JP2002112556A

JP2002112556A - インバータ装置

Info

Publication number: JP2002112556A
Application number: JP2000294278A
Authority: JP
Inventors: Minoru Maehara; 稔前原; Naoki Komatsu; 直樹小松
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2000-09-27
Filing date: 2000-09-27
Publication date: 2002-04-12
Anticipated expiration: 2020-09-27
Also published as: JP3729050B2

Abstract

(57)【要約】【課題】少ない電力変換過程で交流電源からの入力電流
歪みを改善しつつ負荷回路に電力を供給でき、回路効率
の良いインバータ装置を提供する。【解決手段】交流電源Ｖｓに接続された全波整流器ＤＢ
と、全波整流器ＤＢに並列的に接続された平滑コンデン
サＣ１と、負荷回路を有し、交流電源電圧の絶対値Ｖ_DB
が所定値Ｖ０以上の期間Ｔ１に、全波整流器ＤＢから負
荷回路に電力を供給する第１のスイッチ手段と、交流電
源電圧の絶対値Ｖ_DBが所定値Ｖ０より小さい期間Ｔ２
に、平滑コンデンサＣ１から負荷回路に電力を供給する
第２のスイッチ手段と、交流電源電圧の絶対値Ｖ_DBが所
定値Ｖ０より小さい期間Ｔ２に、交流電源Ｖｓから入力
電流を流す入力歪改善手段を有する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源からの入
力電流歪みを改善しながら負荷に電力を供給するインバ
一タ装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】（従来例）図３は従来の矩形波インバー
タの回路図である。交流電源Ｖｓを全波整流器ＤＢで全
波整流し、全波整流器ＤＢの出力Ｖ_DBを昇圧チョッパ１
に入力し、入力力率を改善しつつ、交流入力電圧Ｖｉｎ
のピーク値より高い平滑直流電圧Ｖｃ１をコンデンサＣ
１に得る。この平滑直流電圧Ｖｃ１を降圧チョッパ２に
入力し、降圧された直流電圧Ｖｃ２をコンデンサＣ２に
得る。コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２を極性反転インバー
タ３に入力し、負荷回路に矩形波電圧を供給する。極性
反転インバータ３の負荷としては、高圧放電灯などが考
えられる。

【０００３】図３の例では極性反転インバータ３として
のフルブリッジインバータの一対の直列スイッチの接続
点間に、トランスＴの１次巻線と放電灯ｌａの直列回路
にコンデンサＣ３を並列に接続した構成を取っている。
放電灯ｌａに直列接続されたトランスＴは放電灯ｌａの
始動時に高圧を発生し、始動させるためのイグナイタ４
の一部を構成するが、本発明には直接関係しないので、
説明は省略する。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】図３の従来例では、入
力力率改善のために降圧チョッパ２の前段に昇圧チョッ
パ１を設けている。従って入力電流は一旦全て昇圧チョ
ッパ１を介して平滑コンデンサＣ１に流れる。このた
め、交流電源Ｖｓから昇圧チョッパ１、降圧チョッパ
２、極性反転インバータ３と多くの電力変換過程を経る
ことになり、回路効率には自ずと限界がある。また、使
用する回路素子も多く、回路が大型化して高価なものに
なる。さらに、回路効率が良くないと素子の発熱が大き
くなり、回路部品の放熱設計が難しくなり、回路が大型
化する。

【０００５】本発明は上述のような点に鑑みてなされた
ものであり、従来例のように多くの電力変換過程を経る
ことなく且つ交流電源からの入力電流歪みを改善しつつ
負荷回路に電力を供給でき、回路効率の良いインバータ
装置を提供することを課題とする。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明によれば、上記の
課題を解決するために、図１に示すように、交流電源Ｖ
ｓに接続された全波整流器ＤＢと、全波整流器ＤＢに並
列的に接続された平滑コンデンサＣ１と、負荷回路を有
し、交流電源電圧の絶対値Ｖ_DBが所定値Ｖ０以上の期間
Ｔ１に、全波整流器ＤＢから負荷回路に電力を供給する
第１のスイッチ手段と、交流電源電圧の絶対値Ｖ_DBが所
定値Ｖ０より小さい期間Ｔ２に、平滑コンデンサＣ１か
ら負荷回路に電力を供給する第２のスイッチ手段と、交
流電源電圧の絶対値Ｖ_DBが所定値Ｖ０より小さい期間Ｔ
２に、交流電源Ｖｓから入力電流を流す入力歪改善手段
を有することを特徴とするものである。

【０００７】具体的には、例えば図４に示すように、交
流電源Ｖｓに接続された全波整流器ＤＢと、全波整流器
ＤＢの出力側に接続された平滑コンデンサＣ１と、全波
整流器ＤＢの出力端に直列接続されたインダクタＬ２
と、交流電源Ｖｓから全波整流器ＤＢとインダクタＬ２
を介して平滑コンデンサＣ１を充電する方向に平滑コン
デンサＣ１と直列接続されたダイオードＤ１と、平滑コ
ンデンサＣ１と並列に接続された第１および第２のスイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路と、平滑コンデンサ
Ｃ１とダイオードＤ１の直列回路に並列に接続された第
３および第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の直列回路
と、第１および第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接
続点と第３および第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の
接続点の間に接続された負荷回路（インダクタＬ１とコ
ンデンサＣ２、放電灯ｌａの直並列回路）とを備え、第
１のスイッチング素子Ｑ１がダイオードＤ１の一端に第
３のスイッチング素子Ｑ３がダイオードＤ１の他端に接
続されたインバータ装置であって、図５に示すように、
交流電源電圧の絶対値Ｖ_DBが所定値Ｖ０以上の期間Ｔ１
には第２のスイッチング素子Ｑ２をオン、第１および第
４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をオフとし、第３のス
イッチング素子Ｑ３を高周波でオン・オフし、交流電源
電圧の絶対値Ｖ_DBが所定値Ｖ０より小さい期間Ｔ２には
第４のスイッチング素子Ｑ４をオン、第２のスイッチン
グ素子Ｑ２をオフとし、第１および第３のスイッチング
素子Ｑ１，Ｑ３を高周波でオン・オフさせることを特徴
とするものである。また、図４の回路構成において、第
３のスイッチング素子Ｑ３を短絡させて、図１０に示す
ように構成しても構わない。

【０００８】

【発明の実施の形態】（実施形態１）図１は本発明の実
施形態１の回路図であり、図２はその動作説明図であ
る。本実施形態は、請求項１の構成に対応するものであ
り、交流電源Ｖｓに接続された全波整流器ＤＢと、全波
整流器ＤＢに並列的に接続された平滑コンデンサＣ１
と、負荷回路を有し、交流電源電圧の絶対値Ｖ_DBが所定
値Ｖ０以上の期間Ｔ１に、全波整流器ＤＢから負荷回路
に電力を供給する第１のスイッチ手段と、交流電源電圧
の絶対値Ｖ_DBが所定値Ｖ０より小さい期間Ｔ２に、平滑
コンデンサＣ１から負荷回路に電力を供給する第２のス
イッチ手段と、交流電源電圧の絶対値Ｖ_DBが所定値Ｖ０
より小さい期間Ｔ２に、交流電源Ｖｓから入力電流を流
す入力歪改善手段を有することを特徴とするものであ
る。このように、本発明では、交流電源Ｖｓに接続され
た全波整流器ＤＢと平滑コンデンサＣ１を有し、全波整
流器ＤＢの整流出力電圧Ｖ_DBが所定値Ｖ０以上の期間Ｔ
１では、負荷回路は全波整流器ＤＢに接続され、全波整
流器ＤＢから直接電力を供給され、整流出力電圧Ｖ_DBが
所定値Ｖ０より小さい期間Ｔ２では、負荷回路は平滑コ
ンデンサＣ１に接続され、平滑コンデンサＣ１から電力
を供給される。また、期間Ｔ２において、全波整流器Ｄ
Ｂから入力電流を流すことにより入力歪改善作用を持
ち、平滑コンデンサＣ１を充電する作用も持つ。以上の
ように、期間Ｔ１においては負荷に直接電力を供給する
から、従来のように多くの電力変換過程を経ていないの
で、回路効率の格段の向上が期待できる。また、期間Ｔ
２においても、平滑コンデンサＣ１から電力を供給され
るが、従来例に比べると電力変換過程は少なく、回路効
率の向上が期待できる。

【０００９】（実施形態２）図４は本発明の実施形態２
の回路図である。本実施形態は、請求項２の構成に対応
するものであり、交流電源Ｖｓに接続された全波整流器
ＤＢと、全波整流器ＤＢの出力側に接続された平滑コン
デンサＣ１と、全波整流器ＤＢの出力端に直列接続され
たインダクタＬ２と、交流電源Ｖｓから全波整流器ＤＢ
とインダクタＬ２を介して平滑コンデンサＣ１を充電す
る方向に平滑コンデンサＣ１と直列接続されたダイオー
ドＤ１と、平滑コンデンサＣ１と並列に接続された第１
および第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路
と、平滑コンデンサＣ１とダイオードＤ１の直列回路に
並列に接続された第３および第４のスイッチング素子Ｑ
３，Ｑ４の直列回路と、第１および第２のスイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と第３および第４のスイッチン
グ素子Ｑ３，Ｑ４の接続点の間に接続された負荷回路
（インダクタＬ１とコンデンサＣ２、放電灯ｌａの直並
列回路）とを備え、第１のスイッチング素子Ｑ１がダイ
オードＤ１の一端に第３のスイッチング素子Ｑ３がダイ
オードＤ１の他端に接続されたインバータ装置であっ
て、交流電源電圧の絶対値Ｖ_DBが所定値Ｖ０以上の期間
には第２のスイッチング素子Ｑ２をオン、第１および第
４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をオフとし、第３のス
イッチング素子Ｑ３を高周波でオン・オフし、交流電源
電圧の絶対値Ｖ_DBが所定値Ｖ０より小さい期間には第４
のスイッチング素子Ｑ４をオン、第２のスイッチング素
子Ｑ２をオフとし、第１および第３のスイッチング素子
Ｑ１，Ｑ３を高周波でオン・オフさせることを特徴とす
るものである。

【００１０】各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ
４の動作は図５に示すとおりである。Ｖ_DB≧Ｖ０の期間
Ｔ１では、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３が動作する。ス
イッチング素子Ｑ２は常時オン状態、スイッチング素子
Ｑ３は高周波でオン・オフする。スイッチング素子Ｑ３
のオン時には、図６に示すように、全波整流器ＤＢ→イ
ンダクタＬ２→スイッチング素子Ｑ３→インダクタＬ１
→コンデンサＣ２、放電灯ｌａの並列回路→スイッチン
グ素子Ｑ２→全波整流器ＤＢの経路で負荷へ図示した向
きの電流を流す。スイッチング素子Ｑ３のオフ時には、
図７に示すように、インダクタＬ２の起電力により、全
波整流器ＤＢ→インダクタＬ２→ダイオードＤ１→平滑
コンデンサＣ１→全波整流器ＤＢの経路で平滑コンデン
サＣ１を充電するとともに、インダクタＬ１の起電力に
より、インダクタＬ１→コンデンサＣ２、放電灯ｌａの
並列回路→スイッチング素子Ｑ２→スイッチング素子Ｑ
４の寄生ダイオード→インダクタＬ１の経路で負荷電流
が回生する。以上の動作により、期間Ｔ１においては入
力電流が負荷回路に直接流れ込むことになる。

【００１１】Ｖ_DB＜Ｖ０の期間Ｔ２には、スイッチング
素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ４が動作する。スイッチング素子Ｑ
４は常時オン状態、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３は高周
波でオン・オフする。スイッチング素子Ｑ１のオン時に
は、図８に示すように、平滑コンデンサＣ１→スイッチ
ング素子Ｑ１→コンデンサＣ２、放電灯ｌａの並列回路
→インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ４→平滑コンデ
ンサＣ１の経路で負荷へ上記とは逆向きの電流を流す。
スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、図９に示すよう
に、インダクタＬ１の起電力により、インダクタＬ１→
スイッチング素子Ｑ４→スイッチング素子Ｑ２の寄生ダ
イオード→コンデンサＣ２、放電灯ｌａの並列回路→イ
ンダクタＬ１の経路で負荷電流が回生する。

【００１２】一方、電源側の電流経路については、スイ
ッチング素子Ｑ３がオンすると、図８に示すように、全
波整流器ＤＢ→インダクタＬ２→スイッチング素子Ｑ３
→スイッチング素子Ｑ４の経路で電源電圧に比例した傾
きでインダクタＬ２の電流を増加させる。スイッチング
素子Ｑ３がオフすると、インダクタＬ２の起電力によ
り、図９に示すように、全波整流器ＤＢ→インダクタＬ
２→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ１→全波整流器
ＤＢの経路で平滑コンデンサＣ１を充電する。この一連
の動作は昇圧チョッパ動作であり、図１の実施形態１で
述べた入力歪改善作用となる。以上の動作により、期間
Ｔ２には期間Ｔ１と逆向きの負荷電流が平滑コンデンサ
Ｃ１から流れ、かつ入力歪改善動作も行う。

【００１３】本実施形態によれば、期間Ｔ１においては
負荷に直接電力を供給するから、従来のように多くの電
力変換過程を経ていないので、回路効率の格段の向上が
期待できる。期間Ｔ２においても、平滑コンデンサＣ１
から電力を供給されるが、従来例に比べると電力変換過
程は少なく、回路効率の向上が期待できる。また、スイ
ッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ４は不動作の期間があり、
従ってスイッチングロスが軽減され、素子発熱も低く抑
えられるので、放熱設計が容易で回路の小型化が期待で
きる。更に従来回路と比べ使用素子数が格段に少ないの
で、この意味でも小型化が可能で、回路も安価になる効
果がある。

【００１４】（実施形態３）図１０は本発明の実施形態
３の回路図である。本実施形態は、請求項３の構成に対
応するものであり、交流電源Ｖｓに接続された全波整流
器ＤＢと、全波整流器ＤＢの出力側に接続された平滑コ
ンデンサＣ１と、全波整流器ＤＢの出力端に直列接続さ
れたインダクタＬ２と、交流電源Ｖｓから全波整流器Ｄ
ＢとインダクタＬ２を介して平滑コンデンサＣ１を充電
する方向に平滑コンデンサＣ１と直列接続されたダイオ
ードＤ１と、平滑コンデンサＣ１と並列に接続された第
１および第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路
と、平滑コンデンサＣ１とダイオードＤ１の直列回路に
並列接続された第３のスイッチング素子Ｑ３と、第１お
よび第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点に一端
を接続され第３のスイッチング素子Ｑ３とダイオードＤ
１の接続点に他端を接続された負荷回路（インダクタＬ
１とコンデンサＣ２、放電灯ｌａの直並列回路）とを備
えるインバータ装置であって、交流電源電圧の絶対値Ｖ
_DBが所定値Ｖ０以上の期間Ｔ１には第２のスイッチング
素子Ｑ２のみを高周波でオン・オフし、交流電源電圧の
絶対値Ｖ_DBが所定値Ｖ０より小さい期間Ｔ２には第１の
スイッチング素子Ｑ１をオン、第２のスイッチング素子
Ｑ２をオフとし、第３のスイッチング素子Ｑ３を高周波
でオン・オフさせることを特徴とするものである。これ
は、上述の図４の実施形態において、スイッチング素子
Ｑ３を短絡した回路構成に相当するものである。

【００１５】各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３の動
作を図１１に示す。Ｖ_DB≧Ｖ０の期間Ｔ１には、スイッ
チング素子Ｑ２のみが高周波でオン・オフする。スイッ
チング素子Ｑ２のオン時には、図１２に示すように、全
波整流器ＤＢ→インダクタＬ２→インダクタＬ１→コン
デンサＣ２、放電灯ｌａの並列回路→スイッチング素子
Ｑ２→全波整流器ＤＢの経路で負荷へ図１０で示したＩ
ｌａの向きの電流を流す。スイッチング素子Ｑ２のオフ
時には、図１３に示すように、インダクタＬ１、Ｌ２の
起電力により全波整流器ＤＢ→インダクタＬ２→インダ
クタＬ１→コンデンサＣ２、放電灯ｌａの並列回路→ス
イッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→平滑コンデンサ
Ｃ１→全波整流器ＤＢの経路で負荷電流の回生により平
滑コンデンサＣ１を充電する。上記動作により、期間Ｔ
１においては入力電流が負荷回路に直接流れ込むことに
なる。

【００１６】Ｖ_DB＜Ｖ０の期間Ｔ２には、スイッチング
素子Ｑ１，Ｑ３が動作する。スイッチング素子Ｑ１は常
時オン状態、スイッチング素子Ｑ３は高周波でオン・オ
フする。スイッチング素子Ｑ３のオン時には、平滑コン
デンサＣ１→スイッチング素子Ｑ１→コンデンサＣ２、
放電灯ｌａの並列回路→インダクタＬ１→スイッチング
素子Ｑ３→平滑コンデンサＣ１の経路で負荷へ図１０で
示したＩｌａと逆向きの電流を流す。一方、図１４に示
すように、全波整流器ＤＢ→インダクタＬ２→スイッチ
ング素子Ｑ３→全波整流器ＤＢの経路で電源電圧に比例
した傾きでインダクタＬ２の電流を増加させる。

【００１７】スイッチング素子Ｑ３のオフ時には、イン
ダクタＬ１の起電力により、インダクタＬ１→ダイオー
ドＤ１→スイッチング素子Ｑ１→コンデンサＣ２、放電
灯ｌａの並列回路→インダクタＬ１の経路で負荷電流が
回生する。一方、図１５に示すように、インダクタＬ２
の起電力により、全波整流器ＤＢ→インダクタＬ２→ダ
イオードＤ１→平滑コンデンサＣ１→全波整流器ＤＢの
経路で平滑コンデンサＣ１を充電する。スイッチング素
子Ｑ３の動作は昇圧チョッパ動作であり、図１の実施形
態１で述べた入力歪改善作用となる。上記動作により、
期間Ｔ２には期間Ｔ１と逆向きの負荷電流が平滑コンデ
ンサＣ１から流れ、かつ入力歪改善動作も行う。本実施
形態によれば、実施形態２と同様の効果が得られるとと
もに、スイッチング素子が３個となり、さらに使用素子
数が少なく、回路の小型化、コスト低減が期待できる。

【００１８】（実施形態４）図１６は本発明の実施形態
４の動作説明図であり、図１０に示した実施形態３のよ
り詳細な動作を示している。期間Ｔ１，Ｔ２の動作は図
１１と同様であるが、スイッチング素子Ｑ２とＱ３のオ
ン・デューティの関係を、スイッチング素子Ｑ２のオン
・デューティ＞スイッチング素子Ｑ３のオン・デューテ
ィの関係としたものである。

【００１９】期間Ｔ１では負荷回路に供給される電源電
圧がＶ_DB、期間Ｔ２ではＶｃ１と異なる。また、期間Ｔ
２では負荷にはインダクタＬ１のみを介して電流が流れ
るのに対し、期間Ｔ１ではインダクタＬ１、Ｌ２を介し
て電流が流れ、インダクタンス値が大きい。このことよ
り、スイッチング素子Ｑ２とＱ３のオン・デューティを
同じにすると、期間Ｔ１での負荷電流値が期間Ｔ２での
負荷電流値より少なくなる。そこで、負荷電流を期間Ｔ
１，Ｔ２の両極性でほぼ同じにしたい場合には、図１６
に示すように、スイッチング素子Ｑ２のオン・デューテ
ィをスイッチング素子Ｑ３のオン・デューティよりも大
きくする。本実施形態によれば、実施形態３と同様の効
果が得られるとともに、負荷電流がほぼ正負対称とな
り、負荷へのＤＣ成分を除去することが可能となる。

【００２０】（実施形態５）図１７は本発明の実施形態
５の動作説明図であり、図１０に示した実施形態３のよ
り詳細な動作を示している。期間Ｔ１，Ｔ２の動作は図
１１と同様であるが、スイッチング素子Ｑ２とＱ３の動
作周波数の関係を、スイッチング素子Ｑ２の動作周波数
＜スイッチング素子Ｑ３の動作周波数の関係としたもの
である。上述の実施形態４ではスイッチング素子Ｑ２，
Ｑ３のオン・デューティで負荷電流を調整したが、本実
施形態のように、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の動作周
波数で負荷電流を調整しても良い。効果は実施形態４と
同様である。

【００２１】（実施形態６）図１８は本発明の実施形態
６の回路図である。本実施形態は、図１０のダイオード
Ｄ１をＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ４で置
き換えたものである。ＭＯＳＦＥＴには寄生ダイオード
が存在し、図示しないがスイッチング素子Ｑ４に逆並列
にダイオードが内蔵されている。

【００２２】本実施形態の動作を図１９に示す。スイッ
チング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３の動作は図１１、図１６、
図１７と同じであるが、期間Ｔ１にスイッチング素子Ｑ
４をスイッチング素子Ｑ２と反転させてオン・オフす
る。図１０ではスイッチング素子Ｑ２のオフ時にインダ
クタＬ１、Ｌ２の起電力により全波整流器ＤＢ→インダ
クタＬ２→インダクタＬ１→コンデンサＣ２、放電灯ｌ
ａの並列回路→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード
→平滑コンデンサＣ１→全波整流器ＤＢの経路で負荷電
流を回生させることにより平滑コンデンサＣ１を充電し
ているが、インダクタンス値が大きいため、設計によっ
てはスイッチング素子Ｑ２のオフ期間に電流がゼロにな
らない場合がある。スイッチング素子Ｑ２のオフ期間に
電流がゼロにならないと、次のスイッチング素子Ｑ２の
オン時にスパイク電流が流れ、素子にストレスがかかる
場合がある。これを設計で防ぐにはスイッチング素子Ｑ
２のオン時間を短くする必要があるが、負荷電流が小さ
くなるので自由にオン時間を変えることができない。

【００２３】本実施形態のようにスイッチング素子Ｑ４
を設け、スイッチング素子Ｑ２のオフ期間にスイッチン
グ素子Ｑ４をオンするようにすると、負荷電流の回生
は、インダクタＬ１→コンデンサＣ２、放電灯ｌａの並
列回路→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→スイ
ッチング素子Ｑ４→インダクタＬ１のループとなり、一
方、インダクタＬ２の起電力で全波整流器ＤＢ→スイッ
チング素子Ｑ４の寄生ダイオード→平滑コンデンサＣ１
→全波整流器ＤＢのループとなり、電流ループが分けら
れる。したがって、各ループのインダクタンス値が小さ
くなるので、スイッチング素子Ｑ２のオフ期間に電流を
ゼロとしやすい。本実施形態は実施形態２と同様の効果
があるとともに、上に述べた理由により、素子ストレス
が少なくなり、また設計が容易になる。

【００２４】（実施形態７）図２０は本発明の実施形態
７の回路図である。本実施形態は、請求項４の構成に対
応するものであり、交流電源Ｖｓに接続された全波整流
器ＤＢと、全波整流器ＤＢの第１の出力端に一端を接続
されたインダクタＬ２と、インダクタＬ２の他端に一端
を接続された第１のダイオードＤ１と、第１のダイオー
ドＤ１の他端と全波整流器ＤＢの第２の出力端の間に直
列に接続された第１および第２のスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２と、第１のダイオードＤ１の前記一端と全波整
流器ＤＢの第２の出力端の間に接続された第３のスイッ
チング素子Ｑ３と、一端を第１のダイオードＤ１の前記
一端に接続された第４のスイッチング素子Ｑ４と、第４
のスイッチング素子Ｑ４の他端と全波整流器ＤＢの第１
の出力端の間に接続された第２のダイオードＤ２と、第
４のスイッチング素子Ｑ４の前記他端と第１のダイオー
ドＤ１の前記他端の間に接続された平滑コンデンサＣ１
と、第４のスイッチング素子Ｑ４の前記他端と第１およ
び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の間に接
続された負荷回路とを備え、第１および第２のダイオー
ドＤ１，Ｄ２はインダクタＬ２の蓄積エネルギーを平滑
コンデンサＣ１に放出する方向に接続されたインバータ
装置であって、交流電源電圧の絶対値Ｖ_DBが所定値Ｖ０
以上の期間には第２および第４のスイッチング素子Ｑ
２，Ｑ４をオン、第１および第３のスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ３をオフし、交流電源電圧の絶対値Ｖ_DBが所定値
Ｖ０より小さい期間には第２および第４のスイッチング
素子Ｑ２，Ｑ４をオフ、第１のスイッチング素子Ｑ１を
オンし、第３のスイッチング素子Ｑ３を高周波でオン・
オフさせることを特徴とするものである。

【００２５】各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作を図
２１に示す。Ｖ_DB≧Ｖ０の期間Ｔ１では、スイッチング
素子Ｑ２、Ｑ４がオンする。スイッチング素子Ｑ２、Ｑ
４のオン時には、全波整流器ＤＢ→インダクタＬ２→ス
イッチング素子Ｑ４→負荷回路→スイッチング素子Ｑ２
の経路でＶ_DBを電源として、負荷回路に降圧された直流
電圧を発生する。このとき負荷電流は入力電流となる。
一方、インダクタＬ２の起電力でインダクタＬ２→ダイ
オードＤ１→平滑コンデンサＣ１→ダイオードＤ２の経
路で平滑コンデンサＣ１を充電する。したがって、従来
例のように複雑な電力変換過程を経ずに、全波整流器Ｄ
Ｂから負荷回路へ直接電流を流している。本実施形態で
は負荷回路は限定していない。

【００２６】Ｖ_DB＜Ｖ０の期間Ｔ２では、スイッチング
素子Ｑ１が常時オン、スイッチング素子Ｑ３が高周波で
オン・オフする。スイッチング素子Ｑ１のオン時には、
平滑コンデンサＣ１を電源として、平滑コンデンサＣ１
→スイッチング素子Ｑ１→負荷回路の経路で降圧された
直流電圧を期間Ｔ１と逆向きに発生する。一方、スイッ
チング素子Ｑ３のオン時には全波整流器ＤＢ→インダク
タＬ２→スイッチング素子Ｑ３の経路でＶ_DBの瞬時値に
比例した傾きでインダクタＬ２の電流を増加させ、イン
ダクタＬ２にエネルギーを蓄積する。スイッチング素子
Ｑ３のオフ時には、インダクタＬ２の起電力でインダク
タＬ２→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ１→ダイオ
ードＤ２の経路で平滑コンデンサＣ１を充電する。

【００２７】本実施形態では、負荷回路が直流導通可能
な抵抗性負荷の場合、既に述べた実施形態と同様に、期
間Ｔ１では直接負荷電流が入力電流となるから、効率の
向上が期待でき、また、期間Ｔ２においても電力変換過
程が少ないので、効率の向上が期待できる。

【００２８】（実施形態８）図２２は本発明の実施形態
８の回路図である。本実施形態は請求項５の構成に対応
するものであり、交流電源Ｖｓと、交流電源Ｖｓに直列
接続されたインダクタＬ２と、交流電源Ｖｓとインダク
タＬ２の直列回路を入力端に接続された全波整流器（ダ
イオードＤ５，Ｄ６およびスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４
の逆並列ダイオード）と、全波整流器の出力端に並列接
続された平滑コンデンサＣ１と、平滑コンデンサＣ１に
並列接続された第１および第２のスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２の直列回路と、平滑コンデンサＣ１に並列接続
された第３および第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の
直列回路と、第１および第２のスイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２の接続点と第３および第４のスイッチング素子Ｑ
３，Ｑ４の接続点の間に接続された負荷回路（インダク
タＬ１とコンデンサＣ２、放電灯ｌａの直並列回路）と
を備え、第１および第３のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３
は全波整流器の正出力端（ダイオードＤ５のカソード
側）に接続され、第２および第４のスイッチング素子Ｑ
２，Ｑ４は全波整流器の負出力端（ダイオードＤ６のア
ノード側）に接続され、第３および第４のスイッチング
素子Ｑ３，Ｑ４の接続点は全波整流器の一方の交流入力
端に接続されたインバータ装置であって、交流電源電圧
の絶対値Ｖ _DBが所定値Ｖ０以上の期間には交流電源Ｖｓ
の電圧極性に対応して第１または第２のスイッチング素
子Ｑ１，Ｑ２を高周波でオン・オフし、交流電源電圧の
絶対値Ｖ_DBが所定値Ｖ０より小さい期間には交流電源Ｖ
ｓの電圧極性に対応して第１または第２のスイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２を介して交流電源Ｖｓから入力電流が流
れるように第１および第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ
４または第２および第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３
を高周波でオン・オフさせることを特徴とするものであ
る。交流電源Ｖｓの電圧Ｖｉｎを図示の向きを正に、放
電灯ｌａの電流Ｉｌａを図示の向きを正として説明す
る。

【００２９】図２３にスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動
作の一例を示す。Ｖｉｎ＞＋Ｖ０の期間Ｔ１では、スイ
ッチング素子Ｑ１のみが高周波でオン・オフする。スイ
ッチング素子Ｑ１がオンすると、交流電源Ｖｓ→ダイオ
ードＤ５→スイッチング素子Ｑ１→コンデンサＣ２と放
電灯ｌａの並列回路→インダクタＬ１→インダクタＬ２
の経路でコンデンサＣ２に降圧された直流電圧を発生
し、放電灯ｌａには図示した正向きの電流Ｉｌａが流れ
る。スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、インダクタＬ
１、Ｌ２の起電力でインダクタＬ１→インダクタＬ２→
交流電源Ｖｓ→ダイオードＤ５→平滑コンデンサＣ１→
スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード→コンデンサＣ
２と放電灯ｌａの並列回路で電力を回生しつつ、平滑コ
ンデンサＣ１を充電する。このとき、負荷電流は入力電
流ともなる。

【００３０】＋Ｖ０＞Ｖｉｎ＞０の期間Ｔ２では、スイ
ッチング素子Ｑ１とＱ４が高周波でオン・オフする。ス
イッチング素子Ｑ１とＱ４は同じタイミングでオンし、
スイッチング素子Ｑ４が先にオフするものとする。スイ
ッチング素子Ｑ１、Ｑ４がオンすると、平滑コンデンサ
Ｃ１を電源として、平滑コンデンサＣ１→スイッチング
素子Ｑ１→コンデンサＣ２と放電灯ｌａの並列回路→イ
ンダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ４の経路で期間Ｔ１
と同じ向きの負荷電流を流す。次にスイッチング素子Ｑ
４だけオフすると、インダクタＬ１に起電力が発生し、
インダクタＬ１→インダクタＬ２→交流電源Ｖｓ→ダイ
オードＤ５→スイッチング素子Ｑ１→コンデンサＣ２と
放電灯ｌａの並列回路→インダクタＬ１の経路で電力を
回生しつつ、入力電流を流す。

【００３１】以上から、期間Ｔ１においては交流電源Ｖ
ｓから直接負荷へ電流を流していることが分かる。ま
た、期間Ｔ２においても平滑コンデンサＣ１から電流を
流すが、従来例と比べると電力変換過程は少ないことが
分かる。

【００３２】次に、Ｖｉｎ＜０の期間Ｔ１’、Ｔ２’で
は電源電圧極性が反転するため、作用素子がスイッチン
グ素子Ｑ１、Ｑ４からスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３に変
わる点と負荷電流の向きが変わる点が異なるが、それ以
外は上記の動作説明と同様である。

【００３３】本実施形態の負荷電流Ｉｌａは、図２３に
示すように、電源電圧Ｖｉｎに同期したものとなる。そ
して、期間Ｔ１、Ｔ１’では電源から負荷へ直接電流を
流すので、回路効率の向上が期待できる。また、期間Ｔ
２、Ｔ２’では、平滑コンデンサＣ１から負荷へ電流を
流すが、従来例と比べると電力変換過程は少ないので、
やはり回路効率の向上が期待できる。

【００３４】図２４はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動
作の他の一例を示す。期間Ｔ１、Ｔ１’の動作は図２３
と同様である。期間Ｔ２において、スイッチング素子Ｑ
２、Ｑ３が同期して高周波でオン・オフする。スイッチ
ング素子Ｑ２、Ｑ３がオンすると、平滑コンデンサＣ１
→スイッチング素子Ｑ３→インダクタＬ１→コンデンサ
Ｃ２と放電灯ｌａの並列回路→スイッチング素子Ｑ２の
経路で負荷へ期間Ｔ１とは逆向きに電流を流す。一方、
スイッチング素子Ｑ３がオンしているので、交流電源Ｖ
ｓ→ダイオードＤ５→スイッチング素子Ｑ３→インダク
タＬ２の経路で電源電圧の瞬時値に比例した傾きでイン
ダクタＬ２にエネルギーを蓄積していく。スイッチング
素子Ｑ２、Ｑ３がオフすると、インダクタＬ１の起電力
で、インダクタＬ１→コンデンサＣ２と放電灯ｌａの並
列回路→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→平滑
コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ４の寄生ダイオー
ドの経路で電力を回生しつつ、平滑コンデンサＣ１を充
電する。また、インダクタＬ２の起電力で、インダクタ
Ｌ２→交流電源Ｖｓ→ダイオードＤ５→平滑コンデンサ
Ｃ１→スイッチング素子Ｑ４の寄生ダイオードの経路で
平滑コンデンサＣ１を充電する。スイッチング素子Ｑ３
は入力歪改善作用素子としても動作する。

【００３５】期間Ｔ２’においては、スイッチング素子
Ｑ１、Ｑ４が同期して高周波でオン・オフする。スイッ
チング素子Ｑ１、Ｑ４がオンすると、平滑コンデンサＣ
１→スイッチング素子Ｑ１→コンデンサＣ２と放電灯ｌ
ａの並列回路→インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ４
の経路で負荷へ期間Ｔ１’とは逆向きに電流を流す。一
方、スイッチング素子Ｑ４がオンしているので、交流電
源Ｖｓ→インダクタＬ２→スイッチング素子Ｑ４→ダイ
オードＤ６の経路で電源電圧の瞬時値に比例した傾きで
インダクタＬ２にエネルギーを蓄積していく。スイッチ
ング素子Ｑ１、Ｑ４がオフすると、インダクタＬ１の起
電力で、インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ３の寄生
ダイオード→平滑コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ
２の寄生ダイオード→コンデンサＣ２と放電灯ｌａの並
列回路→インダクタＬ１の経路で電力を回生しつつ、平
滑コンデンサＣ１を充電する。また、インダクタＬ２の
起電力で、インダクタＬ２→スイッチング素子Ｑ３の寄
生ダイオード→平滑コンデンサＣ１→ダイオードＤ６→
交流電源Ｖｓの経路で平滑コンデンサＣ１を充電する。
スイッチング素子Ｑ４は入力歪改善作用素子としても動
作する。

【００３６】上記のように、電源電圧の絶対値が低い期
間Ｔ２、Ｔ２’の電流ループが異なり、負荷電流の向き
が異なるが、少ない電力変換過程で負荷へ電流を流す
点、入力歪改善作用を持つ点等、これまでの実施形態と
同様の効果を持つ。

【００３７】（実施形態９）図２５は本発明の実施形態
９の回路図である。本実施形態は、請求項１１の構成に
対応するものであり、交流電源Ｖｓに接続された全波整
流器ＤＢと、全波整流器ＤＢの出力側に接続された平滑
コンデンサＣ１と、全波整流器ＤＢの出力端に直列接続
されたインダクタＬ２と、交流電源Ｖｓから全波整流器
ＤＢとインダクタＬ２を介して平滑コンデンサＣ１を充
電する方向に平滑コンデンサＣ１と直列接続されたダイ
オードＤ１と、平滑コンデンサＣ１と並列に接続された
第１および第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回
路と、全波整流器ＤＢの出力端に並列に接続された第３
および第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の直列回路
と、第１および第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接
続点と第３および第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の
接続点の間に接続された負荷回路（インダクタＬ１とコ
ンデンサＣ２、放電灯ｌａの直並列回路およびパルスト
ランスＴ）と、平滑コンデンサＣ１とダイオードＤ１の
直列回路に並列に接続された第５のスイッチング素子Ｑ
５とを備え、第１のスイッチング素子Ｑ１がダイオード
Ｄ１の一端に第３のスイッチング素子Ｑ３がインダクタ
Ｌ２を介してダイオードＤ１の他端に接続されたインバ
ータ装置であって、交流電源電圧の絶対値Ｖ_DBが所定値
Ｖ０以上の期間には第２のスイッチング素子Ｑ２をオ
ン、第１および第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をオ
フとし、第３のスイッチング素子Ｑ３と第５のスイッチ
ング素子Ｑ５を反転同期して高周波でオン・オフし、交
流電源電圧の絶対値Ｖ_DBが所定値Ｖ０より小さい期間に
は第４のスイッチング素子Ｑ４をオン、第２および第３
のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオフとし、第１および
第５のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ５を高周波でオン・オ
フさせることを特徴とするものである。図４の回路と比
べると、インダクタＬ２の位置がスイッチング素子Ｑ３
とダイオードＤ１の接続点間に変更されており、インダ
クタＬ２とダイオードＤ１の接続点と全波整流器ＤＢの
負極出力端子間にスイッチング素子Ｑ５を接続したもの
である。スイッチング素子Ｑ５は昇圧チョッパスイッチ
となる。

【００３８】図２６は本実施形態の動作説明図である。
期間Ｔ１において、スイッチング素子Ｑ２が常時オン、
スイッチング素子Ｑ３が高周波でオン・オフする点は図
４の実施形態と同じであり、このとき、負荷電流が入力
電流となる。更に、スイッチング素子Ｑ５がスイッチン
グ素子Ｑ３と反転同期してオン・オフすることで、昇圧
チョッパが動作し、入力電流を流す。期間Ｔ１では負荷
電流が入力電流を兼ねる動作をするので、スイッチング
素子Ｑ５の動作は補助的になる。期間Ｔ２ではスイッチ
ング素子Ｑ４が常時オン、スイッチング素子Ｑ１が高周
波でオン・オフする。また、図４の実施形態と異なり、
スイッチング素子Ｑ３はオフ状態を維持する。したがっ
て、スイッチング素子Ｑ５のオン時に昇圧チョッパの動
作によって、入力電流を流す。期間Ｔ２ではスイッチン
グ素子Ｑ５の動作のみによって、入力電流が決定され
る。

【００３９】本実施形態では、図４の実施形態と比べて
入力電流を流すための独立素子（スイッチング素子Ｑ
５）を設けたことにより、入力歪改善がより効果的にで
きる。更に、平滑コンデンサＣ１の充電電圧も調整が容
易になるという効果が得られる。

【００４０】（実施形態１０）図２７は本発明の実施形
態１０の回路図である。本実施形態は、請求項１２の構
成に対応するものであり、図４の実施形態と比べて、ス
イッチング素子Ｑ５を追加した点が異なる。図２８は本
実施形態の動作説明図である。図５の動作に比べると、
各素子の動作は期間Ｔ１のみ異なる。期間Ｔ１では、ス
イッチング素子Ｑ２、Ｑ５がオンすると、平滑コンデン
サＣ１から負荷へ電流を流す。スイッチング素子Ｑ５が
オフすると、インダクタＬ１の起電力で、インダクタＬ
１→コンデンサＣ２と放電灯ｌａの並列回路→スイッチ
ング素子Ｑ２→スイッチング素子Ｑ４の寄生ダイオード
の経路で電力を回生する。このとき、スイッチング素子
Ｑ３をオンすれば、全波整流器ＤＢの出力端は見かけ
上、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４ともにオン状態である
ので、インダクタＬ２を介して昇圧チョッパ動作を開始
する。実質的には、全波整流器ＤＢ→インダクタＬ２→
スイッチング素子Ｑ３→インダクタＬ１→コンデンサＣ
２と放電灯ｌａの並列回路→スイッチング素子Ｑ２の経
路で負荷電流の値までインダクタＬ２の電流が増加す
る。次にスイッチング素子Ｑ３がオフしたときに、イン
ダクタＬ２の起電力で、全波整流器ＤＢ→インダクタＬ
２→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ１の経路で平滑
コンデンサＣ１を充電する。このように負荷電流を利用
して入力電流を流す点が異なる。

【００４１】本実施形態では、負荷電流は期間Ｔ１、Ｔ
２のいずれも平滑コンデンサＣ１から流すので、電源電
圧の変動の影響を受けにくいという利点がある。また、
従来例と比べると電力変換過程が少なく、回路効率の向
上が期待できる点は同様である。

【００４２】（実施形態１１）図２９は本発明の実施形
態１１の回路図である。本実施形態は、図１０の回路で
全波整流器ＤＢの出力端の負極側を２つに分割し、イン
ダクタＬ２を一方の全波整流器の出力端の負極側に接続
し、スイッチング素子Ｑ２を他方の全波整流器の出力端
の負極側に接続したものである。スイッチング素子Ｑ
１、Ｑ２、Ｑ３のオン・オフ動作は図１１と同様であ
る。本実施形態では、期間Ｔ１のスイッチング素子Ｑ２
の動作時に負荷回路に電流が流れるループ上にインダク
タＬ２が入っていない。したがって、実施形態４ないし
５で述べたように、期間Ｔ１とＴ２でインダクタンス値
が変わることが無くなり、設計が容易になるという利点
がある。スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３のオン・オフ動作
に関しては、図１６、図１７のようにスイッチング素子
Ｑ２とＱ３のオン・デューティあるいは動作周波数を違
えるような設計をしても良いことは言うまでもない。こ
の回路構成にすれば、実施形態４ないし５の場合に比べ
て、スイッチング素子Ｑ２とＱ３のオン・デューティあ
るいは動作周波数の差を大きくする必要が無くなる。

【００４３】図３０は本発明の実施形態１１の一変形例
の回路図である。図２９のインダクタＬ２の位置を全波
整流器ＤＢの出力端の正極側に変更した点が異なるだけ
であり、図２９と同一の作用を有する素子には同一の記
号を付した。図３０の構成は図２９の構成に比べると、
スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３の駆動回路構成が容易とな
る。例えば、図３０において、スイッチング素子Ｑ１の
ソースを制御回路のグランドとすると、スイッチング素
子Ｑ２、Ｑ３はハイサイドドライブで可能となるが、図
２９の構成ではスイッチング素子Ｑ２またはＱ３の何れ
のソースを制御回路のグランドに選んでも、他のスイッ
チング素子は電気的に絶縁されたレベルシフトが必要と
なる。その他の効果については図２９の構成と同様であ
る。

【００４４】（実施形態１２）図３１は本発明の実施形
態１２の動作説明図である。本実施形態では、図２９ま
たは図３０の回路において、期間Ｔ１においてもスイッ
チング素子Ｑ３をオン・オフ動作させたものである。ス
イッチング素子Ｑ３の期間Ｔ１でのオンデューティｄ１
は期間Ｔ２でのオンデューティｄ２に比べて小さくして
いる。スイッチング素子Ｑ３を動作させると、昇圧チョ
ッパを動作させることになり、平滑コンデンサＣ１を充
電することが可能になる。期間Ｔ２においてだけスイッ
チング素子Ｑ３を動作させていた場合に比べると、平滑
コンデンサＣ１の充電量が増し、平滑コンデンサＣ１の
電圧を昇圧させることが可能になる。

【００４５】また、別の効果として、負荷電流をフラッ
トにした場合にも、入力電流を正弦波にすることが容易
であるという利点がある。期間Ｔ１ではスイッチング素
子Ｑ２によって負荷電流が入力電流になるが、負荷電流
はフラットな波形が望ましい。一方、入力電流は正弦波
が望ましいが、負荷電流と入力電流が等しいため何れか
にしわ寄せがくる。そこで、スイッチング素子Ｑ３を動
作させて入力電流を部分的に流すことにより、負荷電流
をフラットにした場合にも、入力電流を正弦波にするこ
とが容易となる。

【００４６】（実施形態１３）図３２は本発明の実施形
態１３の回路図である。本実施形態は、請求項６に対応
するものであり、交流電源Ｖｓに接続された全波整流器
ＤＢと、全波整流器ＤＢの出力側に接続された平滑コン
デンサＣ１と、全波整流器ＤＢの出力端に直列接続され
たインダクタＬ２と、交流電源Ｖｓから全波整流器ＤＢ
とインダクタＬ２を介して平滑コンデンサＣ１を充電す
る方向に平滑コンデンサＣ１と直列接続されたダイオー
ドＤ２と、平滑コンデンサＣ１と並列に接続された第１
のスイッチング素子Ｑ１と負荷回路の直列回路と、平滑
コンデンサＣ１とダイオードＤ２の直列回路に並列に接
続された第２のスイッチング素子Ｑ２と前記負荷回路の
直列回路とを備えるインバータ装置であって、交流電源
電圧の絶対値Ｖ_DBが所定値Ｖ０以上の期間には第２のス
イッチング素子Ｑ２を高周波でオン・オフし、交流電源
電圧の絶対値Ｖ_DBが所定値Ｖ０より小さい期間には第１
のスイッチング素子Ｑ１を高周波でオン・オフさせるこ
とを特徴とするものである。負荷回路としては、インダ
クタＬ１とコンデンサＣ２の直列回路に回生電流通電用
のダイオードＤ１を並列接続し、コンデンサＣ２と並列
にフルブリッジ構成の極性反転インバータを接続し、そ
の出力端にパルストランスＴの２次巻線を介して放電灯
ｌａを接続すると共に、コンデンサＣ３を並列接続した
ものである。スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ１、
コンデンサＣ２、ダイオードＤ１は平滑コンデンサＣ１
を電源とする第１の降圧チョッパを構成している。ま
た、スイッチング素子Ｑ２、インダクタＬ２、インダク
タＬ１、コンデンサＣ２、ダイオードＤ１は全波整流器
ＤＢの出力を電源とする第２の降圧チョッパを構成して
いる。コンデンサＣ２に発生する直流電圧は極性反転イ
ンバータの入力となり、放電灯ｌａには矩形波電圧を供
給する。

【００４７】Ｖ_DB≧Ｖ０の期間Ｔ１においては、スイッ
チング素子Ｑ２のみをオン・オフさせ、全波整流器ＤＢ
の出力電圧Ｖ_DBを電源としてインダクタＬ１を介してコ
ンデンサＣ２に降圧された電圧を出力する。Ｖ_DB＜Ｖ０
の期間Ｔ２においては、スイッチング素子Ｑ１をオン・
オフさせ、平滑コンデンサＣ１を電源としてインダクタ
Ｌ１を介してコンデンサＣ２に降圧された電圧を出力す
る。期間Ｔ２においてはさらに、スイッチング素子Ｑ１
と反転同期してスイッチング素子Ｑ２をオン・オフさせ
る。スイッチング素子Ｑ１がオンすると、平滑コンデン
サＣ１→スイッチング素子Ｑ１→インダクタＬ１→コン
デンサＣ２の経路で電流が流れ、コンデンサＣ２に電圧
を発生しつつ、インダクタＬ１にエネルギーを蓄積す
る。スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ
１の起電力で、インダクタＬ１→コンデンサＣ２→ダイ
オードＤ１の経路で電流が回生し、ダイオードＤ１はオ
ンする。このとき、スイッチング素子Ｑ２をオンする
と、全波整流器ＤＢの両端はインダクタＬ２、スイッチ
ング素子Ｑ２、ダイオードＤ１で短絡したのと同等の状
態になる。実際には、全波整流器ＤＢ→インダクタＬ２
→スイッチング素子Ｑ２→インダクタＬ１→コンデンサ
Ｃ２の経路で電流が流れ、入力電流を流し、入力歪改善
作用をする。スイッチング素子Ｑ２のオフ時には、全波
整流器ＤＢ→インダクタＬ２→ダイオードＤ２→平滑コ
ンデンサＣ１の経路で平滑コンデンサＣ１を充電する。

【００４８】以上から、期間Ｔ１において降圧チョッパ
へは直接電力を供給するから、従来例のように多くの電
力変換過程を経ていないので、回路効率の格段の向上が
期待できる。期間Ｔ２においても、平滑コンデンサＣ１
から電力を供給されるが、従来例に比べると電力変換過
程は少なく、回路効率の向上が期待できる。

【００４９】（実施形態１４）図３３は本発明の実施形
態１４の回路図である。本実施形態は、図３０の回路の
変形例であり、スイッチング素子Ｑ２の動作時にインダ
クタＬ２がループに入らない構成であり、スイッチング
素子Ｑ１とダイオードＤ１の位置を入れ替えて、平滑コ
ンデンサＣ１の負極端をスイッチング素子Ｑ２のソース
としたものである。図３０の回路では、通常、制御回路
のグランドをスイッチング素子Ｑ１と平滑コンデンサＣ
１の接続点に取ることにより、スイッチング素子Ｑ２、
Ｑ３はハイサイドドライブＩＣ等によって駆動可能とな
り、制御回路の構成が簡単になると述べた。一方、本回
路の動作上、電源電圧値を検出し、交流電源電圧の絶対
値Ｖ_DBが所定値Ｖ０以上か否かを検出する必要がある。
しかし、図３０の回路構成では、制御回路のグランドを
スイッチング素子Ｑ１と平滑コンデンサＣ１の接続点に
取ると、交流電源Ｖｓの電圧検出が困難となる。スイッ
チング素子Ｑ３のソースを制御回路のグランドにする方
法もあるが、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動にハイ
サイドドライブＩＣが使えず、電気的に絶縁されたレベ
ルシフト駆動回路がそれぞれに必要で、制御回路が複雑
になるという欠点がある。

【００５０】そこで、図３３の回路構成とし、スイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ３のソースを制御回路のグランドとす
ると、電源電圧の検出は容易になる。また、スイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ３はダイレクトに駆動が可能である。ス
イッチング素子Ｑ２についてはダイレクトに駆動でき
ず、ハイサイドドライブＩＣが使えないが、一個のスイ
ッチング素子だけであり、図３０の場合に比べると制御
回路が簡単に構成できる。以上のように、本実施形態で
は、入力電圧Ｖｉｎの検出を確実に行うことにより回路
動作が確実に行えるから動作が安定し、小型化、高効率
化の効果が十分に発揮される。

【００５１】（実施形態１５）図３４は本発明の実施形
態１５の回路図である。本実施形態は、図１０の構成に
おいて、全波整流器ＤＢの直流出力端を２つに分け、イ
ンダクタＬ２の接続されない方と、インダクタＬ１、Ｌ
２の接続点間に第４のスイッチング素子Ｑ４を接続した
ものであり、図２９、図３０、図３３等で電源電圧が高
い期間にインダクタＬ２に電流を流さないように工夫し
たものである。

【００５２】図３５に本実施形態の動作を示す。電源電
圧の高い期間Ｔ１において、スイッチング素子Ｑ４をオ
ン状態とする。この間、スイッチング素子Ｑ２は高周波
でオン・オフし、電源から負荷へ電流を流すが、スイッ
チング素子Ｑ４がオンであるので、インダクタＬ２は通
らず、直接、インダクタＬ１、放電灯ｌａ、コンデンサ
Ｃ２へ電流が流れる。効果は図２９の実施形態１１と同
様である。

【００５３】さらに、図３４の構成では、制御回路のグ
ランドをスイッチング素子Ｑ３、Ｑ２のソースに取るこ
とにより、電源電圧の検出が容易にでき、スイッチング
素子Ｑ１，Ｑ４はハイサイドドライブＩＣを使用するこ
とにより駆動でき、制御回路も簡単に構成できる。この
ように、入力電圧Ｖｉｎの検出を確実に行うことにより
回路動作が確実に行えるから動作が安定し、小型化、高
効率化の効果が十分に発揮される。

【００５４】なお、各実施形態回路ではランプに直列の
イグナイタ回路を示していないが、説明を簡単化するた
めに省略したものであり、必要に応じて付加されても本
発明の作用、効果には全く影響はない。また、昇圧チョ
ッパ用のインダクタＬ２は全波整流器ＤＢのプラス側の
出力端に接続しているが、マイナス側の出力端に接続し
ても良い。また、全波整流器ＤＢの入力端にインダクタ
が直列接続されていても良い。

【００５５】

【発明の効果】本発明は、電源電圧が所定値以上の期間
においては、負荷へ全波整流器から直接電流を流し、電
源電圧が所定値以下の期間においては、平滑コンデンサ
から負荷へ電流を流すとともに、入力歪改善作用を持た
せるようにしたため、複雑な電力変換過程を経ることな
く負荷へ電力を供給でき、回路効率を向上し、小型で安
価な回路とすることができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態１の回路図である。

【図２】本発明の実施形態１の動作説明図である。

【図３】従来例の回路図である。

【図４】本発明の実施形態２の回路図である。

【図５】本発明の実施形態２の動作説明図である。

【図６】本発明の実施形態２の第１の電流経路を示す回
路図である。

【図７】本発明の実施形態２の第２の電流経路を示す回
路図である。

【図８】本発明の実施形態２の第３の電流経路を示す回
路図である。

【図９】本発明の実施形態２の第４の電流経路を示す回
路図である。

【図１０】本発明の実施形態３の回路図である。

【図１１】本発明の実施形態３の動作説明図である。

【図１２】本発明の実施形態３の第１の電流経路を示す
回路図である。

【図１３】本発明の実施形態３の第２の電流経路を示す
回路図である。

【図１４】本発明の実施形態３の第３の電流経路を示す
回路図である。

【図１５】本発明の実施形態３の第４の電流経路を示す
回路図である。

【図１６】本発明の実施形態４の動作説明図である。

【図１７】本発明の実施形態５の動作説明図である。

【図１８】本発明の実施形態６の回路図である。

【図１９】本発明の実施形態６の動作説明図である。

【図２０】本発明の実施形態７の回路図である。

【図２１】本発明の実施形態７の動作説明図である。

【図２２】本発明の実施形態８の回路図である。

【図２３】本発明の実施形態８の動作説明図である。

【図２４】本発明の実施形態８の他の動作説明図であ
る。

【図２５】本発明の実施形態９の回路図である。

【図２６】本発明の実施形態９の動作説明図である。

【図２７】本発明の実施形態１０の回路図である。

【図２８】本発明の実施形態１０の動作説明図である。

【図２９】本発明の実施形態１１の回路図である。

【図３０】本発明の実施形態１１の一変形例の回路図で
ある。

【図３１】本発明の実施形態１２の動作説明図である。

【図３２】本発明の実施形態１３の回路図である。

【図３３】本発明の実施形態１４の回路図である。

【図３４】本発明の実施形態１５の回路図である。

【図３５】本発明の実施形態１５の動作説明図である。

【符号の説明】

Ｖｓ交流電源ＤＢ全波整流器Ｑ１〜Ｑ４スイッチング素子Ｌ１，Ｌ２インダクタＣ１，Ｃ２コンデンサＤ１ダイオードｌａ放電灯

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 3K072 AA01 BA03 BA05 BB10 CA11 CB04 DD07 GA03 GB18 GC04 HA10 5H007 AA00 AA02 AA08 BB03 CA02 CB02 CB04 CB05 CB12 CB17 CB23 CC12 CC32 DC05 EA14 EA15

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源に接続された全波整流器と、
全波整流器に並列的に接続された平滑コンデンサと、負
荷回路を有し、交流電源電圧の絶対値が所定値以上の期
間に、全波整流器から負荷回路に電力を供給する第１の
スイッチ手段と、交流電源電圧の絶対値が所定値より小
さい期間に、平滑コンデンサから負荷回路に電力を供給
する第２のスイッチ手段と、交流電源電圧の絶対値が所
定値より小さい期間に、交流電源から入力電流を流す入
力歪改善手段を有することを特徴とするインバータ装
置。
【請求項２】交流電源に接続された全波整流器と、
全波整流器の出力側に接続された平滑コンデンサと、全
波整流器の入力端または出力端に直列接続されたインダ
クタと、交流電源から全波整流器とインダクタを介して
平滑コンデンサを充電する方向に平滑コンデンサと直列
接続されたダイオードと、平滑コンデンサと並列に接続
された第１および第２のスイッチング素子の直列回路
と、平滑コンデンサとダイオードの直列回路に並列に接
続された第３および第４のスイッチング素子の直列回路
と、第１および第２のスイッチング素子の接続点と第３
および第４のスイッチング素子の接続点の間に接続され
た負荷回路とを備え、第１のスイッチング素子がダイオ
ードの一端に第３のスイッチング素子がダイオードの他
端に接続されたインバータ装置であって、交流電源電圧
の絶対値が所定値以上の期間には第２のスイッチング素
子をオン、第１および第４のスイッチング素子をオフと
し、第３のスイッチング素子を高周波でオン・オフし、
交流電源電圧の絶対値が所定値より小さい期間には第４
のスイッチング素子をオン、第２のスイッチング素子を
オフとし、第１および第３のスイッチング素子を高周波
でオン・オフさせる制御回路を有することを特徴とする
インバータ装置。
【請求項３】交流電源に接続された全波整流器と、
全波整流器の出力側に接続された平滑コンデンサと、全
波整流器の入力端または出力端に直列接続されたインダ
クタと、交流電源から全波整流器とインダクタを介して
平滑コンデンサを充電する方向に平滑コンデンサと直列
接続されたダイオードと、平滑コンデンサと並列に接続
された第１および第２のスイッチング素子の直列回路
と、平滑コンデンサとダイオードの直列回路に並列接続
された第３のスイッチング素子と、第１および第２のス
イッチング素子の接続点に一端を接続され第３のスイッ
チング素子とダイオードの接続点に他端を接続された負
荷回路とを備え、第１のスイッチング素子がダイオード
と平滑コンデンサの接続点に接続されたインバータ装置
であって、交流電源電圧の絶対値が所定値以上の期間に
は第２のスイッチング素子のみを高周波でオン・オフ
し、交流電源電圧の絶対値が所定値より小さい期間には
第１のスイッチング素子をオン、第２のスイッチング素
子をオフとし、第３のスイッチング素子を高周波でオン
・オフさせる制御回路を有することを特徴とするインバ
ータ装置。
【請求項４】交流電源に接続された全波整流器と、
全波整流器の第１の出力端に一端を接続されたインダク
タと、インダクタの他端に一端を接続された第１のダイ
オードと、第１のダイオードの他端と全波整流器の第２
の出力端の間に直列に接続された第１および第２のスイ
ッチング素子と、第１のダイオードの前記一端と全波整
流器の第２の出力端の間に接続された第３のスイッチン
グ素子と、一端を第１のダイオードの前記一端に接続さ
れた第４のスイッチング素子と、第４のスイッチング素
子の他端と全波整流器の第１の出力端の間に接続された
第２のダイオードと、第４のスイッチング素子の前記他
端と第１のダイオードの前記他端の間に接続された平滑
コンデンサと、第４のスイッチング素子の前記他端と第
１および第２のスイッチング素子の接続点の間に接続さ
れた負荷回路とを備え、第１および第２のダイオードは
インダクタの蓄積エネルギーを平滑コンデンサに放出す
る方向に接続されたインバータ装置であって、交流電源
電圧の絶対値が所定値以上の期間には第２および第４の
スイッチング素子をオン、第１および第３のスイッチン
グ素子をオフし、交流電源電圧の絶対値が所定値より小
さい期間には第２および第４のスイッチング素子をオ
フ、第１のスイッチング素子をオンし、第３のスイッチ
ング素子を高周波でオン・オフさせる制御回路を有する
ことを特徴とするインバータ装置。
【請求項５】交流電源と、交流電源に直列接続され
たインダクタと、交流電源とインダクタの直列回路を入
力端に接続された全波整流器と、全波整流器の出力端に
並列接続された平滑コンデンサと、平滑コンデンサに並
列接続された第１および第２のスイッチング素子の直列
回路と、平滑コンデンサに並列接続された第３および第
４のスイッチング素子の直列回路と、第１および第２の
スイッチング素子の接続点と第３および第４のスイッチ
ング素子の接続点の間に接続された負荷回路とを備え、
第１および第３のスイッチング素子は全波整流器の正出
力端に接続され、第２および第４のスイッチング素子は
全波整流器の負出力端に接続され、第３および第４のス
イッチング素子の接続点は全波整流器の一方の交流入力
端に接続されたインバータ装置であって、交流電源電圧
の絶対値が所定値以上の期間には交流電源の電圧極性に
対応して第１または第２のスイッチング素子を高周波で
オン・オフし、交流電源電圧の絶対値が所定値より小さ
い期間には交流電源の電圧極性に対応して第１または第
２のスイッチング素子を介して交流電源から入力電流が
流れるように第１および第４のスイッチング素子または
第２および第３のスイッチング素子を高周波でオン・オ
フさせる制御回路を有することを特徴とするインバータ
装置。
【請求項６】交流電源に接続された全波整流器と、
全波整流器の出力側に接続された平滑コンデンサと、全
波整流器の入力端または出力端に直列接続されたインダ
クタと、交流電源から全波整流器とインダクタを介して
平滑コンデンサを充電する方向に平滑コンデンサと直列
接続されたダイオードと、平滑コンデンサと並列に接続
された第１のスイッチング素子と負荷回路の直列回路
と、平滑コンデンサとダイオードの直列回路に並列に接
続された第２のスイッチング素子と前記負荷回路の直列
回路とを備えるインバータ装置であって、交流電源電圧
の絶対値が所定値以上の期間には第２のスイッチング素
子を高周波でオン・オフし、交流電源電圧の絶対値が所
定値より小さい期間には第１および第２のスイッチング
素子を高周波で反転同期してオン・オフさせる制御回路
を有することを特徴とするインバータ装置。
【請求項７】請求項３において、交流電源電圧の絶
対値が所定値以上の期間における第２のスイッチング素
子のオン・デューティを、交流電源電圧の絶対値が所定
値より小さい期間における第３のスイッチング素子のオ
ン・デューティよりも大きくしたことを特徴とするイン
バータ装置。
【請求項８】請求項３において、交流電源電圧の絶
対値が所定値以上の期間における第２のスイッチング素
子の動作周波数を、交流電源電圧の絶対値が所定値より
小さい期間における第３のスイッチング素子の動作周波
数よりも小さくしたことを特徴とするインバータ装置。
【請求項９】請求項３において、ダイオードとして
ＭＯＳＦＥＴの逆並列ダイオードを用いると共に、交流
電源電圧の絶対値が所定値以上の期間において前記ＭＯ
ＳＦＥＴを第２のスイッチング素子と反転同期してオン
・オフさせることを特徴とするインバータ装置。
【請求項１０】交流電源と、交流電源に直列接続さ
れたインダクタと、交流電源とインダクタの直列回路を
入力端に接続された全波整流器と、全波整流器の出力端
に並列接続された平滑コンデンサと、平滑コンデンサに
並列接続された第１および第２のスイッチング素子の直
列回路と、平滑コンデンサに並列接続された第３および
第４のスイッチング素子の直列回路と、第１および第２
のスイッチング素子の接続点と第３および第４のスイッ
チング素子の接続点の間に接続された負荷回路とを備
え、第１および第３のスイッチング素子は全波整流器の
正出力端に接続され、第２および第４のスイッチング素
子は全波整流器の負出力端に接続され、第３および第４
のスイッチング素子の接続点は全波整流器の一方の交流
入力端に接続されたインバータ装置であって、交流電源
電圧の絶対値が所定値以上の期間には交流電源の電圧極
性に対応して第１または第２のスイッチング素子を高周
波でオン・オフし、交流電源電圧の絶対値が所定値より
小さい期間には交流電源の電圧極性に対応して第３また
は第４のスイッチング素子を介して交流電源から入力電
流が流れるように第２および第３のスイッチング素子ま
たは第１および第４のスイッチング素子を高周波でオン
・オフさせる制御回路を有することを特徴とするインバ
ータ装置。
【請求項１１】交流電源に接続された全波整流器
と、全波整流器の出力側に接続された平滑コンデンサ
と、全波整流器の出力端に直列接続されたインダクタ
と、交流電源から全波整流器とインダクタを介して平滑
コンデンサを充電する方向に平滑コンデンサと直列接続
されたダイオードと、平滑コンデンサと並列に接続され
た第１および第２のスイッチング素子の直列回路と、全
波整流器の出力端に並列に接続された第３および第４の
スイッチング素子の直列回路と、第１および第２のスイ
ッチング素子の接続点と第３および第４のスイッチング
素子の接続点の間に接続された負荷回路と、平滑コンデ
ンサとダイオードの直列回路に並列に接続された第５の
スイッチング素子とを備え、第１のスイッチング素子が
ダイオードの一端に第３のスイッチング素子がインダク
タを介してダイオードの他端に接続されたインバータ装
置であって、交流電源電圧の絶対値が所定値以上の期間
には第２のスイッチング素子をオン、第１および第４の
スイッチング素子をオフとし、第３のスイッチング素子
と第５のスイッチング素子を反転同期して高周波でオン
・オフし、交流電源電圧の絶対値が所定値より小さい期
間には第４のスイッチング素子をオン、第２および第３
のスイッチング素子をオフとし、第１および第５のスイ
ッチング素子を高周波でオン・オフさせる制御回路を有
することを特徴とするインバータ装置。
【請求項１２】請求項２において、第３のスイッチ
ング素子とダイオードの直列回路と並列に第５のスイッ
チング素子を接続し、交流電源電圧の絶対値が所定値以
上の期間に第３のスイッチング素子と反転同期して第５
のスイッチング素子を高周波でオン・オフさせることを
特徴とするインバータ装置。
【請求項１３】交流電源に接続された第１および第
２の全波整流器と、第１の全波整流器の出力側に接続さ
れた平滑コンデンサと、第１の全波整流器の出力端に直
列接続されたインダクタと、交流電源から第１の全波整
流器とインダクタを介して平滑コンデンサを充電する方
向に平滑コンデンサと直列接続されたダイオードと、第
２の全波整流器の出力端間に前記ダイオードを介して並
列に接続された第１および第２のスイッチング素子の直
列回路と、平滑コンデンサとダイオードの直列回路に並
列接続された第３のスイッチング素子と、第１および第
２のスイッチング素子の接続点に一端を接続され第３の
スイッチング素子とダイオードの接続点に他端を接続さ
れた負荷回路とを備え、第１のスイッチング素子がダイ
オードと平滑コンデンサの接続点に接続されたインバー
タ装置であって、交流電源電圧の絶対値が所定値以上の
期間には第２のスイッチング素子のみを高周波でオン・
オフし、交流電源電圧の絶対値が所定値より小さい期間
には第１のスイッチング素子をオン、第２のスイッチン
グ素子をオフとし、第３のスイッチング素子を高周波で
オン・オフさせる制御回路を有することを特徴とするイ
ンバータ装置。
【請求項１４】第１および第２の全波整流器はダイ
オードと第３のスイッチング素子の接続点側の整流素子
を共有されていることを特徴とする請求項１３記載のイ
ンバータ装置。
【請求項１５】請求項１３または１４において、交
流電源電圧の絶対値が所定値以上の期間に第３のスイッ
チング素子を高周波でオン・オフさせることを特徴とす
るインバータ装置。
【請求項１６】交流電源に接続された第１および第
２の全波整流器と、第１の全波整流器の出力端に直列接
続されたインダクタと、第１の全波整流器の出力端に前
記インダクタを介して接続された平滑コンデンサと、平
滑コンデンサと逆並列に接続されたダイオードと、平滑
コンデンサに負荷回路を介して並列に接続された第１の
スイッチング素子と、第２の全波整流回路の出力端に前
記負荷回路を介して並列に接続された第２のスイッチン
グ素子と、第１の全波整流回路の出力端に前記インダク
タを介して並列に接続された第３のスイッチング素子と
を備え、第１および第２の全波整流器は負荷回路と接続
される側の整流素子を共有されているインバータ装置で
あって、交流電源電圧の絶対値が所定値以上の期間には
第２のスイッチング素子のみを高周波でオン・オフし、
交流電源電圧の絶対値が所定値より小さい期間には第１
のスイッチング素子をオン、第２のスイッチング素子を
オフとし、第３のスイッチング素子を高周波でオン・オ
フさせる制御回路を有することを特徴とするインバータ
装置。
【請求項１７】請求項３において、インダクタと並
列に第４のスイッチング素子を接続し、交流電源電圧の
絶対値が所定値以上の期間に第４のスイッチング素子を
オンさせることを特徴とするインバータ装置。