JP2002153056A - 電源装置 - Google Patents
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Abstract
装置構成を提供する。 【解決手段】 フィードバック制御において検出値との
比較に適用される基準電圧を電源装置内に構成した基準
電圧生成回路において生成する構成とした。本構成によ
り、高圧電源単体で行われる調整段階で検出値と基準値
との正確な対応付けが可能となり、正確なフィードバッ
ク制御が可能となる。特に、PWM信号のデューティ値
変更による制御構成において、基準電圧生成回路の生成
した基準電圧値をA/D変換器に入力してディジタル値
を生成する構成とし、調整段階において得られるディジ
タル値が検出値と基準値との正確な対応付けの元に生成
される値となり、実際のフィードバック制御において正
確なフィードバック制御が可能となる。
Description
等の電源装置に関する。さらに詳細には、プリンタ、複
写機等の帯電装置、転写装置、ヒューザー装置、現像装
置等に適用可能な電源装置であり、状態値検出によるフ
ィードバック制御を正確に実行することを可能とした構
成を持つ電源装置に関する。
感光体ドラムに静電潜像を接触帯電装置(以下帯電装
置)で形成し、トナー像を現像装置で形成し、接触転写
装置(以下転写装置)で、トナー像を用紙に転写する。
さらに、用紙への転写後、剥離(デタック)装置で用紙
を感光体または、転写装置等から剥離し、ヒューザー装
置において用紙にトナーを定着して、画像を出力する。
を示す図である。感光体ドラム3101は、図示しない
モータにより駆動されて矢印方向に回転する。この感光
体ドラム3101の周囲には、帯電ロールを備えた接触
帯電装置3102が備えられ、接触帯電装置3102に
より感光体3101が一様に帯電された後、ラスター出
力スキャン(ROS)において像を出力する。ROSが
実行する機能は、一連の変調されたスキャン・ラインを
もって感光体表面を連続的にスキャンすることにより、
感光性の表面上に出力イメージ・コピーを露光すること
である。感光体ドラム3101上に形成された静電潜像
は、現像装置3103の現像ロール3110により現像
され、感光体ドラム3101上に形成されたトナー像
は、転写装置3104により用紙(ペーパー)3105
上に転写される。用紙への転写後、剥離(デタック)装
置3106で用紙を感光体から剥離し、ヒューザー装置
3107において用紙(ペーパ)3105にトナーを定
着して、画像を出力する。
ムに接触しており、帯電電源により帯電用バイアスが印
加され、感光体ドラムを一様に帯電する。また、現像装
置を構成する現像ロールは、感光体ドラムに近接して配
置され、帯電したトナーをその表面に担持して回転し、
そのトナーを感光体に向き合う現像位置に運ぶ。また、
その現像ロールには、現像電源から、現像バイアスが印
加される。この現像バイアスの印加により現像ロールの
表面に担持されたトナーが感光体ドラム側に飛翔し、感
光体ドラム上にトナー像が形成される。
た状態に配置されて回転し、転写電源により転写バイア
スが印加され、感光体ドラムと転写ロールとの間に挿入
された用紙上にトナー像を転写させる。これら、帯電装
置電源、現像装置電源、および転写装置電源は、制御回
路により、バイアス印加のタイミング等が制御される。
流であったコロトロンワイヤー等の放電による給電方式
は、低電力化やオゾンレス化等の利点から、接触形ロー
ルによる直接給電、微少隙間での微少放電方式が現在で
は主流となってきている。
圧出力をソフトウエアで制御する高圧電源が提案されて
いる。制御方法は、高圧出力の状態量を検出回路で検出
し、検出値をCPU等のA/D変換機構によりディジタ
ル変換し、プログラムにより制御するべき目標値との差
異を判断する。その結果により、高圧電源の出力を増減
させるPWM信号のデューティ(Duty)値を変化さ
せ、目標値に近づける制御を実行する。このようなディ
ジタル制御方式では、ソフトウエアで高圧電源が制御可
能なため、従来必要だったオペアンプ(OPAmp)等
のアナログ制御回路が必要なくなり、制御回路のコスト
ダウン、実装スペースの縮小が達成される。このような
ソフトウエアによるディジタル制御を開示した構成に、
特開平9−215329、または特開昭62−2793
66号がある。
成を示すブロック図を図10に示す。図10に示すよう
に、高圧電源3210は出力負荷3240に対して、転
写、帯電など、負荷に応じた所定の出力を行なう。
1、トランスの1次側印加電圧を周期的にスイッチング
するスイッチング回路3212、トランスの2次側で所
望の出力波形を生成する整流回路3213と出力状態量
を検出する検出手段3214、検出手段による検出結果
から出力目標値に制御信号を送信する制御手段3230
によって構成される。直流電源(24V)3215の生
成した直流電圧はトランスの1次側に印加される。
PU3231を利用したプログラミングによるディジタ
ル制御によりコントロールされる。CPU3231によ
る制御は、検出手段3214により検出された状態量を
A/D変換器3233によりディジタル変換を行ない、
高圧電源が制御すべき目標値とを比較し、その比較結果
に応じてパルス発振器3232によってスイッチング手
段に与えるPWM信号のデューテイ(Duty)値を制
御するものである。スイッチング手段3212は、パル
ス幅信号に基づいて入力電圧をスイッチングして出力制
御を実行する。直流電源(5V)3235は、制御手段
3230に印加され、制御手段3230では、これを基
準値として各制御を行っている。
ップは以下のようにまとめられる。 (1)出力電圧を検出回路にてA/D変換器に入力でき
る電圧に変換(高圧を低圧に変換、また−出力ならば+
出力に変換)し、または出力電流を検出回路にてA/D変
換器に入力できる電圧に変換(電流量を+電圧に変換)
し、 (2)、(1)の値をA/D変換器にて必要なビット
(bit)数のディジタル(Digital)値に変換し、 (3)演算器にて予め設定されている目標値と(2)で
得られたモニター値を予め決められた演算式で比較・演
算を実施し、パルス幅変調(PWM)信号のデューティ(D
uty)値を設定する値を算出する。 (4)パルス発振器にて、(3)で得られた設定値に従
ったデューティ(Duty)値を持つ パルス幅変調(PWM)
信号信号を作成する。 (5)(4)で生成されたPWM信号にてスイッチ素子
をON/OFFし、昇圧トランスの2次側にON/OF
Fのデューティ(Duty)に従った出力を発生する。 (6)(5)で発生した出力を検出し、(1)に戻る。 上記(1)〜(6)を繰り返しモニター値が目標値に一
致するようにデューティ(Duty)の増減の制御を行なう
ことで出力の制御を行なう。
CPU、A/D変換器等を含む制御手段としてのMCU
(マシンコントロールユニット)は、商用電源から直流
電圧に変換する所謂低圧電源の例えば5Vを入力し、こ
れを基準値として各制御を行っている。また、通常前記
低圧電源の出力は数%の誤差(従来±3〜4%)を持っ
ている。これは電気回路の構成上回避できないものであ
り、また低圧電源からMCUへの5V入力ラインではそ
の流れる電流が大きいためラインドロップ(接続ハーネ
スのインピーダンスと流れる電流による電圧降下)が生
じるためである。
ることのないように設計されているが、ここで問題とな
るのがA/D変換器の基準電圧としても低圧電源の5V
を使用しているためその誤差を含んでしまい、結果的に
高圧電源の出力の誤差になってしまうということであ
る。A/D変換器は基準電圧と入力電圧値(電源装置で
は検出値)を比較することによってそのA/D変換器が
もつ分解能でディジタル値に変換するものであるため、
入力電圧値(電源装置では検出値)が同一の値でも基準
電圧が変動するとそのディジタル出力値は変動してしま
う。
検出電圧の関係が正比例(または反比例)になるように
構成されており、例えば出力−4000Vの時、検出値
は4Vとすると出力−2000Vの時、検出値は2Vと
なるようになっている。
換された場合、例えばA/D変換器が10ビット(bi
t)で基準電圧が5Vの場合出力−4000Vの時、検
出値は4Vで変換後の値は”818”となる。すなわ
ち、 ディジタル値=1023(10bit)×4/5=81
8 であるからである。
源の出力を−4000Vとして出力する必要があった場
合、MCUは高圧電源の出力目標値として”818”を
設定し出力検出値をA/D変換した値が”818”にな
るよう演算処理しPWM信号のデューティ(Duty)を可
変制御を実施する。ここでA/D変換器の基準電圧が+
4%(5.2V)であった場合、目標値”818”は検
出値として4.158Vとなり高圧電源装置の出力は−
4158Vになるように制御がおこなわれてしまい、出
力値として大きく目標値から乖離してしまう。
用紙に転写する転写装置において、転写ローラが使用さ
れることがある。特開平5−249850に記載のよう
にこの転写ローラは環境や経時変化によってそれが持つ
インピーダンスが大きく変化する特徴を持つ。特開平5
−181373にあるように、様々な環境下において、
最適な転写動作を行うために、あるポイントである所定
の出力電圧(または電流)を印加し、その際の電流(また
は電圧)値を求めてその検出結果から転写ロールの負荷
を測定し、最適な定電圧(または定電流)値で制御を行う
という制御が一般的に行われている。
電圧(または定電流)値で制御を行なう場合も負荷測定で
使用する電圧モニター電流モニターは高圧電源内の検出
回路にて検出値を生成し、MCUにてA/D変換器を介
してディジタル値に変換した後予め決められている負荷
測定式等により次回からの出力を変更している。よって
同様にA/D変換器の基準電圧値が変動した場合には、
正しい電流または電圧検出ができず、負荷測定の結果に
影響を与えてしまう。
のであり、検出値に基づくフィードバック制御を実行す
る電源装置において、検出値との比較電圧としての基準
値の変動に関わらず、正確なフィードバック制御を実行
することを可能とし、簡単な構成で高精度の出力を供給
できるディジタル制御方式の電源装置を提供することを
目的とする。
制御装置からの制御信号に基づいて入力に対する出力を
制御するフィードバック制御型の電源装置において、出
力に対応した検出値を検出する検出手段と、前記入力に
基づいて前記検出値に対する参照値としての基準値を生
成する基準値生成手段とを有し、前記検出手段の検出値
と、基準値生成手段の生成した基準値とを前記制御装置
に送り、制御装置から当該検出値および基準値に基づく
前記制御信号を得る構成を有することを特徴とする。本
構成により、電源装置単体での検出値と基準値との比較
による制御値を正確に設定することができ、実用上にお
いても調整段階と同様の条件での正確なフィードバック
制御が可能となる。
おいて、前記検出手段は、前記基準値生成手段の生成し
た基準値を入力し、該入力基準値との比較に基づいて、
検出値を出力する構成を有することを特徴とする。本構
成によれば、基準値生成手段の生成する基準値のずれ
と、検出手段の検出値のずれが同様の条件のもとに発生
することになり、一方の値のみがずれて制御値を変化さ
せることがない。
おいて、前記検出値と、前記基準値との比較に基づいて
入力制御用の制御信号を生成する制御手段を有すること
を特徴とする。本構成によれば、制御手段の制御用値の
調整が、検出値と基準値との比較による制御値を正確に
設定でき、実用上におけるフィードバック制御が調整段
階と同じ条件で実行可能となる。
おいて、前記電源装置は、パルス幅信号に基づいて入力
電圧をスイッチングして出力制御を実行するスイッチン
グ手段を有し、前記制御手段は、前記検出手段からの検
出値と、前記基準値生成手段の生成した基準値とを入力
し、検出値と基準値とに基づくディジタル値を生成し、
前記スイッチング手段に対するオンオフ信号の比率とし
てのデューティ値を前記ディジタル値に基づいて設定し
た制御信号を生成する構成を有することを特徴とする。
本構成によれば、ディジタル値を電源装置内の基準値生
成手段の生成する基準値と、検出手段の検出値とに基づ
いて生成する構成であるため、調整時と実際のフィード
バック制御時と同一条件での制御が可能となり、正確な
制御が可能となる。
おいて、前記基準値生成手段は、出力基準値調整用の調
整手段を有することを特徴とする。本構成によれば、基
準値の微調整が可能となり、部品間のばらつきによる出
力値の変化を調整可能となる。
おいて、前記検出手段は、検出値調整用の調整手段を有
することを特徴とする。本構成によれば、基準値の微調
整が可能となり、部品間のばらつきによる出力値の変化
を調整可能となる。
おいて、前記検出値を出力の負荷を算出するために利用
することを特徴とする。本構成によれば、出力の負荷を
検出値から取得することにより、負荷に応じた制御を行
なうことが可能になる。
ついて図面を参照しながら説明する。
成例を図1に示す。なお、以下に説明する実施例は、転
写装置、帯電装置、現像装置、ヒューザー装置等におけ
る電源において、またプリンタ、複写装置以外の分野に
おいても、出力検出によるフィードバック制御構成を有
する構成において適用可能である。
高圧電源及び周辺回路(MCU,LVPS(低圧電
源))は、出力負荷500に出力値を与える高圧電源1
00、高圧電源の制御を行なう制御手段としてのMCU
(マシンコントロールユニット)200、高圧電源10
0に入力される直流電源300、MCUに入力される直
流電源400を有する。
御に必要なCPU201、スイッチングパルスを出力す
るパルス発振器202、高圧電源100の検出値をディ
ジタル値に変換するA/D変換器203が備えられてい
る。MCU200はこの他にも様々な部品で構成されて
いるが、ここでは高圧電源100のフィードバック制御
に関する構成部品のみ記載している。
整流平滑回路102、スイッチ素子103、検出回路
(電圧または電流)104及び基準電圧生成回路105
を備えている。ここで基準電圧生成回路105の基準値
と検出回路104の検出値をMCU200内部のA/D
変換器203のそれぞれVref(基準電圧入力)及び
入力(検出電圧入力)に接続する。
づいて入力を制御するフィードバック制御型の電源装置
であり、出力に対応した検出値を検出する検出回路10
4によって検出し、基準電圧生成回路105は、高圧電
源100に入力される直流電源300の入力に基づいて
前記検出値に対する参照値としての基準値を生成する。
フィードバック制御は、検出回路104の検出値と、基
準電圧生成回路105の基準値とに基づいて入力制御信
号を得て行なう。
らの検出値と、基準電圧生成回路105の生成した基準
値とを入力し、検出値と基準値とに基づくディジタル制
御値を生成し、スイッチ素子103に対するオンオフ信
号の比率としてのデューティ値をディジタル制御値に基
づいて設定して、これを制御信号としてスイッチ素子1
03に出力する処理として行なう。
源100側に基準電圧生成回路105を設けた点であ
る。基準電圧生成回路105の生成する基準電圧は、M
CU200に入力される直流電源(5V)400とは無
関係であり、直流電源(24V)300に基づいて生成
される。
例を2通り示す。図2(a)は、24Vラインに対し
て、ツェナーダイオード1051、抵抗1052を直列
に接続した構成であり、ツェナーダイオード1051、
抵抗1052間から5Vの基準電圧を取り出す構成であ
る。
タ1053を用い、抵抗1054,ボリューム調整可能
な可変抵抗1055をシャントレギュレータ1053に
並列に接続し、さらに抵抗1056を接続した構成であ
り、可変抵抗1055のボリューム調整により、基準電
圧(5V)の微調整を可能とした構成である。なお、こ
こでは、基準電圧として5Vを用いるが、5Vに限ら
ず、他の様々な値を基準値として用いる構成が可能であ
る。
れる直流電源(24V)300に基づいて、検出電圧と
の比較参照値となる基準電圧を生成する。
構成を持つ電源装置の調整処理について説明する。従
来、本方式のようなフィードバック制御型の高圧電源の
場合、高圧電源の製造及び調整検査等は高圧電源単品で
行われる。出力の調整時、高圧電源は制御回路(MC
U)が接続されていない。従って、次のような方法で調
整を行う。
値が予め決められた値になるようにPWM信号のデュー
ティ(Duty)を調整する。その際の検出値を出力電
圧に対応した値となるように、高圧電源の検出回路内に
設定したボリュームで検出電圧の出力調整を実行する。
ング回路610、整流回路620、検出回路630の各
回路の具体的構成例を示す。検出回路630は、整流回
路620によって生成された出力電圧Voutに基づく
モニタ値としての検出電圧Vmonを出力する。
側に接続されたダイオード622、コンデンサ621を
備えており、トランス640によって昇圧された交番電
流をコンデンサ621とダイオード622の組み合わせ
により整流し平滑する。
612を含み、トランジスタ612のコレクタはトラン
ス640の1次巻線に、エミッタは接地されるとともに
抵抗611を介して自身のベースに、ベースは抵抗61
3を介してパルス発振器に接続されている。
イレベルであるときにトランジスタ612がオンされ、
PWM信号がローレベルであるときにトランジスタ61
2がオフされる。従って、トランジスタ612はPWM
信号のデューテイに応じた期間でオン/オフの状態を交
互に繰り返すので、PWM信号のデューテイに応じてト
ランス640の1次側の直流電圧Vinの印加、非印加
を交互に行なうことになる。
備えられており、オペアンプ633の反転入力は、自身
の出力端に接続されており、オペアンプ633の非反転
入力端は、抵抗632を介して出力側に接続されてい
る。また、オペアンプ633の出力端は抵抗634を介
して制御部に接続され、モニター値(Vmon)を出力
する。また検出回路630は、Vmonを調整するため
のボリューム631を有しており、高圧電源の製造及び
調整検査等において、出力値が予め決められた値になる
ようにPWM信号のデューティ(Duty)を調整する
とともに、その際の検出値を出力電圧に対応した値とな
るように、検出回路630内に設定したボリューム63
1で検出電圧の出力調整を実行する。
図4に示す。横軸が検出回路から出力される出力検出電
圧値(Vmon)であり、縦軸が出力電圧に対応する。
例えば図4の実線の特性を持つ高圧電源に設定しようと
する場合、実際の検出値と出力値との対応は、部品のば
らつきによって例えば図の点線のようになることがあ
る。このような場合に、例えば調整ポイントとして、パ
ルス発振器により出力電圧が4kVになるようにPWM
信号のDutyを調整した点701を設定し、この点7
01の検出回路の検出値が4Vになるように高圧電源の
検出回路のボリュームを調整する処理を実行する。
105(図1参照)では、直流電源(24V)300か
ら高圧電源100に入力される電圧に基づいて基準電圧
としての5Vを生成する。本構成ではMCUに入力する
直流電源(5V)400からではなく、高圧電源100
の基準電圧生成回路105で生成した5Vを基準電圧と
してMCU200に供給した構成とした。
高圧電源の製造及び調整検査における出力の調整時、高
圧電源は制御回路(MCU)が接続されていない。しか
し、本発明の構成によれば、高圧電源100内の基準電
圧生成回路105で生成した5Vを基準電圧として、検
出値と出力値の対応の調整が可能となり、後で接続され
る、直流電源(5V)400の誤差や変動に関係のない
検出値と出力値の対応の調整が可能となる。
5は、実際の使用時においても調整時と同じ安定した基
準電圧となるため、A/D変換器203によるディジタ
ル値の変動を防ぎディジタル制御そのものの出力精度の
向上につながる。この方式の場合、基準電圧生成回路1
05で生成される5Vの精度が良いほど高圧電源の精度
も良くなる。
Uを用いてフィードバック制御を行い、予め決められた
出力目標値を設定し、それに対応した出力値になるよう
に検出回路のボリューム調整を行なう方法がある。
の高圧電源に接続して、高圧電源回路のフィードバック
制御により、調整を行なう構成である。出力目標値と出
力検出値を仮想MCUボードのA/D変換器でディジタ
ル値に変換した値が一致するように、仮想MCUボード
のパルス発振器で出力するPWM信号のDutyを予め
決められたアルゴリズムにより制御する。
制御のディジタル信号としての出力目標値”818”に
対して出力が4kVとなる調整を実行することを想定す
る。この場合、高圧電源装置からの検出回路からの検出
値をA/D変換したディジタル値が”818”となるよ
うに制御する。この調整処理を電源装置の検出回路内の
ボリュームの調整により実行する。
05(図1参照)では、24V入力から5Vを生成す
る。この5Vを仮想MCUボードのA/D変換器のVr
efに供給する。この方式の場合は、仮想CPUにより
出力目標値と電圧検出値をディジタル値に変換した値が
一致するように制御する。従って、基準電圧生成回路1
05から供給されるA/D変換器のVrefが多少ずれ
ていてもその変動も含めて出力調整を行うことができ
る。
れる基準電圧Vrefが4.5Vにずれている場合、図
6に示すように、検出回路からの検出値に対応するA/
D変換後のディジタル値”818”は、検出電圧Vmo
n値:3.6Vに相当する。このとき、出力は4kVで
あり、出力4kVに相当するVmon値が3.6Vとな
るVout−Vmonとして調整すれば、基準電圧生成
回路105から供給されるVrefが4.5Vでも目標
値”818”で出力4kVのVout−目標特性にする
ことができる。つまり目標値”818”でフィードバッ
ク制御させ、出力4kVとなるように検出回路104の
ボリュームを調整することで、Vout−Vmon特性
をVrefのずれ量に対して自動的に補正することがで
きる。そのためA/D変換器203による誤差要因が排
除でき高圧電源の出力調整精度も向上する。
回路の5V出力の精度は、あまり必要ではなく基準電圧
生成回路の構成が簡単ですむ。実際のフィードバック制
御時は(1)と同様に高圧電源で生成した5Vの供給に
より直流電源(5V)400の誤差や変動に関係なく安
定した基準電圧となるため、A/D変換器によるディジ
タル値の変動を防ぎディジタル制御そのものの出力精度
の向上につながる。また、Vrefがずれた場合もその
高圧電源ではその分のVout−Vmon特性の補正が
されているため、実際のフィードバック制御においても
調整時の仮想CPUと同じ条件で正確なフィードバック
制御が可能となる。
した構成である例を説明したが、実施例2として高圧電
源内部に高圧電源コントロール用のCPU等を内蔵した
ディジタル制御方式を用いた構成について説明する。
CPU等を内蔵した構成を持つ高圧電源及び周辺回路
(MCU,LVPS(低電圧供給源))は図7のように
構成される。
コントロールユニット150が内蔵されている。外部に
は、マシン全体の制御を行なう別のMCU600が備え
られ、高圧電源用コントロールユニット150、MCU
600に対しては、直流電源(5V)400が電源供給
し、高圧電源100に対しては、直流電源(24V)3
00が電源供給する。
力情報を送受信するCPU601が備えられている。M
CUはこの他にも様々な部品で構成されているが、ここ
では高圧電源の制御に関する部品のみ記載している。
整流回路102、スイッチ回路103、検出回路(電圧
または電流)104及び基準電圧生成回路105を備え
ている。また、MCU600からの出力情報に対して高
圧電源100の出力を制御する高圧電源用コントロール
ユニット150を内部に備えている。
は、高圧電源の制御に必要なCPU151、スイッチン
グパルスを出力するパルス発振器152、高圧電源10
0の検出回路104から入力される検出値をディジタル
値に変換するA/D変換器153が備えられている。こ
こで基準電圧生成回路105の基準値と検出回路104
の検出値を高圧電源用コントロールユニット150内部
のA/D変換器153のそれぞれVref(基準電圧入
力)及び入力(検出電圧入力)に接続する。本実施例に
おいても、実施例1と同様、高圧電源100側に基準電
圧生成回路105を設けている。基準電圧生成回路10
5の生成する基準電圧は、高圧電源用コントロールユニ
ット150に入力される直流電源(5V)400とは無
関係であり、直流電源(24V)300に基づいて生成
される。
0内部に高圧電源用コントロールユニット150が設け
られており、実施例1の(2)において仮想MCUを使
用した調整ではなく、高圧電源用コントロールユニット
150を適用した調整が行なわれる。
ト150を用いてフィードバック制御を行い、予め決め
られた出力目標値を設定し、それに対応した出力値にな
るように検出回路のボリューム調整を行なう。出力目標
値と、出力検出値を高圧電源用コントロールユニット1
50のA/D変換器153でディジタル値に変換した値
が一致するように、パルス発振器152で出力するPW
M信号のDutyを制御する。
のDuty制御のディジタル信号としての出力目標値”
818”に対して出力が4kVとなる調整を実行するこ
とを想定する。この場合、高圧電源装置からの検出回路
からの検出値をA/D変換したディジタル値が”81
8”となるように制御する。この調整処理を電源装置1
00の検出回路104内のボリュームの調整により実行
する。
05(図7参照)では、24V入力から5Vを生成す
る。この5Vを高圧電源用コントロールユニット150
のA/D変換器153のVrefに供給し、出力目標値
と電圧検出値をディジタル値に変換した値が一致するよ
うに制御する。本実施例においても、実施例1の(2)
仮想MCUによる調整と同様、基準電圧生成回路105
から供給されるA/D変換器のVrefが多少ずれてい
てもその変動も含めて出力調整を行うことができる。従
って、この方式においても基準電圧生成回路の5V出力
の精度は、あまり必要ではなく基準電圧生成回路の構成
が簡単ですむ。実際のフィードバック制御時は高圧電源
の基準電圧生成回路105で生成した5Vの供給により
直流電源(5V)400の誤差や変動に関係なく安定し
た基準電圧となるため、A/D変換器によるディジタル
値の変動を防ぎディジタル制御そのものの出力精度の向
上につながる。また、Vrefがずれた場合もその高圧
電源ではその分のVout−Vmon特性の補正がされ
ているため、実際のフィードバック制御においても調整
時の仮想CPUと同じ条件で正確なフィードバック制御
が可能となる。
調整に対して、調整時と実際のフィードバック制御時で
の条件がA/D変換器そのものも同じとなり、A/D変
換器の基準電圧以外での誤差要因についても排除でき高
圧電源の出力調整精度が向上できる。なお、高圧電源1
00内部に構成される高圧電源用コントロールユニット
150はサブ基板構成でも、高圧電源と一体基板で構成
してもよい。
基準電圧として使用した構成を実施例3として説明す
る。
圧電源及び周辺回路(MCU,LVPS(低圧電源))
構成を示す。高圧電源100、高圧電源の制御を行なう
制御手段としてのMCU(マシンコントロールユニッ
ト)200、高圧電源100に入力される直流電源30
0、MCUに入力される直流電源400を有する。
御に必要なCPU201、スイッチングパルスを出力す
るパルス発振器202、高圧電源100の検出値をディ
ジタル値に変換するA/D変換器203が備えられてい
る。MCU200はこの他にも様々な部品で構成されて
いるが、ここでは高圧電源100のフィードバック制御
に関する構成部品のみ記載している。
整流平滑回路102、スイッチ素子103、検出回路
(電圧または電流)104及び基準電圧生成回路105
を備えている。ここで基準電圧生成回路105の基準値
と検出回路104の検出値をMCU200内部のA/D
変換器203のそれぞれVref(基準電圧入力)及び
入力(検出電圧入力)に接続する。
電源100側に基準電圧生成回路105を設けた点と、
基準電圧生成回路105の出力を検出回路104の基準
電圧として使用した点である。基準電圧生成回路105
の生成する基準電圧は、MCU200に入力される直流
電源(5V)400とは無関係であり、直流電源(24
V)300に基づいて生成される。また、基準電圧生成
回路105の生成する基準電圧が検出回路104の検出
値出力のための基準電圧として用いられる。すなわち、
検出回路104は、基準電圧生成回路105の生成した
基準値を入力し、入力基準値との比較に基づいて、検出
値を出力する。
ルユニットを高圧電源内部に有する実施例2の構成に適
用することも可能である。
様、(1)パルス発振器による調整、(2)仮想MCU
による調整が適用可能である。
4の検出値は基準電圧生成回路105の生成する基準電
圧を基に生成されているため、A/D変換器203に入
力する基準電圧生成回路105の生成する基準電圧と、
A/D変換器203に入力する検出回路104の検出値
とが同じずれや変動を発生させることになるため、A/
D変換器203において、基準電圧と検出値とに基づい
てデューティ制御のためのディジタル値に変換した後の
値には影響がでないという利点がある。
フィードバック制御を実行する電源装置において、基準
電圧を高圧電源側で生成し、調整を実行することが可能
となるので、MCUの低電圧源の誤差の影響を受けない
調整が可能となり、正確なフィードバック制御が可能と
なる。なお、本発明の電源装置は、転写装置、帯電装
置、現像装置、ヒューザー装置等における電源におい
て、またプリンタ、複写装置以外の分野においても、出
力検出によるフィードバック制御構成を有する構成にお
いて適用可能である。なお、マシン動作上の出力負荷が
帯電器(BCR)または転写ロール(BTR)などの場
合は、予め決められたポイントで負荷測定モードが発生
し、その際に出力電圧又は出力電流モニターを電源から
MCUに供給し、出力の負荷を出力電圧と出力電流から
算出している。この場合、出力電圧または出力電流モニ
ターを入力するA/D変換器のVrefに高圧電源部の
基準電圧生成回路の出力を入力することで実施例1−
(1)、(2)、実施例2、3と同じ動作となるため、
モニターのディジタル変換後の精度を上げることが可能
になり、結果的に負荷の測定値の向上につながる。出力
電流モニターの場合は、前述の実施例の出力電圧が出力
電流にかわるのみで動作原理は同じである。また高圧電
源の制御方式はアナログ制御方式、ディジタル制御方式
どちらでも可能である。
明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨
を逸脱しない範囲で当業者が該実施例の修正や代用を成
し得ることは自明である。すなわち、例示という形態で
本発明を開示してきたのであり、限定的に解釈されるべ
きではない。本発明の要旨を判断するためには、冒頭に
記載した特許請求の範囲の欄を参酌すべきである。
においては、フィードバック制御において検出値との比
較用として用いる基準電圧を電源装置内に構成した基準
電圧生成回路において生成する構成としたので、調整段
階で検出値と基準値との正確な対応付けが可能となり、
正確なフィードバック制御が可能となる。
ィジタル制御型のフィードバック制御構成を持ち、検出
値と基準値とに基づいて生成されるディジタル値によ
り、PWM信号のデューティ値を変更して制御を行なう
構成において、基準電圧を電源装置内に構成した基準電
圧生成回路において生成する構成とし、検出値と、基準
電圧値をA/D変換器に入力してディジタル値を生成す
る構成としたので、調整段階において得られる出力調整
用の値としてのディジタル値が検出値と基準値との正確
な対応付けの元に生成される値となり、実際のフィード
バック制御においても調整時と同様の条件となるので、
正確なフィードバック制御が可能となる。
ィジタル制御型のフィードバック構成を持つ電源装置に
おいて、基準電圧を電源装置内に構成した基準電圧生成
回路において生成する構成とし、さらに、検出値を生成
する検出回路の基準電圧として電源装置内に構成した基
準電圧生成回路の出力を用いる構成としたので、基準電
圧の変動に伴い検出値の変動が発生することになり、一
方のみが変動することがなく、フィードバック制御がよ
り正確に実行可能となる。
である。
成回路の例を示す図である。
る。
(その1)である。
(その2)である。
(その3)である。
である。
である。
明する図である。
圧制御を実行する構成を示すブロック図である。
ット 201 CPU、 202 パルス発振器 203 A/D変換器、 300 直流電源 400 直流電源 500 出力負荷 1051 ツェナーダイオード 1052,1054,1056 抵抗 1053 シャントレギュレータ 1055 可変抵抗、 610 スイッチング回路 611,613 抵抗、612 トランジスタ 620 整流回路、 621 コンデンサ 622 ダイオード、 630 検出回路 631 ボリューム、632,634 抵抗 633 オペアンプ 640 トランス 150 高圧電源用コントロールユニット 151 CPU、152 パルス発振器 153 A/D変換器、 3101 感光体ドラム、 3102 接触帯電装置 3103 現像装置、 3104 転写装置 3105 用紙(ペーパー)、 3106 剥離(デタ
ック)装置 3107 ヒューザー装置、 3110 現像ロール 3210 高圧電源、 3211 トランス 3212 スイッチング回路、 3213 整流回路 3214 検出回路、 3215 直流電源 3230 マシンコントロールユニット 3231 CPU、 3232 パルス発振器 3233 A/D変換器、 3235 直流電源 3240 出力負荷
Claims (7)
- 【請求項1】制御装置からの制御信号に基づいて入力に
対する出力を制御するフィードバック制御型の電源装置
において、 出力に対応した検出値を検出する検出手段と、 前記入力に基づいて前記検出値に対する参照値としての
基準値を生成する基準値生成手段とを有し、 前記検出手段の検出値と、基準値生成手段の生成した基
準値とを前記制御装置に送り、制御装置から当該検出値
および基準値に基づく前記制御信号を得る構成を有する
ことを特徴とする電源装置。 - 【請求項2】前記検出手段は、 前記基準値生成手段の生成した基準値を入力し、該入力
基準値との比較に基づいて、検出値を出力する構成を有
することを特徴とする請求項1に記載の電源装置。 - 【請求項3】前記電源装置は、さらに、 前記検出値と、前記基準値との比較に基づいて入力制御
用の制御信号を生成する制御手段を有することを特徴と
する請求項1または2に記載の電源装置。 - 【請求項4】前記電源装置は、 パルス幅信号に基づいて入力電圧をスイッチングして出
力制御を実行するスイッチング手段を有し、 前記制御手段は、 前記検出手段からの検出値と、前記基準値生成手段の生
成した基準値とを入力し、検出値と基準値とに基づくデ
ィジタル値を生成し、前記スイッチング手段に対するオ
ンオフ信号の比率としてのデューティ値を前記ディジタ
ル値に基づいて設定した制御信号を生成する構成を有す
ることを特徴とする請求項3に記載の電源装置。 - 【請求項5】前記基準値生成手段は、出力基準値調整用
の調整手段を有することを特徴とする請求項1乃至4い
ずれかに記載の電源装置。 - 【請求項6】前記検出手段は、 検出値調整用の調整手段を有することを特徴とする請求
項1乃至5いずれかに記載の電源装置。 - 【請求項7】前記検出値を出力の負荷を算出するために
利用することを特徴とする請求項1乃至6いずれかに記
載の電源装置。
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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US7471047B2 (en) | 2005-06-01 | 2008-12-30 | Funai Electric Co., Ltd. | Plasma television set |
JP2009122179A (ja) * | 2007-11-12 | 2009-06-04 | Canon Inc | 画像形成装置 |
JP2011053294A (ja) * | 2009-08-31 | 2011-03-17 | Brother Industries Ltd | 画像形成装置および帯電電圧検出方法 |
-
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- 2000-11-13 JP JP2000345233A patent/JP3777972B2/ja not_active Expired - Fee Related
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