JP2002135180A - 判定帰還型の等化方法と送受信装置 - Google Patents
判定帰還型の等化方法と送受信装置Info
- Publication number
- JP2002135180A JP2002135180A JP2000328269A JP2000328269A JP2002135180A JP 2002135180 A JP2002135180 A JP 2002135180A JP 2000328269 A JP2000328269 A JP 2000328269A JP 2000328269 A JP2000328269 A JP 2000328269A JP 2002135180 A JP2002135180 A JP 2002135180A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- filter
- input
- output
- tap
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 １６ＱＡＭ変調したディジタル信号をアナロ
グ無線機を介して送信したときの無線機で発生する固定
的歪み及び伝送経路で発生する変動歪みをともに補償可
能な判定帰還型等化方法を実現する。 【解決手段】 トレーニング信号受信時には、トレーニ
ング信号をＦＢフィルタ１０２入力とし、受信信号は第
１ＦＦフィルタ１１１で処理してこれらフィルタの出力
差を等化誤差判定器１０４で判定する。このときの誤差
信号を入力としてタップ係数制御器１１５は第１ＦＦフ
ィルタ１１１のタップ係数を制御する。データ信号受信
時には、ＦＢフィルタ１０２入力は等化誤差判定器１０
４出力とし、これと入力データ信号を第１及び第２ＦＦ
フィルタで処理した出力との差を等化誤差判定器１０４
で判定する。このときの誤差信号を入力としてタップ係
数制御器１１５は第２ＦＦフィルタ１０１及びＦＢフィ
ルタ１０２のタップ係数を制御する。
グ無線機を介して送信したときの無線機で発生する固定
的歪み及び伝送経路で発生する変動歪みをともに補償可
能な判定帰還型等化方法を実現する。 【解決手段】 トレーニング信号受信時には、トレーニ
ング信号をＦＢフィルタ１０２入力とし、受信信号は第
１ＦＦフィルタ１１１で処理してこれらフィルタの出力
差を等化誤差判定器１０４で判定する。このときの誤差
信号を入力としてタップ係数制御器１１５は第１ＦＦフ
ィルタ１１１のタップ係数を制御する。データ信号受信
時には、ＦＢフィルタ１０２入力は等化誤差判定器１０
４出力とし、これと入力データ信号を第１及び第２ＦＦ
フィルタで処理した出力との差を等化誤差判定器１０４
で判定する。このときの誤差信号を入力としてタップ係
数制御器１１５は第２ＦＦフィルタ１０１及びＦＢフィ
ルタ１０２のタップ係数を制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、判定帰還型の等化
方法と送受信装置に係り、特にアナログ音声伝送用の無
線機を利用して無線伝送されたディジタル信号の波形等
化に適した判定帰還型の等化方法と送受信装置に関す
る。
方法と送受信装置に係り、特にアナログ音声伝送用の無
線機を利用して無線伝送されたディジタル信号の波形等
化に適した判定帰還型の等化方法と送受信装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】音声信号をアナログ信号のままで無線搬
送波にのせて送受信する無線機では、受信電界変動に対
処するためのＡＧＣ回路や、送信増幅器のダイナミック
レンジをこえた入力を抑制するためのリミッタ回路等が
用いられている。一方、このような無線機を利用して、
より高品質な音声伝送を行ったり、無線機間のチャネル
を多重利用して複数の音声チャネルを構成するために、
音声信号をディジタル化して例えば１６ＱＡＭの変調波
を音声帯域に生成し、これを従来のアナログ式無線機で
送受信することがある。このようにすると、無線チャネ
ルを有効に利用でき、伝送品質の向上や音声信号の秘話
化、音声チャネルの多重化等が容易になる。また、ディ
ジタル化した音声信号に代わってパソコン等のデータ端
末からのデータ信号の送信も容易であり、音声信号の送
信と同様な効果がある。
送波にのせて送受信する無線機では、受信電界変動に対
処するためのＡＧＣ回路や、送信増幅器のダイナミック
レンジをこえた入力を抑制するためのリミッタ回路等が
用いられている。一方、このような無線機を利用して、
より高品質な音声伝送を行ったり、無線機間のチャネル
を多重利用して複数の音声チャネルを構成するために、
音声信号をディジタル化して例えば１６ＱＡＭの変調波
を音声帯域に生成し、これを従来のアナログ式無線機で
送受信することがある。このようにすると、無線チャネ
ルを有効に利用でき、伝送品質の向上や音声信号の秘話
化、音声チャネルの多重化等が容易になる。また、ディ
ジタル化した音声信号に代わってパソコン等のデータ端
末からのデータ信号の送信も容易であり、音声信号の送
信と同様な効果がある。
【０００３】図２は、１６ＱＡＭ変調方式を用いて音声
信号の変調波を生成し、それを、アナログ式の無線機で
送受信するシステムの送信側の構成例を示すブロック図
である。マイク２０１から入力されたアナログ音声信号
がＡ／Ｄ変換器２０２によってディジタル信号に変換さ
れ、音声符号化器２０３によってデータの符号化が行わ
れ、バッファメモリ２０４に格納される。通話者の操作
によってＰＴＴ（Press Talk Timing）制御器２０５か
らＰＴＴ制御信号が出力されると、フレーム生成器２０
６は、バッファメモリ２０４から所定長の符号化データ
ＤＴとトレーニング信号メモリ２０７に格納されたトレ
ーニング信号ＴＳとから送信フレームを構成する。図４
はこのフレーム構成を示している。ここでトレーニング
信号ＴＳは、固定パターンの信号で、通常はフレーム同
期等のための同期信号を含んでいる。フレーム化された
信号はデータマッピング器２０８に入力され、４ビット
データを１シンボルとした１６値データに変換され、こ
の変換された１６値データは符号化変調するために信号
空間上にマッピングされ、変調側Ｉ／Ｑ信号として出力
される。この変調側Ｉ／Ｑ信号は、直交変調器２０９で
位相がπ／２異なる２つの搬送波の各々を位相変調し、
１６ＱＡＭのディジタル変調信号が生成される。このデ
ィジタル変調信号はＤ／Ａ変換器２１０で音声帯域のア
ナログ信号とされ、アナログ式の無線機２１１はＤ／Ａ
変換器２１０からのアナログ信号を無線信号に変換して
送信する。
信号の変調波を生成し、それを、アナログ式の無線機で
送受信するシステムの送信側の構成例を示すブロック図
である。マイク２０１から入力されたアナログ音声信号
がＡ／Ｄ変換器２０２によってディジタル信号に変換さ
れ、音声符号化器２０３によってデータの符号化が行わ
れ、バッファメモリ２０４に格納される。通話者の操作
によってＰＴＴ（Press Talk Timing）制御器２０５か
らＰＴＴ制御信号が出力されると、フレーム生成器２０
６は、バッファメモリ２０４から所定長の符号化データ
ＤＴとトレーニング信号メモリ２０７に格納されたトレ
ーニング信号ＴＳとから送信フレームを構成する。図４
はこのフレーム構成を示している。ここでトレーニング
信号ＴＳは、固定パターンの信号で、通常はフレーム同
期等のための同期信号を含んでいる。フレーム化された
信号はデータマッピング器２０８に入力され、４ビット
データを１シンボルとした１６値データに変換され、こ
の変換された１６値データは符号化変調するために信号
空間上にマッピングされ、変調側Ｉ／Ｑ信号として出力
される。この変調側Ｉ／Ｑ信号は、直交変調器２０９で
位相がπ／２異なる２つの搬送波の各々を位相変調し、
１６ＱＡＭのディジタル変調信号が生成される。このデ
ィジタル変調信号はＤ／Ａ変換器２１０で音声帯域のア
ナログ信号とされ、アナログ式の無線機２１１はＤ／Ａ
変換器２１０からのアナログ信号を無線信号に変換して
送信する。
【０００４】図３は、１６ＱＡＭ変調された無線信号の
受信側の構成例を示すブロック図である。相手局の無線
機２１１から送信された無線信号はアナログ式の無線機
３０１で受信されて音声帯域信号に変換され、この音声
帯域信号はＡ／Ｄ変換器３０２によってディジタル受信
信号に変換される。このディジタル受信信号は直交検波
器３０３で直交検波されて復調側Ｉ／Ｑ信号が取り出さ
れ、これは同期処理器３０４に入力され、フレーム同期
・シンボル同期処理でデータの先頭を検出され、再構成
されたフレームデータが出力される。等化器３０５は、
無線伝送路で発生する多重波成分により生じる波形歪み
を除去するための等化処理を行う判定帰還型等化器であ
る。等化後のＩ／Ｑ信号はデータマッピング器３０６に
入力され、１シンボルが４ビットの信号に変換され、バ
ッファメモリ３０７に格納される。このバッファメモリ
３０７の信号は音声復号器３０８で音声復号処理され、
再生音声信号として出力される。再生音声信号はＤ／Ａ
変換器３０９によってアナログ音声信号に変換され、ス
ピーカ３１０から出力される。
受信側の構成例を示すブロック図である。相手局の無線
機２１１から送信された無線信号はアナログ式の無線機
３０１で受信されて音声帯域信号に変換され、この音声
帯域信号はＡ／Ｄ変換器３０２によってディジタル受信
信号に変換される。このディジタル受信信号は直交検波
器３０３で直交検波されて復調側Ｉ／Ｑ信号が取り出さ
れ、これは同期処理器３０４に入力され、フレーム同期
・シンボル同期処理でデータの先頭を検出され、再構成
されたフレームデータが出力される。等化器３０５は、
無線伝送路で発生する多重波成分により生じる波形歪み
を除去するための等化処理を行う判定帰還型等化器であ
る。等化後のＩ／Ｑ信号はデータマッピング器３０６に
入力され、１シンボルが４ビットの信号に変換され、バ
ッファメモリ３０７に格納される。このバッファメモリ
３０７の信号は音声復号器３０８で音声復号処理され、
再生音声信号として出力される。再生音声信号はＤ／Ａ
変換器３０９によってアナログ音声信号に変換され、ス
ピーカ３１０から出力される。
【０００５】図５は、判定帰還型の等化器３０５の構成
を示すブロック図で、直交検波後のＩ、Ｑ相信号がトラ
ンスバーサル型のＦＦフィルタ（Feed Forward Filte
r）５０１へ入力され、その出力と同じくトランスバー
サル型のＦＢフィルタ（Feed Back Filter）５０２の出
力との差が（複素）加算器５０３で求められる。その出
力は等化誤差判定器５０４で判定されて等化Ｉ／Ｑ信号
として入力されるとともに、スイッチ５０５の１つの入
力端へ入力される。スイッチ５０５の他の入力端にはト
レーニング信号５０６が入力されており、スイッチ５０
５の選択出力はＦＢフィルタ５０２へ入力される。等化
誤差判定器５０４の入力と出力の差が加算器５０７で求
められ、その出力値に応じてタップ係数制御部５０８が
加算器５０７出力を最小とするようにＦＦフィルタ５０
１及びＦＢフィルタ５０２のタップ係数を制御する。但
しトレーニング信号５０６は送信側でフレームに挿入さ
れたものと同じ固定パターンである。
を示すブロック図で、直交検波後のＩ、Ｑ相信号がトラ
ンスバーサル型のＦＦフィルタ（Feed Forward Filte
r）５０１へ入力され、その出力と同じくトランスバー
サル型のＦＢフィルタ（Feed Back Filter）５０２の出
力との差が（複素）加算器５０３で求められる。その出
力は等化誤差判定器５０４で判定されて等化Ｉ／Ｑ信号
として入力されるとともに、スイッチ５０５の１つの入
力端へ入力される。スイッチ５０５の他の入力端にはト
レーニング信号５０６が入力されており、スイッチ５０
５の選択出力はＦＢフィルタ５０２へ入力される。等化
誤差判定器５０４の入力と出力の差が加算器５０７で求
められ、その出力値に応じてタップ係数制御部５０８が
加算器５０７出力を最小とするようにＦＦフィルタ５０
１及びＦＢフィルタ５０２のタップ係数を制御する。但
しトレーニング信号５０６は送信側でフレームに挿入さ
れたものと同じ固定パターンである。
【０００６】以上の図５の等化器では、ＦＦフィルタ５
０１は多重伝播路で発生する遅延波が直接波に重なって
生じる干渉成分を除去するダイバーシチ効果を得るため
の整合処理を実行し、ＦＢフィルタ５０２は等化誤差判
定器５０４の判定出力又はトレーニング信号５０６を用
いることにより残留遅延波の除去を行う。この場合、入
力されるＩ／Ｑ信号がトレーニング信号のときはスイッ
チ５０５はトレーニング信号５０６を選び、データ信号
のときは等化誤差判定器５０４の判定出力を選んでＦＢ
フィルタ５０２へ入力することにより、少なくともトレ
ーニング信号の間は誤りのない判定結果の信号がＦＢフ
ィルタへ入力される。従って各フィルタのタップ係数の
最適値への収束をより確実に、短い時間で実現できる。
０１は多重伝播路で発生する遅延波が直接波に重なって
生じる干渉成分を除去するダイバーシチ効果を得るため
の整合処理を実行し、ＦＢフィルタ５０２は等化誤差判
定器５０４の判定出力又はトレーニング信号５０６を用
いることにより残留遅延波の除去を行う。この場合、入
力されるＩ／Ｑ信号がトレーニング信号のときはスイッ
チ５０５はトレーニング信号５０６を選び、データ信号
のときは等化誤差判定器５０４の判定出力を選んでＦＢ
フィルタ５０２へ入力することにより、少なくともトレ
ーニング信号の間は誤りのない判定結果の信号がＦＢフ
ィルタへ入力される。従って各フィルタのタップ係数の
最適値への収束をより確実に、短い時間で実現できる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】図２、図３で示したシ
ステムによれば、アナログ式の無線機２１１、３０１の
みで通信する場合には得られなかったダイバーシチ効果
等が実現でき、伝送品質の向上やチャネルの多重化等が
実現できる。これらの効果は１６ＱＡＭ方式による周波
数の有効利用や等化器の作用によりもたらされるもので
あるが、１６ＱＡＭ方式による変調波は搬送波の位相と
振幅の双方に情報が含まれており、従って無線回線で
は、振幅、位相ともに歪みが生じないように送信する必
要がある。しかし、図２、図３のアナログ式無線機に
は、前述したようにＡＧＣやリミッタ機能が備えられて
いるため、特に振幅成分に対する歪みが避けられない。
特にアナログ式無線機２１１、３０１と他の回路成分
（モデム部分）とは必ずしも固定したペアで設計されて
いるとは限らず、利用可能なアナログ式無線機とモデム
部分が適宜組み合わせて使用される場合には、無線機の
ＡＧＣ動作、リミッタ動作による振幅歪みや、無線機の
送信増幅器のダイナミックレンジをこえた入力による歪
みが大きくなることがあり、伝送品質の劣化を招く。こ
のようなアナログ無線機で発生する歪みは、図５に示し
た判定帰還型等化器では十分補償できない。
ステムによれば、アナログ式の無線機２１１、３０１の
みで通信する場合には得られなかったダイバーシチ効果
等が実現でき、伝送品質の向上やチャネルの多重化等が
実現できる。これらの効果は１６ＱＡＭ方式による周波
数の有効利用や等化器の作用によりもたらされるもので
あるが、１６ＱＡＭ方式による変調波は搬送波の位相と
振幅の双方に情報が含まれており、従って無線回線で
は、振幅、位相ともに歪みが生じないように送信する必
要がある。しかし、図２、図３のアナログ式無線機に
は、前述したようにＡＧＣやリミッタ機能が備えられて
いるため、特に振幅成分に対する歪みが避けられない。
特にアナログ式無線機２１１、３０１と他の回路成分
（モデム部分）とは必ずしも固定したペアで設計されて
いるとは限らず、利用可能なアナログ式無線機とモデム
部分が適宜組み合わせて使用される場合には、無線機の
ＡＧＣ動作、リミッタ動作による振幅歪みや、無線機の
送信増幅器のダイナミックレンジをこえた入力による歪
みが大きくなることがあり、伝送品質の劣化を招く。こ
のようなアナログ無線機で発生する歪みは、図５に示し
た判定帰還型等化器では十分補償できない。
【０００８】本発明の目的は、ダイバーシチ効果を有す
るとともに、アナログ式無線機のＡＧＣやリミッタ等に
よる歪みが生じても、それらを等化してディジタル信号
をより確実に受信できる判定帰還型の等化方法とその方
法を具備した送受信装置を提供することにある。
るとともに、アナログ式無線機のＡＧＣやリミッタ等に
よる歪みが生じても、それらを等化してディジタル信号
をより確実に受信できる判定帰還型の等化方法とその方
法を具備した送受信装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、その各フレー
ムがディジタルのデータ信号と固定パターンを持つトレ
ーニング信号とから成るディジタル送信信号を無線伝送
系を介して受信した受信信号を等化するための判定帰還
型の等化方法であって、そのタップ係数を可変制御可能
なトランスバーサル型の第１、第２、及び第３フィルタ
と、等化信号とその信号を判定してディジタル化したデ
ィジタル信号との差である誤差信号を入力として前記第
１、第２、及び第３フィルタのタップ係数を制御するタ
ップ制御器とを設け、受信信号がトレーニング信号であ
る期間には、受信信号を入力としたときの前記第１フィ
ルタの出力と前記トレーニング信号の固定パターンを入
力としたときの前記第３フィルタの出力との差を前記等
化信号とし、そのときの前記誤差信号が最小となるよう
に前記タップ制御器は前記第１フィルタのタップ係数を
制御するとともに、前記受信信号がデータ信号である期
間には、受信信号を前記第１フィルタへ入力し、その出
力を前記第２フィルタへの入力としたときの出力と、等
化信号を判定した後のディジタル信号を入力としたとき
の前記第３フィルタの出力との差を前記等化信号とし、
そのときの前記誤差信号が最小となるように前記タップ
係数制御器は前記第２及び第３フィルタのタップ係数を
制御するようにしたことを特徴とする判定帰還型の等化
方法を開示する。
ムがディジタルのデータ信号と固定パターンを持つトレ
ーニング信号とから成るディジタル送信信号を無線伝送
系を介して受信した受信信号を等化するための判定帰還
型の等化方法であって、そのタップ係数を可変制御可能
なトランスバーサル型の第１、第２、及び第３フィルタ
と、等化信号とその信号を判定してディジタル化したデ
ィジタル信号との差である誤差信号を入力として前記第
１、第２、及び第３フィルタのタップ係数を制御するタ
ップ制御器とを設け、受信信号がトレーニング信号であ
る期間には、受信信号を入力としたときの前記第１フィ
ルタの出力と前記トレーニング信号の固定パターンを入
力としたときの前記第３フィルタの出力との差を前記等
化信号とし、そのときの前記誤差信号が最小となるよう
に前記タップ制御器は前記第１フィルタのタップ係数を
制御するとともに、前記受信信号がデータ信号である期
間には、受信信号を前記第１フィルタへ入力し、その出
力を前記第２フィルタへの入力としたときの出力と、等
化信号を判定した後のディジタル信号を入力としたとき
の前記第３フィルタの出力との差を前記等化信号とし、
そのときの前記誤差信号が最小となるように前記タップ
係数制御器は前記第２及び第３フィルタのタップ係数を
制御するようにしたことを特徴とする判定帰還型の等化
方法を開示する。
【００１０】更に本発明は、その各フレームがディジタ
ルのデータ信号と固定パターンを持つトレーニング信号
とから成るディジタル送信信号を無線信号に変換して送
信する送信装置と、前記無線信号を受信し、波形等化手
段により波形等化を行ったのち前記データ信号を復調し
て取り出す受信装置とから成る送受信装置において、前
記波形等化信号は、そのタップ係数を可変制御可能なト
ランスバーサル型の第１、第２、及び第３フィルタと、
等化信号とその信号を判定してディジタル化したディジ
タル信号との差である誤差信号を入力として前記第１、
第２、及び第３フィルタのタップ係数を制御するタップ
制御器と、受信装置の受信信号がトレーニング信号であ
る期間には、受信信号を入力としたときの前記第１フィ
ルタの出力と前記トレーニング信号の固定パターンを入
力としたときの前記第３フィルタの出力との差を前記等
化信号とし、そのときの前記誤差信号が最小となるよう
に前記タップ制御器は前記第１フィルタのタップ係数を
制御するとともに、前記受信信号がデータ信号である期
間には、受信信号を前記第１フィルタへ入力し、その出
力を前記第２フィルタへの入力としたときの出力と、等
化信号を判定した後のディジタル信号を入力としたとき
の前記第３フィルタの出力との差を前記等化信号とし、
そのときの前記誤差信号が最小となるように前記タップ
係数制御器は前記第２及び第３フィルタのタップ係数を
制御するためのスイッチ手段とを備えて成ることを特徴
とする送受信装置を開示する。
ルのデータ信号と固定パターンを持つトレーニング信号
とから成るディジタル送信信号を無線信号に変換して送
信する送信装置と、前記無線信号を受信し、波形等化手
段により波形等化を行ったのち前記データ信号を復調し
て取り出す受信装置とから成る送受信装置において、前
記波形等化信号は、そのタップ係数を可変制御可能なト
ランスバーサル型の第１、第２、及び第３フィルタと、
等化信号とその信号を判定してディジタル化したディジ
タル信号との差である誤差信号を入力として前記第１、
第２、及び第３フィルタのタップ係数を制御するタップ
制御器と、受信装置の受信信号がトレーニング信号であ
る期間には、受信信号を入力としたときの前記第１フィ
ルタの出力と前記トレーニング信号の固定パターンを入
力としたときの前記第３フィルタの出力との差を前記等
化信号とし、そのときの前記誤差信号が最小となるよう
に前記タップ制御器は前記第１フィルタのタップ係数を
制御するとともに、前記受信信号がデータ信号である期
間には、受信信号を前記第１フィルタへ入力し、その出
力を前記第２フィルタへの入力としたときの出力と、等
化信号を判定した後のディジタル信号を入力としたとき
の前記第３フィルタの出力との差を前記等化信号とし、
そのときの前記誤差信号が最小となるように前記タップ
係数制御器は前記第２及び第３フィルタのタップ係数を
制御するためのスイッチ手段とを備えて成ることを特徴
とする送受信装置を開示する。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を説明
する。図１は、本発明になる判定帰還型等化器の構成例
を示すブロック図で、図３の等化器３０５として用いる
ものである。この等化器のＦＢフィルタ１０２、加算器
１０３、等化誤差判定器１０４、スイッチ１０５、トレ
ーニング信号バッファ１０６、及び加算器１０７が図５
で示した同名の部品５０２〜５０７とそれぞれ対応し、
また第２ＦＦフィルタ１０１と図５のＦＦフィルタ５０
１とが対応している。これらの部品はタップ係数制御器
１１５の一部機能とともに図５と同様の動作、即ち伝播
路歪みを補償するダイバーシチ効果を持つ。更に本発明
では、アナログ式無線機で発生する歪みを補償するため
に第１ＦＦフィルタ１１１とスイッチ１１２、１１４が
設けられ、またタップ係数制御器１１５は第１ＦＦフィ
ルタ１１１の最適タップ係数の算出も行う機能を持って
いる。以下動作を詳しく述べる。
する。図１は、本発明になる判定帰還型等化器の構成例
を示すブロック図で、図３の等化器３０５として用いる
ものである。この等化器のＦＢフィルタ１０２、加算器
１０３、等化誤差判定器１０４、スイッチ１０５、トレ
ーニング信号バッファ１０６、及び加算器１０７が図５
で示した同名の部品５０２〜５０７とそれぞれ対応し、
また第２ＦＦフィルタ１０１と図５のＦＦフィルタ５０
１とが対応している。これらの部品はタップ係数制御器
１１５の一部機能とともに図５と同様の動作、即ち伝播
路歪みを補償するダイバーシチ効果を持つ。更に本発明
では、アナログ式無線機で発生する歪みを補償するため
に第１ＦＦフィルタ１１１とスイッチ１１２、１１４が
設けられ、またタップ係数制御器１１５は第１ＦＦフィ
ルタ１１１の最適タップ係数の算出も行う機能を持って
いる。以下動作を詳しく述べる。
【００１２】図１の等化器の動作は２つのインターバル
に分けられ、その制御は同期信号ＳＹＣにより行われ
る。この同期信号ＳＹＣは、図３の同期処理器３０４で
検出された受信フレームに同期した信号で、例えば受信
フレームの先頭から始まるトレーニング信号の間は“О
Ｎ”、その後のデータ信号の間は“ОＦＦ”となる信号
である。このようなトレーニング信号は、トレーニング
信号の長さが決まっているから、フレーム同期信号から
容易に生成できる。スイッチ１０５、１１２、１１３及
び１１４は、同期信号ＳＹＣ“ОＮ”のときはａ側接点
へ、“ОＦＦ”のときはｂ側接点へ接続され、各インタ
ーバルにおける処理が実行される。
に分けられ、その制御は同期信号ＳＹＣにより行われ
る。この同期信号ＳＹＣは、図３の同期処理器３０４で
検出された受信フレームに同期した信号で、例えば受信
フレームの先頭から始まるトレーニング信号の間は“О
Ｎ”、その後のデータ信号の間は“ОＦＦ”となる信号
である。このようなトレーニング信号は、トレーニング
信号の長さが決まっているから、フレーム同期信号から
容易に生成できる。スイッチ１０５、１１２、１１３及
び１１４は、同期信号ＳＹＣ“ОＮ”のときはａ側接点
へ、“ОＦＦ”のときはｂ側接点へ接続され、各インタ
ーバルにおける処理が実行される。
【００１３】まず同期信号ＳＹＣが“ОＮ”のときをト
レーニング過程と呼ぶことにすると、このインターバル
ではトレーニング信号の受信中であり、入力されたＩ／
Ｑ信号は第１ＦＦフィルタ１１１で処理されてその出力
はスイッチ１１２、１１４を経由して加算器１０３へ入
力される。この第１ＦＦフィルタも他のフィルタと同様
にトランスバーサル型のフィルタで、そのタップ係数は
可変制御可能である。一方、ＦＢフィルタ１０２にはト
レーニング信号バッファ１０６からのトレーニング信号
がスイッチ１０５を経由して入力され、その出力と第１
ＦＦフィルタ１１１で処理された出力との差が加算器１
０３で算出され、その出力が等化誤差判定器１０４で判
定されて等化Ｉ／Ｑ信号として出力される。等化誤差判
定器１０４の入力と出力の差が誤差信号として加算器１
０７で算出され、この誤差信号が最小となるような第１
ＦＦフィルタ１１１のタップ係数がタップ係数制御器１
１５で算出され、これによってスイッチ１１３を経由し
て第１ＦＦフィルタ１１１のタップ係数が制御される。
以上のトレーニング過程にて、第１ＦＦフィルタ１１１
のタップ係数の初期値としては、アナログ無線機のＡＧ
Ｃやリミッタ等のために発生する固定的な（伝播路状態
に依らない）波形歪みを補償する値を予め求めておいて
それを設定しておく。そうすると第１ＦＦフィルタ１１
１のタップ係数は上記固定的な波形歪みを補償する値に
収束し、かつＦＢフィルタ１０２へはトレーニング信号
を入力しているので、伝送誤りに影響されずに高速な収
束が行われる。
レーニング過程と呼ぶことにすると、このインターバル
ではトレーニング信号の受信中であり、入力されたＩ／
Ｑ信号は第１ＦＦフィルタ１１１で処理されてその出力
はスイッチ１１２、１１４を経由して加算器１０３へ入
力される。この第１ＦＦフィルタも他のフィルタと同様
にトランスバーサル型のフィルタで、そのタップ係数は
可変制御可能である。一方、ＦＢフィルタ１０２にはト
レーニング信号バッファ１０６からのトレーニング信号
がスイッチ１０５を経由して入力され、その出力と第１
ＦＦフィルタ１１１で処理された出力との差が加算器１
０３で算出され、その出力が等化誤差判定器１０４で判
定されて等化Ｉ／Ｑ信号として出力される。等化誤差判
定器１０４の入力と出力の差が誤差信号として加算器１
０７で算出され、この誤差信号が最小となるような第１
ＦＦフィルタ１１１のタップ係数がタップ係数制御器１
１５で算出され、これによってスイッチ１１３を経由し
て第１ＦＦフィルタ１１１のタップ係数が制御される。
以上のトレーニング過程にて、第１ＦＦフィルタ１１１
のタップ係数の初期値としては、アナログ無線機のＡＧ
Ｃやリミッタ等のために発生する固定的な（伝播路状態
に依らない）波形歪みを補償する値を予め求めておいて
それを設定しておく。そうすると第１ＦＦフィルタ１１
１のタップ係数は上記固定的な波形歪みを補償する値に
収束し、かつＦＢフィルタ１０２へはトレーニング信号
を入力しているので、伝送誤りに影響されずに高速な収
束が行われる。
【００１４】次に同期信号ＳＹＣが“ОＦＦ”のときを
トラッキング過程と呼ぶことにすると、このインターバ
ルではデータ信号ＤＴの受信中であり、入力されたＩ／
Ｑ信号はやはり第１ＦＦフィルタへ入力される。このト
ラッキング過程ではスイッチ１０４、１１２〜１１４は
全てｂ側接点へ接続されている。従って第１ＦＦフィル
タ１１１のタップ係数制御は行われず、直前のトレーニ
ング過程で更新された値に固定されているので、入力デ
ータ信号ＤＴ中の、無線機で生じた固定的歪み成分が第
１ＦＦフィルタ１１１で等化され、除去される。この等
化されたデータ信号はスイッチ１１２、第２ＦＦフィル
タ１０１、スイッチ１１４を経由して加算器１０３へ入
力される。このときＦＢフィルタ１０２へは等化誤差判
定器１０４からの特定結果の信号が入力され、また等化
誤差判定器１０４の入出力差である誤差信号に基づいて
タップ係数制御器１１５は第２ＦＦフィルタ１０１、Ｆ
Ｂフィルタ１０２のタップ係数を算出してこれら各フィ
ルタのタップ係数をスイッチ１１３を経由して制御して
いる。この状態は従来技術で説明した図５の回路での、
トラッキング過程と同じ回路構成で、従って同じ動作を
する。即ち、無線伝送路で発生する多重波由来の干渉波
の除去動作を行う。
トラッキング過程と呼ぶことにすると、このインターバ
ルではデータ信号ＤＴの受信中であり、入力されたＩ／
Ｑ信号はやはり第１ＦＦフィルタへ入力される。このト
ラッキング過程ではスイッチ１０４、１１２〜１１４は
全てｂ側接点へ接続されている。従って第１ＦＦフィル
タ１１１のタップ係数制御は行われず、直前のトレーニ
ング過程で更新された値に固定されているので、入力デ
ータ信号ＤＴ中の、無線機で生じた固定的歪み成分が第
１ＦＦフィルタ１１１で等化され、除去される。この等
化されたデータ信号はスイッチ１１２、第２ＦＦフィル
タ１０１、スイッチ１１４を経由して加算器１０３へ入
力される。このときＦＢフィルタ１０２へは等化誤差判
定器１０４からの特定結果の信号が入力され、また等化
誤差判定器１０４の入出力差である誤差信号に基づいて
タップ係数制御器１１５は第２ＦＦフィルタ１０１、Ｆ
Ｂフィルタ１０２のタップ係数を算出してこれら各フィ
ルタのタップ係数をスイッチ１１３を経由して制御して
いる。この状態は従来技術で説明した図５の回路での、
トラッキング過程と同じ回路構成で、従って同じ動作を
する。即ち、無線伝送路で発生する多重波由来の干渉波
の除去動作を行う。
【００１５】尚、以上の実施の形態では、送信されるデ
ィジタル信号は１６ＱＡＭ変調信号として説明したが、
１６ＱＡＭ方式以外でも、振幅変化に情報が対応してい
るような変調方式であれば本発明が有効であることは明
らかである。
ィジタル信号は１６ＱＡＭ変調信号として説明したが、
１６ＱＡＭ方式以外でも、振幅変化に情報が対応してい
るような変調方式であれば本発明が有効であることは明
らかである。
【００１６】
【発明の効果】本発明に依れば、無線伝送路で発生する
多重波歪みを除去するダイバーシチ効果と、アナログ無
線機のＡＧＣやリミッタ動作のために固定的に発生する
波形歪みを除去することのできる判定帰還型等化器をコ
ンパクトな一体構成で実現できる効果がある。
多重波歪みを除去するダイバーシチ効果と、アナログ無
線機のＡＧＣやリミッタ動作のために固定的に発生する
波形歪みを除去することのできる判定帰還型等化器をコ
ンパクトな一体構成で実現できる効果がある。
【図１】本発明になる判定帰還型等化器の構成例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】１６ＱＡＭ変調したディジタル信号をアナログ
無線機で送信するシステムの構成例を示すブロック図で
ある。
無線機で送信するシステムの構成例を示すブロック図で
ある。
【図３】アナログ無線機で受信した１６ＱＡＭディジタ
ル信号を復調するシステムの構成例を示すブロックであ
る。
ル信号を復調するシステムの構成例を示すブロックであ
る。
【図４】送信ディジタルデータのフレーム構成を示す図
である。
である。
【図５】従来の判定帰還型等化器の構成例を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
１０１ 第２ＦＦフィルタ １０２ ＦＢフィルタ １０３、１０７ 加算器 １０４ 等化誤差判定器 １０５、１１２、１１３、１１４ スイッチ １０６ トレーニング信号バッファ １１１ 第１ＦＦフィルタ １１５ タップ係数制御器 ２１１、３０１ 無線機
Claims (2)
- 【請求項１】 その各フレームがディジタルのデータ信
号と固定パターンを持つトレーニング信号とから成るデ
ィジタル送信信号を無線伝送系を介して受信した受信信
号を等化するための判定帰還型の等化方法であって、 そのタップ係数を可変制御可能なトランスバーサル型の
第１、第２、及び第３フィルタと、等化信号とその信号
を判定してディジタル化したディジタル信号との差であ
る誤差信号を入力として前記第１、第２、及び第３フィ
ルタのタップ係数を制御するタップ制御器とを設け、 受信信号がトレーニング信号である期間には、受信信号
を入力としたときの前記第１フィルタの出力と前記トレ
ーニング信号の固定パターンを入力としたときの前記第
３フィルタの出力との差を前記等化信号とし、そのとき
の前記誤差信号が最小となるように前記タップ制御器は
前記第１フィルタのタップ係数を制御するとともに、 前記受信信号がデータ信号である期間には、受信信号を
前記第１フィルタへ入力し、その出力を前記第２フィル
タへの入力としたときの出力と、等化信号を判定した後
のディジタル信号を入力としたときの前記第３フィルタ
の出力との差を前記等化信号とし、そのときの前記誤差
信号が最小となるように前記タップ係数制御器は前記第
２及び第３フィルタのタップ係数を制御するようにした
ことを特徴とする判定帰還型の等化方法。 - 【請求項２】 その各フレームがディジタルのデータ信
号と固定パターンを持つトレーニング信号とから成るデ
ィジタル送信信号を無線信号に変換して送信する送信装
置と、前記無線信号を受信し、波形等化手段により波形
等化を行ったのち前記データ信号を復調して取り出す受
信装置とから成る送受信装置において、 前記波形等化信号は、そのタップ係数を可変制御可能な
トランスバーサル型の第１、第２、及び第３フィルタ
と、 等化信号とその信号を判定してディジタル化したディジ
タル信号との差である誤差信号を入力として前記第１、
第２、及び第３フィルタのタップ係数を制御するタップ
制御器と、 受信装置の受信信号がトレーニング信号である期間に
は、受信信号を入力としたときの前記第１フィルタの出
力と前記トレーニング信号の固定パターンを入力とした
ときの前記第３フィルタの出力との差を前記等化信号と
し、そのときの前記誤差信号が最小となるように前記タ
ップ制御器は前記第１フィルタのタップ係数を制御する
とともに、前記受信信号がデータ信号である期間には、
受信信号を前記第１フィルタへ入力し、その出力を前記
第２フィルタへの入力としたときの出力と、等化信号を
判定した後のディジタル信号を入力としたときの前記第
３フィルタの出力との差を前記等化信号とし、そのとき
の前記誤差信号が最小となるように前記タップ係数制御
器は前記第２及び第３フィルタのタップ係数を制御する
ためのスイッチ手段と、 を備えて成ることを特徴とする送受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000328269A JP3865287B2 (ja) | 2000-10-27 | 2000-10-27 | 判定帰還型の等化方法と送受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000328269A JP3865287B2 (ja) | 2000-10-27 | 2000-10-27 | 判定帰還型の等化方法と送受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002135180A true JP2002135180A (ja) | 2002-05-10 |
| JP3865287B2 JP3865287B2 (ja) | 2007-01-10 |
Family
ID=18805144
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000328269A Expired - Fee Related JP3865287B2 (ja) | 2000-10-27 | 2000-10-27 | 判定帰還型の等化方法と送受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3865287B2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003283385A (ja) * | 2002-03-25 | 2003-10-03 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 等化装置 |
| JP2003347977A (ja) * | 2002-05-22 | 2003-12-05 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 等化装置 |
| KR100801055B1 (ko) | 2006-10-16 | 2008-02-04 | 삼성전자주식회사 | 데이터 수신기 및 이를 구비하는 반도체 장치 |
| JP2010028253A (ja) * | 2008-07-16 | 2010-02-04 | Shinshu Univ | 多段階構成をなす適応等化器を用いた情報伝送システム |
| JP2010154497A (ja) * | 2008-11-21 | 2010-07-08 | Sony Corp | 通信装置、および通信フレームフォーマット、並びに信号処理方法 |
| JP2010268404A (ja) * | 2009-05-18 | 2010-11-25 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | デジタル信号処理回路 |
-
2000
- 2000-10-27 JP JP2000328269A patent/JP3865287B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003283385A (ja) * | 2002-03-25 | 2003-10-03 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 等化装置 |
| JP2003347977A (ja) * | 2002-05-22 | 2003-12-05 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 等化装置 |
| KR100801055B1 (ko) | 2006-10-16 | 2008-02-04 | 삼성전자주식회사 | 데이터 수신기 및 이를 구비하는 반도체 장치 |
| JP2010028253A (ja) * | 2008-07-16 | 2010-02-04 | Shinshu Univ | 多段階構成をなす適応等化器を用いた情報伝送システム |
| JP2010154497A (ja) * | 2008-11-21 | 2010-07-08 | Sony Corp | 通信装置、および通信フレームフォーマット、並びに信号処理方法 |
| JP4735747B2 (ja) * | 2008-11-21 | 2011-07-27 | ソニー株式会社 | 通信装置、および通信フレームフォーマット、並びに信号処理方法 |
| JP2010268404A (ja) * | 2009-05-18 | 2010-11-25 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | デジタル信号処理回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3865287B2 (ja) | 2007-01-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5911115A (en) | Data transmission over amps networks | |
| KR0140361B1 (ko) | 다수의 샘플링 포인트를 이용한 시변 신호 복원 장치 및 방법 | |
| US8576939B2 (en) | Method and system for slicing a communication signal | |
| JP2910825B2 (ja) | デジタル画像受信器 | |
| KR100388369B1 (ko) | 오디오신호송신장치,수신장치및처리시스템 | |
| JP3079950B2 (ja) | 直交周波数分割多重変調信号の受信装置及び伝送方法 | |
| US8782112B2 (en) | Methods and systems for optimal zero-forcing and MMSE frequency domain equalizers for complex and VSB signals | |
| KR100470737B1 (ko) | 디지털 텔레비전 수신기를 위한 ｖｓｂ 인코더와 ｒｆ 변조기 | |
| JP2002319873A (ja) | 放送受信装置及びチューナ切換方法 | |
| JP3865287B2 (ja) | 判定帰還型の等化方法と送受信装置 | |
| JP3272678B2 (ja) | Ｎｔｓｃアーチファクトを抽出するためにｄｔｖパイロット搬送波を抑制するコームフィルターを用いたｎｔｓｃ干渉検出器 | |
| US7801559B2 (en) | Methods and apparatus for baseband digital spectrum translation (BDST) | |
| JPH0245856B2 (ja) | ||
| JPH0447721A (ja) | 自動等化器 | |
| GB2260068A (en) | Recovering a time-varying signal using multiple adaptive filtering algorithms | |
| JP3217947B2 (ja) | 通信方法及び装置 | |
| US6434192B1 (en) | Adaptive equalizing device | |
| KR101701662B1 (ko) | 보청기용 트랜시버 및 이러한 트랜시버를 동작시키는 방법 | |
| EP1370017A1 (en) | Interference reduction for simulcast signals | |
| GB2372181A (en) | Coherent demodulation of OFDM radio signals | |
| WO2001024403A1 (fr) | Terminal de communication et procede de radiocommunication | |
| KR100375144B1 (ko) | 엔.티.에스.씨동일-채널음성반송파주파수근방의반송파주파수를가지는잔류측파대디지털텔레비젼신호를전송하는방법 | |
| KR100260422B1 (ko) | 디지털 텔레비젼신호 수신기 | |
| JP3514965B2 (ja) | 受信装置 | |
| JP3601646B2 (ja) | バンドエッジ等化方法及び装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040907 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20060120 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20060926 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20060929 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091013 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101013 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111013 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111013 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121013 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121013 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131013 Year of fee payment: 7 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |