JP2002152292A - Ｆｓｋ変調器 - Google Patents
Ｆｓｋ変調器Info
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
- H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
- H03B5/36—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/12—Modulator circuits; Transmitter circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 低コストで周波数を高速に切り替え、且つ低
電力でデータを高速に伝送できる変調器を提供する。 【解決手段】 本発明のFSK変調器は、(N-１)ビットの
制御信号に基づいてM/２個のグレー・コード信号を発生
する(Ｍは周波数偏移の数、Ｎは正整数、Ｍ＝２ Ｎ)符号
化ロジックと、M/２個のスイッチング発振回路とを備え
ている。各スイッチング発振回路は、それぞれ、第一端
と第二端を有する複合クリスタル共振空胴と、グレー・
コード信号により制御され、一端が複合クリスタル共振
空胴の第一端に接続され他端が等価負抵抗回路を介して
グランドに接続さている第１のスイッチングと、シリア
ルデータにより制御され、一端が複合クリスタル共振空
胴の第二端に接続され他端がグランドに接続さている第
２のスイッチングと、一端が複合クリスタル共振空胴の
第二端に接続され他端がグランドに接続さているコンデ
ンサとを含む。制御信号を利用することにより、M/２個
のスイッチング発振回路における１つの発振回路の動作
を制御し、前記シリアルデータによりその動作の発振回
路の周波数を切り替え、Ｍ個の周波数偏移を達成する。
電力でデータを高速に伝送できる変調器を提供する。 【解決手段】 本発明のFSK変調器は、(N-１)ビットの
制御信号に基づいてM/２個のグレー・コード信号を発生
する(Ｍは周波数偏移の数、Ｎは正整数、Ｍ＝２ Ｎ)符号
化ロジックと、M/２個のスイッチング発振回路とを備え
ている。各スイッチング発振回路は、それぞれ、第一端
と第二端を有する複合クリスタル共振空胴と、グレー・
コード信号により制御され、一端が複合クリスタル共振
空胴の第一端に接続され他端が等価負抵抗回路を介して
グランドに接続さている第１のスイッチングと、シリア
ルデータにより制御され、一端が複合クリスタル共振空
胴の第二端に接続され他端がグランドに接続さている第
２のスイッチングと、一端が複合クリスタル共振空胴の
第二端に接続され他端がグランドに接続さているコンデ
ンサとを含む。制御信号を利用することにより、M/２個
のスイッチング発振回路における１つの発振回路の動作
を制御し、前記シリアルデータによりその動作の発振回
路の周波数を切り替え、Ｍ個の周波数偏移を達成する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、FSK (周波数シフ
トキーイング)変調器に関し、特に小電力無線機器に適
用するFSK変調器に関する。
トキーイング)変調器に関し、特に小電力無線機器に適
用するFSK変調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】無線通信技術及び半導体の進展に伴い、
無線通信技術は、生活に幅広に使用されている。例え
ば、コードレスホン、携帯電話、ポケベルや自動車のア
ラームなど様々なワイヤレス製品は、生活に広がってい
る。
無線通信技術は、生活に幅広に使用されている。例え
ば、コードレスホン、携帯電話、ポケベルや自動車のア
ラームなど様々なワイヤレス製品は、生活に広がってい
る。
【０００３】このようなワイヤレス製品は、軽量、薄
型、小型が要求されるとともに、低コストで低消費電
力、高速データ伝送、高受信感度、耐ノイズ性等回路機
能も要求されている。これらの回路機能を実現すれば、
高品質の無線送信ができるばかりでなく、電池の寿命を
延ばするため、環境保護の要求にも満たす。
型、小型が要求されるとともに、低コストで低消費電
力、高速データ伝送、高受信感度、耐ノイズ性等回路機
能も要求されている。これらの回路機能を実現すれば、
高品質の無線送信ができるばかりでなく、電池の寿命を
延ばするため、環境保護の要求にも満たす。
【０００４】従来よく採用されるFSK変調技術は、例え
ば、PLL回路（位相同期ループ回路）技術、マイクロ波
電磁誘導技術、DDS（ダイレクト・デジタル・シンセシ
ス）技術、電子式制御共振空胴(resonator)技術などが
挙げられる。
ば、PLL回路（位相同期ループ回路）技術、マイクロ波
電磁誘導技術、DDS（ダイレクト・デジタル・シンセシ
ス）技術、電子式制御共振空胴(resonator)技術などが
挙げられる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】まず、PLL回路技術を
説明する。PLL回路の基本原理は、そのループにおける
電圧制御発振器の出力信号がいくつかの分周回路を経由
してから、位相比較器 により、その出力信号を非常に
安定する信号ソースと、位相差を比較する。この位相比
較器の出力信号は、低域フィルタにより処理され後、緩
やかに変化し直流に近い信号を発生する。その信号によ
り、電圧制御発振器の出力周波数を制御する。このよう
に電圧制御発振器は、分周器の設定により、電圧制御発
振器の周波数を調整することができる。このようなデジ
タル式の設定は、入力の電子コードによってFSK周波数
偏移信号を発生することができる。
説明する。PLL回路の基本原理は、そのループにおける
電圧制御発振器の出力信号がいくつかの分周回路を経由
してから、位相比較器 により、その出力信号を非常に
安定する信号ソースと、位相差を比較する。この位相比
較器の出力信号は、低域フィルタにより処理され後、緩
やかに変化し直流に近い信号を発生する。その信号によ
り、電圧制御発振器の出力周波数を制御する。このよう
に電圧制御発振器は、分周器の設定により、電圧制御発
振器の周波数を調整することができる。このようなデジ
タル式の設定は、入力の電子コードによってFSK周波数
偏移信号を発生することができる。
【０００６】しかし、PLL回路によって発生したFSK信号
は、周波数偏移の速度がPLL回路のフィルタの時間定数
に制限されるという欠点がある。
は、周波数偏移の速度がPLL回路のフィルタの時間定数
に制限されるという欠点がある。
【０００７】例えば、FSK信号のチャネル間隔が２００K
Hzである場合、FSK信号を所定の周波数に変調するため
に、PLL回路の時間定数を約０.５msにする必要があり、
FSK周波数偏移の速度が大幅に制限されている。この時
に、ループ帯域幅は、一般に１６.５KHzであり、FSKの
データ速度より遥かに大きいため、PLL回路がFSK信号を
正確かつ精密に変調することができる。しかし、この状
態下におけるデータ速度が相当に遅く、２００KHzのチ
ャネル間隔を十分に利用できなくなるため、チャネルの
使用率が大幅に下がる。
Hzである場合、FSK信号を所定の周波数に変調するため
に、PLL回路の時間定数を約０.５msにする必要があり、
FSK周波数偏移の速度が大幅に制限されている。この時
に、ループ帯域幅は、一般に１６.５KHzであり、FSKの
データ速度より遥かに大きいため、PLL回路がFSK信号を
正確かつ精密に変調することができる。しかし、この状
態下におけるデータ速度が相当に遅く、２００KHzのチ
ャネル間隔を十分に利用できなくなるため、チャネルの
使用率が大幅に下がる。
【０００８】次に、マイクロ波電磁誘導技術を説明す
る。マイクロ波電磁誘導技術は、PINダイオードまたは
バラクタを利用し、スイッチング動作または容量変化に
より、電磁誘導を介して抵抗変化を発振回路へ転換し、
さらにその発振器の発振条件を調整することにっより、
周波数をPINダイオード又はバラクタの信号を制御する
ことに従って変化させる。
る。マイクロ波電磁誘導技術は、PINダイオードまたは
バラクタを利用し、スイッチング動作または容量変化に
より、電磁誘導を介して抵抗変化を発振回路へ転換し、
さらにその発振器の発振条件を調整することにっより、
周波数をPINダイオード又はバラクタの信号を制御する
ことに従って変化させる。
【０００９】このような技術は、共振周波数ｆ０に対す
る切替できる周波数(△ｆ)の比率(△ｆ／ｆ)が非常に小
さくて、且つ切替速度も速いという長所があるが、寸法
及び仕事周波数の波長に近いため、面積が比較的に大き
くて、電磁回路が集積回路化にしにくなり、ハイブリッ
ドマイクロ回路で実施する必要がある。
る切替できる周波数(△ｆ)の比率(△ｆ／ｆ)が非常に小
さくて、且つ切替速度も速いという長所があるが、寸法
及び仕事周波数の波長に近いため、面積が比較的に大き
くて、電磁回路が集積回路化にしにくなり、ハイブリッ
ドマイクロ回路で実施する必要がある。
【００１０】さらに、電圧制御のバラクタの代わりに、
PINダイオードのスイッチング動作により共振空胴の周
波数を制御する方法もよく使用されている。PINダイオ
ードのスイッチング動作がオン(オフ)された際に、共振
空胴における一部のインダクタ又はコンデンサに接続す
る(接続しない)ことができるため、発振器の出力周波数
を変化することができる。
PINダイオードのスイッチング動作により共振空胴の周
波数を制御する方法もよく使用されている。PINダイオ
ードのスイッチング動作がオン(オフ)された際に、共振
空胴における一部のインダクタ又はコンデンサに接続す
る(接続しない)ことができるため、発振器の出力周波数
を変化することができる。
【００１１】しかし、PINダイオードを利用するスイッ
チング回路は、オン状態を達成するために、余分なDC電
流を消費する外、PINダイオードのプロセスに例えばCMO
S、バイポーラ、またはGaAs-FET等周知のICプロセスを
導入することが難しい。
チング回路は、オン状態を達成するために、余分なDC電
流を消費する外、PINダイオードのプロセスに例えばCMO
S、バイポーラ、またはGaAs-FET等周知のICプロセスを
導入することが難しい。
【００１２】続いて、DDS技術を説明する。DDS技術は、
デジタルICを利用し、デジタルアキュムレータを高速ク
ロックの状況下で作動させると共に、発生しようとする
出力信号波状、例えば正弦波、又は任意の複合信号の位
相データをROMに保存する。例えば、正弦波を出力する
場合、デジタルアキュムレータは、所定の周波数によ
り、適切なデジタルコードをデジタルアナログ変換機(D
AC)の入力端に出力し、所望のアナログ波形を発生し、
アンチエイリアシングフィルターを介して検波する。
デジタルICを利用し、デジタルアキュムレータを高速ク
ロックの状況下で作動させると共に、発生しようとする
出力信号波状、例えば正弦波、又は任意の複合信号の位
相データをROMに保存する。例えば、正弦波を出力する
場合、デジタルアキュムレータは、所定の周波数によ
り、適切なデジタルコードをデジタルアナログ変換機(D
AC)の入力端に出力し、所望のアナログ波形を発生し、
アンチエイリアシングフィルターを介して検波する。
【００１３】しかし、このようなデジタルICによる合成
した複数のFSK信号は、VLSI技術を利用する必要がある
ため、電力消費が大きくなる。
した複数のFSK信号は、VLSI技術を利用する必要がある
ため、電力消費が大きくなる。
【００１４】最後に、電子式制御共振空胴技術につい
て、説明する。図５は、従来の電子式制御共振空胴技術
による発振器の簡略化した回路である。図５の発振器に
おいて、アンプ信号を提供する部分を負インピーダンス
(-R)で表示し、並列のRr-Cr-Lr回路で共振を担当する部
分である並列共振空胴を表示する。その中、Rrは、共振
空胴の損失を示す。Rrは大きければ大きいほど損失が低
くなる。したがって、Rr＞│-R│であれば、発振を起動
できる。また、LrとCrの値を変更すれば、発振器の周波
数を変更することが可能である。図５の共振空胴は並列
式に限らず、直列式で共振空胴を形成してもいい。ただ
し、この時の起動発振条件はRr＜│-R│となる。
て、説明する。図５は、従来の電子式制御共振空胴技術
による発振器の簡略化した回路である。図５の発振器に
おいて、アンプ信号を提供する部分を負インピーダンス
(-R)で表示し、並列のRr-Cr-Lr回路で共振を担当する部
分である並列共振空胴を表示する。その中、Rrは、共振
空胴の損失を示す。Rrは大きければ大きいほど損失が低
くなる。したがって、Rr＞│-R│であれば、発振を起動
できる。また、LrとCrの値を変更すれば、発振器の周波
数を変更することが可能である。図５の共振空胴は並列
式に限らず、直列式で共振空胴を形成してもいい。ただ
し、この時の起動発振条件はRr＜│-R│となる。
【００１５】よく使用される周波数を直接に調整する方
法は、バラクタにより容量値Crを変え、そして周波数を
調整することである。
法は、バラクタにより容量値Crを変え、そして周波数を
調整することである。
【００１６】しかし、バラクタによりFSK信号を変調す
る場合は、共振周波数ｆ０が
る場合は、共振周波数ｆ０が
【数１】 に反比例するため、周波数偏移の幅△ｆがバラクタの可
変容量値の変化により制限されている。言い換えれば、
共振周波数ｆ０が等価容量Crの平方根に反比例するた
め、周波数偏移動作を大幅に起こしFSKの周波数偏移動
作を達成する際に、より大きい容量変化量が必要とす
る。
変容量値の変化により制限されている。言い換えれば、
共振周波数ｆ０が等価容量Crの平方根に反比例するた
め、周波数偏移動作を大幅に起こしFSKの周波数偏移動
作を達成する際に、より大きい容量変化量が必要とす
る。
【００１７】さらに、変化量の比較的に大きいバラクタ
は、異なるバイアス電圧(一般に発振器のバイアス電圧
より遥かに高い)を必要とするため、コストが比較的に
高くになりかつ集積回路化しにくいという欠点もある。
また、集積回路において、バラクタは、Q値が比較的に
低いため、損失が比較的に大きくなる。
は、異なるバイアス電圧(一般に発振器のバイアス電圧
より遥かに高い)を必要とするため、コストが比較的に
高くになりかつ集積回路化しにくいという欠点もある。
また、集積回路において、バラクタは、Q値が比較的に
低いため、損失が比較的に大きくなる。
【００１８】図６は、米国特許第６,０７８,２２６号に
開示される複数のFSK発振器の集積回路を示す回路図で
ある。図６に示すように、この回路は、電源によりFSK
発振器を切り替え、そして、スイッチングによりSAW共
振子のリアクタンスを変えることで、高速切替動作を達
成させる。
開示される複数のFSK発振器の集積回路を示す回路図で
ある。図６に示すように、この回路は、電源によりFSK
発振器を切り替え、そして、スイッチングによりSAW共
振子のリアクタンスを変えることで、高速切替動作を達
成させる。
【００１９】しかし、このような回路において一つのSA
W共振子を共用し、異なるスイッチングの組合せにより
リアクタンスを変えて複数のFSKの動作を達成させるた
め、変調範囲は、既にSAW共振子に大幅に制限され、周
波数偏移の距離(△f)が大きくなれなく、データの速度
が制限される。
W共振子を共用し、異なるスイッチングの組合せにより
リアクタンスを変えて複数のFSKの動作を達成させるた
め、変調範囲は、既にSAW共振子に大幅に制限され、周
波数偏移の距離(△f)が大きくなれなく、データの速度
が制限される。
【００２０】本発明は、上述の問題を鑑みてなされたも
のであって、FSKの本来の耐ノイズ性を利用することに
より、低コストで周波数を高速に切り替え、且つ低電力
でデータを高速に伝送できるFSK変調器を提供すること
を目的とする。
のであって、FSKの本来の耐ノイズ性を利用することに
より、低コストで周波数を高速に切り替え、且つ低電力
でデータを高速に伝送できるFSK変調器を提供すること
を目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明のFSK変調器は、(N-１)ビットの制御信号に
基づいてM/２個のグレー・コード信号を発生する(Ｍは
周波数偏移の数、Ｎは正整数、Ｍ＝２Ｎ)符号化ロジッ
クと、M/２個のスイッチング発振回路とを備えている。
各スイッチング発振回路は、それぞれ、第一端と第二端
を有する複合クリスタル共振空胴と、グレー・コード信
号により制御され、一端が複合クリスタル共振空胴の第
一端に接続され他端が等価負抵抗回路を介してグランド
に接続さている第１のスイッチングと、シリアルデータ
により制御され、一端が複合クリスタル共振空胴の第二
端に接続され他端がグランドに接続さている第２のスイ
ッチングと、一端が複合クリスタル共振空胴の第二端に
接続され他端がグランドに接続さているコンデンサを含
む。制御信号を利用することにより、M/２個のスイッチ
ング発振回路における１つの発振回路の動作を制御し、
前記シリアルデータによりその動作の発振回路の周波数
を切り替え、Ｍ個の周波数偏移を達成する。
め、本発明のFSK変調器は、(N-１)ビットの制御信号に
基づいてM/２個のグレー・コード信号を発生する(Ｍは
周波数偏移の数、Ｎは正整数、Ｍ＝２Ｎ)符号化ロジッ
クと、M/２個のスイッチング発振回路とを備えている。
各スイッチング発振回路は、それぞれ、第一端と第二端
を有する複合クリスタル共振空胴と、グレー・コード信
号により制御され、一端が複合クリスタル共振空胴の第
一端に接続され他端が等価負抵抗回路を介してグランド
に接続さている第１のスイッチングと、シリアルデータ
により制御され、一端が複合クリスタル共振空胴の第二
端に接続され他端がグランドに接続さている第２のスイ
ッチングと、一端が複合クリスタル共振空胴の第二端に
接続され他端がグランドに接続さているコンデンサを含
む。制御信号を利用することにより、M/２個のスイッチ
ング発振回路における１つの発振回路の動作を制御し、
前記シリアルデータによりその動作の発振回路の周波数
を切り替え、Ｍ個の周波数偏移を達成する。
【００２２】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照しながら本発明
の実施の形態について説明する。
の実施の形態について説明する。
【００２３】図１は、本発明のFSK変調器１００を示す
ブロック図である。図１に示すように、FSK変調器１０
０は、符号化セル２００とM/２個のスイッチング発振回
路７００とを備えている。符号化セル２００は、(N-１)
ビットの制御信号を受け、M/２個のグレー・コード信号
２１０を出力する。スイッチング発振回路７００は、シ
リアルデータ２２０と符号化セル２００のグレー・コー
ド信号２１０とを受ける。ここで、ＭはFSK変調器１０
０の周波数偏移の数、Ｎは正整数、Ｍ＝２Ｎ。
ブロック図である。図１に示すように、FSK変調器１０
０は、符号化セル２００とM/２個のスイッチング発振回
路７００とを備えている。符号化セル２００は、(N-１)
ビットの制御信号を受け、M/２個のグレー・コード信号
２１０を出力する。スイッチング発振回路７００は、シ
リアルデータ２２０と符号化セル２００のグレー・コー
ド信号２１０とを受ける。ここで、ＭはFSK変調器１０
０の周波数偏移の数、Ｎは正整数、Ｍ＝２Ｎ。
【００２４】図１に示すように、各スイッチング発振回
路７００は、複合クリスタル共振空胴４００と、共振空
胴４００の動作を制御する第１のスイッチング５００
と、共振空胴４００の共振周波数を制御する第２のスイ
ッチング３００と、共振空胴４００の共振周波数を調整
するコンデンサ３１０と、第１のスイッチング５００に
接続される等価負抵抗回路６００と、を備えている。
路７００は、複合クリスタル共振空胴４００と、共振空
胴４００の動作を制御する第１のスイッチング５００
と、共振空胴４００の共振周波数を制御する第２のスイ
ッチング３００と、共振空胴４００の共振周波数を調整
するコンデンサ３１０と、第１のスイッチング５００に
接続される等価負抵抗回路６００と、を備えている。
【００２５】また、第１のスイッチング５００は、１ビ
ットのグレー・コード信号２１０に接続され、グレー・
コード信号２１０により制御されている。グレー・コー
ド信号２１０の出力に１ビットのみが論理値“１”であ
るため、M/２個のスイッチング発振回路７００におい
て、同一時間に一つのスイッチング発振回路のみが動作
することができる。
ットのグレー・コード信号２１０に接続され、グレー・
コード信号２１０により制御されている。グレー・コー
ド信号２１０の出力に１ビットのみが論理値“１”であ
るため、M/２個のスイッチング発振回路７００におい
て、同一時間に一つのスイッチング発振回路のみが動作
することができる。
【００２６】第２のスイッチング３００は、シリアルデ
ータ２２０により制御される。シリアルデータ２２０が
系列の０と１の信号から構成されるため、第２のスイッ
チング３００は、シリアルデータ２２０に従ってオン・
オフする。
ータ２２０により制御される。シリアルデータ２２０が
系列の０と１の信号から構成されるため、第２のスイッ
チング３００は、シリアルデータ２２０に従ってオン・
オフする。
【００２７】したがって、複合クリスタル共振空胴４０
０は、第２のスイッチング３００のオン・オフに従っ
て、容量を変化し、共振周波数を変える。
０は、第２のスイッチング３００のオン・オフに従っ
て、容量を変化し、共振周波数を変える。
【００２８】ここで、各スイッチング発振回路７００
は、２つの異なる共振周波数を提供できるため、M/２個
のスイッチング発振回路７００は、合わせてＭ個の周波
数を提供できる。
は、２つの異なる共振周波数を提供できるため、M/２個
のスイッチング発振回路７００は、合わせてＭ個の周波
数を提供できる。
【００２９】シリアルデータ２２０とＮ-１個の符号化
信号の外に、符号化セル２００は、さらにイネーブル信
号入力を受ける。イネーブル信号が論理値”１”の場
合、符号化セル２００は、グレー・コード信号２１０を
発生し、Ｍ個の周波数偏移信号を制御する。一方、イネ
ーブル信号が論理値”０”の場合、符号化セル２００の
出力がすべて論理値”０“に設定されるため、すべての
スイッチング発振回路７００は、休止状態になる。
信号の外に、符号化セル２００は、さらにイネーブル信
号入力を受ける。イネーブル信号が論理値”１”の場
合、符号化セル２００は、グレー・コード信号２１０を
発生し、Ｍ個の周波数偏移信号を制御する。一方、イネ
ーブル信号が論理値”０”の場合、符号化セル２００の
出力がすべて論理値”０“に設定されるため、すべての
スイッチング発振回路７００は、休止状態になる。
【００３０】従って、無線送信を行わない時に、イネー
ブル信号が論理値”０”に設定すれば、FSKが休止状態
になり、消費電力がなくなる。
ブル信号が論理値”０”に設定すれば、FSKが休止状態
になり、消費電力がなくなる。
【００３１】例えば、８個の周波数の組合せを発生しよ
うとする場合、Ｍ＝８に設定するため、Ｎ−１は２にな
る。従って、符号化セル２００は、２つの入力制御信号
を有し、さらに４つの組合せにより、４つのスイッチン
グ発振回路７００を制御する。グレー・コード信号２１
０の出力に１ビットのみが“１”であるため、同一時間
に１つのスイッチング発振回路７００のみが動作するこ
とができる。また、各スイッチング発振回路がされにシ
リアルデータ２２０の制御を受け、２つの周波数を発生
するため、全部８個の周波数の組合せを発生する。
うとする場合、Ｍ＝８に設定するため、Ｎ−１は２にな
る。従って、符号化セル２００は、２つの入力制御信号
を有し、さらに４つの組合せにより、４つのスイッチン
グ発振回路７００を制御する。グレー・コード信号２１
０の出力に１ビットのみが“１”であるため、同一時間
に１つのスイッチング発振回路７００のみが動作するこ
とができる。また、各スイッチング発振回路がされにシ
リアルデータ２２０の制御を受け、２つの周波数を発生
するため、全部８個の周波数の組合せを発生する。
【００３２】スイッチング発振回路７００は、CMOSとバ
イホーラトランジスタとのハイブリッド集積回路プロセ
スで実現することができる。図２は、図１のスイッチン
グ発振回路７００の一実施形態を示す回路図である。図
２に示したスイッチング発振回路７００は、二つのトラ
ンジスタのみを使用し、低電力消費の信号変換と発振器
変換の動作を行うことができる。
イホーラトランジスタとのハイブリッド集積回路プロセ
スで実現することができる。図２は、図１のスイッチン
グ発振回路７００の一実施形態を示す回路図である。図
２に示したスイッチング発振回路７００は、二つのトラ
ンジスタのみを使用し、低電力消費の信号変換と発振器
変換の動作を行うことができる。
【００３３】図２には、図１のスイッチング３００の代
わりに、トランジスタ３０３が使用されている。図２に
示したトランジスタ３０３は、バーポーラトランジスタ
として使用され、NMOSトランジスに変更することもでき
る。シリアルデータ２２０が論理値“０”(アース電圧
またはトランジスタ３０３のしきい電圧値より低い)の
場合、トランジスタ３０３が正方向バイアスになれない
ため、トランジスタ３０３のコレクタとエミッタ(NMOS
トランジスのドレインとソース)との間に非常に高いイ
ンピーダンスが形成され、オフ状態になる。そのため、
複合クリスタル共振空胴４０１の一端が直列コンデンサ
４０２を介してアースし、第１の共振周波数を形成す
る。
わりに、トランジスタ３０３が使用されている。図２に
示したトランジスタ３０３は、バーポーラトランジスタ
として使用され、NMOSトランジスに変更することもでき
る。シリアルデータ２２０が論理値“０”(アース電圧
またはトランジスタ３０３のしきい電圧値より低い)の
場合、トランジスタ３０３が正方向バイアスになれない
ため、トランジスタ３０３のコレクタとエミッタ(NMOS
トランジスのドレインとソース)との間に非常に高いイ
ンピーダンスが形成され、オフ状態になる。そのため、
複合クリスタル共振空胴４０１の一端が直列コンデンサ
４０２を介してアースし、第１の共振周波数を形成す
る。
【００３４】一方、シリアルデータ２２０が論理値
“１”(一般には３V)の場合、この信号は、抵抗３０１
とコンデンサ３０２とより構成された低域フィルタを介
してトランジスタ３０３のベース(又はNMOSのゲート)に
接続されることにより、トランジスタ３０３のコレクタ
とエミッタ(又はNMOSのドレインとソース)とのパスがオ
ンされる。さらに、複合共振空胴が、DC電流をオンさせ
ず極小さいAC電流しか流れない水晶を採用するため、ト
ランジスタ３０３は非常に小さいベース電流があれば、
トランジスタ３０３が飽和領域に入ることができる。例
えば、トランジスタ３０３がNMOSの場合、論理値”１”
の高電圧がVthより大きいであれば、NMOSをオン状態さ
せることが可能である。ここで、トランジスタ３０３が
電力を消費さず、オン状態に入り、コレクタからエミッ
タまで(NMOSのドレインからソースまで)の抵抗は通常に
２〜３Ωまたはそれ以下である。したがって、複合クリ
スタル共振空胴４０１から左へ見た抵抗がほぼ０Ωにな
り、コンデンサ４０２がほぼ短絡になるため、複合クリ
スタル共振空胴４０１の一端が直接にアースし、第２の
共振周波数を形成する。
“１”(一般には３V)の場合、この信号は、抵抗３０１
とコンデンサ３０２とより構成された低域フィルタを介
してトランジスタ３０３のベース(又はNMOSのゲート)に
接続されることにより、トランジスタ３０３のコレクタ
とエミッタ(又はNMOSのドレインとソース)とのパスがオ
ンされる。さらに、複合共振空胴が、DC電流をオンさせ
ず極小さいAC電流しか流れない水晶を採用するため、ト
ランジスタ３０３は非常に小さいベース電流があれば、
トランジスタ３０３が飽和領域に入ることができる。例
えば、トランジスタ３０３がNMOSの場合、論理値”１”
の高電圧がVthより大きいであれば、NMOSをオン状態さ
せることが可能である。ここで、トランジスタ３０３が
電力を消費さず、オン状態に入り、コレクタからエミッ
タまで(NMOSのドレインからソースまで)の抵抗は通常に
２〜３Ωまたはそれ以下である。したがって、複合クリ
スタル共振空胴４０１から左へ見た抵抗がほぼ０Ωにな
り、コンデンサ４０２がほぼ短絡になるため、複合クリ
スタル共振空胴４０１の一端が直接にアースし、第２の
共振周波数を形成する。
【００３５】即ち、複合クリスタル共振空胴４０１と、
トランジスタ６０３、コンデンサ６０１、６０２、およ
び抵抗６０４、５０１から構成されたcolpitz発振器
は、シリアルデータの値により、二つの異なる周波数を
決める。この二つの異なる周波数は、即ち、複合クリス
タル共振空胴４０１をコンデンサ４０２に直列接続し形
成してなる第１の共振周波数と、複合クリスタル共振空
胴４０１により定義される第２の共振周波数とである。
トランジスタ６０３、コンデンサ６０１、６０２、およ
び抵抗６０４、５０１から構成されたcolpitz発振器
は、シリアルデータの値により、二つの異なる周波数を
決める。この二つの異なる周波数は、即ち、複合クリス
タル共振空胴４０１をコンデンサ４０２に直列接続し形
成してなる第１の共振周波数と、複合クリスタル共振空
胴４０１により定義される第２の共振周波数とである。
【００３６】さらに、図２のトランジスタ６０３は、発
振器として使用されるのみならず、スイッチとしても使
用される。シリアルデータ２２０のグレー・コード信号
２１０は、論理値“１”を抵抗５０１の左端に接続する
場合、通常は約３Vでトランジスタ６０３が適切なバイ
アス電圧を得て、そのバイアスポイントが抵抗５０１と
抵抗５０２により決まられる。この時、トランジスタ６
０３は、発振器として使用され、またコンデンサ６０５
を介して発振信号を出力する。もし、グレー・コード２
１０の信号が”０”の場合、トランジスタ６０３のコレ
クタとエミッタとの間に正方向バイアスになれないた
め、トランジスタ３０３がオフ状態になり、トランジス
タ６０３のコレクタとエミッタとの間に非常に高いイン
ピーダンスを形成し、スイッチング回路のオフ状態よう
になる。この時に、発振器は、作動できず、休止状態に
入り、消費電力がほとんどない。トランジスタ６０３の
オン・オフは、非常に小さいトランジスタ６０３のベー
ス電流が抵抗５０１だけを流すことにより制御できるた
め、スイッチング動作が相当に速い。
振器として使用されるのみならず、スイッチとしても使
用される。シリアルデータ２２０のグレー・コード信号
２１０は、論理値“１”を抵抗５０１の左端に接続する
場合、通常は約３Vでトランジスタ６０３が適切なバイ
アス電圧を得て、そのバイアスポイントが抵抗５０１と
抵抗５０２により決まられる。この時、トランジスタ６
０３は、発振器として使用され、またコンデンサ６０５
を介して発振信号を出力する。もし、グレー・コード２
１０の信号が”０”の場合、トランジスタ６０３のコレ
クタとエミッタとの間に正方向バイアスになれないた
め、トランジスタ３０３がオフ状態になり、トランジス
タ６０３のコレクタとエミッタとの間に非常に高いイン
ピーダンスを形成し、スイッチング回路のオフ状態よう
になる。この時に、発振器は、作動できず、休止状態に
入り、消費電力がほとんどない。トランジスタ６０３の
オン・オフは、非常に小さいトランジスタ６０３のベー
ス電流が抵抗５０１だけを流すことにより制御できるた
め、スイッチング動作が相当に速い。
【００３７】図３は、シミュレーション技術により、Ag
ilent-ADSソフトウェアおよびそのトランジスタ(NPN-２
N２２２２A)データベースの精密なモデルで得られたイ
ネーブル信号と発振信号との関係図である。図３に示す
ように、イネーブル信号が０Vから３Vに切り替え、そし
て、上昇時間と下降時間が共に１０μsecである際に、
この間のシリアルデータ２２０が５kbpsで、図２のトラ
ンジスタ６０３から構成される発振器は、その発振時間
のオン・オフのシミュレーション数値が約５μsecで、
デジタル信号の上昇時間と降下時間より小さくなる。し
たがって、発振器のオン・オフする時間が、イネーブル
信号の上昇時間と下降時間により決められ、PLLなどの
回路より遥かに速くなる。
ilent-ADSソフトウェアおよびそのトランジスタ(NPN-２
N２２２２A)データベースの精密なモデルで得られたイ
ネーブル信号と発振信号との関係図である。図３に示す
ように、イネーブル信号が０Vから３Vに切り替え、そし
て、上昇時間と下降時間が共に１０μsecである際に、
この間のシリアルデータ２２０が５kbpsで、図２のトラ
ンジスタ６０３から構成される発振器は、その発振時間
のオン・オフのシミュレーション数値が約５μsecで、
デジタル信号の上昇時間と降下時間より小さくなる。し
たがって、発振器のオン・オフする時間が、イネーブル
信号の上昇時間と下降時間により決められ、PLLなどの
回路より遥かに速くなる。
【００３８】図４は、図２の複合クリスタル共振空胴４
０１の典型的な設計を示す図である。複合クリスタル共
振空胴は、クリスタル共振空胴(図４(a))をベースと
し、単一のインダクタと直列接続し(図４(b))、または
単一のコンデンサと直列接続(図４(c))し、あるいはイ
ンダクタとコンデンサと直列接続する(図４(d))ことに
より、FSK信号変調の程度を変化する。
０１の典型的な設計を示す図である。複合クリスタル共
振空胴は、クリスタル共振空胴(図４(a))をベースと
し、単一のインダクタと直列接続し(図４(b))、または
単一のコンデンサと直列接続(図４(c))し、あるいはイ
ンダクタとコンデンサと直列接続する(図４(d))ことに
より、FSK信号変調の程度を変化する。
【００３９】
【発明の効果】本発明のFSK変調器によれば、トランジ
スタを発振器と高速度スイッチング切替の動作を同時に
させ、さらに、このスイッチング式発振器を符号化回路
構成に設けることにより、トランジスタのみから構成さ
れるFSK変調器を形成する。その符号化回路構成は、グ
レー・コード式コーダーを採用することで、１回おきに
１個のビットのみを変えるグレー・コードの特性を利用
し、毎回に一組の外接する複合クリスタル発振器のみを
高速に起動させることができる。したがっえ、本発明の
FSK変調器は、集積回路化に適用し、特に省電力が要求
される無線デジタル伝送システム、例えば人口衛星通信
または電池を必要とする小電力無線機器に適用する。
スタを発振器と高速度スイッチング切替の動作を同時に
させ、さらに、このスイッチング式発振器を符号化回路
構成に設けることにより、トランジスタのみから構成さ
れるFSK変調器を形成する。その符号化回路構成は、グ
レー・コード式コーダーを採用することで、１回おきに
１個のビットのみを変えるグレー・コードの特性を利用
し、毎回に一組の外接する複合クリスタル発振器のみを
高速に起動させることができる。したがっえ、本発明の
FSK変調器は、集積回路化に適用し、特に省電力が要求
される無線デジタル伝送システム、例えば人口衛星通信
または電池を必要とする小電力無線機器に適用する。
【００４０】前記実施形態による説明は、本発明の内容
を簡単に説明するための内容に過ぎなく、本発明をそれ
らの構造に狭義的に制限するものではない。本発明の要
旨を逸脱しない範囲の設計変更等があっても本発明に含
まれる。
を簡単に説明するための内容に過ぎなく、本発明をそれ
らの構造に狭義的に制限するものではない。本発明の要
旨を逸脱しない範囲の設計変更等があっても本発明に含
まれる。
【図１】本発明のFSK変調器を示すブロック図である。
【図２】図１のスイッチング発振回路の一実施形態を示
す回路図である。
す回路図である。
【図３】イネーブル信号と発振信号との関係を示す図で
ある。
ある。
【図４】複合クリスタル共振空胴の典型的な設計を示す
図である。
図である。
【図５】従来の発振器の簡略化した回路図である。
【図６】従来の複数のFSK発振器の集積回路を示す回路
図である。
図である。
１００ FSK変調器 ２００ 符号化セル ３００、５００ スイッチング ４００ 複合クリスタル共振空胴 ６００ 等価負抵抗回路 ７００ スイッチング発振回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J079 AA04 BA22 BA41 FA02 FA14 FA21 GA02 KA00 KA05 5K004 AA04 EE02
Claims (6)
- 【請求項１】 (N-１)ビットの制御信号に基づいてM/２
個のグレー・コード信号を発生する(Ｍは周波数偏移の
数、Ｎは正整数、Ｍ＝２Ｎ)符号化ロジックと、 第一端と第二端を有する複合クリスタル共振空胴と、前
記グレー・コード信号により制御され、一端が前記複合
クリスタル共振空胴の前記第一端に接続され他端が等価
負抵抗回路を介してグランドに接続さている第１のスイ
ッチングと、シリアルデータにより制御され、一端が前
記複合クリスタル共振空胴の前記第二端に接続され他端
がグランドに接続さている第２のスイッチングと、一端
が前記複合クリスタル共振空胴の前記第二端に接続され
他端がグランドに接続さているコンデンサとをそれぞれ
含むM/２個のスイッチング発振回路と、を備え、前記制
御信号により、前記M/２個のスイッチング発振回路にお
ける１つの発振回路の動作を制御し、前記シリアルデー
タによりその動作の発振回路の周波数を切り替え、Ｍ個
の周波数偏移を達成するFSK変調器。 - 【請求項２】 前記符号化ロジックは、イネーブル信号
をさらに受け、前記イネーブル信号が動作しない時に、
論理値”０”信号を出力する請求項１に記載のFSK変調
器。 - 【請求項３】 前記スイッチング発振回路は、前記第１
のスイッチングを介して発振信号を出力する請求項１に
記載のFSK変調器。 - 【請求項４】 前記複合クリスタル共振空胴は、水晶を
コンデンサに直列接続することにより構成されるもので
ある請求項１に記載のFSK変調器。 - 【請求項５】 前記複合クリスタル共振空胴は、水晶を
インダクタに直列接続することにより構成されるもので
ある請求項１に記載のFSK変調器。 - 【請求項６】 前記複合クリスタル共振空胴は、水晶を
コンデンサとインダクタに直列接続することにより構成
されるものである請求項１に記載のFSK変調器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| TW089120508A TW457762B (en) | 2000-10-02 | 2000-10-02 | High-speed power-saving encoded M-bit FSK modulator |
| TW089120508 | 2000-10-02 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002152292A true JP2002152292A (ja) | 2002-05-24 |
| JP3533569B2 JP3533569B2 (ja) | 2004-05-31 |
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ID=21661407
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001213733A Expired - Fee Related JP3533569B2 (ja) | 2000-10-02 | 2001-07-13 | Ｆｓｋ変調器 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6452461B1 (ja) |
| JP (1) | JP3533569B2 (ja) |
| DE (1) | DE10133834A1 (ja) |
| FR (1) | FR2814884B1 (ja) |
| GB (1) | GB2368758B (ja) |
| TW (1) | TW457762B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2020518015A (ja) * | 2017-04-25 | 2020-06-18 | ライカ マイクロシステムズ シーエムエス ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツングＬｅｉｃａ Ｍｉｃｒｏｓｙｓｔｅｍｓ ＣＭＳ ＧｍｂＨ | 音響光学素子を駆動制御するための方法および信号発生器 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10904998B2 (en) | 2019-05-01 | 2021-01-26 | Dell Products, L.P. | System and method for via optimization in a printed circuit board |
| US10581652B1 (en) | 2019-05-01 | 2020-03-03 | Dell Products, Lp | System and method for PAM-4 transmitter bit equalization for improved channel performance beyond 32 Gbps |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6085855A (ja) * | 1983-10-14 | 1985-05-15 | Kokusai Tekko Kk | 倣い加工装置 |
| JP2925158B2 (ja) * | 1988-07-29 | 1999-07-28 | 株式会社東芝 | 変調器および送信器 |
| JPH0685855A (ja) * | 1992-08-31 | 1994-03-25 | Omron Corp | Ｆｓｋ変調回路 |
| GB2282284B (en) * | 1993-09-28 | 1998-01-21 | Plessey Semiconductors Ltd | Modulators |
| JPH0818337A (ja) * | 1994-06-28 | 1996-01-19 | Murata Mfg Co Ltd | Ｆｓｋ変調器 |
| JP2804258B2 (ja) * | 1995-12-12 | 1998-09-24 | 松下電器産業株式会社 | ディジタル通信装置 |
-
2000
- 2000-10-02 TW TW089120508A patent/TW457762B/zh not_active IP Right Cessation
-
2001
- 2001-07-11 US US09/904,305 patent/US6452461B1/en not_active Expired - Fee Related
- 2001-07-12 DE DE10133834A patent/DE10133834A1/de not_active Ceased
- 2001-07-13 JP JP2001213733A patent/JP3533569B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2001-07-16 GB GB0117293A patent/GB2368758B/en not_active Expired - Fee Related
- 2001-07-26 FR FR0109997A patent/FR2814884B1/fr not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2020518015A (ja) * | 2017-04-25 | 2020-06-18 | ライカ マイクロシステムズ シーエムエス ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツングＬｅｉｃａ Ｍｉｃｒｏｓｙｓｔｅｍｓ ＣＭＳ ＧｍｂＨ | 音響光学素子を駆動制御するための方法および信号発生器 |
| JP7150746B2 (ja) | 2017-04-25 | 2022-10-11 | ライカ マイクロシステムズ シーエムエス ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング | 音響光学素子を駆動制御するための方法および信号発生器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB2368758A (en) | 2002-05-08 |
| FR2814884B1 (fr) | 2003-04-04 |
| US6452461B1 (en) | 2002-09-17 |
| FR2814884A1 (fr) | 2002-04-05 |
| GB2368758B (en) | 2003-01-22 |
| DE10133834A1 (de) | 2002-04-18 |
| JP3533569B2 (ja) | 2004-05-31 |
| TW457762B (en) | 2001-10-01 |
| GB0117293D0 (en) | 2001-09-05 |
| US20020039053A1 (en) | 2002-04-04 |
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