて駆動され
るインバータ回路１７のトランジスタ（スイッチング素
子）２５〜２８に起動時に流れる電流を小さく抑制する
ことが可能となる。従って、従来とは異なり、起動時に
おいてトランジスタ２５〜２８に過剰な電流が流れるこ
とを防止して、トランジスタ２５〜２８が破壊されるこ
とを防止できる。また、ＰＷＭ回路１２３のイネーブル
制御をＮＡＮＤゲート１２５〜１２８によって行うの
で、ＰＷＭ信号出力のイネーブル制御を高速に行うこと
ができる。

【００６６】図５乃至図８は本発明の第２実施例を示す
ものであり、第１実施例と同一部分には同一符号を付し
て説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明す
る。全体の電気的構成を示す図５において、第１実施例
における駆動回路１２１，マイコン１２２及びＰＷＭ回
路１２３は、駆動回路（高耐圧駆動回路）１３０，マイ
コン（起動制御手段）１３１及びＰＷＭ回路（ＰＷＭ信
号発生回路）１３２に置き換えられており、インバータ
ユニット１２０Ａ，制御回路１３３を構成している。

【００６７】ＰＷＭ回路１３２の詳細な電気的構成を示
す図６においては、ＰＷＭ回路１２３におけるＮＡＮＤ
ゲート１２５〜１２８に代えてＡＮＤゲート（論理回
路、出力制御手段）１３４〜１３７が配置されている。
ＡＮＤゲート１３４，１３６の他方の入力端子には第１
実施例と同様に運転信号ＶRUN が与えられているが、Ａ
ＮＤゲート１３５，１３７の他方の入力端子には、ＰＷ
Ｍ回路１３２の入力端子１５０を介してマイコン１３１
により運転信号ＶRUN とは異なるタイミングで出力され
る運転信号ＶRUN1が与えられている。そして、ＡＮＤゲ
ート１３４〜１３７は、イネーブル状態になるとデッド
タイム遅延回路８４，８６，９２，９０より出力される
信号のレベルを反転させずにＰＷＭ信号ＶG1〜ＶG4を駆
動回路１３０に出力する。

【００６８】図７は、駆動回路１３０の詳細な電気的構
成を示すものである。駆動回路１３０は、２つの高耐圧
ドライバＩＣ１３８Ａ及び１３８Ｂを中心として構成さ
れている。尚、ドライバＩＣ１３８Ａ及び１３８Ｂの周
辺回路は対象に構成されているため、以下では特に区別
する必要がなければ符号に“Ａ，Ｂ”を付さないで説明
する。

【００６９】ドライバＩＣ１３８は、入力側及びロウサ
イド（下アーム）側の共通グランド端子(COM) ，入力側
電源端子(VCC) ，ハイサイド（上アーム）側及びロウサ
イド側の信号入力端子(HIN,LIN) ，出力側グランド端子
(VS)，出力側電源端子(VB)，ハイサイド側及びロウサイ
ド側の信号出力端子(HO,LO) を備えている。

【００７０】共通グランド端子(COM) は、制御回路１３
３のグランド(GND) に接続されており、入力側電源端子
(VCC) は＋１５Ｖ電源に接続されている。また、これら
の電源端子(VCC) とグランド端子(COM) との間には、コ
ンデンサ１３９が接続されている。このコンデンサ１３
９は、後述するようにドライバＩＣ１３８の出力側でチ
ャージアップ動作が行われる場合に＋１５Ｖ電源の電圧
レベルが低下することを防止するために配置されてい
る。また、入力側電源端子(VCC) は、抵抗１４０及び高
速ダイオード１４１の直列回路を介して出力側電源端子
(VB)に接続されている。信号入力端子(HIN,LIN) には、
ＰＷＭ回路１３２からのＰＷＭ信号ＶG1（ＶG3）, ＶG2
（ＶG4）が与えられている。

【００７１】一方、出力側のグランド端子(VS)は、トラ
ンジスタ２５（２６）のエミッタ(VS1(VS2) に接続され
ており、電源端子(VB)は、コンデンサ１４２を介してグ
ランド端子(VS)に接続されている。信号出力端子(HO)
は、ＮＰＮ型のトランジスタ１４３及びＰＮＰ型のトラ
ンジスタ１４４のベースに共通に接続されており、トラ
ンジスタ１４３のコレクタは電源端子(VB)に接続され、
トランジスタ１４４のコレクタはグランド端子(VS)に接
続されている。そして、トランジスタ１４３及び１４４
のエミッタは、抵抗１１０（１１２）に共通に接続され
ている。

【００７２】また、信号出力端子(LO)は、ＮＰＮ型のト
ランジスタ１４５及びＰＮＰ型のトランジスタ１４６の
ベースに共通に接続されており、トランジスタ１４５の
コレクタは電源端子(VCC) に接続され、トランジスタ１
４６のコレクタはグランド端子(COM) に接続されてい
る。そして、トランジスタ１４３及び１４４のエミッタ
は、抵抗１１１（１１３）に共通に接続されている。こ
れらのトランジスタ（電流増幅手段）１４３及び１４
４，１４５及び１４６は、ドライバＩＣ１３８Ａ，１３
８Ｂの外付け電流ドライバとして配置されている。

【００７３】ドライバＩＣ１３８Ａは、ＰＷＭ信号ＶG
1，ＶG3を受けて駆動信号ＶGE1 ，ＶGE3 を出力し、ト
ランジスタ２５のエミッタ電位(VS1) がトランジスタ２
５のオンオフに伴って０Ｖと直流電圧ＶDCとの間で遷移
しても十分に動作が可能となるように構成されている。
また、ドライバＩＣ１３８Ｂは、ＰＷＭ信号ＶG2，ＶG4
を受けて駆動信号ＶGE2 ，ＶGE4 を出力し、トランジス
タ２６のエミッタ電位(VS2) がトランジスタ２６のオン
オフに伴って０Ｖと直流電圧ＶDCとの間で遷移しても十
分に動作が可能となるように構成されている。尚、抵抗
１４０，高速ダイオード１４１及びコンデンサ１４２
は、チャージアップ回路１４７を構成している。その他
の構成は第１実施例と同様であり、以上が携帯用交流電
源装置１４８を構成している。

【００７４】次に、本実施例の作用について図８をも参
照して説明する。図８（ａ）〜（ｃ）に示すように、マ
イコン１３１は、基準正弦波信号Ｖsin （Ｖsin ′）を
生成出力させ、そのゼロクロス点の位相タイミングで運
転信号ＶRUN を出力するのに先立って（図８（ａ），
（ｂ）参照）、運転信号ＶRUN1を時間ＴB だけ早めて出
力する（図８（ｃ）参照）。この時間ＴB は、例えば、
前記ゼロクロス点の位相タイミングから進み側に９０度
以内に設定するのが好ましい。

【００７５】すると、ＰＷＭ回路１３２のＡＮＤゲート
１３５，１３７が先にイネーブル状態となり、下アーム
側のＰＷＭ信号ＶG2，ＶG4が、上アーム側のＰＷＭ信号
ＶG1，ＶG3に先立って出力される（図８（ｅ），（ｆ）
参照）。この時、下アーム側のトランジスタ２７，２８
がスイッチングされるため、駆動回路１３０のドライバ
ＩＣ１３８Ａ及び１３８Ｂでは、出力側のグランド端子
(VS)が制御用グランド(GND) に接続されるようになる。
すると、コンデンサ１４２は、抵抗１４０及びダイオー
ド１４１を介して＋１５Ｖ電源（コンデンサ１３９）に
より充電され、その端子電圧ＶB1，ＶB2は＋１５Ｖまで
上昇する（チャージアップ，図８（ｇ）参照）。

【００７６】即ち、基準正弦波信号Ｖsin （Ｖsin ′）
のゼロクロス点の位相タイミングで運転信号ＶRUN がＨ
レベルとなり、インバータ回路１７の駆動が開始される
前に、駆動回路１３０のドライバＩＣ１３８Ａ及び１３
８Ｂに対して、上アーム側のトランジスタ２５，２７を
駆動するための電源電圧を＋１５Ｖまでチャージアップ
することができる。

【００７７】以上のように第２実施例によれば、チャー
ジアップ回路１４７を有するドライバＩＣ１３８を備え
て駆動回路１３０を構成した。そして、マイコン１３１
は、、ＡＮＤゲート１３４〜１３７によってインバータ
回路１７の下アーム側に対応するＰＷＭ信号ＶG2，ＶG4
を、上アーム側に先行して出力させるようにした。

【００７８】従って、各トランジスタ２５〜２８を個別
に制御して、インバータ回路１７による高周波電圧ＶFB
の出力を開始させる前に下アーム側のトランジスタ２
６，２８だけをスイッチングさせることで、チャージア
ップ回路１４７が有するコンデンサ１４２のチャージア
ップを行わせることができる。そして、第１実施例のよ
うに、フォトカプラ１０１〜１０４を利用して駆動回路
４０を構成する場合に比較して、回路の小形化及び低コ
スト化を図ることができる。

【００７９】また、マイコン１３１は、下アーム側に対
応するＰＷＭ信号ＶG2，ＶG4を先行して出力させるタイ
ミングを、正弦波基準信号Ｖsin のゼロクロス位相から
進み側に９０度以内に設定するので、コンデンサ１４２
のチャージアップ動作を行うのに十分と考えられる極力
短い時間を容易に設定することができる。

【００８０】更に、ドライバＩＣ１３８の出力側に、出
力電流を増幅するためのトランジスタ１４３〜１４６を
配置したので、高い電流駆動能力を有するドライバＩＣ
を採用する場合に比較して、低コストで高い電流駆動能
力を得ることができる。

【００８１】本発明は上記し且つ図面に記載した実施例
にのみ限定されるものではなく、次のような変形または
拡張が可能である。スイッチング素子は、トランジスタ
に限ることなく、パワーＭＯＤＦＥＴやＩＧＢＴなどで
も良い。論理回路は、ＣＭＯＳ構成のものに限らず、Ｔ
ＴＬ構成であっても良い。第２実施例におけるトランジ
スタ１４３〜１４６は、必要に応じて配置すれば良い。

【００８２】

【発明の効果】本発明は以上説明した通りであるので、
以下の効果を奏する。本発明の携帯用交流電源装置によ
れば、起動制御手段は、帰還制御の要因である誤差電圧
を略０Ｖに初期化させた状態からインバータ回路による
高周波電圧の出力を開始させるので起動を滑らかに行う
ことができ、ＰＷＭ信号に基づいて駆動されるインバー
タ回路のスイッチング素子に起動時に流れる電流を小さ
く抑制することが可能となる。そして、従来とは異な
り、起動時においてスイッチング素子に過剰な電流が流
れることを防止して、スイッチング素子が破壊されるこ
とを防止できる。

【００８３】また、本発明の携帯用交流電源装置によれ
ば、上アーム側の駆動用電源を生成するためのチャージ
アップ回路を備えて高耐圧駆動回路によって、ＰＷＭ信
号に基づいてインバータ回路を構成する複数のスイッチ
ング素子に駆動信号を出力するので、起動制御手段が各
ＰＷＭ信号出力を個別にイネーブル制御することでイン
バータ回路のスイッチング動作を開始させる以前にチャ
ージアップ回路が有するコンデンサのチャージアップを
行わせることが可能となる。そして、例えば、フォトカ
プラなどを利用して駆動回路を構成する場合に比較し
て、回路の小形化及び低コスト化を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例であり、携帯用交流電源装
置全体の電気的構成を示す機能ブロック図

【図２】ＰＷＭ回路の詳細な電気的構成を示す図

【図３】駆動回路の詳細な電気的構成を示す図

【図４】起動時における各部の信号波形を示す図

【図５】本発明の第２実施例を示す図１相当図

【図６】図２相当図

【図７】図３相当図

【図８】図４相当図

【図９】従来技術を示す図１相当図

【図１０】図２相当図

【図１１】図３相当図

【図１２】主としてＰＷＭ回路内における各部の信号波
形を示す図

【図１３】インバータ回路の出力電圧波形を示す図

【図１４】マイクロコンピュータによる帰還制御が機能
した定常状態におけるＰＷＭ回路内部の各信号波形を示
す図（ＶTH＞０）

【図１５】図１４相当図（ＶTH＜０）

【図１６】図１４相当図（ＶTH＝０）

【図１７】図４相当図

【符号の説明】

２は交流発電機（電源回路）、１３は整流回路は（電源
回路）、１７はインバータ回路、２５〜２８はトランジ
スタ（スイッチング素子）、５７はアナログスイッチ
（検出端子接続手段，起動制御手段）、６７は誤差増幅
回路（誤差電圧増幅回路）、７８は三角波発生回路（搬
送波信号出力回路）、１１４は検出端子、１２２はマイ
クロコンピュータ（起動制御手段）、１２３はＰＷＭ回
路（ＰＷＭ信号発生回路）、１２５〜１２８はＮＡＮＤ
ゲート（論理回路，出力制御手段，起動制御手段）、１
２９は携帯用交流電源装置、１３０は駆動回路（高耐圧
駆動回路）、１３１はマイクロコンピュータ（起動制御
手段）、１３２はＰＷＭ回路（ＰＷＭ信号発生回路）、
１３４〜１３７はＡＮＤゲート（論理回路，出力制御手
段）、１３８はドライバＩＣ、１４３〜１４６はトラン
ジスタ（電流増幅手段）、１４７はチャージアップ回
路、１４８は携帯用交流電源装置を示す。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者林秀竹愛知県瀬戸市穴田町991番地株式会社東芝愛知工場内 (72)発明者吉岡徹群馬県新田郡新田町大字早川字早川３番地澤藤電機株式会社新田工場内Ｆターム(参考） 5H007 CA01 CB05 CC12 DB01 DB12 DC02 DC05 EA02 GA01

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電圧を出力する電源回路と、複数のスイッチング素子を有し、前記直流電圧を入力と
して前記スイッチング素子をＰＷＭ信号に基づいて駆動
することで高周波電圧を出力するインバータ回路と、このインバータ回路によって出力される高周波電圧を低
域濾波して交流電圧を出力するフィルタ回路と、前記交流電圧に応じた検出電圧を出力する検出電圧出力
回路と、正弦波基準信号を出力する基準信号出力回路と、前記検出電圧と前記正弦波基準信号との誤差電圧を増幅
して出力する誤差電圧増幅回路と、０Ｖを中心として発振する搬送波信号を出力する搬送波
信号出力回路と、前記誤差電圧増幅回路の出力信号と前記搬送波信号とを
比較することで前記ＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発
生回路とを具備してなる携帯用交流電源装置において、前記誤差電圧を略０Ｖに初期化させた状態から、前記イ
ンバータ回路による高周波電圧の出力を開始させること
で起動を行う起動制御手段を備えたことを特徴とする携
帯用交流電源装置。
【請求項２】起動制御手段は、誤差電圧増幅回路の入
力端子に誤差電圧の検出端子を接続するための検出端子
接続手段と、ＰＷＭ信号発生回路によるＰＷＭ信号出力のイネーブル
制御を行うための出力制御手段とを備え、正弦波基準信号のゼロクロス位相のタイミングで前記入
力端子に前記検出端子を接続すると同時に、前記ＰＷＭ
信号出力をディスエーブル状態からイネーブル状態に切
り換えることを特徴とする請求項１記載の携帯用交流電
源装置。
【請求項３】出力制御手段を、論理回路で構成したこ
とを特徴とする請求項２記載の携帯用交流電源装置。
【請求項４】出力制御手段を、インバータ回路を構成
する複数のスイッチング素子の夫々に対応して設けたこ
とを特徴とする請求項２または３記載の携帯用交流電源
装置。
【請求項５】ＰＷＭ信号に基づいてインバータ回路を
構成する複数のスイッチング素子を駆動するための駆動
信号を出力するものであり、上アーム側の駆動用電源を
生成するためのチャージアップ回路を備えて構成される
高耐圧駆動回路を備えたことを特徴とする請求項４記載
の携帯用交流電源装置。
【請求項６】起動制御手段は、出力制御手段によって
インバータ回路の下アーム側に対応するＰＷＭ信号出力
を、上アーム側に先行してイネーブル状態に切り換える
ことを特徴とする請求項５記載の携帯用交流電源装置。
【請求項７】起動制御手段は、下アーム側に対応する
ＰＷＭ信号出力を先行してイネーブル状態に切り換える
タイミングを、正弦波基準信号のゼロクロス位相から進
み側に９０度以内に設定することを特徴とする請求項６
記載の携帯用交流電源装置。
【請求項８】高耐圧駆動回路の出力電流を増幅する電
流増幅手段を備えたことを特徴とする請求項５乃至７の
何れかに記載の携帯用交流電源装置。